JP6330174B2 - Frequency offset estimation apparatus and radio communication apparatus - Google Patents
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Description
本発明は、無線通信装置に関し、より特定的には、搬送波再生のための周波数オフセットを検出する技術に関する。 The present invention relates to a radio communication apparatus, and more particularly to a technique for detecting a frequency offset for carrier wave recovery.
無線通信装置では、送信装置側の周波数と受信装置側の周波数との間に偏差が存在し、この周波数偏差の影響でビット・エラー・レート（ＢＥＲ）特性が劣化することが知られている。そこで、受信側の復調装置では自動周波数制御（ＡＦＣ: Automatic Frequency Controller）回路などにより送受信間の周波数偏差を除去している。また、同様に送受信間で位相誤差または位相ずれが存在し、復調装置ではキャリアリカバリ（ＣＲ：Carrier Recovery）回路などによりその位相誤差を除去している。 In wireless communication devices, there is a deviation between the frequency on the transmission device side and the frequency on the reception device side, and it is known that the bit error rate (BER) characteristics deteriorate due to the influence of this frequency deviation. Therefore, the receiving-side demodulator removes the frequency deviation between transmission and reception by an automatic frequency control (AFC) circuit or the like. Similarly, there is a phase error or phase shift between transmission and reception, and the demodulator removes the phase error by a carrier recovery (CR) circuit or the like.
ＡＦＣ回路は、位相回転器、周波数弁別器、電圧制御発振器からなるＡＦＣループを構成し、ベースバンド帯域に周波数変換された受信変調信号から、周波数弁別回路が周波数偏差成分を求め、電圧制御発振器（ＶＣＯ）が当該周波数偏差成分に対応する周波数を有するＡＦＣ基準信号を生成し、位相回転器がＡＦＣ基準信号を利用して受信変調信号から周波数偏差に対応する位相回転を行ってその周波数偏差成分を除去するものとされている。 The AFC circuit constitutes an AFC loop composed of a phase rotator, a frequency discriminator, and a voltage controlled oscillator. The frequency discriminating circuit obtains a frequency deviation component from the received modulation signal frequency-converted to the baseband, and the voltage controlled oscillator ( VCO) generates an AFC reference signal having a frequency corresponding to the frequency deviation component, and a phase rotator performs phase rotation corresponding to the frequency deviation from the received modulation signal by using the AFC reference signal to obtain the frequency deviation component. It is supposed to be removed.
このようなＡＦＣ回路において、この回路の同期・非同期状態を検出し、非同期状態の時に自動的に同期確立することができる技術が、特許文献１に開示されている。 In such an AFC circuit, Patent Document 1 discloses a technique capable of detecting a synchronous / asynchronous state of the circuit and automatically establishing synchronization when the circuit is in an asynchronous state.
また、特許文献２には、衛星通信や移動体通信などの無線通信において、同期検波を実現する復調回路において、ＡＦＣ回路およびＣＲ回路を位相誤差が残留した状態で収束させ、この収束した状態で、位相不確定性除去回路により受信変調信号と既知パターンとの相関を取ることで残留する位相誤差を検出し、検出した位相誤差を補正するようにすることで、フィードバックループに対する調整パラメータを減らし、フィードバックループを簡素化する技術が開示されている。 Further, in Patent Document 2, in a wireless communication such as satellite communication or mobile communication, in a demodulation circuit that realizes synchronous detection, the AFC circuit and the CR circuit are converged with a phase error remaining, and in this converged state, The phase error removal circuit detects the remaining phase error by correlating the received modulation signal with the known pattern, and by correcting the detected phase error, the adjustment parameter for the feedback loop is reduced. A technique for simplifying the feedback loop is disclosed.
一方で、近年、無線通信システムの普及により、マイクロ波帯を中心として周波数資源の不足が顕在化しており、高い周波数利用効率を達成するための伝送技術が求められている。直交偏波多重技術は、アンテナから放射される電波の波面方向に着目し、互いに直交する波面をもつ独立した信号を同一周波数で伝送するものである。 On the other hand, in recent years, with the widespread use of wireless communication systems, a shortage of frequency resources has become apparent, especially in the microwave band, and transmission techniques for achieving high frequency utilization efficiency are required. The orthogonal polarization multiplexing technique pays attention to the wavefront direction of a radio wave radiated from an antenna, and transmits independent signals having wavefronts orthogonal to each other at the same frequency.
この直交多重偏波技術を適用すると、固定無線通信等で使用される直線偏波の場合、垂直（Ｖ）偏波と水平（Ｈ）偏波を用いたＶ，Ｈ偏波多重を実現できる。この場合、直交偏波多重技術を適用しない場合と比較して、周波数利用効率は２倍となる。Ｖ，Ｈ偏波多重信号は、例えば、２つの直線状放射素子を十字型に直交配置することにより送受信することができる。 When this orthogonal multiplexing polarization technology is applied, in the case of linear polarization used in fixed wireless communication or the like, V and H polarization multiplexing using vertical (V) polarization and horizontal (H) polarization can be realized. In this case, the frequency utilization efficiency is doubled compared to the case where the orthogonal polarization multiplexing technique is not applied. The V and H polarization multiplexed signals can be transmitted and received by, for example, arranging two linear radiating elements orthogonally in a cross shape.
さらに、衛星通信では、必ずしも直交しない３以上の偏波に信号を多重して周波数利用効率を向上させる偏波多重方式が知られている（例えば、非特許文献１参照）。この方式では、各偏波にビットを割り当て、合成前の各偏波成分を水平（Ｈ）・垂直（Ｖ）偏波のＩＱ平面上に写像した値を多重（合成）することで信号点を形成する。このとき、Ｈ／Ｖ各偏波上のシンボル間の最小ユークリッド距離が最大となるように、信号点配置の最適化を行っている。 Furthermore, in satellite communication, a polarization multiplexing method is known in which signals are multiplexed on three or more polarizations that are not necessarily orthogonal to improve frequency utilization efficiency (see, for example, Non-Patent Document 1). In this method, a bit is assigned to each polarization, and a signal point is obtained by multiplexing (synthesizing) values obtained by mapping each polarization component before synthesis onto the horizontal (H) / vertical (V) polarization IQ plane. Form. At this time, the signal point arrangement is optimized so that the minimum Euclidean distance between symbols on each polarization of H / V is maximized.
このような衛星通信では、一般に、ＳＮ比が低い状態での受信を行うことになるため、送信側と受信側での周波数の誤差（周波数オフセット）を検出して、周波数偏差の除去（周波数再生処理）を行うための回路においては、このような状況でも高い正確性が要求される。このような要求に応えるために、非特許文献２では、送信信号中に挿入される所定パターンのユニークワードの相関により周波数オフセットを検出するにあたり、ユニークワードのパイロットシンボルの間隔Ｄを可変とした場合のビットエラーレート（ＢＥＲ）などを評価した結果が開示されている。 In such satellite communication, since reception is generally performed with a low S / N ratio, a frequency error (frequency offset) between the transmission side and the reception side is detected and frequency deviation is removed (frequency reproduction). The circuit for performing (processing) is required to have high accuracy even in such a situation. In order to meet such a demand, in Non-Patent Document 2, when the frequency offset is detected based on the correlation of the unique word of a predetermined pattern inserted in the transmission signal, the interval D between the pilot symbols of the unique word is variable. The result of evaluating the bit error rate (BER) and the like is disclosed.
一般には、ユニークワードのパイロットシンボルの間隔Ｄを大きくすれば、より少ないフレーム数（より短い捕捉期間）で、周波数オフセットを推定できるものの、この場合、評価できる周波数オフセットの範囲が狭くなってしまう。一方で、粗い周波数オフセットの検出には、ユニークワードのパイロットシンボルの間隔Ｄを小さくする必要がある。しかし、ユニークワードのパイロットシンボルの間隔Ｄを小さくすることは、周波数オフセットの推定に要するフレーム数の増大を招いてしまう。 In general, if the interval D between the pilot symbols of the unique word is increased, the frequency offset can be estimated with a smaller number of frames (shorter acquisition period), but in this case, the range of the frequency offset that can be evaluated becomes narrow. On the other hand, in order to detect a coarse frequency offset, it is necessary to reduce the interval D between pilot symbols of unique words. However, reducing the interval D between the pilot symbols of the unique word causes an increase in the number of frames required for estimating the frequency offset.
本発明は上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、同期検波を実現する復調回路において、周波数オフセットの正確かつより短期間で推定し、搬送波の捕捉を行うことが可能な周波数オフセット推定装置およびこれを用いる無線通信装置を提供することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to accurately and quickly estimate a frequency offset in a demodulation circuit that realizes synchronous detection, and to acquire a carrier wave. An object of the present invention is to provide a frequency offset estimation device that can be performed and a wireless communication device using the same.
この発明の１つの局面に従うと、受信信号の搬送波周波数と局部発振周波数との間の周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定装置であって、受信信号は、複数のユニークワード部を有する所定数のフレームを含み、複数のユニークワード部は、それぞれ、ユニークワードのシンボル間隔が異なるユニークワードを含んでおり、受信信号とのユニークワードとの相関を算出するための相関器を備え、相関器は、ユニークワードのシンボル間隔を可変として相関を算出することが可能であり、算出された相関を設定された数のフレームにわたって平均して、周波数オフセットの推定値を算出するための平均処理部と、相関器および平均処理部を制御するための制御部とさらに備え、制御部は、ｉ）平均処理部により第１所定数のフレームにわたって、ユニークワード間隔が最小のユニークワード間隔で相関器により算出した相関を平均して粗いオフセット周波数を推定し、ｉｉ）第１のオフセット周波数が所定のしきい値よりも小さい場合には、平均処理部によりさらに第２所定数のフレームにわたって、ユニークワード間隔が最小のユニークワード間隔とは異なる第１のユニークワード間隔で相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、前記制御部は、前記第１のオフセット周波数が所定のしきい値以上の場合には、前記平均処理部によりさらに第３所定数のフレームにわたって、前記最小のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、前記第３所定数は、前記第２所定数よりも大きい。 According to one aspect of the present invention, there is provided a frequency offset estimation device for estimating a frequency offset between a carrier frequency and a local oscillation frequency of a received signal, wherein the received signal has a predetermined number having a plurality of unique word portions. Each of the plurality of unique word portions includes unique words having different unique word symbol intervals, and includes a correlator for calculating a correlation with the received word and the unique word. The correlation between the unique word symbol intervals can be calculated, the calculated correlation is averaged over a set number of frames, and an average processing unit for calculating an estimated value of the frequency offset; A control unit for controlling the correlator and the average processing unit, the control unit further comprising: i) a first predetermined number of units by the average processing unit; Over the frame, the correlation calculated by the correlator with the unique word interval having the smallest unique word interval is averaged to estimate a coarse offset frequency, and ii) if the first offset frequency is less than a predetermined threshold, The average processing unit further estimates and outputs the fine offset frequency by averaging the correlations calculated by the correlator at the first unique word interval that is different from the smallest unique word interval over the second predetermined number of frames. When the first offset frequency is greater than or equal to a predetermined threshold, the control unit causes the correlator to perform the third unique number of frames over the third predetermined number of frames with the minimum unique word interval. The calculated correlation is averaged and a fine offset frequency is estimated and output, and the third predetermined number is the second place. Greater than the number.
好ましくは、第１のユニークワード間隔は、予め定められた一定の間隔である。 Preferably, the first unique word interval is a predetermined constant interval.
好ましくは、第１のユニークワード間隔は、予め所定のパターンで変化する間隔に設定される。 Preferably, the first unique word interval is set in advance to an interval that changes in a predetermined pattern.
この発明の他の局面に従うと、複数のユニークワード部を有する所定数のフレームを含む無線信号であって、複数のユニークワード部が、それぞれ、ユニークワードのシンボル間隔が異なるユニークワードを含んでいる無線信号を受信するための無線通信装置であって、無線信号を受信して検波するための受信手段と、受信手段からの受信信号の搬送波周波数と局部発振周波数との間の周波数オフセットを推定し、推定された周波数オフセットに基づいて、受信信号の周波数誤差を補正するため搬送波周波数再生手段とを備え、搬送波周波数再生手段は、周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定手段と含み、周波数オフセット推定手段は、受信信号とのユニークワードとの相関を算出するための相関器を含み、相関器は、ユニークワードのシンボル間隔を可変として相関を算出することが可能であり、算出された相関を設定された数のフレームにわたって平均して、周波数オフセットの推定値を算出するための平均処理部と、相関器および平均処理部を制御するための制御部とをさらに含み、制御部は、ｉ）平均処理部により第１所定数のフレームにわたって、ユニークワード間隔が最小のユニークワード間隔で相関器により算出した相関を平均して粗いオフセット周波数を推定し、ｉｉ）第１のオフセット周波数が所定のしきい値よりも小さい場合には、平均処理部によりさらに第２所定数のフレームにわたって、ユニークワード間隔が最小のユニークワード間隔とは異なる第１のユニークワード間隔で相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、搬送波周波数再生手段で補正された信号に対して、復号処理を行うための復号手段をさらに備え、前記制御部は、前記第１のオフセット周波数が所定のしきい値以上の場合には、前記平均処理部によりさらに第３所定数のフレームにわたって、前記最小のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、
前記第３所定数は、前記第２所定数よりも大きい。
According to another aspect of the present invention, the wireless signal includes a predetermined number of frames having a plurality of unique word portions, and each of the plurality of unique word portions includes a unique word having a unique symbol interval different from each other. A wireless communication device for receiving a radio signal, wherein a receiving means for receiving and detecting a radio signal and estimating a frequency offset between a carrier frequency of the received signal from the receiving means and a local oscillation frequency Carrier frequency reproduction means for correcting a frequency error of the received signal based on the estimated frequency offset, the carrier frequency reproduction means including frequency offset estimation means for estimating the frequency offset, and frequency offset estimation The means includes a correlator for calculating a correlation between the received signal and the unique word. And a correlator for calculating an estimated value of frequency offset by averaging the calculated correlation over a set number of frames. And a control unit for controlling the average processing unit, the control unit i) the correlation calculated by the correlator with the unique word interval having the smallest unique word interval over the first predetermined number of frames by the average processing unit. Ii) If the first offset frequency is smaller than a predetermined threshold, the average processing unit further minimizes the unique word interval over the second predetermined number of frames. Fine offset frequency by averaging the correlation calculated by the correlator at the first unique word interval different from the unique word interval Estimated outputs the relative corrected signal at a carrier frequency reproducing means further comprises a decoding means for performing decoding processing, the control unit, said first offset frequency is higher than a predetermined threshold value In this case, the average processing unit further estimates and outputs the fine offset frequency by averaging the correlation calculated by the correlator at the minimum unique word interval over a third predetermined number of frames.
The third predetermined number is greater than the second predetermined number.
好ましくは、無線通信装置は、互いに直交した第１および第２の偏波成分を用いて情報を受信する。 Preferably, the wireless communication apparatus receives information using first and second polarization components orthogonal to each other.
本発明によれば、同期検波を実現する復調回路において、周波数オフセットを正確かつより短期間で推定し、搬送波の捕捉を行うことが可能となる。 According to the present invention, in a demodulation circuit that realizes synchronous detection, it is possible to estimate a frequency offset accurately and in a shorter period, and to acquire a carrier wave.
以下、本発明の実施の形態の無線通信システムについて、図に従って説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。 Hereinafter, a radio communication system according to an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the following embodiments, components and processing steps given the same reference numerals are the same or equivalent, and the description thereof will not be repeated unless necessary.
以下に説明するとおり、本実施の形態の無線通信システムは、偏波多重通信方式を採用するものである。 As will be described below, the wireless communication system of the present embodiment employs a polarization multiplexing communication system.
好ましくは、本実施の形態では、２つの偏波を用いて情報伝達を行うシステムにおける通信装置で、衛星通信のように送受信間に際立った障害物の無いシステム系で用いる状態が、より好適である。なお、送信機能のみの通信機には、本実施の形態の送信機能のみを、受信機能のみの通信機には、本実施の形態の受信機能のみを備える構成とすることが可能である。また、送受信機には、送受信機能を備える構成とすることも可能である。 Preferably, in the present embodiment, a communication device in a system that transmits information using two polarized waves is more suitable for use in a system system that does not stand out between transmission and reception, such as satellite communication. is there. Note that a communication device having only the transmission function can be configured to include only the transmission function of the present embodiment, and a communication device having only the reception function can be configured to include only the reception function of the present embodiment. The transceiver can also be configured to have a transmission / reception function.
また、本実施の形態の無線通信システムは、２直交の偏波(現実的なレベルでの直交であり、交差偏波成分は０でなくともよい)を同時に情報伝送に利用する無線通信機が対象である。ただし、本実施の形態の送信機、受信機、送受信機において、以下に説明するような偏波多重通信の機能を一時停止させて、従来の通信方式での通信に切り替えることが可能なようにシステムを構成することも可能である。 In addition, the wireless communication system of the present embodiment is a wireless communication device that simultaneously uses two orthogonal polarizations (which are orthogonal at a realistic level and the cross polarization component need not be 0) for information transmission. It is a target. However, in the transmitter, receiver, and transmitter / receiver of this embodiment, it is possible to temporarily stop the polarization multiplexing communication function as described below and switch to communication using the conventional communication method. It is also possible to configure the system.
また、本実施の形態は、３以上の偏波に信号を多重する偏波多重方式に用いることも可能である。 In addition, this embodiment can also be used in a polarization multiplexing system that multiplexes signals with three or more polarizations.
（送信機および受信機の構成）
図１は、本実施の形態の送信機１０００の構成を説明するための機能ブロック図である。
(Configuration of transmitter and receiver)
FIG. 1 is a functional block diagram for explaining the configuration of transmitter 1000 according to the present embodiment.
図１を参照して、送信機１０００は、送信するべきデジタルデータ信号（情報ビット）を受け、情報ビットに対して誤り訂正符号化処理を実行し送信シンボルに変換する誤り訂正符号化処理部１００を備える。なお、誤り訂正符号化処理だけでなく、「インターリーブ処理」などが実行されてもよい。 Referring to FIG. 1, transmitter 1000 receives an error correction coding processing unit 100 that receives a digital data signal (information bit) to be transmitted, performs error correction coding processing on the information bit, and converts the information bit into a transmission symbol. Is provided. In addition to the error correction coding process, an “interleave process” or the like may be executed.
送信機１０００は、さらに、送信されるシンボルをシリアル／パラレル変換（Ｓ／Ｐ変換）するＳ／Ｐ変換部１０２と、パラレル信号に変換された送信シンボルを、Ｉ／Ｑマッピングデータ記憶部１０６に保持された情報に基づいて、水平偏波（Ｈ偏波）および垂直偏波（Ｖ偏波）の各偏波成分について、信号空間ダイアグラム（コンステレーション）における信号点にマッピングするＶ／Ｈマッピング処理部１０４とを備える。 Transmitter 1000 further includes an S / P converter 102 for serial / parallel conversion (S / P conversion) of symbols to be transmitted, and a transmission symbol converted to a parallel signal in I / Q mapping data storage unit 106. V / H mapping processing for mapping each polarization component of horizontal polarization (H polarization) and vertical polarization (V polarization) to signal points in a signal space diagram (constellation) based on the retained information Unit 104.
ここで、Ｉ成分とは、直交変調の際の同相成分を意味し、Ｑ成分とは、直交変調の際の直交位相成分のことを意味し、Ｉ／Ｑマッピングとは、Ｉ成分およびＱ成分で張られる平面上に信号点を配置することを意味する。 Here, the I component means an in-phase component in quadrature modulation, the Q component means a quadrature phase component in quadrature modulation, and I / Q mapping means I component and Q component. This means that signal points are arranged on a plane stretched by.
送信機１０００は、さらに、Ｖ／Ｈマッピング処理部１０４からのＶ偏波についてのＩ／Ｑ成分にユニークワードを挿入するためのユニークワード挿入部（以下、ＵＷ挿入部）１０７ａと、Ｖ／Ｈマッピング処理部１０４からのＨ偏波についてのＩ／Ｑ成分にユニークワードを挿入するためのＵＷ挿入部１０７ｂとを備える。 Transmitter 1000 further includes a unique word insertion unit (hereinafter referred to as UW insertion unit) 107a for inserting a unique word into the I / Q component for V polarization from V / H mapping processing unit 104, and V / H. And a UW insertion unit 107b for inserting a unique word into the I / Q component for H polarization from the mapping processing unit 104.
送信機１０００は、さらに、ＵＷ挿入部１０７ａからのＶ偏波についてのＩ／Ｑ成分を、対応する変調方式（たとえば、ＱＰＳＫ変調方式）で直交変調する直交変調部１０８ａと、ＵＷ挿入部１０７ｂからのＨ偏波についてのＩ／Ｑ成分を、対応する変調方式（たとえば、ＱＰＳＫ変調方式）で直交変調する直交変調部１０８ｂと、直交変調部１０８ａの出力をデジタル・アナログ変換するためのＤ／Ａ変換部１１０ａと、直交変調部１０８ｂの出力をデジタル・アナログ変換するためのＤ／Ａ変換部１１０ｂとを備える。 Transmitter 1000 further includes a quadrature modulation unit 108a that quadrature modulates the I / Q component for the V polarization from UW insertion unit 107a with a corresponding modulation scheme (for example, QPSK modulation scheme), and UW insertion unit 107b. A quadrature modulation unit 108b that quadrature modulates the I / Q component of the H polarization of the signal with a corresponding modulation method (for example, QPSK modulation method), and a D / A for digital / analog conversion of the output of the quadrature modulation unit 108a A conversion unit 110a and a D / A conversion unit 110b for digital / analog conversion of the output of the quadrature modulation unit 108b are provided.
Ｄ／Ａ変換部１１０ａの出力は、図示しない電力増幅器で増幅され、送信フィルタ処理部１１２ａで不要な周波数成分を抑圧するためのフィルタ処理をされた後、垂直偏波アンテナ１１４ａから送出される。また、Ｄ／Ａ変換部１１０ｂの出力は、図示しない電力増幅器で増幅され、送信フィルタ処理部１１２ｂでフィルタ処理をされた後、水平偏波アンテナ１１４ｂから送出される。 The output of the D / A conversion unit 110a is amplified by a power amplifier (not shown), subjected to filter processing for suppressing unnecessary frequency components by the transmission filter processing unit 112a, and then transmitted from the vertically polarized antenna 114a. The output of the D / A conversion unit 110b is amplified by a power amplifier (not shown), filtered by the transmission filter processing unit 112b, and then transmitted from the horizontal polarization antenna 114b.
図２は、本実施の形態の受信機２０００の構成を説明するための機能ブロック図である。 FIG. 2 is a functional block diagram for explaining the configuration of the receiver 2000 of the present embodiment.
図２を参照して、受信機２０００は、垂直偏波アンテナ２００ａと水平偏波アンテナ２００ｂと、垂直偏波アンテナ２００ａからの受信信号を図示しない低雑音増幅器が増幅した信号をフィルタ処理する受信フィルタ処理部２０２ａと、水平偏波アンテナ２００ｂからの受信信号を図示しない低雑音増幅器が増幅した信号をフィルタ処理する受信フィルタ処理部２０２ｂと、受信フィルタ処理部２０２ａからの信号をアナログデジタル変換するためのアナログデジタル変換部（Ａ／Ｄ変換部）２０４ａと、受信フィルタ処理部２０２ｂからの信号をアナログデジタル変換するためのＡ／Ｄ変換部２０４ｂとを備える。 Referring to FIG. 2, receiver 2000 performs a reception filter for filtering a signal amplified by a low-noise amplifier (not shown) of a reception signal from vertical polarization antenna 200a, horizontal polarization antenna 200b, and vertical polarization antenna 200a. A processing unit 202a, a reception filter processing unit 202b for filtering a signal amplified by a low noise amplifier (not shown) from a reception signal from the horizontally polarized antenna 200b, and an analog-to-digital conversion for a signal from the reception filter processing unit 202a An analog-digital conversion unit (A / D conversion unit) 204a and an A / D conversion unit 204b for analog-digital conversion of a signal from the reception filter processing unit 202b are provided.
受信機２０００は、さらに、Ａ／Ｄ変換部２０４ａおよび２０４ｂからの信号をそれぞれ受けて、コンステレーション上におけるＩ／Ｑ成分を分離する直交検波部２０６ａおよび２０６を備える。 Receiver 2000 further includes quadrature detection units 206a and 206 that receive signals from A / D conversion units 204a and 204b, respectively, and separate I / Q components on the constellation.
搬送波周波数再生部２０７は、直交検波部２６０ａまたは直交検波部２６０ｂからの信号に対して、それぞれ、後に説明するように周波数オフセットの推定を実行し、推定された周波数オフセットにもとづいて、入力された信号を、周波数誤差がゼロに近づいた状態にまで補正する。 The carrier frequency reproduction unit 207 performs frequency offset estimation on the signal from the quadrature detection unit 260a or the quadrature detection unit 260b, as will be described later, and is input based on the estimated frequency offset. The signal is corrected until the frequency error is close to zero.
続いて、搬送波周波数再生部２０７において周波数誤差を補正された受信変調信号は、搬送波位相再生部２０８に入力される。搬送波周波数再生部２０７における周波数誤差の補正後も、周波数誤差が残留するため、受信シンボル点がゆっくりと回転し、特性の劣化を招く。そこで、搬送波位相再生部２０８において、残留した周波数誤差（位相誤差）の補正が行われる。搬送波位相再生部２０８は、補正後の受信変調信号における残留位相誤差をゼロに近づける。 Subsequently, the received modulation signal whose frequency error has been corrected by the carrier frequency reproducing unit 207 is input to the carrier phase reproducing unit 208. Since the frequency error remains even after correction of the frequency error in the carrier frequency reproduction unit 207, the received symbol point rotates slowly, resulting in deterioration of characteristics. Therefore, the carrier wave phase recovery unit 208 corrects the remaining frequency error (phase error). Carrier wave phase recovery section 208 brings the residual phase error in the received modulated signal after correction close to zero.
最尤判定処理部２０８は、Ｉ／Ｑマッピングデータ記憶部２１０からのマッピング情報に基づいて、搬送波位相再生部２０８からの信号に対して、信号空間ダイアグラム上の所定の信号点に対する尤度を算出し、ＭＬＤ（Maximum Likelihood Detection）法による最尤復号を行う。ＭＬＤ法では、受信信号に対し、送信アンテナから送信されうる送信信号のすべての組合せを用いてメトリックを算出する。そして、最小の距離を与える送信信号の組合せを選択する。 The maximum likelihood determination processing unit 208 calculates the likelihood for a predetermined signal point on the signal space diagram for the signal from the carrier phase reproduction unit 208 based on the mapping information from the I / Q mapping data storage unit 210. Then, maximum likelihood decoding is performed by the MLD (Maximum Likelihood Detection) method. In the MLD method, a metric is calculated using all combinations of transmission signals that can be transmitted from a transmission antenna with respect to a reception signal. Then, a combination of transmission signals that gives the minimum distance is selected.
なお、「信号点」とは、変調方式によりコンステレーション上に定義される基準となる位置のことをいい、「シンボル」とは、送信側で変調されて、基準クロックで伝送される情報の単位である「符号」を意味する。 The “signal point” refers to a reference position defined on the constellation by the modulation method, and the “symbol” is a unit of information that is modulated on the transmission side and transmitted by the reference clock. Means “sign”.
最尤判定処理部２０８により算出された送信信号のビット情報は、パラレル／シリアル変換（Ｐ／Ｓ変換）を行うＰ／Ｓ変換部２１２を経て、誤り訂正復号処理部２１４により誤り訂正された後、受信シンボルとして出力される。 The bit information of the transmission signal calculated by the maximum likelihood determination processing unit 208 is subjected to error correction by the error correction decoding processing unit 214 via the P / S conversion unit 212 that performs parallel / serial conversion (P / S conversion). Are output as received symbols.
なお、送信機側の構成に従って、誤り訂正復号処理部２１４では、畳み込みの復号やデインターリーブ処理が実行されてもよい。
（実施の形態１）
図３は、本実施の形態でのフレーム構造を説明するための図である。
Note that convolutional decoding and deinterleaving processing may be performed in the error correction decoding processing unit 214 according to the configuration on the transmitter side.
(Embodiment 1)
FIG. 3 is a diagram for explaining a frame structure in the present embodiment.
図３（ａ）は、比較のために使用する比較例のユニークワードの配置を示し、図３（ｂ）は、本実施の形態のフレーム構造を示す。 FIG. 3 (a) shows the arrangement of unique words of a comparative example used for comparison, and FIG. 3 (b) shows the frame structure of the present embodiment.
図３（ａ）に示すように、比較例としては、所定数の各フレームの先頭部分に、連続したｎ１シンボル（ユニークワードのシンボル間隔Ｄ＝１，ｎ１は、たとえば、６４）から成るユニークワードが配置された部分（以下、ＵＷ部）が設けられたものを考える。なお、以下では、「ユニークワードのシンボル間隔」のことを単に「ユニークワード間隔」と呼ぶことにする。 As shown in FIG. 3 (a), as a comparative example, a unique word consisting of consecutive n1 symbols (unique word symbol interval D = 1, n1 is, for example, 64) at the beginning of each predetermined number of frames. Let us consider a case where a portion (hereinafter referred to as a UW portion) in which is placed is provided. Hereinafter, the “unique word symbol interval” is simply referred to as “unique word interval”.
一方、本実施の形態のユニークワードの配置では、所定数の各フレームの先頭部分に、連続したｎ２シンボル（ユニークワード間隔Ｄ＝１，ｎ２は、たとえば、ｎ２＝ｎ１／２＝３２）から成るユニークワードが配置された部分（第１ユニークワード部という。以下、第１ＵＷ部と記す）が設けられ、第１ＵＷ部に続いて、所定のユニークワード間隔（図３（ｂ）では、Ｄ＝８）でｎ３シンボルのユニークワードが配置された部分（第２ユニークワード部という。以下、第２ＵＷ部と記す。ｎ３は、ｎ１＝ｎ２＋ｎ３を満たすように設定され、たとえば、上記の場合ではｎ３＝ｎ１／２＝３２）が設けられている。 On the other hand, in the arrangement of the unique words of the present embodiment, the head portion of each predetermined number of frames is composed of consecutive n2 symbols (unique word interval D = 1, n2 is, for example, n2 = n1 / 2 = 32). A portion where a unique word is arranged (referred to as a first unique word portion, hereinafter referred to as a first UW portion) is provided, and following the first UW portion, a predetermined unique word interval (D = 8 in FIG. 3B). ) In which a unique word of n3 symbols is arranged (referred to as a second unique word part, hereinafter referred to as a second UW part. N3 is set so as to satisfy n1 = n2 + n3. For example, in the above case, n3 = n1 / 2 = 32).
なお、ここで、ユニークワードとして使用されるシンボル数は、必ずしも上記の値に限定されるものではないが、本実施の形態のユニークワード配列では、フレームの先頭部分にユニークワードが連続する（Ｄ＝１）第１ＵＷ部が設けられ、第１ＵＷ部に続いて、所定間隔（たとえば、Ｄ＝８）でユニークワードが設けられる第２ＵＷ部が設けられる。 Here, the number of symbols used as the unique word is not necessarily limited to the above value, but in the unique word arrangement of the present embodiment, the unique word is continuous at the beginning of the frame (D = 1) A first UW unit is provided, and a second UW unit in which unique words are provided at predetermined intervals (for example, D = 8) is provided following the first UW unit.
なお、ここで、ユニークワード間隔Ｄ＝ｋ（ｋ：自然数）とは、第ｉ番目のシンボルがユニークワードであるときに、第（ｉ＋ｋ）番目のシンボルもユニークワードであることを意味する。 Here, the unique word interval D = k (k: natural number) means that when the i-th symbol is a unique word, the (i + k) -th symbol is also a unique word.
図４は、フレーム構造の他の例を説明するための図である。 FIG. 4 is a diagram for explaining another example of the frame structure.
図３（ｂ）では、異なるユニークワード間隔のユニークワード部を２つ設ける構成について説明した。ただし、異なるユニークワード間隔のユニークワード部の個数も２つに限られるものではない。 In FIG. 3B, the configuration in which two unique word portions having different unique word intervals are provided has been described. However, the number of unique word portions having different unique word intervals is not limited to two.
図４においては、第１ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝１、第２ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝４、第３ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝８という構成である。 In FIG. 4, the first unique word portion has a unique word interval D = 1, the second unique word portion has a unique word interval D = 4, and the third unique word portion has a unique word interval D = 8. .
また、たとえば、第１ユニークワード部は、ｎ４シンボル、第２ユニークワード部は、ｎ４シンボル、第３ユニークワード部は、ｎ４シンボルという構成である。ただし、ｎ１＝ｎ４×３が成り立つようにする。より一般には、第１〜第３ユニークワード部のシンボル数の合計が、ｎ１シンボルとなるような構成であってもよい。 Further, for example, the first unique word part has an n4 symbol, the second unique word part has an n4 symbol, and the third unique word part has an n4 symbol. However, n1 = n4 × 3 is established. More generally, the total number of symbols of the first to third unique word portions may be n1 symbols.
なお、各ユニークワード部のユニークワード間隔もこの例に限定されるものではなく、たとえば、第２、第３ユニークワード部のユニークワード間隔は、たとえば、｛２，４，８｝の中から２つを選んで構成することができる。 The unique word interval of each unique word portion is not limited to this example. For example, the unique word interval of the second and third unique word portions is, for example, 2 from {2, 4, 8}. You can select and configure one.
なお、以下では、まず、図３（ｂ）のユニークワードの構成に対する処理について、説明することにする。 In the following, first, processing for the configuration of the unique word in FIG. 3B will be described.
図５は、搬送波周波数再生部２０７における周波数オフセット推定装置３００の構成を説明するための機能ブロック図である。 FIG. 5 is a functional block diagram for explaining the configuration of frequency offset estimation apparatus 300 in carrier frequency reproduction section 207.
周波数オフセット推定装置３００は、制御部３０１０の制御に従って、入力された受信変調信号ＲＸとメモリに保存したユニークワードＵＷとの相関を、以下の式に従って、相関長Ｎ（Ｎ：自然数）の相関器３０２０でとって、この相関値を、平均化処理部３０３０で、移動平均サイズＬ（フレーム数で規定）だけ積算して平均化する。つまり、制御部３０１０には、現在相関を計算中のフレーム番号が入力される。 The frequency offset estimating apparatus 300 correlates the correlation between the received received modulation signal RX and the unique word UW stored in the memory according to the control of the control unit 3010, with a correlation length N (N: natural number) according to the following equation. At 3020, the correlation processing unit 3030 accumulates and averages the correlation values by the moving average size L (specified by the number of frames). That is, the frame number for which the correlation is currently being calculated is input to the control unit 3010.
すなわち、平均化処理部３０３０の積算部３０４０は、Ｌフレームにわたって相関値を積算し、オフセット算出部３０５０が、積算された相関値を、以下の式（３）（４）に従って、周波数オフセットｆLRDハット（以下、文字Ｘの上に記号“＾”が付された時には、「Ｘハット」と記載する）に変換する。 That is, the integrating unit 3040 of the averaging processing unit 3030 integrates the correlation values over the L frames, and the offset calculating unit 3050 converts the integrated correlation values into the frequency offset f LRD according to the following equations (3) and (4). It is converted into a hat (hereinafter referred to as “X hat” when the symbol “^” is added on the letter X).
また、ｘl（ｉ）は、ｌ番目のフレームのｉ番目のシンボルと相関をとる既知のユニークワードのｉ番目のシンボルの共役との積を意味する。既知のユニークワードの共役との積をとることで、変調の影響を除去できる。ｘl *（ｉ）は、ｘl（ｉ）の複素共役である。 X l (i) means the product of the i-th symbol of the l-th frame and the conjugate of the i-th symbol of a known unique word to be correlated. By taking the product with the conjugate of a known unique word, the influence of modulation can be removed. x l * (i) is a complex conjugate of x l (i).
式（１）では、ｌ番目のフレームについて、ｋだけずれたシンボル間の相関をとっていることに相当する。式（２ａ）では、Ｌより多いフレームを受信した後は、Ｌフレームにわたる相関値の平均をとっていることを意味する。 In the equation (1), this corresponds to taking a correlation between symbols shifted by k for the l-th frame. In the equation (2a), after receiving more frames than L, it means that the correlation values over the L frames are averaged.
周波数オフセットｆLRDハットは、テーブルなどにより複素数の周波数誤差情報に変換され、図示しない複素乗算器において、入力された受信変調信号と周波数誤差情報との複素乗算が行われ、周波数誤差を補正した受信変調信号が得られる。搬送波周波数再生部２０７では、上記の動作を繰り返すことにより、補正後の受信変調信号における残留周波数誤差をゼロに近づける。 The frequency offset f LRD hat is converted into complex frequency error information using a table or the like, and a complex multiplier (not shown) performs complex multiplication of the input received modulation signal and frequency error information to receive the frequency error corrected. A modulated signal is obtained. The carrier frequency reproduction unit 207 repeats the above operation to bring the residual frequency error in the corrected received modulated signal close to zero.
このような構成とすることで、後により詳しく説明するように、制御部３０１０の制御によるアルゴリズムにより、初期の段階では、たとえば、Ｄ＝１の第１ＵＷ部のユニークワードを相関をとる対象として、粗く周波数オフセットｆcハットを求め、これを一旦メモリに格納しておき、次の段階では、たとえば、Ｄ＝８の第２ＵＷ部のユニークワードを相関をとる対象として、さらに微調された周波数オフセットｆfineハットを求める、というような処理を行う。 By adopting such a configuration, as will be described in more detail later, according to an algorithm under the control of the control unit 3010, for example, in the initial stage, a unique word of the first UW unit with D = 1 is set as a target to be correlated. coarsely determined frequency offset f c hat, which once may be stored in memory, the next stage, for example, as an object to correlate the unique word of the first 2UW portion of D = 8, further fine adjustment frequency offset f A process such as finding a fine hat is performed.
図６は、ユニークワードにおけるシンボルの配置を説明するための図である。 FIG. 6 is a diagram for explaining the arrangement of symbols in a unique word.
図６では、シンボルは、ＢＰＳＫ変調されている。 In FIG. 6, the symbols are BPSK modulated.
図６（ａ）は、ユニークワード間隔Ｄ＝１のときの横軸にシンボルの位置（シンボル番号）、縦軸にシンボルのＰｉを振幅とともに示す。図６（ｂ）は、ユニークワード間隔Ｄ＝４のときの横軸にシンボルの位置（シンボル番号）、縦軸にシンボルのＰｉを振幅とともに示す。 FIG. 6A shows the symbol position (symbol number) on the horizontal axis when the unique word interval D = 1, and the symbol Pi along with the amplitude on the vertical axis. FIG. 6B shows the symbol position (symbol number) on the horizontal axis and the symbol Pi along with the amplitude on the horizontal axis when the unique word interval D = 4.
図６（ａ）および図６（ｂ）とも、簡単のためにユニークワードシンボルが８個である場合を例示している。 FIGS. 6A and 6B also illustrate a case where there are eight unique word symbols for simplicity.
図６（ｂ）に示すように、ユニークワード間隔Ｄ＝４の場合、ユニークワードシンボルの間にはデータシンボルが存在する。 As shown in FIG. 6B, when the unique word interval D = 4, data symbols exist between the unique word symbols.
図７は、図３（ｂ）の場合に１つのフレーム内のユニークワードシンボルの位置を示す図である。 FIG. 7 is a diagram showing the position of the unique word symbol in one frame in the case of FIG.
図７においては、横軸は、ユニークワード内に含まれるパイロット信号の番号を示し、縦軸は、そのユニークワードのパイロット信号の位置を示す。すなわち、横軸は、あるパイロット信号がユニークワード内の何番目のパイロット信号であるかを示し、縦軸は、そのパイロット信号が、フレーム内の先頭から何番目のシンボルに相当するかを示している。 In FIG. 7, the horizontal axis indicates the number of a pilot signal included in a unique word, and the vertical axis indicates the position of the pilot signal of that unique word. In other words, the horizontal axis indicates what pilot signal a pilot signal is in the unique word, and the vertical axis indicates what symbol the pilot signal corresponds to from the head in the frame. Yes.
図７においては、ユニークワードに含まれるシンボルの個数が６４個の場合に、先頭から３２番目までは、ユニークワード間隔Ｄ＝１であり、それ以後は、ユニークワード間隔Ｄ＝８である場合を示す。 In FIG. 7, when the number of symbols included in the unique word is 64, the unique word interval D = 1 from the first to the 32nd, and thereafter the unique word interval D = 8. Show.
なお、図７には、比較例として、ユニークワード内のすべてのシンボルが、ユニークワード間隔Ｄ＝１でフレーム内に配置されている場合も示す。 FIG. 7 also shows a case where all symbols in a unique word are arranged in a frame with a unique word interval D = 1 as a comparative example.
後に説明するように、ユニークワード間隔Ｄ＝１の部分（第１ユニークワード部）は、オフセット周波数の粗い推定のために使用され、ユニークワード間隔Ｄ＝８の部分（第２ユニークワード部）は、オフセット周波数の微調整としての推定のために使用される。 As will be described later, the portion of the unique word interval D = 1 (first unique word portion) is used for rough estimation of the offset frequency, and the portion of the unique word interval D = 8 (second unique word portion) is , Used for estimation as a fine adjustment of the offset frequency.
図８は、周波数オフセット推定装置３００における制御部３０１０の制御アルゴリズムを示すフローチャートである。 FIG. 8 is a flowchart showing a control algorithm of the control unit 3010 in the frequency offset estimation apparatus 300.
一般的には、移動平均サイズ（フレーム数）Ｌは、ユニークワード間隔Ｄを大きくすると、要求されるＳ／Ｎ比を維持して、小さくすることができる。移動平均サイズ（フレーム数）Ｌが小さくできるということは、同期のための補足時間（acquisition time）を小さくできることを意味する。しかし、ユニークワード間隔Ｄを大きくすることは、同時に、オフセット周波数を推定できる範囲（レンジ）が小さくなることを意味する。そこで、このようなトレードオフを解決するために、図８に示すようなフローで、周波数オフセットの評価を行う。 In general, when the unique word interval D is increased, the moving average size (number of frames) L can be reduced while maintaining the required S / N ratio. The ability to reduce the moving average size (number of frames) L means that the acquisition time for synchronization can be reduced. However, increasing the unique word interval D means that, at the same time, the range (range) in which the offset frequency can be estimated becomes smaller. Therefore, in order to solve such a trade-off, the frequency offset is evaluated according to the flow shown in FIG.
図８を参照して、オフセット周波数の算出処理が開始されると、制御部３０１０は、ユニークワード間隔としては、最小の、たとえばＤ＝１に設定し、移動平均サイズをＬc＝３２（フレーム）に設定する（Ｓ１０２）。 Referring to FIG. 8, when the offset frequency calculation process is started, control unit 3010 sets the minimum unique word interval, for example, D = 1, and sets the moving average size to Lc = 32 (frame). (S102).
これにより、周波数オフセット推定装置３００により、３２フレームの受信後に、粗い周波数オフセットの評価値ｆcハットが得られる（Ｓ１０４）．
続いて、制御部３０１０は、粗い周波数オフセットの評価値ｆcハットの値と所定のしきい値ｆthとを比較し、評価値ｆcハットの方がしきい値ｆthよりも大きい場合は、処理をステップＳ１０８に移行する。一方、評価値ｆcハットの方がしきい値ｆth以下である場合は、制御部３０１０は、処理をステップＳ１１０に移行する（Ｓ１０６）。
As a result, the frequency offset estimation apparatus 300 obtains a rough frequency offset evaluation value fc hat after receiving 32 frames (S104).
Subsequently, the control unit 3010 compares the coarse frequency offset evaluation value fc hat value with a predetermined threshold value fth. If the evaluation value fc hat is larger than the threshold value fth, the control unit 3010 performs processing. The process proceeds to S108. On the other hand, when the evaluation value fc hat is less than or equal to the threshold value fth, the control unit 3010 moves the process to step S110 (S106).
ステップＳ１０８では、制御部３０１０は、ユニークワード間隔としては、最小のＤ＝１に設定し、移動平均サイズをＬ＝Ｌ1に設定する。したがって、粗い評価値に要する期間とも合わせると、Ｌ＝Ｌc＋Ｌ1フレームだけ受信した後に、周波数オフセット推定装置３００により、微調のオフセット周波数の評価値ｆFハットが得られる（Ｓ１１２）。 In step S108, the control unit 3010, the unique word interval, set to the minimum of D = 1, sets a moving average size L = L 1. Therefore, when combined with the period required for the coarse evaluation value, the frequency offset estimation apparatus 300 obtains the fine offset frequency evaluation value f F hat after receiving only L = Lc + L 1 frames (S112).
一方、ステップＳ１１０では、制御部３０１０は、ユニークワード間隔としては、たとえば、Ｄ＝８に設定し、移動平均サイズをＬ＝Ｌ8に設定する。したがって、粗い評価値に要する期間とも合わせると、Ｌ＝Ｌc＋Ｌ8フレームだけ受信した後に、周波数オフセット推定装置３００により、微調のオフセット周波数の評価値ｆFハットが得られる（Ｓ１１２）。 On the other hand, in step S110, the control unit 3010, the unique word interval, for example, set to D = 8, set the moving average size L = L 8. Therefore, in combination with the period required for the rough evaluation value, the frequency offset estimation apparatus 300 obtains the fine offset frequency evaluation value f F hat after receiving only L = Lc + L 8 frames (S112).
ここで、Ｌ8＜Ｌ1と設定されるので、ステップＳ１１０を経る処理の方が、ステップＳ１０８を経る処理よりも、微調のオフセット周波数の評価値ｆFハットが得られるまでの時間（捕捉時間）を短縮することができる。 Here, since L 8 <L 1 is set, the time until the evaluation value f F hat of the fine offset frequency is obtained in the process through step S110 (capture time) in comparison with the process through step S108. ) Can be shortened.
また、第１ユニークワード部（長さＭ）には、ユニークワード間隔Ｄ＝１でユニークワードのパイロットシンボルが配置され、第２ユニークワード部には、ユニークワード間隔Ｄ＝ｋ（ｋ＞１）でユニークワードのパイロットシンボルが配置される。 In addition, a unique word pilot symbol is arranged in the first unique word portion (length M) with a unique word interval D = 1, and a unique word interval D = k (k> 1) in the second unique word portion. A pilot symbol of a unique word is arranged.
このような構成とすれば、要求されるビットエラーレートに対して、平均としてはより短い捕捉時間で捕捉を可能としつつ、オフセット周波数を推定できる範囲（レンジ）を確保できる。
（捕捉時間（Acquisition time））
図９は、ユニークワード間隔と、補足に要する時間（フレーム数）との関係のシミュレーション結果を示す図である。
With such a configuration, it is possible to secure a range (range) in which the offset frequency can be estimated while enabling acquisition with a shorter acquisition time as an average with respect to the required bit error rate.
(Acquisition time)
FIG. 9 is a diagram showing a simulation result of the relationship between the unique word interval and the time (number of frames) required for supplementation.
図９（ａ）は、捕捉時間（フレーム数）Ｌと、一定のビットエラーレート（ＢＥＲ＝１Ｅ−４）に対して要求されるビットエネルギー対雑音電力密度比Ｅｂ／Ｎ０との関係を、ユニークワード間隔Ｄをパラメータとしてシミュレーションしたものである。 FIG. 9A shows the relationship between the acquisition time (number of frames) L and the required bit energy to noise power density ratio Eb / N0 for a constant bit error rate (BER = 1E-4). This is a simulation using word interval D as a parameter.
つまり、ここでは、ビットエラーレート（ＢＥＲ＝１Ｅ−４）を目標として、同一のビットエネルギー対雑音電力密度比に対して、オフセット周波数を推定してこれにより同期をとることでこの目標に到達するまでの捕捉時間（フレーム数）、言い換えれば、目的のビットエラーレートとなるまでの周波数オフセット推定装置での移動平均サイズを示していることになる。 That is, here, the target is the bit error rate (BER = 1E-4), the offset frequency is estimated for the same bit energy-to-noise power density ratio, and this is achieved by synchronizing with this. Acquisition time (number of frames), in other words, the moving average size in the frequency offset estimation apparatus until the target bit error rate is reached.
図９（ａ）においては、ユニークワードは、いずれも６４シンボルであり、Ｄ＝１，２，８の場合についての結果を示す。 In FIG. 9A, each unique word has 64 symbols, and the results for D = 1, 2, 8 are shown.
送信側では、疑似乱数データＰＮを３つのＱＰＳＫストリームとして生成し、上述した非特許文献２に記載の方式にしたがって、Ｖ偏波およびＨ偏波に偏波多重している。 On the transmission side, pseudo random number data PN is generated as three QPSK streams, and is polarization-multiplexed into V polarization and H polarization according to the method described in Non-Patent Document 2 described above.
受信側では、上述した一定のビットエラーレートとなるように周波数オフセットの推定を行った。 On the receiving side, the frequency offset is estimated so that the above-described constant bit error rate is obtained.
データ長は、２３０４シンボル／ストリームであり、シンボルレート１．６ＭＢａｕｄにおいて、周波数オフセットは±４ｋＨｚとなるように設定された。 The data length was 2304 symbols / stream, and the frequency offset was set to be ± 4 kHz at a symbol rate of 1.6 MBaud.
図９（ａ）に示されるように、ユニークワード間隔を大きくすることにより、要求されるビットエネルギー対雑音電力密度比Ｅｂ／Ｎ０を一定とするとき、補足時間Ｌ（フレーム）を短くすることができる。 As shown in FIG. 9A, when the required bit energy to noise power density ratio Eb / N0 is kept constant by increasing the unique word interval, the supplementary time L (frame) can be shortened. it can.
図９（ａ）からは、｛Ｄ＝１，Ｌ＝２０４８｝と｛Ｄ＝８，Ｌ＝８｝とで、要求されるビットエネルギー対雑音電力密度比が、等しいことがわかる。 FIG. 9A shows that the required bit energy to noise power density ratio is equal between {D = 1, L = 2048} and {D = 8, L = 8}.
また、図９（ｂ）では、｛Ｄ＝１，Ｌ＝２０４８｝と｛Ｄ＝８，Ｌ＝１６｝との場合での信号対雑音比（ＳＮＲ）とビットエラーレート（ＢＥＲ）との関係を示す。 In FIG. 9B, the relationship between the signal-to-noise ratio (SNR) and the bit error rate (BER) when {D = 1, L = 2048} and {D = 8, L = 16}. Indicates.
この図９（ｂ）より、｛Ｄ＝１，Ｌ＝２０４８｝からユニークワード間隔Ｄを８まで増加させて｛Ｄ＝８，Ｌ＝１６｝としても、移動平均サイズＬが、２０４８から１６まで短くなっているにも関わらず、ビットエラーレートに、劣化がないことがわかる。
（周波数オフセットの分布）
以上説明したような周波数オフセットの推定装置は、いずれの周波数領域でも使用可能なものである。ただし、以下では、Ｋｕ帯を例にとって説明する。
From FIG. 9B, even if the unique word interval D is increased to 8 from {D = 1, L = 2048} to {D = 8, L = 16}, the moving average size L is from 2048 to 16 It can be seen that there is no deterioration in the bit error rate despite the shortening.
(Frequency offset distribution)
The frequency offset estimating apparatus as described above can be used in any frequency region. However, in the following description, the Ku band is taken as an example.
Ｋｕ帯では、局部発振器の発振周波数精度は、０．１〜１ｐｐｍ程度である。典型的には、１．４〜１４ｋＨｚということになる。 In the Ku band, the oscillation frequency accuracy of the local oscillator is about 0.1 to 1 ppm. Typically, this is 1.4 to 14 kHz.
そこで、以下では、周波数オフセットは、０〜１４ｋＨｚに均一に分布しており、推定誤差は正規分布をしているものとする。 Therefore, in the following, it is assumed that the frequency offset is uniformly distributed between 0 and 14 kHz, and the estimation error is normally distributed.
ユニークワードのシンボル数が６４で、ユニークワード間隔が８の場合、周波数オフセットの推定装置が推定できる周波数のレンジ（カットオフ周波数）は、約８ｋＨｚである。 When the number of unique word symbols is 64 and the unique word interval is 8, the frequency range (cutoff frequency) that can be estimated by the frequency offset estimation apparatus is about 8 kHz.
しきい値ｆthを７ｋＨｚ（＝１４／２ｋＨｚ）に設定すると、周波数オフセットの評価値の約５０％が、しきい値ｆthよりも大きくなることになる。 When the threshold value fth is set to 7 kHz (= 14/2 kHz), about 50% of the evaluation value of the frequency offset becomes larger than the threshold value fth.
ここで、図８のフローチャートにおいて、図９の結果を考慮して、Ｌ1＝２０４８およびＬ8＝８に設定する。また、ここでは、Ｌc＝３２（フレーム）としているので、図８のフローチャートに従った場合、平均の捕捉時間は、以下の式のように与えられる。 Here, in the flowchart of FIG. 8, L 1 = 2048 and L 8 = 8 are set in consideration of the result of FIG. Here, since Lc = 32 (frame), the average acquisition time is given by the following equation when the flowchart of FIG. 8 is followed.
図１０では、この結果を、｛Ｄ＝１，Ｌ＝２０４８｝の場合と対比して示す。本実施の形態のようにして周波数オフセットを推定することとすれば、｛Ｄ＝１，Ｌ＝２０４８｝の場合に比べて、４８％程度、補足時間を短縮できる。 In FIG. 10, this result is shown in contrast to the case of {D = 1, L = 2048}. If the frequency offset is estimated as in this embodiment, the supplementary time can be shortened by about 48% compared to the case of {D = 1, L = 2048}.
なお、Ｄ＝８の場合は、５０％程度の割合で、オフセットの推定に失敗することになる。 When D = 8, the offset estimation fails at a rate of about 50%.
以上のような、相関をとるユニークワード間隔を可変として周波数オフセットを評価できる構成を用いて、周波数オフセットを２段階で推定することにより、目標とするビットエラーレートに到達するまでの補足時間を短縮することが可能となる。
（実施の形態１の変形例１）
図８では、しきい値を１つとして、周波数オフセットを推定するためのユニークワード間隔および移動平均サイズを切り替える構成とした。
Using the above-described configuration that can evaluate the frequency offset with variable unique word intervals to be correlated, the frequency offset is estimated in two stages, thereby reducing the supplementary time until the target bit error rate is reached. It becomes possible to do.
(Modification 1 of Embodiment 1)
In FIG. 8, the threshold is set to one, and the unique word interval and moving average size for estimating the frequency offset are switched.
ただし、本実施の形態の周波数オフセットの推定方法は、必ずしもこのような場合に限定されず、より多くのしきい値により、処理を分岐させる構成であってもよい。 However, the frequency offset estimation method according to the present embodiment is not necessarily limited to such a case, and may be configured to branch the process depending on more threshold values.
たとえば、上述した実施の形態１では、第１ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝１、第２ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝８という構成であった。 For example, in the first embodiment described above, the unique word interval D = 1 in the first unique word portion and the unique word interval D = 8 in the second unique word portion.
これを例えば、図４の場合のように、第１ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝１、第２ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝４、第３ユニークワード部で、ユニークワード間隔Ｄ＝８という構成とすれば、以下のようなアルゴリズムとすることも可能である。 For example, as shown in FIG. 4, the unique word interval D = 1 in the first unique word portion, the unique word interval D = 4 in the second unique word portion, and the unique word interval in the third unique word portion. If the configuration is D = 8, the following algorithm can be used.
この場合は、まず、相関長がＮ（一定）の相関器を用いる。この相関器は、Ｎシンボル内で、可変な間隔Ｄ＝｛１，４，８｝でユニークワードと受信信号との相関をとることができる。 In this case, first, a correlator having a correlation length N (constant) is used. This correlator can correlate the unique word with the received signal at variable intervals D = {1, 4, 8} within N symbols.
この場合、第１ユニークワード部のユニークワードのシンボル数をｎ１、第２ユニークワード部のユニークワードのシンボル数をｎ２、および第３ユニークワード部のユニークワードのシンボル数をｎ３とすると、１フレーム中のユニークワードシンボル数Ｎとの間で、Ｎ＝ｎ１＋ｎ２＋ｎ３という関係を満たすように設定される。たとえば、一例として、Ｎ＝９６シンボルとする場合、ｎ１＝ｎ２＝ｎ３＝３２シンボルと設定することが可能である。 In this case, if the number of unique word symbols in the first unique word portion is n1, the number of unique word symbols in the second unique word portion is n2, and the number of unique word symbols in the third unique word portion is n3, one frame It is set so as to satisfy the relationship of N = n1 + n2 + n3 with the number N of unique word symbols therein. For example, when N = 96 symbols is taken as an example, it is possible to set n1 = n2 = n3 = 32 symbols.
目標となるビットエラーレート（たとえば、ＢＥＲ＝１Ｅ−４）を設定して、同一のビットエネルギー対雑音電力密度比に対して、オフセット周波数を推定してこれにより同期をとることで、この目標に到達するまでの捕捉時間（フレーム数）を、ユニークワード間隔Ｄ＝｛１，４，８｝をパラメータとしてシミュレートする。 Set the target bit error rate (for example, BER = 1E-4), estimate the offset frequency for the same bit energy-to-noise power density ratio, and synchronize with this to achieve this target The acquisition time (number of frames) until arrival is simulated using the unique word interval D = {1, 4, 8} as a parameter.
この結果、ユニークワード間隔Ｄと移動平均サイズＬとの組｛Ｄ，Ｌ｝として、
｛１，Ｌ1｝，｛４，Ｌ4｝，｛８，Ｌ8｝
を得る。
As a result, as a set {D, L} of the unique word interval D and the moving average size L,
{1, L 1 }, {4, L 4 }, {8, L 8 }
Get.
また、しきい値を以下のようにして設定する。 Further, the threshold value is set as follows.
オフセット周波数を推定する周波数領域での局部発振器の発振周波数精度から、周波数オフセットの絶対値の最大値をｆosmaxとする。 From the oscillation frequency accuracy of the local oscillator in the frequency domain where the offset frequency is estimated, the maximum value of the absolute value of the frequency offset is defined as fosmax.
ユニークワード間の処理の分岐のしきい値を、ユニークワード間隔の各対に対して、以下のように設定する。 The branch threshold for processing between unique words is set as follows for each pair of unique word intervals.
第１ＵＷ部と第２ＵＷ部の分岐 ： ｆth1＝（３−１）ｆosmax／３
第２ＵＷ部と第３ＵＷ部の分岐 ： ｆth2＝ｆosmax／３
図１１は、実施の形態１の変形例のフローチャートを示す図である。
Branch of the first UW part and the second UW part: fth1 = (3-1) fosmax / 3
Branch of the second UW part and the third UW part: fth2 = fosmax / 3
FIG. 11 is a diagram illustrating a flowchart of a modification of the first embodiment.
図１１を参照して、オフセット周波数の算出処理が開始されると（Ｓ２００）、制御部３０１０は、ユニークワード間隔としては、最小の、たとえばＤ＝１に設定し、移動平均サイズをＬc＝３２（フレーム）に設定する（Ｓ２０２）。 Referring to FIG. 11, when the offset frequency calculation process is started (S200), control unit 3010 sets the minimum unique word interval, for example, D = 1, and sets the moving average size to Lc = 32. (Frame) is set (S202).
これにより、周波数オフセット推定装置３００により、３２フレームの受信後に、粗い周波数オフセットの評価値ｆcハットが得られる（Ｓ２０４）．
続いて、制御部３０１０は、粗い周波数オフセットの評価値ｆcハットの値と所定のしきい値ｆth1とを比較し（Ｓ２１０）、評価値ｆcハットの方がしきい値ｆth1よりも大きい場合は、処理をステップＳ２２０に移行する。一方、評価値ｆcハットの方がしきい値ｆth1以下である場合は、制御部３０１０は、処理をステップＳ２１２に移行する（Ｓ２１０）。
As a result, the frequency offset estimation apparatus 300 obtains a rough frequency offset evaluation value fc hat after receiving 32 frames (S204).
Subsequently, the control unit 3010 compares the coarse frequency offset evaluation value fc hat with a predetermined threshold value fth1 (S210). If the evaluation value fc hat is larger than the threshold value fth1, The process proceeds to step S220. On the other hand, if the evaluation value fc hat is less than or equal to the threshold value fth1, the control unit 3010 moves the process to step S212 (S210).
ステップＳ２２０では、制御部３０１０は、ユニークワード間隔としては、最小のＤ＝１に設定し、移動平均サイズをＬ＝Ｌ1に設定する。したがって、粗い評価値に要する期間とも合わせると、Ｌ＝Ｌc＋Ｌ1フレームだけ受信した後に、周波数オフセット推定装置３００により、微調のオフセット周波数の評価値ｆFハットが得られる（Ｓ２３０）。 In step S220, the control unit 3010, the unique word interval, set to the minimum of D = 1, sets a moving average size L = L 1. Therefore, when combined with the period required for the rough evaluation value, the frequency offset estimation apparatus 300 obtains the fine offset frequency evaluation value f F hat after receiving only L = Lc + L 1 frames (S230).
ステップＳ２１２では、制御部３０１０は、粗い周波数オフセットの評価値ｆcハットの値と所定のしきい値ｆth2とを比較し（Ｓ２１２）、評価値ｆcハットの方がしきい値ｆth2よりも大きい場合は、処理をステップＳ２２２に移行する。一方、評価値ｆcハットの方がしきい値ｆth2以下である場合は、制御部３０１０は、処理をステップＳ２２４に移行する（Ｓ２１２）。 In step S212, the control unit 3010 compares the coarse frequency offset evaluation value fc hat with a predetermined threshold value fth2 (S212), and if the evaluation value fc hat is larger than the threshold value fth2. Then, the process proceeds to step S222. On the other hand, if the evaluation value fc hat is less than or equal to the threshold value fth2, the control unit 3010 moves the process to step S224 (S212).
ステップＳ２２２では、制御部３０１０は、ユニークワード間隔をＤ＝４に設定し、移動平均サイズをＬ＝Ｌ4に設定する。したがって、粗い評価値に要する期間とも合わせると、Ｌ＝Ｌc＋Ｌ4フレームだけ受信した後に、周波数オフセット推定装置３００により、微調のオフセット周波数の評価値ｆFハットが得られる（Ｓ２３０）。 In step S222, the control unit 3010 sets the unique word spacing D = 4, to set the moving average size L = L 4. Accordingly, when combined with the period required for the rough evaluation value, the frequency offset estimation apparatus 300 obtains the fine offset frequency evaluation value f F hat after receiving only L = Lc + L 4 frames (S230).
一方、ステップＳ２２４では、制御部３０１０は、ユニークワード間隔としては、たとえば、Ｄ＝８に設定し、移動平均サイズをＬ＝Ｌ8に設定する。したがって、粗い評価値に要する期間とも合わせると、Ｌ＝Ｌc＋Ｌ8フレームだけ受信した後に、周波数オフセット推定装置３００により、微調のオフセット周波数の評価値ｆFハットが得られる（Ｓ２３０）。 On the other hand, in step S224, the control unit 3010, the unique word interval, for example, set to D = 8, set the moving average size L = L 8. Therefore, when combined with the period required for the coarse evaluation value, the frequency offset estimation apparatus 300 obtains the fine offset frequency evaluation value f F hat after receiving only L = Lc + L 8 frames (S230).
ここで、Ｌ8＜Ｌ4＜Ｌ1と設定されるので、ステップＳ２２２またはＳ２２４を経る処理の方が、ステップＳ２２０を経る処理よりも、微調のオフセット周波数の評価値ｆFハットが得られるまでの時間（捕捉時間）を短縮することができる。 Here, since L 8 <L 4 <L 1 is set, the process through step S222 or S224 is performed until the evaluation value f F hat of the fine offset frequency is obtained compared with the process through step S220. The time (capturing time) can be shortened.
このような構成とすれば、要求されるビットエラーレートに対して、平均としてはより短い捕捉時間で捕捉を可能としつつ、オフセット周波数を推定できる範囲（レンジ）を確保できる。
（一般化）
以上をまとめると、より一般的には、オフセット周波数推定装置３００は、以下のように構成される。
With such a configuration, it is possible to secure a range (range) in which the offset frequency can be estimated while enabling acquisition with a shorter acquisition time as an average with respect to the required bit error rate.
(Generalization)
In summary, more generally, the offset frequency estimation apparatus 300 is configured as follows.
ｉ）相関長がＮ（一定）の相関器を用いる。この相関器は、Ｎシンボル内で、可変な間隔Ｄで相関をとることができる。 i) A correlator having a correlation length of N (constant) is used. This correlator can correlate at variable intervals D within N symbols.
ｉｉ）送信されるフレーム先頭から、第１ユニークワード部、…、第ｍユニークワード部を設ける。ユニークワード間隔Ｄを、
第１ユニークワード部 ： Ｄ＝Ｄ1（＝１）
第２ユニークワード部 ： Ｄ＝Ｄ2
…
第ｍユニークワード部 ： Ｄ＝Ｄm
と設定する。各ユニークワード部のユニークワードのシンボル数は、総計がＮｓシンボルとなるように設定されるものとし、たとえば、各ユニークワード部のユニークワードのシンボル数はＮｓ／ｍであるものとする。
ii) The first unique word part,..., the mth unique word part are provided from the top of the transmitted frame. Unique word interval D
First unique word part: D = D 1 (= 1)
Second unique word part: D = D 2
...
M-th unique word part: D = D m
And set. The number of unique word symbols in each unique word part is set so that the total is Ns symbols. For example, the number of unique word symbols in each unique word part is Ns / m.
ｉｉｉ）ユニークワード間隔と移動平均サイズＬとの組として、
｛Ｄ1，ＬD1｝，｛Ｄ2，ＬD2｝，…，｛Ｄｍ，ＬDｍ｝
を、Ｄ1＜Ｄ2＜…＜Ｄｍ，ＬD1＞ＬD2＞…＞ＬDｍとなるように設定する。
iii) As a set of unique word interval and moving average size L,
{D 1 , L D1 }, {D 2 , L D2 }, ..., {D m , L Dm }
Are set so that D 1 <D 2 <... <D m , L D1 > L D2 >.
より具体的には、目標となるビットエラーレートを設定して、同一のビットエネルギー対雑音電力密度比に対して、オフセット周波数を推定してこれにより同期をとることで、この目標に到達するまでの捕捉時間（フレーム数）を、ユニークワード間隔Ｄ1〜Ｄmをパラメータとして、たとえば、従来の推定アルゴリズムによりシミュレートする。 More specifically, the target bit error rate is set, the offset frequency is estimated for the same bit energy-to-noise power density ratio, and synchronization is thereby achieved until this target is reached. Is captured by a conventional estimation algorithm, for example, using the unique word intervals D 1 to D m as parameters.
この結果、ユニークワード間隔と移動平均サイズＬとの組として、
｛Ｄ1，ＬD1｝，｛Ｄ2，ＬD2｝，…，｛Ｄｍ，ＬDｍ｝
を得る。
As a result, as a combination of the unique word interval and the moving average size L,
{D 1 , L D1 }, {D 2 , L D2 }, ..., {D m , L Dm }
Get.
ｉｖ）オフセット周波数を推定する周波数領域での局部発振器の発振周波数精度から、周波数オフセットの絶対値の最大値をｆosmaxとする。 iv) From the oscillation frequency accuracy of the local oscillator in the frequency domain for estimating the offset frequency, the maximum absolute value of the frequency offset is defined as fosmax.
ユニークワード間の処理の分岐のしきい値を、ユニークワード間隔の各対に対して、以下のように設定する。 The branch threshold for processing between unique words is set as follows for each pair of unique word intervals.
第１ＵＷ部と第２ＵＷ部の分岐 ： ｆth1＝（ｍ−１）ｆosmax／ｍ
…
第（ｍ−１）ＵＷ部と第ｍＵＷ部の分岐 ： ｆth(m-1)＝ｆosmax／ｍ
ｖ）まず、平均処理部によりＬC（＝Ｎ／２）フレームにわたって、最小のユニークワード間隔Ｄ1で相関器により算出した相関を平均して粗いオフセット周波数ｆcハットを推定する。
Branch of the first UW part and the second UW part: fth1 = (m−1) fosmax / m
...
Branch of the (m−1) -th UW part and the m-th UW part: fth (m−1) = fosmax / m
v) First, a rough offset frequency fc hat is estimated by averaging the correlations calculated by the correlator with the smallest unique word interval D 1 over L C (= N / 2) frames by the averaging processing unit.
ｖｉ）次に、粗いオフセット周波数ｆcハットとしきい値との比較を行う。 vi) Next, the coarse offset frequency fc hat is compared with the threshold value.
・ｆth1＜ｆcハットであれば、｛Ｄ，Ｌ｝＝｛Ｄ1，ＬD1｝として、相関器および平均化処理部により、微調の周波数オフセットｆfineハットを算出する。 If fth1 <fc hat, a fine frequency offset ffine hat is calculated by the correlator and the averaging processing unit as {D, L} = {D 1 , L D1 }.
・ｆth2＜ｆcハット≦ｆth1であれば、｛Ｄ，Ｌ｝＝｛Ｄ2，ＬD2｝として、相関器および平均化処理部により、微調の周波数オフセットｆfineハットを算出する。 If fth2 <fc hat ≦ fth1, a fine-tuned frequency offset ffine hat is calculated by the correlator and the averaging processing unit as {D, L} = {D 2 , L D2 }.
…
・ｆth(m-1)＜ｆcハット≦ｆth(m-2)であれば、｛Ｄ，Ｌ｝＝｛Ｄｍ-1，ＬDｍ-1｝として、相関器および平均化処理部により、微調の周波数オフセットｆfineハットを算出する。
...
If fth (m−1) <fc hat ≦ fth (m−2), then {D, L} = {D m−1 , L Dm−1 } is finely adjusted by the correlator and the averaging processing unit. The frequency offset ffine hat is calculated.
・ｆcハット≦ｆth(m-1)であれば、｛Ｄ，Ｌ｝＝｛Ｄｍ，ＬDｍ｝として、相関器および平均化処理部により、微調の周波数オフセットｆfineハットを算出する。 If fc hat ≦ fth (m−1), a fine frequency offset ffine hat is calculated by the correlator and the averaging processing unit as {D, L} = {D m , L Dm }.
以上のようなユニークワード間隔を可変として周波数オフセットを評価できる構成を用いて、周波数オフセットを２段階で推定することにより、目標とするビットエラーレートに到達するまでの補足時間を短縮することが可能となる。
（実施の形態１の変形例２）
なお、以上の実施の形態の例では、図５に示した周波数オフセット推定装置３００の構成に従って、式（１）〜（４）の処理を行うものとして説明した。この場合、第ｉユニークワード部（たとえば、図４では、ｉ＝２，３）には、それぞれ一定のユニークワード間隔でユニークワードのシンボルが配置されるものとしていた。
By using a configuration that can evaluate the frequency offset with variable unique word intervals as described above, it is possible to shorten the supplementary time until the target bit error rate is reached by estimating the frequency offset in two stages. It becomes.
(Modification 2 of Embodiment 1)
In the example of the above embodiment, it has been described that the processes of the equations (1) to (4) are performed according to the configuration of the frequency offset estimation apparatus 300 shown in FIG. In this case, in the i-th unique word portion (for example, i = 2, 3 in FIG. 4), the symbols of the unique words are arranged at fixed unique word intervals.
しかし、より一般には、周波数オフセットの推定値ｆハットを算出するには、以下のような式に従うものとしてもよい。 However, more generally, in order to calculate the estimated value f of the frequency offset, the following equation may be used.
このような構成であれば、第ｉユニークワード部において、ユニークワードのシンボルが、それぞれ任意に設定されたユニークワード間隔で配置される場合にも、本実施の形態を適用することが可能である。ただし、この場合は、予め送信側から受信側に、ユニークワードに関する情報が伝送されるなどして、受信側は、ユニークワードの配置の情報を事前に得ているものとする。 With this configuration, the present embodiment can be applied even when the unique word symbols are arranged at arbitrarily set unique word intervals in the i-th unique word portion. . However, in this case, it is assumed that the information on the unique word is obtained in advance by transmitting information about the unique word from the transmitting side to the receiving side in advance.
今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。 Embodiment disclosed this time is an illustration of the structure for implementing this invention concretely, Comprising: The technical scope of this invention is not restrict | limited. The technical scope of the present invention is shown not by the description of the embodiment but by the scope of the claims, and includes modifications within the wording and equivalent meanings of the scope of the claims. Is intended.
１００ 誤り訂正符号化処理部、１０２ Ｓ／Ｐ変換部、１０４ Ｖ／Ｈマッピング処理部、１０６，２１０ Ｉ／Ｑマッピングデータ記憶部、１０７ａ，１０７ｂ ＵＷ挿入部、１０８ａ，１０８ｂ 直交変調部、１１０ａ，１１０ｂ Ｄ／Ａ変換部、１１２ａ、１１２ｂ 送信フィルタ処理部、１１４ａ，２００ａ 垂直偏波アンテナ、１１４ｂ，２００ｂ 水平偏波アンテナ、２０２ａ，２０２ｂ 受信フィルタ処理部、２０４ａ，２０４ｂ Ａ／Ｄ変換部、２０６ａ，２０６ｂ 直交検波部、２０７ 搬送波周波数再生部、２０８ 搬送波位相再生部、２０９ 最尤判定処理部、２１２ Ｐ／Ｓ変換部、２１４ 誤り訂正復号処理部、１０００ 送信機、２０００ 受信機。 100 error correction coding processing unit, 102 S / P conversion unit, 104 V / H mapping processing unit, 106, 210 I / Q mapping data storage unit, 107a, 107b UW insertion unit, 108a, 108b orthogonal modulation unit, 110a, 110b D / A conversion unit, 112a, 112b Transmission filter processing unit, 114a, 200a Vertical polarization antenna, 114b, 200b Horizontal polarization antenna, 202a, 202b Reception filter processing unit, 204a, 204b A / D conversion unit, 206a, 206b Quadrature detection unit, 207 carrier frequency recovery unit, 208 carrier phase recovery unit, 209 maximum likelihood determination processing unit, 212 P / S conversion unit, 214 error correction decoding processing unit, 1000 transmitter, 2000 receiver.
Claims (5)
前記受信信号は、複数のユニークワード部を有する所定数のフレームを含み、前記複数のユニークワード部は、それぞれ、前記ユニークワードのシンボル間隔が異なるユニークワードを含んでおり、
前記受信信号との前記ユニークワードとの相関を算出するための相関器を備え、前記相関器は、前記前記ユニークワードの前記シンボル間隔を可変として前記相関を算出することが可能であり、
前記算出された相関を設定された数のフレームにわたって平均して、周波数オフセットの推定値を算出するための平均処理部と、
前記相関器および前記平均処理部を制御するための制御部とさらに備え、前記制御部は、
ｉ）前記平均処理部により第１所定数のフレームにわたって、前記ユニークワード間隔が最小のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して粗いオフセット周波数を推定し、
ｉｉ）前記第１のオフセット周波数が所定のしきい値よりも小さい場合には、前記平均処理部によりさらに第２所定数のフレームにわたって、前記ユニークワード間隔が前記最小のユニークワード間隔とは異なる第１のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、
前記制御部は、前記第１のオフセット周波数が所定のしきい値以上の場合には、前記平均処理部によりさらに第３所定数のフレームにわたって、前記最小のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、
前記第３所定数は、前記第２所定数よりも大きい、周波数オフセット推定装置。 A frequency offset estimation device for estimating a frequency offset between a carrier frequency of a received signal and a local oscillation frequency,
The received signal includes a predetermined number of frames having a plurality of unique word portions, and each of the plurality of unique word portions includes unique words having different symbol intervals of the unique words,
A correlator for calculating a correlation between the received signal and the unique word; and the correlator can calculate the correlation with the symbol interval of the unique word being variable,
An average processing unit for averaging the calculated correlation over a set number of frames to calculate an estimate of the frequency offset;
A control unit for controlling the correlator and the average processing unit is further provided, the control unit,
i) The correlation calculated by the correlator is averaged over the first predetermined number of frames by the average processing unit with the unique word interval having the smallest unique word interval to estimate a coarse offset frequency;
ii) When the first offset frequency is smaller than a predetermined threshold, the unique word interval is different from the minimum unique word interval over the second predetermined number of frames by the averaging processor. Average the correlations calculated by the correlator at one unique word interval to estimate and output a fine offset frequency;
When the first offset frequency is equal to or higher than a predetermined threshold, the control unit calculates the correlation by the correlator at the minimum unique word interval over the third predetermined number of frames by the average processing unit. Average correlation and estimate and output fine offset frequency,
The frequency offset estimation device, wherein the third predetermined number is larger than the second predetermined number .
前記無線信号を受信して検波するための受信手段と、
前記受信手段からの受信信号の搬送波周波数と局部発振周波数との間の周波数オフセットを推定し、推定された周波数オフセットに基づいて、前記受信信号の周波数誤差を補正するため搬送波周波数再生手段とを備え、
前記搬送波周波数再生手段は、前記周波数オフセットを推定するための周波数オフセット推定手段と含み、前記周波数オフセット推定手段は、
前記受信信号との前記ユニークワードとの相関を算出するための相関器を含み、前記相関器は、前記前記ユニークワードの前記シンボル間隔を可変として前記相関を算出することが可能であり、
前記算出された相関を設定された数のフレームにわたって平均して、周波数オフセットの推定値を算出するための平均処理部と、
前記相関器および前記平均処理部を制御するための制御部とをさらに含み、前記制御部は、
ｉ）前記平均処理部により第１所定数のフレームにわたって、前記ユニークワード間隔が最小のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して粗いオフセット周波数を推定し、
ｉｉ）前記第１のオフセット周波数が所定のしきい値よりも小さい場合には、前記平均処理部によりさらに第２所定数のフレームにわたって、前記ユニークワード間隔が前記最小のユニークワード間隔とは異なる第１のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、
前記前記搬送波周波数再生手段で補正された信号に対して、復号処理を行うための復号手段をさらに備え、
前記制御部は、前記第１のオフセット周波数が所定のしきい値以上の場合には、前記平均処理部によりさらに第３所定数のフレームにわたって、前記最小のユニークワード間隔で前記相関器により算出した相関を平均して微調オフセット周波数を推定して出力し、
前記第３所定数は、前記第２所定数よりも大きい、無線通信装置。 A radio signal including a predetermined number of frames having a plurality of unique word portions, wherein each of the plurality of unique word portions receives a radio signal including unique words having different symbol intervals of the unique words. A wireless communication device,
Receiving means for receiving and detecting the radio signal;
A carrier frequency reproducing means for estimating a frequency offset between a carrier frequency and a local oscillation frequency of the received signal from the receiving means, and correcting a frequency error of the received signal based on the estimated frequency offset; ,
The carrier frequency reproduction means includes frequency offset estimation means for estimating the frequency offset, and the frequency offset estimation means includes:
A correlator for calculating a correlation between the received signal and the unique word, wherein the correlator is capable of calculating the correlation with the symbol interval of the unique word being variable,
An average processing unit for averaging the calculated correlation over a set number of frames to calculate an estimate of the frequency offset;
A control unit for controlling the correlator and the average processing unit, the control unit,
i) The correlation calculated by the correlator is averaged over the first predetermined number of frames by the average processing unit with the unique word interval having the smallest unique word interval to estimate a coarse offset frequency;
ii) When the first offset frequency is smaller than a predetermined threshold, the unique word interval is different from the minimum unique word interval over the second predetermined number of frames by the averaging processor. Average the correlations calculated by the correlator at one unique word interval to estimate and output a fine offset frequency;
A decoding means for performing a decoding process on the signal corrected by the carrier frequency reproduction means;
When the first offset frequency is equal to or higher than a predetermined threshold, the control unit calculates the correlation by the correlator at the minimum unique word interval over the third predetermined number of frames by the average processing unit. Average correlation and estimate and output fine offset frequency,
The wireless communication apparatus, wherein the third predetermined number is greater than the second predetermined number .
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