JP6340591B2

JP6340591B2 - Rectifier circuit device and control circuit for rectifier circuit device

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Publication number: JP6340591B2
Application number: JP2014131120A
Authority: JP
Inventors: 吉田　泉; 泉吉田; 京極　章弘; 章弘京極; 吉朗土山; シンホイ戴
Original assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Current assignee: Panasonic Intellectual Property Management Co Ltd
Priority date: 2014-06-26
Filing date: 2014-06-26
Publication date: 2018-06-13
Anticipated expiration: 2034-06-26
Also published as: JP2016010283A

Description

本発明は、整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路に関し、特に、家庭などの単相交流電源を整流して略直流とし、直流負荷を駆動する回路装置や、得られた直流をインバータ回路により、再度、任意周波数の交流に変換して、電動機の可変速度駆動する装置であって、例えば圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、又は食品などの冷凍を行う装置に適用させる装置であり、その中での電源電流に含まれる高調波成分の低減や、力率を改善することにより、送電系統の負担を軽減させる技術の高効率な駆動制御を行う整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路に関する。 The present invention relates to a rectifier circuit device and a control circuit for the rectifier circuit device, and in particular, a circuit device for driving a DC load by rectifying a single-phase AC power source such as a home to make it a direct current, and the obtained direct current A device that converts again to an arbitrary frequency alternating current by an inverter circuit and drives the motor at a variable speed, for example, a refrigerant is compressed by a compressor to constitute a heat pump, and cooling, heating, refrigeration such as food This is a device that is applied to a device that performs high-efficiency drive control with technology that reduces the burden on the power transmission system by reducing harmonic components contained in the power supply current and improving the power factor. The present invention relates to a rectifier circuit device and a control circuit for the rectifier circuit device.

図１７は、特許文献１に開示された、従来技術に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。図１８は、特許文献２に開示された、従来技術に係る整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路の構成を示す回路図である。 FIG. 17 is a circuit diagram showing a configuration of a rectifier circuit device according to the prior art disclosed in Patent Document 1. In FIG. FIG. 18 is a circuit diagram illustrating a configuration of a rectifier circuit device and a control circuit for the rectifier circuit device disclosed in Patent Document 2 according to the related art.

従来、この種の整流回路装置は、図１７に示すように、交流電源１の両出力端子を整流ブリッジ２とリアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃで短絡せしめ、リアクタ３ａに電流を充電し、半導体スイッチ３ｃがオフ状態になったときに、ダイオード３ｂにより負荷４に電流を流すことにより、交流電源１の瞬時電圧が低い期間にも電源電流が流れるようにする構成をとっている。 Conventionally, in this type of rectifier circuit device, as shown in FIG. 17, both output terminals of an AC power supply 1 are short-circuited by a semiconductor switch 3c via a rectifier bridge 2 and a reactor 3a, and the reactor 3a is charged with current. When the switch 3c is turned off, a current is supplied to the load 4 by the diode 3b so that the power supply current flows even when the instantaneous voltage of the AC power supply 1 is low.

これにより、電源電流の高調波成分が少なくなり、力率が改善する。ところが、半導体スイッチ３ｃを、交流電源１の周波数よりも十分に高い周波数で、きめ細かく短絡又は開放することにより、交流電源１の交流電圧をチョッピングする（以下、「半導体スイッチをチョッピング動作させる」又は「半導体スイッチによるチョッピング」という。）ときに、半導体スイッチ３ｃを電流が流れるため、回路の損失が発生するという課題があった（例えば、特許文献１参照）。 As a result, the harmonic component of the power supply current is reduced and the power factor is improved. However, the AC voltage of the AC power supply 1 is chopped by finely short-circuiting or opening the semiconductor switch 3 c at a frequency sufficiently higher than the frequency of the AC power supply 1 (hereinafter, “the semiconductor switch is chopped” or “ There is a problem that a circuit loss occurs because current flows through the semiconductor switch 3c (for example, refer to Patent Document 1).

この課題を解決するため、半導体スイッチ３ｃを常にチョッピング動作させるのではなく、半導体スイッチがチョッピング動作状態である非休止期間（以下チョッピング動作位相幅と記す）或いは、半導体スイッチがチョッピング休止状態である休止期間（以下チョッピング休止位相幅と記す）が所定の位相幅となるように目標直流電圧を制御する方法が提案されている（例えば、特許文献２参照）。 In order to solve this problem, the semiconductor switch 3c is not always chopped, but the semiconductor switch is in a chopping operation state (hereinafter referred to as a chopping operation phase width) or the semiconductor switch is in a chopping suspension state. There has been proposed a method of controlling a target DC voltage so that a period (hereinafter referred to as a chopping pause phase width) has a predetermined phase width (see, for example, Patent Document 2).

図１８において、交流電源１の両出力端子を、リアクタ３ａを介して半導体スイッチ３ｃにより短絡することで１つのループを構成する。電流検出器６は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を制御回路１４に出力する。半導体スイッチ３ｃをオンすると、リアクタ３ａの電流は増加する一方、半導体スイッチ３ｃをオフすると、リアクタ３ａを流れていた電流はダイオードブリッジ２にて整流されて、その整流後の電流は平滑コンデンサ３ｄ及び負荷４に流れ込み、負荷４を駆動する。負荷４へ印加される平滑コンデンサ３ｄの両端のＤＣ電圧ＶｄｃはＤＣ電圧検出器１２ａにより検出され、ＤＣ電圧検出器１２ａは検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃを示す信号を制御回路１４に出力する。 In FIG. 18, one loop is formed by short-circuiting both output terminals of the AC power supply 1 by the semiconductor switch 3c via the reactor 3a. The current detector 6 detects the current of the loop and outputs a signal indicating the detected current value Iac to the control circuit 14. When the semiconductor switch 3c is turned on, the current of the reactor 3a increases. On the other hand, when the semiconductor switch 3c is turned off, the current flowing through the reactor 3a is rectified by the diode bridge 2, and the rectified current is supplied to the smoothing capacitor 3d and It flows into the load 4 and drives the load 4. The DC voltage Vdc across the smoothing capacitor 3d applied to the load 4 is detected by the DC voltage detector 12a, and the DC voltage detector 12a outputs a signal indicating the detected DC voltage Vdc to the control circuit 14.

また、電圧レベル比較器１５は交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより当該しきい値電圧以上であるか否かを示す二値信号Ｓｃｏｍを発生して制御回路１４に出力する。制御回路１４は、二値信号Ｓｃｏｍから得られる周期及び位相に基づいて、交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検出し、検出されたＡＣ電圧の位相に基づき、ＡＣ電圧とほぼ同一の周波数であってＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器６により検出されるＩａｃが上記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ３ｃをチョッピング動作させる。 The voltage level comparator 15 compares the AC voltage level of the AC power supply 1 with a predetermined threshold voltage to generate a binary signal Scom indicating whether or not the threshold voltage is higher than the threshold voltage. 14 for output. The control circuit 14 detects the phase of the AC voltage output from the AC power supply 1 based on the period and phase obtained from the binary signal Scom, and is substantially the same as the AC voltage based on the detected phase of the AC voltage. A target current waveform having a frequency and a shape similar to that of the AC voltage is generated, and the semiconductor switch 3c is chopped so that Iac detected by the current detector 6 approaches the similar shape of the generated target current waveform.

さらに、制御回路１４は、ＤＣ電圧検出器１２ａにより検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃが、所望のＤＣ電圧になるように調整する。ここで、所望のＤＣ電圧は、半導体スイッチ３ｃのチョッピング状態に基づいて、半導体スイッチ３ｃをパルス幅変調駆動しているチョッピング動作位相幅或いはチョッピング休止位相幅を検出し、その位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて目標ＤＣ電圧の調整を実施する。その際の所望のチョッピング動作位相幅或いはチョッピング休止位相幅を圧縮機モータの回転数指令で決定する。或いは、所望のチョッピング動作位相幅或いはチョッピング休止位相幅を交流電流の変動状況から決定する。 Further, the control circuit 14 adjusts the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 12a so as to be a desired DC voltage. Here, the desired DC voltage is detected based on the chopping state of the semiconductor switch 3c by detecting the chopping operation phase width or chopping pause phase width in which the semiconductor switch 3c is driven by pulse width modulation. And the target DC voltage is adjusted according to the deviation. The desired chopping operation phase width or chopping pause phase width at that time is determined by the rotational speed command of the compressor motor. Alternatively, a desired chopping operation phase width or chopping pause phase width is determined from the fluctuation state of the alternating current.

これにより、出力電圧の検出精度によらず、接続されている負荷の特性に応じて電源高調波電流を低減でき、かつ損失も低減できる。 As a result, the power supply harmonic current can be reduced according to the characteristics of the connected load regardless of the output voltage detection accuracy, and the loss can also be reduced.

特開２００５−２５３２８４号公報JP 2005-253284 A 国際公開第２０１２／００４２９７号International Publication No. 2012/004297 特開２００１−０４５７６３号公報JP 2001-045763 A

しかしながら、前記従来技術に係る整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路の構成では、脈動状況とその時の目標位相幅の設定については、具体的な記述は開示されておらず、実機による合わせ込みが不可欠と考えられるため汎用性に欠ける。また、脈動領域を回転数で判断させる場合は、個々の実機に合わせて回転数の閾値を設定することはできず、脈動発生領域に対し余裕を持たせた回転数に閾値を設定する事となり、それにより本来の低損失を狙えない領域が発生してしまう場合もあるという課題があった。 However, in the configuration of the rectifier circuit device according to the prior art and the control circuit for the rectifier circuit device, no specific description is disclosed about the setting of the pulsation state and the target phase width at that time, and it depends on the actual machine. Because it is considered essential to fit, it lacks versatility. In addition, when the pulsation area is determined by the rotation speed, the rotation speed threshold cannot be set for each actual machine, and the threshold is set at a rotation speed with a margin for the pulsation generation area. As a result, there is a problem that an area where the original low loss cannot be aimed at may occur.

本発明の目的は以上の問題点を解決し、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形としつつ、検出した位相幅の差分から脈動判定を実施するため、個々の実機の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた整流動作が行われる事により、整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路を提供することにある。 The object of the present invention is to solve the above problems, and even if there is an error in the detection accuracy of the DC voltage, the DC voltage is adjusted to a relatively appropriate value to obtain a similar current waveform, and the detected phase width. Because the pulsation is determined from the difference between the two, it is in accordance with the characteristics of each actual machine and is highly versatile. When it is determined that there is no pulsation, the rectification operation is always performed with little loss and less harmonic current. On the other hand, when it is determined that there is pulsation, the output voltage is adjusted to the extent that the phase widths are aligned, so that the operating point according to the input voltage is reached. Therefore, the loss of the rectifier circuit is increased by extremely increasing the boosting rate. The object of the present invention is to provide a rectifier circuit device and a control circuit for the rectifier circuit device by performing a rectification operation that stabilizes a power supply harmonic current without any problems.

第１の発明に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 A rectifier circuit device according to a first aspect of the present invention short-circuits an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage at a cycle earlier than the power cycle of the single-phase AC power source by a semiconductor switch via a reactor. Or a rectifier circuit device that rectifies the single-phase AC power source to a DC voltage and supplies power to the load by opening the waveform, and a waveform forming unit that forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage; Current detecting means for detecting an alternating current flowing from the single-phase alternating current power supply, voltage detecting means for detecting the direct current voltage, and the semiconductor switch so that a waveform of the detected alternating current becomes the target current waveform. The chopping operation is controlled, the amplitude of the target current waveform is controlled so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage, and each of the early cycles is controlled. And a target suspension period that is compared with the target suspension period, which is a sum of a certain period (the suspension portion) that is open throughout the period (pause portion), and the detected target suspension period in time series And a control means for controlling the predetermined target DC voltage by using a change.

また、上記整流回路装置において、前記早い周期は、前記単相交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。 In the rectifier circuit device, the fast cycle is one digit or more earlier than the cycle of the single-phase AC power supply, and is a carrier cycle in PWM control.

また、上記整流回路装置において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。 Further, in the rectifier circuit device, the control means may be one of a period (pause period) in which the pause part in the fixed period continues when there are a plurality of the pause parts as a counting method in the fixed period. Or a sum of a plurality of pause periods in the fixed period, or a sum of pause parts in the fixed period, and using a plurality of the target pause periods calculated for each of the fixed periods to calculate a difference, When the difference is less than the determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target suspension period becomes equal to the predetermined target suspension period. On the other hand, when the difference exceeds the determination value, the difference is determined by the determination value. The predetermined target DC voltage is controlled so as to be as follows.

さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。 Further, in the above rectifier circuit device, the target current waveform may be such that the instantaneous absolute value of the target current waveform is (a) from the start point of the period to a predetermined intermediate point as time elapses. Increases or increases monotonically so that it is constant over a period of time, and (b) decreases or decreases over time from the intermediate point to the end point, and remains constant over a period of time It is characterized in that it is set to have a period of zero after being monotonously decreased.

またさらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。 Still further, in the rectifier circuit device, the target current waveform has an instantaneous absolute value of the target current waveform in the predetermined period: (a) from the start point of the period to a predetermined first intermediate point. have a duration of zero, (b) from said first intermediate point to a predetermined second intermediate point increased, or increased and monotonically increases to be constant in some time, (c) wherein from the second intermediate point to the end point, it decreases with time, or decreased and then monotonically decreases to be constant in some time, which is set to have a period to be zero And

また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする。 The rectifier circuit device further includes phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means is configured to generate the binary signal based on the binary signal. A cycle and phase of the AC voltage are detected, and based on the detected cycle and phase of the AC voltage, a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage is formed. Based on the above, the semiconductor switches are summed up the resting portions in a chopping resting state.

さらに、前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。 Further, the rectifier circuit device is further provided between the voltage detection means and the control means, and AD conversion means for AD-converting the detected DC voltage into a digital voltage, the AD conversion means, and the control means And a calculation means for outputting a voltage of the calculation result to the control means as the detected DC voltage after performing a low-pass filter operation on the digital voltage. Features.

また、上記整流回路装置において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。 In the above rectifier circuit device, the sampling frequency of the AD conversion means is set to be higher by one digit or more than the frequency of the single-phase AC power supply.

さらに、上記整流回路装置において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。 Further, in the rectifier circuit device, the low-pass filter operation is input after the previous operation result is multiplied by a coefficient ((2n-1) / (2n)) (n is an integer). It is added to the digital voltage and is executed using the value of the addition result as the next calculation result.

第２の発明に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 A rectifier circuit device according to a second aspect of the present invention short-circuits an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage at a cycle earlier than the power cycle of the single-phase AC power source by a semiconductor switch via a reactor. Or a rectifier circuit device that rectifies the single-phase AC power source to a DC voltage and supplies power to the load by opening the waveform, and a waveform forming unit that forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage; Current detecting means for detecting an alternating current flowing from the single-phase alternating current power supply, voltage detecting means for detecting the direct current voltage, and the semiconductor switch so that a waveform of the detected alternating current becomes the target current waveform. The chopping operation is controlled, the amplitude of the target current waveform is controlled so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage, and each of the early cycles is controlled. And the target non-pause period compared with the target non-pause period and the target non-pause period, which is a sum of certain periods (non-pause portion) that are not open throughout the period, and the target non-pause period detected And a control means for controlling the predetermined target DC voltage using a time-series change of the above.

また、上記整流回路装置において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。 Further, in the rectifier circuit device, the control means may include a method in which, when there are a plurality of the non-pause portions, the non-pause portion is continuous during the certain period (non-pause period) Or a sum of a plurality of non-pause periods in the fixed period, or a total of non-pause parts in the fixed period, and a difference using a plurality of the target non-pause periods calculated for each aggregation of the fixed period When the difference is equal to or less than the determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target non-rest period is equal to the predetermined target non-rest period, while the difference exceeds the determination value. Is characterized in that the predetermined target DC voltage is controlled so that the difference is equal to or less than a determination value.

さらに、上記整流回路装置において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（
ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。 Further, in the above rectifier circuit device, the target current waveform may be such that the instantaneous absolute value of the target current waveform is (a) from the start point of the period to a predetermined intermediate point as time elapses. Increasing or increasing monotonically to be constant over time, (
b) From the intermediate point to the end point, it is set so as to have a period of zero after decreasing with the passage of time or decreasing monotonically so as to be constant in a certain period. To do.

また、上記整流回路装置は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分を集計することを特徴とする。 The rectifier circuit device further includes phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means is configured to generate the binary signal based on the binary signal. A cycle and phase of the AC voltage are detected, and based on the detected cycle and phase of the AC voltage, a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage is formed. Based on the above, the non-pause portions where the semiconductor switch is in a chopping operation state are counted.

第３の発明に係る整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, there is provided a control circuit for a rectifier circuit device, wherein an AC voltage from a single-phase AC power supply or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage is supplied to a power cycle of the single-phase AC power supply by a semiconductor switch through a reactor. A control circuit for a rectifier circuit device that supplies power to a load by rectifying the single-phase AC power source into a DC voltage by short-circuiting or opening at an earlier cycle, and having the same frequency as the waveform of the AC voltage Waveform forming means for forming a target current waveform; current detection means for detecting an alternating current flowing from the single-phase AC power supply; voltage detection means for detecting the DC voltage; and the waveform of the detected AC current is the target The chopping operation of the semiconductor switch is controlled so as to obtain a current waveform, and the amplitude of the target current waveform is controlled so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage. In each of the early cycles, a target rest period that is compared with the target rest period compared with a sum of a certain period (a rest period) that is open throughout the period (a rest portion) and the target rest period is detected Control means for controlling the predetermined target DC voltage using a time-series change of the target suspension period.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。 In the control circuit for the rectifier circuit device, the fast cycle is one digit or more earlier than the cycle of the AC power supply, and is a carrier cycle in PWM control.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が、判定値以下の場合は対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。 Further, in the control circuit for the rectifier circuit device, the control means may include a period (pause) in which the pause portion in the fixed period is continuous when there are a plurality of pause portions as the counting method in the fixed period. Or a sum of a plurality of pause periods in the fixed period, or a total of pause parts in the fixed period, and using a plurality of the target pause periods calculated for each of the fixed periods When the difference is equal to or smaller than the determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target suspension period becomes equal to the predetermined target suspension period, while when the difference exceeds the determination value, The predetermined target DC voltage is controlled so that the difference is equal to or less than a determination value.

さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。 Further, in the control circuit for the rectifier circuit device, the target current waveform has an instantaneous absolute value of the target current waveform in the predetermined period: (a) from the start point of the period to a predetermined intermediate point Increases over time , or increases monotonically so as to be constant over a period of time, and (b) decreases or decreases over time from the intermediate point to the end point and part of the period It is characterized by being set to have a period of zero after monotonously decreasing so as to be constant.

またさらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする。 Still further, in the control circuit for the rectifier circuit device, the target current waveform has an absolute absolute value of the target current waveform in a certain period of time (a) from a start point of the period . the up midpoint have a duration of zero, (b) from said first intermediate point to a predetermined second intermediate point increased, or increased and monotonically increases to be constant in some time (C) From the second intermediate point to the end point, it is set so as to have a period of zero after decreasing with the passage of time or decreasing monotonically so as to be constant in a certain period. It is characterized by that.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする。 The control circuit for the rectifier circuit device further includes phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means includes the binary Detecting a cycle and phase of the AC voltage based on a signal, and forming a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage based on the detected cycle and phase of the AC voltage; Based on the binary signal, the semiconductor switches are summed up the resting portions in a chopping resting state.

さらに、前記上記整流回路装置のための制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。 Further, a control circuit for the rectifier circuit device is further provided between the voltage detection means and the control means, and AD conversion means for AD converting the detected DC voltage into a digital voltage; and the AD Arithmetic means provided between the conversion means and the control means, and performs a low-pass filter operation on the digital voltage and then outputs the voltage of the calculation result to the control means as the detected DC voltage It is characterized by comprising.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする。 In the control circuit for the rectifier circuit device, the sampling frequency of the AD conversion means is set to be higher by one digit or more than the frequency of the single-phase AC power supply.

さらに、上記整流回路装置のための制御回路において、前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である。）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする。 Furthermore, in the control circuit for the rectifier circuit device, the low-pass filter operation is obtained by multiplying the immediately previous operation result by a coefficient ((2n-1) / (2n)) (n is an integer). Thereafter, it is added to the inputted digital voltage, and the value obtained as a result of the addition is used as the next calculation result.

第４の発明に係る整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流
電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided a control circuit for a rectifier circuit device, wherein an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage is supplied to a power cycle of the single-phase AC power source by a semiconductor switch via a reactor. A control circuit for a rectifier circuit device that supplies power to a load by rectifying the single-phase AC power source into a DC voltage by short-circuiting or opening at an earlier cycle, and having the same frequency as the waveform of the AC voltage Waveform forming means for forming a target current waveform; current detection means for detecting an alternating current flowing from the single-phase AC power supply; voltage detection means for detecting the DC voltage; and the waveform of the detected AC current is the target The chopping operation of the semiconductor switch is controlled so as to obtain a current waveform, and the amplitude of the target current waveform is controlled so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage. In each of the early cycles, a target non-pause period for comparing the target non-pause period with an aggregate of a certain period (non-pause portion) that is not open throughout the period (non-pause portion), and Control means for controlling the predetermined target DC voltage using the detected time-series change of the target non-rest period.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が、判定値以下の場合は対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする。 Moreover, in the control circuit for the rectifier circuit device, the control means includes a period in which the non-pause portion in the predetermined period continues when there are a plurality of the non-pause portions as a counting method in the fixed period. (Non-pause period), or the sum of a plurality of non-pause periods in the fixed period, or the sum of non-pause parts in the fixed period, and the target non-pause period calculated for each aggregation of the fixed period When the difference is equal to or smaller than a determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target non-rest period is equal to the predetermined target non-rest period, while the difference is determined. When the value exceeds the predetermined value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the difference becomes equal to or less than a determination value.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分を検出することを特徴とする。 The control circuit for the rectifier circuit device further includes phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means includes the binary Detecting a cycle and phase of the AC voltage based on a signal, and forming a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage based on the detected cycle and phase of the AC voltage; The semiconductor switch detects the non-pause portion in which the semiconductor switch is in a chopping operation state based on the binary signal.

従って、本発明によれば、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形としつつ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の実機の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事が無い状況で、電源高調波電流を安定化させた整流動作が行われる。 Therefore, according to the present invention, even if there is an error in the detection accuracy of the DC voltage, the DC voltage is adjusted to a relatively appropriate value to obtain a similar current waveform, and the detected target pause period or target non-pause. Because pulsation is determined based on the difference in period, it depends on the characteristics of each actual machine and is highly versatile.When it is determined that there is no pulsation, rectification is always performed with low loss and low harmonic current. On the other hand, if it is determined that there is pulsation, the output voltage is adjusted to the extent that the target pause period or target non-pause period is aligned, so that the operating point depends on the input voltage. In a situation where the loss of the rectifier circuit is not increased, a rectification operation in which the power supply harmonic current is stabilized is performed.

また、交流電源の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数で、直流電圧をＡＤ変換手段により、デジタル信号に変換して検出し、得られたデジタル信号をサンプリング周期毎にＬＰＦ演算を実行して、デジタル信号に分解能以下の微小情報を補間するように追加し、微小情報を補間したデジタル信号を直流電圧情報として、対象休止期間或いは対象非休止期間が所望の値になるように、微小情報を補間したデジタル信号を調整する。直流電圧の平滑電圧に含まれている電源周波数成分の揺らぎがあり、デジタル情報の分解能が粗い場合でも、揺らぎによりデジタル信号が分散されるため、平均的には高い分解能と等価なデジタル信号を得ることができる。 Further, a DC voltage is detected by converting it into a digital signal by AD conversion means at a sampling frequency one digit higher than the frequency of the AC power supply, and the obtained digital signal is subjected to LPF calculation for each sampling period, Digital information is added to interpolate minute information below resolution, and the minute information is interpolated so that the digital signal interpolated with minute information becomes DC voltage information so that the target rest period or target non-rest period becomes a desired value. Adjust the digital signal. Even if there is fluctuations in the power supply frequency component included in the smoothing voltage of the DC voltage and the resolution of the digital information is rough, the digital signal is dispersed due to fluctuations, so a digital signal equivalent to a high resolution is obtained on average. be able to.

これによって、粗い分解能のＡＤ変換手段を用いても、直流電圧の平均値を高精度に調節することができ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の機器の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事が無い状況で、電源高調波電流を安定化させた整流動作が実現される。 Accordingly, the average value of the DC voltage can be adjusted with high accuracy even using a coarse resolution AD conversion means, and the pulsation determination is performed from the difference between the detected target rest period or target non-rest period. When it is determined that there is no pulsation, it is always in accordance with the characteristics of the equipment, rectification operation is performed with little loss and less harmonic current. By adjusting the output voltage so that the target pause period or target non-pause period is aligned, it becomes the operating point according to the input voltage, so there is no increase in the loss of the rectifier circuit by raising the boost rate extremely Thus, a rectifying operation in which the power supply harmonic current is stabilized is realized.

従って、本発明に係る整流回路装置は、駆動中の負荷の状況に応じて動作を切り替えることにより、それぞれの場合において、損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作を実現することができる。 Therefore, the rectifier circuit device according to the present invention can realize the rectification operation with less loss and less harmonic current in each case by switching the operation according to the condition of the driving load.

本発明の実施形態１に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 1 of this invention. 図１の制御回路１００の詳細構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a detailed configuration of a control circuit 100 in FIG. 1. 図１の制御回路１００の第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、交流電圧（以下、ＡＣ電圧という。）と整流後の直流電圧（以下、ＤＣ電圧という。）との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後の交流電流（以下、ＡＣ電流という。）とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 1st operation example of the control circuit 100 of FIG. 1, Comprising: AC voltage (henceforth AC voltage) and the DC voltage after rectification (henceforth DC voltage) And a target current waveform to be controlled, and an AC current after actual control (hereinafter referred to as AC current). 図１の制御回路１００の第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control operation | movement which concerns on the 2nd operation example of the control circuit 100 of FIG. 1, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and actual control It is a signal waveform diagram which shows AC current after having performed. 本発明の実施形態２に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention. 図１の制御回路１０１の詳細構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating a detailed configuration of a control circuit 101 in FIG. 1. 本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１の第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 3rd operation example of the control circuit 101 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１の第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control operation which concerns on the 4th operation example of the control circuit 101 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 2 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 5th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 3 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 6th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 3 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 7th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 4 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 8th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 4 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 9th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control operation | movement which concerns on the 10th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification | straightening is controlled. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 11th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 12th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification | straightening is controlled. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control operation | movement which concerns on the 13th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control operation | movement which concerns on the 14th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 15th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００の第１６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the control action which concerns on the 16th operation example of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 5 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, and control are performed. It is a signal waveform diagram which shows the target current waveform which should be, and AC current after actually controlling. 本発明の実施形態６に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 6 of this invention. 本発明の実施形態７に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 7 of this invention. 本発明の実施形態８に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 8 of this invention. 本発明の実施形態１〜８に係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の２値化処理の第１の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの二値信号とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the 1st operation example of the binarization process of the voltage level comparator 109 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 1-8 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and threshold voltage Vth 2 is a signal waveform diagram showing a binary signal from the voltage level comparator 109. FIG. 本発明の実施形態１〜８に係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の２値化処理の第２の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの二値信号とを示す信号波形図である。It is a figure for demonstrating the 2nd operation example of the binarization process of the voltage level comparator 109 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 1-8 of this invention, Comprising: The relationship between AC voltage and threshold voltage Vth 2 is a signal waveform diagram showing a binary signal from the voltage level comparator 109. FIG. 本発明の実施形態９に係る整流回路装置の制御回路１００の詳細構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the detailed structure of the control circuit 100 of the rectifier circuit apparatus which concerns on Embodiment 9 of this invention. 図１４のローパスフィルタ演算器（以下、「ＬＰＦ演算器」という。）２３１の詳細構成を示すブロック図である。FIG. 15 is a block diagram showing a detailed configuration of a low-pass filter computing unit (hereinafter referred to as “LPF computing unit”) 231 in FIG. 14. 図１４の制御回路１００内の動作を示す図であって、ＡＣ電源１からのＡＣ電流Ｉａｃと、ＤＣ電圧Ｖｄｃと、ＡＤ変換器２３０のＡＤ変換値Ｖａｄ（上記ＤＣ電圧Ｖｄｃを点線で示す）と、を示す信号波形図である。FIG. 15 is a diagram illustrating an operation in the control circuit 100 of FIG. 14, in which an AC current Iac from the AC power source 1, a DC voltage Vdc, and an AD conversion value Vad of the AD converter 230 (the DC voltage Vdc is indicated by a dotted line). FIG. 従来技術に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the rectifier circuit apparatus based on a prior art. 従来技術に係る整流回路装置及び前記整流回路装置のための制御回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the control circuit for the rectifier circuit device which concerns on a prior art, and the said rectifier circuit device.

以下、本発明に係る実施形態について図面を参照して説明する。なお、以下の各実施形態において、同様の構成要素については同一の符号を付している。 Hereinafter, embodiments according to the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, in each following embodiment, the same code | symbol is attached | subjected about the same component.

本発明の実施形態に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 In the rectifier circuit device according to the embodiment of the present invention, an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage is supplied at a cycle earlier than the power cycle of the single-phase AC power source by a semiconductor switch via a reactor. A rectifier circuit device that rectifies the single-phase AC power source into a DC voltage and supplies power to a load by short-circuiting or opening, and forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage. Current detecting means for detecting an alternating current flowing from the single-phase AC power supply, voltage detecting means for detecting the direct current voltage, and the semiconductor switch so that the waveform of the detected alternating current becomes the target current waveform And controlling the amplitude of the target current waveform so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage. In this, the target suspension period to be compared with the target suspension period compared with the sum of a certain period (the suspension period) that is open throughout the period (pause portion) and the target suspension period, and the time series of the detected target suspension period And a control means for controlling the predetermined target DC voltage by using a change in characteristics.

また、上記整流回路装置において、前記早い周期は、前記交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする。 In the rectifier circuit device, the fast cycle is one digit or more earlier than the cycle of the AC power supply, and is a carrier cycle in PWM control.

また、上記整流回路装置において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。 Further, in the rectifier circuit device, the control means, as a counting method in the fixed period, when there are a plurality of the pause parts, any one of the periods (pause period) in which the pause parts in the fixed period continue, Alternatively, a difference is determined by calculating a difference using a plurality of the target suspension periods calculated for each aggregation of the certain period, the sum of a plurality of the suspension periods in the certain period, or a sum of the resting parts in the certain period. When the difference is less than the value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target suspension period becomes equal to the predetermined target suspension period. On the other hand, if the difference exceeds the determination value, the difference is less than the determination value. The predetermined target DC voltage is controlled so as to be

さらに、前記整流回路装置は、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。 Further, the rectifier circuit device is provided between the voltage detection means and the control means, and AD conversion means for AD converting the detected DC voltage into a digital voltage, the AD conversion means, and the control means, And a calculation means for performing a low-pass filter operation on the digital voltage and then outputting a voltage of the calculation result to the control means as the detected DC voltage. And

また、本発明の実施形態に係る整流回路装置は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 In addition, the rectifier circuit device according to the embodiment of the present invention has an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage that is earlier than the power cycle of the single-phase AC power source by a semiconductor switch via a reactor. A rectifier circuit device that rectifies the single-phase AC power source into a DC voltage by supplying a power to a load by short-circuiting or opening in a cycle, and forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage Forming means, current detecting means for detecting an alternating current flowing from the single-phase AC power source, voltage detecting means for detecting the direct current voltage, and the waveform of the detected alternating current becomes the target current waveform. Control the chopping operation of the semiconductor switch, and control the amplitude of the target current waveform so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage. In each of them, the target non-restoration period compared with the target non-pause period and the target non-pause period, which is a sum of a certain period (non-pause portion) that is not open throughout the period, and the detected target non-pause And a control means for controlling the predetermined target DC voltage using a time-series change of the period.

また、上記整流回路装置において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計
算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。 Further, in the rectifier circuit device, the control means may include a period (non-pause period) in which the non-pause portion in the predetermined period continues when there are a plurality of the non-pause portions as a counting method in the fixed period. Any one or a total of the plurality of non-pause periods in the fixed period, or a total of non-pause parts in the fixed period, and using a plurality of the target non-pause periods calculated for each aggregation of the fixed period When the difference is equal to or less than the determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target non-rest period is equal to the predetermined target non-rest period, while the difference exceeds the determination value. The predetermined target DC voltage is controlled so that the difference is equal to or less than a determination value.

また、本発明の実施形態に係る、整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、
その期間中全域で開放であるもの（休止部分）を一定期間集計したもの（対象休止期間）と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 Further, the control circuit for the rectifier circuit device according to the embodiment of the present invention provides an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage by a semiconductor switch through a reactor. A control circuit for a rectifier circuit device that rectifies a single-phase AC power source into a DC voltage and supplies power to a load by short-circuiting or opening at a cycle earlier than a power source cycle of the power source, and the waveform of the AC voltage Waveform forming means for forming a target current waveform of the same frequency, current detection means for detecting an alternating current flowing from the single-phase AC power source, voltage detection means for detecting the DC voltage, and the detected AC current The chopping operation of the semiconductor switch is controlled so that the waveform becomes the target current waveform, and the target current wave is set so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage. Of controlling the amplitude in each of said early period,
A target pause period compared with a target pause period that is a sum of a certain period of open periods (pause portion) during the period (pause portion) and the target pause period, and a time-series change in the detected target pause period And a control means for controlling the predetermined target DC voltage.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。 Further, in the control circuit for the rectifier circuit device, the control means may include, as a counting method in the fixed period, a period in which the pause part continues in the fixed period when there are a plurality of pause parts (pause period). ), Or the sum of a plurality of the rest periods in the certain period, or the sum of the rest parts in the certain period, and calculates a difference using a plurality of the target rest periods calculated for each aggregation of the certain period. When the difference is equal to or smaller than the determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target suspension period becomes equal to the predetermined target suspension period. On the other hand, when the difference exceeds the determination value, the difference The predetermined target DC voltage is controlled so that is equal to or less than a determination value.

また、上記整流回路装置のための制御回路は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする。 The control circuit for the rectifier circuit device further includes phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means includes the binary Detecting a cycle and phase of the AC voltage based on a signal, and forming a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage based on the detected cycle and phase of the AC voltage; Based on the binary signal, the semiconductor switches are summed up the resting portions in a chopping resting state.

さらに、前記整流回路装置のための制御回路は、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする。 Further, a control circuit for the rectifier circuit device is provided between the voltage detection means and the control means, and AD conversion means for AD converting the detected DC voltage into a digital voltage, and the AD conversion means And a control means for performing a low-pass filter operation on the digital voltage and outputting the voltage of the calculation result to the control means as the detected DC voltage. It is characterized by having.

また、本発明の実施形態に係る、整流回路装置のための制御回路は、単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放でないもの（非休止部分）を一定期間集計したもの（対象非休止期間）と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備えたことを特徴とする。 Further, the control circuit for the rectifier circuit device according to the embodiment of the present invention provides an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage by a semiconductor switch through a reactor. A control circuit for a rectifier circuit device that rectifies a single-phase AC power source into a DC voltage and supplies power to a load by short-circuiting or opening at a cycle earlier than a power source cycle of the power source, and the waveform of the AC voltage Waveform forming means for forming a target current waveform of the same frequency, current detection means for detecting an alternating current flowing from the single-phase AC power source, voltage detection means for detecting the DC voltage, and the detected AC current The chopping operation of the semiconductor switch is controlled so that the waveform becomes the target current waveform, and the target current wave is set so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage. A target for comparing the target non-pause period with a total of a certain period (non-pause portion) that is not open throughout the period in each of the early cycles (target non-pause period) And control means for controlling the predetermined target DC voltage using a non-rest period and a time-series change of the detected target non-rest period.

また、上記整流回路装置のための制御回路において、制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御する、ことを特徴とする。 Further, in the control circuit for the rectifier circuit device, the control means may include a period in which the non-pause portion in the predetermined period continues when there are a plurality of the non-pause portions as a counting method in the fixed period ( Non-pause period), or the sum of a plurality of non-pause periods in the fixed period, or the sum of non-pause parts in the fixed period, and the target non-pause period calculated for each aggregation of the fixed period When a difference is calculated using a plurality and the difference is equal to or smaller than a determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target non-rest period is equal to the predetermined target non-rest period, while the difference is a determination value. The predetermined target DC voltage is controlled so that the difference is equal to or less than a determination value.

また、上記整流回路装置のための制御回路は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の
周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分を集計することを特徴とする。 The control circuit for the rectifier circuit device further includes phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means includes the binary Detecting a cycle and phase of the AC voltage based on a signal, and forming a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage based on the detected cycle and phase of the AC voltage; Based on the binary signal, the non-pause portions where the semiconductor switch is in a chopping operation state are totalized.

従って、本発明の実施形態によれば、直流電圧の検出精度に誤差があっても、直流電圧が相対的に適正な値に調整されて、同様の電流波形としつつ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の機器の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた整流動作が実現される。 Therefore, according to the embodiment of the present invention, even if there is an error in the detection accuracy of the DC voltage, the DC voltage is adjusted to a relatively appropriate value to obtain a similar current waveform, while the detected target pause period or Since pulsation is determined from the difference between the non-restoration periods, it is commensurate with the characteristics of each device and is highly versatile. When it is determined that there is no pulsation, rectification is always low and harmonic current is low. On the other hand, when it is determined that there is pulsation, the output voltage is adjusted to the extent that the target pause period or target non-pause period is aligned, so that the operating point depends on the input voltage. As a result, a rectification operation in which the power supply harmonic current is stabilized is realized without increasing the loss of the rectifier circuit.

また、交流電源の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数で、直流電圧をＡＤ変換手段により、デジタル信号に変換して検出し、得られたデジタル信号を前記周期毎にＬＰＦ演算を実行して、デジタル信号に分解能以下の微小情報を補間するように追加し、微小情報を補間したデジタル信号を直流電圧情報として、対象休止期間或いは対象非休止期間が所望の値になるように、微小情報を補間したデジタル信号を調整する。直流電圧の平滑電圧に含まれている電源周波数成分の揺らぎがあり、デジタル情報の分解能が粗い場合でも、揺らぎによりデジタル信号が分散されるため、平均的には高い分解能と等価なデジタル信号を得ることができる。 Further, at a sampling frequency that is one digit higher than the frequency of the AC power supply, the DC voltage is converted into a digital signal by the AD conversion means and detected, and the obtained digital signal is subjected to LPF calculation for each cycle, Digital information is added to interpolate minute information below resolution, and the minute information is interpolated so that the digital signal interpolated with minute information becomes DC voltage information so that the target rest period or target non-rest period becomes a desired value. Adjust the digital signal. Even if there is fluctuations in the power supply frequency component included in the smoothing voltage of the DC voltage and the resolution of the digital information is rough, the digital signal is dispersed due to fluctuations, so a digital signal equivalent to a high resolution is obtained on average. be able to.

これによって、粗い分解能のＡＤ変換手段を用いても、直流電圧の平均値を高精度に調節することができ、検出した対象休止期間或いは対象非休止期間の差分から脈動判定を実施するため、個々の機器の特性に応じたものとなり汎用性が高く、脈動無しと判定した場合には、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が行われる一方、脈動有りと判定した場合には、対象休止期間或いは対象非休止期間が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた整流動作を実現する事ができる。 Accordingly, the average value of the DC voltage can be adjusted with high accuracy even using a coarse resolution AD conversion means, and the pulsation determination is performed from the difference between the detected target rest period or target non-rest period. When it is determined that there is no pulsation, it is always in accordance with the characteristics of the equipment, rectification operation is performed with little loss and less harmonic current. By adjusting the output voltage to the extent that the target pause period or target non-pause period is aligned, the operating point according to the input voltage is reached. Rectification operation with stabilized wave current can be realized.

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施形態によって本発明が限定されない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. In addition, this invention is not limited by this embodiment.

（実施の形態１）
図１は本発明の実施形態１に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。図１において
、単相のＡＣ電源１の両出力端子を、リアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０４により短絡することで１つの昇圧チョッパ回路のループを構成する。電流検出器１０３は、そのループの電流を検出し、検出された電流値Ｉａｃを示す信号を制御回路１００に出力する。半導体スイッチ１０４をオンすると、リアクタ１０２の電流は増加する一方、半導体スイッチ１０４をオフすると、リアクタ１０２を流れていた電流はダイオードブリッジ回路１０５にて整流されて、その整流された電流は平滑コンデンサ１０６及び負荷４に流れ込み、負荷４を駆動する。負荷４へ印加される平滑コンデンサ１０６の両端のＤＣ電圧ＶｄｃはＤＣ電圧検出器１１０により検出され、ＤＣ電圧検出器１１０は検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃを示す信号を制御回路１００に出力する。 (Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a rectifier circuit device according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, a loop of one step-up chopper circuit is configured by short-circuiting both output terminals of a single-phase AC power supply 1 by a semiconductor switch 104 via a reactor 102. The current detector 103 detects the current of the loop and outputs a signal indicating the detected current value Iac to the control circuit 100. When the semiconductor switch 104 is turned on, the current of the reactor 102 increases. On the other hand, when the semiconductor switch 104 is turned off, the current flowing through the reactor 102 is rectified by the diode bridge circuit 105, and the rectified current is the smoothing capacitor 106. And flows into the load 4 to drive the load 4. The DC voltage Vdc across the smoothing capacitor 106 applied to the load 4 is detected by the DC voltage detector 110, and the DC voltage detector 110 outputs a signal indicating the detected DC voltage Vdc to the control circuit 100.

また、電圧レベル比較器１０９は交流電源１のＡＣ電圧レベルを所定のしきい値電圧と比較することにより当該しきい値電圧以上であるか否かを示す二値信号Ｓｃｏｍを発生して制御回路１００に出力する。制御回路１００は、二値信号Ｓｃｏｍに基づいて、その周期及び位相に基づいて、交流電源１から出力されるＡＣ電圧の位相を検出し、検出されたＡＣ電圧の位相に基づいて、ＡＣ電圧と同一の周波数であってＡＣ電圧と相似形状を有する目標電流波形を生成し、電流検出器１０３により検出されるＩａｃが上記生成した目標電流波形の相似形状に漸近するように半導体スイッチ１０４をチョッピング動作させるように制御することを特徴としている。 The voltage level comparator 109 compares the AC voltage level of the AC power source 1 with a predetermined threshold voltage to generate a binary signal Scom indicating whether or not the threshold voltage is higher than the threshold voltage. Output to 100. The control circuit 100 detects the phase of the AC voltage output from the AC power supply 1 based on the cycle and phase based on the binary signal Scom, and determines the AC voltage based on the detected phase of the AC voltage. A target current waveform having the same frequency and shape similar to the AC voltage is generated, and the semiconductor switch 104 is chopped so that the Iac detected by the current detector 103 approaches the similar shape of the generated target current waveform. It is characterized by controlling so that

さらに、制御回路１００は、ＤＣ電圧検出器１１０により検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃが、制御回路１００内で設定された所望の電圧になるように、その偏差に応じて、生成する目標電流波形の相似比率を調整する。ここで、制御回路１００は、実際のＤＣ電圧が所望の電圧より低ければ、目標電流指令の相似比率を増大させて、大きな電流になるように制御し、実際のＤＣ電圧が所望のＤＣ電圧よりも高ければ、小さな電流になるように制御を行う。 Furthermore, the control circuit 100 resembles the target current waveform to be generated according to the deviation so that the DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 110 becomes a desired voltage set in the control circuit 100. Adjust the ratio. Here, if the actual DC voltage is lower than the desired voltage, the control circuit 100 increases the similarity ratio of the target current command so as to obtain a large current, and the actual DC voltage is higher than the desired DC voltage. If it is higher, control is performed so that a small current is obtained.

また、制御回路１００は、半導体スイッチ１０４のチョッピング状態に基づいて、一定期間にわたり半導体スイッチ１０４をパルス幅変調（以下、「ＰＷＭ」という。）駆動している対象休止期間（以下、チョッピング休止位相幅と記す）或いは対象非休止期間（以下、チョッピング動作位相幅と記す）を集計し、そのチョッピング休止位相幅或いはチョッピング動作位相幅と所望の値との偏差を検出し、当該偏差に応じて前記所望のＤＣ電圧値を調整する。なお、一定期間とは、例えば電源半周期相当期間を指す。 Further, the control circuit 100 performs a target pause period (hereinafter referred to as “chopping pause phase width”) in which the semiconductor switch 104 is driven by pulse width modulation (hereinafter referred to as “PWM”) over a certain period based on the chopping state of the semiconductor switch 104. Or a target non-pause period (hereinafter, referred to as a chopping operation phase width), and a deviation between the chopping pause phase width or the chopping operation phase width and a desired value is detected, and the desired according to the deviation The DC voltage value of is adjusted. Note that the certain period refers to a period corresponding to a power supply half cycle, for example.

図２は図１の制御回路１００の詳細構成を示すブロック図である。図２の制御回路１００において、当該制御システムの最終制御目標は、入力電流が脈動していないと判定した場合は、チョッピング駆動がなされているチョッピング動作位相幅θｗＯＮを所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊に制御することであり、一方、入力電流が脈動していると判定した場合は、位相幅差分判定器２１４により複数のチョッピング動作位相幅θｗＯＮの差分が判定値以下となるまで、出力電圧指令Ｖｄｃ＊を上昇させることである。 FIG. 2 is a block diagram showing a detailed configuration of the control circuit 100 of FIG. In the control circuit 100 of FIG. 2, when the final control target of the control system determines that the input current is not pulsating, the chopping operation phase width θwON in which the chopping drive is performed is changed to a desired chopping operation phase width θwON *. On the other hand, when it is determined that the input current is pulsating, the output voltage command Vdc is output until the difference between the plurality of chopping operation phase widths θwON becomes equal to or smaller than the determination value by the phase width difference determination unit 214. * To raise.

まず、ＡＣ電圧位相検出器２０１は、ＡＣ電源１の電圧レベルを所定のしきい値電圧Ｖｔｈと比較することにより二値化した二値信号Ｓｃｏｍに基づいて、ＡＣ位相を検出し、検出したＡＣ位相を示す信号を目標電流波形形成器２０２及びチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。なお、ＡＣ電圧位相検出器２０１の具体的な動作は詳細後述する。 First, the AC voltage phase detector 201 detects the AC phase based on the binary signal Scom binarized by comparing the voltage level of the AC power source 1 with a predetermined threshold voltage Vth, and detects the detected AC A signal indicating the phase is output to the target current waveform former 202 and the chopping phase width detector 212. The specific operation of the AC voltage phase detector 201 will be described later in detail.

次いで、目標電流波形形成器２０２は上記ＡＣ位相を示す信号に基づいて、詳細後述する所定の目標電流波形を発生して乗算器２０８に出力する。 Next, the target current waveform former 202 generates a predetermined target current waveform, which will be described later in detail, based on the signal indicating the AC phase, and outputs it to the multiplier 208.

チョッピング位相幅検出器２１２は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相
を基準として、非休止部分が連続する期間（非休止期間）のいずれか、もしくは一定期間における非休止期間の合計、もしくは一定期間における非休止部分の合計をチョッピング動作位相幅θｗＯＮとして集計し、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを示す信号を減算器２０４及び位相幅差分判定器２１４に出力する。 Based on the signal output from the Iac compensation calculator 210 to the PWM modulator 211, the chopping phase width detector 212 uses the AC voltage phase indicated by the signal from the AC voltage phase detector 201 as a reference for the non-pause portion. A signal indicating the chopping operation phase width θwON is obtained by counting the continuous period (non-pause period), the sum of the non-pause periods in a certain period, or the sum of the non-pause parts in a certain period as the chopping operation phase width θwON. The result is output to the subtracter 204 and the phase width difference determiner 214.

位相幅差分判定器２１４は、チョッピング位相幅検出器２１２から出力されるチョッピング動作位相幅θｗＯＮを示す信号を複数回記憶しており、その差分（最大値或いは平均値）が判定値以下であるか否か示す二値信号Ｓｅｖｅｎを、位相幅補償演算器２０５に出力する。位相幅差分判定器２１４では、脈動が発生していない状況では、一定期間毎に出力されるチョッピング動作位相幅θｗＯＮはほぼ一定であるが、脈動が発生している状況では、大きくばらつく特性を利用して脈動の有無を判定している。 The phase width difference determiner 214 stores a signal indicating the chopping operation phase width θwON output from the chopping phase width detector 212 a plurality of times, and whether the difference (maximum value or average value) is equal to or less than the determination value. A binary signal Seven indicating whether or not is output to the phase width compensation calculator 205. In the phase width difference determination unit 214, the chopping operation phase width θwON output for every fixed period is almost constant in a situation where no pulsation occurs, but in the situation where the pulsation occurs, a characteristic that greatly varies is used. Thus, the presence or absence of pulsation is determined.

一方、目標位相幅設定器２０３は予め設定されて格納された所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊を示す信号を減算器２０４に出力する。減算器２０４はいわゆる位相比較器であり、実際のチョッピング動作位相幅θｗＯＮから所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊を減算することによりその位相幅の偏差を演算して当該偏差を示す信号を位相幅補償演算器２０５に出力する。 On the other hand, the target phase width setting unit 203 outputs a signal indicating a desired chopping operation phase width θwON * that is set and stored in advance to the subtracter 204. The subtractor 204 is a so-called phase comparator, which calculates a deviation of the phase width by subtracting a desired chopping operation phase width θwON * from the actual chopping operation phase width θwON, and compensates a signal indicating the deviation with a phase width compensation The result is output to the calculator 205.

位相幅補償演算器２０５は、位相幅差分判定器２１４からの二値信号Ｓｅｖｅｎが判定値以下を示す信号の場合には、ＰＷＭ駆動状態の位相幅を安定に保つための所定の補償演算を行う一方、二値信号Ｓｅｖｅｎが判定値越えを示す信号の場合には、ＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊に予め設定されている指令電圧増加量ΔＶｄｃを加算し、ＤＣ電圧を上昇させる操作をする。 When the binary signal Seven from the phase width difference determiner 214 is a signal that is equal to or less than the determination value, the phase width compensation calculator 205 performs a predetermined compensation calculation to keep the phase width in the PWM drive state stable. On the other hand, when the binary signal Seven is a signal indicating that the judgment value has been exceeded, an operation of increasing the DC voltage by adding a preset command voltage increase amount ΔVdc to the DC voltage command voltage Vdc * is performed.

以上により、当該整流回路装置により出力すべきＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊を発生して当該指令電圧Ｖｄｃ＊を示す信号を減算器２０６に出力する。一方、ＤＣ電圧検出器１１０により検出された実際の出力ＤＣ電圧Ｖｄｃを示す信号は減算器２０６に入力される。 Thus, the DC voltage command voltage Vdc * to be output by the rectifier circuit device is generated and a signal indicating the command voltage Vdc * is output to the subtractor 206. On the other hand, a signal indicating the actual output DC voltage Vdc detected by the DC voltage detector 110 is input to the subtractor 206.

減算器２０６は、ＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊から実際の出力ＤＣ電圧Ｖｄｃを減算することにより電圧偏差を演算し、電圧偏差を示す信号を発生してＶｄｃ補償演算器２０７に出力する。Ｖｄｃ補償演算器２０７は、実際のＤＣ電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊と一致しかつ安定になるための補償演算を実行することにより補償演算後の電圧偏差を示す信号を乗算器２０８に出力する。 The subtractor 206 calculates a voltage deviation by subtracting the actual output DC voltage Vdc from the DC voltage command voltage Vdc *, generates a signal indicating the voltage deviation, and outputs the signal to the Vdc compensation calculator 207. The Vdc compensation calculator 207 outputs a signal indicating a voltage deviation after the compensation calculation to the multiplier 208 by executing a compensation calculation for the actual DC voltage Vdc to coincide with the command voltage Vdc * and become stable.

乗算器２０８は、目標電流波形形成器２０２からの目標電流波形に対して補償演算後の電圧偏差を乗算し、乗算結果である瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊を発生して減算器２０９に出力する。乗算器２０８の動作では、実際の電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも低いとき、目標電流波形の振幅を増大させる一方、実際の電圧Ｖｄｃが指令電圧Ｖｄｃ＊よりも高いとき、目標電流波形の振幅を減少させる。 The multiplier 208 multiplies the target current waveform from the target current waveform former 202 by the voltage deviation after the compensation calculation, generates an instantaneous current command value Iac * as a multiplication result, and outputs it to the subtracter 209. . In the operation of the multiplier 208, the amplitude of the target current waveform is increased when the actual voltage Vdc is lower than the command voltage Vdc *, while the amplitude of the target current waveform is increased when the actual voltage Vdc is higher than the command voltage Vdc *. Decrease.

減算器２０９は、瞬時の電流指令値Ｉａｃ＊から、電流検出器１０３により検出された実際の電流値Ｉａｃを減算することにより、減算結果である電流偏差を示す信号をＩａｃ補償演算器２１０に出力する。Ｉａｃ補償演算器２１０は、ＡＣ電源１から入力される電流が電流指令値Ｉａｃ＊に安定かつ速やかに一致するように所定の補償演算を行って、補償演算後の電流偏差を示す信号をＰＷＭ変調器２１１及びチョッピング位相幅検出器２１２に出力する。ＰＷＭ変調器２１１は入力される信号が示す補償演算後の電流偏差に対してＰＷＭ変調することにより、半導体スイッチ１０４をオンオフするためのチョッピング駆動信号Ｓｃｈを発生して半導体スイッチ１０４に出力する。 The subtractor 209 subtracts the actual current value Iac detected by the current detector 103 from the instantaneous current command value Iac *, thereby outputting a signal indicating the current deviation as a subtraction result to the Iac compensation calculator 210. To do. The Iac compensation arithmetic unit 210 performs a predetermined compensation calculation so that the current input from the AC power source 1 stably and quickly matches the current command value Iac *, and PWM-modulates a signal indicating the current deviation after the compensation calculation. Output to the counter 211 and the chopping phase width detector 212. The PWM modulator 211 generates a chopping drive signal Sch for turning on and off the semiconductor switch 104 and outputs it to the semiconductor switch 104 by performing PWM modulation on the current deviation after compensation calculation indicated by the input signal.

一方、チョッピング位相幅検出器２１２は、上述のように、Ｉａｃ補償演算器２１０から
ＰＷＭ変調器２１１に出力される信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを検出して、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを示す信号を減算器２０４と位相幅差分判定器２１４に出力する。これにより、チョッピング動作位相幅θｗＯＮの制御ループが構成される。 On the other hand, the chopping phase width detector 212 determines the phase of the AC voltage indicated by the signal from the AC voltage phase detector 201 based on the signal output from the Iac compensation calculator 210 to the PWM modulator 211 as described above. As a reference, the chopping operation phase width θwON is detected, and a signal indicating the chopping operation phase width θwON is output to the subtractor 204 and the phase width difference determiner 214. As a result, a control loop having a chopping operation phase width θwON is configured.

以上のように構成された、半導体スイッチ１０４をチョッピング駆動制御する制御回路１００においては、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す信号の場合には、図２の減算器２０４よりも右側のループ（２０４から２０５，２０６，２０７，２０８，２０９，２１０，２１２を介して２０４に戻るループをいう。）において、チョッピング位相幅検出器２１２により検出されたチョッピング動作位相幅が目標位相幅設定器２０３により設定された目標位相幅に一致するようにＤＣ電圧Ｖｄｃが制御される。 In the control circuit 100 configured as described above and controlling the chopping drive of the semiconductor switch 104, when the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 is a signal that is equal to or less than the determination value, The chopping detected by the chopping phase width detector 212 in a loop on the right side of the subtracter 204 of 2 (refers to a loop returning from 204 to 204 through 205, 206, 207, 208, 209, 210, 212). The DC voltage Vdc is controlled so that the operating phase width matches the target phase width set by the target phase width setting unit 203.

一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値越えを示す信号の場合には、図２の位相幅補償演算器２０５よりも右側のループ（２０５，２０６，２０７，２０８，２０９，２１０，２１２，２１４を介して２０５に戻るループをいう。）において、ＤＣ電圧の指令電圧Ｖｄｃ＊が増加するようにＤＣ電圧Ｖｄｃが制御される。 On the other hand, when the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 is a signal indicating that the determination value has been exceeded, the loop (205, 206, 207, In this case, the DC voltage Vdc is controlled so that the DC voltage command voltage Vdc * increases.

また、図２の減算器２０６よりも右側のループ（２０６から２０７，２０８，２０９，２１０，２１１，１０４，１１０を介して２０６に戻るループをいう。）において、ＤＣ電圧検出器１１０により検出されたＤＣ電圧Ｖｄｃが位相幅補償演算器２０５により示される所望のＤＣ電圧Ｖｄｃ＊と一致するように目標電流の振幅が制御されてチョッピング駆動制御される。 2 is detected by the DC voltage detector 110 in a loop on the right side of the subtracter 206 in FIG. 2 (refers to a loop returning from 206 to 206 through 206, 207, 208, 209, 210, 211, 104, 110). The chopping drive control is performed by controlling the amplitude of the target current so that the DC voltage Vdc matches the desired DC voltage Vdc * indicated by the phase width compensation calculator 205.

さらに、図２の減算器２０９よりも右側のループ（２０９から２１０，２１１，１０４，１０３を介して２０９に戻るループをいう。）において、電流検出器１０３により検出された電流Ｉａｃが目標電流波形形成器２０２により形成された目標電流波形に基づいて発生された目標電流Ｉａｃ＊に一致するようにチョッピング駆動制御される。 Further, in a loop on the right side of the subtracter 209 in FIG. 2 (referring to a loop returning from 209 to 209 through 210, 211, 104, 103), the current Iac detected by the current detector 103 is a target current waveform. The chopping drive control is performed so as to match the target current Iac * generated based on the target current waveform formed by the former 202.

図３Ａは図１の制御回路１００における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図３Ｂは図１の制御回路１００における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 3A is a diagram for explaining a control operation according to the first operation example when the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of FIG. FIG. 5 is a signal waveform diagram showing a relationship between an AC voltage and a DC voltage after rectification, a target current waveform to be controlled, and an AC current after actual control. FIG. 3B is a diagram for explaining a control operation according to the second operation example when the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of FIG. It is a figure, Comprising: It is a signal waveform diagram which shows the relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform which should be controlled, and AC current after actually controlling.

図３Ａの第１の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４に対するチョッピング動作位相幅（例えば、最小の位相幅）θｗＯＮが所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊よりも小さくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するので、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。 In the first operation example of FIG. 3A, the output DC voltage is relatively low, and the chopping operation phase width (for example, the minimum phase width) θwON for the semiconductor switch 104 is smaller than the desired chopping operation phase width θwON *. It is a case. At this time, since the phase period in which the AC voltage is higher than the DC voltage increases, the current flowing from the AC power source 1 to the DC side via the reactor 102 and the diode bridge circuit 105 increases. For this reason, the waveform of the AC current becomes sharp, and the harmonic component of the AC current increases.

一方、図３Ｂの第２の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的高く、半導体スイッチ１０４に対するチョッピング動作位相幅（例えば、最大の位相幅）θｗＯＮが所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が第１の動作例に比較して減少するので、ＡＣ電源１からリ
アクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込む電流も減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図３Ａの第１の動作例での波形に比べて、半導体スイッチ１０４に対するチョッピングが行われている期間が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。 On the other hand, in the second operation example of FIG. 3B, the output DC voltage is relatively high, and the chopping operation phase width (for example, the maximum phase width) θwON for the semiconductor switch 104 is larger than the desired chopping operation phase width θwON *. This is the case when it is getting bigger. At this time, since the phase period in which the AC voltage is higher than the DC voltage is reduced as compared with the first operation example, the current flowing from the AC power source 1 to the DC side via the reactor 102 and the diode bridge circuit 105 is also reduced. , The harmonic component of the AC current is reduced. However, since the period during which chopping is performed on the semiconductor switch 104 is increased as compared with the waveform in the first operation example of FIG. 3A, the loss of the circuit increases.

ここで、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがあるが、その場合には、チョッピング位相幅検出器２１２は、ＡＣ電圧の位相の０度又は１８０度に近いチョッピング動作位相幅を制御用チョッピング動作位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。 Here, when distortion is included in the AC voltage from the AC power supply 1, a section where chopping is performed may appear a plurality of times during a half cycle of the AC voltage. In this case, the chopping phase The width detector 212 may perform the chopping control by selecting the chopping operation phase width close to 0 degree or 180 degrees of the phase of the AC voltage as the control chopping operation phase width.

また、チョッピング位相幅検出器２１２は、ＡＣ電圧の位相の０度又は１８０度の代わりに、ＡＣ電流又はＡＣ電圧の極性を判定している基準位相に近いほうの位相幅を制御用チョッピング動作位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。 Further, the chopping phase width detector 212 uses the phase width closer to the reference phase for determining the polarity of the AC current or AC voltage instead of 0 degree or 180 degrees of the AC voltage phase as a control chopping operation phase. The chopping control may be performed by selecting the width.

さらに、チョッピング位相幅検出器２１２は、上記複数個得られたチョッピング動作位相幅を加算し、加算結果の位相幅を制御用チョッピング動作位相幅として当該チョッピング制御を行ってもよい。このように構成しても同様の作用効果を有する。 Further, the chopping phase width detector 212 may perform the chopping control by adding the obtained chopping operation phase widths and setting the phase width of the addition result as the control chopping operation phase width. Even if comprised in this way, it has the same effect.

次に、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値越えを示す場合について説明する。 Next, a case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 indicates that the determination value has been exceeded will be described.

この場合は、二値信号Ｓｅｖｅｎが反転（チョッピング動作位相幅の差分が判定値以下となる）するまでＤＣ電圧Ｖｄｃが増加するように制御されるため、図３Ａ及び図３Ｂに示すチョッピング動作位相幅θｗＯＮは増加する方向となる。 In this case, since the DC voltage Vdc is controlled to increase until the binary signal Seven is inverted (difference in the chopping operation phase width becomes equal to or smaller than the determination value), the chopping operation phase width shown in FIGS. 3A and 3B θwON increases.

これにより、チョッピング動作位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させた作用を有する。 As a result, by adjusting the output voltage so that the chopping operation phase width is uniform, it becomes the operating point according to the input voltage, so the power supply harmonics can be increased without increasing the loss of the rectifier circuit by extremely increasing the boosting rate. It has the effect of stabilizing the current.

ここで、本実施形態を用いて負荷４を圧縮機とした場合について説明する。一般に、家庭用などの小型の冷凍空調機器に用いられる、往復動型やローリングピストン型の圧縮機は、吸入行程、圧縮行程、吐出行程のそれぞれの行程における必要な動力が大幅に異なる特性を有しており、各行程における必要動力を適切に供給しなければ、圧縮機が振動を起こし、配管の破損などを引き起こす。このため、各行程における駆動用の電動機の瞬時瞬時の速度を一定に制御して振動を抑制する制御を行う。 Here, a case where the load 4 is a compressor using the present embodiment will be described. In general, reciprocating and rolling piston compressors used in small refrigeration and air-conditioning equipment for home use have characteristics that require significantly different power in each of the intake stroke, compression stroke, and discharge stroke. If the necessary power in each stroke is not properly supplied, the compressor will vibrate, causing damage to the piping. For this reason, control which suppresses vibration by controlling the instantaneous instantaneous speed of the electric motor for driving in each stroke to be constant is performed.

その結果、本発明に係る整流回路装置の負荷としては、各行程を推移する周期での脈動を有するものになる。また、振動の発生は各行程の推移周期にも関連し、周期が短くなれば、慣性モーメントによる慣性効果により減衰する特性を有しており、周期が短い、すなわちモータの回転数が高いときには、振動を抑制する制御を実施する必要がなくなり、平均的な速度制御だけでも振動が少ない状態を保つことができる。そして、平均的な速度制御だけの場合、ＤＣ側の負荷には脈動が少ない。 As a result, the load of the rectifier circuit device according to the present invention has a pulsation with a cycle of changing each stroke. In addition, the occurrence of vibration is also related to the transition cycle of each stroke, and if the cycle is shortened, it has a characteristic that it is attenuated by the inertia effect due to the moment of inertia, and when the cycle is short, that is, when the motor rotation speed is high, It is not necessary to perform control for suppressing vibration, and it is possible to maintain a state in which vibration is small even with average speed control alone. In the case of only average speed control, the load on the DC side has less pulsation.

例えば、圧縮機の回転数がある値を越える回転数領域においては、平均的な速度制御だけで駆動しても、圧縮機の振動が少ない場合には、この回転数領域においては、瞬時速度制御は特に必要ではない。そして、平滑コンデンサに流入する電源電流にもその脈動の影響がなくなるので、本実施形態に係る位相幅差分判定器２１４は二値信号Ｓｅｖｅｎは、判定値以下を示す信号を出力する事となる。 For example, in the rotation speed range where the rotation speed of the compressor exceeds a certain value, even if it is driven by only average speed control, if the vibration of the compressor is small, instantaneous speed control is performed in this rotation speed area. Is not particularly necessary. Since the power supply current flowing into the smoothing capacitor is not affected by the pulsation, the phase width difference determiner 214 according to the present embodiment outputs a signal indicating the binary signal Seven or less.

なお、圧縮機を駆動する際の回転数に起因した振動発生の抑制が必要な場合に実行される瞬時速度制御の具体的な方法は種々提案されているが、その方法の差異は本発明には直接は関与しないので、詳細な説明は省略する。 Various specific methods of instantaneous speed control that are executed when it is necessary to suppress the occurrence of vibration due to the number of rotations when driving the compressor have been proposed. Since is not directly involved, detailed description is omitted.

このように制御することで、圧縮機による脈動的な負荷がある場合でも、連続して検出される位相幅の差分を取ることにより脈動状況が判り、脈動が発生していない場合、つまり、位相幅のばらつきが判定値以下の場合には、位相幅を所望の位相幅とすることにより、電源高調波と回路損失の低減の両立を図る一方で、脈動が発生している場合、つまり、位相幅の差分が判定値を超える場合には、位相幅の差分が判定値以下となるまでＤＣ電圧を上げる処理を行うことにより、位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事で入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を大幅に増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させることができる。 By controlling in this way, even if there is a pulsating load due to the compressor, the pulsation situation can be determined by taking the difference in the phase width detected continuously, and no pulsation occurs, that is, the phase If the variation in width is less than or equal to the judgment value, by setting the phase width to the desired phase width, both power supply harmonics and circuit loss can be reduced while pulsation occurs, that is, the phase If the width difference exceeds the judgment value, the DC voltage is increased until the phase width difference becomes equal to or less than the judgment value, and the output voltage is adjusted to the extent that the phase width is equal, and the output voltage is adjusted according to the input voltage. Therefore, it is possible to stabilize the power supply harmonic current without significantly increasing the loss of the rectifier circuit by increasing the boosting rate extremely.

（実施の形態２）
図４は本発明の実施形態２に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。図５は図４の制御回路１０１の詳細構成を示すブロック図である。 (Embodiment 2)
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a rectifier circuit device according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. 5 is a block diagram showing a detailed configuration of the control circuit 101 of FIG.

実施形態１では、チョッピング動作位相幅θｗＯＮを検出し、ＤＣ電圧指令Ｖｄｃ＊を調整しているが、実施形態２では、チョッピングが休止状態になっている対象休止期間（以下、チョッピング休止位相幅という）θｗＯＦＦを検出し、ＤＣ電圧指令Ｖｄｃを調整することで同様の作用効果を得ることを特徴としている。 In the first embodiment, the chopping operation phase width θwON is detected and the DC voltage command Vdc * is adjusted. However, in the second embodiment, the target quiescent period in which the chopping is in a suspend state (hereinafter referred to as chopping suspend phase width). ) Detecting θwOFF and adjusting the DC voltage command Vdc provides a similar effect.

実施形態１との違いはチョッピング位相幅検出器２１３の処理内容である。 The difference from the first embodiment is the processing content of the chopping phase width detector 213.

ここで、チョッピング位相幅検出器２１３は、Ｉａｃ補償演算器２１０からＰＷＭ変調器２１１に出力される信号に基づいて、ＡＣ電圧位相検出器２０１からの信号が示すＡＣ電圧の位相を基準として、休止部分が連続する期間（休止期間）のいずれか、もしくは一定期間における休止期間の合計、もしくは一定期間における休止部分の合計をチョッピング休止位相幅θｗＯＦＦとして集計し、チョッピング休止位相幅θｗＯＦＦを示す信号を減算器２０４及び位相幅差分判定器２１４に出力する。なお、休止部分とは、一般的にＰＷＭ制御におけるデューティ比が０のことを指す。 Here, the chopping phase width detector 213 pauses with reference to the phase of the AC voltage indicated by the signal from the AC voltage phase detector 201 based on the signal output from the Iac compensation calculator 210 to the PWM modulator 211. Summing up the chopping pause phase width θwOFF as the chopping pause phase width θwOFF, subtracting the signal indicating the chopping pause phase width θwOFF Output to the counter 204 and the phase width difference determiner 214. The pause portion generally indicates that the duty ratio in PWM control is zero.

先ず、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合について説明する。 First, the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 indicates a determination value or less will be described.

図６Ａは本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 6A relates to a third operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 101 of the rectifier circuit device according to the second embodiment of the present invention indicates a determination value or less. It is a figure for demonstrating control operation | movement, Comprising: It is a signal waveform diagram which shows the relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform which should be controlled, and AC current after actually controlling.

また、図６Ｂは本発明の実施形態２に係る整流回路装置の制御回路１０１における位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合についての第４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 6B shows a fourth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 101 of the rectifier circuit device according to Embodiment 2 of the present invention is equal to or less than the determination value. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

図６Ａの第３の動作例では、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピング動作されないチョッピング休止位相幅（例えば、最大の位相幅）θｗＯＦＦが大きくなっている場合である。一方、図６Ｂの第４の動作例では、出力されるＤＣ電圧
が第３の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされないチョッピング休止位相幅（例えば、最小の位相幅）θｗＯＦＦが第３の動作例に比較して小さくなっている場合である。チョッピング休止位相幅θｗＯＦＦはチョッピング動作位相幅θｗＯＮと相補的であるため、同様の作用効果を得ることができる。 The third operation example of FIG. 6A is a case where the output DC voltage is relatively low and the chopping pause phase width (for example, the maximum phase width) θwOFF in which the semiconductor switch 104 is not chopped is large. On the other hand, in the fourth operation example of FIG. 6B, the output DC voltage is higher than that in the third operation example, and the chopping pause phase width (for example, the minimum phase width) θwOFF in which the semiconductor switch 104 is not chopped is the first. This is a case where it is smaller than the operation example 3. Since the chopping pause phase width θwOFF is complementary to the chopping operation phase width θwON, the same effect can be obtained.

また、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧にひずみが含まれていると、ＡＣ電圧の半周期の間にチョッピングがなされている区間が複数回数出現することがある。このような場合には、チョッピング位相幅検出器２１３は、９０度又は１８０度に近いオフ期間のチョッピング休止位相幅θｗＯＦＦを制御用チョッピング位相幅として選択して当該チョッピング制御を行ってもよい。 In addition, when the AC voltage from the AC power supply 1 includes distortion, a section in which chopping is performed during a half cycle of the AC voltage may appear a plurality of times. In such a case, the chopping phase width detector 213 may perform the chopping control by selecting the chopping pause phase width θwOFF in the off period close to 90 degrees or 180 degrees as the control chopping phase width.

一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合について説明する。 On the other hand, the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 exceeds the determination value will be described.

この場合は、二値信号Ｓｅｖｅｎが反転（チョッピング休止位相幅の差分のばらつきが判定値以下となる）するまでＤＣ電圧Ｖｄｃが増加するように制御されるため、図６Ａ及び図６Ｂに示すチョッピング休止位相幅θｗＯＦＦは減少する方向となる。 In this case, since the DC voltage Vdc is controlled to increase until the binary signal Seven is inverted (the variation in the difference in the chopping pause phase width is equal to or less than the determination value), the chopping pause shown in FIGS. 6A and 6B is performed. The phase width θwOFF decreases.

これにより、脈動状態においても、検出した位相幅の差分から脈動判定を実施するため、個々の実機の特性に応じたものとなり汎用性が高く、チョッピング休止位相幅が揃う程度に出力電圧を調整する事により入力電圧に応じた動作点となるため、極端に昇圧率を上げることで整流回路の損失を大幅に増加させる事無く、電源高調波電流を安定化させることができる。 As a result, even in the pulsation state, the pulsation determination is performed from the difference between the detected phase widths, so that it corresponds to the characteristics of each actual machine and is highly versatile, and the output voltage is adjusted to the extent that the chopping pause phase widths are aligned. As a result, the operating point according to the input voltage is obtained, so that it is possible to stabilize the power supply harmonic current without significantly increasing the loss of the rectifier circuit by increasing the boosting rate extremely.

なお、図６Ａ及び図６Ｂでは、ＡＣ電圧の半周期分のみの波形を示しているが、図３Ａ及び図３Ｂや従来技術などからも明らかなように、残りの半周期も絶対値（瞬時絶対値）としては同様の波形になるので省略する。また、図６Ａ及び図６Ｂでは、ＡＣ電圧の半周期分のみの波形を示しているが、図３Ａ及び図３Ｂや従来例などからも明らかなように、残りの半周期も絶対値としては同様の波形になるので省略する。 In FIGS. 6A and 6B, only a waveform corresponding to a half cycle of the AC voltage is shown. However, as is clear from FIGS. 3A and 3B and the prior art, the remaining half cycles are also absolute values (instantaneous absolute values). (Value) will be omitted because it has the same waveform. 6A and 6B show the waveform of only the half cycle of the AC voltage. As is clear from FIGS. 3A and 3B and the conventional example, the remaining half cycles are the same as absolute values. The waveform is omitted because it is

（実施の形態３）
実施形態３は、実施形態１の制御方法を簡素化したことを特徴としており、図２に示すチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでの電源半周期相当期間であるＡＣ電圧の極性（符号）が変化せず固定されている区間（正の区間又は負の区間）での前半の位相幅θ１ｗＯＮを検出して当該チョッピング制御する。 (Embodiment 3)
The third embodiment is characterized in that the control method of the first embodiment is simplified, and the chopping phase width detector 212 shown in FIG. 2 has a half cycle of power supply from 0 degree or 180 degrees until the chopping enters a resting state. The chopping control is performed by detecting the first half phase width θ1wON in a section (positive section or negative section) in which the polarity (sign) of the AC voltage, which is a corresponding period, does not change and is fixed.

図７Ａは本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図７Ｂは本発明の実施形態３に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 7A relates to a fifth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to Embodiment 3 of the present invention indicates a value equal to or less than the determination value. It is a figure for demonstrating control operation | movement, Comprising: It is a signal waveform diagram which shows the relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform which should be controlled, and AC current after actually controlling. FIG. 7B is a sixth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 shows a value equal to or less than the determination value in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to Embodiment 3 of the present invention. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

図７Ａの第５の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅が比較的小さくなっている場合であり、図７Ｂの第６の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第５の動作例に比較して高く、半導体スイッチ
１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅が第５の動作例に比較して大きくなっている場合である。ＡＣ電圧の半周期の区間において、前半のチョッピングがなされているチョッピング動作位相幅θ１ｗＯＮも同様の傾向があるので、実施形態１と同様の作用効果を得ることができる。 The fifth operation example in FIG. 7A is a case where the output DC voltage is relatively low and the chopping operation phase width in which the semiconductor switch 104 is chopped is relatively small. The sixth operation example in FIG. 7B. This is a case where the output DC voltage is higher than that in the fifth operation example, and the chopping operation phase width in which the semiconductor switch 104 is chopped is larger than that in the fifth operation example. Since the chopping operation phase width θ1wON in which the first half of the chopping is performed in the interval of the half cycle of the AC voltage has the same tendency, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.

一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合については、実施の形態１と同様であるため、説明は省略する。 On the other hand, since the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determination unit 214 exceeds the determination value is the same as that in Embodiment 1, the description thereof is omitted.

（実施の形態４）
実施形態４は、実施形態３と同様に、実施形態１の制御方法を簡素化したことを特徴としており、図２に示すチョッピング位相幅検出器２１２は、０度又は１８０度からチョッピングが休止状態になるまでの電源半周期相当期間での後半の位相幅θｗ２ＯＮを検出して当該チョッピング制御する。 (Embodiment 4)
As in the third embodiment, the fourth embodiment is characterized in that the control method in the first embodiment is simplified, and the chopping phase width detector 212 shown in FIG. The latter half of the phase width θw2ON in the period corresponding to the half cycle of the power source until the power is detected and the chopping control is performed.

図８Ａは本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第７の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 8A relates to a seventh operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to Embodiment 4 of the present invention indicates a value equal to or less than the determination value. It is a figure for demonstrating control operation | movement, Comprising: It is a signal waveform diagram which shows the relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform which should be controlled, and AC current after actually controlling.

また、図８Ｂは本発明の実施形態４に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第８の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 8B shows an eighth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to Embodiment 4 of the present invention is equal to or less than the determination value. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

図８Ａの第７の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮが比較的小さくなっている場合であり、図８Ｂの第８の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第７の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮが第７の動作例に比較して大きくなっている場合である。ＡＣ電源１の半周期の区間において、後半のチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮも同様の傾向があるので、実施形態１と同様の作用効果を得ることができる。 The seventh operation example of FIG. 8A is a case where the output DC voltage is relatively low and the chopping operation phase width θw2ON in which the semiconductor switch 104 is chopped is relatively small. The eighth operation of FIG. 8B In the example, the output DC voltage is higher than that in the seventh operation example, and the chopping operation phase width θw2ON in which the semiconductor switch 104 is chopped is larger than that in the seventh operation example. Since the chopping operation phase width θw2ON in the second half also has the same tendency in the half-cycle section of the AC power supply 1, the same effects as those in the first embodiment can be obtained.

（実施の形態５）
実施形態５は、実施形態３のチョッピング動作位相幅θｗ１ＯＮと、実施形態４のチョッピング動作位相幅θｗ２ＯＮとの合計の位相幅（θｗ１ＯＮ＋θｗ２ＯＮ）をチョッピング位相幅検出器２１２により検出して、当該合計の位相幅（θｗ１ＯＮ＋θｗ２ＯＮ）が所望の位相幅になるようにＤＣ電圧を制御することを特徴としている。 (Embodiment 5)
In the fifth embodiment, the total phase width (θw1ON + θw2ON) of the chopping operation phase width θw1ON of the third embodiment and the chopping operation phase width θw2ON of the fourth embodiment is detected by the chopping phase width detector 212, and the total phase is calculated. The DC voltage is controlled so that the width (θw1ON + θw2ON) becomes a desired phase width.

図９Ａは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第９の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 9A relates to a ninth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to Embodiment 5 of the present invention indicates a value equal to or less than the determination value. It is a figure for demonstrating control operation | movement, Comprising: It is a signal waveform diagram which shows the relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform which should be controlled, and AC current after actually controlling.

また、図９Ｂは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１０の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧と
の関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 9B shows a tenth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to Embodiment 5 of the present invention is equal to or less than the determination value. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

実施形態５の第１１の動作例及び第１２の動作例に係る制御回路１００は、目標電流波形を正弦波以外の波形であって、例えば三角波にすることで、さらに回路損失を低減できることを特徴としている。特に、負荷が軽いときには、波形歪みが増加しても、高調波電流そのものは少ないので、さらに損失を低減することが可能である。 The control circuit 100 according to the eleventh operation example and the twelfth operation example of the fifth embodiment is characterized in that the target current waveform is a waveform other than a sine wave, and for example, a triangular wave can be used to further reduce circuit loss. It is said. In particular, when the load is light, even if the waveform distortion increases, the harmonic current itself is small, so that the loss can be further reduced.

図９Ｃは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１１の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。また、図９Ｄは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１２の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 9C relates to an eleventh operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to the fifth embodiment of the present invention is equal to or less than the determination value. It is a figure for demonstrating control operation | movement, Comprising: It is a signal waveform diagram which shows the relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform which should be controlled, and AC current after actually controlling. FIG. 9D is a twelfth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to the fifth embodiment of the present invention indicates a determination value or less. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

図９Ｃの第１１の動作例は、出力されるＤＣ電圧が比較的低く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗＯＮが所望の位相幅θｗＯＮ＊よりも小さくなっている場合である。このときにも、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が増加するので、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込む電流が増加する。このため、ＡＣ電流の波形が先鋭になり、ＡＣ電流の高調波成分が増加する。 The eleventh operation example of FIG. 9C is a case where the output DC voltage is relatively low and the chopping operation phase width θwON in which the semiconductor switch 104 is chopped is smaller than the desired phase width θwON *. Also at this time, since the phase period in which the AC voltage is higher than the DC voltage increases, the current flowing from the AC power source 1 to the DC side via the reactor 102 and the diode bridge circuit 105 increases. For this reason, the waveform of the AC current becomes sharp, and the harmonic component of the AC current increases.

一方、図９Ｄの第１２の動作例は、出力されるＤＣ電圧が第１１の動作例に比較して高く、半導体スイッチ１０４がチョッピングされるチョッピング動作位相幅θｗＯＮが所望のチョッピング動作位相幅θｗＯＮ＊よりも大きくなっている場合である。このときには、ＡＣ電圧がＤＣ電圧より高い位相期間が減少するので、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由してＤＣ側へと流れ込むＡＣ電流も減少し、ＡＣ電流の高調波成分が減少する。しかし、図９Ｄの第１２の動作例では、図３Ａ及び図３Ｂと同様に、図９Ｃでの波形に比べて、半導体スイッチ１０４のチョッピングが行われている期間（位相幅）が増加しているため、回路の損失が増加してしまう。 On the other hand, in the twelfth operation example of FIG. 9D, the output DC voltage is higher than that in the eleventh operation example, and the chopping operation phase width θwON at which the semiconductor switch 104 is chopped is the desired chopping operation phase width θwON *. This is the case when it is larger. At this time, since the phase period in which the AC voltage is higher than the DC voltage is reduced, the AC current flowing from the AC power source 1 to the DC side via the reactor 102 and the diode bridge circuit 105 is also reduced, and the harmonic component of the AC current is reduced. Decrease. However, in the twelfth operation example of FIG. 9D, as in FIGS. 3A and 3B, the period (phase width) during which the semiconductor switch 104 is chopped is increased compared to the waveform in FIG. 9C. As a result, circuit loss increases.

実施形態５においては、好ましくは、図９Ｃ及び図９Ｄに示すように、目標電流波形の瞬時の絶対値は、時間経過とともに、ＡＣ電圧の０度（開始点）から１８０度（終了点）までの期間の前半の期間において、一定の傾きで単調増加した後、所定の中間点（９０度よりも小さい角度）から一定の傾きで単調減少し、その後終了点までゼロになる区間を有する三角波形を用いる。 In the fifth embodiment, preferably, as shown in FIGS. 9C and 9D, the instantaneous absolute value of the target current waveform is from 0 degree (start point) to 180 degrees (end point) of the AC voltage with time. In the first half of the period, a triangular waveform having a section that monotonously increases with a certain slope, then monotonously decreases with a certain slope from a predetermined intermediate point (an angle smaller than 90 degrees), and then becomes zero until the end point. Is used.

なお、図９Ｃ及び図９Ｄにおいて、ＡＣ電圧の半周期で１つのチョッピング動作位相幅θｗＯＮが図示されているので、ＡＣ電圧の半周期で２つのチョッピング休止位相幅が図示されていることになる。従って、上述のように、２つのチョッピング休止位相幅のいずれかの位相幅、もしくは合計の位相幅に基づいてチョッピング制御してもよい。 9C and 9D, since one chopping operation phase width θwON is shown in the half cycle of the AC voltage, two chopping pause phase widths are shown in the half cycle of the AC voltage. Therefore, as described above, chopping control may be performed based on one of the two chopping pause phase widths or the total phase width.

次いで、実施形態５の変形例に係る、図９Ｃ及び図９Ｄとは異なる別の形状を有する目標電流波形について、図９Ｅ〜図９Ｈを参照して以下に説明する。 Next, a target current waveform having another shape different from FIGS. 9C and 9D according to the modification of the fifth embodiment will be described below with reference to FIGS. 9E to 9H.

図９Ｅは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１３の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 9E relates to a thirteenth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to the fifth embodiment of the present invention is equal to or less than the determination value. It is a figure for demonstrating control operation | movement, Comprising: It is a signal waveform diagram which shows the relationship between AC voltage and DC voltage after rectification, the target current waveform which should be controlled, and AC current after actually controlling.

また、図９Ｆは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１４の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 9F shows a fourteenth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to the fifth embodiment of the present invention shows a determination value or less. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

さらに、図９Ｇは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１５の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 Further, FIG. 9G shows a fifteenth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to the fifth embodiment of the present invention indicates a determination value or less. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

また、図９Ｈは本発明の実施形態５に係る整流回路装置の制御回路１００における、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値以下を示す場合の第１６の動作例に係る制御動作を説明するための図であって、ＡＣ電圧と整流後のＤＣ電圧との関係と、制御すべき目標電流波形と、実際に制御した後のＡＣ電流とを示す信号波形図である。 FIG. 9H is a sixteenth operation example in the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determiner 214 in the control circuit 100 of the rectifier circuit device according to the fifth embodiment of the present invention is equal to or less than the determination value. FIG. 6 is a signal waveform diagram illustrating the relationship between the AC voltage and the DC voltage after rectification, the target current waveform to be controlled, and the AC current after actual control. is there.

図９Ｅの第１３の動作例の目標電流波形は、図９Ｃの目標電流波形と比較して、単調減少する区間の代わりに、後半の９０度を超える所定の角度（例えば１１０度）で瞬時にゼロにする区間（ゼロで一定の区間）を有するように構成した三角波形である。 The target current waveform of the thirteenth operation example of FIG. 9E is instantaneously compared with the target current waveform of FIG. 9C at a predetermined angle (for example, 110 degrees) exceeding 90 degrees in the latter half instead of the monotonically decreasing period. It is the triangular waveform comprised so that it may have the area (zero and constant area) to make it zero.

また、図９Ｆの第１４の動作例の目標電流波形は、図９Ｅの目標電流波形と比較して、時間経過とともに、単調増加区間を正弦波状に増加させ、後半の９０度を超える所定の角度（例えば１１０度）で瞬時にゼロになる区間（ゼロで一定の区間）を有する波形である。 Further, the target current waveform of the fourteenth operation example of FIG. 9F is a predetermined angle exceeding 90 degrees in the latter half by increasing the monotonically increasing section as a sine wave as time passes, compared with the target current waveform of FIG. 9E. It is a waveform having a section (for example, a constant section at zero) that instantaneously becomes zero at (eg 110 degrees).

さらに、図９Ｇの第１５の動作例の目標電流波形は、図９Ｆの目標電流波形において制約条件を設けて、前半部の正弦波波形において９０度より手前の中間点の角度（例えば７０度）で瞬時にゼロにした波形である。 Further, the target current waveform of the fifteenth operation example of FIG. 9G is provided with a constraint condition in the target current waveform of FIG. 9F, and the angle of the intermediate point before 90 degrees (for example, 70 degrees) in the sine wave waveform of the first half part. The waveform is instantaneously zeroed.

またさらに、図９Ｈの第１６の動作例の目標電流波形は、図９Ｇの目標電流波形において、時間経過とともに、０度から第１の中間点までの所定期間ゼロ（ゼロで一定の区間）にし、その後第２の中間点まで単調増加させるように構成した波形である。 Furthermore, the target current waveform of the sixteenth operation example of FIG. 9H is set to zero (a constant period of zero) from 0 degree to the first intermediate point with time in the target current waveform of FIG. 9G. Thereafter, the waveform is configured to monotonously increase to the second intermediate point.

図９Ｇ及び図９Ｈの動作例では、９０度よりも手前で目標電流をゼロにしているが、ゼロにする位相よりも手前で半導体スイッチ１０４のチョッピング動作から、チョッピングが休止になる期間になるような負荷で使用すればよい。しかも、本動作例は、ＤＣ電圧がＡＣ電圧の最高瞬時電圧よりも低いので、９０度近傍では、ＡＣ電源１からリアクタ１０２とダイオードブリッジ回路１０５を経由して電流が流れ込むので、目標電流がゼロになってもＡＣ電流がしばらくは流れ続けるため、高調波成分の少ない電流が高効率で実現できる。 In the operation examples of FIGS. 9G and 9H, the target current is set to zero before 90 degrees. However, the chopping operation of the semiconductor switch 104 is stopped from the chopping operation before the phase of zero. It can be used with a heavy load. Moreover, in this operation example, since the DC voltage is lower than the maximum instantaneous voltage of the AC voltage, the current flows from the AC power source 1 through the reactor 102 and the diode bridge circuit 105 in the vicinity of 90 degrees, so that the target current is zero. Since the AC current continues to flow for a while, the current with less harmonic components can be realized with high efficiency.

以上の各実施形態において、目標電流波形の単調増加又は単調減少において、一定である
期間を含んでもよく、すなわち、実質的に単調増加又は実質的に単調減少させてもよい。ここで、「実質的に単調増加」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≦ｆ（θ２）の関係にある広義の単調増加をいい、言い換えれば、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調増加することをいう。また、「実質的に単調減少」とは、目標電流波形の位相θ１＜θ２であるときに、ｆ（θ１）≧ｆ（θ２）の関係にある広義の単調減少をいい、言い換えれば、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように、実質的に単調減少することをいう。 In each of the above embodiments, the target current waveform may be monotonously increased or decreased, and a certain period may be included, that is, the target current waveform may be substantially monotonically increased or substantially monotonously decreased. Here, “substantially monotonically increasing” means a monotonically increasing in a broad sense having a relationship of f (θ1) ≦ f (θ2) when the phase of the target current waveform is θ1 <θ2, in other words, time It means increasing substantially with time or increasing monotonically so as to be constant over a period of time. Further, “substantially monotonically decreasing” refers to a monotonic decreasing in a broad sense having a relation of f (θ1) ≧ f (θ2) when the phase θ1 <θ2 of the target current waveform, in other words, the passage of time It decreases with , or decreases substantially, and is substantially monotonically decreasing so that it is constant over a period of time.

実施形態５においても、実施形態１から実施形態４と同様の作用効果を得ることができる。 Also in the fifth embodiment, the same effects as those of the first to fourth embodiments can be obtained.

一方、位相幅差分判定器２１４から出力される二値信号Ｓｅｖｅｎが、判定値を越える場合を示す場合については、実施形態１及び実施形態３と同様であるため、説明は省略する。 On the other hand, since the case where the binary signal Seven output from the phase width difference determination unit 214 exceeds the determination value is the same as in the first and third embodiments, the description thereof is omitted.

（実施の形態６）
図１０は本発明の実施形態６に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。 (Embodiment 6)
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a rectifier circuit device according to Embodiment 6 of the present invention.

実施形態６に係る整流回路装置は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧を、整流ブリッジ回路１０５で整流してリアクタ１０２を介して半導体スイッチ１０４、ダイオード１０７で昇圧して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４を駆動することを特徴としている。本実施形態に係るチョッピング制御方法は、実施形態１に係る図１の制御回路１００或いは実施形態２に係る図５の制御回路１０１と同様であり、半導体スイッチ１０４をチョッピング駆動信号Ｓｃｈにより駆動する。 In the rectifier circuit device according to the sixth embodiment, the AC voltage from the AC power source 1 is rectified by the rectifier bridge circuit 105, boosted by the semiconductor switch 104 and the diode 107 via the reactor 102, and loaded via the smoothing capacitor 106. 4 is driven. The chopping control method according to the present embodiment is the same as the control circuit 100 of FIG. 1 according to the first embodiment or the control circuit 101 of FIG. 5 according to the second embodiment, and the semiconductor switch 104 is driven by the chopping drive signal Sch.

（実施の形態７）
図１１は本発明の実施形態７に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。実施形態７に係る整流回路装置は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ６０２を介して、半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂ及びダイオード６０５ａ、６０５ｂ、６０５ｃ、６０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４を駆動することを特徴としている。本実施形態に係るチョッピング制御方法は、実施形態１に係る図１の制御回路１００或いは実施形態２に係る図５の制御回路１０１と同様であり、２つの半導体スイッチ６０４ａ、６０４ｂをチョッピング駆動信号Ｓｃｈにより同時に駆動する。 (Embodiment 7)
FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a rectifier circuit device according to Embodiment 7 of the present invention. The rectifier circuit device according to the seventh embodiment rectifies an AC voltage from the AC power source 1 through a reactor 602 by a bridge circuit including semiconductor switches 604a and 604b and diodes 605a, 605b, 605c, and 605d, The load 4 is driven through the smoothing capacitor 106. The chopping control method according to the present embodiment is the same as the control circuit 100 of FIG. 1 according to the first embodiment or the control circuit 101 of FIG. 5 according to the second embodiment, and the two semiconductor switches 604a and 604b are connected to the chopping drive signal Sch. To drive simultaneously.

（実施の形態８）
図１２は本発明の実施形態８に係る整流回路装置の構成を示す回路図である。実施形態８に係る整流回路装置は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧を、リアクタ７０２を介して、半導体スイッチ７０４ａ、７０４ｂ及びダイオード７０５ａ、７０５ｂ、７０５ｃ、７０５ｄで構成されたブリッジ回路で整流して、平滑コンデンサ１０６を介して負荷４を駆動することを特徴としている。 (Embodiment 8)
FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a rectifier circuit device according to Embodiment 8 of the present invention. The rectifier circuit device according to the eighth embodiment rectifies the AC voltage from the AC power supply 1 through the reactor 702 with a bridge circuit configured by semiconductor switches 704a and 704b and diodes 705a, 705b, 705c, and 705d, The load 4 is driven through the smoothing capacitor 106.

本実施形態に係るチョッピング制御方法は、ＡＣ電源１からのＡＣ電圧の極性に応じて、２つのチョッピング駆動信号Ｓｃｈ１，Ｓｃｈ２を用いて、いずれか一方の半導体スイッチ７０４ａ又は７０４ｂのみをチョッピング動作させる。例えば、ＡＣ電圧の極性がリアクタ７０２が接続されている側が高い期間であれば、チョッピング駆動信号Ｓｃｈ２を用いて半導体スイッチ７０４ｂをチョッピングし、ＡＣ電圧の極性がリアクタ７０２が接続されている側が低い期間であれば、チョッピング駆動信号Ｓｃｈ１を用いて半導体スイッチ７０４ａをチョッピングする。 In the chopping control method according to the present embodiment, only one of the semiconductor switches 704a or 704b is chopped using two chopping drive signals Sch1 and Sch2 according to the polarity of the AC voltage from the AC power supply 1. For example, if the AC voltage polarity is high on the side where the reactor 702 is connected, the semiconductor switch 704b is chopped using the chopping drive signal Sch2, and the AC voltage polarity is low on the side where the reactor 702 is connected. If so, the semiconductor switch 704a is chopped using the chopping drive signal Sch1.

なお、本実施形態では、半導体スイッチ７０４ａと７０４ｂを同時にオンさせると、負荷４へのＤＣ出力電圧を短絡することになるので、ＡＣ電圧の極性が反転する近傍では、どちらの半導体スイッチ７０４ａ，７０４ｂもオンしないように設定する場合がある。このような場合、図３Ａ及び図３Ｂにおいては、チョッピングが休止状態に変化する位相が、０度及び１８０度近傍でも発生しえることになる。ただし、この場合は、ＤＣ出力電圧の短絡防止として、意図的にチョッピングを休止しているので、本発明に係るチョッピングが休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことで、容易に実現することができる。 In this embodiment, when the semiconductor switches 704a and 704b are turned on at the same time, the DC output voltage to the load 4 is short-circuited. Therefore, which of the semiconductor switches 704a and 704b is in the vicinity where the polarity of the AC voltage is reversed. May also be set not to turn on. In such a case, in FIGS. 3A and 3B, the phase in which the chopping is changed to the resting state can occur even in the vicinity of 0 degree and 180 degrees. However, in this case, since the chopping is intentionally suspended to prevent a short circuit of the DC output voltage, it is easily realized by not handling the chopping according to the present invention as a phase that has changed to a suspended state. Can do.

次いで、実施形態１〜８に係る整流回路装置で用いる電圧レベル比較器１０９の二値化処理について、図１３Ａ及び図１３Ｂを参照して以下に説明する。 Next, binarization processing of the voltage level comparator 109 used in the rectifier circuit devices according to Embodiments 1 to 8 will be described below with reference to FIGS. 13A and 13B.

図１３Ａは本発明の実施形態１〜８係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の二値化処理の第１の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの二値信号とを示す信号波形図である。また、図１３Ｂは本発明の実施形態１〜８に係る整流回路装置の電圧レベル比較器１０９の二値化処理の第２の動作例を説明するための図であって、ＡＣ電圧としきい値電圧Ｖｔｈとの関係と、電圧レベル比較器１０９からの２値信号とを示す信号波形図である。 FIG. 13A is a diagram for explaining a first operation example of the binarization process of the voltage level comparator 109 of the rectifier circuit device according to Embodiments 1 to 8 of the present invention. And a binary waveform signal from the voltage level comparator 109. FIG. FIG. 13B is a diagram for explaining a second operation example of the binarization processing of the voltage level comparator 109 of the rectifier circuit device according to Embodiments 1 to 8 of the present invention. It is a signal waveform diagram showing the relationship with the voltage Vth and the binary signal from the voltage level comparator 109.

すなわち、図１３Ａ及び図１３Ｂは、ＡＣ電圧が一定のレベル以上か否かの情報から電圧位相を検出する方法を示す。この情報はＡＣ電圧の瞬時電圧がしきい値を超えているか否かを二値信号として得る。すなわち、電圧レベル比較器１０９は、ＡＣ電圧をしきい値電圧Ｖｔｈと比較し、ＡＣ電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ以上のときハイレベル信号を出力する一方、ＡＣ電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ未満のときローレベル信号を出力する。 That is, FIGS. 13A and 13B show a method of detecting a voltage phase from information on whether or not the AC voltage is equal to or higher than a certain level. This information obtains as a binary signal whether or not the instantaneous voltage of the AC voltage exceeds the threshold value. That is, the voltage level comparator 109 compares the AC voltage with the threshold voltage Vth and outputs a high level signal when the AC voltage is equal to or higher than the threshold voltage Vth, while the AC voltage is lower than the threshold voltage Vth. When a low level signal is output.

ここで、しきい値電圧Ｖｔｈが変動しても二値信号の周期は電源周波数と同一であり、二値信号のハイレベル側又はローレベル側の中点を求めれば、ＡＣ電圧位相の９０度又は２７０度の時間を知ることができる。また、ＡＣ電圧位相の９０度と２７０度の中点は１８０度及び０度の位相になる。このようにして得られた情報を、ＰＬＬなどを用いて逓倍すれば、瞬時瞬時の位相を正確に知ることができる。 Here, even if the threshold voltage Vth fluctuates, the cycle of the binary signal is the same as the power supply frequency, and if the midpoint of the high level side or low level side of the binary signal is obtained, the AC voltage phase is 90 degrees Or you can know the time of 270 degrees. Further, the midpoints of 90 degrees and 270 degrees of the AC voltage phase are 180 degrees and 0 degrees. If the information thus obtained is multiplied using a PLL or the like, the instantaneous instantaneous phase can be accurately known.

例えば、３６０逓倍すれば、１つのパルスが１度相当になり、このパルスを計数すれば、単位が度の位相情報を得ることができる。そして、得られた位相情報で、その瞬時瞬時の目標電流波形を呼び出せばよい。その他のレベル比較から得られた二値情報を用いて位相を検出する方法については、例えば、本発明者が開示した特許文献３にも提案されており、特に限定されない。 For example, if it is multiplied by 360, one pulse corresponds to 1 degree, and if this pulse is counted, phase information in units of degrees can be obtained. Then, the instantaneous instantaneous target current waveform may be called from the obtained phase information. The method for detecting the phase using binary information obtained from other level comparisons is proposed in, for example, Patent Document 3 disclosed by the present inventor and is not particularly limited.

本実施形態を用いることにより、ＤＣ電圧の検出精度に誤差があっても、チョッピング動作を行っている位相幅が、所望の位相幅になるようにＤＣ電圧を相対的に調整するので、同様の電流波形になり、常に損失が少なく、かつ高調波電流が少ない整流動作が実現される。 By using this embodiment, even if there is an error in the DC voltage detection accuracy, the DC voltage is relatively adjusted so that the phase width in which the chopping operation is performed becomes a desired phase width. A current waveform is obtained, and a rectification operation with always low loss and low harmonic current is realized.

（実施の形態９）
図１４は本発明の実施形態９に係る整流回路装置の制御回路１１１の詳細構成を示すブロック図である。実施形態９に係る整流回路装置の制御回路１１１は、実施形態１に係る図２の制御回路１００と比較して、ＤＣ電圧検出器１１０と減算器２０６との間に、ＡＤ変換器２３０及びＬＰＦ演算器２３１とを挿入したこと、或いは、実施形態２に係る図５の制御回路１０１と比較して、ＤＣ電圧検出器１１０と減算器２０６との間に、ＡＤ変換器２３０及びＬＰＦ演算器２３１とを挿入したことを特徴とし、デジタル演算で実施する場合に特に有効な実施形態を提供する。作用は共通のため、以下、図２の制御回路１００と
の相違点について説明する。 (Embodiment 9)
FIG. 14 is a block diagram showing a detailed configuration of the control circuit 111 of the rectifier circuit device according to Embodiment 9 of the present invention. The control circuit 111 of the rectifier circuit device according to the ninth embodiment includes an AD converter 230 and an LPF between the DC voltage detector 110 and the subtractor 206 as compared with the control circuit 100 of FIG. 2 according to the first embodiment. The AD converter 230 and the LPF calculator 231 are inserted between the DC voltage detector 110 and the subtractor 206 as compared with the control circuit 101 of FIG. And an embodiment which is particularly effective when implemented by digital calculation. Since the operation is common, differences from the control circuit 100 of FIG. 2 will be described below.

図１４において、ＤＣ電圧検出器１１０により検出されたＤＣ電圧を示すアナログ信号は、ＡＣ電源１の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数でＡＤ変換するＡＤ変換器２３０により、ＡＤ変換値Ｖａｄを示すデジタル信号に変換された後、低域通過フィルタ特性を有する演算（詳細後述）を行うＬＰＦ演算器２３１によりＬＰＦ演算され、その演算結果の信号（ＬＰＦ演算値Ｖｄｃａ）は減算器２０６に出力される。ここで、例えば、ＡＣ電源１の周波数は６０Ｈｚであり、サンプリング周波数は６００ｋＨｚである。 In FIG. 14, an analog signal indicating a DC voltage detected by the DC voltage detector 110 indicates an AD conversion value Vad by an AD converter 230 that performs AD conversion at a sampling frequency one digit higher than the frequency of the AC power supply 1. After being converted into a digital signal, LPF calculation is performed by an LPF calculator 231 that performs calculation (described later in detail) having a low-pass filter characteristic, and a signal (LPF calculation value Vdca) as a result of the calculation is output to the subtracter 206. . Here, for example, the frequency of the AC power source 1 is 60 Hz, and the sampling frequency is 600 kHz.

図１５は図１４のＬＰＦ演算器２３１の詳細構成を示すブロック図である。図１５において、ＡＤ変換器２３０からのＡＤ変換値を示す信号は加算器２５３に入力される。加算器２５３は入力されるＡＤ変換値を示す信号と、定数乗算器２５１からの信号とを加算して加算結果であるＬＰＦ演算値Ｖｄｃａを示す信号を減算器２０６に出力するとともに、１つのクロック時間だけ遅延する遅延器２５２を介して定数乗算器２５１に出力する。定数乗算器２５１は入力される信号に対して所定の定数（２ｎ−１）／（２ｎ）を乗算して乗算結果を示す信号を加算器２５３に出力する。図１５のＬＰＦ演算器２３１による演算を、入力をＸ（ｊ）、出力をＹ（ｊ）とし、時系列の漸化式で表現すると、次式（１）のようになる。 FIG. 15 is a block diagram showing a detailed configuration of the LPF calculator 231 of FIG. In FIG. 15, a signal indicating the AD conversion value from the AD converter 230 is input to the adder 253. The adder 253 adds the signal indicating the input AD conversion value and the signal from the constant multiplier 251 to output a signal indicating the LPF operation value Vdca as an addition result to the subtractor 206 and one clock. The data is output to the constant multiplier 251 through a delay device 252 that is delayed by time. The constant multiplier 251 multiplies the input signal by a predetermined constant (2n−1) / (2n) and outputs a signal indicating the multiplication result to the adder 253. When the calculation by the LPF calculator 231 in FIG. 15 is expressed by a time series recursion formula with the input as X (j) and the output as Y (j), the following formula (1) is obtained.

Ｙ（ｊ＋１）←［（２ｎ−１）／（２ｎ）］×Ｙ（ｊ）＋Ｘ（ｊ）（１）
このＬＰＦ演算処理は、演算周期の「２ｎ」倍の時定数を有する一次型の低域通過フィルタであり、かつ、振幅が「２ｎ」倍になる。したがって、この演算を実行することにより、ＡＤ変換値Ｖａｄに小数点以下のｎビットの情報が追加される。 Y (j + 1) ← [(2n−1) / (2n)] × Y (j) + X (j) (1)
The LPF calculation process is a first-order low-pass filter having a time constant “2n” times the calculation cycle, and the amplitude is “2n” times. Therefore, by executing this calculation, n-bit information below the decimal point is added to the AD conversion value Vad.

図１６は図１４の制御回路１１１内の動作を示す図であって、ＡＣ電源１からのＡＣ電流Ｉａｃと、ＤＣ電圧Ｖｄｃと、ＡＤ変換器２３０のＡＤ変換値Ｖａｄ（上記ＤＣ電圧Ｖｄｃを点線で示す。）と、を示す信号波形図である。すなわち、図１６は、単相ＡＣの整流回路で低域通過フィルタ処理を行うことにより、電圧検出精度が向上できる動作原理を示す。 FIG. 16 is a diagram showing the operation in the control circuit 111 of FIG. 14, in which the AC current Iac from the AC power source 1, the DC voltage Vdc, and the AD conversion value Vad of the AD converter 230 (the DC voltage Vdc is indicated by a dotted line). Is a signal waveform diagram showing. That is, FIG. 16 shows an operation principle that can improve the voltage detection accuracy by performing low-pass filter processing with a single-phase AC rectifier circuit.

単相ＡＣ電源１からのＡＣ電圧にはゼロの区間があり、瞬時瞬時の電力が一定でないため、平滑コンデンサ１０６を用いても、ＤＣ電圧には電源周波数の２倍の周波数を有する変動が残る。この変動を少なくするには、平滑コンデンサ１０６のコンデンサ容量を無限に大きくする必要があり、現実的には不可能である。 Since the AC voltage from the single-phase AC power source 1 has a zero interval and the instantaneous instantaneous power is not constant, even if the smoothing capacitor 106 is used, the DC voltage still has a fluctuation having a frequency twice the power source frequency. . In order to reduce this fluctuation, it is necessary to increase the capacitor capacity of the smoothing capacitor 106 infinitely, which is practically impossible.

図１６（ｃ）は、ＤＣ電圧Ｖｄｃ（点線で示す。）とＡＣ電源１の周波数よりも一桁以上高いサンプリング周波数でＡＤ変換した場合のＡＤ変換値Ｖａｄとを示す。瞬時瞬時のＤＣ電圧Ｖｄｃに応じて、得られるＡＤ変換値Ｖａｄ（デジタル値）はＫ，Ｋ＋１，Ｋ＋２，Ｋ＋３，…の値をとる。ここで、ＡＤ変換値Ｖａｄに対して低域通過フィルタ演算を行うと、図１６の場合には、（Ｋ＋１）と（Ｋ＋２）の間の値に収束する。 FIG. 16C shows a DC voltage Vdc (indicated by a dotted line) and an AD conversion value Vad when AD conversion is performed at a sampling frequency one digit higher than the frequency of the AC power supply 1. In accordance with the instantaneous instantaneous DC voltage Vdc, the obtained AD conversion value Vad (digital value) takes values of K, K + 1, K + 2, K + 3,. Here, when the low-pass filter operation is performed on the AD conversion value Vad, the value converges to a value between (K + 1) and (K + 2) in the case of FIG.

さらに、図１５で示したように、低域通過フィルタ演算として２ｎ倍する機能を含んでいるため、｛（Ｋ＋１）×２ｎ｝と｛（Ｋ＋２）×２ｎ｝との間の値（整数値）が得られる。つまり、ＡＤ変換器２３０の分解能に対して、小数点以下のｎビットの情報が追加されて、分解能が改善されたことになる。なお、ＤＣ電圧Ｖｄｃに電源周波数の２倍の周波数を有する変動が全く無く、図１６（ｃ）の平均値のような場合には、ＡＤ変換値Ｖａｄは常に（Ｋ＋１）になり、ＬＰＦ演算をしても、分解能を改善することはできない。すなわち、本手法は、単相ＡＣの整流回路装置により、その効果を発揮することができる。 Further, as shown in FIG. 15, since it includes a function of multiplying by 2n as a low-pass filter operation, a value (integer value) between {(K + 1) × 2n} and {(K + 2) × 2n} Is obtained. That is, the resolution is improved by adding n bits of information after the decimal point to the resolution of the AD converter 230. Note that when the DC voltage Vdc has no fluctuation having a frequency twice the power supply frequency and is the average value in FIG. 16C, the AD conversion value Vad is always (K + 1), and the LPF calculation is performed. However, the resolution cannot be improved. In other words, this method can exert its effect by a single-phase AC rectifier circuit device.

（変形例及び補足説明）
実施形態１に係る図２の減算器２０６において、指令電圧Ｖｄｃ＊にもＡＤ変換器２３０と同等の分解能を有する必要があるが、指令電圧Ｖｄｃ＊は情報のみであるため、上記と同様に分解能を高めておくことは、容易に実現できる。 (Modification and supplementary explanation)
In the subtractor 206 of FIG. 2 according to the first embodiment, the command voltage Vdc * needs to have the same resolution as that of the AD converter 230. However, since the command voltage Vdc * is information only, the resolution is similar to the above. It is easy to increase the value.

また、ＬＰＦ演算では２の累乗を用いる事例で説明したが、定数乗算器２５１の定数を０から１の間の値に設定すれば、同様にＬＰＦ演算を実現することができる。また、図１６の動作原理から明らかなように、ＬＰＦ演算が図１５で示した方法以外の手法でも同様の効果を得ることができる。 In the LPF operation, the power of 2 has been described as an example. However, if the constant of the constant multiplier 251 is set to a value between 0 and 1, the LPF operation can be similarly realized. Further, as apparent from the operation principle of FIG. 16, the same effect can be obtained even if the LPF calculation is a method other than the method shown in FIG.

実施形態９に係るＡＤ変換器２３０の分解能が粗い場合でも、きめ細かい電圧情報を得ることができるので、ＤＣ電圧Ｖｄｃを高精度に調節することができ、常に損失が少なく、かつ、高調波電流が少ない整流動作が実現される。また、本実施形態９に係る手法は、これまで説明した実施形態１〜８を組み合わせて実施することが可能である。 Even when the resolution of the AD converter 230 according to the ninth embodiment is coarse, fine voltage information can be obtained, so that the DC voltage Vdc can be adjusted with high accuracy, the loss is always small, and the harmonic current is low. Less rectification operation is realized. Further, the method according to the ninth embodiment can be implemented by combining the first to eighth embodiments described so far.

なお、全ての実施形態に共通することとして、チョッピングが休止状態からチョッピング実施状態に変化する際に、回路の揺らぎやノイズにより、一瞬だけ休止状態に再度変化する場合があるが、これについては、本発明でのチョッピングが休止状態に変化した位相としての取り扱いをしないことで、容易に実現することができる。 In addition, as common to all the embodiments, when chopping changes from the resting state to the chopping performing state, it may change again to the resting state for a moment due to circuit fluctuations or noise. The chopping in the present invention can be easily realized by not handling it as a phase changed to a dormant state.

さらに、本発明に係る実施形態において、ＡＣ電圧位相検出器２０１においてＡＣ電圧の位相を検出してそれを基準としてチョッピング動作位相幅を検出しているが、本発明はこれに限らず、ＡＣ電源１の周波数が固定されている場合には、ＡＣ電源１のゼロクロスなどの情報に基づいてチョッピング動作位相幅を検出してもよい。 Further, in the embodiment according to the present invention, the AC voltage phase detector 201 detects the phase of the AC voltage and detects the chopping operation phase width based on the detected phase. However, the present invention is not limited to this, and the AC power supply When the frequency of 1 is fixed, the chopping operation phase width may be detected based on information such as zero crossing of the AC power supply 1.

また、チョッピング動作位相幅を検出するときに、チョッピング手法の一例であるＰＷＭ制御を実現するキャリア信号のパルス数で計数することでチョッピング動作位相幅の時間を計測してもよい。 Further, when detecting the chopping operation phase width, the time of the chopping operation phase width may be measured by counting the number of pulses of the carrier signal that realizes the PWM control which is an example of the chopping technique.

同様に、ＡＣ電圧位相検出器２０１においてＡＣ電圧の位相を検出してそれを基準としてチョッピング休止位相幅を検出しているが、本発明はこれに限らず、ＡＣ電源１の周波数が固定されている場合には、ＡＣ電源１のゼロクロスなどの情報に基づいてチョッピング休止位相幅を検出してもよい。また、チョッピング休止位相幅を検出するときに、チョッピング手法の一例であるＰＷＭ制御を実現するキャリア信号のパルス数で計数することでチョッピング休止位相幅の時間を計測してもよい。 Similarly, the AC voltage phase detector 201 detects the phase of the AC voltage and detects the chopping pause phase width based on the detected phase. However, the present invention is not limited to this, and the frequency of the AC power source 1 is fixed. If it is, the chopping pause phase width may be detected based on information such as zero crossing of the AC power supply 1. Further, when detecting the chopping pause phase width, the time of the chopping pause phase width may be measured by counting the number of pulses of the carrier signal that realizes the PWM control which is an example of the chopping technique.

以上詳述したように、本発明に係る整流回路装置は、脈動の有無で制御を切り替えることにより、接続される負荷に対する汎用性を持ちながら、高調波電流の抑制と回路損失の低減を両立することが可能となるので、圧縮機により冷媒を圧縮することによりヒートポンプを構成し、冷房、暖房、あるいは食品などの冷凍を行うもの等の用途にも適用できる。 As described in detail above, the rectifier circuit device according to the present invention achieves both suppression of harmonic current and reduction of circuit loss while switching the control depending on the presence or absence of pulsation while having versatility with respect to the connected load. Therefore, the heat pump can be configured by compressing the refrigerant with a compressor, and can be applied to applications such as cooling, heating, or freezing foods.

１交流電源（ＡＣ電源）
４負荷
１００、１０１、１１１制御回路
１０２、６０２、７０２リアクタ
１０３電流検出器
１０４、６０４ａ、６０４ｂ、７０４ａ、７０４ｂ半導体スイッチ
１０５ダイオードブリッジ回路
１０６平滑コンデンサ
１０９電圧レベル比較器
１１０ＤＣ電圧検出器
２０１ＡＣ電圧位相検出器
２０２目標電流波形形成器
２０３目標位相幅設定器
２０４、２０６、２０９減算器
２０５位相幅補償演算器
２０７Ｖｄｃ補償演算器
２０８乗算器
２１０Ｉａｃ補償演算器
２１１ＰＷＭ変調器
２１２、２１３チョッピング位相幅検出器
２１４位相幅差分判定器
２３０ＡＤ変換器
２３１低域通過フィルタ演算器（ＬＰＦ演算器）
２５１定数乗算器
２５２遅延器
２５３加算器
６０５ａ〜６０５ｄ、７０５ａ〜７０５ｄダイオード 1 AC power supply (AC power supply)
4 Load 100, 101, 111 Control circuit 102, 602, 702 Reactor 103 Current detector 104, 604a, 604b, 704a, 704b Semiconductor switch 105 Diode bridge circuit 106 Smoothing capacitor 109 Voltage level comparator 110 DC voltage detector 201 AC voltage Phase detector 202 Target current waveform generator 203 Target phase width setting unit 204, 206, 209 Subtractor 205 Phase width compensation calculator 207 Vdc compensation calculator 208 Multiplier 210 Iac compensation calculator 211 PWM modulator 212, 213 Chopping phase Width detector 214 Phase width difference determiner 230 AD converter 231 Low-pass filter calculator (LPF calculator)
251 Constant multiplier 252 Delay device 253 Adder 605a to 605d, 705a to 705d Diode

Claims

単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放である休止部分を一定期間集計した対象休止期間と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間である休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置。 By short-circuiting or opening an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage with a semiconductor switch via a reactor at a cycle earlier than the power cycle of the single-phase AC power source, the single-phase AC power source A rectifier circuit device for rectifying a DC voltage to a load and supplying power to a load, wherein the waveform forming means forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage, and an AC current flowing from the single-phase AC power supply A current detecting means for detecting; a voltage detecting means for detecting the DC voltage; and controlling a chopping operation of the semiconductor switch so that a waveform of the detected AC current becomes the target current waveform. The amplitude of the target current waveform is controlled so that the voltage becomes a predetermined target DC voltage, and each of the early cycles is open throughout the period. Control means for controlling the predetermined target DC voltage using a target pause period in which pause portions are counted for a certain period, a target pause period to be compared with the target pause period, and a time-series change in the detected target pause period. The control means includes, as the counting method in the fixed period, when there are a plurality of the pause parts, any one of the pause periods in which the pause parts in the fixed period are continuous, or the The sum of a plurality of the rest periods in a certain period or the sum of the rest parts in the certain period, the difference is calculated using a plurality of the target rest periods calculated for each aggregation of the certain period, and the difference is equal to or less than a determination value In this case, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target suspension period becomes equal to the predetermined target suspension period, while the difference exceeds the determination value. Case, the rectifier circuit arrangement, characterized in that the difference to control the predetermined target DC voltage to be equal to or less than the determination value.

単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する
電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域が開放でない非休止部分を一定期間集計した対象非休止期間と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間である非休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように、前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置。 By short-circuiting or opening an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage with a semiconductor switch via a reactor at a cycle earlier than the power cycle of the single-phase AC power source, the single-phase AC power source A rectifier circuit device for rectifying a DC voltage to a load and supplying power to a load, wherein the waveform forming means forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage, and an AC current flowing from the single-phase AC power supply A current detecting means for detecting; a voltage detecting means for detecting the DC voltage; and controlling a chopping operation of the semiconductor switch so that a waveform of the detected AC current becomes the target current waveform. The amplitude of the target current waveform is controlled so that the voltage becomes a predetermined target DC voltage, and in each of the early cycles, the entire region is not open during that period. Using the target non-pause period obtained by compiling the non-pause portion for a certain period and the target non-pause period compared with the target non-pause period, and using the detected time-series change of the target non-pause period, the predetermined target DC voltage Control means for controlling the non-pause portion in the predetermined period when there are a plurality of non-pause portions as a counting method in the predetermined period. Any one of the rest periods, or the sum of the non-pause periods in the certain period, or the sum of the non-pause parts in the certain period, and using a plurality of the target non-pause periods calculated for each aggregation of the certain period When the difference is equal to or less than the determination value, the predetermined non-rest period is controlled to be equal to the predetermined target non-rest period, while the predetermined target DC voltage is controlled, If the serial difference exceeds the determination value, the rectifier circuit arrangement, characterized in that the difference to control the predetermined target DC voltage to be equal to or less than the determination value.

前記早い周期は、前記単相交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする請求項１または２に記載の整流回路装置。 3. The rectifier circuit device according to claim 1, wherein the fast cycle is one digit or more faster than the cycle of the single-phase AC power supply and is a carrier cycle in PWM control.

前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。 In the target current waveform, the instantaneous absolute value of the target current waveform increases or increases with the passage of time from the start point of the period to a predetermined intermediate point in the fixed period. (B) monotonically increasing so as to be constant in the partial period, and (b) decreasing or decreasing with the passage of time from the intermediate point to the end point, The rectifier circuit device according to any one of claims 1 to 3, wherein the rectifier circuit device is set to have a period.

前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１から３のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。 The target current waveform has a period in which the instantaneous absolute value of the target current waveform is zero in the predetermined period from (a) a starting point of the period to a predetermined first intermediate point. b) increases from the first intermediate point to a predetermined second intermediate point , or increases monotonically so as to increase and remain constant over a period of time, and (c) ends from the second intermediate point. by decreased with time, or decreased and then monotonically decreases to be constant in some time, among of claims 1 to 3, characterized in that it is set to have a period to be zero The rectifier circuit device according to any one of the above.

前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする請求項１から５のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。 The apparatus further comprises phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means detects the period and phase of the AC voltage based on the binary signal. And forming a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage based on the cycle and phase of the detected AC voltage, and the control means chops the semiconductor switch based on the binary signal. 6. The rectifier circuit device according to claim 1, wherein the non-pause portion that is in an operating state or the pause portion in which the semiconductor switch is in a chopping pause state is counted.

前記整流回路装置はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記検出された直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記検出された直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする請求項１から６のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置。 The rectifier circuit device is further provided between the voltage detection means and the control means, and AD conversion means for AD converting the detected DC voltage into a digital voltage; and the AD conversion means and the control means And an arithmetic means for performing a low-pass filter operation on the digital voltage and then outputting a voltage of the operation result to the control means as the detected DC voltage. The rectifier circuit device according to any one of claims 1 to 6.

前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする請求項７記載の整流回路装置。 8. The rectifier circuit device according to claim 7, wherein the sampling frequency of the AD conversion means is set to be higher by one digit or more than the frequency of the single-phase AC power supply.

前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする請求項７または８に記載の整流回路装置。 The low-pass filter calculation is performed by multiplying the previous calculation result by a coefficient “(2n−1) / (2n)” (n is an integer), and adding the result to the input digital voltage. The rectifier circuit device according to claim 7, wherein the rectifier circuit device is executed by using the value of as a next operation result.

単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域で開放である休止部分を一定期間集計した対象休止期間と前記対象休止期間と比較する目標休止期間、及び検出された前記対象休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記休止部分がある場合に、前記一定期間における前記休止部分が連続する期間である休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における複数の前記休止期間の合計、もしくは前記一定期間における休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、前記対象休止期間が所定の前記目標休止期間と等しくなるように前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置のための制御回路。 By short-circuiting or opening an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage with a semiconductor switch via a reactor at a cycle earlier than the power cycle of the single-phase AC power source, the single-phase AC power source A control circuit for a rectifier circuit device for rectifying a DC voltage to a load and supplying power to a load, wherein the waveform forming means forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage, and the single-phase AC power supply A current detecting means for detecting an alternating current flowing from, a voltage detecting means for detecting the direct current voltage, and controlling a chopping operation of the semiconductor switch so that a waveform of the detected alternating current becomes the target current waveform, The amplitude of the target current waveform is controlled so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage, and in each of the early cycles, the period The predetermined target DC voltage using a target pause period in which pause portions that are open over the entire area are counted for a certain period, a target pause period that is compared with the target pause period, and a time-series change in the detected target pause period. Control means for controlling, the control means as a counting method in the fixed period, when there are a plurality of the pause parts, a pause period that is a period in which the pause part in the fixed period is continuous Any one or the sum of a plurality of the rest periods in the certain period, or the sum of the rest parts in the certain period, and calculates a difference using a plurality of the subject rest periods calculated for each aggregation of the certain period, When the difference is equal to or smaller than the determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target suspension period becomes equal to the predetermined target suspension period, while the difference There when exceeding the judgment value, the control circuit for the rectifier circuit arrangement, characterized in that the difference to control the predetermined target DC voltage to be equal to or less than the determination value.

単相交流電源からの交流電圧或いは該交流電圧を整流した脈動電圧を、リアクタを介して半導体スイッチにより前記単相交流電源の電源周期より早い周期で短絡又は開放することにより、前記単相交流電源から直流電圧に整流して負荷に電力を供給する整流回路装置のための制御回路であって、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成する波形形成手段と、前記単相交流電源から流れる交流電流を検出する電流検出手段と、前記直流電圧を検出する電圧検出手段と、前記検出された交流電流の波形が前記目標電流波形となるように前記半導体スイッチのチョッピング動作を制御し、前記検出された直流電圧が所定の目標直流電圧となるように前記目標電流波形の振幅を制御し、前記早い周期の内のそれぞれにおいて、その期間中全域が開放でない非休止部分を一定期間集計した対象非休止期間と前記対象非休止期間と比較する目標非休止期間、及び検出された前記対象非休止期間の時系列的変化を用いて、前記所定の目標直流電圧を制御する制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記一定期間における集計方法としては、複数の前記非休止部分がある場合に、前記一定期間における前記非休止部分が連続する期間である非休止期間のいずれか、もしくは前記一定期間における前記非休止期間の合計、もしくは前記一定期間における非休止部分の合計とし、前記一定期間の集計毎に計算される前記対象非休止期間を複数用いて差分を計算し、差分が判定値以下の場合は、対象非休止期間が所定の前記目標非休止期間と等しくなるように、前記所定の目標直流電圧を制御する一方、前記差分が判定値を越える場合には、前記差分が判定値以下となるように前記所定の目標直流電圧を制御することを特徴とする整流回路装置のための制御回路。 By short-circuiting or opening an AC voltage from a single-phase AC power source or a pulsating voltage obtained by rectifying the AC voltage with a semiconductor switch via a reactor at a cycle earlier than the power cycle of the single-phase AC power source, the single-phase AC power source A control circuit for a rectifier circuit device for rectifying a DC voltage to a load and supplying power to a load, wherein the waveform forming means forms a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage, and the single-phase AC power supply A current detecting means for detecting an alternating current flowing from, a voltage detecting means for detecting the direct current voltage, and controlling a chopping operation of the semiconductor switch so that a waveform of the detected alternating current becomes the target current waveform, The amplitude of the target current waveform is controlled so that the detected DC voltage becomes a predetermined target DC voltage, and in each of the early cycles, the period Using the target non-pause period obtained by compiling a non-pause portion where the entire area is not open for a certain period and the target non-pause period, and the detected time-series change of the target non-pause period, the predetermined period Control means for controlling the target direct current voltage, and the control means, as the counting method in the fixed period, when there are a plurality of non-pause parts, the non-pause part in the fixed period continues Any non-pause period that is a period, or the total of the non-pause period in the fixed period, or the total of the non-pause part in the fixed period, and the target non-pause period calculated for each aggregation of the fixed period When a difference is calculated using a plurality of values and the difference is equal to or smaller than a determination value, the predetermined target DC voltage is controlled so that the target non-rest period is equal to the predetermined target non-rest period. To contrast, if the difference exceeds the determination value, the control circuit for the rectifier circuit arrangement, characterized in that the difference to control the predetermined target DC voltage to be equal to or less than the determination value.

前記早い周期は、前記単相交流電源の周期に対して一桁以上早いものであり、ＰＷＭ制御におけるキャリア周期である事を特徴とする請求項１０または１１に記載の整流回路装置のための制御回路。 12. The control for a rectifier circuit device according to claim 10 or 11, wherein the fast cycle is one or more digits earlier than the cycle of the single-phase AC power supply and is a carrier cycle in PWM control. circuit.

前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の中間点までは、時間経過とともに増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｂ）前記中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１０から１２のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置のための制御回路。 In the target current waveform, the instantaneous absolute value of the target current waveform increases or increases with the passage of time from the start point of the period to a predetermined intermediate point in the fixed period. (B) monotonically increasing so as to be constant in the partial period, and (b) decreasing or decreasing with the passage of time from the intermediate point to the end point, The control circuit for a rectifier circuit device according to any one of claims 10 to 12, wherein the control circuit is set to have a certain period.

前記目標電流波形は、前記目標電流波形の瞬時の絶対値が、前記一定期間において、（ａ）当該期間の開始点から、所定の第１の中間点まではゼロとなる期間を有し、（ｂ）前記第１の中間点から所定の第２の中間点までは増加し、もしくは増加しかつ一部期間で一定であるように単調増加し、（ｃ）前記第２の中間点から終了点までに、時間経過とともに減少し、もしくは減少しかつ一部期間で一定であるように単調減少した後、ゼロとなる期間を有するように設定されたことを特徴とする請求項１０から１２のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置のための制御回路。 The target current waveform has a period in which the instantaneous absolute value of the target current waveform is zero in the predetermined period from (a) a starting point of the period to a predetermined first intermediate point. b) increases from the first intermediate point to a predetermined second intermediate point , or increases monotonically so as to increase and remain constant over a period of time, and (c) ends from the second intermediate point. by decreased with time, or decreased and then monotonically decreases to be constant in some time, among the claims 10 to 12, characterized in that it is set to have a period to be zero A control circuit for the rectifier circuit device according to any one of the above.

上記整流回路装置のための制御回路は、前記交流電圧を所定のしきい値電圧と比較することにより二値信号を発生する位相検出手段をさらに備え、前記波形形成手段は、前記二値信号に基づいて前記交流電圧の周期及び位相を検出し、当該検出された交流電圧の周期及び位相に基づいて、前記交流電圧の波形と同一周波数の目標電流波形を形成し、前記制御手段は、前記二値信号に基づいて、前記半導体スイッチがチョッピング動作状態である前記非休止部分、もしくは、前記半導体スイッチがチョッピング休止状態である前記休止部分を集計することを特徴とする請求項１０から１４のうちのいずれか１つに記載の制御回路。 The control circuit for the rectifier circuit device further includes phase detection means for generating a binary signal by comparing the AC voltage with a predetermined threshold voltage, and the waveform forming means is configured to convert the binary signal to the binary signal. And detecting a cycle and phase of the AC voltage based on the detected cycle and phase of the AC voltage, and forming a target current waveform having the same frequency as the waveform of the AC voltage. 15. The non-pause portion in which the semiconductor switch is in a chopping operation state or the pause portion in which the semiconductor switch is in a chopping suspension state is counted based on a value signal. The control circuit according to any one of the above.

前記整流回路装置のための制御回路はさらに、前記電圧検出手段と前記制御手段との間に設けられ、前記直流電圧をデジタル電圧にＡＤ変換するＡＤ変換手段と、前記ＡＤ変換手段と前記制御手段との間に設けられ、前記デジタル電圧に対して低域通過フィルタ演算を行った後、当該演算結果の電圧を前記制御手段に前記直流電圧として出力する演算手段とを備えたことを特徴とする請求項１０から１５のうちのいずれか１つに記載の整流回路装置のための制御回路。 A control circuit for the rectifier circuit device is further provided between the voltage detection means and the control means, and AD conversion means for AD converting the DC voltage into a digital voltage, the AD conversion means, and the control means And a calculation means for performing a low-pass filter operation on the digital voltage and then outputting a voltage of the calculation result to the control means as the DC voltage. A control circuit for a rectifier circuit device according to any one of claims 10 to 15.

前記ＡＤ変換手段のサンプリング周波数は、前記単相交流電源の周波数よりも一桁以上高くなるように設定されたことを特徴とする請求項１６記載の整流回路装置のための制御回路。 17. The control circuit for a rectifier circuit device according to claim 16, wherein the sampling frequency of the AD conversion means is set to be one digit higher than the frequency of the single-phase AC power supply.

前記低域通過フィルタ演算は、直前の演算結果に「（２ｎ−１）／（２ｎ）」なる係数（ｎは整数である）を乗算した後、入力されたデジタル電圧と加算し、当該加算結果の値を次の演算結果として用いて実行されることを特徴とする請求項１６または１７に記載の整流回路装置のための制御回路。 The low-pass filter calculation is performed by multiplying the previous calculation result by a coefficient “(2n−1) / (2n)” (n is an integer), and adding the result to the input digital voltage. The control circuit for the rectifier circuit device according to claim 16, wherein the control circuit is executed by using the value of as a next operation result.