JP6301245B2 - 基地局装置 - Google Patents

Description

本発明は、複数の無線局装置との間で同一周波数チャネルで空間分割多重伝送を行う基地局装置に関する。

図１６は、空間分割多重伝送システムの概要を示す。
図１６において、１は基地局装置、２は無線局装置、３は見通し波、４は安定反射波、５〜６はランダム多重反射波、７は構造物を示す。基地局装置１は、多数（例えば 100本以上）のアンテナ素子を備え、ビルの屋上や高い鉄塔の上など高所に設置される。無線局装置２も同様に、ビルの屋上、家屋の屋根の上、電信柱や鉄塔の上など高所に設置される。そのため、基地局装置１と無線局装置２との間は概ね見通し環境にある。基地局１と無線局２との間には、見通し波３のパスや大型の安定的な構造物７に反射する安定反射波４などに加え、地上付近の車や人などの移動体などに反射する多重反射波５〜６が混在する。ただし、指向性アンテナを用いる場合などは、地上付近の多重反射波５〜６は、見通し波３および安定反射波４などに比べて受信レベルが低くなる。

図１７は、見通し環境および見通し外環境におけるインパルス応答を示す。
図１７において、横軸は遅延時間、縦軸は各遅延波の受信レベルを表す。図１７(a) に示す見通し外環境の場合、見通し区間の直接波成分は存在せず、様々な経路の多重反射波が数多く成分として存在し、各振幅および複素位相は時間と共にランダムに激しく変動する。

これに対し、図１７(b) に示す見通し環境の場合、図１６に示す見通し波３および安定反射波４のような安定パスはレベルが高い。一方、多重反射波５〜６などの時変動パスは、多重反射と経路長に伴う減衰により相対的にレベルが小さくなる。このようなチャネル情報を複数回取得して平均化した場合、安定パスの成分は振幅および複素位相共に毎回安定しているので、平均化されたチャネル情報からの変化は小さい。一方、時変動パスは複素空間上でランダムに合成され平均化されるため複素空間の原点付近に収束し、その結果として安定パス成分のみを効果的に抽出することが可能になる。

このようにして得られる平均化されたチャネル情報を基に、基地局装置１は送受信ウエイトを算出する。基地局装置１は、算出した送受信ウエイトを用いて多数のアンテナ素子で同位相合成を行うための指向性制御を行う。この送受信ウエイトを用いることで、基地局１は、指向性制御のターゲットとする通信相手の無線局装置への指向性利得をアンテナ本数Ｎの２乗倍に比例して高めることができる。また、ターゲット以外の無線局装置への与干渉の指向性利得はＮ倍に留まるため、相対的に希望信号と干渉信号との間には単純計算でＮ倍のギャップが生じる。結果的にＳＩＲ（Signal to Interference Ratio）の期待値は、10Log₁₀(N)ｄＢとなる。この期待値は、Ｎが100 の場合には20ｄＢとなる。また、相関の小さな無線局装置を選択的に空間多重する場合には、さらにＳＩＲ特性の改善が期待され、より高い空間多重が実現できる。

ここで、これらの多数のアンテナを用いた指向性制御においては、その送受信ウエイトを算出するためにチャネル情報が必要になる。基地局装置が多数のアンテナ素子を備え、無線局側は１本ないしは少数のアンテナ素子を備えている場合、アップリンクでは例えば１シンボル分のチャネル推定用のトレーニング信号を送信することで、その信号を受信する多数の基地局アンテナとの間のＭＩＭＯチャネルを一括して取得可能であるが、ダウンリンクに関しては基地局アンテナ数分のチャネル推定用のトレーニング信号を送信するのが基本となる。しかし、アップリンクとダウンリンクのチャネルの対称性が確保できている場合には、例えば以下に示すインプリシット・フィードバック法と呼ばれる手法でアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定することが可能になる。

（一般的なインプリシット・フィードバック法）
図１８は、インプリシット・フィードバック法の概要を示す。
図１８において、３０１−１および３０１−２はアンテナ、３０２−１および３０２−２は切り替えスイッチ、３０３−１および３０３−２はハイパワーアンプ（ＨＰＡ）、３０４−１および３０４−２はローノイズアンプ（ＬＮＡ）を示す。便宜上、図中左側を基地局装置、右側を無線局装置とする。基地局装置および無線局装置は、信号の送受信に際してハイパワーアンプ３０３−１，３０３−２を介して送信し、ローノイズアンプ３０４−１，３０４−２を介して受信する。各アンプの位相・振幅の変化量は、ハイパワーアンプ３０３−１でＡ_Tx1exp(iθ_Tx1)、ハイパワーアンプ３０３−２でＡ_Tx2exp(iθ_Tx2)、ローノイズアンプ３０４−１でＡ_Rx1exp(iθ_Rx1)、ローノイズアンプ３０４−２でＡ_Rx2exp(iθ_Rx2)である。また、基地局装置と無線局装置の各アンテナ間のチャネル係数をｈとおけば、ダウンリンクのチャネル情報ｈ_DLは式(1) で表される。
ｈ_DL＝ｈＡ_Tx1Ａ_Rx2 exp i(θ_Tx1＋θ_Rx2) …(1)
同様にアップリンクのチャネル情報ｈ_ULは式(2) で表される。
ｈ_UL＝ｈＡ_Tx2Ａ_Rx1 exp i(θ_Tx2＋θ_Rx1) …(2)

ここで、基地局装置のアンテナに関するキャリブレーション係数Ｃ_BSを式(3) 、無線局装置のアンテナに関するキャリブレーション係数Ｃ_TEを式(4) で定義する。
Ｃ_BS＝Ａ_Tx1 exp(iθ_Tx1)／Ａ_Rx1 exp(iθ_Rx1) …(3)
Ｃ_TE＝Ａ_Rx2 exp(iθ_Rx2)／Ａ_Tx2 exp(iθ_Tx2) …(4)
アップリンクとダウンリンクのチャネル情報の間には、式(1) 〜式(4) から式(5) の関係が成り立つ。
ｈ_DL＝Ｃ_BS・Ｃ_TE・ｈ_UL …(5)

ここでは送受信双方で１本のアンテナのみに限定したが、基地局装置のそれぞれのアンテナ素子に関するキャリブレーション係数、および無線局装置のそれぞれのアンテナ素子に関するキャリブレーション係数を用いると、ＭＩＭＯチャネルに関してもこれを拡張することができる。例えばアップリンクのチャネル情報として、無線局装置の第ｊアンテナから基地局装置の第ｉアンテナへのチャネル情報をｈ_i,j 、無線局装置の第ｊアンテナのキャリブレーション係数をＣ_TE,j、基地局装置の第ｉアンテナのキャリブレーション係数をＣ_BS,iとすると、ダウンリンクのチャネル行列Ｈ_DLは、式(6) で表すことができる。

式(6) の右辺の左端の行列を無線局装置固有のキャリブレーション行列Ｃ_TEと定義し、右端の行列を基地局装置固有のキャリブレーション行列Ｃ_BSと定義し、さらにアップリンクのチャネル行列をＨ_ULと表すとする。ここで、基地局装置のアンテナ素子数はＮ、無線局装置のアンテナ素子数をＭとする。この時、式(6) は式(5) の拡張の行列形式として、式(7) のように表すことができる。
Ｈ_DL＝Ｃ_BS・Ｈ_UL ^T・Ｃ_TE …(7)

ここで、Ｈ_UL ^T は行列Ｈ_ULの転置行列を表す。このように、基地局装置と無線局装置のキャリブレーション行列Ｃ_BSおよびＣ_TEが既知であれば、基地局装置はアップリンクのチャネル行列からダウンリンクのチャネル行列を推定することが可能になる。特に、無線局装置が１素子アンテナ（ないしは、複数素子で仮想的なひとつのビームを形成する場合も同様）の場合には、無線局装置のキャリブレーション係数Ｃ_TEは単なる定数であり、送受信ウエイト形成には影響を与えないので、この係数を無視して処理をすることが可能になる。なお、現実的にはこのキャリブレーション係数の取得は、例えば工場出荷時に無線局装置として１素子の試験用局を用意し、その試験用局を介してＨ_ULとＨ_DLのチャネル情報を取得し、その行列の関係からＣ_BS,j・Ｃ_TEが求まる。上述のようにＣ_TEは単なる定数で意味はないが、この定数が全てのキャリブレーション係数に乗算されていても、実質的には何ら問題はない。

アップリンクのチャネルを推定する場合、無線局装置では１本のアンテナに対してひとつのチャネル推定用の信号を送信したとしても、受信側では同時にＮ本のアンテナに関するチャネル情報を同時に測定することが可能である。すなわち、大規模アンテナシステム（非特許文献１〜４）ないしはMassive ＭＩＭＯシステムにおいても、基地局装置のアンテナ素子数の増加の影響を受けずにチャネルフィードバックを効率的に行うことが可能になる。

図１９は、インプリシット・フィードバック法を用いたチャネル推定手順を示す。
図１９において、処理を開始すると（S101）、まず着目する無線局装置と基地局装置の間のアップリンクのチャネル行列Ｈ_UL ^(k) を取得し（S102）、さらに式(6) または式(7) に記載の基地局装置ＢＳのキャリブレーション行列Ｃ_BS ^(k) および無線局装置ＴＥのキャリブレーション行列Ｃ_TE ^(k) を取得し（S103）、式(6) または式(7) に従いダウンリンクのチャネル行列Ｈ_DL ^(k) を算出し（S104）、処理を終了する（S105）。以上の説明では、各チャネル行列やキャリブレーション行列は周波数成分ごとに異なる値を持つのが一般的であり、周波数成分を明示的に記載した。本願明細書では一般に広帯域のシステムを想定し、キャリブレーションないしはインプリシット・フィードバックを含む各信号処理は広帯域の中に含まれる複数の周波数成分ごとに同様の処理を行うことになるが、これらの周波数成分についての表記は説明を煩雑にするために、以降の説明では特に断らない限り周波数成分ごとに関する記述を省略し、同様の処理を個別の周波数成分で実施するものとする。

以上がインプリシット・フィードバック法の概要であるが、この方式の適用においては２つの要求条件がある。第１の要求条件は、求めたいダウンリンクチャネルで用いる基地局送信アンテナと無線局受信アンテナの物理的な組み合わせと全く同じ組み合わせで、アップリンクのチャネル推定を行う必要があることである。第２の要求条件は、アップリンクのチャネル推定用のトレーニング信号を送信する際の周波数と、ダウンリンクで信号送信する際の周波数が同一であることである。すなわち、ダウンリンクで用いる周波数を用い、無線局受信アンテナと同一アンテナからアップリンクのチャネル推定用の信号を送信し、基地局送信アンテナと同一アンテナにてアップリンクのチャネル推定用の信号を受信する必要がある。しかるに、アップリンクとダウンリンクの双方向通信を実現するに当たり、同一周波数で時間をアップリンクとダウンリンクで時間を棲み分ける時分割複信（ＴＤＤ：Time Division Duplex）を用いる場合には問題がないが、異なる周波数を用いる周波数分割複信（ＦＤＤ：Frequency Division Duplex ）の場合には、アップリンクとダウンリンクで周波数が異なり、システムによってはアンテナ自体も異なるものを利用する場合がある。

このような問題を回避するための従来技術としては、特許文献１において以下に示す技術が開示されている。この特許文献１では、前述の大規模アンテナシステムとの組み合わせでの利用を前提とし、ここでは特許文献２にて開示された技術として、通信相手となる無線局装置ごとに個別に、固定的な受信ウエイトおよび送信ウエイトを送受信信号に定常的に乗算するための回路および送受信ベースバンド信号の処理を行う回路を備えることを前提としている。以下にその技術の詳細を示す。

（ＦＤＤシステムにおけるインプリシット・フィードバック法）
基地局装置が空間多重伝送の対象とする無線局装置の数をＮとし、基地局装置が備えるアンテナ素子の数をＫ（ＦＤＤ方式の場合には送信アンテナ素子と受信アンテナ素子のペアの数をＫ組み）として説明する。

図２０は、ＦＤＤシステムにおけるダウンリンクのチャネル情報推定例を示す。図２０(a) は通常運用状態における無線信号の流れを示し、図２０(b) はチャネル情報推定時の無線信号（トレーニング信号）の流れを示す。

ＦＤＤ方式を用いる場合、図２０(a) に示すように基地局装置５００と端末装置７００は、送信と受信とにおいて物理的に異なるアンテナ素子を利用する。さらに、アップリンクとダウンリンクとにおいて、基地局装置５００と無線局装置７００とは異なる周波数チャネルを用いて通信をする。

具体的には、通常通信時には図２０(a) に示すように、アップリンクでは無線局装置７００がアンテナ素子７０１ｔから周波数Ｆ１で送信した信号を、基地局装置５００がアンテナ素子４０１ｒ−１〜４０１ｒ−Ｋで受信する。ダウンリンクでは、基地局装置５００がアンテナ素子４０１ｔ−１〜４０１ｔ−Ｋから周波数Ｆ２で送信した信号を、無線局装置７００がアンテナ素子７０１ｒで受信する。すなわち、図２０(a) の下側の矢印（アップリンク）と上側の矢印（ダウンリンク）では、用いるアンテナ素子の組み合わせの違いから伝搬の物理的な経路も全く異なる上、周波数自体も異なる。このため、アップリンクのチャネル情報の推定結果からダウンリンクのチャネル情報の予測を高い精度で行うことは困難である。

そこで、ＦＤＤ方式を用いた無線通信システムにおいてチャネル情報を取得するために、チャネル情報の推定時には図２０(b) に示すように、無線局装置７００は通常運用時に受信アンテナとして用いるアンテナ素子７０１ｒよりトレーニング信号を送信する。基地局装置５００は、通常運用時に送信アンテナとして用いるアンテナ素子４０１ｔ−１〜４０１ｔ−Ｋを用いて、無線局装置７００から送信されたトレーニング信号を受信し、受信したトレーニング信号に基づいてアップリンクのチャネル情報を取得する。すなわち、図２０(b) の上側の矢印に示すアップリンクのチャネル情報の推定が可能な構成とする。基地局装置５００は、周波数Ｆ２で受信したトレーニング信号を用いて得られたアップリンクのチャネル情報をもとに、このアップリンクのチャネル情報に対してキャリブレーション係数を乗算することにより、ダウンリンクのチャネル情報を推定する（図１９）。

上述したとおり、ＦＤＤ方式を用いて通信を行う場合、基地局装置および無線局装置において送信に用いるアンテナ素子と受信に用いるアンテナ素子とが異なるため、無線局装置から基地局装置へのアップリンクの伝送路と、基地局装置から無線局装置へのダウンリンクの伝送路とが異なりインプリシット・フィードバック法が成立しない。

そこで、通常運用時にダウンリンクで用いる、無線局装置の受信アンテナ素子と基地局装置との送信アンテナ素子とを使用してダウンリンクの周波数で、無線局装置から基地局装置へトレーニング信号を送信し、ダウンリンクで用いるアンテナの組み合わせおよび周波数でアップリンクのチャネル情報の推定を行い、得られたアップリンクのチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を推定することにより、この問題を解決することができる。

図２１は、従来技術における基地局装置５００の構成を示す。
図２１において、基地局装置５００は、ＦＤＤ方式を用いて、複数の無線局装置と同一周波数上で同一時刻に空間分割多重伝送を行う。また、基地局装置５００は、Ｋ本のアップリンク用のアンテナ素子４０１ｒ−１〜４０１ｒ−Ｋと、Ｋ本のダウンリンク用のアンテナ素子４０１ｔ−１〜４０１ｔ−Ｋと、Ｋ個の無線信号処理回路５１０−１〜５１０−Ｋと、Ｎ個の送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎと、送受信ウエイト算出部５０２と、通信制御回路５０３と、インタフェース部４０４とを備えている。以下、アンテナ素子４０１ｒ−１〜４０１−Ｋの全体またはいずれか一つを示す場合にアンテナ素子４０１ｒという。同様に、アンテナ素子４０１ｔ−１〜４０１ｔ−Ｋの全体またはいずれか一つを示す場合にアンテナ素子４０１ｔという。また、無線信号処理回路５１０−１〜５１０−Ｋの全体またはいずれか一つを示す場合に無線信号処理回路５１０という。

アンテナ素子４０１ｒ−ｉ（ｉ＝１，２，…，Ｋ）とアンテナ素子４０１ｔ−ｉとは対となっている。また、アンテナ素子４０１ｒ−ｉとアンテナ素子４０１ｔ−ｉは、無線信号処理回路５１０−ｉと一対一に対応付けて接続されている。

通信制御回路５０３は、無線信号処理回路５１０−１〜５１０−Ｋおよび送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎを制御する。

無線信号処理回路５１０は、接続されているアンテナ素子４０１ｒを介して受信した受信信号を無線周波数からアナログ・ベースバンドに周波数変換し、さらにＡ／Ｄ変換によりデジタル信号に変換して送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎに出力する。また、無線信号処理回路５１０は、送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎそれぞれから入力する各周波数成分のデジタル信号をＤ／Ａ変換によりアナログ・ベースバンド信号にし、さらに無線周波数帯域のアナログ信号に周波数変換して、アンテナ素子４０１ｔを介して送信する。また、無線信号処理回路５１０は、通信制御回路５０３に接続されており、通信制御回路５０３から各種制御情報が入力される。例えば、フレームタイミングや送信および受信のシンボルタイミングに関する情報も通信制御回路５０３から無線信号処理回路５１０に入力され、このシンボルタイミングに従ってＦＦＴやＩＦＦＴなどの信号処理を実施する。

送受信ウエイト算出部５０２には、アップリンク用の周波数を用いて無線局装置から送信されるアップリンクのトレーニング信号であってアンテナ素子４０１ｒで受信されるアップリンクのトレーニング信号が無線信号処理回路５１０から入力される。送受信ウエイト算出部５０２は、入力されたアップリンクのトレーニング信号を基に受信ウエイトを算出し、算出した受信ウエイトを記憶する。

また、送受信ウエイト算出部５０２には、ダウンリンク用の周波数を用いて無線局装置から送信され、アンテナ素子４０１ｔで受信されるアップリンクのトレーニング信号が無線信号処理回路５１０から入力される。送受信ウエイト算出部５０２は、入力されたダウンリンク用の周波数を用いて送信されたトレーニング信号を基に送信ウエイトを算出し、算出した送信ウエイトを記憶する。なお、送受信ウエイト算出部５０２は、ダウンリンク用の周波数を用いて伝送されたトレーニング信号からチャネル情報を算出する際にキャリブレーション処理を施してから送信ウエイトを算出する。

送受信ウエイト算出部５０２では、アンテナ素子４０１ｒで受信されたトレーニング信号に対応する長時間平均のチャネル情報から受信ウエイトを算出する。また、アンテナ素子４０１ｔで受信されたトレーニング信号に対応する長時間平均のチャネル情報を取得し、キャリブレーション係数を乗算してダウンリンクのチャネル情報を取得する。

図２２は、基地局装置５００の無線信号処理回路５１０の構成例を示す。
図２２において、無線信号処理回路５１０は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）４１２、ミキサ４１４、フィルタ４１５、Ａ／Ｄ変換器４１６、ＦＦＴ回路４１７、加算合成回路４２１、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路４２２、Ｄ／Ａ変換器４２３、ミキサ４２５、フィルタ４２６、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）４２７、スイッチ（ＳＷ）５２１，５３１，５４１を備える。

ローカル発振器４１３とローカル発振器４２４は、無線信号処理回路５１０の外部に設けられている。ローカル発振器４１３は、基地局装置５００が備える各無線信号処理回路５１０に対してアップリンク用の局部発振信号（周波数：Ｆ１）を供給する。ローカル発振器４２４は、基地局装置５００が備える各無線信号処理回路５１０に対してダウンリンク用の局部発振信号（周波数: Ｆ２）を供給する。すなわち、ローカル発振器４１３とローカル発振器４２４とは、基地局装置５００に１つずつ設けられており、各無線信号処理回路５１０に対して局部発振信号を供給する。これにより、各無線信号処理回路５１０には、同期したアップリンク用の局部発振信号と、同期したダウンリンク用の局部発振信号とが供給される。

スイッチ５２１，５３１は、無線局装置との通信を行う前にチャネル情報を取得するとき、またはチャネル情報を更新するために新たにチャネル情報を取得するときに、アンテナ素子４０１ｔとローノイズアンプ４１２とを接続する。この結果、ダウンリンク用のアンテナ素子４０１ｔで受信したトレーニング信号をローノイズアンプ４１２に出力する。それ以外では、スイッチ５２１はアンテナ素子４０１ｔとハイパワーアンプ４２７とを接続して、ハイパワーアンプ４２７で増幅された信号がアンテナ素子４０１ｔから送信されるようにし、同様にスイッチ５３１は、ローノイズアンプ４１２とアンテナ素子４０１ｒとを接続し、アンテナ素子４０１ｒで受信した信号をローノイズアンプ４１２にて増幅し、これをミキサ４１４へ出力する。なお、スイッチ５２１および５３１の制御は、通信制御回路５０３が行う。

無線信号処理回路５１０において、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎから送信すべきデジタル・ベースバンド信号が入力されると、加算合成回路４２１にて周波数成分ごとにデジタル・ベースバンド信号が加算合成される。加算合成で得られた信号は、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路４２２で周波数軸上の信号から時間軸上の信号に変換され、さらにガードインターバルが付与される。このとき、必要に応じてシンボル間の波形整形などの処理が施される。ガードインターバルが付与された信号は、Ｄ／Ａ変換器４２３にてアナログ信号に変換され、ミキサ４２５にてローカル発振器４２４より入力される局部発振信号（周波数: Ｆ２）が乗算され、ベースバンド帯の信号から無線周波数帯の信号に周波数変換される。さらに、無線周波数帯の信号は、フィルタ４２６で帯域外の信号を除去され、ハイパワーアンプ４２７で増幅され、スイッチ５２１を経由してアンテナ素子４０１ｔから送信される。

また、トレーニング信号以外の通常の信号を無線局装置から受信するときには、アンテナ素子４０１ｒで受信された受信信号は、ローノイズアンプ４１２に入力され、ローノイズアンプ４１２が微弱な受信信号を増幅する。増幅された受信信号は、ミキサ４１４にてローカル発振器４１３より入力される局部発振信号（周波数：Ｆ１）が乗算されることにより無線周波数帯からベースバンド帯の信号に変換され、帯域外の信号をフィルタ４１５で除去され、Ａ／Ｄ変換器４１６にてデジタル・ベースバンド信号に変換される。このデジタル・ベースバンド信号は、更にガードインターバルが除去され、ＦＦＴ回路４１７にて時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換され、各送受信信号処理部４３０−１〜４３０−Ｎに出力される。

一方、通用運用状態とは異なるチャネル情報推定時には、ダウンリンクのチャネル情報を推定するための受信信号を取得するために、無線信号処理回路５１０はアンテナ素子４０１ｔを介してトレーニング信号を受信する。このとき、通信制御回路５０３からの指示により、スイッチ５２１およびスイッチ５３１を介してアンテナ素子４０１ｔとローノイズアンプ４１２が接続される。また、スイッチ５４１はローカル発振器４２４をミキサ４１４に接続する。

アンテナ素子４０１ｔに受信されたトレーニング信号は、ローノイズアンプ４１２で増幅され、ミキサ４１４にてローカル発振器４２４からスイッチ５４１を介して入力される局部発振信号（周波数：Ｆ２）が乗算されることにより、無線周波数帯からベースバンド帯の信号に変換される。このベースバンド帯の信号は、帯域外の信号をフィルタ４１５により除去され、Ａ／Ｄ変換器４１６にてデジタル・ベースバンド信号に変換される。デジタル・ベースバンド信号は、ＦＦＴ回路４１７に入力され、ＦＦＴ回路４１７では時間軸上の信号から周波数軸上の信号に変換される。この周波数軸上の信号は、送受信ウエイト算出部５０２に出力される。

無線信号処理回路５１０の特徴は、ダウンリンクのチャネル情報を推定するためのもとになるチャネル情報を取得するとき、ダウンリンク用のローカル発振器４２４が出力する局部発振信号（周波数：Ｆ２）を用いる点である。

各スイッチ５２１，５３１，５４１による接続の切り替えは、通信制御回路５０３の制御に基づいて行われる。通信制御回路５０３がスイッチ５２１，５３１，５４１を上述のように連動して切り替えることにより、ダウンリンクのチャネル情報を取得する処理と、アップリンクの受信処理とにおいてローノイズアンプ４１２からＦＦＴ回路４１７まで受信系統を共用化することができる。

図２３は、無線局装置７００の構成例を示す。
図２３において、無線局装置７００は、アンテナ素子７０１ｔ，７０１ｒ、通信制御装置７１０、ＭＡＣ層処理回路７２０、送信信号処理回路７３０、受信信号処理回路７４０、インタフェース回路７５０、無線信号処理回路７６０を備える。無線局装置７００はここでは図示されていない外部機器やネットワークとの間で、インタフェース回路７５０を介してデータの入出力を行う。

データがインタフェース回路７５０に入力された場合、ＭＡＣ層処理回路７２０は必要なＭＡＣ層の処理を行い、ここでネットワーク上を流れる通常の信号に対し、基地局装置５００と無線局装置７００との間で送受信される信号のフォーマットに変換する。この信号は通信制御回路７１０の指示に従いＭＡＣ層処理回路７２０から送信信号処理回路７３０に入力される。送信信号処理回路７３０は入力された信号に対して所定の物理レイヤの処理を施す。無線信号処理回路７６０は、物理レイヤの処理が施された信号に対して所定の処理によりデジタル・ベースバンド信号を無線周波数帯のアナログ信号に変換し、アンテナ素子７０１ｔを介して信号送信する。

また、アンテナ素子７０１ｒにて受信した信号は、無線信号処理回路７６０にて所定の処理により無線周波数帯のアナログ信号からデジタル・ベースバンド信号に変換される。受信信号処理回路７４０はデジタル・ベースバンド信号に所定の物理レイヤの処理を施す。ＭＡＣ層処理回路７２０は物理レイヤの処理が施された信号を無線回線上で送受信される信号のフォーマットから通常のネットワーク上で伝送される信号のフォーマットに変換し、インタフェース回路７５０を介して外部にデータ出力する。例えば各種のタイミング制御などの一連の送受信動作の基本制御は、通信制御回路７１０が指示をして制御を行う。

図２４は、無線局装置７００における無線信号処理回路７６０の構成例を示す。
図２４において、無線信号処理回路７６０は、ローノイズアンプ（ＬＮＡ）７１２、ローカル発振器７１３、ミキサ７１４、フィルタ７１５、Ａ／Ｄ変換器７１６、ＦＦＴ回路７１７、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２、Ｄ／Ａ変換器７２３、ローカル発振器７２４、ミキサ７２５、フィルタ７２６，７３６、ハイパワーアンプ（ＨＰＡ）７２７、スイッチ（ＳＷ）７１１，７４１，７４２，７４４，７４５を備える。

アップリンクとダウンリンクとで用いる周波数が異なるので、周波数変換に用いる局部発振信号が異なる。そのため、無線局装置７００は、アップリンクにおける周波数変換に用いる局部発振信号を生成するローカル発振器７２４と、ダウンリンクにおける周波数変換に用いる局部発振信号を生成するローカル発振器７１３とを備えている。

基地局装置５００と無線局装置７００の間でデータ通信を行う通常運用時においては、アンテナ素子７０１ｒで受信された受信信号がスイッチ７１１を経由してローノイズアンプ７１２に入力される。ローノイズアンプ７１２からＦＦＴ回路７１７は、受信信号を各周波数成分のデジタル・ベースバンド信号に変換し、受信信号処理回路７４０に出力する。なお、無線周波数帯からベースバンド帯への周波数変換には、ローカル発振器７１３が生成した局部発振信号（周波数：Ｆ２）が用いられる。

一方、信号の送信時においては、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２には、基地局装置５００に送信すべき信号が送信信号処理回路７３０から入力される。ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２からハイパワーアンプ７２７は、送信すべき信号を無線周波数帯の信号に変換してアンテナ素子７０１ｔから送信する。なお、ベースバンド帯から無線周波数帯への周波数変換には、ローカル発振器７２４が生成した局部発振信号（周波数：Ｆ１）が用いられる。

これに対し、通常運用時とは異なるダウンリンクのチャネル情報を推定するためのもとになるチャネル情報を基地局装置が取得する際には、Ｄ／Ａ変換器７２３には、基地局装置５００がアップリンクのチャネル情報を取得するときに用いるトレーニング信号に対応したデジタル・ベースバンド信号がＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２から入力される。Ｄ／Ａ変換器７２３は、入力されたデジタル・ベースバンド信号をアナログ化してミキサ７２５に出力する。ミキサ７２５は、Ｄ／Ａ変換器７２３から入力された信号に、ローカル発振器７１３が生成する局部発振信号（周波数：Ｆ２）を乗算して無線周波数帯の信号に周波数変換し、スイッチ７４５を介してフィルタ７３６に出力する。フィルタ７３６は、ミキサ７２５から入力された信号から、送信すべきチャネルの帯域外の信号を除去し、スイッチ７４２を介してハイパワーアンプ７２７に出力する。ハイパワーアンプ７２７は、フィルタ７３６から入力された信号を増幅し、スイッチ７４１およびスイッチ７１１を経由してアンテナ素子７０１ｒを介して送信する。

通常運用時（基地局装置５００がダウンリンクおよびアップリンクのチャネル情報を推定するためのもとになるチャネル情報を取得するとき以外）において、スイッチ７１１は、アンテナ素子７０１ｒとローノイズアンプ７１２とを接続して、アンテナ素子７０１ｒで受信された受信信号をローノイズアンプ７１２に出力する。スイッチ７４１は、ハイパワーアンプ７２７とアンテナ素子７０１ｔとを接続して、ハイパワーアンプ７２７から出力された信号をアンテナ素子７０１ｔより送信する。これに対して通常運用時とは異なる基地局装置５００がダウンリンクのチャネル情報を推定するためのもとになるチャネル情報を取得するときには、スイッチ７４１，７１１は、ハイパワーアンプ７２７とアンテナ素子７０１ｒとの接続に切り替えてアンテナ素子７０１ｒより信号送信を行う。

ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２は、基地局装置５００がダウンリンクのチャネル情報を取得するとき以外において、入力される信号を時間軸上の信号に変換し、さらにガードインターバルを付与してＤ／Ａ変換器７２３に出力する。基地局装置５００がダウンリンクのチャネル情報を取得するときには、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２は、チャネル推定用のトレーニング信号が入力され、トレーニング信号をガードインターバルを含まない時間軸上の信号に変換してＤ／Ａ変換器７２３に出力する。

スイッチ７１１，７４１、スイッチ７４５，７４２、スイッチ７４４の出力先の動作の切り替えは、通信制御回路７１０の指示に従う。通常運用モードとは異なり基地局装置５００がダウンリンクのチャネル情報を取得するタイミングを、通信制御回路７１０がいかなる方法で設定しても構わない。例えば、基地局装置５００から受信する制御信号に基づいて行っても良い。無線局装置７００がこの制御信号を基地局装置５００から受信すると、その制御信号にて指示されたタイミングでチャネル推定用のトレーニング信号がＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２に入力され、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２にてトレーニング信号が時間軸上の信号に変換され、この時間軸上の信号がＤ／Ａ変換器７２３にてアナログ信号に変換され、ミキサ７２５、スイッチ７４５、フィルタ７３６、スイッチ７４２、ハイパワーアンプ７２７、スイッチ７４１およびスイッチ７１１を経由してアンテナ素子７０１ｒから送信される。

ダウンリンクのチャネル情報を推定するためのもとになるチャネル情報を基地局装置５００が取得する場合において、アップコンバートには、ローカル発振器７１３が生成する局部発振信号（周波数：Ｆ２）が用いられる。なお、基地局装置５００がダウンリンクのチャネル情報を推定するためのもとになるチャネル情報を取得することを示す制御信号を基地局装置５００から無線局装置７００に送信すること以外の手段を用いて、無線局装置７００の各スイッチ７１１，７４１，７４４，７４５およびＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路７２２を制御するようにしてもよい。例えば、基地局装置５００と無線局装置７００とが通信を行う前のサービス開始前であれば、無線局装置７００を設置する際に設置作業者が手作業でチャネル推定を開始させるトリガを与えてもよい。また、基地局装置５００と無線局装置７００との間で、通常のデータ通信を行う無線回線とは別の回線を用いて、ダウンリンクのチャネル情報を取得する制御を行うようにしてもよい。

このように、特許文献１における基地局装置では、チャネル情報を平均化して得られた推定値に基づいて算出した送信ウエイトおよび受信ウエイトを用いて定常的に送受信処理を行うことにより、基地局集中制御による各無線局装置に対する無線リソースの割り当て管理を行わずとも、各無線局装置との間で空間多重された伝送を行うことができる。さらに、通信の対象となる無線局装置ごとに、受信処理と送信処理とを行う処理部を基地局装置が個別に備えることで、各無線局装置との通信を独立かつ並行に行うことができる。これにより、各無線局装置が必要とする帯域を帯域要求用の制御情報などを用いて把握する必要がなくなり、余計な制御信号を送受信することによるオーバーヘッドを回避し、ＭＡＣレイヤの効率を損なうことなく複数の無線局装置と空間多重伝送を行うことができる。

さらに、各無線局装置と基地局装置が個別のPoint-to-Point型の通信を並列で実施しながらも、空間多重数の上限が特性劣化に至らないように管理することで、安定的な通信を効率的に実現することが可能になる。

（無線における全二重通信について）
基地局装置と無線局装置の間のアップリンクおよびダウンリンクの双方向で通信する場合、一般には時間軸上で時分割でアップリンクとダウンリンクを棲み分けるＴＤＤと、周波数軸の異なる周波数チャネルで済み分けるＦＤＤが存在する。それぞれの利点は、例えばＴＤＤの場合にはトラヒックに応じてアップリンクとダウンリンクの時間率の配分をダイナミックに変更することが可能であり、状況に応じた適応的な運用が可能である。しかし一方で、急を要する信号を送信すべき場合（リアルタイム性の高いアプリケーションのデータや再送要求信号などを含む制御信号）でも、アップリンクの時間帯ではダウンリンクの送信は行うことができない。一例として、再送制御を行う場合には、ダウンリンクで送信したデータに対するＡＣＫ信号などの送信は早くても後続するアップリンクの時間帯であり、そこで再送の必要性を認識しても再送を実施できるのは早くても次のダウンリンクの時間帯になってからである。

このように、前述の大規模アンテナシステムとの組み合わせでの利用を前提とした特許文献１にて開示された技術であっても、アクセス制御にＴＤＤを利用する場合には少なくともアップリンクとダウンリンクにより構成されるフレーム構成に起因した遅延時間が避けられない。すなわち、ＴＤＤは半二重通信に相当し、一方でＦＤＤなどは全二重通信に相当する。一般には無線で全二重通信を行うためにはＦＤＤを用いるのが一般的だが、例えば以下の構成で同一周波数チャネルを用いた全二重化通信も可能である。

図２５は、無線における同一周波数チャネルを用いた全二重通信の概要を示す。
図２５において、基地局装置１０１は、送信アンテナ１０３−１，１０４−１と受信アンテナ１０５−１を備える。無線局装置１０２は、送信アンテナ１０３−２，１０４−２と受信アンテナ１０５−２を備える。基地局装置１０１において、受信アンテナ１０５−１と送信アンテナ１０３−１との距離が利用する信号の波長λに設定され、受信アンテナ１０５−１と送信アンテナ１０４−１との距離が波長λの 1.5倍に設定されている。同様に無線局装置１０２において、受信アンテナ１０５−２と送信アンテナ１０３−２との距離が波長λに設定され、受信アンテナ１０５−２と送信アンテナ１０４−２との距離が波長λの 1.5倍に設定されている。

ここで重要な点は、２本の送信アンテナが受信アンテナに対して１／２波長ずれて設定されている点である。例えば基地局装置１０１において、２本の送信アンテナ１０３−１と１０４−１から全く同一の信号を送信すると、自らの受信アンテナ１０５−１で受信される信号は、それぞれの経路長がちょうど１／２波長ずれているために、それぞれが逆位相で入力されることになる。したがって、送信アンテナ１０３−１と１０４−１から送信された信号は受信アンテナ１０５−１までの距離が非常に近距離であるにも関わらず、アナログ信号上で相互にキャンセルし合うことになる。無線局装置１０２においても同様である。一方で相手局の受信アンテナで受信される際には、２本の送信アンテナの経路長のずれはランダムであり、さらにマルチパス環境により様々な反射波が合成されるため、統計的には２本アンテナ分の総送信電力の信号として信号が弱められることはない。したがって、同一周波数チャネルで基地局装置１０１から送信された信号が、無線局装置１０２では信号を送信しながらも正常に受信することが可能になる。また同様に、無線局装置１０２から送信された信号も、基地局装置１０１にて信号を送信しながらも正常に受信することが可能になる。この状況は基地局装置１０１と無線局装置１０２の位置関係が特別な関係である必要はないため、無線局装置１０２が複数となるPoint-to-Multipoint 型の通信であっても実現が可能である。

なお、このような無線における全二重通信においては、送信信号の受信側への漏れ込を抑制するため、３つのアプローチが考えられている。第１のアプローチは、上述のようにアナログの信号レベルでの送信信号の自局受信側へのループバックに伴う干渉低減のアプローチが適用される。想定するシステムや、以下の２つのアプローチとの兼ね合いになるが、一般的にはアナログ的な干渉低減は不完全な場合が多い。

第２のアプローチは、例えば非特許文献５に示されるように、指向性利得の高い送信アンテナおよび受信アンテナを横に並べ、電波伝搬的に送信アンテナからの信号が直接的に受信アンテナ側に漏れ込むことを低減するアプローチである。例えばPoint-to-Point型の通信のみを想定するのであれば、指向性利得を極端に高めてペンシルビーム状に狭いビーム幅で２局を対向させれば、途中の反射物による反射波の影響も含めて、ある程度までは送信信号の受信側への漏れ込を低減可能である。しかし、Point-to-Multipoint 型の通信の場合を想定すると、基地局はある程度の空間的な広がりの中に配置された複数の無線局と通信可能とするために、極端なビーム幅の絞り込みは困難であり、その結果として反射に伴う干渉信号が残留する。

第３のアプローチは、排除しきれない干渉信号をデジタル信号処理で除去するアプローチで対応する。これは、前述のマルチユーザＭＩＭＯや大規模アンテナシステムなどと同様に、アップリンクでの複数の信号系列の空間多重に加え、ダウンリンクの信号も一種の空間多重とみなすならば、受信アンテナに漏れこむ信号の抑圧もデジタル信号処理でキャンセルすることが可能であるという考え方に基づくものである。ただし、これらはあくまでも、最後のデジタル信号処理で除去する排除しきれない干渉信号が微弱なものであるという前提が必要となる。

特開２０１４−６８１７４号公報 特開２０１４−６８１７３号公報

太田厚、黒崎聰、丸田一輝、新井拓人、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７５ 大規模アンテナ無線エントランスシステムの提案」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８５ 新井拓人、太田厚、黒崎聰、丸田一輝、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７６ 大規模アンテナ無線エントランスシステムにおける送受信ウエイト算出法」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８６ 丸田一輝、太田厚、黒崎聰、新井拓人、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７７ 大規模アンテナ無線エントランスシステムにおけるユーザ間干渉抑圧法」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８７ 黒崎聰、太田厚、丸田一輝、新井拓人、飯塚正孝、「Ｂ−５−１７８ 大規模アンテナ無線エントランスシステムにおける低相関スケジューリング法」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１３年（通信＿１）、２０１３年３月５日、ｐ．５８８ 張森、広川二郎、安藤真、「Ｂ−１−９９ ４０ＧＨｚ帯方向多重複信方式システム用二層構造四隅給電導波管スロットアレーアンテナの開発」、電子情報通信学会総合大会講演論文集２０１４年（通信＿１）、２０１４年３月４日、ｐ．９９

非特許文献１〜４に記載の大規模アンテナシステムなどのシステムを構築する場合、一般的にはチャネル情報を如何に効率的にフィードバックするかが重要であり、インプリシット・フィードバック技術の利用は非常に有望である。このインプリシット・フィードバック技術は、空間チャネルの対称性、すなわち基地局装置のアンテナ端と無線局装置のアンテナ端の間のチャネル情報はアップリンクおよびダウンリンクの間で対称であり、アンテナ端とベースバンドの送受信信号処理回路との間のアンプやフィルター等の各種回路に起因した周波数依存性のある複素位相の回転および振幅の増減をキャリブレーション処理により補正してやれば、アップリンクのチャネル情報をもとにダウンリンクのチャネル情報を取得することができる。この空間チャネルの対称性は、利用する送受信アンテナの組み合わせや利用する信号の周波数が一致した場合にのみ成立するから、インプリシット・フィードバックを適用する場合にはＴＤＤ通信を用いることが基本となる。

しかし、例えば上述の特許文献１などの技術を使うことでアクセス制御を簡略化するなどメリットを得ることができるが、その際にＴＤＤではアップリンクないしはダウンリンクでの送信時間に制限がかかり、任意の時刻で送信することはできない。これに対し、ＦＤＤや非特許文献５などに記載の技術を含むアップリンク／ダウンリンクで同一周波数チャネルを用いる無線全二重通信技術を併用する場合、アップリンクおよびダウンリンクの双方において、任意のタイミングでの送受信が可能になる。ここで、例えば上述の特許文献１の技術を用いれば、少なくともＦＤＤにおいてインプリシット・フィードバックを適用した大規模アンテナシステムを構築することが可能となるが、基地局装置のアンテナ素子数が膨大な規模であることに起因した問題が発生する。

大規模アンテナシステムでは、同時に複数の無線局装置との間で高次の空間多重を行うが、その際の基地局装置からの総送信電力と１つの無線局装置からの送信電力が一般的には非対称になる。大規模アンテナシステムでは膨大な数の送受信系が存在し、そのひとつひとつの送信系にハイパワーアンプ（ＨＰＡ）が設置される。単一のＨＰＡから大電力で送信するためにはアンプの線形性が問われるが、多数のＨＰＡを用いて送信する場合には個別のＨＰＡは安価でも、簡単にアンテナ素子数（すなわちＨＰＡ数）を増やすことで総送信電力を高めることが可能となる。例えば、基地局装置が 100本のアンテナを備える場合、１素子あたりの送信電力の 100倍の総送信電力で送信することが容易に実現できる。もちろん、各アンテナ素子のＨＰＡから全て最大送信電力で送信する必然性はないが、ひとつの信号系列の送信に着目したときに、回線設計的に必要となる送信電力に対し、例えば同時に20局を空間多重する場合には最低でも20個の信号系列の送信のために20倍の送信電力を必要とする。このため、基地局装置が備える送信系の多数のアンテナ素子から送信される総送信電力は増大し、その分だけ無線全二重通信における送信アンテナ側から受信アンテナ側への信号の漏れ込みレベルが倍増する。

無線全二重通信における上述の３つのアプローチのうち、最後のデジタル的な干渉信号の抑圧は送信アンテナから受信アンテナ側へのループバック信号を除去するのに効率的な方法であるが、そのためには、受信側のローノイズアンプ（ＬＮＡ）へのループバック的な干渉信号のレベルと、通信相手である無線局からの希望信号の受信レベルが所定の範囲内に収まり、両者の信号が少なくともダイナミックレンジ内に収まっていなければならない。しかし、Point-to-Multipoint 型の通信の場合には、過剰に細いビーム幅で基地局装置と無線局装置との間を対向させることは不可能であり、空間的な広がりのある複数の地点に散在する無線局を収容する際には、反射に伴う送信信号の受信アンテナ側への漏れ込みが無視できない。

この問題が顕著となるのは、アップリンクとダウンリンクで同一周波数チャネルを用いる無線全二重通信ではあるが、実際にはＦＤＤであってもこの問題は無視できない。通常、受信アンテナで受信した信号は微弱であり、最初にＬＮＡで信号増幅を行う。この際、例えばアップリンクとダウンリンクで周波数Ｆ１，Ｆ２のチャネルを用いていたとすると、Ｆ１で信号を受信する際に、受信アンテナには送信アンテナからＦ２で送信した信号の漏れ込み（直近での反射波）が無視できない場合がある。この際、Ｆ２の漏れ込みの信号レベルが高すぎると、ＬＮＡが飽和して所望のＦ１の信号が受信できなくなってしまう可能性がある。もちろん、アンテナとＬＮＡの間にバンドパス・フィルタを挿入すればこの問題は回避できるが、一般には微弱な信号の状態でフィルタを通過させればそこでの損失や劣化が無視できず、可能な限りＬＮＡで信号増幅を行った後でフィルタによる帯域外周波数の除去を行うのが好ましい。

また、利用するアンテナはある程度は使用する周波数にチューニングされているため、異なる周波数チャネルであれば信号受信の利得が低下し、これが実質的にはフィルタ的な効果を示すことも期待できるが、ＦＤＤで用いる２つの周波数チャネルが近接する場合には、そのチャネルを分離するほど俊敏な周波数特性をアンテナに期待することは現実的ではない。工業的にも、近接したＦ１とＦ２の双方で利用可能なアンテナを用いて送受のアンテナの規格を統一することで、製造コストを抑えるなどの要求もあり、結果的にＦＤＤを用いる場合の送信信号の受信アンテナへのループバックは、同一周波数チャネルを用いる場合の無線全二重通信と同様に問題となり得る。

このように、大規模アンテナシステムないしはMassive ＭＩＭＯを用いる超多素子のアンテナを備える無線システムでは、ＦＤＤないしは同一周波数チャネルを用いる場合の無線全二重通信において、膨大な数のアンテナ素子による総送信電力の大電力化に伴う問題が課題となる。そして、個々のアンテナ素子の指向性の絞り込みとは別の方法で、送信信号の受信アンテナへのループバックによる漏れ込みを低減可能な基地局装置の構成が求められている。

本発明は、同一周波数チャネルを用いて無線全二重通信を実現する際に、基地局装置の送信アンテナ側からの送信信号が受信アンテナ側に漏れこむ干渉信号を低減すると共に、フィードバックされたチャネル情報を用いてデジタル信号処理により干渉抑圧をすることができる基地局装置を提供することを目的とする。

本発明は、複数の無線局装置に対する所定の指向性を有する複数の送信アンテナ素子および複数の受信アンテナ素子を備え、複数の無線局装置との間で同一周波数チャネルで空間多重伝送を行う基地局装置において、複数の送信アンテナ素子を平面上に配置して構成される送信アンテナ群と、送信アンテナ群より送信される無線周波数の送信アナログ信号を生成する送信信号処理部と、複数の受信アンテナ素子を平面上に配置して構成される受信アンテナ群と、受信アンテナ群で受信された無線周波数の受信アナログ信号に対し少なくとも周波数変換を含む信号処理を行う受信信号処理部とを備え、送信信号処理部と受信信号処理部は異なる筐体に収容され、かつ有線接続により所定の情報を交換する構成であり、受信アンテナ群から無線局装置の方向を見た時に、受信アンテナ群に対して所定の距離だけ前方に送信アンテナ群を配置し、かつ受信アンテナ群の各受信アンテナ素子と無線局装置のアンテナ素子との間に形成される第一フレネルゾーンの外側に送信アンテナ群を配置する構成である。

本発明の基地局装置において、無線局装置が送信するトレーニング信号を受信アンテナ素子で受信し、該受信信号を基にアップリンクの第１のチャネル情報を取得する手段と、無線局装置が送信するトレーニング信号を送信アンテナ素子で受信し、該受信信号を基にアップリンクの第２のチャネル情報を取得し、該第２のチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を取得する手段と、送信アンテナ素子のそれぞれの素子から順番にトレーニング信号を送信する手段と、送信アンテナ素子から送信した該トレーニング信号を受信アンテナ素子で受信し、該受信信号を基にループバックリンクのチャネル情報を取得する手段と、データ通信時に、事前に取得したループバックリンクのチャネル情報とデータ通信において送信される信号を基に、送信アンテナ素子からループバックして受信アンテナ素子に受信される干渉信号のレプリカを推定する手段と、受信アンテナ素子で受信した受信信号から推定した干渉信号のレプリカを減算した信号を生成し、この信号を基にアップリンクの第１のチャネル情報を用いて無線局装置が送信した信号を推定する受信信号処理手段とを備え、無線局装置との間で、当該基地局装置から当該無線局装置方向へのダウンリンクと当該無線局装置から当該基地局装置方向へのアップリンクとで同一の周波数チャネルを用い、かつ同時刻に双方向で通信する。

本発明によれば、基地局装置の送信アンテナ側からの送信信号が受信アンテナ側に漏れこむ干渉信号を低減することで、多数のアンテナ素子を用い、基地局装置と複数の無線局の間でPoint-to-Multipoint 型の無線全二重通信を単一周波数チャネルを用いて実現することができる。これにより、周波数資源の有効活用が可能になる。

本発明の基地局装置の基本構成例を示す図である。 本発明の基地局装置の基本構成例を示す図である。 送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１の位置関係を示す図である。 実施例１における送信信号処理部１３の構成例を示す図である。 実施例１における送信信号処理部１３の送信ＲＦ回路８１の構成例を示す図である。 実施例１における受信信号処理部２３の構成例を示す図である。 実施例１における受信信号処理部２３の受信ＲＦ回路９１の構成例を示す図である。 本発明の基地局装置に対応する無線局装置の無線信号処理回路７６０ｂの構成例を示す図である。 実施例１における各チャネル情報の推定例を示す図である。 本発明の基地局装置の実施例２および実施例３の構成例を示す図である。 実施例２における送信信号処理部３５ａおよび受信信号処理部３６ａの構成例を示す図である。 実施例２における拡張制御部３４ａの構成例を示す図である。 実施例３における送信信号処理部３５ｂの構成例を示す図である。 実施例３における受信信号処理部３６ｂの構成例を示す図である。 実施例３における拡張制御部３４ｂの構成例を示す図である。 空間分割多重伝送システムの概要を示す図である。 見通し環境および見通し外環境におけるインパルス応答を示す図である。 インプリシット・フィードバック法の概要を示す図である。 インプリシット・フィードバック法を用いたチャネル推定手順を示すフローチャートである。 ＦＤＤシステムにおけるダウンリンクのチャネル情報推定例を示す図である。 従来技術における基地局装置５００の構成例を示す図である。 基地局装置５００の無線信号処理回路５１０の構成例を示す図である。 無線局装置７００の構成例を示す図である。 無線局装置７００における無線信号処理回路７６０の構成例を示す図である。 無線における同一周波数チャネルを用いた全二重通信の概要を示す図である。

（本発明の基本原理）
無線全二重通信を行う際には、上述のように３つのアプローチがあるが、図２５に示したような無指向性アンテナを用いたアナログ的な干渉信号の抑圧法では、ＨＰＡから各アンテナ素子までのケーブルやコネクタなどにおいて無線信号の位相が微妙にずれた場合、受信アンテナにて受信される信号が完全に逆位相とはならずに残留干渉となるため、装置化する際の部品材料、ケーブル類の高度な品質管理が必要となる。一方、非特許文献５で示したような超高指向性アンテナを利用する電波伝搬的な干渉信号の低減法では、余計な反射波による送信系から受信系への干渉信号の流入を回避するために電波の放射方向を非常に狭い範囲に限定される。しかし、複数の無線局を同時に収容するPoint-to-Multipoint 型の通信を想定すれば、ある程度までは電波の放射方向を広げる必要があり、送信系から受信系に漏れこむ干渉信号の低減が難しくなる。

ここで、非特許文献１〜４などに記載の大規模アンテナシステムでは、 360度の全方位に分布した無線局装置の収容を想定したが、当然ながら収容する無線局装置が概ね特定の方向に集中している際にも利用可能である。例えば、直線的な道路の両側のビルの壁面等にアクセス系の無線基地局を設置する際に、そこまで光回線を新たに引くことは困難なケースがあり、そのような場合にはアクセス系の無線基地局までのエントランス回線の無線化が有効となる。その際には、エントランス基地局側には平面上に２次元的に指向性アンテナ（例えば平面パッチアンテナ）を配置し、カバーするエリアが 360度よりも十分小さなエリアに限定された形で大規模アンテナシステムを実現することになる。アクセス系の無線基地局側にはエントランス基地局側と通信する無線局（中継局）機能が実装され、この無線局も同様にひとつまたは複数の指向性アンテナを備え、エントランス基地局側に指向性を向けることになる。この無線局は通信相手がエントランス基地局のみに限定されるため、超高指向性のアンテナを利用することが可能であり、この場合には余計な反射波による送信系から受信系への干渉信号の流入を回避し易くなる。さらに、エントランス基地局が同時に10局の無線局と空間多重して同時並行的に通信を行う場合、宛先である10局分の合計の総送信電力は、１局に対してしか送信しない無線局側の送信電力の10倍になり、これは直接的に送信系から受信系への干渉信号の流入が期待値として10倍になることを意味する。このように、無線全二重通信をPoint-to-Multipoint 型の大規模アンテナシステムで活用する際には、Point-to-Point型の場合に比べて、エントランス基地局において条件的に厳しい状態で運用することが余儀なくされる。

そこで、本発明では、送信系の送信アンテナ素子群と受信系の受信アンテナ群を物理的に十分に離して設置する。通常、携帯電話などのセルラー系のシステムでは、最後のラスト１ホップのアクセス系の通信品質を確保するために、より低い周波数帯の割り当てをキャリア会社は希望する。したがって、周波数の低いマイクロ波帯などはアクセス系に割り当てられ、特に広帯域を必要とするエントランス系への周波数の割り当てを考えると、準ミリ波帯ないしはミリ波帯などの高周波数帯をエントランス系では利用することを想定しなければならない。周波数が高くなれば高くなるほど同軸ケーブル等での信号の伝送において損失が生じ、送信系と受信系の距離を離して設置する場合には、その間を無線周波数帯の信号を高価な低損失の同軸ケーブルで伝送する構成は信号の損失および経済性を考えた場合には効率的ではない。特に、送受信アンテナの素子数が膨大な大規模アンテナシステムなどでは、そのアンテナ素子１本１本に個別の無線信号を入力する必要があるため、アンテナ素子数分のケーブルを用いて分配するのは、膨大な数の高価な低損失の同軸ケーブルを長い距離に渡り引き回すことになり、これも低損失が要求されることに起因した太さや曲げ耐性に劣る点で物理的な制約となる。

本発明においては、ベースバンド信号処理からＤ／Ａ変換およびＡ／Ｄ変換、さらにアップコンバートおよびダウンコンバートの無線周波数変換、信号増幅や帯域外信号除去のフィルタ等のいわゆるＲＦ部などに、多数の送信アンテナ群を加えた送信系と、多数の受信アンテナ群を加えた受信系をそれぞれ物理的に分離した構成（少なくとも筐体が異なる）とし、各筐体間で交換される信号はデジタル信号とする。このデジタル信号は光ファイバないしは同軸ケーブル等で伝送可能であるが、高周波信号のような大きなケーブルロスは発生しない。さらに、アンテナ素子１本１本に対応した個別のケーブル（光ファイバないしは同軸ケーブル）を必要としないため、安価で経済的でかつ物理的な制約も少ない。

また、送信系と受信系を別筐体にして物理的に離して設置することにより、送信系と受信系の間で情報交換しなければならない情報を上記のケーブル上で伝送する必要が新たに生じるが、基本的にはここで生じる追加の情報とは一部の限定的な制御情報のみである。例えば、再送制御を行う場合には、受信系で受信した情報を基に再送要求用の信号を生成し、これを送信系から送信しなければならない。しかし、例えば１Gbit/sないしは10Gbit/s（またはそれ以上）が要求されるような無線エントランス回線と異なり、ＡＣＫないしＮＡＣＫなどの制御情報の情報量は数桁以上少なく、光ファイバの他に同軸ケーブルを用いても信号の損失を意識することなく容易に10ｍ単位で離れた場所に情報を伝達することが可能である。

なお、後述するように基地局装置の送信アンテナ群１１から送信された信号が受信アンテナ群２１にループバックする干渉信号をキャンセルするためには、そのためのレプリカ生成のために送信信号の情報を送信信号処理部１３から受信信号処理部２３に対して通知する必要があるが、光ファイバを用いる場合にはその通知による情報量の増加にも簡易に対応可能である。

図１は、本発明の基地局装置の基本構成例を示す。
図１において、１１は送信アンテナ群、１２は送信アンテナ群の各アンテナ素子、１３は送信信号処理部、１４は送信アンテナ群の各素子の最大指向性利得方向を示す矢印、１５は送信側アナログ信号伝達信号線、１６は送信側デジタル信号伝達信号線、２１は受信アンテナ群、２２は受信アンテナ群の各アンテナ素子、２３は受信信号処理部、２４は受信アンテナ群の各素子の最大指向性利得方向を示す矢印、２５は受信側アナログ信号伝達信号線、２６は受信側デジタル信号伝達信号線、３０は制御部、３１はネットワーク側光回線を表す。送信アンテナ群１１と送信信号処理部１３が１つの筐体に納められ、受信アンテナ群２１と受信信号処理部２３が１つの筐体に納められている場合は、送信側アナログ信号伝達信号線１５および受信側アナログ信号伝達信号線２５に相当する線は、ある程度の設置自由度をもつ同軸ケーブルのようなもの以外にも、導波管などを用いて実現することも可能となる。また、制御部３０と送信信号処理部１３と受信信号処理部２３についても、図２(a) に示すようにそれぞれ個別の筐体に収納する他に、図２(b) および図２(c) に示すように、制御部３０と送信信号処理部１３、または制御部３０と受信信号処理部２３をそれぞれ１つの筐体に収納していてもよい。

重要な点は、送信アンテナ群１１と送信信号処理部１３は、送信側アナログ信号伝達信号線１５の通過損失を抑えるために近距離または同一筐体に配置され、同様に受信アンテナ群２１と受信信号処理部２３も受信側アナログ信号伝達信号線２５の通過損失を抑えるために近距離または同一筐体に配置され、一方で送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１が物理的に離れて設置されるため、結果的に送信信号処理部１３と受信信号処理部２３とが物理的に個別の筐体に分かれた独立の構成となっている点である。このため、送信信号処理部１３と受信信号処理部２３とが例えばローカル発振器などの構成要素を共用することが不可能になると共に、高周波の信号（ないしは大容量の情報）を相互に情報交換することが困難になっている。したがって、それぞれは基本的に独立に運用され、再送要求信号などに代表される僅かな制御情報のみを交換可能な構成となっている。

ちなみに、送信信号処理部１３と受信信号処理部２３と制御部３０は、それぞれの間で相互に様々な信号を交換するに際し、その信号の終端的な機能を司るインタフェース部を一般的には内在する。ただし、図２(a) のように各部が独立している場合にはそのインタフェース部で信号を終端することになるが、図２(b) および図２(c) のように制御部３０が送信信号処理部１３または受信信号処理部２３と同一筐体にある場合は、それらの間のインタフェース部は省略された構成となる場合がある。しかし、図２ではそのような僅かな差異を意識せず、基本的な機能部分のみを意識して同一の番号を付与して説明を行っている。

基地局装置の送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１の位置関係は、図１、図３に示すように、受信アンテナ群２１と基地局装置の通信相手となる無線局装置のアンテナ素子１８とを結ぶ直線方向で、受信アンテナ群２１より前方ｘ（ｍ）の位置に送信アンテナ群１１を配置し、さらに受信アンテナ群２１とアンテナ素子１８との間に形成される第一フレネルゾーンの範囲に送信アンテナ群１１が入らないように、送信アンテナ群１１をフレネル半径ｙ（ｍ）以上ずらした位置とする。

ここで、フレネル半径ｙは、受信アンテナ群２１とアンテナ素子１８とを結ぶ直線に送信アンテナ群１１から垂線を下ろした位置を基準に、受信アンテナ群２１との距離をｘ、アンテナ素子１８との距離をｚ、信号波長をλとすると、次式のように定義される。
ｙ＝[(λ・ｘ・ｚ)／(ｘ＋ｚ)] ^1/2 …(8)

受信アンテナ群２１を通信相手の無線局装置のアンテナ素子１８から見たときの送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１の位置関係を図３(b) に示す。厳密には、送信アンテナ群１１の筐体と受信アンテナ群２１のアンテナ素子２２との最短距離がフレネル半径ｙよりも大きくなればよい。ただし、ｘは３ｍ以上（より安定性を高めるためには10ｍ以上）であることが好ましい。

一例として、ｘを10ｍ、ｚを 300ｍ、周波数60ＧHzで波長を0.005 ｍとしたときに、フレネル半径ｙは 0.220ｍとなる。すなわち、通信相手の複数の無線局装置のアンテナ素子１８が約 300ｍの範囲にあるときに、送信アンテナ群１１を受信アンテナ群２１より10ｍ程度前方に配置し、かつ22ｃｍ程度ずれて配置すれば、送信アンテナ群１１が受信アンテナ群２１にとって第一フレネルゾーン内の障害物となることを回避することができる。なお、Point-to-Multipoint 型の通信の場合には、複数の無線局装置全てとの間でこの関係が満たされるように構成する。

ここで、送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１が横並びに配置されていた場合、例えば送信アンテナ群１１の近傍１ｍ程度の場所で反射した信号が受信アンテナ群２１に入射したとする。この場合の経路長は往復なので約２ｍとなる。これに対し、図１でｘが10ｍとなる配置の場合には、経路長は12ｍとなる。経路長は６倍なので、自由空間の２乗則で減衰すると仮定すれば、15.6ｄＢほど信号を相対的に低減することが可能になる。さらに、送信アンテナ群１１の各アンテナ素子１２の偏波と受信アンテナ群２１の各アンテナ素子２２の偏波を異なる設定にすれば、反射により偏波面が回転することで完全に偏波間の漏れ込みをカットすることはできないが、ある程度の信号分離は可能となる。ここで10ｄＢ程度の分離度を確保できれば、約25ｄＢ程度の信号抑圧が可能になる。例えば 256素子のアンテナを送受信アンテナ群に実装する場合、１素子の場合に比べて 256倍の総送信電力となる可能性があるが、これは24.1ｄＢ増しに相当し、上述の25ｄＢの信号抑圧でキャンセルすることができることに相当する。

ＬＮＡでのダイナミックレンジを考えた場合、例えば上述のように経路長12ｍで反射した信号（反射時に電力が３ｄＢ損失すると仮定）に対して 300ｍ離れた無線局装置の信号との受信レベル差は、自由空間を想定しても約40ｄＢ程度に収まる。これは最悪値であって、実際の反射点は更に離れた点になる可能性が高く、希望信号は見通し波が支配的なのでフェージングのマージンは殆ど見込む必要が無く、ＬＮＡのダイナミックレンジが50〜60ｄＢあれば、反射波によるＬＮＡの飽和を回避しながら無線伝送を実現することは十分に可能となる。

以上、本発明の基地局装置の基本構成について説明したが、以下にさらに詳細な実施例について説明する。
（実施例１）
まず、アップリンクとダウンリンクの周波数チャネルを同一とする無線全二重通信への適用例を、図を用いて説明する。本発明の基地局装置は、基本的に図２に示す装置構成がとられ、送信信号処理部１３と受信信号処理部２３が物理的に異なる構成となる。

図４は、実施例１における送信信号処理部１３の構成例を示す。
図４において、１１は送信アンテナ群、１２−１〜１２−Ｋは送信アンテナ群の各アンテナ素子、１３は送信信号処理部、６８はローカル発振器、６９は送信ウエイト算出・記憶回路、８１−１〜８１−Ｋは送信ＲＦ回路＃１〜＃Ｋ、８２−１〜８２−Ｋは加算回路＃１〜＃Ｋ、８３−１〜８３−Ｎは送信ウエイト乗算回路＃１〜＃Ｎ、８４−１〜８４−Ｎは送信信号処理回路＃１〜＃Ｎ、８５−１〜８５−Ｎは送信ＭＡＣ層処理回路＃１〜＃Ｎ、８６はインタフェース部を表す。

図１，２に示す制御部３０から送信側デジタル信号伝達信号線１６を介して送信信号が送信信号処理部１３に入力すると、インタフェース部８６では光または電気のデジタル信号を終端し、受信信号から送信データを取り出す。ここでの処理は、Ethernet（登録商標）フレームのようなパケットベースでの信号でも、所定のフレームに組まれた信号であっても構わず、一般的な有線での信号伝送の仕組みによるデジタル信号処理で対応する。ここで取得したデータのヘッダ領域や様々な制御情報などを参照し、無線回線にて転送すべきデータを選択し、その宛先情報を基に、宛先の無線局装置に対応した送信ＭＡＣ層処理回路８５−ｉ（ｉは１〜Ｎ）に情報を入力する。送信ＭＡＣ層処理回路８５−ｉでＭＡＣレイヤの信号処理を施された信号は後続する送信信号処理回路８４−ｉに入力され、ここで物理レイヤの信号処理を施す。ここではＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥなど様々な方式が適用可能であるが、送信ウエイトの乗算は周波数軸上での処理とするために、各周波数成分ごとの信号を送信信号処理回路８４−ｉで生成する。一例としてＯＦＤＭ変調方式を用いるのであれば、必要に応じて誤り訂正の符号化処理およびインタリーブ処理を行い、送信すべきビット列情報を各サブキャリアに対応させ、各サブキャリアごとに変調処理が施された信号をシンボルごとに生成し、これを後続する送信ウエイト乗算回路８３−ｉに入力する。なお、送信すべき信号がなければ、各シンボルの各周波数成分の信号をゼロとして入力する。

送信ウエイト乗算回路８３−ｉでは、前段の送信信号処理回路８４−ｉからの信号にアンテナ素子ごとに異なる送信ウエイトを乗算し、これを送信ウエイトに対応する加算回路８２−１〜８２−Ｋに入力する。例えば、送信ウエイト乗算回路８３−ｉは、アンテナ素子１２−１に対応した送信ウエイトを乗算した信号を加算回路８２−１に、アンテナ素子１２−２に対応した送信ウエイトを乗算した信号を加算回路８２−２に、アンテナ素子１２−Ｋに対応した送信ウエイトを乗算した信号を加算回路８２−Ｋに出力する。なお、以上の乗算は周波数成分ごとに個別に実施する。

加算回路８２−１〜８２−Ｋでは、前段の送信ウエイト乗算回路８３−１〜８３−Ｎより入力された信号を周波数成分ごとに個別に加算する。例えば、加算回路８２−１では、各周波数成分ごとに送信ウエイト乗算回路８３−１〜８３−Ｎから入力された信号を加算し、Ｎ系統の信号を１系統に集約して送信ＲＦ回路８１−１に入力する。送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋでは、それぞれ加算回路８２−１〜８２−Ｋから入力された各周波数成分のデジタル信号を、無線伝送で用いる無線周波数のアナログ信号に変換して出力する。通常はデジタル信号をアナログ・ベースバンド信号に変換し、さらにベースバンドから無線周波数の信号に周波数変換を行う。この無線周波数への周波数変換においては、ローカル発振器６８から入力される信号を利用する。この処理の詳細は、図５を参照して改めて説明する。送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋから出力された無線周波数のアナログ信号は、それぞれ送信アンテナ群１１の対応する各アンテナ素子１２−１〜１２−Ｋに出力され、無線信号として送信される。

なお、インタフェース部８６で終端した際に、取得したデータのヘッダ領域や様々な制御情報などを参照し、例えば再送制御などを含む無線区間での各種制御情報である場合には、送信ＭＡＣ層処理回路８５で必要に応じて制御用の情報を収容した無線パケットを生成し、通常のデータと同様に送信信号処理回路８４に出力し、以降の処理を行う。

また、送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋは、インプリシット・フィードバック手法で通信相手となる無線局ごとおよび周波数成分ごとにダウンリンクのチャネル情報を取得する機能を備え、この機能により取得したダウンリンクのチャネル情報を送信ウエイト算出・記憶回路６９に出力する。送信ウエイト算出・記憶回路６９は、全ての送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋから各周波数成分のチャネル情報を収集し、最終的に空間多重で用いる送信ウエイトを周波数成分ごとに算出して記憶する。送信ウエイト乗算回路８３−１〜８３−Ｎでは、送信ウエイト算出・記憶回路６９から対応する無線局宛ての周波数成分ごとの送信ウエイト情報を取得し、これをもとに送信ウエイトの乗算を行う。ここで、送信ウエイトは大規模アンテナシステムではある程度固定的に設定されるが、送信ウエイトを逐次更新する構成とすることも可能である。

また、送信ウエイト乗算回路８３−１〜８３−Ｎで送信ウエイトが乗算された信号を、加算回路８２−１〜８２−Ｋで送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋごとの信号として加算合成した送信信号は、送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋに入力すると共に、インタフェース部８６から制御部３０を介して受信信号処理部２３にも転送する。この送信信号は、後述するように基地局装置の送信アンテナ群１１から送信された信号が受信アンテナ群２１にループバックする干渉信号をキャンセルするためのレプリカ生成に利用される。

図５は、実施例１における送信信号処理部１３の送信ＲＦ回路８１の構成例を示す。
図５において、５２はスイッチ、５３はローノイズアンプ、５４はミキサ、５５はフィルタ、５６はＡ／Ｄ変換器、５７はＦＦＴ回路、５８はチャネル推定回路、６１はＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路、６２はメモリ、６３はＤ／Ａ変換器、６４はミキサ、６５はフィルタ、６６はハイパワーアンプ、６７はスイッチ、６８はローカル発振器、６９は送信ウエイト算出・記憶回路を示す。送信ＲＦ回路８１はアンテナ素子１２ごとに存在するため、本来ならば「第ｉアンテナ素子に接続された・・・」との説明書きを加えて個別の回路について説明すべきだが、以降の一連の説明では説明の簡略化のために当該説明書きを省略し、番号にも添え字の子番号を付与せずに説明を行う。また、前述のように本発明はＯＦＤＭやＳＣ−ＦＤＥなどの技術に適用可能であるが、一般的な汎用の同様の技術であるために、ここではＯＦＤＭの場合を例にとって説明を行う。

ここで、図４に示す送信信号処理部１３において、アップリンクとダウンリンクで同一周波数チャネルを用いた全二重無線通信を行う上でのインプリシット・フィードバックを実現するために、送信ＲＦ回路８１には、ローノイズアンプ５３、ミキサ５４、フィルタ５５、Ａ／Ｄ変換器５６、ＦＦＴ回路５７で構成される受信系と、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路６１、メモリ６２、Ｄ／Ａ変換器６３、ミキサ６４、フィルタ６５、ハイパワーアンプ６６で構成される送信系を備えている。これらの送信系と受信系は、スイッチ５２を介して分岐され、チャネル情報のフィードバック時には受信系を、通常運用時には送信系を利用することになる。

なお、ローカル発振器６８は、図４に示すように全ての送信ＲＦ回路８１で共通化されており、これにより各送信ＲＦ回路８１の位相の不確定性が排除され、高精度な送信指向性制御が可能となる。

まず、送信系に関する説明を行う。図４の送信信号処理部１３の加算回路８２より入力された周波数成分ごとのデジタル信号は、ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路６１にて時間軸上の信号に変換され、さらにガードインターバルが付与される。ガードインターバルが付与された時間軸のサンプリング信号はＤ／Ａ変換器６３に入力され、ここでデジタルサンプリング信号からアナログのベースバンド信号に変換する。このアナログのベースバンド信号はミキサ６４に入力され、ここでスイッチ６７を介してローカル発振器６８から入力される信号と乗算され、無線周波数帯の信号にアップコンバートされる。さらにフィルタ６５にて帯域外周波数成分を除去し、ハイパワーアンプ６６にて信号増幅され、スイッチ５２を介して送信アンテナ素子１２へ出力される。ここで、通常運用時のスイッチ６７は、「ローカル発振器６８→スイッチ６７→ミキサ６４」の方向への信号導通となるように切り替わり、ローカル発振器６８からの信号はミキサ６４に出力される。同様に、通常運用時のスイッチ５２は、「ハイパワーアンプ６６→スイッチ５２→送信アンテナ素子１２」の方向への信号導通となるように切り替わり、ハイパワーアンプ６６からの信号は送信アンテナ素子１２に出力される

これに対し、無線局装置との間のチャネル情報のフィードバックを行う際には、送信アンテナ素子１２で受信した信号はスイッチ５２を介してローノイズアンプ５３に入力され、ここで信号増幅が行われる。増幅された受信信号はミキサ５４に入力され、ここでスイッチ６７を介してローカル発振器６８から入力される信号と乗算され、無線周波数帯の信号からベースバンド信号にダウンコンバートされる。さらにフィルタ５５にて帯域外周波数成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器５６にてデジタルのサンプリング信号に変換され、その時間軸の信号をＦＦＴ回路５７にて各周波数成分の信号に分離される。なお、チャネル情報のフィードバックを行う際にガードインターバルを含まない連続信号をトレーニング信号として利用する場合には、各送信ＲＦ回路８１で同期した任意のシンボルタイミングでＦＦＴポイント数の周期で時間軸の信号をＦＦＴ回路５７にて各周波数成分の信号に分離する。一方、チャネル情報のフィードバックを行う際にガードインターバルを含む通常のＯＦＤＭのトレーニング信号を利用する際には、ＦＦＴを実施するに当たってＯＦＤＭなどのシンボルタイミング検出が必要となるが、タイミング検出に関しては任意の手法を用いることが可能とし、必要に応じてＦＦＴ回路５７内にその機能が実装されているものとし、ここでは説明を省略する。実際、非特許文献１〜４にて行うチャネル情報のフィードバックでは、特にシンボルタイミングの検出を行わずに処理が可能な構成となっている。このようにして周波数軸上の信号に変換したのち、チャネル推定回路５８にてアップリンクのチャネル推定を行い、このアップリンクのチャネル情報を基に上述のキャリブレーション処理などによりダウンリンクのチャネル情報に変換し、送信ウエイト算出・記録回路６９に出力する。送信ウエイト算出・記録回路６９では、これらのチャネル情報を収集し記憶し、空間多重に必要なチャネル情報を全て取得後に、送信ウエイトを算出する。算出された送信ウエイトは送信ウエイト算出・記憶回路６９内に記憶され、必要に応じて送信ウエイト乗算回路８３に出力する。

なお、一般に同一周波数チャネルを用いた無線全二重通信を行う場合には、送信アンテナ群１１から送信された信号が受信アンテナ群２１にループバックし、無線局装置からのアップリンクの受信信号に対して干渉信号となるため、受信信号処理回路２３においてキャンセルする処理が必要になる。当該干渉信号のキャンセルには、ループバックするチャネル情報を全ての送信側のアンテナ素子１２と受信側のアンテナ素子２２の組み合わせに対し取得する必要があり、そのためのチャネル情報取得のためのトレーニング信号を送信する必要がある。送信信号処理部１３の送信ＲＦ回路８１には、このためのトレーニング信号のサンプリングパターンを記憶するメモリ６２が実装され、ループバックチャネル推定の必要に応じて、送信信号処理回路８４から入力される信号の代わりに、このメモリ６２から読み出したサンプリングパターンをＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路６１を介してＤ／Ａ変換器６３に出力する。Ｄ／Ａ変換器６３以降の信号処理は、一般のデータ通信時の信号処理と同じである。なお、ループバックのチャネル情報を取得する際には、複数の送信ＲＦ回路８１はひとつずつ順番に信号送信を行い、同一時刻に同一周波数成分を含むトレーニング信号が異なる送信アンテナ素子１２より同時に送信されることはない。また、アップリンクにおけるチャネル推定と同様にループバックチャネル推定の場合にも、非特許文献１〜４にて行うチャネル情報のフィードバックと同様のガードインターバルを含まないトレーニング信号を用いることも可能であるが、この場合にはＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路６１ではガードインターバルの付与は行わず、ＩＦＦＴ処理のみを行う構成としても構わない。

図６は、実施例１における受信信号処理部２３の構成例を示す。
図６において、２１は受信アンテナ群、２２−１〜２２−Ｋは受信アンテナ群の各アンテナ素子、２３は受信信号処理部、７９はローカル発振器、８０は受信ウエイト算出・記憶回路、８７は干渉信号レプリカ生成回路、９１−１〜９１−Ｋは受信ＲＦ回路＃１〜＃Ｋ、９２−１〜９２−Ｋは複製回路＃１〜＃Ｋ、９３−１〜９３−Ｎは受信ウエイト乗算回路＃１〜＃Ｎ、９４−１〜９４−Ｎは受信信号処理回路＃１〜＃Ｎ、９５−１〜Ｎは受信ＭＡＣ層処理回路＃１〜＃Ｎ、９６はインタフェース部を示す。

まず、通常のデータ通信の場合においては、受信アンテナ群２１の各アンテナ素子２１−１〜２１−Ｋで受信した信号は、それぞれ対応する受信ＲＦ回路に入力される。受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｋでは、対応する各アンテナ素子２１−１〜２１−Ｋで受信した信号を増幅すると共に、無線周波数のアナログ信号から各周波数成分のデジタル・ベースバンド信号に変換する。ここでの処理の詳細は、図７を参照して改めて説明する。デジタル・ベースバンド信号は対応する複製回路９２−１〜９２−Ｋに入力され、ここで同一内容の信号に複製してそれぞれを受信ウエイト乗算回路９３−１〜９３−Ｎに入力する。受信ウエイト乗算回路９３−１〜９３−Ｎでは、受信ウエイト算出・記憶回路８０から受信ウエイトが入力される他、干渉信号レプリカ生成回路８７から干渉信号レプリカも入力される。

この干渉信号レプリカ生成回路８７には、図４に示す送信信号処理部１３の加算回路８２−１〜８２−Ｋから出力された送信信号が、送信信号処理部１３のインタフェース部８６、制御部３０、受信信号処理部２３のインタフェース部９６を介して入力され、受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｋからループバックリンクのチャネル情報が入力され、ループバックされた干渉信号をキャンセルするための干渉信号レプリカを生成して受信ウエイト乗算回路９３−１〜９３−Ｎへ出力される。

受信ウエイト乗算回路９３−１〜９３−Ｎでは、各複製回路９２−１〜９２−Ｋからのベクトル状の信号から、干渉信号レプリカ生成回路８７から出力されるベクトル状の干渉信号レプリカを減算し、このベクトルの減算により得られた信号にベクトル状の受信ウエイトをベクトル乗算する処理を周波数成分ごとに実施する。ここでの処理は、基本的には実際に該当する無線局装置からの信号受信の有無に関係なく処理を実施する。そのベクトル乗算結果は対応する受信信号処理回路９４−１〜９４−Ｎに入力され、ここで受信信号処理を行う。ここでの受信信号処理とは、受信ウエイト乗算回路９３−１〜９３−Ｎから入力された一連の信号が所定のレベルの信号として認識された場合において一般的な信号処理を行い、逆に所定のレベルと判断されなかった場合には信号受信がなかったものとして処理を行わない。一般的な信号処理とは、例えばＯＦＤＭの場合であれば、一連の受信信号の先頭に付与されたトレーニング信号にてチャネル推定を行い、そのチャネル推定結果を基に各ＯＦＤＭシンボルの各周波数成分の信号を除算し、その結果を基に信号検出処理を行う。一般的な無線通信では誤り訂正の符号化やインタリーブ処理などを送信側で実施するが、本発明実施例においても同様の誤り訂正処理が施されている場合には、信号検出を軟判定処理し、デインタリーブ処理の後に尤度情報などを基に誤り訂正を行い、送信データの再生を実施する。

再生されたデータは、対応する受信ＭＡＣ層処理回路９５−１〜９５−Ｎに入力され、誤り検出符号により符号誤りの有無を判断し、符号誤りがなければ所定のＭＡＣ処理の後インタフェース部９６から受信側デジタル信号伝達信号線２６を介して制御部３０へデータが転送される。受信ＭＡＣ層処理回路９５−１〜９５−Ｎでは、例えば再送制御の機能が実装されている場合には、再生された送信データに付与されていたシーケンス番号の連続性を確認し、不連続となるシーケンス番号に相当する未受信のデータの再送を要求するための制御情報を生成し、この制御情報についてもインタフェース部９６から制御部３０へ転送される。この制御部３０へ転送された制御情報は、制御部３０にてその情報に付与されたヘッダ情報などの何らかの識別情報を基に判断され、必要に応じて送信信号処理部１３に転送される。なお、再送制御が行われる場合には、受信ＭＡＣ層処理回路９５−１〜９５−Ｎでは、データが受信ＭＡＣ層処理回路９５−１〜９５−Ｎからインタフェース部９６に出力される前に、シーケンス番号を参照して順番通りの出力となるようにデータの出力の順番の調整が行われる。

これに対し、データ通信の行われていないタイミングでのチャネル情報のフィードバックを行う際には、受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｎでは各無線局装置との間のアップリンクのチャネル推定によりチャネル情報を取得し、このチャネル情報を受信ウエイト算出・記憶回路８０へ出力し、受信ウエイト算出・記憶回路８０ではこのチャネル情報を無線局ごとおよび周波数成分ごとに記憶する。受信ウエイト算出・記憶回路８０では、無線局ごとのチャネル情報を一旦集約した後、これらのチャネル情報を基に空間多重を行う際の受信ウエイトを算出し、この受信ウエイトを記憶する。受信ウエイト乗算回路９３−１〜９３−Ｎでは、この受信ウエイト算出・記憶回路８０より受信ウエイトを取得し、この受信ウエイトを定常的に乗算する。

また、チャネル情報のフィードバックを行う処理の中では、無線局装置と基地局装置のアンテナ素子間のチャネル情報を取得するフィードバック処理に加え、基地局装置の送信アンテナ群１１の各アンテナ素子１２から、基地局装置の受信アンテナ群２１の各アンテナ素子２２へループバックするチャネル情報も合わせて取得する。これは、送信信号処理部１３の送信ＲＦ回路から出力したループバックのチャネル情報を取得するためのトレーニング信号を送信アンテナ群１１から送信し、受信アンテナ群１２が受信した信号に対して、受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｎが行った各チャネル推定結果を干渉信号レプリカ生成回路８７に入力し、この干渉信号レプリカ生成回路８７にてループバックのチャネル情報を記憶する。このループバックのチャネル情報は、基地局装置の送信アンテナ群１１側から送信された信号が無線局装置の送信信号に混在して受信される信号から、送信アンテナ群１１側から送信された信号成分をキャンセルするための干渉信号レプリカの生成に用いる。

また、受信ウエイトやループバック行列は逐次更新する構成とすることも可能である。例えば忘却係数などを用いて徐々に受信ウエイトを更新する場合には、チャネル情報を忘却係数などを用いて更新し、この更新されたチャネル情報を基に受信ウエイト算出・記憶回路８０にて更新されたチャネル情報に基づき受信ウエイトの更新処理を行うことになる。

図７は、実施例１における受信信号処理部２３の受信ＲＦ回路９１の構成例を示す。
図７において、７１はローノイズアンプ、７２はミキサ、７３はフィルタ、７４はＡ／Ｄ変換器、７５はＦＦＴ回路、７７はチャネル推定回路、７９はローカル発振器、８０は受信ウエイト記憶回路を示す。

まず最初に、通常のデータ通信の場合の信号処理について説明する。受信アンテナ素子２２に受信した信号はローノイズアンプ７１に入力され、ここで信号増幅が行われる。増幅された受信信号はミキサ７２に入力され、ここでローカル発振器７９から入力される信号と乗算され、無線周波数帯の信号からベースバンド信号にダウンコンバートされる。さらにフィルタ７３にて帯域外周波数成分を除去し、Ａ／Ｄ変換器７４にてデジタルのサンプリング信号に変換され、その時間軸の信号をＦＦＴ回路７５にて１シンボル分のサンプリング信号からガードインターバルを除去し、その後にＦＦＴを実施することにより各周波数成分の信号に分離される。なお、ＦＦＴを実施するに当たってはＯＦＤＭなどのシンボルタイミング検出が必要となるが、タイミング検出に関しては任意の手法を用いることが可能とし、必要に応じてＦＦＴ回路７５内にその機能が実装されているものとし、ここでは説明を省略する。ＦＦＴ回路７５で周波数成分に分離された信号は出力され、受信信号処理部２３内の複製回路９２に入力される。

一方、チャネル情報のフィードバック処理においては若干処理が異なる。チャネル情報のフィードバックにおいて、無線局装置からチャネル推定用の信号が送信されたとき、または基地局装置の送信信号処理部１３よりチャネル推定用の信号が送信されたとき、それぞれＦＦＴ回路７５にて周波数軸上の信号に変換された信号はチャネル推定回路７７でチャネル推定を行い、推定されたアップリンクのチャネル情報は受信ウエイト算出・記憶回路８０に出力され、ループバックのチャネル情報は干渉信号レプリカ生成回路８７に出力される。以上が受信ＲＦ回路９１の信号処理の内容である。

ここで、ローカル発振器７９は、図６に示す受信信号処理部２３の全ての受信ＲＦ回路９１で共通化されており、これにより各受信ＲＦ回路９１の位相の不確定性が排除され、受信指向性制御が可能となる。

ところで、無線局装置のアンテナは基地局装置に比べて少ない素子数で足りるため、必ずしも図１に示したような送信系と受信系を物理的に隔離した構成とする必然性はない。一般には無線局装置は小規模な筐体内に収まっていることが好ましいので、以下では一体化された構成例を示す。

図８は、本発明の基地局装置に対応する無線局装置の無線信号処理回路の構成例を示す。無線局装置に関しては、従来技術における図２３および図２４における無線信号処理回路７６０を、無線信号処理回路７６０ｂに置き換えることで、本発明の基地局装置に対応させることができる。

図８において、無線信号処理回路７６０ｂは、図２４の無線信号処理回路７６０におけるローカル発振器７１３、スイッチ７４５、フィルタ７３６、スイッチ７４２、スイッチ７４４を省略し、ローカル発振器７２４からの信号をミキサ７１４およびミキサ７２５で乗算する構成である。スイッチ７１１およびスイッチ７４１の切り替えに関しては以下のとおりである。通常の通信状態における信号の送信に当たっては、スイッチ７４１はハイパワーアンプ２７２からの信号をアンテナ素子７０１ｔに出力し、逆に信号の受信に当たってスイッチ７４１は、アンテナ素子７０１ｒで受信した信号をローノイズアンプ７１２に出力する。一方、チャネル情報のフィードバックを行う際には、ハイパワーアンプ２７２からの信号がアンテナ素子７０１ｒから送信されるように、スイッチ７４１およびスイッチ７１１を切り替える。

以上の動作について、図２０と対比する図９の構成により、インプリシット・フィードバックによるダウンリンクのチャネル情報を推定することになる。図２０と図９の差分は次の通りである。基地局装置は、制御部３０、送信信号処理部１３、受信信号処理部２３、送信アンテナ群１１、受信アンテナ群２１により構成される。同一周波数チャネルを用いる無線全二重通信とするために、図９(a) の基地局装置の送信アンテナ群１１から無線局装置のアンテナ素子７０１ｒへの信号、および図９(b) の無線局装置のアンテナ素子７０１ｒから基地局装置の送信アンテナ群１１への信号が、図２０ではＦＤＤに対応して周波数Ｆ２であったものを、図９では同一周波数チャネルを用いる無線全二重通信の場合に、その逆方向の信号と同じく周波数Ｆ１を用いる構成としている。このため、図８に示すように、図２４の無線信号処理回路７６０における周波数チャネルＦ２に対応したフィルタ７３６が不要になり、この結果、フィルタ７２６とフィルタ７３６を切り替えるためのスイッチ７４５およびスイッチ７４２が不要となっている。同様にミキサ７２５への入力も、ローカル発振器７１３とローカル発振器７２４で切り替える必要が無く、スイッチ７４４が不要となっている。

また、図９(a),(b) で最も重要な図２０との相違点は、基地局装置の送信アンテナ群１１から送信された信号が、アップリンクとダウンリンクで同一周波数チャネルを用いるが故に、受信アンテナ群２１にループバックするチャネルに関しても同様にチャネル推定する必要がある点である。図２０(b) では、インプリシット・フィードバック法を用いてダウンリンクのチャネル推定を行うために、無線局装置７００の本来は受信アンテナである７０１ｒからチャネル推定用のトレーニング信号を周波数Ｆ２で送信し、基地局装置５００の本来は送信アンテナである送信アンテナ４０１ｔ−１〜４０１ｔ−Ｋにて信号受信を行いアップリンクのチャネル推定を行った。一方、本発明において同一周波数チャネルを用いる無線全二重通信を適用する場合においては、無線局装置７００の本来は受信アンテナである７０１ｒからチャネル推定用のトレーニング信号を周波数Ｆ１で送信し、基地局装置の本来は送信アンテナである送信アンテナ群１１にて信号受信を行いアップリンクのチャネル推定を行うことに加えて、送信アンテナ群１１からチャネル推定用のトレーニング信号を送信し、これを受信アンテナ群２１で受信することで、送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１の各アンテナ素子の全ての組み合わせに対するループバックのチャネル情報を取得する。このチャネル情報の取得に際しては、送信信号処理部１３内の送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋの中からひとつずつが順番に、メモリ６２に記憶されたトレーニング信号のサンプリングパターンを読み出し信号の送信を行う。送信信号処理部１３からの信号の送信タイミングと受信信号処理部２３でのトレーニング信号の受信タイミングは、制御部３０を介して同期が図られているものとし、受信信号処理部２３では全ての受信ＲＦ回路９１が同時に信号受信およびチャネル推定を実施し、ループバックのＭＩＭＯチャネル行列を取得する。

（ループバックした干渉信号除去のための信号処理）
以上が本発明の実施例１の説明である。なお、上記の説明では詳細を省略した基地局装置の送信アンテナ群１１から送信されて、受信アンテナ群２１にループバックした干渉信号成分を除去する信号処理の詳細について以下に説明する。

まず、基地局装置の送信信号処理部１３の送信ＲＦ回路８１−ｉから出力された信号が送信アンテナ群１１のアンテナ素子１２−ｉから送信され、受信アンテナ群２１のアンテナ素子２２−ｊで受信されて受信ＲＦ回路９１−ｊに入力された際のチャネル情報をｂ_j,i とすると、ループバックチャネル行列Ｈ_LBは以下のように定義される。

ここで、基地局装置と第ｎの無線局装置に対する送信ウエイト行列Ｗ_Txを以下のように定義する。

同様に、アップリンクでの受信ウエイトＷ_Rxを以下のように定義する。

この送信ウエイト行列、受信ウエイト行列は、如何なる方法で算出しても良い。例えば、マルチユーザＭＩＭＯで用いられるブロック対角化法やＺＦ（Zero Forcing）法、ＭＭＳＥ（Minimum Mean Square Error ）法などの、従来技術の如何なるものを用いても構わない。また、非特許文献１などで記載の大規模アンテナシステムと同様に、同位相合成のウエイトないしは最大比合成のウエイトを用いても構わない。

次に、基地局装置より第ｎの無線局装置に送信する信号をｓ_n とし、全無線局装置宛ての送信信号をベクトルとした送信信号ベクトルｓ₁ 〜ｓ_N に対し、送信ウエイトを乗算することで実際に送信アンテナ素子２２−１〜２２−Ｋより送信される信号ベクトルｔ₁ 〜ｔ_N は以下の式で表される。

このようにして、送信信号ベクトルがｓの時、基地局装置の第ｉ送信アンテナから送信される信号ｔ_i が求まるが、この送信信号ベクトルｔが送信されたとき、これらの信号がどこかで反射または回折してループバックする形で基地局装置の受信アンテナで受信される干渉信号ベクトルδr は以下の式で与えられる。

すなわち、第ｎの無線局装置から送信された信号と、基地局装置が送信してループバックした干渉信号が混在する形で基地局装置の第ｊアンテナで受信された信号ｒ_j を第ｊ成分とする場合、この受信信号に含まれる干渉信号δｒ_j をキャンセルすれば、基地局装置の第ｊ受信アンテナの受信信号から純粋に各無線局装置から送信された信号を抽出することが可能であり、その信号に受信ウエイトを乗算すれば、干渉成分が抑圧された信号に変換することが可能になる。

ここで、ｒ_j の上に「＾」が記された信号を便宜上「＾ｒ_j 」と表記するが、これは干渉成分が抑圧された信号であり、いわばＭＩＭＯ伝送からＳＩＳＯ伝送に信号処理により変換した信号となっており、このような手順で生成された＾ｒ_j に対し、各受信信号処理回路９４−ｉでは一般的な受信信号処理を行えば良い。例えば、受信した無線パケットの先頭領域のトレーニング信号等を基に周波数成分ごとにチャネル推定を行い、そのチャネル推定結果で＾ｒ_j を除算するなどの所定の信号検出処理を行う。また、誤り訂正処理などの付随する各信号処理も、受信信号処理回路９４−ｊでは実施される。なお、非特許文献３などでは、ヌル制御を伴わない同位相合成処理を採用する為、この信号処理でも残留する各無線局からの信号のクロストーク成分をさらに抑圧するための信号処理が提案されており、そのような追加の信号処理を実施することも当然可能である。

（実施例２、実施例３）
図１０は、本発明の基地局装置の実施例２および実施例３の構成例を示す。ここに示す構成例は、図２に示す本発明の基地局装置の基本構成に対応させたものである。

本発明の基地局装置では、無線周波数信号が伝送される送信信号処理部１３の送信ＲＦ回路８１と送信アンテナ群１１との間、および受信信号処理部２３の受信ＲＦ回路９１と受信アンテナ群２１との間は近接させる必要がある。一方、物理的に離れている送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１に対応して送信信号処理部１３と受信信号処理部２３との間も物理的に離れるが、それぞれにおいてベースバンド信号を扱う部分は分離させて制御部３０側に集約することが可能である。ただし、送信信号処理部１３における送信ウエイト乗算回路８３と加算回路８２との間、受信信号処理部２３における受信ウエイト乗算回路９３と複製回路９２との間は、アンテナ素子数に応じて配線数が膨大になるので、その間の分離は好ましくない。

実施例２では、図４に示す実施例１の送信信号処理部１３において、デジタルベースバンド信号を扱う送信ＭＡＣ層処理回路８５、送信信号処理回路８４、送信ウエイト乗算回路８３、加算回路８２および送信ウエイト算出・記憶回路６９を制御部３０側に移動し、残りの送信ＲＦ回路８１およびローカル発振器６８のみで送信信号処理部３５ａとする。さらに、図６に示す実施例１の受信信号処理部２３において、デジタルベースバンド信号を扱う受信ＭＡＣ層処理回路９５、受信信号処理回路９４、受信ウエイト乗算回路９３、複製回路９２、受信ウエイト算出・記憶回路８０および干渉信号レプリカ生成回路８７を制御部３０側に移動し、残りの受信ＲＦ回路９１およびローカル発振器７９のみで受信信号処理部３６ａとする。一方、拡張制御部３４ａは、これら移動した各部と制御部３０を含む構成とする。

図１１は、実施例２における送信信号処理部３５ａおよび受信信号処理部３６ａの構成例を示す。
図１１(a) において、送信信号処理部３５ａは、送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋ、ローカル発振器６８、インタフェース部９７を備える。図１１(b) において、受信信号処理部３６ａは、受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｋ、ローカル発振器７９、インタフェース部９８を備える。

図１２は、実施例２における拡張制御部３４ａの構成例を示す。
図１２において、拡張制御部３４ａは、送信ＭＡＣ層処理回路８５−１〜８５−Ｎ、送信信号処理回路８４−１〜８４−Ｎ、送信ウエイト乗算回路８３−１〜８３−Ｎ、加算回路８２−１〜８２−Ｋ、送信ウエイト算出・記憶回路６９、受信ＭＡＣ層処理回路９５−１〜９５−Ｎ、受信信号処理回路９４−１〜９４−Ｎ、受信ウエイト乗算回路９３−１〜９３−Ｎ、複製回路９２−１〜９２−Ｋ、受信ウエイト算出・記憶回路８０、干渉信号レプリカ生成回路８７、インタフェース部９９ａ、制御部３０を備える。

拡張制御部３４ａのインタフェース部９９ａと送信信号処理部３５ａのインタフェース部９７が接続され、インタフェース部９９ａ，９７を介して、拡張制御部３４ａの加算器８２−１〜８２−Ｋから送信信号処理部３５ａの送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋへ送信信号が集約して転送される。また、インタフェース部９７，９９ａを介して、送信信号処理部３５ａの送信ＲＦ回路８１−１〜８１−Ｋから拡張制御部３４ａの送信ウエイト算出・記憶回路６９へ、ダウンリンクのチャネル情報が集約して転送される。

拡張制御部３４ａのインタフェース部９９ａと受信信号処理部３６ａのインタフェース部９８が接続され、インタフェース部９８，９９ａを介して、受信信号処理部３６ａの受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｋから拡張制御部３４ａの複製回路９２−１〜９２−Ｋへ受信信号が集約して転送される。また、インタフェース部９８，９９ａを介して、受信信号処理部３６ａの受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｋから拡張制御部３４ａの受信ウエイト算出・記憶回路８０へアップリンクのチャネル情報が集約して転送され、さらに受信信号処理部３６ａの受信ＲＦ回路９１−１〜９１−Ｋから拡張制御部３４ａの干渉信号レプリカ生成回路８７へループバックのチャネル情報が集約して転送される。また、干渉信号レプリカ生成回路８７には、インタフェース部９９ａを介して加算器８２−１〜８２−Ｋからループバック干渉信号をキャンセルするための送信信号が転送される。

なお、図１２の拡張制御部３４ａの制御部３０は、図２の制御部３０と基本的には等価である。例えば、図２(a) では制御部３０と送信信号処理部１３および受信信号処理部２３の間では、相互に交換する信号を終端するためのインタフェース部を相互に備えているが、図１２に示すように拡張制御部３４ａにまとめられる場合にはこのようなインタフェース部は省略可能であり、このインタフェース部の省略の有無を除けば、機能的には全く同じである。

実施例３では、図４に示す実施例１の送信信号処理部１３において、図１３に示すように、送信ＭＡＣ層処理回路８５のみを制御部３０側に移動して送信信号処理部３５ｂとする。図６に示す実施例１の受信信号処理部２３において、図１４に示すように、受信ＭＡＣ層処理回路９５のみを制御部３０側に移動して受信信号処理部３５ｂとする。
拡張制御部３４ｂは、図１５に示すように、送信ＭＡＣ層処理回路８５と、受信ＭＡＣ層処理回路９５と、インタフェース部９９ｂと、制御部３０を含む構成とする。

（実施例４）
以上説明した実施例１〜実施例３では、アップリンクとダウンリンクで同一周波数チャネルを用いる場合について説明したが、アップリンクとダウンリンクで異なる周波数チャネルを用いるＦＤＤにおいても、本発明の基地局装置のように送信アンテナ群１１と受信アンテナ群２１を物理的に離して配置する構成は有効である。特に、強烈な反射波が送信側から受信側にループバックした際に、ローノイズアンプが飽和する可能性がある場合に本発明の構成は有効である。

その場合には、図４に示す送信信号処理部１３のローカル発振器６８と、図６に示す受信信号処理部２３のローカル発振器７９の周波数が異なることになるが、その他の構成は同様である。また、無線局装置は、図２４に示す構成により対応可能である。

（各実施例に係る補足事項）
以下、各実施例に係る補足事項を説明する。
以上の説明においては、簡単のため周波数成分を表すｋ（例えば第ｋサブキャリア等）を省略したり、さらに個別の周波数成分に関する説明も省略されているところがあるが、本発明の想定するシステムは広帯域のシステムであり、チャネル情報や送受信ウエイト、さらには送信信号や受信信号などにおける全ての信号処理は全て周波数軸上で周波数成分ごとに個別に規定され処理されるべきものである。各信号処理回路の内部では、例えば送信側におけるＩＦＦＴ処理の前段までの信号処理（ビット列のインタリーブ処理、信号点のマッピング、信号の変調処理、送信ウエイトの乗算など）は全て周波数成分ごとに行われるものであり、同様に受信側におけるＦＦＴ処理河野信号処理（受信ウエイトの乗算、信号検出処理、信号のデマッピング、デインタリーブ処理など）も全て周波数成分ごとに行われるものである。回路構成上は、それぞれの周波数成分ごとに個別の回路を備えても良いし、同一の処理を実施することから周波数成分ごとにシリアルに順番に処理を行い、回路を周波数成分に対して共用化することも可能である。さらに、この中間的に、複数の回路を用意して、周波数成分を適宜分割し、複数の回路でパラレルな処理をシリアルに実施する処理としても構わない。これらは全ての実施例に共通する。

また、本発明の基地局装置に対応する無線局装置では、送信アンテナおよび受信アンテナを１素子ずつ備える構成について説明したが、当然ながら複数素子を備えた構成であっても構わない。この場合、例えば基地局側からの送信ウエイトを形成する際には、ある無線局宛ての信号のアンテナ素子間の信号分離は不要であり、例えばブロック対角化法などの送信ウエイト生成法を用い異なる無線局間の信号分離ができていれば、同一無線局内の信号分離は無線局側の信号処理で対処することが可能である。

また、通常のデータ通信とチャネル情報のフィードバック（送信アンテナ群から受信アンテナ群へのループバックのチャネル情報取得を含む）のための各種処理は、基本的には独立に行われることになるが、これらの処理を行うための判断および処理の開始の指示、全体的な制御は制御部が管轄し、必要に応じて送信信号処理部、受信信号処理部に対して指示を行うとともに、処理開始のタイミング管理なども行う。上述の説明ではこのための指示の信号線などを全て明示的に示してはいないが、それぞれのインタフェース部から個別の回路に、タイミングやクロックなども含めて必要な信号線が存在しているものとする。

さらに、チャネル情報のフィードバックは非特許文献１〜４に記載の大規模アンテナシステムでは通常のデータ通信とは別のタイミング（例えばサービス運用開始前など）に行うものとしていたが、基地局装置と無線局装置の間の交わされる制御情報に記載の指示に従い、無線局が空間多重なしの状態でチャネル推定用のトレーニング信号を送信すれば、そのトレーニング信号を用いて送信信号処理部および受信信号処理部にてチャネル情報を取得することも可能である。この際、ダウンリンクのチャネル情報を取得するためには、無線局側は通常の送信アンテナではなく、チャネル情報のフィードバックの際と同様に、通常の受信アンテナ側からトレーニング信号を送信することになる。

１１ 送信アンテナ群
１２ 送信アンテナ群の各アンテナ素子
１３ 送信信号処理部
１４ 送信アンテナ群の各素子の最大指向性利得方向を示す矢印
１５ 送信側アナログ信号伝達信号線
１６ 送信側デジタル信号伝達信号線
１８ 無線局装置のアンテナ素子
２１ 受信アンテナ群
２２ 受信アンテナ群の各アンテナ素子
２３ 受信信号処理部
２４ 受信アンテナ群の各素子の最大指向性利得方向を示す矢印
２５ 受信側アナログ信号伝達信号線
２６ 受信側デジタル信号伝達信号線
３０ 制御部
３１ ネットワーク側光回線
３４ 拡張制御部
３５ 送信信号処理部
３６ 受信信号処理部
５２ スイッチ
５３ ローノイズアンプ
５４ ミキサ
５５ フィルタ
５６ Ａ／Ｄ変換器
５７ ＦＦＴ回路
５８ チャネル推定回路
６１ ＩＦＦＴ・ＧＩ付与回路
６２ メモリ
６３ Ｄ／Ａ変換器
６４ ミキサ
６５ フィルタ
６６ ハイパワーアンプ
６７ スイッチ
６８ ローカル発振器
６９ 送信ウエイト算出・記憶回路
７０ 受信ＲＦ回路
７１ ローノイズアンプ
７２ ミキサ
７３ フィルタ
７４ Ａ／Ｄ変換器
７５ ＦＦＴ回路
７７ チャネル推定回路
７９ ローカル発振器
８０ 受信ウエイト算出・記憶回路
８１ 送信ＲＦ回路
８２ 加算回路
８３ 送信ウエイト乗算回路
８４ 送信信号処理回路
８５ 送信ＭＡＣ層処理回路
８６ インタフェース部
８７ 干渉信号レプリカ生成回路
９１ 受信ＲＦ回路
９２ 複製回路
９３ 受信ウエイト乗算回路
９４ 受信信号処理回路
９５ 受信ＭＡＣ層処理回路
９６ インタフェース部
９７ インタフェース部
９８ インタフェース部

Claims (2)

1. 複数の無線局装置に対する複数の送信アンテナ素子および複数の受信アンテナ素子を備え、複数の無線局装置との間で同一周波数チャネルで空間多重伝送を行う基地局装置において、
   前記複数の送信アンテナ素子を平面上に配置して構成される送信アンテナ群と、
   前記送信アンテナ群より送信される無線周波数の送信アナログ信号を生成する送信信号処理部と、
   前記複数の受信アンテナ素子を平面上に配置して構成される受信アンテナ群と、
   前記受信アンテナ群で受信された無線周波数の受信アナログ信号に対し少なくとも周波数変換を含む信号処理を行う受信信号処理部と
   を備え、
   前記送信信号処理部と前記受信信号処理部は異なる筐体に収容され、かつ有線接続により所定の情報を交換する構成であり、
   前記受信アンテナ群から前記無線局装置の方向を見た時に、前記受信アンテナ群に対して所定の距離だけ前方に前記送信アンテナ群を配置し、かつ前記受信アンテナ群の各受信アンテナ素子と前記無線局装置のアンテナ素子との間に形成される第一フレネルゾーンの外側に前記送信アンテナ群を配置する構成である
   ことを特徴とする基地局装置。
2. 請求項１に記載の基地局装置において、
   前記無線局装置が送信するトレーニング信号を前記受信アンテナ素子で受信し、該受信信号を基にアップリンクの第１のチャネル情報を取得する手段と、
   前記無線局装置が送信するトレーニング信号を前記送信アンテナ素子で受信し、該受信信号を基にアップリンクの第２のチャネル情報を取得し、該第２のチャネル情報からダウンリンクのチャネル情報を取得する手段と、
   前記送信アンテナ素子のそれぞれの素子から順番にトレーニング信号を送信する手段と、
   前記送信アンテナ素子から送信した該トレーニング信号を前記受信アンテナ素子で受信し、該受信信号を基にループバックリンクのチャネル情報を取得する手段と、
   データ通信時に、事前に取得した前記ループバックリンクのチャネル情報とデータ通信において送信される信号を基に、前記送信アンテナ素子からループバックして前記受信アンテナ素子に受信される干渉信号のレプリカを推定する手段と、
   前記受信アンテナ素子で受信した受信信号から前記推定した干渉信号のレプリカを減算した信号を生成し、この信号を基に前記アップリンクの第１のチャネル情報を用いて前記無線局装置が送信した信号を推定する受信信号処理手段と
   を備え、
   前記無線局装置との間で、当該基地局装置から当該無線局装置方向へのダウンリンクと当該無線局装置から当該基地局装置方向へのアップリンクとで同一の周波数チャネルを用い、かつ同時刻に双方向で通信する
   ことを特徴とする基地局装置。

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