JP6356437B2 - 受電装置 - Google Patents

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Description

本発明は、１次コイルから磁気結合により電力を受電して負荷へ供給する受電装置に関する。
１次側の誘導線路（１次コイル）と対向するように設けられた２次側のコイル（２次コイル）を備え、１次コイルに流れる高周波電流によって２次コイルに発生する誘導電圧を元に負荷駆動用の電力を生成するよう構成された受電装置が種々提案されている。
特許文献１には、２次側のコイルと並列にコンデンサを接続することにより共振回路を形成し、この共振回路の出力を整流した後、その整流された電圧を所定電圧値の出力電圧に変換して負荷へ出力するよう構成された受電回路が記載されている。特許文献１に記載の受電回路では、共振回路の共振周波数を、１次側の誘導線路に流れる高周波電流の周波数に合わせることで、誘導線路から効率よく電力を受電できるようにしている。
しかし、２次コイルのインダクタンスの値やコンデンサのキャパシタンスの値は、実際には素子によってばらつきがある。また、２次コイルのインダクタンスの値は、２次コイルの温度や通電電流、経年変化などによっても変化する。そのため、特許文献１に記載の受電回路では、実際には、１次側の誘導線路を流れる交流電流の周波数にて２次側の共振回路を共振させることは容易ではない。
これに対し、特許文献２には、素子のばらつきやその他の種々の要因で共振点がずれる問題を、次のように解決している。特許文献２には、２次コイルと共振コンデンサの直列共振回路を備えた受電部を有し、その受電部から入力される電力をコンバータで直流に変換して負荷へ供給するよう構成された受電装置が記載されている。直列共振回路は、１次コイル側の交流電流の周波数にて完全に共振する（その周波数で合成リアクタンスが０になる）のが望ましいが、実際には、素子のばらつきやその他の種々の要因で共振点がずれてしまい、直列共振回路で電圧（リアクタンス電圧）が発生することが多い。
そこで、特許文献２に記載の受電装置では、受電部で発生するリアクタンス電圧を低減するための低減電圧をコンバータが生成して受電部に印加するようにしている。低減電圧は、受電部から入力される実際の入力電流を検出して、その検出した入力電流と、受電部内のインピーダンス（直列共振回路の合成リアクタンスを含む）とを用いて演算される。特許文献２に記載の技術によれば、実際の入力電流に応じた低減電圧が演算されて受電部に印加されるため、全体として、受電部のリアクタンス電圧が共振発生を阻害するのを抑制することができる。
特開平１０−１０８３９０号公報 特開２０１２−１４３１３５号公報
特許文献２に記載の受電装置によれば、実際の入力電流に基づいて低減電圧を生成・印加しているため、共振発生の阻害をある程度は低減可能である。しかし、低減電圧の生成に用いている受電部のインピーダンスは、設計上の値（一定値）であるため、素子のばらつきや温度、経年変化等の種々の要因を考慮すると、実際のインピーダンスの値と異なっている可能性が高い。
そのため、特許文献２に記載の技術では、必ずしも、最適な低減電圧（完全共振を実現させるための低減電圧）を受電部に印加できるとは限らない。最適な低減電圧又はそれに近い低減電圧を受電部に印加させるためには、低減電圧の演算に用いるインピーダンスを逐次調整し直す必要がある。しかし、その調整は容易ではなく、多大な費用や時間を要する。
本発明は上記課題に鑑みなされたものであり、素子ばらつき、温度、経年変化等の種々の要因によって２次コイルのインダクタンスが変化（ひいては受電部内の合成リアクタンスが変化）しても、１次コイルに流れる交流電流の周波数にて共振を容易且つ適切に発生させることが可能な受電装置を提供することを目的とする。
上記課題を解決するためになされた本発明は、受電部と、変換部とを備えた受電装置である。受電部は、第１の交流電流が流れる１次コイルと電磁結合されることにより誘導起電力を発生する２次コイルを有し、２次コイルで発生した誘導起電力に基づく交流電圧を出力する。変換部は、受電部から出力された交流電圧を直流電圧に変換する。変換部は、受電部内のリアクタンス成分を打ち消すための、交流電圧と略同一の周波数の補償電圧を生成して受電部における交流電圧の出力端子間に印加する、補償電圧生成部を備える。
補償電圧生成部は、位相変化部と、物理量検出部と、探索部とを備える。位相変化部は、受電部に印加する補償電圧の位相を所定の変化パターンにて変化させる。物理量検出部は、位相変化部によって補償電圧の位相が変化する過程における、その位相変化に伴って変化する所定の物理量の状態を検出する。探索部は、物理量検出部により検出された物理量の状態に基づき、その物理量の状態が、当該受電装置が共振又はそれに近い状態となっていることを示す共振発生状態となるような、位相を探索する。
補償電圧生成部は、探索部により探索された位相の補償電圧を、受電部に印加すべき補償電圧として決定する。
本発明の受電装置によれば、補償電圧の位相を変化させたときの、その位相変化に伴って変化する物理量の状態に基づいて、受電装置が共振又はそれに近い状態（共振発生状態）となるような適切な位相の補償電圧が探索され、決定される。そのため、受電部内の合成リアクタンスが種々の要因で変化しても、実際の合成リアクタンスに応じた適切な補償電圧が探索、決定される。
従って、本発明の受電装置によれば、素子ばらつき、温度、経年変化等の種々の要因によって２次コイルのインダクタンスが変化（ひいては受電部内の合成リアクタンスが変化）しても、受電装置全体として、１次コイルに流れる交流電流の周波数にて共振発生状態を容易且つ適切に発生させることができる。
補償電圧生成部は、電流検出部と、等価リアクタンス成分設定部と、補償電圧演算部を備えるようにしてもよい。電流検出部は、受電部から入力される第２の交流電流を検出する。等価リアクタンス成分設定部は、変換部の等価リアクタンス成分を設定する補償電圧演算部は、等価リアクタンス成分設定部により設定されている等価リアクタンス成分、及び電流検出部により検出された第２の交流電流に基づく、所定の演算によって、補償電圧を演算する。
補償電圧生成部が上記のように構成されている場合、位相変化部は、等価リアクタンス成分設定部により設定されている等価リアクタンス成分を上記変化パターンで変化させることによって、補償電圧の位相を変化させてもよい。探索部は、物理量検出部により検出された物理量の状態が共振発生状態となるときの等価リアクタンス成分を、補償電圧の位相を示す情報として取得するようにしてもよい。そして、等価リアクタンス成分設定部は、探索部により取得された等価リアクタンス成分の値を、設定すべき等価リアクタンス成分として決定するようにしてもよい。
等価リアクタンス成分を変化させると、補償電圧の位相が変化する。そのため、等価リアクタンス成分を変化させたときの物理量の状態をみて、その物理量の状態が共振発生状態となるような等価リアクタンス成分を探索することで、等価リアクタンス成分を適切な値に設定でき、ひいては共振発生状態を容易且つ適切に発生させることができる。
補償電圧生成部は、より具体的には、次のようにして適切な補償電圧を決定するようにしてもよい。即ち、位相変化部が第１の変化制御を行い、探索部が第１の共振判断を行い、等価リアクタンス成分設定部が更新処理を行うようにしてもよい。位相変化部による第１の変化制御は、等価リアクタンス成分設定部により設定されている等価リアクタンス成分を第１の変化パターンで変化させる制御である。探索部による第１の共振判断は、位相変化部によって第１の変化制御が行われたときに物理量検出部により検出された物理量の状態に基づき、その物理量の状態が共振発生状態となっているか否か判断する処理である。等価リアクタンス成分設定部による更新処理は、探索部による第１の共振判断により共振発生状態となっていると判断された場合は、等価リアクタンス成分を現在の設定値に維持し、第１の共振判断により共振発生状態となっていないと判断された場合は、物理量検出部により検出された物理量の状態と共振発生状態での物理量の状態との比較結果に基づいて、物理量検出部により検出される物理量の状態が共振発生状態となるように等価リアクタンス成分を更新する処理である。そして、位相変化部は、等価リアクタンス成分設定部により更新処理が行われる毎に、更新後の等価リアクタンス成分に対する第１の変化制御を行うようにしてもよい。更に、探索部は、等価リアクタンス成分設定部により更新処理が行われる毎に、第１の共振判断を行うようにしてもよい。
つまり、現在設定されている等価リアクタンス成分を第１変化パターンで変化させながら補償電圧を印加してみて、そのときの物理量の状態が共振発生状態でなければ、等価リアクタンス成分の値を更新する。そして、更新後の等価リアクタンス成分について、再度、第１の変化パターンで変化させながら補償電圧を印加してみて、物理量の状態がまだ共振発生状態でなければさらに等価リアクタンス成分の値を更新する。これを繰り返すことで、等価リアクタンス成分を適切な値（共振発生状態となるような値）に収束させていくことができる。
第１の変化パターンとしては、例えば、正弦波状の変化を採用してもよい。即ち、位相変化部は、等価リアクタンス成分設定部により設定されている等価リアクタンス成分を正弦波状に少なくとも１周期分変化させることによって第１の変化制御を行うようにしてもよい。この場合、探索部は、第１の共振判断において、第１の変化制御によって等価リアクタンス成分が正弦波状に１周期分変化されたときの、前半周期の物理量の積分値と後半周期の物理量の積分値とを演算して、両積分値が一致した場合に、物理量の状態が共振発生状態となっていると判断するようにしてもよい。
正弦波状の変化を与えることは、比較的容易に実現できる。また、正弦波状の変化を与えることで、前半周期での物理量の積分値と後半周期での物理量の積分値を比較することで、等価リアクタンス成分が適切な値に設定されているか否かの判断を適切且つ容易に行うことができる。さらに、両積分値の差に応じて、現在設定されている等価リアクタンス成分をどのような方向にシフトさせていくべきか（増加させるべきか減少させるべきか）を適切且つ容易に判断することができる。
物理量検出部が検出する物理量としては、例えば、受電部から入力される第２の交流電流を用いてもよい。受電部からの入力電流を検出することは比較的容易であるため、入力電流の検出結果に基づく共振発生状態の判断を容易に行うことができる。
物理量検出部が検出する物理量としては、例えば、変換部から出力される電力を用いてもよい。変換部からの出力電力を検出することも比較的容易であるため、出力電力の検出結果に基づく共振発生状態の判断を容易に行うことができる。
また、補償電圧生成部は、次のように構成してもよい。即ち、補償電圧生成部は、変換部から出力される電力を検出する電力検出部と、変換部の等価抵抗を設定する等価抵抗設定部とを備える。等価抵抗設定部は、電力検出部により検出される電力が予め設定された目標電力に一致するように等価抵抗を設定する。また、補償電圧演算部は、等価リアクタンス成分設定部により設定されている等価リアクタンス成分、等価抵抗設定部により設定されている等価抵抗、及び電流検出部により検出される第２の交流電流に基づく、所定の演算によって、補償電圧を演算する。そして、物理量検出部は、物理量として、等価抵抗設定部により設定される等価抵抗を検出する。
変換部の等価抵抗は、変換部から出力される出力電力を制御可能なパラメータの１つである。そのため、出力電力を目標電力になるように一定制御する場合は、等価リアクタンス成分を変化させると、出力電力を一定にすべく、等価抵抗も変化する。そのため、等価抵抗をみることで、等価リアクタンス成分が適切な値（共振発生状態となるような値）に設定されているか否かを判断することができる。
等価リアクタンス成分に基づく補償電圧の演算は、次のように行うようにしてもよい。即ち、位相変化部は、等価リアクタンス成分設定部により設定されている等価リアクタンス成分を第２の変化パターンで変化させる、第２の変化制御を行う。第２の変化パターンでの変化は、等価リアクタンス成分を、所定の初期値から増加又は減少させることである。探索部は、第２の変化制御が行われる過程で変化する物理量の値に基づき、その物理量の値が共振発生状態を示す値をとるか否か判断する、第２の共振判断を行う。そして、等価リアクタンス成分設定部は、第２の共振判断によって、物理量の値が共振発生状態を示す値をとっていると判断された場合に、その判断されたときの等価リアクタンス成分の値を、設定すべき等価リアクタンス成分として決定する。
等価リアクタンス成分を変化させると、生成される補償電圧も変化し、これにより物理量も変化する。そして、共振発生状態のとき、物理量もその共振発生状態に対応した値をとる。そのため、等価リアクタンス成分を変化させたときの物理量の値自体に基づいて、適切な等価リアクタンス成分を探索することができる。
実施形態の受電装置の概略構成を示す構成図である。 受電装置の等価回路及びベクトル図を示す説明図である。 コンバータにおける各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４のスイッチングの具体例を示す説明図である。 第１実施形態の、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御を説明するための説明図である。 第２実施形態の、常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御を説明するための説明図である。 第３実施形態の、常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御を説明するための説明図である。 第４実施形態の、常時電力検出方式による補償量探索制御を説明するための説明図である。 第５実施形態の、起動時電流検出方式による補償量探索制御を説明するための説明図である。
以下に、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。
［第１実施形態］
（１）受電装置１の概要
図１に示すように、受電装置１は、受電部２と、方形波コンバータ（以下「コンバータ」と略す）３とを備える。受電部２は、２次コイル５と、共振用のコンデンサ（以下「共振コンデンサ」という）６とを備える。２次コイル５のインダクタンスはＬｓ、共振コンデンサ６のキャパシタンスはＣｓである。２次コイル５は、受電装置１の外部の１次コイル１５０に対向して配置され、１次コイル１５０と電磁結合される。共振コンデンサ６は、その一端が２次コイル５の一端に接続されており、２次コイル５と共に直列共振回路を形成する。
共振コンデンサ６のキャパシタンスＣｓは、直列共振回路の共振周波数ｆが１次コイル１５０に流れる高周波電流の周波数ｆに一致するような値に設定されている。共振コンデンサ６は、換言すれば、２次コイル５の誘導性リアクタンスωＬｓに起因するリアクタンス電圧を補償（キャンセル）することにより直列共振回路全体として電圧が０となるように（即ち合成リアクタンスが０となるように）設けられている。なお、ωは角周波数である。
２次コイル５のインダクタンスＬｓと共振コンデンサ６のキャパシタンスＣｓは、上記のように、合成リアクタンスが０となるように設計され、その設計に基づいて各素子が選定される。しかし、各素子の特性のバラツキ、受電部２全体の回路構成、通電電流値、温度変化、経年変化などの種々の要因によって、実際の合成リアクタンスを設計通りに０にすることは困難である。つまり、受電部２内の誘導電流経路中の実際の合成リアクタンスは０にならず、リアクタンスが残存する。以下、その残存するリアクタンスを、残存リアクタンスと称し、その値をωＬｒとする。また、Ｌｒを残存リアクタンス成分ともいう。
コンバータ３は、第１スイッチ部Ｓｗ１、第２スイッチ部Ｓｗ２、第３スイッチ部Ｓｗ３、第４スイッチ部Ｓｗ４、制御部１０、入力電流センサ１６、出力電流センサ１７、及び平滑コンデンサ１８を備える。
各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４は、自己消孤機能を有する半導体スイッチング素子であり、本実施形態ではいずれも絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（ＩＧＢＴ）が用いられている。ただし、各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４としてＩＧＢＴを用いるのはあくまでも一例であり、他の半導体スイッチング素子（例えばＭＯＳＦＥＴ）を用いてもよいし、半導体スイッチング素子以外の他の種類のスイッチを用いてもよい。
第１スイッチ部Ｓｗ１のエミッタが第４スイッチ部Ｓｗ４のコレクタに接続されることにより、これら２つのスイッチ部Ｓｗ１，Ｓｗ４が直列接続されてなる一組の直列接続部が形成されている。また、第３スイッチ部Ｓｗ３のエミッタが第２スイッチ部Ｓｗ２のコレクタに接続されることにより、これら２つのスイッチ部Ｓｗ２，Ｓｗ３が直列接続されてなる一組の直列接続部が形成されている。これら二組の直列接続部は、負荷４の両端間で互いに並列接続されている。
第１スイッチ部Ｓｗ１のエミッタと第４スイッチ部Ｓｗ４のコレクタとの接続点である第１ノードＮ１には、受電部２内の共振コンデンサ６の他端が接続されている。第３スイッチ部Ｓｗ３のエミッタと第２スイッチ部Ｓｗ２のコレクタとの接続点である第２ノードＮ２には、受電部２内の２次コイル５の他端が接続されている。
各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４のエミッタ−コレクタ間には、それぞれ、ダイオードＤ１〜Ｄ４が接続されている。これら各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、それぞれ、対応するスイッチ部がターンオフした際に発生する逆起電力を吸収する。なお、各ダイオードＤ１〜Ｄ４は、ディスクリート素子であってもよいし、各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４のエミッタ−コレクタ間に形成される寄生ダイオードであってもよい。
平滑コンデンサ１８は、負荷４に並列接続されている。受電部２からコンバータ３に入力された交流電圧は、各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４からなる変換回路によって脈流電圧に変換されて負荷４側へ出力される。以下、この変換回路からの出力を変換出力ともいう。平滑コンデンサ１８は、変換回路からの変換出力（脈流電圧）を平滑化して直流化するために設けられている。
入力電流センサ１６は、受電部２から入力される交流の入力電流Ｉ（瞬時値ｉ）を検出可能なセンサである。出力電流センサ１７は、負荷４へ出力される直流の出力電流を検出するためのセンサである。
制御部１０は、入力電流検出器１１と、出力電流検出器１２と、出力電圧検出器１３と、制御器１４と、パルス発生器１５とを備える。
入力電流検出器１１は、入力電流センサ１６から入力される検出信号に基づいて入力電流ｉを検出し、さらに、後述するように入力電流ｉの振幅Ｉｍと位相θを検出して、制御器１４へ出力する。出力電流検出器１２は、出力電流検出センサ１７から入力される検出信号に基づいて、コンバータ３から負荷４へ出力される出力電流を検出し、制御器１４へ出力する。出力電圧検出器１３は、コンバータ３から負荷４へ出力される出力電圧を検出し、制御器１４へ出力する。
制御器１４は、後述するように、第１スイッチ部Ｓｗ１と第２スイッチ部Ｓｗ２とで構成される第１のスイッチ対と、第３スイッチ部Ｓｗ３と第４スイッチ部Ｓｗ４とで構成される第２のスイッチ対とが交互にオン・オフするように、これら各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４のスイッチングに必要なパラメータを演算する。
パルス発生器１５は、制御器１４にて演算された各種パラメータ等に基づいて、各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４をオン・オフさせるためのパルス信号を生成して、各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４へ出力する。コンバータ３は、このようなスイッチングによって、受電部２から入力される交流電力を直流電力に変換して負荷４へ出力すると共に、受電部２からの交流電力の入力端子間（各ノードＮ１，Ｎ２間）に補償電圧を発生・印加させる。
補償電圧は、受電部２における残存リアクタンスωＬｒ（主には誘導性リアクタンスωＬｓと容量性リアクタンス１／ωＣｓとの合成リアクタンス）に起因するリアクタンス電圧をキャンセルするための電圧である。既述の通り、受電部２は、実際には残存リアクタンス成分Ｌｒが残っている。この残存リアクタンス成分Ｌｒは、受電部２における共振の発生を阻害する要因となっている。そこで、コンバータ３が受電部２に対して補償電圧を印加することで、結果として残存リアクタンス成分Ｌｒを打ち消し、これにより完全共振またはそれに近い状態を作り出して、１次コイル１５０から最大限の電力を取得することができるようになる。
なお、以下の説明では、受電部２について残存リアクタンス（残存リアクタンス成分）というときは、特に断りのない限り、２次コイル５と共振コンデンサ６との合成値を意味するものとし、これら２つの素子以外の他の要因（例えば配線）によって生じるリアクタンス成分は無視する。
（２）補償電圧生成の概要
図２（ａ）に、本実施形態の受電装置１の等価回路を示す。既述の通り、受電部２においては、２次コイル５と共振コンデンサ６との合成リアクタンスである残存リアクタンスωＬｒが存在する。なお、受電部２において、抵抗７（抵抗値Ｒｓ）は、２次コイル５に含まれる抵抗成分を示しており、交流電圧源８は、２次コイル５で発生する誘導電圧Ｖｓ（瞬時値ｖｓ）を示している。
コンバータ３は、図２（ａ）に示すように、等価抵抗１０２（抵抗値Ｒｃ）と等価リアクタンス素子１０１（リアクタンス成分は−Ｌｃ）との直列接続回路として等価的に表すことができる。図２（ａ）の等価回路から明らかなように、コンバータ３のリアクタンス成分−Ｌｃの絶対値Ｌｃ（以下「リアクタンス補償量」という）が、受電部２の残存リアクタンス成分Ｌｒと等しければ、等価回路全体の合成リアクタンスは、ｊω（Ｌｒ−Ｌｃ）＝０となり、リアクタンス成分が０の完全共振状態とすることができる。
そこで本実施形態では、コンバータ３が、受電部２に対して、次式（１）で表される補償電圧Ｖｃ（瞬時値ｖｃ）を演算して印加する、リアクタンス補償制御を行う。
Ｖｃ＝（Ｒｃ−ｊωＬｃ）Ｉ ・・・（１）
上記式（１）において、Ｌｃ＝Ｌｒであれば、受電部２内の残存リアクタンスωＬｒを打ち消して完全共振を実現できる。そのため、コンバータ３は、リアクタンス補償量Ｌｃを残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ値に設定すると共に等価抵抗値Ｒｃを適宜設定して、それら設定した各値から補償電圧Ｖｃを演算して、その補償電圧Ｖｃを受電部２に印加する。式（１）で表される補償電圧Ｖｃを受電部２に印加することで、結果として、受電部２の残存リアクタンスωＬｒをキャンセルして（０にして）、完全共振を実現することができる。
しかし、受電部２の残存リアクタンス成分Ｌｒを正確に把握することは、一般的に非常に困難である。既述の通り、各素子の特性のバラツキ、受電部２の回路構成、通電電流値、温度変化、経年変化などの種々の要因によって、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒは変動する。
そこで、本実施形態のコンバータ３は、リアクタンス補償制御を効果的に実現するために、このリアクタンス補償制御において、最適なリアクタンス補償量Ｌｃ（Ｌｒと等しいか又は非常に近い値）を探索する補償量探索制御を行う。そして、その補償量探索制御により探索された最適なリアクタンス補償量Ｌｃを用いて、上記式（１）で表される補償電圧Ｖｃを生成し、受電部２に印加する。
リアクタンス補償制御、及びそのリアクタンス補償制御の中で行われる補償量探索制御は、いずれも、コンバータ３における制御部１０で行われる。なお、リアクタンス補償量Ｌｃは、本発明の等価リアクタンス成分の一例に相当する。
（３）リアクタンス補償制御の概要
制御部１０により実行されるリアクタンス補償制御について具体的に説明する。
１次コイル１５０に高周波交流電圧（例えば、５〜３０ｋＨｚ）が印加されて高周波交流電流が通電されている状態で、その１次コイル１５０に２次コイル５が対向すると、２次コイル５に誘導電圧Ｖｓが発生する。この誘導起電力Ｖｓによって受電部２に交流電流Ｉが流れる。受電部２の交流電流Ｉはコンバータ３に入力され、その交流電流（入力電流）Ｉの瞬時値ｉは、入力電流センサ１６により検出される。具体的には、入力電流センサ１６からの検出信号に基づいて入力電流検出器１１がその瞬時値ｉを検出する。そして、入力電流検出器１１は、入力電流ｉからその振幅Ｉｍ及び位相θを演算する。
ここで、入力電流センサ１６で検出される入力電流Ｉの瞬時値ｉは、下記式（２）で表される。
ｉ＝Ｉｍ・ｅｘｐ［ｊ（ωｔ＋θ）］ ・・・（２）
なお、Ｉｍは電流振幅、ｔは時間、θは電流位相を表す。ｅｘｐは指数関数を表す記号である。
入力電流検出器１１は、検出した入力電流ｉに基づいて、電流振幅Ｉｍ及び電流位相θを演算する。入力電流Ｉの瞬時値ｉからその振幅及び位相を演算する方法は様々であり、具体的にどのような方法で演算するかについては適宜決めればよい。特許文献２にも、その演算方法の一例が記載されている。
特許文献２に記載の演算方法は、おおよそ次の通りである。まず、入力電流ｉをｓｉｎθ及びｃｏｓθの両者とそれぞれ乗算する。そして、各乗算結果からローパスフィルタにて高周波成分を除去した後、ＡＤ変換する。これにより、Ｘ＝（Ｉｍ・ｓｉｎθ）／２、及びＹ＝（Ｉｍ・ｃｏｓθ）／２、の２つのデジタルデータが得られる。従って、電流振幅Ｉｍ及び電流位相θは、それぞれ、次式（３）、（４）で得られる。
Ｉｍ＝２（Ｘ2＋Ｙ2）1/2 ・・・（３）
θ＝ａｒｃｔａｎ（Ｘ／Ｙ） ・・・（４）
このように、電流振幅Ｉｍ及び電流位相θは、特許文献２に記載の方法を用いて演算することができる。もちろん、この方法はあくまでも一例であり、他の方法を用いてこれら両者を演算してもよい。
制御器１４は、コンバータ３の等価抵抗Ｒｃ及びリアクタンス補償量Ｌｃの最適値（完全共振状態となるような値。具体的には残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ値。）を、補償量探索制御によって導出する。コンバータ３の等価抵抗Ｒｃを適宜設定すると共に、補償量探索制御によってリアクタンス補償量Ｌｃの最適値が得られれば、受電部２に印加すべき補償電圧Ｖｃを生成する準備が整ったことになる（式（１）参照）。
補償量探索制御は、本発明の最も特徴的な部分であり、いくつかの方式がある。補償量探索制御の詳細については後で説明することとする。ここでは、補償量探索制御によってＬｃ、Ｒｃが演算されたものと仮定して、説明を続ける。
演算されたリアクタンス補償量Ｌｃ及び等価抵抗Ｒｃを用いて、コンバータ３の内部インピーダンスＺの振幅Ｚｍ及び位相φは、次式（５）、（６）のように表せる。
Ｚｍ＝｛Ｒｃ2＋（−ωＬｃ）2｝1/2 ・・・（５）
φ＝ａｒｃｔａｎ｛（−ωＬｃ）／Ｒｃ｝ ・・・（６）
そして、コンバータ３が生成すべき補償電圧Ｖｃ（瞬時値ｖｃ）は、その振幅をＶｍ、位相をΦとすると、Ｚｍ，Φを用いて次式（７）、（８）のように表せる。
Ｖｍ＝Ｚｍ・Ｉｍ ・・・（７）
Φ＝φ＋θ ・・・（８）
つまり、Ｌｃ及びＲｃが演算されれば、それらに基づいて上記式（５）、（６）によりコンバータ３内部のインピーダンスＺの振幅Ｚｍ及び位相φが得られる。そして、インピーダンスＺの振幅Ｚｍ及び位相φが得られれば、入力電流検出器１１で演算された電流振幅Ｉｍ及び電流位相θも用いて、上記式（７）、（８）により、生成すべき補償電圧ｖｃが得られる（具体的にはその振幅Ｖｍ及び位相Φが得られる）。
補償電圧ｖｃを具体的にどのような波形の電圧として生成するかについては種々考えられるが、本実施形態では、一例として、パルス状の電圧を生成する。具体的には、制御器１４は、補償量探索制御によって演算されたＬｃ及びＲｃを用いて、上記式（５）〜（８）により、生成すべき補償電圧ｖｃを算出する。
そして、パルス発生器１５は、制御器１４により算出された補償電圧ｖｃを生成させるために各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４のスイッチングを行う。パルス発生器１５は、補償電圧ｖｃがノード間Ｎ１―Ｎ２に発生するように各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４をスイッチングするためのパルス信号を生成して、各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４のゲートへ出力する。
このスイッチングにより、ノード間Ｎ１−Ｎ２には、実際には振幅Ｅｄのパルス状の電圧（式（１）で表される補償電圧Ｖｃと等価）が印加されることになる。Ｅｄは、コンバータ３から負荷４へ出力される出力電圧である。なお、負荷４に対して並列に、別途、電圧値Ｅｄの直流電源が接続されていてもよい。
パルス発生器１５による、各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４をスイッチングするためのパルス信号の生成は、より具体的には、制御器１４から入力される、パルス信号生成に必要な情報である重なり角β及び初期位相αに基づいて行われる。
制御器１４は、上記式（７）、（８）により算出されるＶｍ、Φに基づいて、まず、重なり角βを次式（９）により算出する。
β＝π−θａ ・・・（９）
なお、θａは、補償電圧ｖｃの１パルス分のオン時間（デューティ比）を表す。θａは、上記式（７）で算出された補償電圧ｖｃの振幅Ｖｍ、及び出力電圧Ｅｄに基づいて、次式（１０）により算出する。
θａ＝２ａｒｃｓｉｎ（Ｖｍ・π／４Ｅｄ） ・・・（１０）
また、制御器１４は、基準信号（電流位相θ）と同期をとるために必要な初期位相αを、次式（１１）により算出する。
α＝−Φ＋β／２ ・・・（１１）
このようにして算出された重なり角β及び初期位相αは、パルス発生器１５に入力される。パルス発生器１５は、制御器１４から入力された重なり角β及び初期位相αに基づき、図３に示すようなタイミングで各スイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４をスイッチングする。
まず、第１スイッチ部Ｓｗ１と第２スイッチ部Ｓｗ２のスイッチングについて説明する。図３に示すように、第１スイッチ部Ｓｗ１については、基準位相に対して初期位相αだけ位相をずらしたタイミングで第１スイッチ部Ｓｗ１を所定時間（一周期あたり約π）だけオンし、その後そのオン時間と同じ時間だけオフする。その後はこの動作が周期的に繰り返される。
第２スイッチ部Ｓｗ２については、第１スイッチ部Ｓｗ１のオンよりもβだけ早いタイミングでオンする。第２スイッチ部Ｓｗ２は、オン後、第１スイッチ部Ｓｗ１のオン時間と同じ時間だけオンする。つまり、第１スイッチ部Ｓｗ１がオフするタイミングよりもβだけ早いタイミングでオフする。第２スイッチ部Ｓｗ２のオフ時間は、第１スイッチ部Ｓｗ１のオフ時間と同じである。その後はこの動作が周期的に繰り返される。
上記のように第１スイッチ部Ｓｗ１及び第２スイッチ部Ｓｗ２がそれぞれβずれたタイミングでオン・オフされることにより、補償電圧ｖｃの正のパルスは、第１スイッチ部Ｓｗ１がオンしてから第２スイッチ部Ｓｗ２がオフするまでの、（π−β＝θａ）の時間、発生する。この正のパルスが周期的に繰り返し発生する。
次に、第３スイッチ部Ｓｗ３と第４スイッチ部Ｓｗ４のスイッチングについて説明する。図３に示すように、第３スイッチ部Ｓｗ３は、第２スイッチ部Ｓｗ２と全く逆に動作される。即ち、第３スイッチ部Ｓｗ３は、第２スイッチ部Ｓｗ２のオン時間中にオフされ、第２スイッチ部Ｓｗ２のオフ時間中にオンされる。
第４スイッチ部Ｓｗ４については、第１スイッチ部Ｓｗ１と全く逆に動作される。即ち、第４スイッチ部Ｓｗ４は、第１スイッチ部Ｓｗ１のオン時間中にオフされ、第１スイッチ部Ｓｗ１のオフ時間中にオンされる。第４スイッチ部Ｓｗ４のオン・オフタイミングを第３スイッチ部Ｓｗ３のオン・オフタイミングと比較して説明すると、第４スイッチ部Ｓｗ４は、第３スイッチ部Ｓｗ３のオン後、βだけ遅れたタイミングでオンする。そして、第４スイッチ部Ｓｗ４は、オン後、第３スイッチ部Ｓｗ３がオフしてβ経過後にオフする。
上記のように第３スイッチ部Ｓｗ３及び第４スイッチ部Ｓｗ４がそれぞれβずれたタイミングでオン・オフされることにより、補償電圧ｖｃの負のパルスは、第４スイッチ部Ｓｗ４がオンしてから第３スイッチ部Ｓｗ３がオフするまでの、（π−β＝θａ）の時間、発生する。この負のパルスが周期的に繰り返される。
そして、上記のように４つのスイッチ部Ｓｗ１〜Ｓｗ４がそれぞれスイッチングされることにより、図３の最下段に示すような、振幅Ｅｄのパルス状の補償電圧ｖｃが生成される。即ち、正のパルスと負のパルスが交互に周期的に発生し、結果として、上記式（７）、（８）で表される補償電圧ｖｃ（上記式（１）で表される補償電圧Ｖｃ）が受電部２の出力端子間に印加（各ノードＮ１−Ｎ２間に印加）される。
このようにして補償電圧ｖｃが受電部２に印加されることにより、受電装置１は、図２（ａ）に示す等価回路においてＬｃ＝Ｌｒの状態となる。即ち、受電部２内の残存リアクタンス成分Ｌｒはコンバータ３のリアクタンス補償量Ｌｃによって打ち消され、全体として完全共振の状態となる。
よって、受電部２からコンバータ３に入力される入力電流及び入力電圧の位相が一致し、力率１での装置運転が可能となる。そして、受電部２から入力された入力電流ｉは、上述したスイッチング動作によって脈流を含む直流電流に変換されたのち、平滑コンデンサ１８によって平滑化される。そして、その平滑化された直流電流が、負荷４へ供給される。
（４）補償量探索制御の概要
次に、リアクタンス補償制御の中で実行される、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索することを主な目的とする補償量探索制御について、具体的に説明する。補償量探索制御は、概略的には、次のように行う。即ち、リアクタンス補償量Ｌｃを所定の範囲内且つ所定の変動パターンで少しずつ変化させ、変化させる毎にそのＬｃの値にてコンバータ３を動作（補償電圧ｖｃを印加）させる。そして、Ｌｃを変化させてそのＬｃでコンバータ３を動作させる毎に、コンバータ３で検出又は演算可能な所定の物理量を取得する。この物理量は、リアクタンス補償量Ｌｃの変化に起因して（その変化に伴って）変化する物理量である。
リアクタンス補償量Ｌｃが異なると、そのＬｃの値に応じて、取得される物理量の値も変化する。一方、物理量によっては、その物理量の状態に基づいて、完全共振状態になっているかどうかを判断することが可能である。そこで、補償量探索制御では、Ｌｃを変化させる毎にそのＬｃに基づく補償電圧ｖｃを印加して、そのときの物理量の状態を検出し、その物理量の状態が、完全共振状態のときの状態（完全共振状態になっているならば生じることが予想される状態）となった場合に、そのときのＬｃの値を、探索すべき最適なリアクタンス補償量Ｌｃに決定する。
リアクタンス補償量Ｌｃを変化させることにより変化が生じる物理量としては、例えば、受電部２から入力される入力電流ｉや、コンバータ３から負荷４へ出力される出力電力Ｐ、コンバータ３の等価抵抗Ｒｃなどがある。
リアクタンス補償量Ｌｃを変化させると、それに伴って共振点がずれるため、入力電流ｉも変化する。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させたときの入力電流ｉの変化の状態から、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索することができる。
また、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させると、それに伴って共振点がずれるため、出力電力Ｐも変化する。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させたときの出力電力Ｐの変化の状態から、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索できる。
また、出力電力Ｐが常に一定となるような制御（電力一定制御）を行う場合において、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させると、等価抵抗Ｒｃも変化する。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させたときの等価抵抗Ｒｃの変化の状態から、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索できる。
なお、電力一定制御を適用するか否かについては適宜決めることができる。ただし、物理量として出力電力Ｐを用いる場合は、電力一定制御を適用しないことが前提となる。逆に、物理量として等価抵抗Ｒｃを用いる場合は、電力一定制御を用いることが前提となる。
補償量探索制御の具体的な方法（方式）は種々考えられる。本実施形態では、複数種類の方法のうち、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御について説明する。なお、補償量探索制御の具体的方法としては、他に、常時電流検出方式（電力一定制御有り）、常時電流検出方式（電力一定制御無し）、常時電力検出方式、及び、起動時電流検出方式などもある。これら他の方式については、第２〜第５実施形態として後でそれぞれ説明する。
（５）常時パラメータ検出方式による補償量探索制御
図２（ａ）に示した受電装置１の等価回路を、ベクトル図で表すと、図２（ｂ）のように表すことができる。図２（ｂ）のベクトル図より、次式（１２）が成り立つ。
Ｖｓ＝［｛ω（Ｌｒ−Ｌｃ）Ｉ｝2＋｛（Ｒｓ＋Ｒｃ）Ｉ｝2］1/2
＝Ｉ［｛ω（Ｌｒ−Ｌｃ）｝2＋（Ｒｓ＋Ｒｃ）2］1/2 ・・・（１２）
よって、入力電流Ｉは、次式（１３）で表せる。
Ｉ＝Ｖｓ／［｛ω（Ｌｒ−Ｌｃ）｝2＋（Ｒｓ＋Ｒｃ）2］1/2 ・・・（１３）
ここで、誘起電圧Ｖｓ、抵抗Ｒｓ、及び残存リアクタンス成分Ｌｒは、いずれも一定値であるものとする。また、ωは、ω＝２πｆで表され、周波数ｆによって決まる値である。そのため、ωも一定であるものとする。
コンバータ３からの出力電力Ｐは、次式（１４）で表せる。
Ｐ＝Ｒｃ・Ｉ2 ・・・（１４）
上記式（１４）に式（１３）を導入すると、出力電力Ｐは、次式（１５）のように表せる。
Ｐ＝Ｖｓ2・Ｒｃ／［｛ω（Ｌｒ−Ｌｃ）｝2＋（Ｒｓ＋Ｒｃ）2］ ・・・（１５）
本実施形態では、電力一定制御を用いるため、出力電力Ｐが一定となるように制御される。具体的には、制御器１４が、出力電力Ｐが一定となるように等価抵抗Ｒｃを調整する。そのため、式（１５）において、Ｌｃが変化することにより（Ｌｒ−Ｌｃ）の項が変化すると、出力電力Ｐを一定にすべく、等価抵抗Ｒｃは図４（ａ）に示すように変化する。なお、図４（ａ）は、（Ｌｒ−Ｌｃ）の変化に対する等価抵抗Ｒｃの変化の傾向を概略的に示したイメージ図であって、等価抵抗Ｒｃの変化が必ずしも正確に表現されているわけではない。
図４（ａ）から、（Ｌｒ−Ｌｃ）が０に近づくほど、即ち力率が１に近くなるほど、等価抵抗Ｒｃは大きくなることがわかる。また、力率が１に近づくほど等価抵抗Ｒｃが大きくなることから、式（１４）より、電力一定制御のもとでは、力率が１に近づくほど（つまり等価抵抗Ｒｃが大きくなるほど）入力電流Ｉは小さくなることになる。
つまり、電力一定制御を行いながら補償量探索制御を行う場合は、力率が１に近づくほど、等価抵抗Ｒｃは増加し、逆に入力電流Ｉは減少する。なお、等価抵抗Ｒｃを調整することにより出力電力Ｐを調整できるため、等価抵抗Ｒｃは電力制御パラメータと考えることもできる。
そこで、本実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させながら補償電圧ｖｃを生成・印加して、コンバータ３動作用のパラメータの１つである等価抵抗Ｒｃの状態をみる。そして、等価抵抗Ｒｃの状態が、完全共振状態のときに発生する状態となる場合に、そのときのＬｃの値を、最終的に設定すべき最適なリアクタンス補償量Ｌｃとして決定する。これが、本実施形態の、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御の概要である。
常時パラメータ検出方式による補償量探索制御は、具体的には、次のように行う。まず、リアクタンス補償量Ｌｃをある基準値（初期値）Ｌｃｏに設定する。そして、その基準値Ｌｃｏに設定したリアクタンス補償量Ｌｃに、正弦波状の外乱（本発明の第１の変化パターンの一例に相当）を少なくとも１周期分与える。つまり、リアクタンス補償量Ｌｃを正弦波状に変化させる。なお、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させるということは、リアクタンス補償量Ｌｃに基づいて生成される補償電圧ｖｃの位相を変化させるということを意味する。
リアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が与えられた場合、その外乱が与えられたリアクタンス補償量である外乱付与補償量Ｌｃｎは、次式（１６）のように表される。
Ｌｃｎ＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（ｎ・２π／Ｎ） ・・・（１６）
上記式（１６）において、ｎは自然数（ｎ＝１，２，３，・・・）、Ｎは、正弦波１周期中にリアクタンス補償量を変化させる総回数である。
従って、Ｌｃがある値に設定されている場合に、そのＬｃに対して正弦波状の外乱を与えるということは、次のような手順を踏むことになる。
まず、Ｌｃ及びＲｃをそれぞれ初期値に設定して、それら初期値及び入力電流ｉに基づいて補償電圧ｖｃを算出し、実際に受電部２へ印加する。
補償電圧ｖｃを印加したら、そのときの出力電流及び出力電圧を検出して、それら検出値から出力電力Ｐを演算する。そして、その出力電力Ｐと、予め設定された目標電力Ｐｏとを比較して、出力電力Ｐが目標電力Ｐｏに一致するように、電力制御パラメータである等価抵抗Ｒｃの値を補正演算する。補正演算したＲｃの値は、メモリに記憶しておく。また、入力電流ｉの検出も行う。また、Ｌｃに対する外乱付与も行う。即ち、まずｎ＝１として、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ１＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２π／Ｎ）を得る。そして、検出した入力電流ｉ、外乱付与補償量Ｌｃ１、及び補正演算されたＲｃに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
補償電圧ｖｃを演算して印加する毎に、上記同様の処理を行って、Ｒｃを補正演算すると共にＬｃを変化させていく。即ち、上記のようにｎ＝１として補償電圧ｖｃを演算、印加した後は、そのときの出力電流及び出力電圧を検出して、それら検出値から出力電力Ｐを演算する。そして、その出力電力Ｐと、予め設定された目標電力Ｐｏとを比較して、出力電力Ｐが目標電力Ｐｏに一致するように等価抵抗Ｒｃの値を補正演算し、メモリに記憶する。また、入力電流ｉの検出も行う。また、Ｌｃに対する外乱付与も行う。即ち、ｎ＝２として（つまりｎを１つインクリメントして）、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ２＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２・２π／Ｎ）を得る。そして、検出した入力電流ｉ、外乱付与補償量Ｌｃ２、及び補正演算されたＲｃに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
その後も同様に、補償電圧ｖｎを印加する毎に、入力電流ｉの検出、等価抵抗Ｒｃの補正演算・記憶、ｎのインクリメントによる外乱付与補償量Ｌｃｎの更新等を行って、補正電圧ｖｎを再演算（更新）する。そして、受電部２に印加する補償電圧ｖｎを、その更新した補正電圧ｖｎに切り替える。これを、ｎ＝１〜Ｎまで繰り返し行う。これにより、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与されることになる。また、リアクタンス補償量Ｌｃが正弦波状に変化する過程における等価抵抗Ｒｃの値（変化）も、正弦波１周期分取得される。
そして、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記のように正弦波状の外乱を１周期分与える毎に、前半周期の等価抵抗Ｒｃの積分値（面積）Ａと、後半周期の等価抵抗Ｒｃの積分値（面積）Ｂとを比較する。なお、ここでいう積分値（面積）とは、各外乱付与補償量Ｌｃｎ毎にメモリに記憶した等価抵抗Ｒｃの総和（各半周期内での総和）である。
仮に、現在のリアクタンス補償量Ｌｃが既にＬｃ＝Ｌｒとなっている場合、つまり既に共振状態になっている場合は、そのＬｃの値を増加させても減少させても、いずれも残存リアクタンス成分Ｌｒとの差が大きくなって、共振からずれていくことになる。
そのため、既にＬｃ＝Ｌｒの共振状態になっている場合は、図４（ｂ）の中央部に例示するように、Ｌｃを正弦波状に変化させた場合における前半周期の等価抵抗Ｒｃの値は、Ｌｃが増加してＬｒから離れていくにしたがって小さくなり、その後Ｌｃが減少してＬｒに近づいていくにしたがって再び大きくなる。また、後半周期の等価抵抗Ｒｃの値は、Ｌｃが減少してＬｒから離れていくにしたがって小さくなり、その後Ｌｃが増加してＬｒに近づいていくにしたがって再び大きくなる。等価抵抗Ｒｃは、Ｌｃ＝Ｌｒのときに最大値をとり、ＬｃとＬｒとの差が大きくなるほど等価抵抗Ｒｃは小さくなる。
そのため、既にＬｃ＝Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させたときの前半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ａと後半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ｂは、同じ面積（Ａ＝Ｂ）となる。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい場合は（Ｌｃ＜Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、等価抵抗Ｒｃは図４（ｂ）の左側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒに近づいていく（つまり共振状態に近づいていく）ため、等価抵抗Ｒｃは増加していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒから離れていくため、等価抵抗Ｒｃは減少していく。
そのため、Ｌｃ＜Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ａと後半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ｂは異なり、面積Ａ＞面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の積分結果が面積Ａ＞面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ａが後半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ｂよりも大きかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも大きい値に更新する。具体的には、例えば両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃに加算することで、新たなリアクタンス補償量Ｌｃを算出する。
なお、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃを面積差（Ａ−Ｂ）に基づいて具体的にどのように増加させるかについては、上記方法に限らず種々の方法が考えられる。例えば、現在設定されているＬｃと面積差（Ａ−Ｂ）をもとに、基準値Ｌｃｏに対する加算値をΔＬｃとして演算し、その演算したΔＬｃを基準値Ｌｃｏに加算することによってＬｃを更新するようにしてもよい。その他、適切にＬｃを更新する（実際のＬｒに近づける）ことができる限り、面積差（Ａ−Ｂ）に基づくＬｃの更新演算方法は適宜決めることができる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＞Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の等価抵抗Ｒｃの積分値（面積Ａ）と後半周期の等価抵抗Ｒｃの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＞Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）大きくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい場合は（Ｌｃ＞Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、等価抵抗Ｒｃは図４（ｂ）の右側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒから離れていく（つまり共振状態から遠ざかっていく）ため、等価抵抗Ｒｃは減少していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒに近づいていくため、等価抵抗Ｒｃは増加していく。
そのため、Ｌｃ＞Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ａと後半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ｂは異なり、面積Ａ＜面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の積分結果が面積Ａ＜面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ａが後半周期の等価抵抗Ｒｃの面積Ｂよりも小さかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも小さい値に更新する。具体的には、Ａ＞Ｂの場合と同様、両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃから減算することで、新たなリアクタンス補償量Ｌｃを算出する。なお、ΔＬｃとして正の値を算出する構成にしている場合は、現在の設定値ＬｃからΔＬｃを減算させればよく、ΔＬｃとして負の値を算出する構成にしている場合は、現在の設定値ＬｃにΔＬｃを加算すればよい。いずれにおいても、結果として、リアクタンス補償量Ｌｃは現在の設定値よりも低い値に更新されることになる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＜Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の等価抵抗Ｒｃの積分値（面積Ａ）と後半周期の等価抵抗Ｒｃの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＜Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）小さくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
このように、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御では、現在設定されているＬｃに正弦波状の外乱を加えて等価抵抗Ｒｃの前半周期の積分値（面積Ａ）と後半周期の積分値（面積Ｂ）を比較し、Ａ＞ＢならばＬｃをΔＬｃずつ増加させ、逆にＡ＜ＢならばＬｃをΔＬｃずつ減少させていくことで、Ｌｃを実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致させていく。そして、Ａ＝Ｂとなったとき、Ｌｃが実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致したものとして、その場合は現在設定されているＬｃをそのまま使用して補償電圧ｖｃを生成、印加する。
上述したような常時パラメータ検出方式による補償量探索制御を行って、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索し、その最適なリアクタンス補償量Ｌｃに基づく補償電圧ｖｃを受電部２に印加することで、受電部２に残存リアクタンス成分Ｌｒがあってもそれを打ち消して全体として共振状態（完全共振又はそれに近い状態）にすることができる。そして、その補償電圧ｖｃの印加により、受電部２からコンバータ３へ入力される電流と電圧の位相を一致させることができ、力率１での装置運転が実現される。
ここで、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御を実現するために制御器１４内に設けられている、パラメータ演算部２０の構成について、図４（ｃ）を用いて説明する。制御器１４は、主に、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御を実現する機能と、その補償量探索機能により設定されたリアクタンス補償量Ｌｃと等価抵抗Ｒｃ、及び入力電流検出器１１により検出された電流振幅Ｉと電流位相θに基づいて補償電圧ｖｃを算出する機能を備えている。このうち、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御を実現する機能は、制御器１４内に設けられているパラメータ演算部２０により実現される。
図４（ｃ）に示すように、パラメータ演算部２０は、乗算器２１と、電力指令値生成部２２と、減算器２３と、第１ＰＩ制御部２４と、正弦波外乱生成部２５と、Ｒｃ面積差計算部２６と、第２ＰＩ制御部２７と、加算器２８とを備える。
乗算器２１は、出力電流検出器１２により検出された出力電流と出力電圧検出器１３により検出された出力電圧とを乗算することにより、出力電力Ｐを演算する。電力指令値生成部２２は、出力電力Ｐの目標値である目標電力Ｐｏを生成する。減算器２３は、乗算器２１で演算された出力電力Ｐ（実際の出力電力）から目標電力Ｐｏを減算することにより両者の差分（電力偏差）を演算する。第１ＰＩ制御部２４は、減算器２３で演算された電力偏差に基づき、その電力偏差が０となるように等価抵抗Ｒｃを補正演算する。本実施形態では、既述の通り、電力一定制御が行われる。第１ＰＩ制御部２４は、その電力一定制御を実現するための機能ブロックである。
正弦波外乱生成部２５は、正弦波信号を生成する。Ｒｃ面積差計算部２６は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、その１周期のうち前半周期のＲｃの面積Ａと後半周期のＲｃの面積Ｂとの差であるＲｃ面積差を演算する。
第２ＰＩ制御部２７は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、Ｒｃ面積差計算部２６により演算されたＲｃ面積差に基づいて、そのＲｃ面積差が０となるようにリアクタンス補償量Ｌｃを更新する。
加算器２８は、第２ＰＩ制御部２７にてリアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される毎に、その演算された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、正弦波外乱生成部２５からの正弦波信号に基づいて正弦波状の外乱を付与する。具体的には、式（１６）を用いて説明したように、正弦波信号に従って外乱付与補償量Ｌｃｎを順次生成していく（１周期あたりＮ個生成）。
なお、リアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱を与える具体的方法は、加算器２８を用いる方法に限定されない。また、上記式（１６）に示す演算にて正弦波状の外乱を与えることもあくまでも一例である。上記式（１６）による外乱付与に限らず、また加算器２８を用いた外乱付与に限らず、他の種々の演算方法によって正弦波状の外乱を与えるようにしてもよい。外乱の振幅（本例では正弦波の振幅）についても適宜決めることができる。
加算器２８で外乱付与補償量Ｌｃｎが生成される毎に（つまり現在設定されているＬｃが正弦波状にＬｃ１からＬｃＮまで変化していく毎に）、その生成されたＬｃｎとそのときの等価抵抗Ｒｃと入力電流ｉに基づいて補償電圧ｖｃが演算され、受電部２に印加される。そして、そのときの出力電力Ｐが乗算器２１で演算され、その出力電力Ｐと目標電力Ｐｏとの差に基づいて第１ＰＩ制御部２４により等価抵抗Ｒｃが新たに補正演算される。つまり、ＬｃｎがＬｃ１からＬｃＮまで正弦波状に変化していく毎に等価抵抗Ｒｃが補正演算される。そして、等価抵抗Ｒｃが演算される毎に、その演算された等価抵抗ＲｃはＲｃ面積差計算部２６内のメモリに記憶され、積分（面積算出）に用いられる。
そして、加算器２８による、現在のＬｃ設定値に対する正弦波１周期分の外乱付与が終わると、第２ＰＩ制御部２７によって、Ｒｃ面積差計算部２６により演算されたＲｃ面積差に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される。このとき、既述の通り、Ｒｃ面積差が０であった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃは、現在設定されている値がそのまま維持される。一方、Ｒｃ面積差が正（Ａ＞Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも大きい値に更新され、Ｒｃ面積差が負（Ａ＜Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも小さい値に更新される。このようにしてリアクタンス補償量Ｌｃが更新（又は現状維持）された後は、再び、加算器２８によって、その更新後の新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記同様に正弦波状外乱が１周期分付与される。そして、その１周期におけるＲｃ面積差に応じてリアクタンス補償量Ｌｃがさらに更新演算される。このような更新演算が繰り返し行われることによって、リアクタンス補償量Ｌｃが最適値（実際の残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ値）に到達していく。
なお、コンバータ３は、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御を、コンバータ３の起動中は常時行う。起動中に常時行うことにより、仮に、起動中に受電部２の残存リアクタンス成分Ｌｒに変動が生じたとしても、その変動に追随してリアクタンス補償量Ｌｃも常に最適な値に合わせることができる。これにより、コンバータ３の起動中、常時、完全共振状態（またはそれに近い状態）を維持することができる。後述する第２〜第４実施形態の各補償量探索制御についても同様であり、コンバータ３の起動中は常時行う。
（６）第１実施形態の効果
以上説明したように、本第１実施形態の受電装置１では、リアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を付与することによって、補償電圧ｖｃの位相を変化させる。そして、そのように変化させたときの、等価抵抗Ｒｃの状態に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値が探索される。そのため、受電部２内の残存リアクタンス成分Ｌｒが種々の要因で変化しても、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに応じた適切な補償電圧ｖｃを受電部２に印加することができる。
つまり、本第１実施形態の受電装置１によれば、素子ばらつき、温度、経年変化等の種々の要因によって２次コイル５のインダクタンスＬｓが変化（ひいては受電部２内の残存リアクタンスＬｒが変化）しても、受電装置１全体として、１次コイル１５０に流れる交流電流の周波数での共振を容易且つ適切に発生させることができる。
特に、本第１実施形態では、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃを正弦波状に変化させながら補償電圧ｖｃを生成、印加してみて、正弦波１周期における、等価抵抗Ｒｃの前半周期の積分値（面積Ａ）と後半周期（面積Ｂ）とを算出する。そして、両面積Ａ，Ｂを比較することで、共振の有無を判断する。さらに、両面積Ａ，Ｂが異なる場合は、両者の差に応じて、リアクタンス補償量Ｌｃが適切な方向へ更新される。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を容易且つ高い精度で算出することができる。
また、本第１実施形態では、電力一定制御を用いているが、その場合、リアクタンス補償量Ｌｃが変化すると（ひいては補償電圧ｖｃが変化すると）それに応じて等価抵抗Ｒｃも変化する。そのため、物理量として等価抵抗Ｒｃを用いることで、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を適切に探索することができる。
［第２実施形態］
上記第１実施形態では、補償量探索制御の具体的方法として、常時パラメータ検出方式による補償量探索制御を例に挙げて説明した。これに対し、本第２実施形態では、補償量探索制御の具体的方法の１つである、常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御について説明する。
常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御においても、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値に対して正弦波状の外乱を印加する。ただし、第１実施形態では等価抵抗Ｒｃを半周期毎に積分したのに対し、本実施形態では、入力電流ｉを半周期毎に積分する。そして、その半周期毎の積分値（面積）の差に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃを更新演算する。
電力一定制御のもとでは、図４（ａ）及び式（１４）を用いて説明したように、（Ｌｒ−Ｌｃ）が０に近づくほど、即ち力率が１に近くなるほど、等価抵抗Ｒｃが大きくなって、入力電流Ｉは小さくなる。
そこで、本第２実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させながら、出力電力Ｐが一定になるように等価抵抗Ｒｃを調整しつつ、入力電流ｉの状態をみる。そして、入力電流ｉの状態が、完全共振状態のときに発生する状態となる場合に、そのときのＬｃの値を、最終的に設定すべき最適なリアクタンス補償量Ｌｃとして決定する。これが、本第２実施形態の、常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御の概要である。
常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御は、具体的には、次のように行う。まず、リアクタンス補償量Ｌｃをある基準値（初期値）Ｌｃｏに設定する。そして、その基準値Ｌｃｏに設定したリアクタンス補償量Ｌｃに、正弦波状の外乱を少なくとも１周期分与える。つまり、リアクタンス補償量Ｌｃを正弦波状に変化させる。
リアクタンス補償量Ｌｃに対する正弦波状の外乱の付与は、第１実施形態と同様に行う。つまり、第１実施形態において式（１６）を用いて説明したように、１周期中に２π／Ｎずつ計Ｎ回変化させる。具体的には、次のような手順を踏むことになる。
まず、Ｌｃ及びＲｃをそれぞれ初期値に設定して、それら初期値及び入力電流ｉに基づいて補償電圧ｖｃを算出し、実際に受電部２へ印加する。
補償電圧ｖｃを印加したら、入力電流ｉを検出し、その値をメモリに記憶しておく。即ち、本第２実施形態では、制御器１４は、入力電流検出器１１から、電流振幅Ｉｍ及び電流位相θに加えて、入力電流ｉの値そのものも取得して、メモリに記憶する。
また、出力電流及び出力電圧を検出して、それら検出値から出力電力Ｐを演算する。そして、その出力電力Ｐと目標電力Ｐｏとを比較して、出力電力Ｐが目標電力Ｐｏに一致するように、電力制御パラメータである等価抵抗Ｒｃの値を補正演算する。
また、Ｌｃに対する外乱付与を行う。即ち、まずｎ＝１として、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ１＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２π／Ｎ）を得る。そして、検出した入力電流ｉ、外乱付与補償量Ｌｃ１、及び補正演算されたＲｃに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
補償電圧ｖｃを演算して印加する毎に、上記同様の処理を行って、入力電流ｉを検出・記憶すると共に、Ｒｃを補正演算し且つＬｃを変化させていく。即ち、上記のようにｎ＝１として補償電圧ｖｃを演算、印加した後は、そのときの入力電流ｉを検出してメモリに記憶する。さらに、出力電流及び出力電圧を検出して、それら検出値から出力電力Ｐを演算する。そして、その出力電力Ｐと、予め設定された目標電力Ｐｏとを比較して、出力電力Ｐが目標電力Ｐｏに一致するように等価抵抗Ｒｃの値を補正演算する。そして、Ｌｃに対する外乱付与を再び行う。即ち、ｎ＝２として（つまりｎを１つインクリメントして）、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ２＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２・２π／Ｎ）を得る。そして、検出した入力電流ｉ、外乱付与補償量Ｌｃ２、及び補正演算されたＲｃに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
その後も同様に、補償電圧ｖｎを印加する毎に、入力電流ｉの検出とメモリへの記憶、等価抵抗Ｒｃの補正演算、ｎのインクリメントによる外乱付与補償量Ｌｃｎの更新等を行って、補正電圧ｖｎを再演算（更新）する。そして、受電部２に印加する補償電圧ｖｎを、その更新した補正電圧ｖｎに切り替える。これを、ｎ＝１〜Ｎまで繰り返し行う。これにより、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与されることになる。また、リアクタンス補償量Ｌｃが正弦波状に変化する過程における入力電流ｉの値（変化）も、正弦波１周期分取得される。
そして、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記のように正弦波状の外乱を１周期分与える毎に、前半周期の入力電流ｉの積分値（面積）Ａと、後半周期の入力電流ｉの積分値（面積）Ｂとを比較する。なお、ここでいう積分値（面積）とは、各外乱付与補償量Ｌｃｎ毎にメモリに記憶した入力電流ｉの総和（各半周期内での総和）である。
仮に、既にＬｃ＝Ｌｒの共振状態になっている場合は、図５（ａ）の中央部に例示するように、Ｌｃを正弦波状に変化させた場合における前半周期の入力電流ｉの値は、Ｌｃが増加してＬｒから離れていくにしたがって大きくなり、その後Ｌｃが減少してＬｒに近づいていくにしたがって再び小さくなる。また、後半周期の入力電流ｉの値は、Ｌｃが減少してＬｒから離れていくにしたがって大きくなり、その後Ｌｃが増加してＬｒに近づいていくにしたがって再び小さくなる。入力電流ｉは、Ｌｃ＝Ｌｒのときに最小値となり、ＬｃとＬｒとの差が大きくなるほど入力電流ｉは大きくなる。
そのため、既にＬｃ＝Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させたときの前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂは、同じ面積（Ａ＝Ｂ）となる。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい場合は（Ｌｃ＜Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、入力電流ｉは図５（ａ）の左側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒに近づいていく（つまり共振状態に近づいていく）ため、入力電流ｉは減少していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒから離れていくため、入力電流ｉは増加していく。
そのため、Ｌｃ＜Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂは異なり、面積Ａ＜面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の入力電流ｉの積分結果が面積Ａ＜面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の入力電流ｉの面積Ａが後半周期の入力電流ｉの面積Ｂよりも小さかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも大きい値に更新する。具体的には、例えば両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃに加算することで、新たなリアクタンス補償量Ｌｃを算出する。
なお、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃを面積差（Ａ−Ｂ）に基づいて具体的にどのように増加させるかについては、上記方法に限らず、第１実施形態でも説明したように種々の方法が考えられる。つまり、適切にＬｃを更新する（実際のＬｒに近づける）ことができる限り、面積差（Ａ−Ｂ）に基づくＬｃの更新演算方法は適宜決めることができる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＞Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ａ）と後半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＜Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）大きくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい場合は（Ｌｃ＞Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、入力電流ｉは図５（ａ）の右側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒから離れていく（つまり共振状態から遠ざかっていく）ため、入力電流ｉは増加していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒに近づいていくため、入力電流ｉは減少していく。
そのため、Ｌｃ＞Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂは異なり、面積Ａ＞面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の入力電流ｉの積分結果が面積Ａ＞面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の入力電流ｉの面積Ａが後半周期の入力電流ｉの面積Ｂよりも大きかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも小さい値に更新する。具体的には、Ａ＜Ｂの場合と同様、両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃから減算する。これにより、リアクタンス補償量Ｌｃは現在の設定値よりも低い値に更新されることになる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＜Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ａ）と後半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＞Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）小さくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
このように、常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御では、現在設定されているＬｃに正弦波状の外乱を加えて入力電流ｉの前半周期の積分値（面積Ａ）と後半周期の積分値（面積Ｂ）を比較し、Ａ＜ＢならばＬｃをΔＬｃずつ増加させ、逆にＡ＞ＢならばＬｃをΔＬｃずつ減少させていくことで、Ｌｃを実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致させていく。そして、Ａ＝Ｂとなったとき、Ｌｃが実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致したものとして、その場合は現在設定されているＬｃをそのまま使用して補償電圧ｖｃを生成、印加する。
上述したような常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御を行って、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索し、その最適なリアクタンス補償量Ｌｃに基づく補償電圧ｖｃを受電部２に印加することで、受電部２に残存リアクタンス成分Ｌｒがあってもそれを打ち消して全体として共振状態（完全共振又はそれに近い状態）にすることができる。そして、その補償電圧ｖｃの印加により、受電部２からコンバータ３へ入力される電流と電圧の位相を一致させることができ、力率１での装置運転が実現される。
ここで、常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御を実現するために制御器１４内に設けられている、パラメータ演算部３０の構成について、図５（ｂ）を用いて説明する。本第２実施形態において、常時電流検出方式（電力一定制御有り）による補償量探索制御を実現する機能は、制御器１４内に設けられているパラメータ演算部３０により実現される。
図５（ｂ）に示すように、本第２実施形態のパラメータ演算部３０は、乗算器３１と、電力指令値生成部３２と、減算器３３と、第１ＰＩ制御部３４と、Ｉ面積差計算部３５と、第２ＰＩ制御部３６と、正弦波外乱生成部３７と、加算器３８とを備える。
このうち、乗算器３１、電力指令値生成部３２、減算器３３、及び第１ＰＩ制御部３４は、第１実施形態のパラメータ演算部２０（図４（ｃ）参照）における乗算器２１、電力指令値生成部２２、減算器２３、及び第１ＰＩ制御部２４と全く同じであるため、これらについての詳細説明は省略する。また、正弦波外乱生成部３７も、第１実施形態の正弦波外乱生成部２５と同じである。
Ｉ面積差計算部３５は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、その１周期のうち前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂとの差であるＩ面積差を演算する。
第２ＰＩ制御部３６は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、Ｉ面積差計算部３５により演算されたＩ面積差に基づいて、そのＩ面積差が０となるようにリアクタンス補償量Ｌｃを更新する。
加算器３８は、第１実施形態の加算器２８と同様、第２ＰＩ制御部３６にてリアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される毎に、その演算された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、正弦波外乱生成部３７からの正弦波信号に基づいて正弦波状の外乱を付与する。具体的には、式（１６）を用いて説明したように、正弦波信号に従って外乱付与補償量Ｌｃｎを順次生成していく（１周期あたりＮ個生成）。
加算器３８で外乱付与補償量Ｌｃｎが生成される毎に（つまり現在設定されているＬｃが正弦波状にＬｃ１からＬｃＮまで変化していく毎に）、その生成されたＬｃｎとそのときの等価抵抗Ｒｃと入力電流ｉに基づいて補償電圧ｖｃが演算され、印加される。そして、そのときの入力電流ｉが検出され、Ｉ面積差計算部３５内のメモリに記憶されて、積分（面積算出）に用いられる。
加算器３８による、現在のＬｃ設定値に対する正弦波１周期分の外乱付与が終わると、第２ＰＩ制御部３６によって、Ｉ面積差計算部３５により演算されたＩ面積差に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される。このとき、既述の通り、Ｉ面積差が０であった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃは、現在設定されている値がそのまま維持される。一方、Ｉ面積差が負（Ａ＜Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも大きい値に更新され、Ｉ面積差が正（Ａ＞Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも小さい値に更新される。このようにしてリアクタンス補償量Ｌｃが更新された後は、再び、加算器３８によって、その更新後の新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記同様に正弦波状外乱が１周期分付与される。そして、その１周期におけるＩ面積差に応じてリアクタンス補償量Ｌｃがさらに更新演算される。このような更新演算が繰り返し行われることによって、リアクタンス補償量Ｌｃが最適値（実際の残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ値）に到達していく。
以上説明したように、本第２実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を付与することによって補償電圧ｖｃの位相を変化させたときの、入力電流ｉの状態に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値が探索される。そのため、第１実施形態と同様、素子ばらつき、温度、経年変化等の種々の要因によって２次コイル５のインダクタンスＬｓが変化（ひいては受電部２内の残存リアクタンスＬｒが変化）しても、受電装置１全体として、１次コイル１５０に流れる交流電流の周波数での共振を容易且つ適切に発生させることができる。
また、本第２実施形態でも、電力一定制御を用いているが、その場合、リアクタンス補償量Ｌｃが変化すると（ひいては補償電圧ｖｃが変化すると）それに応じて入力電流ｉも変化する。また、入力電流ｉの取得は比較的容易である。そのため、物理量として入力電流ｉを用いることで、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を適切に探索することができる。
［第３実施形態］
本第３実施形態では、補償量探索制御の具体的方法の１つである、常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御について説明する。
本第３実施形態では、制御器１４は、電力一定制御を行わない。そのため、等価抵抗Ｒｃは、例えば２次コイル５の抵抗成分Ｒｓなどに基づいて予め決められた一定の値が用いられる。つまり、本第３実施形態では、等価抵抗Ｒｃは一定値である。そのため、既述の式（１３）から明らかなように、（Ｌｒ−Ｌｃ）が０に近づくほど、即ち力率が１に近くなるほど、入力電流Ｉは大きくなる。
そこで、本第３実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させながら、入力電流ｉの状態をみる。そして、入力電流ｉの状態が、完全共振状態のときに発生する状態となる場合に、そのときのＬｃの値を、最終的に設定すべき最適なリアクタンス補償量Ｌｃとして決定する。これが、本第３実施形態の、常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御の概要である。
常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御は、具体的には、次のように行う。まず、リアクタンス補償量Ｌｃをある基準値（初期値）Ｌｃｏに設定する。そして、その基準値Ｌｃｏに設定したリアクタンス補償量Ｌｃに、正弦波状の外乱を少なくとも１周期分与える。つまり、リアクタンス補償量Ｌｃを正弦波状に変化させる。
リアクタンス補償量Ｌｃに対する正弦波状の外乱の付与は、第１実施形態と同様に行う。つまり、第１実施形態において式（１６）を用いて説明したように、１周期中に２π／Ｎずつ計Ｎ回変化させる。具体的には、次のような手順を踏むことになる。
まず、Ｌｃを初期値に設定して、そのＬｃと、Ｒｃ（一定値）と、入力電流ｉとに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、実際に受電部２へ印加する。補償電圧ｖｃを印加したら、入力電流ｉを検出し、第２実施形態と同じようにその値をメモリに記憶しておく。
また、Ｌｃに対する外乱付与を行う。即ち、まずｎ＝１として、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ１＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２π／Ｎ）を得る。そして、検出した入力電流ｉ及び外乱付与補償量Ｌｃ１に基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
補償電圧ｖｃを演算して印加する毎に、上記同様の処理を行って、入力電流ｉを検出・記憶すると共に、Ｌｃを変化させていく。即ち、上記のようにｎ＝１として補償電圧ｖｃを演算、印加した後は、そのときの入力電流ｉを検出してメモリに記憶する。そして、Ｌｃに対する外乱付与を再び行う。即ち、ｎ＝２として（つまりｎを１つインクリメントして）、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ２＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２・２π／Ｎ）を得る。そして、検出した入力電流ｉ、外乱付与補償量Ｌｃ２、及びＲｃに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
その後も同様に、補償電圧ｖｎを印加する毎に、入力電流ｉの検出とメモリへの記憶、ｎのインクリメントによる外乱付与補償量Ｌｃｎの更新等を行って、補正電圧ｖｎを再演算（更新）する。そして、受電部２に印加する補償電圧ｖｎを、その更新した補正電圧ｖｎに切り替える。これを、ｎ＝１〜Ｎまで繰り返し行う。これにより、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与されることになる。また、リアクタンス補償量Ｌｃが正弦波状に変化する過程における入力電流ｉの値（変化）も、正弦波１周期分取得される。
そして、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記のように正弦波状の外乱を１周期分与える毎に、第２実施形態と同様、前半周期の入力電流ｉの積分値（面積）Ａと、後半周期の入力電流ｉの積分値（面積）Ｂとを比較する。
仮に、既にＬｃ＝Ｌｒの共振状態になっている場合は、図６（ａ）の中央部に例示するように、Ｌｃを正弦波状に変化させた場合における前半周期の入力電流ｉの値は、Ｌｃが増加してＬｒから離れていくにしたがって小さくなり、その後Ｌｃが減少してＬｒに近づいていくにしたがって再び大きくなる。また、後半周期の入力電流ｉの値は、Ｌｃが減少してＬｒから離れていくにしたがって小さくなり、その後Ｌｃが増加してＬｒに近づいていくにしたがって再び大きくなる。入力電流ｉは、Ｌｃ＝Ｌｒのときに最大値となり、ＬｃとＬｒとの差が大きくなるほど入力電流ｉは小さくなる。
そのため、既にＬｃ＝Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させたときの前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂは、同じ面積（Ａ＝Ｂ）となる。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい場合は（Ｌｃ＜Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、入力電流ｉは図６（ａ）の左側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒに近づいていく（つまり共振状態に近づいていく）ため、入力電流ｉは増加していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒから離れていくため、入力電流ｉは減少していく。
そのため、Ｌｃ＜Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂは異なり、面積Ａ＞面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の入力電流ｉの積分結果が面積Ａ＞面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の入力電流ｉの面積Ａが後半周期の入力電流ｉの面積Ｂよりも大きかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも大きい値に更新する。具体的には、例えば両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃに加算することで、新たなリアクタンス補償量Ｌｃを算出する。
なお、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃを面積差（Ａ−Ｂ）に基づいて具体的にどのように増加させるかについては、上記方法に限らず、第１実施形態でも説明したように種々の方法が考えられる。つまり、適切にＬｃを更新する（実際のＬｒに近づける）ことができる限り、面積差（Ａ−Ｂ）に基づくＬｃの更新演算方法は適宜決めることができる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＞Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ａ）と後半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＞Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）大きくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい場合は（Ｌｃ＞Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、入力電流ｉは図６（ａ）の右側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒから離れていく（つまり共振状態から遠ざかっていく）ため、入力電流ｉは減少していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒに近づいていくため、入力電流ｉは増加していく。
そのため、Ｌｃ＞Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂは異なり、面積Ａ＜面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の入力電流ｉの積分結果が面積Ａ＜面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の入力電流ｉの面積Ａが後半周期の入力電流ｉの面積Ｂよりも小さかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも小さい値に更新する。具体的には、Ａ＞Ｂの場合と同様、両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃから減算する。これにより、リアクタンス補償量Ｌｃは現在の設定値よりも低い値に更新されることになる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＜Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ａ）と後半周期の入力電流ｉの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＜Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）小さくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
このように、常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御では、現在設定されているＬｃに正弦波状の外乱を加えて入力電流ｉの前半周期の積分値（面積Ａ）と後半周期の積分値（面積Ｂ）を比較し、Ａ＞ＢならばＬｃをΔＬｃずつ増加させ、逆にＡ＜ＢならばＬｃをΔＬｃずつ減少させていくことで、Ｌｃを実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致させていく。そして、Ａ＝Ｂとなったとき、Ｌｃが実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致したものとして、その場合は現在設定されているＬｃをそのまま使用して補償電圧ｖｃを生成、印加する。
上述したような常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御を行って、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索し、その最適なリアクタンス補償量Ｌｃに基づく補償電圧ｖｃを受電部２に印加することで、受電部２に残存リアクタンス成分Ｌｒがあってもそれを打ち消して全体として共振状態（完全共振又はそれに近い状態）にすることができる。そして、その補償電圧ｖｃの印加により、受電部２からコンバータ３へ入力される電流と電圧の位相を一致させることができ、力率１での装置運転が実現される。
ここで、常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御を実現するために制御器１４内に設けられている、パラメータ演算部４０の構成について、図６（ｂ）を用いて説明する。本第３実施形態において、常時電流検出方式（電力一定制御無し）による補償量探索制御を実現する機能は、制御器１４内に設けられているパラメータ演算部４０により実現される。
図６（ｂ）に示すように、本第３実施形態のパラメータ演算部４０は、Ｉ面積差計算部４１と、ＰＩ制御部４２と、正弦波外乱生成部４３と、加算器４４とを備える。このうち正弦波外乱生成部４３は、第１実施形態の正弦波外乱生成部２５と同じである。
Ｉ面積差計算部４１は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、その１周期のうち前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂとの差であるＩ面積差を演算する。ＰＩ制御部４２は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、Ｉ面積差計算部４１により演算されたＩ面積差に基づいて、そのＩ面積差が０となるようにリアクタンス補償量Ｌｃを更新する。
加算器４４は、第１実施形態の加算器２８と同様、ＰＩ制御部４２にてリアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される毎に、その演算された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、正弦波外乱生成部４３からの正弦波信号に基づいて正弦波状の外乱を付与する。具体的には、式（１６）を用いて説明したように、正弦波信号に従って外乱付与補償量Ｌｃｎを順次生成していく（１周期あたりＮ個生成）。
加算器４４で外乱付与補償量Ｌｃｎが生成される毎に（つまり現在設定されているＬｃが正弦波状にＬｃ１からＬｃＮまで変化していく毎に）、その生成されたＬｃｎと等価抵抗Ｒｃと入力電流ｉに基づいて補償電圧ｖｃが演算され、印加される。そして、そのときの入力電流ｉが検出され、Ｉ面積差計算部４１内のメモリに記憶されて、積分（面積算出）に用いられる。
加算器４４による、現在のＬｃ設定値に対する正弦波１周期分の外乱付与が終わると、ＰＩ制御部４２によって、Ｉ面積差計算部４１により演算されたＩ面積差に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される。このとき、既述の通り、Ｉ面積差が０であった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃは、現在設定されている値がそのまま維持される。一方、Ｉ面積差が正（Ａ＞Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも大きい値に更新され、Ｉ面積差が負（Ａ＜Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも小さい値に更新される。このようにしてリアクタンス補償量Ｌｃが更新された後は、再び、加算器４４によって、その更新後の新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記同様に正弦波状外乱が１周期分付与される。そして、その１周期におけるＩ面積差に応じてリアクタンス補償量Ｌｃがさらに更新演算される。このような更新演算が繰り返し行われることによって、リアクタンス補償量Ｌｃが最適値（実際の残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ値）に到達していく。
以上説明したように、本第３実施形態でも、第２実施形態と同様、リアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を付与することによって補償電圧ｖｃの位相を変化させたときの、入力電流ｉの状態に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値が探索される。第２実施形態と異なるのは、主に、電力一定制御の有無である。そのため、第２実施形態と同様の作用効果が得られる。
［第４実施形態］
本第４実施形態では、補償量探索制御の具体的方法の１つである、常時電力検出方式による補償量探索制御について説明する。
本第４実施形態では、第３実施形態と同様、制御器１４は、電力一定制御を行わない。そのため、等価抵抗Ｒｃは、第３実施形態と同様、一定値である。
等価抵抗Ｒｃが一定値であるため、既述の式（１３）から明らかなように、（Ｌｒ−Ｌｃ）が０に近づくほど、即ち力率が１に近くなるほど、入力電流Ｉは大きくなる。そして、入力電流Ｉが大きくなるほど、既述の式（１４）から明らかなように、出力電力Ｐは増加する。つまり、電力一定制御を行わない場合、力率が１に近づくほど、入力電流は大きくなって出力電力Ｐも増加する。
そこで、本第４実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃを変化させながら、出力電力Ｐの状態をみる。そして、出力電力Ｐの状態が、完全共振状態のときに発生する状態となる場合に、そのときのＬｃの値を、最終的に設定すべき最適なリアクタンス補償量Ｌｃとして決定する。これが、本第４実施形態の、常時電力検出方式による補償量探索制御の概要である。
常時電力検出方式による補償量探索制御は、具体的には、次のように行う。まず、リアクタンス補償量Ｌｃをある基準値（初期値）Ｌｃｏに設定する。そして、その基準値Ｌｃｏに設定したリアクタンス補償量Ｌｃに、正弦波状の外乱を少なくとも１周期分与える。つまり、リアクタンス補償量Ｌｃを正弦波状に変化させる。
リアクタンス補償量Ｌｃに対する正弦波状の外乱の付与は、第１実施形態と同様に行う。つまり、第１実施形態において式（１６）を用いて説明したように、１周期中に２π／Ｎずつ計Ｎ回変化させる。具体的には、次のような手順を踏むことになる。
まず、Ｌｃを初期値に設定して、そのＬｃと、Ｒｃ（一定値）と、入力電流ｉとに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、実際に受電部２へ印加する。補償電圧ｖｃを印加したら、出力電流と出力電圧に基づいて出力電力Ｐを算出し、メモリに記憶しておく。
また、Ｌｃに対する外乱付与を行う。即ち、まずｎ＝１として、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ１＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２π／Ｎ）を得る。そして、検出した入力電流ｉ及び外乱付与補償量Ｌｃ１に基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
補償電圧ｖｃを演算して印加する毎に、上記同様の処理を行って、出力電力Ｐを算出・記憶すると共に、Ｌｃを変化させていく。即ち、上記のようにｎ＝１として補償電圧ｖｃを演算、印加した後は、そのときの出力電力Ｐを算出してメモリに記憶する。そして、Ｌｃに対する外乱付与を再び行う。即ち、ｎ＝２として（つまりｎを１つインクリメントして）、式（１６）により、外乱付与補償量Ｌｃ２＝Ｌｃ＋ｓｉｎ（２・２π／Ｎ）を得る。そして、入力電流ｉ、外乱付与補償量Ｌｃ２、及びＲｃに基づいて、補償電圧ｖｃを算出し、その補償電圧ｖｃを実際に生成して受電部２に印加する。
その後も同様に、補償電圧ｖｎを印加する毎に、出力電力Ｐの算出とメモリへの記憶、ｎのインクリメントによる外乱付与補償量Ｌｃｎの更新等を行って、補正電圧ｖｎを再演算（更新）する。そして、受電部２に印加する補償電圧ｖｎを、その更新した補正電圧ｖｎに切り替える。これを、ｎ＝１〜Ｎまで繰り返し行う。これにより、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与されることになる。また、リアクタンス補償量Ｌｃが正弦波状に変化する過程における出力電力Ｐの値（変化）も、正弦波１周期分取得される。
そして、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記のように正弦波状の外乱を１周期分与える毎に、前半周期の出力電力Ｐの積分値（面積）Ａと、後半周期の出力電力Ｐの積分値（面積）Ｂとを比較する。
仮に、既にＬｃ＝Ｌｒの共振状態になっている場合は、図７（ａ）の中央部に例示するように、Ｌｃを正弦波状に変化させた場合における前半周期の出力電力Ｐの値は、Ｌｃが増加してＬｒから離れていくにしたがって小さくなり、その後Ｌｃが減少してＬｒに近づいていくにしたがって再び大きくなる。また、後半周期の出力電力Ｐの値は、Ｌｃが減少してＬｒから離れていくにしたがって小さくなり、その後Ｌｃが増加してＬｒに近づいていくにしたがって再び大きくなる。出力電力Ｐは、Ｌｃ＝Ｌｒのときに最大値となり、ＬｃとＬｒとの差が大きくなるほど出力電力Ｐは小さくなる。
そのため、既にＬｃ＝Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させたときの前半周期の入力電流ｉの面積Ａと後半周期の入力電流ｉの面積Ｂは、同じ面積（Ａ＝Ｂ）となる。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい場合は（Ｌｃ＜Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、出力電力Ｐは図７（ａ）の左側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒに近づいていく（つまり共振状態に近づいていく）ため、出力電力Ｐは増加していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒから離れていくため、出力電力Ｐは減少していく。
そのため、Ｌｃ＜Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の出力電力Ｐの面積Ａと後半周期の出力電力Ｐの面積Ｂは異なり、面積Ａ＞面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の出力電力Ｐの積分結果が面積Ａ＞面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも小さい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の出力電力Ｐの面積Ａが後半周期の出力電力Ｐの面積Ｂよりも大きかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも大きい値に更新する。具体的には、例えば両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃに加算することで、新たなリアクタンス補償量Ｌｃを算出する。
なお、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃを面積差（Ａ−Ｂ）に基づいて具体的にどのように増加させるかについては、上記方法に限らず、第１実施形態でも説明したように種々の方法が考えられる。つまり、適切にＬｃを更新する（実際のＬｒに近づける）ことができる限り、面積差（Ａ−Ｂ）に基づくＬｃの更新演算方法は適宜決めることができる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＞Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の出力電力Ｐの積分値（面積Ａ）と後半周期の出力電力Ｐの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＞Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）大きくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
一方、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい場合は（Ｌｃ＞Ｌｒ）、その現在のＬｃに正弦波状の外乱を加えると、出力電力Ｐは図７（ａ）の右側に例示するように変化する。即ち、Ｌｃが増加していくと、ＬｃはＬｒから離れていく（つまり共振状態から遠ざかっていく）ため、出力電力Ｐは減少していく。逆に、Ｌｃが減少していくと、ＬｃはＬｒに近づいていくため、出力電力Ｐは増加していく。
そのため、Ｌｃ＞Ｌｒとなっている場合は、そのＬｃを正弦波状に１周期分変化させた場合における、前半周期の出力電力Ｐの面積Ａと後半周期の出力電力Ｐの面積Ｂは異なり、面積Ａ＜面積Ｂとなる。これは言い換えれば、１周期分の出力電力Ｐの積分結果が面積Ａ＜面積Ｂとなったということは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃは実際の残存リアクタンス成分Ｌｒよりも大きい、ということを示している。
そこで、本実施形態では、設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を１周期分与えた結果、前半周期の出力電力Ｐの面積Ａが後半周期の出力電力Ｐの面積Ｂよりも小さかった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃの設定値を、現在の設定値よりも小さい値に更新する。具体的には、Ａ＞Ｂの場合と同様、両面積の差（Ａ−Ｂ）に所定のゲインＧｐｉを乗じることによりＬｃの変化分ΔＬｃを算出する。そして、その算出したΔＬｃを現在の設定値Ｌｃから減算する。これにより、リアクタンス補償量Ｌｃは現在の設定値よりも低い値に更新されることになる。
このようにして更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃは、Ｌｃ＜Ｌｒとなっていない限り、実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに近づいているはずである。
そして、更新された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、再び、正弦波状の外乱を１周期分与え、前半周期の出力電力Ｐの積分値（面積Ａ）と後半周期の出力電力Ｐの積分値（面積Ｂ）を比較する。そして、両者の差（Ａ−Ｂ）に基づいて、上記同様、ΔＬｃを演算して、Ｌｃの設定値を更新する。Ａ＜Ｂの状態が続く限り、Ｌｃの設定値を徐々に（ΔＬｃずつ）小さくしていくことで、Ｌｃの値をＬｒに到達させていく。
このように、常時電力検出方式による補償量探索制御では、現在設定されているＬｃに正弦波状の外乱を加えて出力電力Ｐの前半周期の積分値（面積Ａ）と後半周期の積分値（面積Ｂ）を比較し、Ａ＞ＢならばＬｃをΔＬｃずつ増加させ、逆にＡ＜ＢならばＬｃをΔＬｃずつ減少させていくことで、Ｌｃを実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致させていく。そして、Ａ＝Ｂとなったとき、Ｌｃが実際の残存リアクタンス成分Ｌｒに一致したものとして、その場合は現在設定されているＬｃをそのまま使用して補償電圧ｖｃを生成、印加する。
上述したような常時電力検出方式による補償量探索制御を行って、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索し、その最適なリアクタンス補償量Ｌｃに基づく補償電圧ｖｃを受電部２に印加することで、受電部２に残存リアクタンス成分Ｌｒがあってもそれを打ち消して全体として共振状態（完全共振又はそれに近い状態）にすることができる。そして、その補償電圧ｖｃの印加により、受電部２からコンバータ３へ入力される電流と電圧の位相を一致させることができ、力率１での装置運転が実現される。
ここで、常時電力検出方式による補償量探索制御を実現するために制御器１４内に設けられている、パラメータ演算部５０の構成について、図７（ｂ）を用いて説明する。本第４実施形態において、常時電力検出方式による補償量探索制御を実現する機能は、制御器１４内に設けられているパラメータ演算部５０により実現される。
図７（ｂ）に示すように、本第４実施形態のパラメータ演算部５０は、乗算器５１と、Ｐ面積差計算部５２と、ＰＩ制御部５３と、正弦波外乱生成部５４と、加算器５５とを備える。このうち正弦波外乱生成部５４は、第１実施形態の正弦波外乱生成部２５と同じである。また、乗算器５１も、第１実施形態の乗算器２１と同様、出力電流と出力電圧を乗算することにより出力電力Ｐを演算する。
Ｐ面積差計算部５２は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、その１周期のうち前半周期の出力電力Ｐの面積Ａと後半周期の出力電力Ｐの面積Ｂとの差であるＰ面積差を演算する。ＰＩ制御部５３は、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して正弦波状の外乱が１周期分付与される毎に、Ｐ面積差計算部５２により演算されたＰ面積差に基づいて、そのＰ面積差が０となるようにリアクタンス補償量Ｌｃを更新する。
加算器５５は、第１実施形態の加算器２８と同様、ＰＩ制御部５３にてリアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される毎に、その演算された新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して、正弦波外乱生成部４３からの正弦波信号に基づいて正弦波状の外乱を付与する。具体的には、式（１６）を用いて説明したように、正弦波信号に従って外乱付与補償量Ｌｃｎを順次生成していく（１周期あたりＮ個生成）。
加算器５５で外乱付与補償量Ｌｃｎが生成される毎に（つまり現在設定されているＬｃが正弦波状にＬｃ１からＬｃＮまで変化していく毎に）、その生成されたＬｃｎと等価抵抗Ｒｃと入力電流ｉに基づいて補償電圧ｖｃが演算され、印加される。そして、そのときの出力電力Ｐが乗算器５１にて演算され、Ｐ面積差計算部５２内のメモリに記憶されて、積分（面積算出）に用いられる。
加算器５５による、現在のＬｃ設定値に対する正弦波１周期分の外乱付与が終わると、ＰＩ制御部５３によって、Ｐ面積差計算部５２により演算されたＰ面積差に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃが更新演算される。このとき、既述の通り、Ｐ面積差が０であった場合は、リアクタンス補償量Ｌｃは、現在設定されている値がそのまま維持される。一方、Ｐ面積差が正（Ａ＞Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも大きい値に更新され、Ｐ面積差が負（Ａ＜Ｂ）だった場合はリアクタンス補償量Ｌｃは現在の値よりも小さい値に更新される。このようにしてリアクタンス補償量Ｌｃが更新された後は、再び、加算器５５によって、その更新後の新たなリアクタンス補償量Ｌｃに対して上記同様に正弦波状外乱が１周期分付与される。そして、その１周期におけるＰ面積差に応じてリアクタンス補償量Ｌｃがさらに更新演算される。このような更新演算が繰り返し行われることによって、リアクタンス補償量Ｌｃが最適値（実際の残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ値）に到達していく。
以上説明したように、本第４実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃに正弦波状の外乱を付与することによって補償電圧ｖｃの位相を変化させたときの、出力電力Ｐの状態に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値が探索される。そのため、第１実施形態と同様、素子ばらつき、温度、経年変化等の種々の要因によって２次コイル５のインダクタンスＬｓが変化（ひいては受電部２内の残存リアクタンスＬｒが変化）しても、受電装置１全体として、１次コイル１５０に流れる交流電流の周波数での共振を容易且つ適切に発生させることができる。
リアクタンス補償量Ｌｃが変化すると（ひいては補償電圧ｖｃが変化すると）それに応じて出力電力Ｐも変化する。また、出力電力Ｐの取得（演算）は比較的容易である。そのため、物理量として出力電力Ｐを用いることで、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を適切に探索することができる。
［第５実施形態］
本第５実施形態では、補償量探索制御の具体的方法の１つである、起動時電流検出方式による補償量探索制御について説明する。
本第５実施形態では、制御器１４は、電力一定制御を行わない。ただし、起動時電流検出方式においては、電力一定制御を行わないことは必須ではなく、電力一定制御を行いながらリアクタンス補償量Ｌｃを探索することも可能である。
第３実施形態と同じように等価抵抗Ｒｃをある一定値に定めると、既述の式（１３）から明らかなように、（Ｌｒ−Ｌｃ）が０に近づくほど、即ち力率が１に近くなるほど、入力電流Ｉは大きくなる。
そこで、本実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃを所定の範囲内でスイープ（本発明の第２の変化パターンの一例に相当）させる。即ち、リアクタンス補償量Ｌｃを、予想される値よりも低い所定値から微少量ずつ増加させていくか、又は予想される値よりも高い所定値から微少量ずつ減少させていく。そして、微少量ずつ増加（又は減少）させる毎に、そのときのＬｃ、Ｒｃ、及び入力電流ｉに基づいて、補償電圧ｖｃを演算、印加して、その印加したときの入力電流ｉを検出する。入力電流ｉを検出したら、それをメモリに記憶させる。
そして、再びリアクタンス補償量Ｌｃを微少量増加（又は減少）させて、そのＬｃと、Ｒｃ及び入力電流ｉに基づいて、補償電圧ｖｃを演算、印加して、その印加したときの入力電流ｉを検出、記憶する。
このように、リアクタンス補償量Ｌｃを微少量ずつスイープさせながら、都度、入力電流ｉを検出、記憶する。そして、入力電流ｉが最大値をとったときのリアクタンス補償量Ｌｃの値を、最終的に設定すべき最適なリアクタンス補償量Ｌｃとして決定する。例えば、リアクタンス補償量Ｌｃを低い値から徐々に増加方向にスイープさせる場合は、ＬｃがＬｒに近づくにつれて入力電流ｉは増加していき、ＬｃがＬｒに一致すると入力電流ｉが最大値をとる。その後さらにＬｃを増加させてＬｒを越えていくと、入力電流ｉは減少に転じる。
そのため、リアクタンス補償量Ｌｃを増加方向にスイープさせた場合は、入力電流ｉが増加から減少に転じる（つまり最大値をとる）タイミングにおけるＬｃの値が、設定すべき最適な値（残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ若しくは近い値）となる。リアクタンス補償量Ｌｃを減少方向にスイープさせた場合も同様であり、入力電流ｉが減少から増加に転じる（つまり最小値をとる）タイミングにおけるＬｃの値が、設定すべき最適な値（残存リアクタンス成分Ｌｒと同じ若しくは近い値）となる。
具体的な例を、図８に示す。図８に示すように、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせる範囲を、Ｌｏａ〜Ｌｏｂの範囲に設定する。この範囲は適宜決めることができるが、例えば、受電部２の残存リアクタンス成分Ｌｒを推定して、その推定したＬｒを含む所定範囲内（例えばＬｒを中心とする所定範囲内）にすることができる。
そして、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープ範囲内の最小値Ｌｏａとして、補償電圧ｖｃを生成、印加し、そのときの入力電流ｉを検出、記憶する。そして、リアクタンス補償量Ｌｃを現在の値（Ｌｏａ）から微少量（例えば予め設定したΔＬｃ）増加させ、その増加後のＬｃに基づいて補償電圧ｖｃを生成、印加して、そのときの入力電流ｉを検出、記憶する。そして、リアクタンス補償量Ｌｃを現在の値からさらに微少量（ΔＬｃ）増加させ、上記同様に補償電圧ｖｃを生成、印加して入力電流ｉを検出、記憶する。このようにして、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせていき（本例では微少量ΔＬｃずつ増加させていき）、微少量ΔＬｃ増加させる毎に上記処理を繰り返す。そして、リアクタンス補償量ＬｃがＬｏｂに到達したら、それまでの入力電流ｉの変化に基づき、入力電流ｉが最大値ＩｍａｘのときのＬｃを検出する。そして、その入力電流ｉが最大値ＩｍａｘのときのＬｃを、最終的に設定すべきリアクタンス補償量Ｌｃとして決定する。
なお、リアクタンス補償量Ｌｃのスイープは、必ずしも、予め設定したスイープ範囲全体をスイープさせる必要はない。例えば、あるＬｃの値からスイープさせながら入力電流ｉをみていき、入力電流ｉが増加から減少に転じたこと（つまり最大値Ｉｍａｘをとったこと）を検出したら、その時点でスイープを終了させて、その最大値ＩｍａｘをとったときのＬｃの値を最終的なリアクタンス補償量Ｌｃとして確定するようにしてもよい。
このように、本第５実施形態の起動時電流検出方式による補償量探索制御では、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせながら入力電流ｉをみて、入力電流ｉが最大値をとるリアクタンス補償量Ｌｃを探索する。そして、入力電流ｉが最大値をとったとき、そのときのＬｃの値を、最終的なリアクタンス補償量Ｌｃとして確定する。
リアクタンス補償量Ｌｃが確定すれば、その後はそのリアクタンス補償量Ｌｃを用いて補償電圧ｖｃを生成し、受電部２に印加することで、受電部２に残存リアクタンス成分Ｌｒがあってもそれを打ち消して全体として共振状態（完全共振又はそれに近い状態）にすることができる。そして、その補償電圧ｖｃの印加により、受電部２からコンバータ３へ入力される電流と電圧の位相を一致させることができ、力率１での装置運転が実現される。
本第５実施形態の起動時電流検出方式による補償量探索制御は、基本的には、コンバータ３の起動時にコンバータ３が実行する。コンバータ３は、起動時、上述した起動時電流検出方式による補償量探索制御を実行することで、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索、確定する。そして、Ｌｃの最適値を確定したら、その後は、その確定したリアクタンス補償量Ｌｃを用いて、補償電圧ｖｃを生成、印加する。
ただし、起動時に行うことは必須ではなく、起動後、所定時間経過後に実行してもよい。また、必ずしも、起動時にのみ補償量探索制御を実行しなければならないというわけではない。起動後であっても、コンバータ３の運転状態や負荷４の状態、負荷４への電力供給の要否などに応じて、適宜、本第５実施形態の補償量探索制御を実行して、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を更新演算するようにしてもよい。
以上説明したように、本第５実施形態では、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせながら、入力電力ｉが最大値をとるリアクタンス補償量Ｌｃを探索する。つまり、入力電流ｉの値自体をみながら、リアクタンス補償量Ｌｃを探索する。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を容易に探索することができる。
なお、本第５実施形態の起動時電流検出方式による補償量探索制御は、電力一定制御を行いながら実行することもできる。電力一定制御を行う場合、第２実施形態で説明したように、共振状態に近づけば近づくほど（つまりＬｃがＬｒに近づくほど）入力電流ｉは減少していき、逆に共振状態から離れれば離れるほど（つまりＬｃがＬｒから離れていくほど）入力電流ｉは増加していく。
そのため、電力一定制御のもとでは、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせながら入力電流ｉをみて、入力電流ｉが最小値をとるリアクタンス補償量Ｌｃを探索すればよい。そして、入力電流ｉが最小値をとったとき、そのときのＬｃの値を、最終的なリアクタンス補償量Ｌｃとして確定すればよい。
［他の実施形態］
（１）第１〜第４実施形態では、それぞれ補償量探索制御をコンバータ３の起動中に常時行うものとして説明したが、常時行うことは必須ではない。例えば、コンバータ３の起動中、所定の実行タイミングで実行するようにしてもよい。また例えば、不規則的なタイミングで実行してもよいし、定期的（間欠的）に実行するようにしてもよい。また例えば、第５実施形態と同じように、起動時にのみ（或いは起動から所定時間経過後に）１回だけ実行するようにしてもよい。
（２）電力一定制御を行わない場合は（第３〜第５実施形態）、リアクタンス補償量Ｌｃが決まれば共振状態となる。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値が確定した後は、等価抵抗Ｒｃを適宜設定することによって、所望の出力電力Ｐを得られるようにしてもよい。
リアクタンス補償量Ｌｃの最適値が確定すると（Ｌｃ＝Ｌｒとなると）、既述の式（１５）において、（ＬｒーＬｃ）の項は０になるため、式（１５）より、出力電力Ｐは、次式（１７）で表せる。
Ｐ＝Ｖｓ2・Ｒｃ／（Ｒｓ＋Ｒｃ）2 ・・・（１７）
そのため、いったんリアクタンス補償量Ｌｃの最適値が確定した後は、例えば、上記式（１７）が最大値となるように等価抵抗Ｒｃの値を設定することで、供給可能な最大の電力を負荷４へ供給することができる。また、任意の出力電力Ｐを得たい場合は、その出力電力Ｐに合った等価抵抗Ｒｃを演算して設定すればよい。
（３）補償量探索制御において用いる外乱は、正弦波状の外乱に限定されない。外乱を加えることによって特定の物理量が変動してその変動に基づいてリアクタンス補償量Ｌｃを適値に到達させていくことができる限り、どのような外乱を用いてもよい。
例えば、三角波、矩形波、その他の種々の外乱を用いることができる。また例えば、正・負の外乱を不規則的に与えてもよい。ただし好ましくは、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対して付与される正の外乱の総和と負の外乱の総和が同じになるようにするのが好ましい。上記実施形態で外乱として用いている正弦波は、正の期間（前半周期）と負の期間（後半周期）が同じで且つ各期間の総和（面積）も同じであるため、使用する外乱として適している。
また、上記実施形態で用いた正弦波状の外乱のような、周期的な外乱を与える場合、１周期分与えることは必須ではなく、２周期以上の所定周期分の外乱を与えて、その所定周期内における物理量の状態（例えば積分値）に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃを適値に到達させていくようにしてもよい。
また、ステップ的な外乱を与えてもよい。例えば、現在設定されているリアクタンス補償量Ｌｃに対し、所定値Ｌｎの外乱を、正・負双方で少なくとも１回与える。即ち、Ｌｃに＋Ｌｎの外乱を与えてＬｃ＋Ｌｎとした場合と、Ｌｃに−Ｌｎの外乱を与えてＬｃ−Ｌｎとしたときの双方の物理量（入力電流ｉ、出力電力Ｐ、等価抵抗Ｒｃなど）を比較して、その比較結果に応じてＬｃを更新演算する（最適値に近づける）ようにしてもよい。
（４）第５実施形態では、起動時電流検出方式による補償量探索制御を説明したが、この補償量探索制御において、検出対象を入力電流ｉ以外の他の物理量としてもよい。即ち、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせるとそれに伴って変化するような物理量があれば、上記第５実施形態と同じ要領で、その物理量の増減が変化する点におけるＬｃの値を最適値として確定することができる。
具体的には、例えば出力電力Ｐを用いることができる。電力一定制御を行わない場合、出力電力Ｐは、入力電流ｉと同様、リアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒに近づくほど増加し、逆にリアクタンス補償量Ｌｃが残存リアクタンス成分Ｌｒから離れるほど減少する。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせたときの出力電力Ｐの変化は、図８に示した入力電流ｉの変化と同じ傾向となる。そのため、リアクタンス補償量Ｌｃをスイープさせたときの出力電力Ｐの変化に基づいて、リアクタンス補償量Ｌｃの最適値を探索することができる。
（５）第１〜第４実施形態についても、積分対象の物理量は、各実施形態に示した物理量に限定されない。リアクタンス補償量Ｌｃの外乱変化に伴って変化する物理量である限り、種々の物理量を積分対象とすることができる。
（６）受電部２において、共振コンデンサ６は必須ではない。本発明の特徴は、受電部２内の残存リアクタンス成分Ｌｒを打ち消すためのリアクタンス補償量Ｌｃをコンバータ３が演算してそのリアクタンス補償量Ｌｃに基づく補償電圧ｖｃを受電部２に印加することである。そのため、受電部２そのものが必ずしも直列共振回路を備える必要はなく、最低限、１次コイル１５０から磁気結合にて電力を受電するための２次コイル５があればよい。
ただし、受電部２内に直列共振回路がない場合、コンバータ３による処理負荷が大きくなるおそれがある。そのため、好ましくは、上記実施形態のように、受電部２内において、１次コイル１５０に流れる交流電流の周波数ｆで共振する直列共振回路を構成しておき、その上で、残存リアクタンス成分Ｌｒが生じた場合にはそれをコンバータ３からの補償電圧ｖｃによって補償する（打ち消す）ようにするのがよい。
（７）その他、本発明は、上記の実施形態に示された具体的手段や構造等に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲において種々の形態を採り得る。例えば、上記の実施形態の構成の一部を、同様の機能を有する公知の構成に置き換えたり、他の実施形態の構成に対して付加、置換等したり、課題を解決できる限りにおいて省略したりしてもよい。また、上記の複数の実施形態を適宜組み合わせて構成してもよい。
１…受電装置、２…受電部、３…コンバータ、４…負荷、５…２次コイル、６…共振コンデンサ、７…抵抗、８…交流電圧源、１０…制御部、１１…入力電流検出器、１２…出力電流検出器、１３…出力電圧検出器、１４…制御器、１５…パルス発生器、１６…入力電流センサ、１７…出力電流センサ、１８…平滑コンデンサ、２０，３０，４０，５０…パラメータ演算部、２１，３１，５１…乗算器、２２，３２…電力指令値生成部、２３，３３…減算器、２４，３４…第１ＰＩ制御部、２５，３７，４３，５４…正弦波外乱生成部、２６…Ｒｃ面積差計算部、２７，３６…第２ＰＩ制御部、２８，３８，４４，５５…加算器、３５，４１…Ｉ面積差計算部、４２，５３…ＰＩ制御部、５２…Ｐ面積差計算部、１０１…等価リアクタンス素子、１０２…等価抵抗、１５０…次コイル、Ｄ１〜Ｄ４…ダイオード、Ｓｗ１…第１スイッチ部、Ｓｗ２…第２スイッチ部、Ｓｗ３…第３スイッチ部、Ｓｗ４…第４スイッチ部。

Claims (8)

  1. 第１の交流電流が流れる１次コイルと電磁結合されることにより誘導起電力を発生する２次コイルを有し、前記２次コイルで発生した誘導起電力に基づく交流電圧を出力する受電部と、
    前記受電部から出力された交流電圧を直流電圧に変換する変換部と、
    を備えた受電装置であって、
    前記変換部は、前記受電部内のリアクタンス成分を打ち消すための、前記交流電圧と略同一の周波数の補償電圧を生成して前記受電部における前記交流電圧の出力端子間に印加する補償電圧生成部を備え、
    前記補償電圧生成部は、
    前記受電部に印加する前記補償電圧の位相を所定の変化パターンにて変化させる位相変化部と、
    前記位相変化部によって前記補償電圧の位相が変化する過程における、その位相変化に伴って変化する所定の物理量の状態を検出する物理量検出部と、
    前記物理量検出部により検出された前記物理量の状態に基づき、その物理量の状態が、当該受電装置が共振又はそれに近い状態となっていることを示す共振発生状態となるような、前記位相を探索する探索部と、
    を備え、前記探索部により探索された前記位相の前記補償電圧を、前記受電部に印加すべき前記補償電圧として決定する
    ことを特徴とする受電装置。
  2. 請求項１に記載の受電装置であって、
    前記補償電圧生成部は、
    前記受電部から入力される第２の交流電流を検出する電流検出部と、
    前記変換部の等価リアクタンス成分を設定する等価リアクタンス成分設定部と、
    前記等価リアクタンス成分設定部により設定されている前記等価リアクタンス成分、及び前記電流検出部により検出された前記第２の交流電流に基づく、所定の演算によって、前記補償電圧を演算する補償電圧演算部と、
    を備え、
    前記位相変化部は、前記等価リアクタンス成分設定部により設定されている前記等価リアクタンス成分を前記変化パターンで変化させることによって、前記補償電圧の位相を変化させ、
    前記探索部は、前記物理量検出部により検出された前記物理量の状態が前記共振発生状態となるときの前記等価リアクタンス成分を、前記位相を示す情報として取得し、
    前記等価リアクタンス成分設定部は、前記探索部により取得された前記等価リアクタンス成分の値を、設定すべき前記等価リアクタンス成分として決定する
    ことを特徴とする受電装置。
  3. 請求項２に記載の受電装置であって、
    前記位相変化部は、前記等価リアクタンス成分設定部により設定されている前記等価リアクタンス成分を第１の変化パターンで変化させる第１の変化制御を行い、
    前記探索部は、前記第１の変化制御が行われたときに前記物理量検出部により検出された前記物理量の状態に基づき、その物理量の状態が前記共振発生状態となっているか否か判断する第１の共振判断を行い、
    前記等価リアクタンス成分設定部は、前記第１の共振判断により前記共振発生状態となっていると判断された場合は、前記等価リアクタンス成分を現在の設定値に維持し、前記第１の共振判断により前記共振発生状態となっていないと判断された場合は、前記物理量検出部により検出された前記物理量の状態と前記共振発生状態での前記物理量の状態との比較結果に基づいて、前記物理量検出部により検出される前記物理量の状態が前記共振発生状態となるように前記等価リアクタンス成分を更新する更新処理を行い、
    前記位相変化部は、前記等価リアクタンス成分設定部により前記更新処理が行われる毎に、前記更新後の前記等価リアクタンス成分に対する前記第１の変化制御を行い、
    前記探索部は、前記等価リアクタンス成分設定部により前記更新処理が行われる毎に、前記第１の共振判断を行う
    ことを特徴とする受電装置。
  4. 請求項３に記載の受電装置であって、
    前記位相変化部は、前記等価リアクタンス成分設定部により設定されている前記等価リアクタンス成分を正弦波状に少なくとも１周期分変化させることによって前記第１の変化制御を行い、
    前記探索部は、前記第１の共振判断において、前記第１の変化制御によって前記等価リアクタンス成分が正弦波状に１周期分変化されたときの、前半周期の前記物理量の積分値と後半周期の前記物理量の積分値とを演算して、両積分値が一致した場合に、前記物理量の状態が前記共振発生状態となっていると判断する
    ことを特徴とする受電装置。
  5. 請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の受電装置であって、
    前記物理量は、前記受電部から入力される前記第２の交流電流である
    ことを特徴とする受電装置。
  6. 請求項１〜請求項４の何れか１項に記載の受電装置であって、
    前記補償電圧生成部は、前記変換部から出力される電力を検出する電力検出部を備え、
    前記物理量は、前記電力検出部により検出される電力である
    ことを特徴とする受電装置。
  7. 請求項２〜請求項４の何れか１項に記載の受電装置であって、
    前記補償電圧生成部は、
    前記変換部から出力される電力を検出する電力検出部と、
    前記変換部の等価抵抗を設定する等価抵抗設定部であって、前記電力検出部により検出される電力が予め設定された目標電力に一致するように前記等価抵抗を設定する等価抵抗設定部と、
    を備え、
    前記補償電圧演算部は、前記等価リアクタンス成分設定部により設定されている前記等価リアクタンス成分、前記等価抵抗設定部により設定されている前記等価抵抗、及び前記電流検出部により検出される前記第２の交流電流に基づく、所定の演算によって、前記補償電圧を演算し、
    前記物理量は、前記等価抵抗設定部により設定される前記等価抵抗である
    ことを特徴とする受電装置。
  8. 請求項２に記載の受電装置であって、
    前記位相変化部は、前記等価リアクタンス成分設定部により設定されている前記等価リアクタンス成分を第２の変化パターンで変化させる第２の変化制御を行い、
    前記第２の変化パターンでの変化は、前記等価リアクタンス成分を、所定の初期値から増加又は減少させることであり、
    前記探索部は、前記第２の変化制御が行われる過程で変化する前記物理量の値に基づき、その物理量の値が前記共振発生状態を示す値をとるか否か判断する第２の共振判断を行い、
    前記等価リアクタンス成分設定部は、前記第２の共振判断によって、前記物理量の値が前記共振発生状態を示す値をとっていると判断された場合に、その判断されたときの前記等価リアクタンス成分の値を、設定すべき前記等価リアクタンス成分として決定する
    ことを特徴とする受電装置。
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