JP6373702B2 - 半導体パワーモジュール及び半導体駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ(Insulated Gate Bipolar Transistor：以下、ＩＧＢＴと記す)などのパワー半導体素子が搭載される半導体パワーモジュール及び半導体パワーモジュールを駆動する半導体駆動装置に関する。

近年、環境配慮の観点から電気鉄道車両および電気自動車などが注目を浴びている。これらの電気駆動による移動体には、モータおよびモータを駆動する電力変換装置（インバータ、コンバータ、チョッパー）が搭載されており、電力変換装置においては、半導体パワーモジュールが一般的に用いられる。半導体パワーモジュールにおけるＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子をスイッチングすなわちオン・オフ駆動することにより、直流電力が交流電力に変換されたり、交流電力が直流電力に変換されたりする。

半導体パワーモジュールでは、一般的に、半導体スイッチング素子とダイオードの逆並列接続回路（「アーム」と称する）が使用される。アームを、正極端子と交流端子の間に接続したものを上アーム、交流端子と負極端子の間に接続したものを下アームと称する。一組の上アームと下アームによって、一相分の交流電力を出力することができる。したがって三相交流を出力するためには３組の上下アーム（合計６アーム）が必要となる。

ノイズなどによる誤動作により、半導体パワーモジュールにおける上下アームの半導体スイッチング素子がオン状態になると、その時に流れる過電流（短絡電流）によって半導体スイッチング素子が破壊し、その結果、電力変換装置が故障する。これを防止するため、半導体パワーモジュールを駆動する半導体駆動装置には、過電流が流れたら半導体スイッチング素子をターンオフする過電流保護回路が備えられる。

過電流保護回路においては、半導体パワーモジュールにおける半導体スイッチング素子に流れる電流を検出する電流検出手段が必要である。このような電流検出手段に関する技術として、特許文献１および特許文献２に記載される技術が知られている。

特許文献１（図８）に記載の技術では、ＩＧＢＴのエミッタ側における主回路配線の寄生インダクタンスに発生する電圧を積分してエミッタ電流を求めている。

特許文献２（図３および図４）に記載の技術では、ＩＧＢＴモジュールにおけるエミッタ電極板とエミッタ端子が有する寄生インダクタンスが発生する電圧を積分回路に入力して積分することにより、ＩＧＢＴに流れる電流が測定される。また、ＩＧＢＴモジュールに積分回路接続用の専用端子が設けられる。

特開２００７−２５９５３３号公報 特開２０００−３２４８４６号公報

電力変換装置は、電気鉄道車両では旅客床下の限られた空間に、電気自動車ではボンネット内の限られた空間に、他の機器と一緒に設置されるため、半導体パワーモジュールの小型化が要求される。半導体パワーモジュールを小型化すると、主電流が流れる主端子，半導体駆動装置を接続する制御端子，過電流などの異常状態を検知するための電圧信号を出力する検出端子を構成する導体や、端子間やこれら端子と半導体素子間を接続するための配線導体が近接配置されるため、これら端子および配線導体に流れる主電流により発生する磁束が、各端子および各配線導体相互間で、影響を及ぼし合う。特に、検出信号端子から出力される検出信号電圧への影響が大きく、これは、電流を高精度で検出して確実に半導体スイッチング素子を過電流から保護する上で、問題である。

これに対し、特許文献１および特許文献２に記載の技術においては、自己インダクタンスである寄生インダクタンスが用いられており、上述したような磁束の影響は考慮されていない。このため、特許文献１および特許文献２に記載の技術では、半導体パワーモジュールにおける過電流を高精度に検出して、半導体スイッチング素子を確実に過電流から保護することは難しい。

そこで、本発明は、過電流を高精度に検出して、半導体スイッチング素子を確実に過電流から保護することができる半導体パワーモジュールおよび半導体駆動装置を提供する。

上記課題を解決するために、本発明による半導体パワーモジュールは、主電流が流れる第１の主端子および第２の主端子と、第１の主電極および第２の主電極を有し、第１の主電極が第１の主端子と電気的に接続され、第２の主電極が第２の主端子と電気的に接続される第１の半導体スイッチング素子と、を備えるものであって、第１の主電極の電位を検出する第１の信号端子と、第１の主端子の電位を検出する第２の信号端子を備え、第１の信号端子および第２の信号端子からは、第１の主端子による第１の自己インダクタンスと、第１の主端子と第２の主端子との間の第１の相互インダクタンスと、第１の主電極に流れる電流の変化とに応じた第１の検出電圧が出力され、第１の検出電圧は第１の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、過電流保護において、第１の相互インダクタンスが用いられるものである。

また、上記課題を解決するために、本発明による他の半導体パワーモジュールは、一対の直流端子となる第１の主端子および第２の主端子と、第１の主電極および第２の主電極を有し、第１の主電極が第１の主端子と電気的に接続される第１の半導体スイッチング素子と、第３の主電極および第４の主電極を有し、第４の主電極が第２の主端子と電気的に接続される第２の半導体スイッチング素子と、を備えると共に、第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子は、第２の主電極と前記第３の主電極とが導体によって電気的に接続されることにより、直列接続され、第１の半導体スイッチング素子と第２の半導体スイッチング素子の直列接続点に電気的に接続される交流端子を備えるものであって、さらに、第１の主電極の電位を検出する第１の信号端子と、第１の主端子の電位を検出する第２の信号端子と、第２の主電極の電位を検出する第３の検出端子と、第３の主電極の電位を検出する第４の検出端子とを備える。第１の信号端子および第２の信号端子からは、第１の主端子による第１の自己インダクタンスと、第１の主端子と第２の主端子との間の第１の相互インダクタンスと、第１の主端子と導体との間の第２の相互インダクタンスと、第１の主電極に流れる電流の変化とに応じた第１の検出電圧が出力され、第３の信号端子および第４の信号端子からは、導体による第２の自己インダクタンスと、第２の相互インダクタンスと、第２の主端子と前記導体との間の第３の相互インダクタンスと、第３の主電極に流れる電流の変化とに応じた第２の検出電圧が出力される。第１の検出電圧は第１の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、第２の検出電圧は第２の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、第１の半導体スイッチング素子の過電流保護において、第１の相互インダクタンスおよび第２の相互インダクタンスが用いられ、第２の半導体スイッチング素子の過電流保護において、第１の相互インダクタンスおよび第３の相互インダクタンスが用いられる。

さらに、上記課題を解決するために、本発明による半導体駆動装置は、上記本発明による他の半導体パワーモジュールを駆動するものであって、第１の検出電圧に基づいて、第１の半導体スイッチング素子に流れる過電流を検出し、過電流を検出したら第１の判定信号を出力する第１の異常判定回路と、第１の判定信号に応じて、第１のオフ指令を出力する第１の論理回路と、第１のオフ指令に応じて、第１の半導体スイッチング素子をターンオフ駆動する第１の制御回路と、第２の検出電圧に基づいて、第２の半導体スイッチング素子に流れる過電流を検出し、過電流を検出したら第２の判定信号を出力する第２の異常判定回路と、第２の判定信号に応じて、第２のオフ指令を出力する第２の論理回路と、第２のオフ指令に応じて、第２の半導体スイッチング素子をターンオフ駆動する第２の制御回路とを備える。

本発明によれば、半導体パワーモジュールから出力される検出電圧が、相互インダクタンスを用いる過電流保護に用いられるものとすることにより、過電流を高精度に検出して、半導体スイッチング素子を確実に過電流から保護することができる。

本発明の実施形態１である半導体パワーモジュールの等価回路を示す。 本発明の実施形態１である半導体パワーモジュールの要部構造を示す。 従来技術による半導体パワーモジュールの一例の等価回路を示す。 従来技術による半導体パワーモジュールの一例の要部構造を示す。 本発明による半導体パワーモジュールの応用例である電力変換装置の回路構成を示す。 本発明の実施形態２である半導体パワーモジュールの外観を示す。 実施形態２の半導体パワーモジュールの等価回路を示す。 実施形態２の半導体パワーモジュールの内部の要部構成を示す。 本発明の実施形態３である半導体パワーモジュールの等価回路を示す。 本発明の実施形態４である半導体パワーモジュールの等価回路を示す。 本発明の実施形態５である半導体駆動装置を示す。 図８に示す半導体パワーモジュールとドライバ回路の実装状態を示す。 本発明の実施形態６である半導体駆動装置を示す。 本発明の実施形態７である半導体パワーモジュールの外観を示す。 本発明の実施形態８である６in１モジュールの内部構造を示す。

以下、本発明の実施形態について、図面を用いて説明する。
（実施形態１）
図１（ａ）および図１（ｂ）は、本発明の実施形態１である半導体パワーモジュール（以下、単に「モジュール」と記す）を示す。なお、本モジュールにおける半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴである。また、本モジュールは、いわゆる１in１構成を有し、その等価回路およびモジュールの要部構造を、それぞれ図１（ａ）および図１（ｂ）に示す。

１in１とは、図１（ａ）に示すように、一個のモジュールが、アーム、すなわちＩＧＢＴ２ａとダイオード２ｂの逆並列回路を一個備えていることを意味する。ここで、逆並列回路とは、ＩＧＢＴ２ａとダイオード２ｂを、順方向が互いに逆になるように並列接続する並列回路である。図１（ａ）の等価回路では、一個のＩＧＢＴ２ａと一個のダイオード２ｂとによってアームが構成されるように図示されているが、モジュール内では、モジュールの電流容量に応じて、複数個のＩＧＢＴと複数個のダイオードの逆並列接続回路が適用されたり、複数個のアームの並列接続が適用されたりする。なお、図１（ｂ）においては、図示されるモジュールの主要部を格納する樹脂ケースやＩＧＢＴやダイオードなどを封止する樹脂は図示を省略している。

インダクタンスＬ_１は、正極端子１１ａの自己インダクタンスと、ＩＧＢＴ２ａのコレクタ電極と正極端子を接続する導体などの自己インダクタンスとの合成インダクタンスである。インダクタンスＬ_２は、負極端子１１ｂの自己インダクタンスと、ＩＧＢＴ２ａのエミッタ電極と負極端子を接続する導体などの自己インダクタンスとの合成インダクタンスである。本実施形態のＬ_１，Ｌ_２おいては、それぞれ、正極端子１１ａの自己インダクタンス，負極端子１１ｂの自己インダクタンスが支配的である。なお、ＩＧＢＴ２ａのコレクタ電極およびエミッタ電極は、半導体チップ表面に形成される主電極である。また、正極端子１１ａおよび負極端子１１ｂは、主電流（負荷電流，短絡電流）が流れる主端子である。

Ｍ_１２は、正極端子１１ａと負極端子１１ｂとの間の相互インダクタンスである。本実施形態においては、正極端子１１ａと負極端子１１ｂが近接して積層される積層部を有する。積層部において、正極端子１１ａに流れる主電流と負極端子１１ａに流れる主電流は、互いに近接し、流れる方向が互いに平行かつ逆方向である。このため、正極端子１１ａおよび負極端子１１ｂの一方に流れる電流によって発生する磁束が、他方に対して大きく影響する。これにより、相互インダクタンスＭ_１２の大きさ（絶対値）が増大し、Ｌ_２と同オーダの大きさとなる。この結果、本実施形態１では、電流を検出するための信号端子、すなわち、ＩＧＢＴ２ａのエミッタ電極の電位を出力する補助エミッタ端子３ｄおよび負極端子１１ｂの電位を出力する補助負極端子３ｆの間の検出電圧に影響する。従って、本発明者の検討によれば、過電流の検出や半導体スイッチング素子の過電流保護において、相互インダクタンスを、その値をゼロとみなすことなく、用いることが必要となる。相互インダクタンスを用いることにより、過電流の検出精度が向上し、半導体スイッチング素子を確実に過電流から保護することが可能になる。

なお、正極端子１１ａと負極端子１１ｂの積層部において、正極端子１１ａと負極端子１１ｂの間は、本実施形態１では空隙であるが、これに限らず、樹脂などの絶縁物からなるシート状の部材が介在しても良い。この場合、積層部における端子間の電気的絶縁が絶縁物によって確保されるので、端子間の距離を低減することができる。これは、半導体パワーモジュールの主回路インダクタンスを低減するための公知技術ではあるが、相互インダクタンス自体はさらに増加するので、過電流の検出および過電流保護においては、相互インダクタンスを無視することなく用いる必要がある。

短絡電流のような過電流を電気的に検出して、ＩＧＢＴ２ａのゲート電極とエミッタ電極に接続され、ＩＧＢＴ２ａをオン・オフ駆動する半導体駆動装置（以下、「ゲートドライバ」と記す）に、ＩＧＢＴ２ａをターンオフする過電流保護動作をさせるために、補助エミッタ端子３ｄおよび補助負極端子３ｆ間に出力される検出電圧信号をゲートドライバに伝送する。検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆは、負極端子１１ｂの自己インダクタンスＬ_２，正極端子１１ａおよび負極端子１１ｂ間の相互インダクタンスＭ_１２，ＩＧＢＴ２ａのエミッタ電極に流れる電流の時間変化率（ｄｉ/ｄｔ）に基づいて、式（１）のように表される。

Ｖ_ｄ−ｆ＝Ｌ_２・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＋Ｍ_１２・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＝(Ｌ_２＋Ｍ_１２)・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ …（１）
式（１）から求められる式（２）の両辺を時間積分すれば、検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆから電流値を求めることができる。

ｄＩ_Ｌ２/dt＝(Ｌ_２＋Ｍ_１２)^-1・Ｖ_ｄ−ｆ …（２）
ゲートドライバは、式（１）式に示される検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆが所定の閾値を超えたら、あるいは式（２）によりＶ_ｄ−ｆから換算される電流が所定の閾値を超えたら、アーム短絡のように過電流が流れていると判定し、ＩＧＢＴ２ａをターンオフさせる。これら閾値の設定やゲートドライバの過電流保護回路内におけるゲインなどの制御パラメータの設定に、Ｍ_１２やこれを含む式（１）および（２）を用いることにより、モジュール内における磁束の影響が実質的に考慮された過電流保護が可能になる。従って、半導体スイッチング素子に流れる過電流を高精度に検出して、半導体スイッチング素子を確実に過電流から保護することができる。

上述したように、本実施形態１によれば、モジュールにおける補助エミッタ端子３ｄおよび補助負極端子３ｆから、式（１）に示されるように、Ｌ_２，Ｍ_１２，ｄＩ_Ｌ２/ｄｔに応じた検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆが出力され、このＶ_ｄ−ｆに基づいてＩＧＢＴが過電流保護され、かつ過電流保護のためにＭ_１２が用いられるので、過電流を高精度に検出して、モジュールにおけるＩＧＢＴを確実に過電流から保護できる。

特に、モジュールの小型化により、大電流が流れる正極端子１１aおよび負極端子１１ｂ，ＩＧＢＴに接合されるアルミワイヤ，絶縁基板の銅パターンが相互に近接する場合、相互インダクタンスの大きさ（絶対値）が大きくなるので、補助エミッタ端子３ｄおよび補助負極端子３ｆからの検出電圧信号，Ｍ_１２および式（１）〜（２）を使用すれば、短絡などの異常時に高精度で且つ高信頼な保護動作が可能になる。また、式（１），（２）のように、検出電圧や検出電流を相互インダクタンスも含めた形で数式化することにより、ゲートドライバにおける過電流保護回路における過電流保護レベルの設定が容易になり、ゲートドライバの回路構成の簡易化が可能になる。

なお、過電流保護に用いるＭ_１２の値は、モジュールの電極および配線の構成から、例えばコンピュータシミュレーションにより、予め求めることができる。

図２（ａ）および図２（ｂ）は、比較のために、従来技術によるモジュールの一例を示す。なお、本モジュールも１in１構成を有し、図１（ａ）および図１（ｂ）と同様に、等価回路およびモジュールの要部構造を、それぞれ図２（ａ）および図２（ｂ）に示す。

従来技術によるモジュールにおいては、正極端子１１aと負極端子１１ｂが離して設けられ、また補助負極端子３ｆとしては、モジュール内の電極や配線とは別体の導体が、モジュール外において負極端子１１ｂに接続される。このため、本発明者の検討によれば、過電流の検出や過電流保護において、相互インダクタンスＭ_１２の大きさは無視できるほど小さく、実質ゼロとなる。

図３は、本発明によるモジュールの応用例である電力変換装置の回路構成を示す。なお、本応用例における電力変換装置は、電気鉄道車両のモータ駆動に適用される。

図３に示すように、電力変換装置１００は、インバータ回路を主回路とし、架線３００とレールや車体などの接地部４００との間に、変圧装置２００を介して接続される。電力変換装置１００から誘導電動機（Ｍ）５００に交流電力が供給される。誘導電動機（Ｍ）５００は車両毎に４つの車輪に接続されている。ここで架線３００の電力が交流の場合は、変圧装置２００をトランスおよび交流を直流に変換するコンバータモジュールとする。また、架線３００の電力が直流の場合は、変圧装置２００をチョッパー回路として、必要に応じて直流電圧レベルを調整する。

電力変換装置１００内には、直流電力を所定の周波数の交流電力に変換するためのインバータモジュール１１０と、変圧装置２００から供給される直流電圧を安定化し平滑化するためのコンデンサモジュール１２０と、インバータモジュール１１０を駆動制御するドライバ回路１３０と、ドライバ回路１３０へ制御信号を供給する制御回路１４０とが設けられる。

インバータモジュール１１０において、上下アーム直列回路１ａ，１ｂ，１ｃにおける各アームは、ＩＧＢＴ２ａとダイオード２ｂとの逆並列回路から構成される。上下アーム直列回路１の上下端は、それぞれ、コンデンサモジュール１２０の正極および負極に接続される。そして、その上側（正極端子１１ａ側）に配置されるＩＧＢＴ２ａとダイオード２ｂとからなる電流スイッチ回路は上アームとして動作し、下側（負極端子１１ｂ側）に配置されるＩＧＢＴ２ｃとダイオード２ｄとからなる電流スイッチ回路は、下アームとして動作する。インバータモジュール１１０は、このような上下アーム直列回路が３組設けられる、いわゆる、３相ブリッジ回路によって構成される。そして、上下アーム直列回路１ａ，１ｂ，１ｃの中点位置、すなわち、上下アームの直列接続部（交流端子１１ｃ）からは、３相の交流電力（Ｕ，Ｖ，Ｗ）が出力され、出力される３相の交流電力（Ｕ，Ｖ，Ｗ）は、誘導電動機（Ｍ）５００へ供給される。

ここで、ドライバ回路１３０から出力される上アームゲート信号は上アームゲート端子３ａを介して各相の上アームＩＧＢＴ２ａに供給され、下アームゲート信号は下アームゲート端子３ｃを介して各相の下アームＩＧＢＴ２ｃに供給される。これらゲート信号により、各ＩＧＢＴがオン・オフ駆動されて、三相交流電流（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の振幅や位相などが制御される。またドライバ回路１３０に接続される信号端子の内、上アーム補助エミッタ端子３ｂは各相の上アームＩＧＢＴ２ａのエミッタ電極に接続され、下アーム補助エミッタ端子３ｄは各相の下アームＩＧＢＴ２のエミッタ電極に接続される。また、下アームＩＧＢＴの補助コレクタ端子３ｇと補助負極端子３ｆがドライバ回路１３０に接続され、上アーム補助エミッタ端子３ｂと下アーム補助コレクタ端子３ｇ間の電位差で上アームＩＧＢＴ２ａの短絡電流などの過電流が検出される。また、下アーム補助エミッタ端子３ｄと補助負極端子３ｆ間の電位差で下アームＩＧＢＴ２ｃの短絡電流などの過電流が検出される。なお、具体的な過電流検出手段は、前述した実施形態１の半導体パワーモジュールと同様である。

制御回路１４０は、各ＩＧＢＴ（２ａ，２ｃ）のスイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。各ＩＧＢＴ（２ａ，２ｃ）のエミッタ電極はドライバ回路１３０に接続され、ドライバ回路１３０は、ＩＧＢＴ毎にエミッタ電極に流れる電流を検出し、過電流が検知されたＩＧＢＴ（２ａ，２ｃ）については、そのスイッチング動作を停止させ、過電流から保護する。さらに、制御回路１４０には、上下アーム直列回路１ａ，１ｂ，１ｃに設けられる図示しない温度センサや、上下アーム直列回路１ａ，１ｂ，１ｃの両端に印加される直流電圧を検出する直流電圧検出回路などからの検出信号が入力され、制御回路１４０は、それらの信号に基づき、過温度や過電圧などの異常を検知する。そして、制御回路１４０は、過温度，過電圧などの異常を検知した場合、インバータモジュール１１０における全てのＩＧＢＴのスイッチング動作を停止させるように、ドライバ回路１３０に指令信号を送信する。ドライバ回路１３０は、制御回路１４０からの指令信号を受信すると、各ＩＧＢＴを、ターンオフして、過電流，過電圧，過温度などの異常から保護する。

なお、本応用例の電力変換装置１００において、各アームは、図１（ａ）および図１（ｂ）に示すような実施形態１による１in１構成のモジュールが用いられる。なお、各上下アーム直列回路を後述する２in１モジュールで構成しても良いし、３相分の上下アーム直列回路をまとめて後述するような６in１モジュールで構成しても良い。また、インバータ回路の出力電流の大きさに応じて、複数のモジュールを並列接続しても良い。また、電力変換装置１００は、二次電池および二次電池を充電する充電機能を備えていても良い。
（実施形態２）
図４は、本発明の実施形態２であるモジュールの外観を示す。なお、本モジュールにおける半導体スイッチング素子は、ＩＧＢＴである。また、本モジュールは、いわゆる２in１構成を有する。２in１とは、一個のモジュールが、ＩＧＢＴとダイオードの逆並列回路からなるアームを二個備えていることを意味する。なお、本実施形態２においては、二個のアームがモジュール内において直列接続され、一組の上下アーム直列回路が構成される。なお、二個のアームがモジュール外で直列接続されようにしても良い。また、本実施形態２のモジュールは、各アームや各端子および内部配線を覆う、樹脂からなるモジュールケース１２を備え、モジュールケースの上面において、各端子における外部回路との接続部が露出している。

図４に示すように、大きな主電流が流れる主端子（正極端子１１ａ，負極端子１１ｂ，交流端子１１ｃ）と弱電系の信号端子（上アームゲート端子３ａ（上ゲート）および下アームゲート端子３ｃ（下ゲート），上アーム補助エミッタ端子３ｂ（上エミッタ）および下アーム補助エミッタ端子３ｄ（下エミッタ），上アーム補助コレクタ端子３ｅ（上コレクタ）および下アーム補助コレクタ端子３ｇ（下コレクタ），補助負極端子３ｆ（負極信号端子））は、モジュールケース１２に設けられる溝１３によって所定の絶縁距離（空間距離および沿面距離）が確保されている。本実施形態２においても、実施形態１と同様に、高精度にＩＧＢＴの電流を検出するための検出電圧を出力する信号端子（上アーム補助エミッタ端子３ｂ（上エミッタ）および下アーム補助コレクタ端子３ｇ（下コレクタ），下アーム補助エミッタ端子３ｄ（下エミッタ）および補助負極端子３ｆ（負極信号端子））が設けられる。

モジュールケース１２はベース１４に接着されており、モジュール内部にはＩＧＢＴおよびダイオードが搭載されている。本実施形態２では、正極端子１１ａと負極端子１１ｂが配置される面１５ａとは反対側の面１５ｂに交流端子１１ｃが配置されている。これにより、信号端子（３ａ〜３ｆ）を全て纏めてモジュール中央に配置することができるので、ゲートドライバあるいは図３に示したドライバ回路１３０をモジュールに直接取り付けることが可能となる。また、図３に示すような電力変換装置においては、実施形態２によるモジュールが複数個並設されるが、ドライバ回路１３０は、複数のモジュール上面を跨ぐように配置することができる。これによりドライバ回路１３０とモジュール１０の間の配線長を短くすることができ、かつドライバ回路１３０を１枚の基板に集約することができるので、ＩＧＢＴにおけるゲート電極とエミッタ電極間のループインダクタンスを低減することが可能となる。

また、図４に示すようにモジュール１０の外観平面形状は略長方形であり、正極端子１１ａと負極端子１１ｂと交流端子１１ｃが短辺側に設けられている。また、複数のモジュールが並設される場合、隣り合うモジュール間の絶縁距離が溝１３によって確保されるので、隣り合うモジュールの間隔を低減することができる。これにより、複数のモジュール１０を並設するためのスペースを低減できるので、電力変換装置などの応用装置を小型化することができる。

モジュールに搭載される各ＩＧＢＴの半導体チップに設けられるコレクタ電極と各ダイオードの半導体チップに設けられるカソード電極は、絶縁基板の銅パターンに半田付けされている。また、各ＩＧＢＴの半導体チップに設けられるエミッタ電極と各ダイオードの半導体チップに設けられるアノード電極は、アルミワイヤによって絶縁基板の所定の銅パターンに電気的に接続される。

図５（ａ）および図５（ｂ）は、それぞれ、本実施形態２のモジュールの等価回路および内部の要部構成を示す。

図５（ａ）および図５（ｂ）に示すように、アルミワイヤ４１ａ，４１ｂは、上アームＩＧＢＴのエミッタ電極と上アーム絶縁基板３１ａの銅パターンを接続し、電気的には下アームＩＧＢＴのコレクタ電極が接続される絶縁基板３１ｃと接続されている。アルミワイヤ４１ｃ，４１ｄは、下アームＩＧＢＴのエミッタ電極と下アーム絶縁基板３１ｃの銅パターンを接続し、電気的には負極端子１１ｂと接続されている。図５（ａ）および図５（ｂ）におけるＩ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２，Ｉ_Ｌ３は短絡電流を示している。すなわち、本図は、上アームＩＧＢＴと下アームＩＧＢＴが異常動作により同時にターンオンするときの状態を示す。このとき、アルミワイヤ４１ａ，４１ｂ，４１ｃ，４１ｄには本図に示す向きに短絡電流が流れる。アルミワイヤ４１ａ，４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ，正極端子１１ａ，負極端子１１ｂは自己インダクタンス成分を有すると共に、自己インダクタンス相互間では、電流の向きにより正あるいは負の結合係数を有する。

自己インダクタンスＬ_１は、正極端子１１ａの自己インダクタンスと上アームＩＧＢＴ２ａのコレクタを接続する絶縁基板３１ａの銅パターンの自己インダクタンスを合成したインダクタンスである。自己インダクタンスＬ_２は、上アームＩＧＢＴのエミッタ電極側アルミワイヤ（４１ａ，４１ｂ）の自己インダクタンスと下アームＩＧＢＴのコレクタ電極が接続される絶縁基板３１ｃの銅パターンの自己インダクタンスを合成したインダクタンスである。自己インダクタンスＬ_３は、負極端子１１ｂの自己インダクタンスと下アームＩＧＢＴのエミッタ電極側アルミワイヤ（４１ｃ，４１ｄ）の自己インダクタンスを合成したインダクタンスである。また、各インダクタンスを流れる電流はＩ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２，Ｉ_Ｌ３である。ここで、Ｉ_Ｌ２，Ｉ_Ｌ３は、それぞれ、上アームＩＧＢＴのエミッタ電極を流れる電流，下アームＩＧＢＴのエミッタ電極を流れる電流に等しい。なお、本実施形態のＬ_１，Ｌ_３おいては、それぞれ、正極端子１１ａの自己インダクタンス，負極端子１１ｂの自己インダクタンスが支配的である。

本実施形態２においては、Ｌ_２の両端の端子（３ｂ，３ｇ）とＬ_３の両端の端子（３ｄ，３ｆ）から出力される各検出電圧に基づき、相互インダクタンスＭ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３を用いて、上下アームＩＧＢＴの電流を高精度に検出して、上下アームＩＧＢＴが過電流保護される。Ｍ_１２は、正極端子１１ａと、上アームＩＧＢＴのエミッタ電極および下アームＩＧＢＴのコレクタ電極を接続する導体（アルミワイヤ４１ａおよび４１ｂ，絶縁基板３１ｃの銅パターン）との間の相互インダクタンス、すなわちＬ_１とＬ_２の磁気的結合による相互インダクタンスである。Ｍ_２３は、上アームＩＧＢＴのエミッタ電極および下アームＩＧＢＴのコレクタ電極を接続する導体と、負極端子１１ｂとの間の相互インダクタンス、すなわちＬ_２とＬ_３の磁気的結合による相互インダクタンスである。Ｍ_１３は、正極端子１１ａと負極端子１１ｂ間の相互インダクタンス、すなわちＬ_１とＬ_３の磁気的結合による相互インダクタンスである。

等価回路（ａ）において、Ｌ_１，Ｌ_２，Ｌ_３に記載している黒丸印はそれぞれのインダクタンスにおける電流の入り口を示す。本図５（ａ）に示すように、Ｌ_１とＬ_３の電流の向きは逆向きであるため、Ｌ_１とＬ_３の結合係数は負となり、Ｍ_１３は負の相互インダクタンスとなる。同様に、Ｌ_２とＬ_３の電流の向きが逆なのでＭ_２３は負の相互インダクタンスとなり、Ｌ_１とＬ_２の電流の向きが同じなのでＭ_１２は正の相互インダクタンスとなる。なお、Ｌ_１とＬ_２の結合係数をｋ_１２（＞０）とし、Ｌ_２とＬ_３の結合係数をｋ_２３（＜０）とし、Ｌ_１とＬ_３の結合係数をｋ_１３（＜０）とすると、Ｍ_１２＝ｋ_１２・（Ｌ_１・Ｌ_２）^１／２，Ｍ_２３＝ｋ_２３・（Ｌ_２・Ｌ_３）^１／２，Ｍ_１３＝ｋ_１３・（Ｌ_１・Ｌ_３）^１／２となる。

本実施形態においては、モジュール内における端子や配線の構成の高密度化により、Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３には、過電流の検出および過電流保護において、ゼロとみなすことができない値を有するものが含まれる。特に、正極端子１１ａと負極端子１１ｂとの間の相互インダクタンスＭ_１３については、正極端子１１ａと負極端子１１ｂが近接して積層される積層部を有し、この積層部において、Ｉ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ３は、互いに近接し、流れる方向が互いに平行かつ逆方向であるため、実施形態１と同様にＭ_１３の大きさ（絶対値）が増大し、Ｌ_３と同オーダの大きさとなる。このため、下アームＩＧＢＴの電流を検出するための信号端子（３ｄ，３ｆ）から出力される検出電圧に影響する。Ｍ_２３，Ｍ_１２についても、対応する電流が近接している箇所が有れば、同様にＭ_２３，Ｍ_１２の値が大きくなる。従って、本発明者の検討によれば、過電流の検出や半導体スイッチング素子の過電流保護において、相互インダクタンスを、その値をゼロとみなすことなく、用いることが必要となる。相互インダクタンスを用いることにより、過電流の検出精度が向上し、上下アームＩＧＢＴを確実に過電流から保護することが可能になる。なお、本発明者の検討によると、Ｌ_２，Ｍ_１２，Ｍ_１３，Ｍ_２３，Ｌ_３の一例は、７ｎＨ，０，−８ｎＨ，−２ｎＨ，１５ｎＨである。

短絡電流のような過電流を電気的に検出して、ＩＧＢＴをターンオフして過電流から保護するために、Ｌ_２およびＬ_３の両端電圧を検出してゲートドライバに検出電圧を伝送する。Ｌ_２の両端電圧Ｖ_ｂ−ｇ並びにＬ_３の両端電圧Ｖ_ｄ−ｆは、Ｌ_２，Ｌ_３，Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３および電流の時間変化率（ｄｉ／ｄｔ）を用いて、次のようにして導出される式（３），（４）および（５）によって表される。

まず、Ｖ_ｂ−ｇについて次式が成立する。

Ｖ_ｂ−ｇ＝Ｌ_２・ｄＩ_Ｌ２/dt＋Ｍ_１２・ｄＩ_Ｌ１/dt＋Ｍ_２３・ｄＩ_Ｌ３/dt
Ｉ_Ｌ１＝Ｉ_Ｌ２なので、式（３）が得られる。

Ｖ_ｂ−ｇ＝（Ｌ_２＋Ｍ_１２）・ｄＩ_Ｌ２/dt＋Ｍ_２３・ｄＩ_Ｌ３/dt …（３）
さらに、Ｖ_ｄ−ｆについて次式が成立する。

Ｖ_ｄ−ｆ＝Ｌ_３・ｄＩ_Ｌ３/dt＋Ｍ_１３・ｄＩ_Ｌ１/dt＋Ｍ_２３・ｄＩ_Ｌ２/dt
Ｉ_Ｌ１＝Ｉ_Ｌ２なので、式（４）が得られる。

Ｖ_ｄ−ｆ＝（Ｍ_１３＋Ｍ_２３）・ｄＩ_Ｌ２/dt＋Ｌ_３・ｄＩ_Ｌ３/dt …（４）
式（３）および（４）を、行列を用いてまとめると、式（５）が得られる。

さらに、式（５）を変形して、式（６）が得られる。

式（６）の両辺を時間積分すれば、式（７）のように電流に換算することができる。

ゲートドライバは、式（３），（４），（５）に示される検出電圧信号Ｖ_ｂ−ｇおよびＶ_ｄ−ｆが所定の閾値を超えたら、あるいは式（７）によりＶ_ｂ−ｇおよびＶ_ｄ−ｆから換算される電流が所定の閾値を超えたら、過電流が流れていると判定し、それぞれ上アームＩＧＢＴおよび下アームＩＧＢＴをターンオフさせる。これら閾値の設定やゲートドライバの過電流保護回路内におけるゲインなどの制御パラメータの設定に、Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３やこれらを含む式（３），（４），（５）を用いることにより、モジュール内における磁束の影響が実質的に考慮された過電流保護が可能になる。従って、上下アームＩＧＢＴに流れる過電流を高精度に検出して、上下アームＩＧＢＴを確実に過電流から保護することができる。

なお、ゲートドライバでは、式（５）に示される検出電圧信号を直接コンパレータで閾値（例えば、短絡判定レベル）と比較判定したり、検出電圧信号を積分回路で電流レベルに換算してから、コンパレータで閾値と比較判定したりする。また、検出電圧信号をフィルタ回路やノイズマスク回路などを介して、コンパレータや積分回路に伝送することにより、検出電圧信号に重畳されるＩＧＢＴによるスイッチングノイズによる検出精度低下や過電流の誤検知を防止できる。更に、上アーム側の検出信号Ｖ_ｂ−ｇにより上アームＩＧＢＴの過電流を検知したら、上アームＩＧＢＴをターンオフさせると同時に、検出信号Ｖ_ｂ−ｇ応じて上アームＩＧＢＴの過電流検知を示す信号を下アーム側のドライバ回路に伝送し、下アームＩＧＢＴをターンオフさせても良い。逆に下アーム側の検知電圧Ｖ_ｄ−ｆに応じて、アームＩＧＢＴをターンオフさせると共に、上アームＩＧＢＴをターンオフさせても良い。

上述したように、本実施形態２によれば、モジュールにおける上アーム補助エミッタ端子３ｂおよび下アーム補助コレクタ端子３ｇから、式（３），（５）に示されるように、Ｌ_２，Ｍ_１２，Ｍ_２３，ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ，ｄＩ_Ｌ３/ｄｔに応じた検出電圧信号Ｖ_ｂ−ｇが出力され、このＶ_ｂ−ｇに基づいて上アームＩＧＢＴが過電流保護され、かつ過電流保護のためにＭ_１２，Ｍ_２３が用いられるので、過電流を高精度に検出して、モジュールにおけるＩＧＢＴを確実に過電流から保護できる。さらに、モジュールにおける下アーム補助エミッタ端子３ｄおよび補助負極端子３ｆから、式（４），（５）に示されるように、Ｌ_３，Ｍ_１３，Ｍ_２３，ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ，ｄＩ_Ｌ３/ｄｔに応じた検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆが出力され、このＶ_ｄ−ｆに基づいて下アームＩＧＢＴが過電流保護され、かつ過電流保護のためにＭ_１３，Ｍ_２３が用いられるので、過電流を高精度に検出して、モジュールにおけるＩＧＢＴを確実に過電流から保護できる。すなわち、本実施形態２によれば、２in１構成のモジュールにおける各ＩＧＢＴの過電流を高精度に検出して、各ＩＧＢＴを確実に過電流から保護できる。

特に、モジュールの小型化などにより、大電流が流れる正極端子１１aおよび負極端子１１ｂ，ＩＧＢＴに接合されるアルミワイヤ，絶縁基板の銅パターンが相互に近接する場合、相互インダクタンスの大きさ（絶対値）が大きくなるので、モジュールから出力される検出電圧信号Ｖ_ｂ−ｇおよびＶ_ｄ−ｆ，Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３並びに式（５）（式（３）および（４）でもよい）を使用すれば、短絡や過電流などの異常時に高精度で且つ高信頼な保護動作が可能になる。また、式（３），（４），（５），（６）のように、検出電圧や検出電流を相互インダクタンスも含めた形で数式化することにより、ゲートドライバにおける短絡保護回路における短絡保護レベルの設定が容易になり、ゲートドライバの回路構成の簡易化が可能になる。

なお、過電流保護に用いるＭ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３の値は、モジュールの電極および配線の構成から、例えばコンピュータシミュレーションにより、予め求めることができる。
（実施形態３）
図６は、本発明の実施形態３であるモジュールの等価回路を示す。本モジュールは、実施形態１（図１（ａ），図１（ｂ））と同様の１in１構成を有するが、実施形態１とは異なり、図１（ａ）におけるエミッタ側の自己インダクタンス「Ｌ_２」を複数（図６中の「Ｌ_２，Ｌ_３」）に分割して扱う。

図６において、Ｌ_２はＩＧＢＴのエミッタ電極と負極端子１１ｂを接続するアルミワイヤの自己インダクタンスであり、Ｌ_３は負極端子１１ｂの自己インダクタンスである。本実施形態３においては、正極端子１１ａと負極端子１１ｂが、図１（ｂ）や図５（ｂ）に示すような積層構造を有し、かつ、アルミワイヤが近接しているので、図６中に示す相互インダクタンスＭ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３の大きさ（絶対値）が大きくなる。

短絡電流などの過電流を電気的に検出して、ＩＧＢＴをターンオフして過電流から保護するために、Ｌ_２とＬ_３の直列接続の両端電圧を検出して、ゲートドライバに検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆを伝送する。Ｖ_ｄ−ｆは、Ｌ_２,Ｌ_３,Ｍ_１２,Ｍ_２３,Ｍ_１３および電流の時間変化率（ｄｉ/ｄｔ）を用いて、次のようにして導出される式（８）によって表される。

まず、Ｖ_ｄ−ｆがＬ_２の両端電圧とＬ_３の両端電圧の和であることから、次式を得る。

Ｖ_ｄ−ｆ＝Ｌ_２・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＋Ｍ_１２・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＋Ｍ_２３・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＋Ｌ_３・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＋Ｍ_２３・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＋Ｍ_１３・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ
この式の右辺をまとめて、式（８）を得る。

Ｖ_ｄ−ｆ＝（Ｌ_２＋Ｌ_３＋Ｍ_１２＋２Ｍ_２３＋Ｍ_１３）・ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ …（８）
式（８）から求められる式（９）の両辺を時間積分すれば、Ｖ_ｄ−ｆを電流に換算できる。

ｄＩ_Ｌ２/ｄｔ＝（Ｌ_２＋Ｌ_３＋Ｍ_１２＋２Ｍ_２３＋Ｍ_１３）^-1・Ｖ_ｄ−ｆ …（９）
式（８）に示す検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆをゲートドライバに信号伝送して、所定の閾値を超えたら短絡であると判定し、ＩＧＢＴをターンオフさせることができる。

ゲートドライバは、式（８）式に示される検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆが所定の閾値を超えたら、あるいは式（９）によりＶ_ｄ−ｆから換算される電流が所定の閾値を超えたら、アーム短絡のように過電流が流れていると判定し、ＩＧＢＴをターンオフさせる。これら閾値の設定やゲートドライバの過電流保護回路内におけるゲインなどの制御パラメータの設定に、Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３やこれを含む式（８）および（９）を用いることにより、モジュール内における磁束の影響が実質的に考慮された過電流保護が可能になる。従って、半導体スイッチング素子に流れる過電流を高精度に検出して、半導体スイッチング素子を確実に過電流から保護することができる。

上述したように、本実施形態３によれば、モジュールにおける補助エミッタ端子３ｄおよび補助負極端子３ｆから、式（８）に示されるように、Ｌ_２，Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３，ｄＩ_Ｌ２/ｄｔに応じた検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆが出力され、このＶ_ｄ−ｆに基づいてＩＧＢＴが過電流保護され、かつ過電流保護のためにＭ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３が用いられるので、過電流を高精度に検出して、モジュールにおけるＩＧＢＴを確実に過電流から保護できる。
（実施形態４）
図７は、本発明の実施形態３であるモジュールの等価回路を示す。本モジュールは、実施形態１（図１（ａ），図１（ｂ））と同様の１in１構成を有する。

本実施形態４は、図１（ａ）および図１（ｂ）の実施形態１とは異なり、ＩＧＢＴのコレクタ側における検出電圧信号に基づいてＩＧＢＴに流れる電流を検出する。

図７において、インダクタンスＬ_１は、正極端子１１ａ，ＩＧＢＴのコレクタ電極と正極端子１１ａを接続する導体などの合成自己インダクタンスであり、インダクタンスＬ_２は、負極端子１１ｂ，ＩＧＢＴのエミッタ電極と負極端子１１ｂを接続する導体などの合成自己インダクタンスである。また、Ｍ_１２は、Ｌ_１とＬ_２の磁気的結合による相互インダクタンスである。

図示されないが、本実施形態４においても、正極端子１１ａと負極端子１１ｂが近接して積層される積層部を有し、この積層部において、Ｉ_Ｌ１，Ｉ_Ｌ２は、互いに近接し、流れる方向が互いに平行かつ逆方向であるため、実施形態１と同様にＭ_１２の大きさ（絶対値）が増大し、Ｌ_１と同オーダの大きさとなる。これに、ＩＧＢＴの電流を検出するための信号端子（補助コレクタ端子３ｄ，補助負極端子３ｆ）から出力される検出電圧が影響される。従って、本発明者の検討によれば、過電流の検出や半導体スイッチング素子の過電流保護において、相互インダクタンスＭ_１２を、その値をゼロとみなすことなく、用いることが必要となる。相互インダクタンスを用いることにより、過電流の検出精度が向上し、上下アームＩＧＢＴを確実に過電流から保護することが可能になる。

短絡電流を電気的に検出して、ＩＧＢＴをターンオフする短絡保護動作をさせるために、Ｌ_１の両端電圧を検出してゲートドライバに検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆを伝送する。Ｖ_ｄ−ｆは、Ｌ_１，Ｍ_１２および電流の時間変化率（ｄｉ/ｄｔ）を用いて、式（１０）のように表される。

Ｖ_ｄ−ｆ＝Ｌ_１・ｄＩ_Ｌ１/ｄｔ＋Ｍ_１２・ｄＩ_Ｌ１/ｄｔ＝(Ｌ_１＋Ｍ_１２)・ｄＩ_Ｌ１/ｄｔ…（１０）
式（１０）から求められる式（１１）の両辺を時間積分すれば、Ｖ_ｄ−ｆを短絡電流に換算できる。

ｄＩ_Ｌ１/ｄｔ＝(Ｌ_１＋Ｍ_１２)^-1・Ｖ_ｄ−ｆ …（１１）
式（１０）に示す検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆをゲートドライバに信号伝送して、所定の閾値を超えたらＩＧＢＴに過電流が流れていると判定し、ＩＧＢＴをターンオフさせて過電流から保護する。

ゲートドライバは、式（１０）式に示される検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆが所定の閾値を超えたら、あるいは式（１１）によりＶ_ｄ−ｆから換算される電流が所定の閾値を超えたら、アーム短絡のように過電流が流れていると判定し、ＩＧＢＴをターンオフさせる。これら閾値の設定やゲートドライバの過電流保護回路内におけるゲインなどの制御パラメータの設定に、Ｍ_１２（図７）やこれを含む式（１０）および（１１）を用いることにより、モジュール内における磁束の影響が実質的に考慮された過電流保護が可能になる。従って、半導体スイッチング素子に流れる過電流を高精度に検出して、半導体スイッチング素子を確実に過電流から保護することができる。

上述したように、本実施形態４によれば、モジュールにおける補助コレクタ端子３ｄおよび補助正極端子３ｆから、式（１０）に示されるように、Ｌ_１，Ｍ_１２，ｄＩ_Ｌ１/ｄｔに応じた検出電圧信号Ｖ_ｄ−ｆが出力され、このＶ_ｄ−ｆに基づいてＩＧＢＴが過電流保護され、かつ過電流保護のためにＭ_１２が用いられるので、過電流を高精度に検出して、モジュールにおけるＩＧＢＴを確実に過電流から保護できる。
（実施形態５）
図８は、本発明の実施形態５である半導体駆動装置を示す。本半導体駆動装置（以下「ドライバ回路」と記す）は、実施形態２（図４，図５（ａ），図５（ｂ））の２in１モジュールを駆動し、実施形態１〜４について説明したような過電流保護機能を備える。

２in１構成を有するモジュール１０の上アーム側信号端子（上アームゲート端子３ａ，上アーム補助エミッタ端子３ｂ，下アーム補助コレクタ端子３ｇ）と下アーム側信号端子（下アームゲート端子３ｃ，下アーム補助エミッタ端子３ｄ，補助負極端子３ｆ）がドライバ回路１３０と接続される。ゲート電圧制御回路（１３２，１３５）は、上位の制御回路（図３の符号１４０参照）からゲート信号を受けて、絶縁回路などを介して上アームＩＧＢＴまたは下アームＩＧＢＴをオン・オフ駆動するためのゲート電圧を出力する。

電流検出／異常判定回路（１３３，１３６）は前式（３）〜（５）に示す検出電圧信号を入力し、所定の閾値を超えたら過電流が流れていると判定し、ＩＧＢＴのオフ指令を出力する。例えば、前式（３）に示すＶ_ｂ−ｇをコンパレータに入力し、所定の閾値を超えたら短絡電流のような過電流が流れている（異常状態）と判定して判定信号を出力する回路構成を有する。なお、前式（６）を用いて、検出電圧信号を、オペアンプなどを使った積分回路で電流レベルに換算して、コンパレータに入力し、所定の閾値を超えたら過電流が流れている（異常状態）と判定して判定信号を出力する回路構成でも良い。なお、検出電圧信号Ｖ_ｂ−ｇ，Ｖ_ｄ−ｆを、ノイズフィルタを介してコンパレータやオペアンプに入力することにより、ＩＧＢＴのスイッチング動作によるノイズがＶ_ｂ−ｇ，Ｖ_ｄ−ｆに重畳されるために生じる検出精度の低下や誤検知を防止できる。

論理回路（１３４，１３７）は、電流検出／異常判定回路（１３３，１３６）の判定信号とＩＧＢＴのゲート電圧を受けて、ＩＧＢＴがオン状態でかつ電流検出／異常判定回路が判定信号を出力するときに、ＩＧＢＴのオフ指令を出力する。ゲート電圧制御回路（１３２，１３５）はこのオフ指令を受けて、過電流が流れるＩＧＢＴをターンオフさせる。これにより、ＩＧＢＴが過電流から保護される。なお、ゲート電圧制御回路は、オフ指令に応じて、ゲート抵抗（インピーダンス）を通常のスイッチング時に比べて大きくして、ＩＧＢＴを所謂ソフト遮断しても良い。この場合、ＩＧＢＴが過電流をターンオフする際に発生するサージ電圧を低減できる。

本実施形態５では、モジュール１０から出力される前式（５）で示される検出電圧信号に基づくと共に、過電流判定のための閾値の設定や電流検出／異常判定回路内におけるゲインなどの制御パラメータの設定に、Ｍ_１２，Ｍ_２３，Ｍ_１３や、こられを含む前式（３）〜（６）のいずれかあるいは複数の式を用いて、過電流保護を行う。これにより、ＩＧＢＴに流れる過電流を高精度に検出して、ＩＧＢＴを確実に過電流から保護することができる。

例えば、同じ過電流に対して、上下アームにおける検出電圧信号Ｖ_ｂ−fおよびＶ_ｂ−fの大きさが異なる場合でも、前式（５）に基づいて、上下アームの電流検出／異常判定回路（１３３，１３６）のゲインを調整することにより、上下アームの検出精度が同程度にすることができる。したがって、上下アームとも過電流を高精度に検出して、ＩＧＢＴを確実に過電流から保護することができる。

また、前式（３），（４），（５），（６）のような相互インダクタンスも含めた形で数式化される検出電圧や検出電流に基づいて過電流保護を行うことにより、短絡保護レベルの設定が容易になり、ゲートドライバの回路構成の簡易化が可能になる。

図９は、モジュール１０とドライバ回路１３０の実装状態を示す。なお、モジュール１０は、実施形態２（図４）のモジュールである。

本図９に示すように、モジュール１０は、放熱のためにヒートシンク１４５に載置される。モジュール１０の正極端子１１ａおよび負極端子１１ｂには、これらの端子をコンデンサモジュール（図３の符号１２０参照）と接続するために、それぞれ、直流バスバー１１１ａおよび１１１ｂが取り付けられる。モジュール１０の交流端子１１ｃには、この交流端子を誘導電動機５００（図３参照）に接続するための交流バスバー１１２が取り付けられる。また、モジュール１０の上面上に、ドライバ回路１０を備えるドライバ回路基板１３１が取り付けられる。

モジュール１０における過電流検出用の信号端子（上アーム補助エミッタ端子３ｂ，下アーム補助コレクタ端子３ｇ，下アーム補助エミッタ端子３ｄ，補助負極端子３ｆ）が、モジュール上部に位置するドライバ回路基板１３１に直接接続されるので、インバータモジュール１１０（図３参照）における高密度実装が可能になる。これにより、電力変換装置を小型化することができる。また、ドライバ回路と信号端子の接続に要する配線長を低減あるいは極小化することができる。同様に、ドライバ回路と上下アームのゲート端子との配線長も低減あるいは極小化することができ、かつ複数のモジュールを駆動する複数のドライバ回路を一つのドライバ回路基板に集約できるので、各ＩＧＢＴのゲート電極とエミッタ電極間のループインダクタンスを低減することが可能となる。

図９では、モジュール１０を２個並設している。これにより電力変換装置の出力電流を増大することができる。また、複数のモジュールを跨るように１つのドライバ回路基板１３１を搭載することで、アバランシェダイオードなどの過電圧保護装置をドライバ基板１３１上に設けて、過電圧保護装置をモジュール１０に近接させることができる。
（実施形態６）
図１０は、本発明の実施形態６である半導体駆動装置を示す。本半導体駆動装置（以下「ドライバ回路」と記す）は、実施形態５と同様に、実施形態２（図４，図５（ａ），図５（ｂ））の２in１モジュールを駆動し、実施形態５と同様の過電流保護機能を備える。

本実施形態７のドライバ回路１３０は、実施形態６のドライバ回路と異なり、上アーム駆動回路１５０と下アーム駆動回路１５１の過電流などに関する異常情報を相互に伝送し、かつ異常情報を示す信号の基準電圧レベルを変換するレベルシフト回路１３８を備える。

上アーム側で短絡などの異常が検出され、電流検出／異常判定回路１３３から判定信号が出力されると、判定信号および上アームゲート端子３ａから入力する上アームＩＧＢＴのゲート信号に応じて、論理回路１３４が、ゲート電圧制御回路１３２へオフ指令を出力する。実施形態５と同様に、ゲート電圧制御回路１３２は、論理回路１３４からのオフ指令に応じて、上アームＩＧＢＴをターンオフさせる。さらに、上アーム駆動回路１５０における異常情報、ここでは論理回路１３４から出力されるオフ指令が、レベルシフト回路１３８によって基準電圧レベルを下アーム駆動回路１５１における基準電圧に変換されて、上アームの異常を示す異常判定信号が作成され、この異常判定信号が下アーム駆動回路１５１の論理回路１３７に信号伝送される。論理回路１３７は、信号伝送された論理回路１３４からのオフ指令とゲート電圧制御回路１３５が出力する下アームＩＧＢＴのゲート電圧とに応じて、実施形態５と同様に、ゲート電圧制御回路１３５にオフ指令を出力する。このオフ指令に応じて、ゲート電圧制御回路１３５は下アームＩＧＢＴをターンオフする。また、下アーム側の電流検出／異常判定回路１３６から判定信号が出力されると、同様にして、下アームＩＧＢＴがターンオフされると共に、上アームＩＧＢＴもターンオフされる。

本実施形態６によれば、スイッチングノイズなどにより、一方のアームが誤動作して保護動作に失敗しても、他方のアーム側にも異常情報が伝送されるので、下アームＩＧＢＴをターンオフすることができる。これにより、保護動作の信頼性が向上する。
（実施形態７）
図１１は、本発明の実施形態７であるモジュールの外観を示す。本実施形態７のモジュールは、実施形態２と同様に、略長方形の平面形状を有すると共に、２in１構成を有する。

本実施形態４のモジュールは、実施形態２（図４）のモジュールに比べると、モジュールケース１２に設けられる溝１３が多く、これにより対地絶縁性が向上する。また、本実施形態４のモジュールは、実施形態２（図４）のモジュールと異なり、モジュール１０上面の一短辺に沿って、正極端子１１ａと負極端子１１ｂが配置される。これにより、モジュール１０の上面におけるドライバ回路基板１３１を搭載する面積を増大することができる。
（実施形態８）
図１２は、本発明の実施形態８である６in１モジュールの内部構造を示す。

６in１とは、一個のモジュールが６個のアームを備えることを意味する。なお、本実施形態８では、６個のアームを２個ずつ３組に分け、各組で上下アーム直列回路を構成する。すなわち、本実施形態においては、実施形態２（図５（ａ）および図５（ｂ））の回路構成（２in１）を３組備えている。従って、三相インバータ回路を一個のモジュールで構成することができる。本実施形態８からなるインバータ回路は、図１２のモジュールにおける正極端子１１ａおよび負極端子１１ｂから入力される直流電力を三相交流電力に変換して、Ｕ相交流端子１１ｄ，Ｖ相交流端子１１ｅ，Ｗ相交流端子１１ｆから出力する。

本実施形態８においては、１枚のベース１４上に３相インバータ主回路に用いられる全てのＩＧＢＴおよびダイオードが搭載されるため、インバータ回路の高密度実装が可能となる。また、インバータ主回路の各ＩＧＢＴをオン・オフ駆動するドライバ回路を全て一つのドライバ回路基板に集約して、本実施形態８のモジュール上面上に搭載することができる。このため、電力変換装置を小型化することができる。

なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。

例えば、半導体スイッチング素子としては、上述したＩＧＢＴのほか、ＭＯＳＦＥＴ（金属酸化物半導体型電界効果トランジスタ），接合型電界効果トランジスタ，接合型バイポーラトランジスタ，ゲートターンオフサイリスタなどが用いられる。また、半導体スイッチング素子は、半導体材料として、シリコンからなるもののほか、炭化シリコン（ＳｉＣ）からなるものでも良い。

１ａ，１ｂ，１ｃ 上下アーム直列回路
２ａ，２ｃ ＩＧＢＴ
２ｂ，２ｄ ダイオード
３ａ，３ｃ ゲート端子
３ｂ，３ｄ 補助エミッタ端子
３ｅ，３ｇ 補助コレクタ端子
３ｆ 補助負極端子
１０ パワーモジュール
１１ａ 正極端子
１１ｂ 負極端子
１１ｃ 交流端子
１１ｄ Ｕ相交流端子
１１ｅ Ｖ相交流端子
１１ｆ Ｗ相交流端子
１２ モジュールケース
１３ 溝
１４ ベース
３１，３１ａ，３１ｂ 絶縁基板
４１ａ，４１ｂ，４１ｃ，４１ｄ アルミワイヤ
１００ 電力変換装置
１１０ インバータモジュール
１１１ａ，１１１ｂ 直流バスバー
１１２ 交流バスバー
１２０ コンデンサモジュール
１３０ ドライバ回路
１３１ ドライバ回路基板
１３２，１３５ ゲート電圧制御回路
１３３，１３６ 電流検出／異常判定回路
１３４，１３７ 論理回路
１３８ レベルシフト回路
１４０ 制御回路
１４５ ヒートシンク
１５０ 上アーム駆動回路
１５１ 下アーム駆動回路
２００ 変圧装置
３００ 架線
４００ 接地部
５００ 誘導電動機

Claims (15)

1. 主電流が流れる第１の主端子および第２の主端子と、
   第１の主電極および第２の主電極を有し、前記第１の主電極が前記第１の主端子と電気的に接続され、前記第２の主電極が前記第２の主端子と電気的に接続される第１の半導体スイッチング素子と、
   を備える半導体パワーモジュールにおいて、
   前記第１の主電極の電位を検出する第１の信号端子と、前記第１の主端子の電位を検出する第２の信号端子を備え、
   前記第１の信号端子および前記第２の信号端子からは、前記第１の主端子による第１の自己インダクタンスと、前記第１の主端子と前記第２の主端子との間の第１の相互インダクタンスと、前記第１の主電極に流れる電流の変化とに応じた第１の検出電圧が出力され、
   前記第１の検出電圧は前記第１の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、
   前記過電流保護において、前記第１の相互インダクタンスが用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
2. 請求項１に記載の半導体パワーモジュールにおいて、
   前記第１の相互インダクタンスは、ゼロ値とみなされることなく、前記過電流保護において用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
3. 請求項１に記載の半導体パワーモジュールにおいて、前記第１の主端子と前記第２の主端子が積層される積層部を有し、前記積層部において、前記第１の主端子に流れる電流の向きと前記第２の主端子に流れる電流の向きが平行かつ逆方向であることを特徴とする半導体パワーモジュール。
4. 請求項３に記載の半導体パワーモジュールにおいて、前記積層部において、前記第１の主端子と前記第２の主端子の間に介在する絶縁物を備えることを特徴とする半導体パワーモジュール。
5. 請求項３に記載の半導体パワーモジュールにおいて、
   前記第１の相互インダクタンスは、ゼロ値とみなされることなく、前記過電流保護において用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
6. 請求項１に記載の半導体パワーモジュールにおいて、
   さらに、前記第１の主電極と前記第１の主端子との間に位置し、前記第１の主電極と前記第１の主端子とを電気的に接続する導体を備え、
   前記第１の検出電圧は、さらに、前記導体による第３の自己インダクタンスと、前記第１の主端子と前記導体との間の第２の相互インダクタンスと、前記第２の主端子と前記導体との間の第３の相互インダクタンスとに応じて、前記第１の信号端子および前記第２の信号端子から出力され、
   前記過電流保護において、さらに、前記第３の自己インダクタンスと、前記第２の相互インダクタンスと、前記第３の相互インダクタンスとが用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
7. 請求項６に記載の半導体パワーモジュールにおいて、
   前記第１の相互インダクタンスと前記第２の相互インダクタンスと前記第３の相互インダクタンスの内の少なくとも一つは、ゼロ値とみなされることなく、前記過電流保護において用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
8. 一対の直流端子となる第１の主端子および第２の主端子と、
   第１の主電極および第２の主電極を有し、前記第１の主電極が前記第１の主端子と電気的に接続される第１の半導体スイッチング素子と、
   第３の主電極および第４の主電極を有し、前記第４の主電極が前記第２の主端子と電気的に接続される第２の半導体スイッチング素子と、
   を備え、
   前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子は、前記第２の主電極と前記第３の主電極とが導体によって電気的に接続されることにより、直列接続され、
   前記前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子の直列接続点に電気的に接続される交流端子を備える半導体パワーモジュールにおいて、
   前記第１の主電極の電位を検出する第１の信号端子と、
   前記第１の主端子の電位を検出する第２の信号端子と、
   前記第２の主電極の電位を検出する第３の信号端子と、
   前記第３の主電極の電位を検出する第４の信号端子と、
   前記第１の信号端子および前記第２の信号端子からは、前記第１の主端子による第１の自己インダクタンスと、前記第１の主端子と前記第２の主端子との間の第１の相互インダクタンスと、前記第１の主端子と前記導体との間の第２の相互インダクタンスと、前記第１の主電極に流れる電流の変化と、前記第３の主電極に流れる電流の変化とに応じた第１の検出電圧が出力され、
   前記第３の信号端子および前記第４の信号端子からは、前記導体による第２の自己インダクタンスと、前記第２の相互インダクタンスと、前記第２の主端子と前記導体との間の第３の相互インダクタンスと、前記第１の主電極に流れる電流の変化と、前記第３の主電極に流れる電流の変化とに応じた第２の検出電圧が出力され、
   前記第１の検出電圧は前記第１の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、
   前記第２の検出電圧は前記第２の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、
   前記第１の半導体スイッチング素子の過電流保護において、前記第１の相互インダクタンスおよび前記第２の相互インダクタンスが用いられ、
   前記第２の半導体スイッチング素子の過電流保護において、前記第１の相互インダクタンスおよび前記第３の相互インダクタンスが用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
9. 請求項８に記載の半導体パワーモジュールにおいて、
   前記第１の相互インダクタンスと前記第２の相互インダクタンスの内の少なくとも一つは、ゼロ値とみなされることなく、前記第１の半導体スイッチング素子の過電流保護において用いられ、
   前記第１の相互インダクタンスと前記第３の相互インダクタンスの内の少なくとも一つは、ゼロ値とみなされることなく、前記第２の半導体スイッチング素子の過電流保護において用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
10. 請求項９に記載の半導体パワーモジュールにおいて、前記第１の主端子と前記第２の主端子が積層される積層部を有し、前記積層部において、前記第１の主端子に流れる電流の向きと前記第２の主端子に流れる電流の向きが平行かつ逆方向であることを特徴とする半導体パワーモジュール。
11. 請求項１０に記載の半導体パワーモジュールにおいて、前記積層部において、前記第１の主端子と前記第２の主端子の間に介在する絶縁物を備えることを特徴とする半導体パワーモジュール。
12. 請求項１０に記載のパワーモジュールにおいて、
    前記第１の相互インダクタンスは、ゼロ値とみなされることなく、前記第１の半導体スイッチング素子の過電流保護および前記第２の半導体スイッチング素子の過電流保護において用いられることを特徴とする半導体パワーモジュール。
13. 半導体パワーモジュールを駆動する半導体駆動装置において、
    前記半導体パワーモジュールは、
    一対の直流端子となる第１の主端子および第２の主端子と、
    第１の主電極および第２の主電極を有し、前記第１の主電極が前記第１の主端子と電気的に接続される第１の半導体スイッチング素子と、
    第３の主電極および第４の主電極を有し、前記第４の主電極が前記第２の主端子と電気的に接続される第２の半導体スイッチング素子と、
    を備え、
    前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子は、前記第２の主電極と前記第３の主電極とが導体によって電気的に接続されることにより、直列接続され、
    前記前記第１の半導体スイッチング素子と前記第２の半導体スイッチング素子の直列接続点に電気的に接続される交流端子を備え、さらに、
    前記第１の主電極の電位を検出する第１の信号端子と、
    前記第１の主端子の電位を検出する第２の信号端子と、
    前記第２の主電極の電位を検出する第３の信号端子と、
    前記第３の主電極の電位を検出する第４の信号端子と、
    前記第１の信号端子および前記第２の信号端子からは、前記第１の主端子による第１の自己インダクタンスと、前記第１の主端子と前記第２の主端子との間の第１の相互インダクタンスと、前記第１の主端子と前記導体との間の第２の相互インダクタンスと、前記第１の主電極に流れる電流の変化と、前記第３の主電極に流れる電流の変化とに応じた第１の検出電圧が出力され、
    前記第３の信号端子および前記第４の信号端子からは、前記導体による第２の自己インダクタンスと、前記第２の相互インダクタンスと、前記第２の主端子と前記導体との間の第３の相互インダクタンスと、前記第１の主電極に流れる電流の変化と、前記第３の主電極に流れる電流の変化とに応じた第２の検出電圧が出力され、
    前記第１の検出電圧は前記第１の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、
    前記第２の検出電圧は前記第２の半導体スイッチング素子の過電流保護に用いられ、
    前記第１の半導体スイッチング素子の過電流保護において、前記第１の相互インダクタンスおよび前記第２の相互インダクタンスが用いられ、
    前記第２の半導体スイッチング素子の過電流保護において、前記第１の相互インダクタンスおよび前記第３の相互インダクタンスが用いられ、
    前記第１の検出電圧に基づいて、前記第１の半導体スイッチング素子に流れる過電流を検出し、過電流を検出したら第１の判定信号を出力する第１の異常判定回路と、
    前記第１の判定信号に応じて、第１のオフ指令を出力する第１の論理回路と、
    前記第１のオフ指令に応じて、前記第１の半導体スイッチング素子をターンオフ駆動する第１の制御回路と、
    前記第２の検出電圧に基づいて、前記第２の半導体スイッチング素子に流れる過電流を検出し、過電流を検出したら第２の判定信号を出力する第２の異常判定回路と、
    前記第２の判定信号に応じて、第２のオフ指令を出力する第２の論理回路と、
    前記第２のオフ指令に応じて、前記第２の半導体スイッチング素子をターンオフ駆動する第２の制御回路と、
    を備えることを特徴とする半導体駆動装置。
14. 請求項１３に記載の半導体駆動装置において、
    前記第１の異常判定回路のゲインおよび前記第２の異常判定回路のゲインが、前記第１の自己インダクタンスと、前記第１の相互インダクタンスと、前記第２の相互インダクタンスと、前記第２の自己インダクタンスと、前記第３の相互インダクタンスとに基づいて設定されることを特徴とする半導体駆動装置。
15. 請求項１３に記載の半導体駆動装置において、
    前記第１の論理回路と前記第２の論理回路との間にレベルシフト回路を備え、
    前記レベルシフト回路は、前記第１のオフ指令をレベル変換して第１の異常判定信号を作成して前記第２の論理回路に伝送すると共に、前記第２のオフ指令をレベル変換して第２の異常判定信号を作成して前記第１の論理回路に伝送し、
    前記第１の論理回路は、前記第２の異常判定信号に応じて前記第１のオフ指令を出力し、
    前記第２の論理回路は、前記第１の異常判定信号に応じて前記第２のオフ指令を出力することを特徴とする半導体駆動装置。

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