JP6353268B2 - Overcurrent protection circuit and power supply device using the same - Google Patents
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Description
本発明は、過電流保護回路及びこれを用いた電源装置に関する。 The present invention relates to an overcurrent protection circuit and a power supply device using the same.
従来より、入力電圧Vinから出力電圧Voutを生成して負荷に供給する電源装置の多くは、その異常保護手段の一つとして、過電流保護回路を備えている。従来の過電流保護回路は、出力トランジスタ(パワーMOSFET[metal oxide semiconductor field effect transistor])に流れる出力電流Ioutが所定の過電流検出閾値Ithを上回ったことを検出して出力電流Ioutを引き下げるように出力トランジスタを制御する。 Conventionally, many power supply devices that generate an output voltage Vout from an input voltage Vin and supply the output voltage Vout to a load include an overcurrent protection circuit as one of the abnormality protection means. The conventional overcurrent protection circuit detects that the output current Iout flowing through the output transistor (power MOSFET [metal oxide semiconductor field effect transistor]) exceeds a predetermined overcurrent detection threshold value Ith, and lowers the output current Iout. Control the output transistor.
なお、上記に関連する従来技術の一例としては、特許文献1を挙げることができる。
As an example of the related art related to the above,
しかしながら、従来の過電流保護回路では、出力電流Ioutが過電流状態であるか否かを検出するための過電流検出閾値Ithが固定されていたので、入力電圧Vinや出力電圧Voutの設定によっては、過電流保護動作時(出力電流抑制時)の発熱が大きくなり、出力トランジスタの熱破壊を生じるおそれがあった。 However, in the conventional overcurrent protection circuit, the overcurrent detection threshold Ith for detecting whether or not the output current Iout is in an overcurrent state is fixed, so depending on the settings of the input voltage Vin and the output voltage Vout During the overcurrent protection operation (when the output current is suppressed), heat generation becomes large, which may cause thermal destruction of the output transistor.
例えば、過電流検出閾値Ithが500mAに固定されている場合を仮定する。この場合、出力トランジスタの両端間電圧が5Vであれば、出力トランジスタでの消費電力Poutが2.5W(=5V×0.5A)となり、出力トランジスタの両端間電圧が10Vであれば、出力トランジスタでの消費電力Poutが5W(=10V×0.5A)となる。このように、過電流検出閾値Ithが固定されている場合には、出力トランジスタの両端間電圧が高いほど、出力トランジスタでの発熱が大きくなって熱破壊を生じやすくなる。 For example, it is assumed that the overcurrent detection threshold Ith is fixed at 500 mA. In this case, if the voltage between both ends of the output transistor is 5 V, the power consumption Pout in the output transistor is 2.5 W (= 5 V × 0.5 A), and if the voltage between both ends of the output transistor is 10 V, the output transistor The power consumption Pout at 5 is 5 W (= 10 V × 0.5 A). Thus, when the overcurrent detection threshold value Ith is fixed, the higher the voltage across the output transistor, the greater the heat generated in the output transistor and the more likely it is to cause thermal destruction.
なお、過電流検出閾値Ithを引き下げれば、上記の消費電力Poutをより低く抑えることができるので、出力トランジスタの熱破壊を生じ難くなる。しかしながら、過電流検出閾値Ithを固定的に引き下げるということは、電源装置の電流供給能力自体を低下させるということに他ならないので、必ずしも最善の策とは言えない。 If the overcurrent detection threshold value Ith is lowered, the power consumption Pout can be suppressed to a lower level, so that the output transistor is less likely to be thermally destroyed. However, lowering the overcurrent detection threshold value Ith in a fixed manner is nothing but reducing the current supply capability of the power supply device itself, and is not necessarily the best measure.
本発明は、本願の発明者により見出された上記の問題点に鑑み、出力トランジスタの熱破壊を防止することが可能な過電流保護回路、及び、これを用いた電源装置を提供することを目的とする。 In view of the above problems found by the inventors of the present application, the present invention provides an overcurrent protection circuit capable of preventing thermal breakdown of an output transistor and a power supply device using the same. Objective.
上記目的を達成するために、本発明に係る過電流保護回路は、チップ温度に応じた温度検出信号を生成する温度検出部と、前記温度検出信号に応じて閾値電流を調整する閾値電流調整部と、リニア電源回路の出力トランジスタに流れる出力電流を前記閾値電流に制限する電流制限部と、を有する構成(第1の構成)とされている。 In order to achieve the above object, an overcurrent protection circuit according to the present invention includes a temperature detection unit that generates a temperature detection signal according to a chip temperature, and a threshold current adjustment unit that adjusts a threshold current according to the temperature detection signal. And a current limiting unit that limits the output current flowing through the output transistor of the linear power supply circuit to the threshold current (first configuration).
上記第1の構成から成る過電流保護回路において、前記閾値電流調整部は、前記チップ温度が第1閾値温度よりも高いときに前記閾値電流を引き下げる構成(第2の構成)にするとよい。 In the overcurrent protection circuit having the first configuration, the threshold current adjusting unit may be configured to reduce the threshold current (second configuration) when the chip temperature is higher than the first threshold temperature.
上記第2の構成から成る過電流保護回路において、前記閾値電流調整部は、前記チップ温度が前記第1閾値温度よりも高い第2閾値温度に達したときに前記閾値電流をゼロまで引き下げる構成(第3の構成)にするとよい。 In the overcurrent protection circuit having the second configuration, the threshold current adjustment unit is configured to reduce the threshold current to zero when the chip temperature reaches a second threshold temperature higher than the first threshold temperature ( The third configuration may be used.
上記第1〜第3いずれかの構成から成る過電流保護回路において、前記温度検出部は、バイポーラトランジスタの温度特性を利用して前記温度検出信号を生成する構成(第4の構成)にするとよい。 In the overcurrent protection circuit having any one of the first to third configurations, the temperature detection unit may be configured to generate the temperature detection signal using a temperature characteristic of a bipolar transistor (fourth configuration). .
上記第1〜第4いずれかの構成から成る過電流保護回路において、前記電流制限部は、第1端が前記出力トランジスタの第1端に接続された抵抗と;第1端が前記抵抗の第2端に接続されて、第2端が前記出力トランジスタの第2端に接続されて、制御端が前記出力トランジスタの制御端に接続された第1トランジスタと;第1端が前記出力トランジスタの第1端に接続されて、第2端が前記出力トランジスタの制御端に接続されて、制御端が前記第1トランジスタの第1端に接続された第2トランジスタと;を含み、前記閾値電流調整部は、前記温度検出信号に応じた調整電流を生成し、これを前記第1トランジスタに流れるモニタ電流に足し合わせる構成(第5の構成)にするとよい。 In the overcurrent protection circuit having any one of the first to fourth configurations, the current limiting unit includes a resistor having a first end connected to the first end of the output transistor; A first transistor having a second terminal connected to a second terminal of the output transistor and a control terminal connected to a control terminal of the output transistor; a first terminal connected to a second terminal of the output transistor; And a second transistor having a second terminal connected to a control terminal of the output transistor and a control terminal connected to a first terminal of the first transistor. May be configured to generate an adjustment current corresponding to the temperature detection signal and add this to the monitor current flowing through the first transistor (fifth configuration).
また、本発明に係る電源装置は、入力電圧から出力電圧を生成するリニア電源回路と、上記第1〜第5いずれかの構成から成る過電流保護回路と、を有する構成(第6の構成)とされている。 A power supply device according to the present invention includes a linear power supply circuit that generates an output voltage from an input voltage, and an overcurrent protection circuit having any one of the first to fifth configurations (sixth configuration). It is said that.
上記第6の構成から成る電源装置は、前記チップ温度が過熱検出温度よりも高くなったときに前記リニア電源回路の出力動作を停止させる過熱保護回路をさらに有する構成(第7の構成)にするとよい。 When the power supply device having the sixth configuration has a configuration (seventh configuration) further including an overheat protection circuit that stops the output operation of the linear power supply circuit when the chip temperature becomes higher than the overheat detection temperature. Good.
上記第7の構成から成る電源装置において、前記過熱検出温度は、前記第1閾値温度よりも高く前記第2閾値温度も低い構成(第8の構成)にするとよい。 In the power supply device having the seventh configuration, the overheat detection temperature may be higher than the first threshold temperature and lower than the second threshold temperature (eighth configuration).
また、本発明に係る電子機器は、上記第6〜第8いずれかの構成から成る電源装置と、前記電源装置から電力の供給を受ける負荷とを有する構成(第9の構成)とされている。 Further, an electronic apparatus according to the present invention has a configuration (a ninth configuration) including a power supply device having any one of the sixth to eighth configurations and a load that receives supply of electric power from the power supply device. .
なお、上記第9の構成から成る電子機器において、前記負荷は、液晶表示パネルである構成(第10の構成)にするとよい。 In the electronic apparatus having the ninth configuration, the load may be a liquid crystal display panel (tenth configuration).
本発明によれば、出力トランジスタの熱破壊を防止することのできる過電流保護回路、及び、これを用いた電源装置を提供することが可能となる。 According to the present invention, it is possible to provide an overcurrent protection circuit capable of preventing thermal destruction of an output transistor and a power supply device using the same.
<電源装置>
図1は、電源装置の一構成例を示すブロック図である。本構成例の電源装置1は、リニア電源回路10と、過電流保護回路20と、過熱保護回路30と、を有する。
<Power supply unit>
FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example of a power supply device. The
リニア電源回路10は、出力トランジスタ(図1では不図示)の導通度をリニア制御することにより、入力電圧Vinから出力電圧Voutを生成して負荷2に供給する。
The linear
過電流保護回路20は、リニア電源回路10の出力トランジスタに流れる出力電流Ioutが所定の閾値電流Ithを上回ったことを検出して出力電流Ioutを引き下げるように出力トランジスタを制御する異常保護回路の一つであり、温度検出部21と、閾値電流調整部22と、電流制限部23と、を含む。
The
温度検出部21は、チップ温度(ジャンクション温度)Tjに応じた温度検出信号Vt(例えばチップ温度Tjが高いほど電圧値が低下する電圧信号)を生成する。
The
閾値電流調整部22は、温度検出信号Vtに応じて閾値電流Ith(出力電流Ioutの上限値に相当)を調整する。例えば、閾値電流調整部22は、チップ温度Tjが閾値温度Tj1(例えばTj1=160℃)よりも高くなると、閾値電流Ithを引き下げていき、それでもチップ温度Tjの上昇が続く場合には、最終的に閾値温度Tj2(例えばTj2=190℃)で出力トランジスタが完全にオフとなるように、閾値電流Ithの調整を行う(詳細は後述)。
The threshold
電流制限部23は、リニア電源回路10の出力トランジスタに流れる出力電流Ioutを閾値電流Ithに制限する。
The current limiting
過熱保護回路30は、チップ温度Tjが過熱検出温度Ttsd(例えばTtsd=175℃)よりも高くなったときに、リニア電源回路10の出力動作を強制的に停止させる異常保護回路の一つである。
The
本構成例の電源装置1において、負荷2のショートなどにより出力電流Ioutが過電流状態に陥った場合には、電流制限部23によって出力電流Ioutが閾値電流Ithに制限される。この点については、従来構成と同様である。
In the
ここで、負荷2の両端間が完全にショートした状態(フルショート状態)では、過電流保護動作時における出力トランジスタの発熱量が大きくなるので、チップ温度Tjが短時間で過熱検出温度Ttsdを上回る。従って、出力トランジスタの熱破壊が生じる前に、過熱保護回路30による過熱保護動作(サーマルシャットダウン)が有効に発動する。
Here, in a state where both ends of the
また、負荷2の両端間が低抵抗(1Ω程度)の短絡経路を介してショートした状態(いわゆるハーフショート状態)でも、過電流保護動作時には出力トランジスタの発熱を生じる。ただし、ハーフショート状態では、フルショート状態と比べて出力トランジスタの発熱量が小さく、チップ温度Tjが過熱検出温度Ttsdを上回るまでにより長時間を要するので、出力トランジスタが過熱検出温度Ttsd未満の高温に晒される時間が延びる。そのため、過電流保護動作中に出力トランジスタの発熱を抑えなければ、過熱保護回路30による過熱保護動作が発動する前に出力トランジスタの熱破壊を生じるおそれがある。
Even when the two ends of the
そこで、本構成例の過電流保護回路20では、上記の過電流保護動作中に出力トランジスタが発熱してチップ温度Tjが閾値温度Tj1を上回ると、閾値電流調整部22により閾値電流Ithが引き下げられる。このような構成とすることにより、チップ温度Tjの上昇を抑えることができるので、出力トランジスタの熱破壊を未然に防止することが可能となる。特に、スイッチング電源回路と異なり、出力トランジスタに常に出力電流Ioutが流れ続けるリニア電源回路10の過電流保護手段としては、本構成例の過電流保護回路20を採用することが望ましい。
Therefore, in the
また、本構成例の過電流保護回路20であれば、リニア電源回路10の出力動作を強制的に停止させる過熱保護回路30と異なり、リニア電源回路10の出力動作を継続させたまま、出力トランジスタの発熱を抑えることができるので、チップ温度Tjが過熱検出温度Ttsdを上回らない限り、電源装置1の動作(延いてはこれを搭載するシステム全体の動作)を維持することが可能となる。
Further, in the case of the
<リニア電源回路及び過電流保護回路>
図2は、リニア電源回路10と過電流保護回路20(温度検出部21、閾値電流調整部22、及び、電流制限部23)の第1構成例を示す回路図である。
<Linear power supply circuit and overcurrent protection circuit>
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a first configuration example of the linear
リニア電源回路10は、上側の出力トランジスタ11(Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ)と、下側の出力トランジスタ12(Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ)と、オペアンプ13と、抵抗14及び15と、を含む。
The linear
出力トランジスタ11のソースは、入力電圧Vinの入力端に接続されている。出力トランジスタ11及び12のドレインは、いずれも出力電圧Voutの出力端に接続されている。出力トランジスタ12のソースは、接地端に接続されている。オペアンプ13の非反転入力端(+)は、基準電圧Vrefの印加端に接続されている。オペアンプ13の反転入力端(−)は、帰還電圧Vfbの印加端(抵抗14と抵抗15との接続ノード)に接続されている。オペアンプ13の第1出力端及び第2出力端は、それぞれ、ゲート信号G11及びG12の出力端として、出力トランジスタ11及び12の各ゲートに接続されている。抵抗14及び15は、出力電圧Voutの印加端と接地端との間に直列に接続されており、互いの接続ノードから帰還電圧Vfbを出力する抵抗分圧部(帰還電圧生成部)として機能する。
The source of the
上記構成から成るリニア電源回路10において、オペアンプ13は、基準電圧Vrefと帰還電圧Vfbとが一致するように、ゲート信号G11及びG12を生成する。入力電圧Vinの印加端と接地端との間に直列接続された上下の出力トランジスタ11及び12は、ゲート信号G11及びG12に応じてリニア駆動されることにより、互いの接続ノードから出力電圧Voutを出力する。
In the linear
温度検出部21は、npn型バイポーラトランジスタ211と抵抗212〜214とを含む。トランジスタ211のコレクタは、温度検出信号Vtの出力端に接続されている。トランジスタ211のエミッタは、接地端に接続されている。抵抗212及び213は、入力電圧Vinの印加端と接地端との間に直列接続されており、互いの接続ノードは、トランジスタ211のベースに接続されている。抵抗214は、入力電圧Vinの印加端とトランジスタ211のコレクタとの間に接続されている。
上記構成から成る温度検出部21において、トランジスタ211のオンスレッショルド電圧(ベース・エミッタ間電圧)は、チップ温度Tjが高いほど低くなる。一方、トランジスタ211のベースには一定の電圧が印加されている。従って、トランジスタ211の導通度は、チップ温度Tjが高いほど大きくなる。例えば、チップ温度Tjが閾値温度Tj1(例えばTj1=160℃)よりも低いときには、トランジスタ211がオフとなるので、トランジスタ211に電流が流れず、温度検出信号Vtがハイレベル(ほぼ入力電圧Vin)となる。チップ温度Tjが閾値温度Tj1よりも高くなると、トランジスタ211がオンとなり、トランジスタ211に電流が流れ始めるので、温度検出信号Vtは、先のハイレベルから抵抗214での電圧降下分だけ引き下げられた電圧値となる。以後もチップ温度Tjが高くなるほどトランジスタ211の導通度が大きくなり、トランジスタ211に流れる電流が大きくなるので、温度検出信号Vtが低下していく。そして、チップ温度Tjが所定の閾値温度Tj2(例えばTj2=190℃)に達すると、トランジスタ211がフルオン状態となり、温度検出信号Vtがローレベル(ほぼ接地電圧GND)となる。このように、温度検出部21は、トランジスタ211の温度特性を利用して温度検出信号Vtを生成する。
In the
閾値電流調整部22は、Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ221及び222とNチャネル型MOS電界効果トランジスタ223及び224を含む。トランジスタ221及び222のソースは、いずれも入力電圧Vinの印加端に接続されている。トランジスタ221及び222のゲートは、いずれも温度検出信号Vtの印加端に接続されている。トランジスタ221のドレインは、調整電流Ib12の出力端として、電流制限部23に接続されている。トランジスタ222のドレインは、トランジスタ223のドレインに接続されている。トランジスタ223及び224のゲートは、いずれもトランジスタ223のドレインに接続されている。トランジスタ223及び224のソースは、いずれも接地端に接続されている。トランジスタ224のドレインは、調整電流Ib11の出力端として、電流制限部23に接続されている。
The threshold
上記構成から成る閾値電流調整部22は、温度検出信号Vtに応じた調整電流Ib11及びIb12を生成する。より具体的に述べると、チップ温度Tjが閾値温度Tj1よりも低く、温度検出信号Vtがハイレベル(ほぼ入力電圧Vin)であるときには、調整電流Ib11及びIb12がいずれもゼロとなる。一方、チップ温度Tjが閾値温度Tj1よりも高くなり、温度検出信号Vtがハイレベルよりも低くなると、調整電流Ib11及びIb12が流れ始める。このとき、温度検出信号Vtが低いほど、すなわち、チップ温度Tjが高いほど、調整電流Ib11及びIb12は大きくなる。チップ温度Tjが閾値温度Tj2よりも高くなり、温度検出信号Vtがローレベル(ほぼ接地電圧GND)になると、トランジスタ221及び222がフルオン状態となり、調整電流Ib11及びIB12がいずれも最大値となる。
The threshold
電流制限部23は、Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ231及び232と、Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ233及び234と、抵抗235及び236(抵抗値:R)と、を含む。なお、トランジスタ231及び232と抵抗235は、出力トランジスタ11に流れる上側出力電流Io11を制限する上側電流制限部を形成している。また、トランジスタ233及び234と抵抗236は、出力トランジスタ12に流れる下側出力電流Io12を制限する下側電流制限部を形成している。
The current limiting
抵抗235の第1端は、出力トランジスタ11のソース(入力電圧Vinの印加端)に接続されている。トランジスタ231のソースは抵抗235の第2端に接続されている。トランジスタ231のドレインは、出力トランジスタ11のドレイン(出力電圧Voutの印加端)に接続されている。トランジスタ231のゲートは、出力トランジスタ11のゲートに接続されている。トランジスタ232のソースは、出力トランジスタ11のソース(入力電圧Vinの印加端)に接続されている。トランジスタ232のドレインは、出力トランジスタ11のゲートに接続されている。トランジスタ232のゲートは、トランジスタ231のソースに接続されている。
The first end of the
抵抗236の第1端は、出力トランジスタ12のソース(接地端)に接続されている。トランジスタ233のソースは、抵抗236の第2端に接続されている。トランジスタ233のドレインは、出力トランジスタ12のドレイン(出力電圧Voutの印加端)に接続されている。トランジスタ233のゲートは、出力トランジスタ12のゲートに接続されている。トランジスタ234のソースは、出力トランジスタ12のソース(接地端)に接続されている。トランジスタ234のドレインは、出力トランジスタ12のゲートに接続されている。トランジスタ234のゲートは、トランジスタ233のソースに接続されている。
The first end of the
なお、トランジスタ231は、上側出力電流Io11に応じたモニタ電流Ia11を生成するモニタトランジスタとして機能する。出力トランジスタ11とトランジスタ231との素子サイズ比(電流能力比)については、20:1程度に設定するとよい。同様に、トランジスタ233は、下側出力電流Io12に応じたモニタ電流Ia12を生成するモニタトランジスタとして機能する。出力トランジスタ12とトランジスタ233との素子サイズ比(電流能力比)についても、20:1程度に設定するとよい。
The
また、閾値電流調整部22に含まれるトランジスタ224のドレイン(調整電流Ib11の出力端)は、トランジスタ231のソースに接続されている。従って、抵抗235には、モニタ電流Ia11と調整電流Ib11とを足し合わせた加算電流Ic11(=Ia11+Ib11)が流れる。その結果、トランジスタ232のゲートには、加算電流Ic11の電流値と抵抗235の抵抗値に応じたゲート電圧Vg11(=Vin−Ic11×R)が印加される。同様に、閾値電流調整部22に含まれるトランジスタ221のドレイン(調整電流Ib12の出力端)は、トランジスタ233のソースに接続されている。従って、抵抗236には、モニタ電流Ia12と調整電流Ib12とを足し合わせた加算電流Ic12(=Ia12+Ib12)が流れる。その結果、トランジスタ234のゲートには、加算電流Ic12の電流値と抵抗236の抵抗値に応じたゲート電圧Vg12(=Ic12×R)が印加される。
The drain of the
<出力電流制限動作>
上記構成から成る電流制限部23の基本動作について、図2と図3を参照しながら説明する。図3は、出力電流制限動作の一例を示す出力特性図である。なお、本図の横軸は出力電流Ioutを示しており、縦軸は出力電圧Voutを示している。
<Output current limiting operation>
The basic operation of the current limiting
出力電流Ioutが正方向に大きくなる(上側出力電流Io11が大きくなる)と、モニタ電流Ia11が大きくなり、延いては、加算電流Ic11が大きくなる。加算電流Ic11が大きくなると、トランジスタ232のゲート電圧Vg11が低下してトランジスタ232の導通度が大きくなるので、出力トランジスタ11のゲート電圧G11が引き上げられる。その結果、出力トランジスタ11の導通度が小さくなるので、出力電流Iout(上側出力電流Io11)が上側閾値電流IthPに制限される。このとき、出力電圧Voutは目標値よりも低下する。
When the output current Iout increases in the positive direction (the upper output current Io11 increases), the monitor current Ia11 increases, and consequently the addition current Ic11 increases. When the addition current Ic11 increases, the gate voltage Vg11 of the
一方、出力電流Ioutが負方向に大きくなる(下側出力電流Io12が大きくなる)と、モニタ電流Ia12が大きくなり、延いては、加算電流Ic12が大きくなる。加算電流Ic12が大きくなると、トランジスタ234のゲート電圧Vg12が上昇してトランジスタ234の導通度が大きくなるので、出力トランジスタ12のゲート電圧G12が引き下げられる。その結果、出力トランジスタ12の導通度が小さくなるので、出力電流Iout(下側出力電流Io12)が下側閾値電流IthNに制限される。このとき、出力電圧Voutは目標値よりも上昇する。
On the other hand, when the output current Iout increases in the negative direction (the lower output current Io12 increases), the monitor current Ia12 increases, and consequently, the addition current Ic12 increases. When the addition current Ic12 increases, the gate voltage Vg12 of the
<閾値電流調整動作>
次に、チップ温度Tjに応じた閾値電流Ith(上側閾値電流IthP)の調整動作について、図4を参照しながら詳細に説明する。図4は、閾値電流調整動作の一例を示すタイミングチャートであり、上から順に、出力電圧Vout、出力電流Iout(上側出力電流Io11)、加算電流Ic11、及び、ゲート電圧Vg11が描写されている。
<Threshold current adjustment operation>
Next, the adjustment operation of the threshold current Ith (upper threshold current IthP) according to the chip temperature Tj will be described in detail with reference to FIG. FIG. 4 is a timing chart showing an example of the threshold current adjustment operation, in which the output voltage Vout, the output current Iout (upper output current Io11), the addition current Ic11, and the gate voltage Vg11 are depicted in order from the top.
まず、図中の破線を参照しながら、調整電流Ib11が流れないチップ温度TjL(<Tj1)での挙動について詳細に説明する。出力電流Iout(上側出力電流Io11)の増大に伴って、加算電流Ic11(=Ia11)が大きくなるにつれて、ゲート電圧Vg11(=Vin−Ia11×R)が低下していく。そして、時刻t2において、ゲート電圧Vg11がVin−Vth(ただしVthはトランジスタ232のオンスレッショルド電圧)を下回ると、トランジスタ232がオンとなり、ゲート信号G11が引き上げられる。その結果、時刻t2以降、出力電流Iout(上側出力電流Io11)が上側閾値電流IthP@TjLに制限される。なお、時刻t2以降、出力電圧Voutは、徐々に引き下げられていく。
First, the behavior at the chip temperature TjL (<Tj1) where the adjustment current Ib11 does not flow will be described in detail with reference to the broken line in the figure. As the output current Iout (upper output current Io11) increases, the gate voltage Vg11 (= Vin−Ia11 × R) decreases as the addition current Ic11 (= Ia11) increases. At time t2, when the gate voltage Vg11 falls below Vin−Vth (where Vth is the on-threshold voltage of the transistor 232), the
次に、図中の破線を参照しながら、調整電流Ib11が流れるチップ温度TjH(>Tj1)での挙動について詳細に説明する。出力電流Iout(上側出力電流Io11)の増大に伴って、加算電流Ic11(=Ia11+Ib11)が大きくなるにつれて、ゲート電圧Vg11(=Vin−(Ia11+Ib11)×R)が低下していく。このとき、加算電流Ic11は、モニタ電流Ia11に調整電流Ib11を足し合わせた電流となっているので、ゲート電圧Vg11は、調整電流Ib11による電圧降下分(=Ib11×R)だけ低電位側にオフセットされている。そのため、時刻t2よりも早い時刻t1において、ゲート電圧Vg11がVin−Vthを下回るので、出力電流Iout(上側出力電流Io11)は、先よりも低い上側閾値電流IthP@TjH(<IthP@TjL)に制限される。なお、時刻t1以降、出力電圧Voutは、徐々に引き下げられていく。 Next, the behavior at the chip temperature TjH (> Tj1) through which the adjustment current Ib11 flows will be described in detail with reference to the broken line in the figure. As the output current Iout (upper output current Io11) increases, the gate voltage Vg11 (= Vin− (Ia11 + Ib11) × R) decreases as the addition current Ic11 (= Ia11 + Ib11) increases. At this time, since the addition current Ic11 is a current obtained by adding the adjustment current Ib11 to the monitor current Ia11, the gate voltage Vg11 is offset to the low potential side by a voltage drop (= Ib11 × R) due to the adjustment current Ib11. Has been. Therefore, since the gate voltage Vg11 falls below Vin−Vth at time t1 earlier than time t2, the output current Iout (upper output current Io11) is set to an upper threshold current IthP @ TjH (<IthP @ TjL) lower than before. Limited. Note that the output voltage Vout is gradually reduced after time t1.
図5は、上側閾値電流IthPの温度依存性を示す出力特性図(常に過電流保護動作が掛かっている状態でチップ温度Tjをスイープしたときの挙動)である。なお、本図の横軸はチップ温度Tjを示しており、縦軸は出力電流Iout(上側閾値電流IthPに相当)を示している。 FIG. 5 is an output characteristic diagram showing the temperature dependence of the upper threshold current IthP (behavior when the chip temperature Tj is swept while the overcurrent protection operation is always applied). In this figure, the horizontal axis indicates the chip temperature Tj, and the vertical axis indicates the output current Iout (corresponding to the upper threshold current IthP).
チップ温度Tjが閾値温度Tj1(例えばTj1=160℃)よりも低い範囲では、チップ温度Tjの上昇に伴って上側閾値電流IthPが徐々に低下していく。このような挙動は、閾値電流調整部22によるものではなく、過電流保護回路20自体の温度特性に依拠するものである。
In a range where the chip temperature Tj is lower than the threshold temperature Tj1 (eg, Tj1 = 160 ° C.), the upper threshold current IthP gradually decreases as the chip temperature Tj increases. Such behavior is not due to the threshold
一方、閾値電流調整部22は、チップ温度Tjが閾値温度Tj1よりも高い範囲では、チップ温度Tjが高いほど上側閾値電流IthPを引き下げる。このような閾値電流調整動作により、過電流保護動作時におけるチップ温度Tjの上昇を抑制することができるので、出力トランジスタの熱破壊を未然に防止することが可能となる。なお、閾値温度Tj1は、過熱検出温度Ttsd(例えばTtsd=175℃)よりも低い値に設定されているので、リニア電源回路10の出力動作を継続させたまま、出力トランジスタ11の発熱を抑えることが可能となる。
On the other hand, the threshold
また、閾値電流調整部22は、最終的にチップ温度Tjが閾値温度Tj2(例えばTj2=190℃)に達した時点において、上側閾値電流IthPをゼロまで引き下げる。なお、閾値温度Tj2は、過熱検出温度Ttsdよりも高い値に設定されている。このような閾値電流調整動作により、万が一、過熱保護回路30が正しく動作しない場合であっても、出力トランジスタ11を完全にオフすることができるので、発煙や発火という最悪の事態を回避することができる。
Further, the threshold
なお、図4及び図5では、上側閾値電流IthPの調整動作を例に挙げて説明を行ったが、下側閾値電流IthNの調整動作についても、基本的に上記と同様であるので、重複した説明は割愛する。 4 and 5, the adjustment operation of the upper threshold current IthP has been described as an example. However, the adjustment operation of the lower threshold current IthN is basically the same as described above, and thus redundant. I will omit the explanation.
図6は、リニア電源回路10と過電流保護回路20の第2構成例を示す回路図である。第2構成例は、第1構成例(図2)と基本的に同様であるが、出力トランジスタ12と、閾値電流調整部22の一部(トランジスタ221)と、電流制限部23の一部(トランジスタ233、トランジスタ234、及び、抵抗236)が削除されている。
FIG. 6 is a circuit diagram showing a second configuration example of the linear
このように、先の過電流保護回路20は、出力トランジスタ11のみを備えたリニア電源回路10(例えばLDO[low-drop-out]レギュレータ)にも好適に利用するすることが可能である。
As described above, the
図7は、リニア電源回路10と過電流保護回路20の第3構成例を示す回路図である。第3構成例は、第1構成例(図2)と基本的に同様であるが、リニア電源回路10が正出力型から負出力型に変更されている。負出力型のリニア電源回路10には、その回路要素としてNチャネル型MOS電界効果トランジスタ16及び17が追加されているほか、回路要素間の接続関係についても、若干の変更が加えられている。一方、過電流保護回路20(温度検出部21、閾値電流調整部22、及び、電流制限部23)は、先の第1構成例(図2)と同一である。
FIG. 7 is a circuit diagram showing a third configuration example of the linear
リニア電源回路10の変更部分について、より具体的に述べる。出力トランジスタ11のドレインは、出力電圧Voutの出力端に接続されるのではなく、トランジスタ16のドレインに接続されている。トランジスタ16及び17のゲートは、いずれもトランジスタ16のドレインに接続されている。トランジスタ17のドレインは、接地端に接続されている。トランジスタ16及び17のソースは、いずれも出力電圧Voutの印加端に接続されている。出力トランジスタ12のソース、トランジスタ234のソース、及び、抵抗236の第2端は、いずれも接地端ではなく負電圧Vssの印加端に接続されている。抵抗14及び15は、出力電圧Voutの印加端と接地端との間ではなく、出力電圧Voutの印加端と正電圧Vdd(>Vref>0)の印加端との間に直列接続されている。
The changed part of the linear
このように、先の過電流保護回路20は、負出力型のリニア電源回路10にも好適に利用するすることが可能である。
Thus, the above
<電子機器>
図8は、電子機器の一構成例を示すブロック図である。本構成例の電子機器100は、システム電源装置110と液晶表示パネル120を有する。システム電源装置110は、正出力電圧VoutPを生成する第1リニア電源装置111と、負出力電圧VoutNを生成する第2リニア電源装置112と、を含む。液晶表示パネル120は、システム電源装置110から電力(正出力電圧VoutP及び負出力電圧VoutN)の供給を受けて動作する負荷である。
<Electronic equipment>
FIG. 8 is a block diagram illustrating a configuration example of an electronic device. The
上記構成から成る電子機器100において、第1リニア電源装置111としては、第1構成例(図2)や第2構成例(図6)として説明した正出力型のリニア電源装置1を適用することが可能である。また、第2リニア電源装置112としては、第3構成例(図7)として説明した負出力型のリニア電源装置1を適用することが可能である。その際、温度検出部21と閾値電流調整部22は、第1リニア電源装置111と第2リニア電源装置112との間で共有することが可能である。
In the
<その他の変形例>
なお、本明細書中に開示されている種々の技術的特徴は、上記実施形態のほか、その技術的創作の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更を加えることが可能である。なわち、上記実施形態は、全ての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきであり、本発明の技術的範囲は、上記実施形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内に属する全ての変更が含まれると理解されるべきである。
<Other variations>
The various technical features disclosed in the present specification can be variously modified within the scope of the technical creation in addition to the above-described embodiment. That is, the above-described embodiment is an example in all respects and should not be considered as limiting, and the technical scope of the present invention is not the description of the above-described embodiment, but the claims. It should be understood that all modifications that fall within the meaning and range equivalent to the scope of the claims are included.
本発明に係る過電流保護回路は、例えば、液晶表示パネルに電力を供給するシステム電源装置の異常保護手段として利用することが可能である。 The overcurrent protection circuit according to the present invention can be used, for example, as an abnormality protection means of a system power supply device that supplies power to a liquid crystal display panel.
1 電源装置
2 負荷
10 リニア電源回路
11 出力トランジスタ(Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ)
12 出力トランジスタ(Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ)
13 オペアンプ
14、15 抵抗
16、17 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
20 過電流保護回路
21 温度検出部
211 npn型バイポーラトランジスタ
212〜214 抵抗
22 閾値電流調整部
221、222 Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ
223、224 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
23 電流制限部
231、232 Pチャネル型MOS電界効果トランジスタ
233、234 Nチャネル型MOS電界効果トランジスタ
235、236 抵抗
30 過熱保護回路
100 電子機器
110 システム電源装置
111 第1リニア電源回路(正出力型)
112 第2リニア電源回路(負出力型)
120 液晶表示パネル
DESCRIPTION OF
12 Output transistor (N-channel MOS field effect transistor)
DESCRIPTION OF
112 Second linear power supply circuit (negative output type)
120 LCD panel
Claims (9)
前記温度検出信号に応じて閾値電流を調整する閾値電流調整部と、
リニア電源回路の出力トランジスタに流れる出力電流を前記閾値電流に制限する電流制限部と、
を有し、
前記電流制限部は、
第1端が前記出力トランジスタの第1端に接続された抵抗と;
第1端が前記抵抗の第2端に接続されて、第2端が前記出力トランジスタの第2端に接続されて、制御端が前記出力トランジスタの制御端に接続された第1トランジスタと;
第1端が前記出力トランジスタの第1端に接続されて、第2端が前記出力トランジスタの制御端に接続されて、制御端が前記第1トランジスタの第1端に接続された第2トランジスタと;
を含み、
前記閾値電流調整部は、前記温度検出信号に応じた調整電流を生成し、これを前記第1トランジスタに流れるモニタ電流に足し合わせることを特徴とする過電流保護回路。 A temperature detection unit that generates a temperature detection signal according to the chip temperature;
A threshold current adjusting unit that adjusts a threshold current according to the temperature detection signal;
A current limiting unit that limits the output current flowing through the output transistor of the linear power supply circuit to the threshold current;
I have a,
The current limiting unit is
A resistor having a first end connected to the first end of the output transistor;
A first transistor having a first terminal connected to a second terminal of the resistor, a second terminal connected to a second terminal of the output transistor, and a control terminal connected to a control terminal of the output transistor;
A second transistor having a first end connected to the first end of the output transistor, a second end connected to the control end of the output transistor, and a control end connected to the first end of the first transistor; ;
Including
The overcurrent protection circuit, wherein the threshold current adjustment unit generates an adjustment current according to the temperature detection signal and adds the adjustment current to a monitor current flowing through the first transistor .
請求項1〜請求項4のいずれか一項に記載の過電流保護回路と、
を有することを特徴とする電源装置。 A linear power supply circuit that generates an output voltage from an input voltage;
The overcurrent protection circuit according to any one of claims 1 to 4 ,
A power supply device comprising:
請求項3に記載の過電流保護回路と、
前記チップ温度が過熱検出温度よりも高くなったときに前記リニア電源回路の出力動作を停止させる過熱保護回路と、
を有し、
前記過熱検出温度は、前記第1閾値温度よりも高く前記第2閾値温度も低いことを特徴とする電源装置。 A linear power supply circuit that generates an output voltage from an input voltage;
An overcurrent protection circuit according to claim 3;
An overheat protection circuit that stops the output operation of the linear power supply circuit when the chip temperature becomes higher than the overheat detection temperature;
Have
The overheat detection temperature, the higher the second threshold temperature than the first threshold temperature is low can be that power supplies wherein.
前記電源装置から電力の供給を受ける負荷と、
を有することを特徴とする電子機器。 The power supply device according to any one of claims 5 to 7 ,
A load receiving power from the power supply;
An electronic device comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2014095804A JP6353268B2 (en) | 2014-05-07 | 2014-05-07 | Overcurrent protection circuit and power supply device using the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2015213404A JP2015213404A (en) | 2015-11-26 |
JP6353268B2 true JP6353268B2 (en) | 2018-07-04 |
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Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2014095804A Active JP6353268B2 (en) | 2014-05-07 | 2014-05-07 | Overcurrent protection circuit and power supply device using the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6353268B2 (en) |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6825831B2 (en) * | 2016-06-21 | 2021-02-03 | ローム株式会社 | Power supply |
JP6712199B2 (en) * | 2016-08-10 | 2020-06-17 | ローム株式会社 | Overcurrent protection circuit |
JP6843559B2 (en) * | 2016-09-01 | 2021-03-17 | リンナイ株式会社 | Power supply |
CN108184218B (en) * | 2018-02-11 | 2024-02-09 | 重庆戒客科技有限公司 | Shared sleep cabin control system |
JP7063223B2 (en) | 2018-10-05 | 2022-05-09 | 株式会社デンソー | Electronic control device |
JP7307654B2 (en) * | 2019-10-15 | 2023-07-12 | ローム株式会社 | switch device |
CN114204924B (en) * | 2020-09-17 | 2024-06-28 | 圣邦微电子(北京)股份有限公司 | Protection circuit and load switching circuit of power switch tube |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5272392A (en) * | 1992-12-04 | 1993-12-21 | North American Philips Corporation | Current limited power semiconductor device |
JP2009171216A (en) * | 2008-01-16 | 2009-07-30 | Denso Corp | Overheat-protecting device for one-chip ic |
JP5969237B2 (en) * | 2012-03-23 | 2016-08-17 | エスアイアイ・セミコンダクタ株式会社 | Semiconductor device |
-
2014
- 2014-05-07 JP JP2014095804A patent/JP6353268B2/en active Active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2015213404A (en) | 2015-11-26 |
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