JP6340840B2

JP6340840B2 - Motor control device

Info

Publication number: JP6340840B2
Application number: JP2014048301A
Authority: JP
Inventors: 正治　満博; 満博正治
Original assignee: Nissan Motor Co Ltd
Current assignee: Nissan Motor Co Ltd
Priority date: 2014-03-12
Filing date: 2014-03-12
Publication date: 2018-06-13
Anticipated expiration: 2034-03-12
Also published as: JP2015173547A

Description

本発明は、モータ制御装置に関する。 The present invention relates to a motor control device.

従来、電流ベクトル制御と電圧位相制御とを適宜切り替えてモータを駆動するモータ制御装置が提案されている。このようなモータ制御装置では、一般的に高回転数域において電圧位相制御を行い、低回転数域において電流ベクトル制御を行っている。 Conventionally, a motor control device that drives a motor by appropriately switching between current vector control and voltage phase control has been proposed. In such a motor control device, voltage phase control is generally performed in a high rotational speed range, and current vector control is performed in a low rotational speed range.

このようなモータ制御装置には、電圧位相制御（矩形波制御）中においてモータに供給される交流電流の位相（実電流位相φ１）の絶対値が、所定切替電流位相φ０の絶対値と一致した場合に、電圧位相制御から電流ベクトル制御に切り替えるものがある（特許文献１参照）。この所定切替電流位相φ０は、例えば現在のトルク指令を最も小さな電流値で実現する際に必要な電流位相、すなわちトルク／電流比が最も大きくなる位相が用いられる。よって、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替は、電流ベクトル制御にて目標とする状態と一致した場合に行われることとなる。 In such a motor control device, the absolute value of the phase of the alternating current (actual current phase φ1) supplied to the motor during the voltage phase control (rectangular wave control) matches the absolute value of the predetermined switching current phase φ0. In some cases, voltage phase control is switched to current vector control (see Patent Document 1). As this predetermined switching current phase φ0, for example, a current phase required when the current torque command is realized with the smallest current value, that is, a phase with the largest torque / current ratio is used. Therefore, switching from voltage phase control to current vector control is performed when the current vector control matches the target state.

しかし、特許文献１に記載のモータ制御装置では、電圧位相制御から電流ベクトル制御への切替が電流によって行われ、しかも電流が温度に依存して変化するため、その設計が複雑化してしまう。そこで、設計の簡素化のために例えば固定の回転数に基づいて電圧位相制御から電流ベクトル制御へ切替を行おうとした場合、電流ベクトル制御にて目標とする状態との一致が保証できず、切替時の初期化を要してしまう。 However, in the motor control device described in Patent Document 1, switching from voltage phase control to current vector control is performed by current, and the current changes depending on temperature, so that the design becomes complicated. Therefore, for example, when switching from voltage phase control to current vector control based on a fixed number of revolutions for simplification of design, it is not possible to guarantee a match with the target state in current vector control. It takes time initialization.

そこで、電圧位相制御から電流ベクトル制御に切り替える場合に、切替直前の電圧位相制御のモータ印加電圧と切替直後の電流ベクトル制御のモータ印加電圧とが等しくなるように初期化を行うものも提案されている（特許文献２）。 Therefore, when switching from voltage phase control to current vector control, it has been proposed to perform initialization so that the voltage applied to the motor for voltage phase control immediately before switching is equal to the voltage applied to the motor for current vector control immediately after switching. (Patent Document 2).

特許第３６８３１３５号公報Japanese Patent No. 3683135 特開２００７−１４３２３５号公報JP 2007-143235 A

ここで、モータ制御には、非干渉制御というものが知られている。非干渉制御とは、ロータの回転に伴ってモータ内部で生じる速度起電力を補償するように電圧指令値を定める制御である。この非干渉制御を行うことによって、速度起電力による応答性や追従性の低下を効果的に抑制できると期待されている。 Here, non-interference control is known as motor control. Non-interference control is control for determining a voltage command value so as to compensate for speed electromotive force generated inside the motor as the rotor rotates. By performing this non-interference control, it is expected that a decrease in response and follow-up due to speed electromotive force can be effectively suppressed.

しかし、特許文献２に記載のモータ制御装置に非干渉制御を組み込んだうえで、電圧位相制御から電流ベクトル制御に切り替える場合、非干渉制御部について初期化を行うと共に、非干渉制御と電流フィードバック制御との初期値についてモータ温度変化を考慮して適切に配分する必要がある。よって、切替前後でモータ印加電圧が等しくなるように初期化したとしても配分が不適切な場合には外乱として作用してしまい、切替直後において過渡的にトルクに脈動が発生してしまう。 However, when switching from voltage phase control to current vector control after incorporating non-interference control into the motor control device described in Patent Document 2, the non-interference control unit is initialized, and non-interference control and current feedback control are performed. It is necessary to appropriately distribute the initial value of the above in consideration of the motor temperature change. Therefore, even if the motor applied voltage is initialized before and after switching, if the distribution is inappropriate, it acts as a disturbance, and torque pulsates transiently immediately after switching.

本発明はこのような従来の課題を解決するためになされたものであり、その目的とするところは、非干渉制御を行いつつも、モータ温度によらず適切に初期値を設定してトルク
の脈動を抑制することが可能なモータ制御装置を提供することにある。 The present invention has been made to solve such a conventional problem. The object of the present invention is to set an initial value appropriately regardless of the motor temperature while performing non-interference control. An object of the present invention is to provide a motor control device capable of suppressing pulsation.

本発明は、非干渉制御を行う電流ベクトル制御部と、推定したモータトルク及びトルク指令値から電圧位相補正値を求め、電圧位相補正値に基づき電圧位相指令値を補正し、補正された電圧位相指令値及び電圧振幅指令値に基づいて第２の電圧指令値を生成する電圧位相制御部とを備え、電圧位相制御モードから電流ベクトル制御モードに切り替えられた場合に、電圧位相補正値に応じた初期値補正値を加味して非干渉電圧指令値の初期値を算出する。 The present invention includes a current vector control unit that performs non-interference control, obtains the estimated motor torque and the torque command value or al electrostatic圧位phase correction value, and corrects the voltage phase command value based on the voltage phase correction value, corrected A voltage phase control unit that generates a second voltage command value based on the voltage phase command value and the voltage amplitude command value, and when the voltage phase control mode is switched to the current vector control mode, the voltage phase correction value is The initial value of the non-interference voltage command value is calculated in consideration of the corresponding initial value correction value.

本発明によれば、非干渉電圧指令値の初期値を算出するにあたり、電圧位相補正値に応じた初期値補正値を加味するため、モータの温度変化によるトルク変動を補償する電圧位相補正値と相関がある初期値補正値を加味することとなり、モータの温度によらずに適切な非干渉電圧指令値の初期値が求められることとなる。従って、非干渉制御を行いつつも、モータ温度によらず適切に初期値を設定してトルクの脈動を抑制することができる。 According to the present invention, in calculating the initial value of the non-interference voltage command value, the initial value correction value corresponding to the voltage phase correction value is taken into account, so that the voltage phase correction value for compensating for torque fluctuation due to the temperature change of the motor, The correlated initial value correction value is taken into consideration, and an appropriate initial value of the non-interference voltage command value is obtained regardless of the motor temperature. Therefore, while performing non-interference control, the initial value can be set appropriately regardless of the motor temperature, and torque pulsation can be suppressed.

第１実施形態に係るモータ制御装置を示す構成図である。It is a lineblock diagram showing the motor control device concerning a 1st embodiment. 制御モードの決定方法を説明する図である。It is a figure explaining the determination method of control mode. 図１に示した電流ベクトル制御部の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of the current vector control part shown in FIG. 図１に示した電圧位相制御部の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of the voltage phase control part shown in FIG. 干渉電圧補正値と電圧位相補正値との相関を示すグラフである。It is a graph which shows the correlation with an interference voltage correction value and a voltage phase correction value. 図１に示した電流ベクトル制御部の詳細を示す図であって、初期値の設定の様子を示している。It is a figure which shows the detail of the current vector control part shown in FIG. 1, Comprising: The mode of the setting of an initial value is shown. 本実施形態に係るモータ制御装置１の動作の概略を示すタイミングチャートであり、（ａ）はトルクを示し、（ｂ）はｄｑ軸電流を示し、（ｃ）は干渉電圧を示している。4 is a timing chart showing an outline of the operation of the motor control device 1 according to the present embodiment, where (a) shows torque, (b) shows dq-axis current, and (c) shows interference voltage. モード切替時のトルク偏差を示すグラフであって、（ａ）は比較例を示し、（ｂ）は本実施形態を示している。It is a graph which shows the torque deviation at the time of mode switching, Comprising: (a) shows a comparative example, (b) has shown this embodiment. 本実施形態に係るモータ制御装置の動作の詳細を示すフローチャートであり、電圧位相制御モードにおける動作を示している。It is a flowchart which shows the detail of operation | movement of the motor control apparatus which concerns on this embodiment, and has shown operation | movement in voltage phase control mode. 本実施形態に係るモータ制御装置の動作の詳細を示すフローチャートであり、電流ベクトル制御モードにおける動作を示している。It is a flowchart which shows the detail of operation | movement of the motor control apparatus which concerns on this embodiment, and has shown operation | movement in an electric current vector control mode. 第２実施形態に係る電圧位相制御部の詳細を示す図である。It is a figure which shows the detail of the voltage phase control part which concerns on 2nd Embodiment. 第２実施形態に係るモータ制御装置において電圧センサの故障時におけるモード移行の様子を示す図である。It is a figure which shows the mode transition mode at the time of failure of a voltage sensor in the motor control apparatus which concerns on 2nd Embodiment. 本実施形態に係るモータ制御装置の動作の詳細を示すフローチャートであり、電圧位相制御モードにおける動作を示している。It is a flowchart which shows the detail of operation | movement of the motor control apparatus which concerns on this embodiment, and has shown operation | movement in voltage phase control mode.

以下、本発明の好適な実施形態を図面に基づいて説明する。図１は、本発明の実施形態に係るモータ制御装置を示す構成図である。図１に示すように、モータ制御装置１は、三相モータＭを駆動制御するものであって、電流ベクトル制御部１００と、電圧位相制御部２００と、制御切替判定部１３と、制御モード切替器（切替部）３とを備えている。 DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, preferred embodiments of the invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a configuration diagram illustrating a motor control device according to an embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, the motor control device 1 controls driving of a three-phase motor M, and includes a current vector control unit 100, a voltage phase control unit 200, a control switching determination unit 13, and a control mode switching. Device (switching unit) 3.

電流ベクトル制御部１００は、上位装置から送信されるトルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ ^＊、ｖ_ｑｉ ^＊を生成して出力するものである。この電流ベクトル制御部１００は、トルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧（バッテリ電圧）Ｖ_ｄｃ、及びモータ回転数Ｎを入力のうえ、予め実験又は解析により求められるｄｑ軸電流テーブルを参照し、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を生成すると共に、モータＭのｄｑ軸電流（電流の検出値）
ｉ_ｄ、ｉ_ｑを入力して、これらの偏差Δｉ_ｄ、Δｉ_ｑがゼロとなるようなｄｑ軸電圧指令値（第１の電圧指令値）ｖ_ｄｉ ^＊、ｖ_ｑｉ ^＊を算出して出力するものである。 The current vector control unit 100 generates and outputs dq-axis voltage command values v _di ^* and v _qi ^* based on the torque command value T ^* transmitted from the host device. The current vector control unit 100 inputs a torque command value T ^* , a DC voltage (battery voltage) V _dc , and a motor rotation speed N, and refers to a dq axis current table obtained in advance by experiment or analysis, and dq axis The current command values i _d ^* and i _q ^* are generated, and the dq axis current of the motor M (current detection value)
By inputting i _d and i _q , dq axis voltage command values (first voltage command values) v _di ^* and v _qi ^* are calculated and output so that these deviations Δi _d and Δi _q become zero. Is.

電圧位相制御部２００は、トルク指令値Ｔ^＊に基づいてｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｖ ^＊、ｖ_ｑｖ ^＊を生成して出力するものである。この電圧位相制御部２００は、トルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、及びモータ回転数Ｎを入力のうえ、予め実験又は解析により求められるテーブルを参照するなどして、電圧振幅指令値（電圧ノルム指令値）Ｖ_ａ ^＊と電圧位相指令値α^＊とを生成し、ベクトル変換を経てｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｖ ^＊、ｖ_ｑｖ ^＊を算出して出力するものである。 The voltage phase control unit 200 generates and outputs dq-axis voltage command values v _dv ^* and v _qv ^* based on the torque command value T ^* . The voltage phase control unit 200 inputs the torque command value T ^* , the DC voltage V _dc , and the motor rotation speed N, and refers to a table obtained in advance by experiment or analysis, for example, so that the voltage amplitude command value (voltage Norm command value) V _a ^* and voltage phase command value α ^* are generated, dq-axis voltage command values v _dv ^* and v _qv ^* are calculated and output through vector conversion.

制御切替判定部１３は、回転数Ｎに基づいて電流ベクトル制御を実行するか電圧位相制御を実行するかを決定し、制御モードを表すフラグを出力するものである。図２は、制御モードの決定方法を説明する図である。図２に示すように、制御切替判定部１３は、電圧位相制御の実行中において回転数Ｎが閾値Ｎ_ｌｏ以下となった場合に、電流ベクトル制御モード（電流ベクトル制御部１００による制御を行うモード）に移行すると決定する。一方、制御切替判定部１３は、電流ベクトル制御の実行中において回転数Ｎが閾値Ｎ_ｈｉ以上となった場合に、電圧位相制御モード（電圧位相制御部２００による制御を行うモード）に移行すると決定する。 The control switching determination unit 13 determines whether to execute current vector control or voltage phase control based on the rotational speed N, and outputs a flag indicating a control mode. FIG. 2 is a diagram for explaining a control mode determination method. As shown in FIG. 2, the control switching determination unit 13 performs a current vector control mode (a mode in which the current vector control unit 100 performs control) when the rotation speed N is equal to or less than a threshold value _Nlo during execution of the voltage phase control. ). On the other hand, the control switching determination unit 13 determines to shift to the voltage phase control mode (the mode in which the voltage phase control unit 200 performs control) when the rotation speed N becomes equal to or higher than the threshold value N _hi during execution of the current vector control. To do.

なお、図２に示す例では、閾値Ｎ_ｈｉ＞閾値Ｎ_ｌｏとなっており、閾値Ｎ_ｈｉ，Ｎ_ｌｏ間には制御モード移行のチャタリングを防止すべくヒステリシスが設けられているが、これに限らず、閾値Ｎ_ｈｉ＝閾値Ｎ_ｌｏとなっていてもよい。 In the example shown in FIG. 2, the threshold value N _hi > threshold value N _lo is _satisfied, and hysteresis is provided between the threshold _values N _hi and N _lo to prevent chattering of the control mode transition. Instead, threshold N _hi = threshold N _lo may be _satisfied .

制御モード切替器３は、制御切替判定部１３からのフラグに基づいて、電流ベクトル制御部１００の出力と電圧位相制御部２００の出力のいずれかを選択して最終電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊として出力するものである。 The control mode switch 3 selects either the output of the current vector control unit 100 or the output of the voltage phase control unit 200 on the basis of the flag from the control switch determination unit 13 and selects the final voltage command value v _d ^* , v _q ^* is output.

さらに、モータ制御装置１は、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器４と、ＰＷＭ変換器５と、インバータ６と、電圧センサ７と、電流センサ８と、位置検出器１０と、回転数演算器１１と、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器１２とを備えている。 Further, the motor control device 1 includes a dq axis / UVW phase converter 4, a PWM converter 5, an inverter 6, a voltage sensor 7, a current sensor 8, a position detector 10, and a rotation speed calculator 11. UVW phase / dq axis converter 12.

ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器４は、以下の式（１）に基づき、入力した最終電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊を三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換するものである。ここで、θは位置検出器１０により検出された電気角検出値である。

The dq axis / UVW phase converter 4 converts the input final voltage command values v _d ^* , v _q ^* into three-phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* based on the following equation (1). To convert. Here, θ is an electrical angle detection value detected by the position detector 10.

ＰＷＭ変換器５は、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを入力し、デッドタイム補償や電圧利用率向上処理といった公知の処理を行なうと共に、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に対応したインバータ６のパワー素子駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊を生成する。インバータ６にはバッテリＢａｔが接続されており、バッテリＢａｔからのＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを擬似交流電圧ｖ
_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに変換して出力する。なお、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃは、電圧センサ７により検出されている。 The PWM converter 5 receives the three-phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* and the DC voltage V _dc , performs known processing such as dead time compensation and voltage utilization rate improvement processing, * the voltage command value _{^{_{^{_{v u, v v *, v}}}}} w * power element driving signal of the inverter 6 corresponding to _{^{_{^{_{^{D uu *, D ul *,}}}}}} D vu *, D vl *, D wu *, generates the _{D wl} ^* . A battery Bat is connected to the inverter 6, and the DC voltage V _dc from the battery Bat is converted to a pseudo AC voltage v
Convert to _u , v _v , v _w and output. The DC voltage V _dc is detected by the voltage sensor 7.

電流センサ８は、モータＭのＵ相及びＶ相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖを検出するものである。回転数演算器１１は、位置検出器１０により検出された電気角検出値θから回転数Ｎを演算するものである。 Current sensor 8 is for detecting the current _i u, _{i v} of U-phase and V-phase of the motor M. The rotational speed calculator 11 calculates the rotational speed N from the electrical angle detection value θ detected by the position detector 10.

ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器１２は、電流センサ８により検出されたＵ相及びＶ相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖと位置検出器１０により検出された電気角検出値θとを入力し、以下の式（２）に基づき、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑに変換するものである。

UVW phase / dq axis converter 12 inputs the electric angle detection value detected by the current i _u, i _v and the position detector 10 of the detected U-phase and V-phase θ by the current sensor 8, the following Based on the formula (2), the dq-axis currents i _d and i _q are converted.

図３は、図１に示した電流ベクトル制御部１００の詳細を示す図である。図３に示すように、電流ベクトル制御部１００は、電流指令値演算器１１０と、非干渉電圧演算器１２０と、減算器１３０と、ＰＩ制御器１４０と、ローパスフィルタ１５０と、加算器１６０とから構成されている。なお、図３ではｑ軸に相当する各値について図示を省略している。 FIG. 3 is a diagram showing details of the current vector control unit 100 shown in FIG. As shown in FIG. 3, the current vector control unit 100 includes a current command value calculator 110, a non-interference voltage calculator 120, a subtractor 130, a PI controller 140, a low-pass filter 150, an adder 160, It is composed of In FIG. 3, illustration of each value corresponding to the q-axis is omitted.

電流指令値演算器１１０は、モータＭが基準温度（例えば２５℃）である場合において所望のトルクを得るためのｄｑ軸電流テーブルを格納したものである。ｄｑ軸電流テーブルは、予め実験又は解析により求められるものである。この電流指令値演算器１１０は、トルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、及びモータ回転数Ｎを入力のうえｄｑ軸電流テーブルを参照し、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊を生成して出力する。 The current command value calculator 110 stores a dq-axis current table for obtaining a desired torque when the motor M is at a reference temperature (for example, 25 ° C.). The dq axis current table is obtained in advance by experiment or analysis. The current command value calculator 110 inputs the torque command value T ^* , the DC voltage V _dc , and the motor rotation speed N and refers to the dq axis current table to obtain the dq axis current command values i _d ^* and i _q ^* . Generate and output.

非干渉電圧演算器１２０は、予め作成したテーブルを格納しており、トルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖｄｃ、及びモータ回転数Ｎを入力のうえ当該テーブルを参照しｄｑ軸非干渉電圧Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ}を生成して出力するものである。このテーブルについてもモータＭが基準温度（例えば２５℃）である場合において予め実験的に求められた値が格納されている。 The non-interference voltage calculator 120 stores a table created in advance. The torque command value T ^* , the DC voltage Vdc, and the motor rotation speed N are input, and the table is referred to the dq-axis non-interference voltage V _{d_dcpl} , V _{q_dcpl} is generated and output. Also for this table, values experimentally obtained in advance when the motor M is at a reference temperature (for example, 25 ° C.) are stored.

減算器１３０は、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊とｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑとを入力し、これらの偏差Δｉ_ｄ、Δｉ_ｑを求めるものである。 The subtractor 130 inputs the dq-axis current command values i _d ^* , i _q ^* and the dq-axis currents i _d , i _q and calculates their deviations Δi _d , Δi _q .

ＰＩ制御器１４０は、偏差Δｉ_ｄ、Δｉ_ｑを入力して偏差Δｉ_ｄ、Δｉ_ｑを比例積分（ＰＩ）演算増幅することにより非干渉電圧を加味していない状態のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ’，ｖ_ｑｉ’を算出するものである。このとき、ＰＩ制御器１４０は、以下の式（３）からｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ’，ｖ_ｑｉ’を算出する。

The PI controller 140 receives the deviations Δi _d and Δi _q and amplifies the deviations Δi _d and Δi _q by a proportional integral (PI) operation, thereby a dq-axis voltage command value v _{di in a} state in which no non-interference voltage is taken into account. ', V _qi ' is calculated. At this time, the PI controller 140 calculates the dq-axis voltage command values v _di ′ and v _qi ′ from the following equation (3).

ローパスフィルタ１５０は、ｄｑ軸電流規範応答の時定数τ_ｍを持ち、ｄｑ軸非干渉電圧Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ}を入力してｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}を出力するものである。 Low pass filter 150 has a constant tau _m when the dq-axis current nominal response, dq-axis non-interacting voltage _{_V d_dcpl, V} enter dq axis _{q_dcpl} non-interference voltage command value _{V D_dcpl_flt,} and outputs the _{V Q_dcpl_flt} .

加算器１６０は、非干渉電圧を加味していない状態のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ’，ｖ_ｑｉ’とｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}とを加算して、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ ^＊、ｖ_ｑｉ ^＊を出力するものである。すなわち、以下の式（４）によりｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ ^＊、ｖ_ｑｉ ^＊を得て出力する。

The adder 160 adds the dq-axis voltage command values v _di ′, v _qi ′ and the dq-axis non-interference voltage command values V _{d_dcpl_flt} , V _{q_dcpl_flt in a} state where the non-interference voltage is not taken into consideration, to obtain a dq-axis voltage command The values v _di ^* and v _qi ^* are output. That is, the dq axis voltage command values v _di ^* and v _qi ^* are obtained and output by the following equation (4).

図４は、図１に示した電圧位相制御部２００の詳細を示す図である。図４に示すように、電圧位相制御部２００は、電圧指令値演算部２１０と、トルク推定部２２０と、減算器２３０と、ＰＩ制御器２４０と、加算器２５０と、ベクトル変換部２６０と、波形整形部２７０とを備えている。 FIG. 4 is a diagram showing details of the voltage phase control unit 200 shown in FIG. As shown in FIG. 4, the voltage phase control unit 200 includes a voltage command value calculation unit 210, a torque estimation unit 220, a subtractor 230, a PI controller 240, an adder 250, a vector conversion unit 260, And a waveform shaping unit 270.

電圧指令値演算部２１０は、トルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、及びモータ回転数Ｎに基づき電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊と基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊とをテーブル参照によって算出し出力する。テーブルには、モータＭが基準温度である場合において予め実験的に求めた所望のトルクを得る値が格納されている。 The voltage command value calculation unit 210 calculates the voltage norm command value V _a ^* and the reference temperature voltage phase value α _ff ^* based on the torque command value T ^* , the DC voltage V _dc , and the motor rotation speed N, and outputs the calculated value. To do. The table stores values for obtaining a desired torque obtained experimentally in advance when the motor M is at the reference temperature.

トルク推定部２２０は、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器１２にて算出されたｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを入力して、以下の式（５）からモータトルク推定値Ｔ_ｃａｌを算出する。

なお、Φ_ａは磁石磁束であり、Ｌ_ｄ，Ｌ_ｑはｄｑ軸インダクタンスであり、ｐはモータＭの極対数である。 The torque estimation unit 220 receives the dq axis currents i _d and i _q calculated by the UVW phase / dq axis converter 12 and calculates a motor torque estimation value T _cal from the following equation (5).

Φ _a is a magnetic flux, L _d and L _q are dq axis inductances, and p is the number of pole pairs of the motor M.

減算器２３０は、モータトルク推定値Ｔ_ｃａｌとトルク指令値Ｔ^＊との差分ΔＴを算出するものである。 The subtractor 230 calculates a difference ΔT between the motor torque estimated value T _cal and the torque command value T ^* .

ＰＩ制御器２４０は、差分ΔＴを入力し、以下の式（６）から電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊を算出するものである。電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊はＰＩ増幅された値である。

なお、Ｋｐは比例ゲインであり、Ｋｉは積分ゲインである。 The PI controller 240 receives the difference ΔT and calculates the voltage phase correction value α _fb ^* from the following equation (6). The voltage phase correction value α _fb ^* is a PI amplified value.

Note that Kp is a proportional gain, and Ki is an integral gain.

加算器２５０は、電圧指令値演算部２１０からの基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊と、ＰＩ制御器２４０からの電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊とを、以下の式（７）のように加算することにより補正し、電圧位相指令値α^＊を算出するものである。

The adder 250 adds the reference temperature voltage phase value α _ff ^* from the voltage command value calculation unit 210 and the voltage phase correction value α _fb ^* from the PI controller 240 as shown in the following equation (7). Thus, the voltage phase command value α ^* is calculated.

ここで、電圧指令値が一定のままではモータの温度変化によって電流が変化してしまうため、電流を一定に制御できる電流ベクトル制御に対して定常トルクに段差が発生してしまうことが知られている。トルク推定部２２０、減算器２３０、ＰＩ制御器２４０、及び加算器２５０はこれを解消するために上記のフィードバック制御を行っている。 Here, it is known that if the voltage command value remains constant, the current changes due to the temperature change of the motor, so that a step occurs in the steady torque with respect to the current vector control that can control the current constant. Yes. The torque estimator 220, the subtracter 230, the PI controller 240, and the adder 250 perform the above feedback control in order to eliminate this.

ベクトル変換部２６０は、電圧指令値演算部２１０からの電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊と加算器２５０からの電圧位相指令値α^＊とを入力し、以下の式（８）からｄｑ軸成分（第２の仮電圧指令値）ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊を算出するものである。

The vector conversion unit 260 inputs the voltage norm command value V _a ^* from the voltage command value calculation unit 210 and the voltage phase command value α ^* from the adder 250, and the dq axis component (first order) from the following equation (8). 2 provisional voltage command values) v _d ^** , v _q ^** .

波形整形部２７０は、ｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を入力し、これの応答特性を一次応答遅れとするローパスフィルタ２７１，２７２とハイパスフィルタ２７３，２７４とを備えている。なお、ハイパスフィルタ２７３，２７４は、図４において等価変換されており、減算器２７３ａ，２７４ａ、乗算器２７３ｂ，２７４ｂ、及び加算器２７３ｃ，２７４ｃから構成されている。 The waveform shaping unit 270 includes low-pass filters 271 and 272 and high-pass filters 273 and 274 that receive the dq-axis components v _d ^** and v _q ^** and set their response characteristics as a first-order response delay. Note that the high-pass filters 273 and 274 are equivalently converted in FIG. 4 and include subtracters 273a and 274a, multipliers 273b and 274b, and adders 273c and 274c.

この波形整形部２７０は、ローパスフィルタ２７１，２７２にｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を入力し、ローパスフィルタ２７１，２７２を介して得られた値を減算器２７３ａ，２７４ａにてｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊から減算する。減算により得られた値は利得ｋ_１，ｋ_２を有する乗算器２７３ｂ，２７４ｂ介して、加算器２７３ｃ，２７４ｃにてローパスフィルタ２７１，２７２の出力に加算される。これにより、ｄｑ軸電圧指令値（第２の電圧指令値）ｖ_ｄｖ ^＊，ｖ_ｑｖ ^＊が生成され出力される。 This waveform shaping unit 270 inputs the dq axis components v _d ^** and v _q ^** to the low pass filters 271 and 272, and the values obtained via the low pass filters 271 and 272 are subtracted by the subtracters 273a and 274a. Subtract from the axis components v _d ^** and v _q ^** . The value obtained by the subtraction is added to the outputs of the low-pass filters 271 and 272 by the adders 273c and 274c via the multipliers 273b and 274b having gains k ₁ and k ₂ . As a result, dq-axis voltage command values (second voltage command values) v _dv ^* and v _qv ^* are generated and output.

なお、波形整形部２７０については以下の式（９）により表すことができる。

The waveform shaping unit 270 can be expressed by the following equation (9).

ここで、モータＭの方程式は式（１０）で表され、ｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊に対するｄｑ軸電流の応答特性を一次遅れとすると、波形整形部２７０のローパスフィルタ処理は式（１０）の右辺第１項と第３項とを、ハイパスフィルタ処理は同じく第２項の成分を生成していることを意味している。

但し、

Ｒは巻線抵抗であり、ω_ｒｅは電気角速度である。 Here, the equation of the motor M is expressed by Expression (10). When the response characteristic of the dq axis current with respect to the dq axis components v _d ^** and v _q ^** is a first-order lag, the low-pass filter processing of the waveform shaping unit 270 is It means that the first term and the third term on the right side of Expression (10), and the high-pass filter processing similarly generates the component of the second term.

However,

R is the winding resistance and _ωre is the electrical angular velocity.

さらに、電圧位相制御部２００は、非干渉制御初期値演算部２８０と、補正値演算器２９０とを備えている。非干渉制御初期値演算部２８０は、非干渉制御の初期値を演算するものであり、乗算器２８１，２８２と、減算器２８３，２８４とを備えている。 Further, the voltage phase controller 200 includes a non-interference control initial value calculator 280 and a correction value calculator 290. The non-interference control initial value calculation unit 280 calculates an initial value of non-interference control, and includes multipliers 281 and 282 and subtractors 283 and 284.

乗算器２８１，２８２は、ｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを入力してモータＭの巻線抵抗Ｒを乗算するものである。減算器２８３，２８４は、波形整形部２７０のローパスフィルタ２７１，２７２の出力から乗算器２８１，２８２の出力を減算するものである。 The multipliers 281 and 282 input the dq axis currents i _d and i _q and multiply the winding resistance R of the motor M. Subtractors 283 and 284 subtract the outputs of the multipliers 281 and 282 from the outputs of the low-pass filters 271 and 272 of the waveform shaping unit 270.

非干渉制御はモータのｄｑ軸間の干渉電圧、すなわち誘起電圧を打ち消す制御であり、誘起電圧とは、原理的には式（１０）における右辺第３項に相当する。波形整形部２７０のローパスフィルタ直後の成分から巻線抵抗Ｒによる電圧降下分Ｒｉを算出して差し引けば、モータＭの温度によらず精度よく誘起電圧を求めることができる。 Non-interference control is control for canceling the interference voltage between the dq axes of the motor, that is, the induced voltage, and the induced voltage corresponds in principle to the third term on the right side in the equation (10). By calculating and subtracting the voltage drop Ri due to the winding resistance R from the component immediately after the low-pass filter of the waveform shaping unit 270, the induced voltage can be obtained with high accuracy regardless of the temperature of the motor M.

しかし、電流ベクトル制御部１００においては、モータ温度変化による誘起電圧の変化分は電流フィードバックによって対応することができるものの、モータ温度が基準温度からずれている場合は非干渉制御による干渉電圧値は真の誘起電圧に対して誤差をもって動作する。 However, in the current vector control unit 100, the change in the induced voltage due to the motor temperature change can be dealt with by current feedback. However, when the motor temperature is deviated from the reference temperature, the interference voltage value by the non-interference control is true. It operates with an error with respect to the induced voltage.

そこで、本実施形態において非干渉制御初期値演算部２８０は、減算器２８４を加減算器として機能させ、波形整形部２７０のローパスフィルタ直後の成分から巻線抵抗Ｒによる電圧降下分Ｒｉを算出して差し引き、さらにｑ軸成分を干渉電圧補正値（初期値補正値）ω_ｒｅΔΦ_ａで補正して非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出している。すなわち、非干渉制御初期値演算部２８０は、式（１１）に示す非干渉制御初期値（非干渉電圧指令値の初期値）ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出している。

Therefore, in this embodiment, the non-interference control initial value calculation unit 280 causes the subtractor 284 to function as an adder / subtractor, and calculates a voltage drop Ri due to the winding resistance R from the component immediately after the low-pass filter of the waveform shaping unit 270. The q-axis component is further subtracted and corrected with the interference voltage correction value (initial value correction value) ω _re ΔΦ _a to calculate the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* . That is, the non-interference control initial value calculation unit 280 calculates non-interference control initial values (initial values of non-interference voltage command values) v _d0 ^* and v _q0 ^* shown in Expression (11).

また、補正値演算器２９０は、予め格納するテーブルを参照することによって干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを演算するものである。ここで、干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａは、モータＭの温度変化によるトルク変動を補償する電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊と相関がある。こ
の相関はトルクによっても異なる。 The correction value calculator 290 calculates an interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a by referring to a table stored in advance. Here, the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a is correlated with the voltage phase correction value α _fb ^* that compensates for the torque fluctuation due to the temperature change of the motor M. This correlation varies depending on the torque.

図５は、干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａと電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊との相関を示すグラフである。図５に示すような相関となっているため、補正値演算器２９０は、電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊を入力すると共に、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃに加えてトルク指令値Ｔ^＊についても入力する。そして、補正値演算器２９０は、図５に示すテーブルを参照して干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを求めることとなる。 FIG. 5 is a graph showing the correlation between the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a and the voltage phase correction value α _fb ^* . Since the correlation is as shown in FIG. 5, the correction value calculator 290 receives the voltage phase correction value α _fb ^* and also inputs the torque command value T ^* in addition to the DC voltage V _dc . Then, the correction value calculator 290 obtains the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a with reference to the table shown in FIG.

図６は、図１に示した電流ベクトル制御部１００の詳細を示す図であって、初期値の設定の様子を示している。なお、図６についても図３と同様にｑ軸に相当する各値について図示を省略している。通常時の電流ベクトル制御部１００は図３に示す構成で動作するが、電圧位相制御モードから電流ベクトル制御モードに切り替わった直後では図６に示す構成で動作する。 FIG. 6 is a diagram showing details of the current vector control unit 100 shown in FIG. 1 and shows how initial values are set. In FIG. 6, as in FIG. 3, the values corresponding to the q axis are not shown. The normal current vector control unit 100 operates in the configuration shown in FIG. 3, but immediately after switching from the voltage phase control mode to the current vector control mode, it operates in the configuration shown in FIG.

すなわち、図６に示すようにローパスフィルタ１５０の出力は非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊で初期化され、ＰＩ制御器１４０の出力は切替直前のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊から非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を差し引いた値で初期化される。 That is, as shown in FIG. 6, the output of the low-pass filter 150 is initialized with the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* , and the output of the PI controller 140 is the dq axis voltage command value v _d ^* , v _q ^* from the decoupling control initial value _v ^d0 _{*, v} is initialized with the value obtained by subtracting the _q0 ^*.

このようにすることで切替直後の電流ベクトル制御部１００の出力ｖ_ｄｉ ^＊，ｖ_ｑｉ ^＊は切替直前の電圧指令値ｖ_ｄｖ ^＊，ｖ_ｑｖ ^＊を引き継ぐので、最終電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊の連続性が保たれる。これにより、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊が適切に設定されておらず制御系にとって外乱となってしまい、最終電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊の連続性が保たれていても、一時的にｄｑ軸電流が（ひいてはトルクが）振動的になってしまうことを防止することができる。 In this way, the outputs v _di ^* and v _qi ^* of the current vector control unit 100 immediately after switching take over the voltage command values v _dv ^* and v _qv ^* immediately before switching, so that the final voltage command values v _d ^* and v _d _q ^* continuity is maintained. As a result, the initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* of the non-interference control are not properly set, causing disturbance to the control system, and the continuity of the final voltage command values v _d ^* and v _q ^* is maintained. However, it is possible to prevent the dq-axis current (and thus the torque) from becoming temporarily oscillating.

次に、本実施形態に係るモータ制御装置１の動作を説明する。まず、上記したように非干渉電圧演算器１２０により算出されるｄｑ軸非干渉電圧Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ}は、電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊と基準温度におけるモータ特性に基づく値となるため、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊についても同じようにモード切替時点の電流指令値ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊と基準温度におけるモータ特性に基づく値であることが望ましい。本実施形態に係る非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊は、これを実現する値であるため、図７及び図８に示す動作となる。 Next, the operation of the motor control device 1 according to this embodiment will be described. First, as described above, the dq-axis non-interference voltages V _{d_dcpl} and V _{q_dcpl} calculated by the non-interference voltage calculator 120 are values based on the current command values i _d ^* and i _q ^* and the motor characteristics at the reference temperature. _Similarly , the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* are desirably values based on the current command values i _d ^* and i _q ^* at the time of mode switching and the motor characteristics at the reference temperature. Since the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^{* according} to the present embodiment are values that realize this, the operations shown in FIGS. 7 and 8 are performed.

図７は、本実施形態に係るモータ制御装置１の動作の概略を示すタイミングチャートであり、（ａ）はトルクを示し、（ｂ）はｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑを示し、（ｃ）は干渉電圧を示している。なお、図７においては比較例の挙動を破線にて示し、本実施形態の挙動を一点鎖線にて示している。 FIG. 7 is a timing chart showing an outline of the operation of the motor control device 1 according to the present embodiment, where (a) shows torque, (b) shows dq-axis currents i _d and i _q , and (c). Indicates an interference voltage. In FIG. 7, the behavior of the comparative example is indicated by a broken line, and the behavior of the present embodiment is indicated by a one-dot chain line.

図７に示すように、比較例ではモード切替後における非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊が適切化されておらず、また、ＰＩ制御器１４０の初期値との配分についても考慮されていないため、結果として電流及びトルクに脈動が生じる（図７（ａ）及び図７（ｂ）参照）。すなわち、図７（ｃ）の比較例ではモータ温度変化時の干渉電圧（電流Ａ）に示すように、補正をしない非干渉電圧初期値が適用される結果、基準温度において電流Ａが流れたときの干渉電圧とかけ離れた値となってしまい、結果として電流及びトルクに脈動が生じる。 As shown in FIG. 7, in the comparative example, the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* after mode switching are not optimized, and the distribution with the initial value of the PI controller 140 is also considered. As a result, pulsation occurs in the current and the torque (see FIGS. 7A and 7B). That is, in the comparative example of FIG. 7C, when the current A flows at the reference temperature as a result of applying the non-interference voltage initial value without correction as shown in the interference voltage (current A) when the motor temperature changes, As a result, the current and torque pulsate.

これに対して本実施形態に係るモータ制御装置１は、モータＭが基準温度であるときの電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊と基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊とに基づいてベクトル変換部２６０にて得られたｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊からローパスフィルタ２７１，２７２を介して得られた値に加えて、電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に応じた干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａ
を加味して非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出している。 On the other hand, the motor control device 1 according to the present embodiment uses the vector conversion unit 260 based on the voltage norm command value V _a ^* and the reference temperature voltage phase value α _ff ^* when the motor M is at the reference temperature. In addition to the values obtained from the obtained dq-axis components v _d ^** and v _q ^** through the low-pass filters 271, 272, the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a corresponding to the voltage phase correction value α _fb ^*
Is taken into consideration to calculate the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* .

これにより、図７（ｃ）のモータ温度変化時の干渉電圧（電流Ａ）にて示すように、補正をしない非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊が補正されて補正後の非干渉電圧指令値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊が適用されることとなり、図７（ａ）及び図７（ｂ）に示すように電流及びトルクの脈動を抑制することなる。 As a result, as shown by the interference voltage (current A) when the motor temperature changes in FIG. 7C, the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^{* that} are not corrected are corrected, and the non-interference after correction is corrected. Voltage command values v _d0 ^* and v _q0 ^* are applied, and current and torque pulsations are suppressed as shown in FIGS. 7 (a) and 7 (b).

図８は、モード切替時のトルク偏差を示すグラフであって、（ａ）は比較例を示し、（ｂ）は本実施形態を示している。図８（ａ）に示すように、比較例では干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを加味していないことから、モータ高温時及び低温時においてトルク脈動が発生してしまう。これに対して、図８（ｂ）に示すように、本実施形態に係るモータ制御装置１では干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを加味した非干渉電圧指令値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊が設定されることから、モータ高温時及び低温時においてもトルク脈動が抑えられることとなる。 FIG. 8 is a graph showing a torque deviation at the time of mode switching, where (a) shows a comparative example, and (b) shows the present embodiment. As shown in FIG. 8A, in the comparative example, since the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a is not taken into account, torque pulsation occurs at high and low temperatures of the motor. On the other hand, as shown in FIG. 8B, the motor control device 1 according to the present embodiment sets the non-interference voltage command values v _d0 ^* and v _q0 ^* in consideration of the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a. Therefore, torque pulsation can be suppressed even when the motor is hot and cold.

図９は及び図１０は、本実施形態に係るモータ制御装置１の動作の詳細を示すフローチャートであり、図９は電圧位相制御モードにおける動作を示し、図１０は電流ベクトル制御モードにおける動作を示している。 9 and 10 are flowcharts showing details of the operation of the motor control device 1 according to the present embodiment, FIG. 9 shows the operation in the voltage phase control mode, and FIG. 10 shows the operation in the current vector control mode. ing.

まず、図９に示すように、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器１２は、電流センサ８により検出されたＵ相及びＶ相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖをｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑに変換する（Ｓ１）。次いで、回転数演算器１１は、位置検出器１０により検出された電気角検出値θから回転数Ｎを演算する（Ｓ２）。次いで、電圧位相制御部２００は、トルク指令値Ｔ^＊、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを取得する（Ｓ３）。 First, as shown in FIG. 9, the UVW phase / dq axis converter 12 converts the U phase and V phase currents i _u , i _v detected by the current sensor 8 into dq axis currents i _d , i _q . (S1). Next, the rotational speed calculator 11 calculates the rotational speed N from the electrical angle detection value θ detected by the position detector 10 (S2). Next, the voltage phase control unit 200 acquires the torque command value T ^* and the DC voltage V _dc (S3).

その後、制御切替判定部１３は、ステップＳ２において演算された回転数Ｎが閾値Ｎ_ｌｏ以下であるかを判断する（Ｓ４）。回転数Ｎが閾値Ｎ_ｌｏ以下であると判断した場合（Ｓ４：ＹＥＳ）、上記の如く電流ベクトル制御の初期値が設定され（Ｓ５）、電流ベクトル制御モードに移行し、図９に示す処理は終了する。すなわち、ステップＳ５では式（１１）に示す干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを加味した非干渉電圧指令値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊で初期化され、且つ、ＰＩ制御器１４０の出力は切替直前のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊から非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を差し引いた値で初期化される。 Thereafter, the control switching determination unit 13 determines whether the rotation speed N calculated in step S2 is equal to or less than a threshold value _Nlo (S4). When it is determined that the rotation speed N is equal to or less than the threshold value _Nlo (S4: YES), the initial value of the current vector control is set as described above (S5), the process proceeds to the current vector control mode, and the process shown in FIG. finish. That is, in step S5, initialization is performed with the non-interference voltage command values v _d0 ^* and v _q0 ^* taking into account the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a shown in Expression (11), and the output of the PI controller 140 is immediately before switching. _Is initialized with a value obtained by subtracting the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* from the dq-axis voltage command values v _d ^* and v _q ^* .

一方、回転数Ｎが閾値Ｎ_ｌｏ以下でないと判断した場合（Ｓ４：ＮＯ）、電圧位相制御モードが継続し、まず、電圧指令値演算部２１０は、トルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、及びモータ回転数Ｎに基づき電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊と基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊とをテーブル参照によって算出する（Ｓ６）。 On the other hand, when it is determined that the rotation speed N is not equal to or less than the threshold value _Nlo (S4: NO), the voltage phase control mode continues. First, the voltage command value calculation unit 210 performs a torque command value T ^* , a DC voltage _Vdc , Based on the motor speed N, the voltage norm command value V _a ^* and the reference temperature voltage phase value α _ff ^* are calculated with reference to the table (S6).

次に、トルク推定部２２０は、ステップＳ１にて算出されたｄｑ軸電流ｉ_ｄ，ｉ_ｑを入力して、モータトルク推定値Ｔ_ｃａｌを算出する（Ｓ７）。その後、ＰＩ制御器２４０は、モータトルク推定値Ｔ_ｃａｌとトルク指令値Ｔ^＊との差分ΔＴを入力し、電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊を算出する（Ｓ８）。 Next, the torque estimation unit 220 inputs the dq axis currents i _d and i _q calculated in step S1, and calculates a motor torque estimated value T _cal (S7). Thereafter, the PI controller 240 inputs the difference ΔT between the estimated motor torque value T _cal and the torque command value T ^*, and calculates the voltage phase correction value α _fb ^* (S8).

次いで、ベクトル変換部２６０が基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊と電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊との加算値、及び、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊から生成したｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊について波形整形処理を施す（Ｓ９）。このステップＳ９の処理において波形整形部２７０は、ｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊，ｖ_ｑ ^＊＊を入力し、ローパスフィルタ処理とハイパスフィルタ処理とをこの順で施し、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｖ ^＊，ｖ_ｑｖ ^＊を生成する。 Next, the vector conversion unit 260 adds the reference temperature voltage phase value α _ff ^* and the voltage phase correction value α _fb ^* and the dq axis components v _d ^** and v _q generated from the voltage norm command value V _a ^*. Waveform shaping processing is performed on ^** (S9). In the process of step S9, the waveform shaping unit 270 receives the dq-axis components v _d ^** and v _q ^** , performs low-pass filter processing and high-pass filter processing in this order, and performs the dq-axis voltage command value v _dv ^*. , V _qv ^* .

次に、補正値演算器２９０は、トルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖｄｃ、及び電圧位相補正
値α_ｆｂ ^＊からテーブルを参照して干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを演算し、非干渉制御初期値演算部２８０は、干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを加味した非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出する（Ｓ１０）。なお、補正値演算器２９０は、トルク指令値Ｔ^＊に代えて、これの代表特性となる、モータＭが基準温度であるときの基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊を入力して、干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを算出するようにしてもよい。 Next, the correction value calculator 290 calculates the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a by referring to the table from the torque command value T ^* , the DC voltage Vdc, and the voltage phase correction value α _fb ^* , and performs the non-interference control initial stage. The value calculation unit 280 calculates non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* in consideration of the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a (S10). The correction value calculator 290 receives the reference temperature voltage phase value α _ff ^* when the motor M is at the reference temperature, which is a representative characteristic, instead of the torque command value T ^* , and corrects the interference voltage. The value ω _re ΔΦ _a may be calculated.

その後、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器４は、入力した最終電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊（すなわち、ステップＳ９にて得られるｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｖ ^＊，ｖ_ｑｖ ^＊）を三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換する（Ｓ１１）。次に、ＰＷＭ変換器５は、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に対応したインバータ６のパワー素子駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊を生成し、インバータ６はバッテリＢａｔからのＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを擬似交流電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに変換して出力する（Ｓ１２）。これにより、モータＭが駆動され、図９に示す処理は終了する。なお、図９に示す処理は電流ベクトル制御モードに移行しない限り、モータ制御装置１の電源がオフとなるまで、繰り返し実行される。 Thereafter, the dq axis / UVW phase converter 4 converts the input final voltage command values v _d ^* , v _q ^* (that is, the dq axis voltage command values v _dv ^* , v _qv ^* obtained in step S9) into three phases. The voltage command values v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* are converted (S11). Next, the PWM converter 5 outputs power element drive signals D _uu ^* , D _ul ^* , D _vu ^* , D _vl ^{* of} the inverter 6 corresponding to the three-phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* ^. , D _wu ^* , D _wl ^* are generated, and the inverter 6 converts the DC voltage V _dc from the battery Bat into pseudo alternating voltages v _u , v _v , v _w and outputs them (S12). As a result, the motor M is driven, and the processing shown in FIG. 9 ends. The process shown in FIG. 9 is repeatedly executed until the power of the motor control device 1 is turned off unless the mode is changed to the current vector control mode.

また、電流ベクトル制御モードでは図１０に示す処理が実行される。まず、ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器１２は、電流センサ８により検出されたＵ相及びＶ相の電流ｉ_ｕ，ｉ_ｖをｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑに変換する（Ｓ２１）。次いで、回転数演算器１１は、位置検出器１０により検出された電気角検出値θから回転数Ｎを演算する（Ｓ２２）。次いで、電流ベクトル制御部１００は、トルク指令値Ｔ^＊、及びＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを取得する（Ｓ２３）。 In the current vector control mode, the process shown in FIG. 10 is executed. First, UVW phase / dq axis converter 12 converts the current _i u of U-phase and V-phase detected by the current sensor 8, the _{i v} dq-axis current _i d, the _{i q} (S21). Next, the rotational speed calculator 11 calculates the rotational speed N from the electrical angle detection value θ detected by the position detector 10 (S22). Next, the current vector control unit 100 acquires a torque command value T ^* and a DC voltage V _dc (S23).

その後、制御切替判定部１３は、ステップＳ２において演算された回転数Ｎが閾値Ｎ_ｈｉ以上であるかを判断する（Ｓ２４）。回転数Ｎが閾値Ｎ_ｈｉ以上であると判断した場合（Ｓ２４：ＹＥＳ）、電圧位相制御の初期値が設定され（Ｓ２５）、電圧位相制御モードに移行し、図１０に示す処理は終了する。なお、ステップＳ２５では、公知の種々の手法により初期値が設定される。 Thereafter, the control switching determination unit 13 determines whether the rotation speed N calculated in step S2 is equal to or greater than a threshold value N _hi (S24). When it is determined that the rotation speed N is equal to or higher than the threshold value N _hi (S24: YES), the initial value of the voltage phase control is set (S25), the process proceeds to the voltage phase control mode, and the process shown in FIG. In step S25, initial values are set by various known methods.

一方、回転数Ｎが閾値Ｎ_ｈｉ以上でないと判断した場合（Ｓ２４：ＮＯ）、電圧ベクトル制御モードが継続し、まず、電流指令値演算器１１０及び非干渉電圧演算器１２０がトルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖ_ｄｃ、及びモータ回転数Ｎを入力のうえそれぞれのテーブルを参照し、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊及びｄｑ軸非干渉電圧Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ}を生成する（Ｓ２６）。 On the other hand, when it is determined that the rotational speed N is not equal to or higher than the threshold value N _hi (S24: NO), the voltage vector control mode continues, and first, the current command value calculator 110 and the non-interference voltage calculator 120 are set to the torque command value T ^*. , DC voltage V _dc , and motor rotation speed N are input and the respective tables are referenced to generate dq-axis current command values i _d ^* , i _q ^* and dq-axis non-interference voltages V _{d_dcpl} and V _{q_dcpl} (S26). ).

次いで、減算器１３０は、ｄｑ軸電流指令値ｉ_ｄ ^＊，ｉ_ｑ ^＊とｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑとを入力し、これらの偏差Δｉ_ｄ、Δｉ_ｑを求め、ＰＩ制御器１４０は、偏差Δｉ_ｄ、Δｉ_ｑを比例積分（ＰＩ）演算増幅することにより非干渉電圧を加味していない状態のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ’，ｖ_ｑｉ’を算出する（Ｓ２７）。 Then, the subtracter 130, dq axis current command value _i ^d _*, inputs the _i ^{q *} and the dq-axis current _i d, _{i q,} these deviations .DELTA.i _d, sought .DELTA.i _q, PI controller 140, By calculating and amplifying the deviations Δi _d and Δi _q by proportional integral (PI), dq-axis voltage command values v _di ′ and v _qi ′ in a state where no non-interference voltage is taken into account are calculated (S27).

次に、ローパスフィルタ１５０はｄｑ軸非干渉電圧Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ}を入力してｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}を出力し、加算器１６０は、非干渉電圧を加味していない状態のｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ’，ｖ_ｑｉ’とｄｑ軸非干渉電圧指令値Ｖ_{ｄ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}，Ｖ_{ｑ_ｄｃｐｌ_ｆｌｔ}とを加算してｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｉ ^＊、ｖ_ｑｉ ^＊を得る（Ｓ２８）。 Next, the low-pass filter 150 receives the dq-axis non-interference voltages V _{d_dcpl} and V _{q_dcpl} and outputs the dq-axis non-interference voltage command values V _{d_dcpl_flt} and V _{q_dcpl_flt} , and the adder 160 does not take the non-interference voltage into consideration. The dq-axis voltage command values v _di ^* and v _qi ^* are obtained by adding the dq-axis voltage command values v _di ′ and v _qi ′ in the state and the dq-axis non-interference voltage command values V _{d_dcpl_flt} and V _{q_dcpl_flt} (S28).

その後、ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器４は、入力した最終電圧指令値ｖ_ｄ ^＊，ｖ_ｑ ^＊（すなわち、ステップＳ２８にて得られるｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄｖ ^＊，ｖ_ｑｖ ^＊）を三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に変換する（Ｓ２９）。次に、ＰＷＭ変換器５は、三相電圧指令値ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に対応したインバータ６のパワー素子駆動信号Ｄ_ｕｕ ^＊、Ｄ_ｕｌ ^＊、Ｄ_ｖｕ ^＊、Ｄ_ｖｌ ^＊、Ｄ_ｗｕ ^＊、Ｄ_ｗｌ ^＊を生成し、インバータ６はバッテリ
ＢａｔからのＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを擬似交流電圧ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗに変換して出力する（Ｓ３０）。これにより、モータＭが駆動され、図１０に示す処理は終了する。なお、図１０に示す処理は電圧位相制御モードに移行しない限り、モータ制御装置１の電源がオフとなるまで、繰り返し実行される。 Thereafter, the dq axis / UVW phase converter 4 converts the input final voltage command values v _d ^* , v _q ^* (that is, the dq axis voltage command values v _dv ^* , v _qv ^* obtained in step S28) into three phases. The voltage command values v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* are converted (S29). Next, the PWM converter 5 outputs power element drive signals D _uu ^* , D _ul ^* , D _vu ^* , D _vl ^{* of} the inverter 6 corresponding to the three-phase voltage command values v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* ^. , D _wu ^* , D _wl ^* are generated, and the inverter 6 converts the DC voltage V _dc from the battery Bat into pseudo alternating voltages v _u , v _v , v _w and outputs them (S30). As a result, the motor M is driven, and the process shown in FIG. 10 ends. Note that the process shown in FIG. 10 is repeatedly executed until the power of the motor control device 1 is turned off unless the process shifts to the voltage phase control mode.

このようにして、本実施形態に係るモータ制御装置１によれば、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出するにあたり、電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に応じた干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを加味するため、モータＭの温度変化によるトルク変動を補償する電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊と相関がある干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを加味することとなり、モータＭの温度によらずに適切な非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊が求められることとなる。従って、非干渉制御を行いつつも、モータ温度によらず適切に初期値を設定してトルクの脈動を抑制することができる。 Thus, according to the motor control device 1 according to the present embodiment, the interference voltage correction value ω corresponding to the voltage phase correction value α _fb ^* is calculated in calculating the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^*. _In consideration of _re ΔΦ _a , an interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a that correlates with a voltage phase correction value α _fb ^* that compensates for torque fluctuation due to a temperature change of the motor M is added. Accordingly, the appropriate non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* are obtained. Therefore, while performing non-interference control, the initial value can be set appropriately regardless of the motor temperature, and torque pulsation can be suppressed.

また、補正値演算器２９０は、さらにトルク指令値又はモータＭが基準温度であるときの基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊に基づいて干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを算出するため、トルクによってモータ温度変化に対する感度が変化する電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に、更にトルク指令値Ｔ^＊又はトルク指令値Ｔ^＊の代表特性となる、モータが基準温度であるときの基準温度電圧位相値α_ｆｆ ^＊を考慮することで、一層精度良く干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを算出して、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊の精度を高めることができる。 Further, the correction value calculator 290 further calculates the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a based on the torque command value or the reference temperature voltage phase value α _ff ^* when the motor M is at the reference temperature. The reference temperature voltage phase value α _ff ^* when the motor is at the reference temperature, which is a representative characteristic of the torque command value T ^* or the torque command value T ^* , in addition to the voltage phase correction value α _fb ^{* in} which the sensitivity to temperature changes ^. , The interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a can be calculated with higher accuracy, and the accuracy of the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* can be increased.

また、補正値演算器２９０は、さらにバッテリ電圧Ｖ_ｄｃに基づいて干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを算出するため、バッテリ電圧Ｖ_ｄｃによってモータ温度変化に対する感度が変化する電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に、更にバッテリ電圧Ｖ_ｄｃを考慮することで、一層精度良く干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを算出して、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊の精度を高めることができる。 The correction value calculator 290 is further for calculating an interference voltage correction value omega _re .DELTA..PHI _a based on the battery voltage V _dc, voltage phase correction value sensitivity changes for the motor temperature changes by the battery voltage V _dc α _fb ^* Furthermore, by considering the battery voltage V _dc , the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a can be calculated with higher accuracy, and the accuracy of the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* can be increased.

また、補正値演算器２９０は、ｄｑ軸成分ｖ_ｄ ^＊＊、ｖ_ｑ ^＊＊に対してローパスフィルタ処理が施された値、モータＭのｄｑ軸電流ｉ_ｄ、ｉ_ｑとモータ巻線の抵抗値Ｒとの乗算値、及び、電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に応じた干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａに基づき、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出する。このため、非干渉制御と等価な周波数成分の電圧成分を抽出することとなり、より適切な非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出することができる。 Further, the correction value calculator 290 is a value obtained by subjecting the dq axis components v _d ^** and v _q ^** to low pass filter processing, the dq axis currents i _d and i _{q of the} motor M, and the resistance of the motor winding. Non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* are calculated based on the product of the value R and the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a corresponding to the voltage phase correction value α _fb ^* . For this reason, a voltage component having a frequency component equivalent to non-interference control is extracted, and more appropriate non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* can be calculated.

次に、本発明の第２実施形態を説明する。第２実施形態に係るモータ制御装置２は、第１実施形態のものと同様であるが、構成及び動作が第１実施形態のものと一部異なっている。以下、第１実施形態との相違点のみを説明する。 Next, a second embodiment of the present invention will be described. The motor control device 2 according to the second embodiment is the same as that of the first embodiment, but the configuration and operation are partially different from those of the first embodiment. Only differences from the first embodiment will be described below.

図１１は、第２実施形態に係る電圧位相制御部２００の詳細を示す図である。図１１に示すように、第２実施形態に係る電圧位相制御部２００は、補正値演算器２９０がトルク指令値Ｔ^＊、ＤＣ電圧Ｖｄｃ、及び電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に加えて、回転数Ｎについても入力するようになっている。また、補正値演算器２９０は、トルク指令値Ｔ^＊、及び電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に加えて、回転数Ｎに基づいて干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを演算するためのテーブルを格納している。 FIG. 11 is a diagram illustrating details of the voltage phase control unit 200 according to the second embodiment. As shown in FIG. 11, in the voltage phase control unit 200 according to the second embodiment, the correction value calculator 290 has a rotational speed in addition to the torque command value T ^* , the DC voltage Vdc, and the voltage phase correction value α _fb ^*. N is also input. The correction value calculator 290 stores a table for calculating the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a based on the rotation speed N in addition to the torque command value T ^* and the voltage phase correction value α _fb ^*. ing.

ここで、電圧センサ７が故障した場合、電圧ノルム指令値Ｖ_ａ ^＊通りの電圧をモータＭに印加できなくなる。このため、トルク応答性や制御系の安定性が損なわれる恐れがある。よって、本実施形態に係るモータ制御装置２は、電圧センサ７の故障を検知すると、故障検知前のＤＣ電圧Ｖ_ｄｃを保持しつつ非常時回避機能として強制的に電圧位相制御モードから電流ベクトル制御モードに移行するようにしている。 Here, when the voltage sensor 7 fails, it becomes impossible to apply a voltage according to the voltage norm command value V _a ^* to the motor M. For this reason, there is a possibility that the torque response and the stability of the control system may be impaired. Therefore, when detecting a failure of the voltage sensor 7, the motor control device 2 according to the present embodiment forcibly uses the current vector control from the voltage phase control mode as an emergency avoidance function while holding the DC voltage V _dc before the failure detection. The mode is changed.

図１２は、第２実施形態に係るモータ制御装置２において電圧センサ７の故障時におけるモード移行の様子を示す図である。電圧センサ７の故障時においては、図１０に示すように想定していない回転数Ｎで電流ベクトル制御モードに移行する。例えば、図１０に示すように、回転数Ｎが閾値Ｎ_ｌｏはもとより閾値Ｎ_ｈｉも超えるにも拘わらず、電圧位相制御モードから電流ベクトル制御モードに移行する。 FIG. 12 is a diagram illustrating a mode transition state when the voltage sensor 7 is out of order in the motor control device 2 according to the second embodiment. When the voltage sensor 7 is out of order, the current vector control mode is entered at an unexpected rotation speed N as shown in FIG. For example, as shown in FIG. 10, the voltage phase control mode is shifted to the current vector control mode although the rotation speed N exceeds the threshold value N _lo as well as the threshold value N _hi .

このような場合、補正値演算器２９０は、第１実施形態にて示したテーブルに基づいて干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを演算することとなる。このように構成することで、通常制御時には想定していない回転数Ｎでの電流ベクトル制御モードへの切り替えに対してもトルク脈動を抑制することができる。 In such a case, the correction value calculator 290 calculates the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a based on the table shown in the first embodiment. With this configuration, torque pulsation can be suppressed even when switching to the current vector control mode at the rotation speed N that is not assumed during normal control.

なお、電圧センサ７が故障したか否かについては例えば特開２００７−２８２２９９号公報に記載の手法など、種々の公知又は周知の手法によって判断できる。センサの故障判断機能は、便宜上以下の説明において補正値演算器２９０が備えるものとするが、特にこれに限らず、補正値演算器２９０以外の部位が備えるようになっていてもよいし、モータ制御装置２外の機器が備えるようになっていてもよい。 Whether or not the voltage sensor 7 has failed can be determined by various known or well-known methods such as the method described in JP-A-2007-282299. The sensor failure determination function is provided in the correction value calculator 290 in the following description for the sake of convenience. However, the present invention is not limited to this, and a part other than the correction value calculator 290 may be provided. A device outside the control device 2 may be provided.

図１３は、本実施形態に係るモータ制御装置２の動作の詳細を示すフローチャートであり、電圧位相制御モードにおける動作を示している。 FIG. 13 is a flowchart showing details of the operation of the motor control device 2 according to the present embodiment, and shows the operation in the voltage phase control mode.

まず、図１３に示すステップＳ４１〜Ｓ４５の処理、及び、ステップＳ４７〜Ｓ５３の処理は、図９に示したステップＳ１〜Ｓ１２の処理と同じであるため、説明を省略する。 First, the processes in steps S41 to S45 and the processes in steps S47 to S53 shown in FIG. 13 are the same as the processes in steps S1 to S12 shown in FIG.

ステップＳ４４において回転数Ｎが閾値Ｎ_ｌｏ以下でないと判断した場合（Ｓ４４：ＮＯ）、補正値演算器２９０は、電圧センサ７が故障したかを判断する（Ｓ４６）。電圧センサ７が故障していないと判断した場合（Ｓ４６：ＮＯ）、電圧位相制御モードが継続し、ステップＳ４７〜Ｓ５３の処理が実行される。 When it is determined in step S44 that the rotation speed N is not equal to or less than the threshold value _Nlo (S44: NO), the correction value calculator 290 determines whether or not the voltage sensor 7 has failed (S46). When it is determined that the voltage sensor 7 has not failed (S46: NO), the voltage phase control mode is continued, and the processes of steps S47 to S53 are executed.

一方、電圧センサ７が故障したと判断した場合（Ｓ４６：ＹＥＳ）、処理はステップＳ４５に移行する。そして、図１３に示す処理は終了する。 On the other hand, if it is determined that the voltage sensor 7 has failed (S46: YES), the process proceeds to step S45. Then, the process shown in FIG. 13 ends.

このようにして、第２実施形態に係るモータ制御装置２によれば、第１実施形態と同様に、非干渉制御を行いつつも、モータ温度によらず適切に初期値を設定してトルクの脈動を抑制することができる。また、一層精度良く算出して、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊の精度を高めることができる。さらに、非干渉制御と等価な周波数成分の電圧成分を抽出することとなり、より適切な非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊を算出することができる。 Thus, according to the motor control device 2 according to the second embodiment, as in the first embodiment, while performing non-interference control, the initial value is appropriately set regardless of the motor temperature, and the torque Pulsation can be suppressed. Further, the accuracy of the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* can be increased by calculating with higher accuracy. Furthermore, voltage components having frequency components equivalent to non-interference control are extracted, and more appropriate non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* can be calculated.

加えて、第２実施形態によれば、補正値演算器２９０は、さらにモータ回転数Ｎに基づいて干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを算出するため、モータ回転数Ｎによってモータ温度変化に対する感度が変化する電圧位相補正値α_ｆｂ ^＊に、更にモータ回転数Ｎを考慮することで、一層精度良く干渉電圧補正値ω_ｒｅΔΦ_ａを算出して、非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊の精度を高めることができる。しかも、算出にバッテリ電圧Ｖ_ｄｃを用いずバッテリセンサ等の故障時においても非干渉制御初期値ｖ_ｄ０ ^＊，ｖ_ｑ０ ^＊の精度を高めることができる。 In addition, according to the second embodiment, the correction value calculator 290 further calculates the interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a based on the motor rotation speed N, so that the sensitivity to the motor temperature change is increased by the motor rotation speed N. The interference voltage correction value ω _re ΔΦ _a is calculated with higher accuracy by further considering the motor rotation speed N to the changing voltage phase correction value α _fb ^* , and the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* are calculated ^. Can improve the accuracy. In addition, the accuracy of the non-interference control initial values v _d0 ^* and v _q0 ^* can be improved even when a battery sensor or the like fails without using the battery voltage V _dc for calculation.

以上、実施形態に基づき本発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限られるものでは無く、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で、変更を加えてもよい。 As described above, the present invention has been described based on the embodiments, but the present invention is not limited to the above-described embodiments, and modifications may be made without departing from the spirit of the present invention.

例えば上記実施形態に係るモータ制御装置１，２は、図示した回路構成に限るものでは
なく、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で公知の種々の回路構成とすることが可能である。 For example, the motor control devices 1 and 2 according to the above embodiment are not limited to the illustrated circuit configuration, and may have various known circuit configurations without departing from the spirit of the present invention.

１，２：モータ制御装置
３：制御モード切替器（切替部）
４：ｄｑ軸／ＵＶＷ相変換器
５：ＰＷＭ変換器
６：インバータ
７：電圧センサ
８：電流センサ
１０：位置検出器
１１：回転数演算器
１２：ＵＶＷ相／ｄｑ軸変換器
１３：制御切替判定部
１００：電流ベクトル制御部
１１０：電流指令値演算器
１２０：非干渉電圧演算器
１３０：減算器
１４０：ＰＩ制御器
１５０：ローパスフィルタ
１６０：加算器
２００：電圧位相制御部
２１０：電圧指令値演算部
２２０：トルク推定部
２３０：減算器
２４０：ＰＩ制御器
２５０：加算器
２６０：ベクトル変換部
２７０：波形整形部
２７１，２７２：ローパスフィルタ
２７３，２７４：ハイパスフィルタ
２７３ａ，２７４ａ：減算器
２７３ｂ，２７４ｂ：乗算器
２７３ｃ，２７４ｃ：加算器
２８０：非干渉制御初期値演算部（初期値算出部）
２８１，２８２：乗算器
２８３，２８４：減算器
２９０：補正値演算器（初期値算出部）
Ｂａｔ：バッテリ
Ｍ：モータ 1, 2: Motor control device 3: Control mode switch (switching unit)
4: dq axis / UVW phase converter 5: PWM converter 6: inverter 7: voltage sensor 8: current sensor 10: position detector 11: rotation speed calculator 12: UVW phase / dq axis converter 13: control switching determination Unit 100: current vector control unit 110: current command value calculator 120: non-interference voltage calculator 130: subtractor 140: PI controller 150: low-pass filter 160: adder 200: voltage phase controller 210: voltage command value calculation Unit 220: torque estimation unit 230: subtractor 240: PI controller 250: adder 260: vector conversion unit 270: waveform shaping units 271, 272: low-pass filters 273, 274: high-pass filters 273a, 274a: subtractors 273b, 274b : Multipliers 273c, 274c: adder 280: non-interference control initial value calculator (initial value calculation) )
281, 282: Multipliers 283, 284: Subtractor 290: Correction value calculator (initial value calculation unit)
Bat: Battery M: Motor

Claims

トルク指令値に応じた電流指令値及び非干渉電圧指令値を算出し、算出した電流指令値に基づく電流ベクトル制御を行うと共に非干渉電圧指令値に基づく非干渉制御を行うことにより第１の電圧指令値を算出する電流ベクトル制御部と、
前記トルク指令値に基づいてモータへの電圧位相指令値及び電圧振幅指令値を生成し、モータ巻線へ供給される電流の検出値に基づいてモータトルクを推定し、推定したモータトルク及び前記トルク指令値から電圧位相補正値を求め、前記電圧位相補正値に基づき前記電圧位相指令値を補正し、補正された前記電圧位相指令値及び前記電圧振幅指令値に基づいて、第２の電圧指令値を生成する電圧位相制御部と、
前記電流ベクトル制御部により算出された第１の電圧指令値に基づいてモータを制御する電流ベクトル制御モードと、前記電圧位相制御部により算出された第２の電圧指令値に基づいてモータを制御する電圧位相制御モードとの間で制御モードを切り替える切替部と、を備え、
前記電圧位相制御部は、前記切替部により前記電圧位相制御モードから前記電流ベクトル制御モードに切り替えられた場合の前記非干渉電圧指令値の初期値を算出する初期値算出部を有し、当該初期値算出部は、前記電圧位相補正値に応じた初期値補正値を加味して前記非干渉電圧指令値の初期値を算出する
ことを特徴とするモータ制御装置。 A current command value and a non-interference voltage command value corresponding to the torque command value are calculated, current vector control based on the calculated current command value is performed, and non -interference control based on the non - interference voltage command value is performed to thereby generate the first voltage A current vector control unit for calculating a command value;
A voltage phase command value and a voltage amplitude command value for the motor are generated based on the torque command value, a motor torque is estimated based on a detected value of a current supplied to the motor winding, and the estimated motor torque and the torque obtains a command value or al electrostatic圧位phase correction value, said voltage to correct the phase correction value the voltage phase command value based on, and based on the corrected voltage phase command value and the previous SL voltage amplitude command value, the second A voltage phase control unit for generating a voltage command value;
A current vector control mode for controlling the motor based on the first voltage command value calculated by the current vector control unit and a motor based on the second voltage command value calculated by the voltage phase control unit A switching unit that switches the control mode between the voltage phase control mode, and
The voltage phase control unit includes an initial value calculation unit that calculates an initial value of the non-interference voltage command value when the switching unit is switched from the voltage phase control mode to the current vector control mode. The value calculation unit calculates an initial value of the non-interference voltage command value in consideration of an initial value correction value corresponding to the voltage phase correction value.

前記初期値算出部は、さらに前記トルク指令値又はモータが基準温度であるときの基準温度電圧位相値に基づいて初期値補正値を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1, wherein the initial value calculation unit further calculates an initial value correction value based on the torque command value or a reference temperature voltage phase value when the motor is at a reference temperature. .

前記初期値算出部は、さらにバッテリ電圧に基づいて初期値補正値を算出する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載のモータ制御装置。 The motor control apparatus according to claim 1, wherein the initial value calculation unit further calculates an initial value correction value based on a battery voltage.

前記初期値算出部は、さらにモータ回転数に基づいて初期値補正値を算出する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２のいずれかに記載のモータ制御装置。 The motor control device according to claim 1, wherein the initial value calculation unit further calculates an initial value correction value based on a motor rotation speed.

前記電圧位相制御部は、前記電圧位相補正値に基づき補正された前記電圧位相指令値及び前記電圧振幅指令値に基づいて第２の仮電圧指令値を生成し、当該第２の仮電圧指令値に対してローパスフィルタ処理及びハイパスフィルタ処理をこの順に施して第２の電圧指令値を生成する波形整形部をさらに備え、
前記初期値算出部は、当該第２の仮電圧指令値に対してローパスフィルタ処理が施された値、モータ巻線へ供給される電流の検出値とモータ巻線の抵抗値との乗算値、及び、前記電圧位相補正値に応じた初期値補正値に基づき、前記非干渉電圧指令値の初期値を算出する
こと特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載のモータ制御装置。 The voltage phase control unit, the voltage to generate a second temporary voltage command value based on the phase on the basis of the correction value corrected before Symbol voltage phase command Ne及 beauty the voltage amplitude command value, the second temporary voltage A waveform shaping unit that performs low-pass filter processing and high-pass filter processing on the command value in this order to generate a second voltage command value;
The initial value calculation unit is a value obtained by performing low-pass filter processing on the second temporary voltage command value, a multiplication value of a detection value of a current supplied to the motor winding and a resistance value of the motor winding, The motor control according to any one of claims 1 to 4, wherein an initial value of the non-interference voltage command value is calculated based on an initial value correction value corresponding to the voltage phase correction value. apparatus.