JP6286153B2 - Switching power supply - Google Patents
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Description
本発明は、過電流検出回路を備えたスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device including an overcurrent detection circuit.
過電流検出回路を備えた従来のスイッチング電源装置を図8と図9に示す(特許文献1)。図8のスイッチング電源装置は、ハイサイドNMOSパワートランジスタMN11とローサイドNMOSパワートランジスタMN12のうちのパワートランジスタMN11のオン抵抗Ronに発生する電圧を、制御回路50の端子52,54から電流検出回路55のオペアンプ56に取り込んでここで増幅し、過電流検出閾値回路57で設定された閾値Vref1とコンパレータ59で比較して、過電流発生の有無を判定する装置である。
A conventional switching power supply device having an overcurrent detection circuit is shown in FIGS. 8 and 9 (Patent Document 1). In the switching power supply device of FIG. 8, the voltage generated in the on-resistance Ron of the power transistor MN11 of the high-side NMOS power transistor MN11 and the low-side NMOS power transistor MN12 is transmitted from the
一方、図9のスイッチング電源装置は、そのパワートランジスタMN11のソースに直列に外付け抵抗Rsを接続して、その抵抗Rsに発生する電圧を端子52,54から電流検出回路55のオペアンプ56に取り込んでここで増幅し、過電流検出閾値回路57で設定された別の閾値Vref2とコンパレータ59で比較し、過電流発生の有無を判定する装置である。
On the other hand, in the switching power supply device of FIG. 9, an external resistor Rs is connected in series to the source of the power transistor MN11, and the voltage generated at the resistor Rs is taken into the
そして、図8および図9のいずれのスイッチング電源装置も、過電流発生が有りと判定されると、ゲート駆動回路60によるパワートランジスタMN11,MN12の駆動が停止される。L1はインダクタ、C1は出力コンデンサである。
8 and FIG. 9 stops driving the power transistors MN11 and MN12 by the
図9のように外付け抵抗Rsを使用する場合は、その抵抗Rsに発生する電圧の温度係数が小さいため温度変化に対する対策は必要ないが、図8のようにパワートランジスタMN11のオン抵抗Ronを使用する場合は、その抵抗Ronが温度係数をもつため、そこに発生する電圧が温度によって大きく変化するので温度補償が必要になる。 When the external resistor Rs is used as shown in FIG. 9, no countermeasure is required against the temperature change because the temperature coefficient of the voltage generated at the resistor Rs is small, but the on-resistance Ron of the power transistor MN11 is set as shown in FIG. When used, since the resistor Ron has a temperature coefficient, the voltage generated there varies greatly depending on the temperature, so that temperature compensation is required.
そこで、特許文献1では、制御回路50に、オン抵抗Ronを使用する場合の温度補償を行った過電流検出閾値Vref1と、外付け抵抗Rsを使用する場合の温度補償を行わない過電流検出閾値Vref2の2つを用意して、これをスイッチ58で自動切り替えできるようにし、制御回路50を共通に使用できるようにしている。
Therefore, in
このスイッチ58の切り替えは次のように行われる。コンパレータ61の閾値電圧Vref3を入力電圧Vinに対して、Vref3<Vinに設定しておくと、図8のオン抵抗Ronを使用する場合は、V2=Vinであるので、コンパレータ61の出力が“H”となるが、パワートランジスタMN12を駆動する端子53が“H”と“L”を繰り返すので、アンド回路62の出力は“H”と“L”を繰り返す。SRFF回路63は電源投入時にワンショットマルチ回路64から出力する“H”のパルスによって初期リセットされ、Q出力が“L”となっているので、過電流閾値検出回路57のスイッチ58は当初は閾値Vref2に切り替わっている。そして、アンド回路62の出力が“H”になった時点で、SRFF回路63がセットされてそのQ出力が“H”になり、それが保持されるので、過電流閾値検出回路57のスイッチ58は閾値Vref1に切り替えられ、それが保持される。つまり、図8のようにパワートランジスタMN11のオン抵抗Ronを過電流検出抵抗として使用する場合は、過電流閾値検出回路57は温度補償を行った閾値Vref1に設定される。
The
一方、図9のように外付け抵抗Rsを使用する場合は、パワートランジスタMN11がオンする毎に端子54の電圧V2がVref3<V2となり、コンパレータ61の出力はこのとき“H”になるが、パワートランジスタMN11がオンするときのパワートランジスタMN12を駆動する端子53は“L”であり、このためアンド回路62が“H”になることはなく、SRFF回路63のQ出力は初期設定された“L”から変化しない。よって、図9のように外付け抵抗Rsを過電流検出抵抗として使用する場合は、過電流閾値検出回路57は閾値Vref2に設定される。
On the other hand, when the external resistor Rs is used as shown in FIG. 9, every time the power transistor MN11 is turned on, the voltage V2 of the
このように、図8、図9のスイッチング電源装置では、制御回路50に駆動端子51,53と出力端子52の他に、過電流検出用の端子54を追加することで、共通の制御回路50を用いて、温度補償された過電流検出閾値Vref1又は温度補償されていない過電流閾値Vref2を自動識別して切り替え、過電流検出ができるようにしている。
As described above, in the switching power supply apparatus of FIGS. 8 and 9, the
ところが、図8、図9のスイッチング電源装置は、パワートランジスタMN11に流れるオン抵抗Ronあるいは外付け抵抗Rsに発生する電圧を検出することで過電流検出のための閾値の切り替えを行っているが、過電流を検出した際にその後どのような制御を行うかについては全く記載がない。 However, the switching power supply device of FIGS. 8 and 9 switches the threshold for overcurrent detection by detecting the voltage generated in the on-resistance Ron or the external resistor Rs flowing through the power transistor MN11. There is no description what kind of control is subsequently performed when an overcurrent is detected.
本発明の目的は、過電流が検出された際に、当該過電流に対応する処理が自動的に設定されるようにしたスイッチング電源装置を提供することである。 An object of the present invention is to provide a switching power supply apparatus in which processing corresponding to an overcurrent is automatically set when the overcurrent is detected.
上記目的を達成するために、請求項1にかかる発明は、ドライバによってオン/オフ駆動されるパワートランジスタと、過電流検出用の電流検出端子と、前記パワートランジスタに直列接続された第1の抵抗と、前記パワートランジスタと前記第1の抵抗の共通接続点と前記電流検出端子との間に接続された第2の抵抗と、前記パワートランジスタがオフのときのみに前記電流検出端子から前記第1の抵抗及び前記第2の抵抗にバイアス電流を供給する電流源と、前記パワートランジスタがオンのときに前記電流検出端子に得られる第1の電圧を閾値と比較して過電流を検出する過電流検出回路とを備え、前記バイアス電流により前記第2の抵抗に発生する第2の電圧を保持し、前記過電流検出回路が過電流を検出したとき該第2の電圧の値に応じて過電流検出時の処理内容を決定することを特徴とする。
請求項2にかかる発明は、ドライバによってオン/オフ駆動されるパワートランジスタと、過電流検出用の電流検出端子と、前記パワートランジスタに直列接続された第1の抵抗と、前記パワートランジスタと前記第1の抵抗の共通接続点と前記電流検出端子との間に接続された第2の抵抗と、前記パワートランジスタがオフのときのみに前記電流検出端子から前記第1の抵抗及び前記第2の抵抗にバイアス電流を供給する電流源と、前記パワートランジスタがオンのときに前記電流検出端子に得られる第1の電圧を第1の閾値と比較して過電流を検出する過電流検出回路と、前記バイアス電流により前記第2の抵抗に発生する第2の電圧を第2の閾値と比較した結果を前記パワートランジスタがオフのときに保持する判定回路と、前記過電流検出回路により過電流が検出されたときに前記判定回路で保持された前記結果に応じて過電流保護処理の内容を切り替える過電流処理切替回路と、を備えることを特徴とする。
請求項3にかかる発明は、ドライバによってオン/オフ駆動されるパワートランジスタと、過電流検出用の電流検出端子と、前記パワートランジスタに直列接続された第1の抵抗と、前記パワートランジスタと前記第1の抵抗の共通接続点と前記電流検出端子との間に接続された第2の抵抗と、前記パワートランジスタがオフのときのみに前記電流検出端子から前記第1の抵抗及び前記第2の抵抗にバイアス電流を供給する電流源と、前記パワートランジスタがオンのときに前記電流検出端子に得られる第1の電圧を閾値と比較して過電流を検出する過電流検出回路と、前記バイアス電流により前記第2の抵抗に発生する第2の電圧を保持するサンプルホールド回路と、前記過電流検出回路により過電流が検出されたときに該サンプルホールド回路で保持された前記第2の電圧の値に応じて過電流保護処理のパラメータを設定するパラメータ設定手段と、を備えることを特徴とする。
請求項4にかかる発明は、請求項1、2又は3に記載のスイッチング電源装置において、前記第2の抵抗又は前記バイアス電流に温度係数を持たせるとともに前記第2の抵抗又は前記バイアス電流の電流源を前記パワートランジスタの発熱の影響を受けるように配置し、前記パワートランジスタに流れる電流の値に起因して前記第2の電圧が変化するようにしたことを特徴とする。
In order to achieve the above object, an invention according to
According to a second aspect of the present invention, there is provided a power transistor that is turned on / off by a driver, a current detection terminal for detecting an overcurrent, a first resistor connected in series to the power transistor, the power transistor, and the first A second resistor connected between a common connection point of one resistor and the current detection terminal, and the first resistor and the second resistor from the current detection terminal only when the power transistor is off. A current source that supplies a bias current to the power transistor, an overcurrent detection circuit that detects an overcurrent by comparing a first voltage obtained at the current detection terminal with a first threshold when the power transistor is on, and a judging circuit for the results of the second voltage generated in the second resistor by the bias current compared to the second threshold the power transistor is held in the off, the overcurrent Overcurrent by the detecting circuit is characterized in that it comprises, overcurrent processing switching circuit for switching the contents of the overcurrent protection process in response to said determination circuit and the result held in when it is detected.
According to a third aspect of the present invention, there is provided a power transistor that is turned on / off by a driver, a current detection terminal for overcurrent detection, a first resistor connected in series to the power transistor, the power transistor, and the first A second resistor connected between a common connection point of one resistor and the current detection terminal, and the first resistor and the second resistor from the current detection terminal only when the power transistor is off. A current source for supplying a bias current to the power transistor, an overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent by comparing a first voltage obtained at the current detection terminal with a threshold when the power transistor is on, and the bias current A sample hold circuit for holding a second voltage generated in the second resistor, and the sample hole when an overcurrent is detected by the overcurrent detection circuit; Characterized in that it comprises a parameter setting means for setting the parameters of the overcurrent protection process in accordance with the value of the second voltage held by the circuit.
According to a fourth aspect of the present invention, in the switching power supply device according to the first, second, or third aspect, the second resistor or the bias current has a temperature coefficient, and the current of the second resistor or the bias current. The power source is arranged so as to be affected by the heat generated by the power transistor, and the second voltage changes due to the value of the current flowing through the power transistor.
本発明によれば、パワートランジスタがオフのときにバイアス電流を第2の抵抗に流して該第2の抵抗に発生する第2の電圧を保持し、過電流検出回路が過電流発生を検出したとき、その第2の電圧の値に応じて過電流保護処理の内容を決定するので、過電流検出特性に影響を与えることなく、過電流を検出した際に必要となる処理を自動的に設定することができる。 According to the present invention, when the power transistor is off, a bias current is passed through the second resistor to hold the second voltage generated in the second resistor, and the overcurrent detection circuit detects the occurrence of overcurrent. When the overcurrent is detected, the contents of the overcurrent protection process are determined according to the value of the second voltage, so that the process required when an overcurrent is detected is automatically set without affecting the overcurrent detection characteristics. can do.
<実施例1>
図1に実施例1の降圧型のスイッチング電源装置を示す。このスイッチング電源装置は、過電流検出時の処理切替機能を備えたスイッチング電源装置である。MP1はPMOSのパワートランジスタ、RsはそのパワートランジスタMP1に流れる負荷電流を検出する外付けの抵抗(第1の抵抗)、RfはパワートランジスタMP1がオフのときに後記するバイアス電流Ibを流す抵抗(第2の抵抗)、Cfは抵抗Rfとでフィルタを構成するコンデンサ、L1はインダクタ、D1はダイオード、C1は出力コンデンサである。
<Example 1>
FIG. 1 shows a step-down switching power supply device according to a first embodiment. This switching power supply device is a switching power supply device having a process switching function when an overcurrent is detected. MP1 is a PMOS power transistor, Rs is an external resistor (first resistor) for detecting a load current flowing in the power transistor MP1, and Rf is a resistor for flowing a bias current Ib (described later) when the power transistor MP1 is off ( (Second resistor), Cf is a capacitor constituting a filter with the resistor Rf, L1 is an inductor, D1 is a diode, and C1 is an output capacitor.
10Aはスイッチング電源装置本体(1チップIC)であり、高電位電源端子11、電流検出端子12、駆動出力端子13、ハイサイド電源端子14、接地端子15等を外部端子として備える。内部には、パワートランジスタMP1をPWM(パルス幅変調)駆動するドライバ16、閾値電圧Vref0と電流検出端子12に発生する電圧V1を比較するコンパレータ17からなる過電流検出回路18を備える。また、電流検出端子12とハイサイド電源端子14との間に接続されバイアス電流Ibを流すバイアス電流源19を備える。また、閾値電圧VrefAと電流検出端子12の電圧V1を比較するコンパレータ20、閾値電圧VrefBと電流検出端子12の電圧V1を比較するコンパレータ21、パワートランジスタMP1がオフのときに検出したコンパレータ20,21の出力を保持するラッチ22,23からなる判定回路24を備える。さらに、判定回路24の出力と過電流検出回路18の出力を取り込んで過電流保護処理にどの処理を適用するかを切り替える過電流処理切替回路25を備える。なお、電流源19、ラッチ22,23を制御するCLKは、パワートランジスタMP1を駆動するPWM信号に同期したクロックである。
本実施例1のスイッチング電源装置のメイン機能は過電流検出機能である。パワートランジスタMP1がオンしているとき、そのパワートランジスタMP1に流れる電流Ipが抵抗Rsに流れることで電圧V1が発生し、この電圧V1が抵抗Rfを介して電流検出端子12からスイッチング電源装置本体10Aに取り込まれる。この電圧V1は、コンパレータ17で閾値電圧Vref0と比較され、V1<Vref0のとき、過電流検出信号Vpが生成する。抵抗RfとコンデンサCfで構成されるフィルタは、パワートランジスタMP1のオン直後の抵抗Rsと抵抗Rfの共通接続点の急峻な電圧立上りやノイズを緩和するためのものである。パワートランジスタMP1がオンしているときは、クロックCLKによって電流源19がオフとなるので、抵抗Rfにはバイアス電流が流れない。以上の過電流検出には既存技術を利用している。
The main function of the switching power supply device according to the first embodiment is an overcurrent detection function. When the power transistor MP1 is on, a current Vp flowing through the power transistor MP1 flows through the resistor Rs to generate a voltage V1. This voltage V1 is supplied from the
本発明はサブ機能に特徴がある。サブ機能として、図7に動作波形を示しており、パワートランジスタMP1がオフ時に、抵抗Rfに電流源19によってバイアス電流Ibが流れ、これにより電流検出端子12に電圧V1が発生し、この電圧V1の値に応じて、過電流保護処理を切り替える機能を有している。
The present invention is characterized by sub-functions. As a sub-function, an operation waveform is shown in FIG. 7, and when the power transistor MP1 is turned off, a bias current Ib flows through the resistor Rf by the
Rf>>Rsに設定すると、電圧V1は以下の式で表される。
V1=Rf×Ib (1)
When Rf >> Rs is set, the voltage V1 is expressed by the following equation.
V1 = Rf × Ib (1)
本実施例1では、この電圧V1をコンパレータ20,21において閾値電圧VrefA,VrefBと比較し、その比較結果をパワートランジスタMP1がオフのときにラッチ回路22,23に保持しておくことで、パワートランジスタMP1がオンし過電流検出回路18が過電流を検出した(Vpがイネーブル)とき、そのラッチ回路22,23の出力と過電流検出信号Vpとを過電流処理切替回路25に入力し、過電流保護処理内容の設定を行う。
In the first embodiment, the voltage V1 is compared with the threshold voltages VrefA and VrefB in the
例えば、抵抗Rfとして、温度上昇に比例して抵抗値が大きくなる温度係数のものを使用したり、あるいは、抵抗Rfに流すバイアス電流Ibに温度上昇とともにその電流が増加するような温度係数を設定する。抵抗Rfに温度係数の大きなものを使用する場合は、その抵抗RfをパワートランジスタMP1の近くに配置しておく。これにより、パワートランジスタMP1に流れる電流が大きくなると、パワートランジスタMP1の温度が上昇するので、その抵抗Rfの値が大きくなる。なお、パワートランジスタMP1の電流が大きいときには、ドライバ16で駆動する電流も多くなることから、そのドライバ16も発熱し、その熱によってバイアス電流Ibの電流も増加する。
For example, a resistor Rf having a temperature coefficient that increases in proportion to the temperature rise, or a bias current Ib that flows through the resistor Rf is set to a temperature coefficient that increases as the temperature rises. To do. When the resistor Rf having a large temperature coefficient is used, the resistor Rf is disposed near the power transistor MP1. As a result, when the current flowing through the power transistor MP1 increases, the temperature of the power transistor MP1 rises, so that the value of the resistance Rf increases. Note that when the current of the power transistor MP1 is large, the current driven by the
つまり、パワートランジスタMP1の電流増加により発生する温度上昇に起因して、電圧V1も上昇する。過電流検出信号Vpが過電流処理切替回路25に入力したときは、その電圧V1の値に応じて、以下のように処理を切り替える。VrefA<VrefBとしたとき、
That is, the voltage V1 also rises due to the temperature rise caused by the increase in current of the power transistor MP1. When the overcurrent detection signal Vp is input to the overcurrent
(1)V1<VrefAの場合:スイッチングの1サイクルごとに過電流制限が行われ、次のクロックサイクルではリセットされて再度電流検出から始まる動作を繰り返す「パルスバイパルスモード機能」に設定する。これは、負荷電流が通常使用領域にある場合である。 (1) In the case of V1 <VrefA: Overcurrent limitation is performed for each switching cycle, and the “pulse-by-pulse mode function” is set to repeat the operation starting from current detection again after being reset in the next clock cycle. This is the case when the load current is in the normal use region.
(2)VrefA≦V1<VrefBの場合:過電流状態を検出してスイッチング動作を止めた際に、設定されたクールダウン時間間隔で自動的に復帰を試みる「ヒカップモード機能」に設定する。これは、負荷電流が最大電流に達した状態で、パワートランジスタMP1に熱的負荷が大きくなった場合である。 (2) When VrefA ≦ V1 <VrefB: When the overcurrent state is detected and the switching operation is stopped, the “hiccup mode function” is set to automatically attempt to return at the set cool-down time interval. This is a case where the thermal load of the power transistor MP1 becomes large with the load current reaching the maximum current.
(3)VrefB≦V1の場合:過電流検出が行われた後に負荷の状態が回復してもリセット操作を行なわないと動作を再開しない「ラッチモード機能」に設定する。これは、負荷が短絡に近いか短絡している状態で、ヒカップモードなどで復帰してもすぐに過電流がかかる状態であり、パワートランジスタMP1が熱破壊を起こしそうな状態の場合である。 (3) When VrefB ≦ V1: Set to a “latch mode function” that does not resume operation unless a reset operation is performed even if the load state is recovered after overcurrent detection is performed. This is a state where the load is close to or short-circuited and overcurrent is immediately applied even if the load is restored in the hiccup mode or the like, and the power transistor MP1 is likely to be thermally destroyed. .
以上の(1)〜(3)の処理切替機能は、パワートランジスタMP1の熱による破壊を防止し、スイッチング電源装置の故障防止に効果的である。 The processing switching functions (1) to (3) described above prevent the power transistor MP1 from being damaged by heat, and are effective in preventing a failure of the switching power supply device.
また、負荷電流が大きくなると、パワートランジスタMP1で発生するノイズも大きくなるが、このときは、温度係数の大きい抵抗Rfの値が大きくなるのでフィルタ効果が高くなり、ノイズを低減できる効果がある。 Further, when the load current is increased, the noise generated in the power transistor MP1 is also increased. In this case, since the value of the resistor Rf having a large temperature coefficient is increased, the filter effect is enhanced, and the noise can be reduced.
以上のように、バイアス電流Ibによって発生する電圧V1は、外付けの抵抗Rfやバイアス電流IbがパワートランジスタMP1で発生する熱の影響を大きく受けるように状況設定を行っておいた場合には、その発熱温度によって異なるので、上記したモードA,B,Cの振り分けがその発熱温度に応じて行われる。 As described above, when the voltage V1 generated by the bias current Ib is set so that the external resistor Rf and the bias current Ib are greatly affected by the heat generated in the power transistor MP1, Since the temperature varies depending on the heat generation temperature, the above-described distribution of modes A, B, and C is performed according to the heat generation temperature.
また、上記した電圧V1は、外付けの抵抗Rfの値によっても異なってくる。この場合は、上記したモードA,B,Cの振り分けが抵抗Rfの設定値に応じて行われる。よって、ユーザにおいて抵抗Rfの値を適宜選定することで、前記したモードA,B,Cの振り分けを任意に行うことが可能となる。なお、この場合は、外付けの抵抗Rfやバイアス電流Ibが温度の影響を受けないような状況設定を行っておいてもよい。 The voltage V1 described above also varies depending on the value of the external resistor Rf. In this case, the above-described mode A, B, and C distribution is performed according to the set value of the resistor Rf. Accordingly, the mode A, B, and C can be arbitrarily distributed by appropriately selecting the value of the resistance Rf by the user. In this case, it is also possible to set the situation so that the external resistor Rf and the bias current Ib are not affected by the temperature.
<実施例2>
図2に実施例2の降圧型のスイッチング電源装置を示す。このスイッチング電源装置は、過電流動作時のパラメータ設定を可能にするスイッチング電源装置である。
<Example 2>
FIG. 2 shows a step-down switching power supply apparatus according to the second embodiment. This switching power supply device is a switching power supply device that enables parameter setting during an overcurrent operation.
10Bはスイッチング電源装置本体(1チップIC)であり、図1のスイッチング電源装置本体10Aに備えられているドライバ16、過電流検出回路18、バイアス電流源19の他は、パワートランジスタMP1がオフのときオンするスイッチ31とホールド用コンデンサChを備えたサンプルホールド回路30、そのサンプルホールド回路30のホールド電圧V1hをバッファリングするバッファ回路32、そのバッファ回路32の出力信号と過電流検出信号Vpを入力して過電流保護処理のパラメータ設定を行う過電流処理設定回路33を備える。なお、電流源19、スイッチ31を制御するCLKは、パワートランジスタMP1を駆動するPWM信号に同期したクロックである。
本実施例2のスイッチング電源装置は、メイン機能の過電流検出は図1の実施例1と同じである。サブ機能として、パワートランジスタMP1のオフ時に抵抗Rfにバイアス電流Ibを流して発生させた電圧V1が、サンプルホールド回路30で電圧V1hとして保持され、バッファ回路32に入力する。過電流処理設定回路33は、パワートランジスタMP1がオンしたとき、バッファ回路32の出力電圧V1hと過電流検出信号Vpを入力して、過電流保護処理のパラメータを設定する。
In the switching power supply according to the second embodiment, the overcurrent detection of the main function is the same as that of the first embodiment in FIG. As a sub-function, the voltage V1 generated by supplying the bias current Ib to the resistor Rf when the power transistor MP1 is turned off is held as the voltage V1h by the
この過電流処理設定回路33では、例えば「ヒカップモード」におけるクールダウン時間を、バッファ回路32から出力する電圧V1hで決まるようにしておけば、その電圧V1hが高くなるほどクールダウン時間が長くなるように制御することができる。このとき、実施例1で説明したように、抵抗Rfやバイアス電流Ibに温度特性をもたせておくことにより、負荷電流が大きいほど高温になり電圧V1hが高くなるところから、パワートランジスタMP1の発熱が大きいほど、クールダウン時間を長くすることができる。
In the overcurrent
以上のように電圧V1hは、外付けの抵抗Rfやバイアス電流IbがパワートランジスタMP1で発生する熱の影響を大きく受けるように状況設定を行っておいた場合は、その発熱温度によって異なる。この場合は、上記したように過電流処理設定回路33での設定内容がその発熱温度に応じて行われる。
As described above, the voltage V1h differs depending on the heat generation temperature when the situation is set so that the external resistor Rf and the bias current Ib are greatly affected by the heat generated in the power transistor MP1. In this case, as described above, the setting contents in the overcurrent
また、上記した電圧V1hは、外付けの抵抗Rfの値によっても異なってくる。この場合は、上記した過電流処理設定回路33での設定内容が抵抗Rfの設定値に応じて行われる。よって、ユーザにおいて抵抗Rfの値を適宜設定することで、上記した過電流処理設定回路33での設定内容を任意に変更することが可能となる。なお、この場合は、外付けの抵抗Rfやバイアス電流Ibが温度の影響を受けないような状況設定を行っておいてもよい。
The voltage V1h described above also varies depending on the value of the external resistor Rf. In this case, the setting content in the overcurrent
<実施例3>
図3に実施例3の降圧型のスイッチング電源装置を示す。このスイッチング電源装置は、図1のスイッチング電源装置において、ダイオードD1をNMOSパワートランジスタMN1に置き換え、スイッチング電源装置本体10Cに、ローサイド電源端子14aと接地端子15との間に接続されたドライバ16aを設けて、そのドライバ16aによって、パワートランジスタMN1がパワートランジスタMP1と相補的にPWM駆動されるようにしたものである。動作は図1で説明したスイッチング電源装置と同じである。
<Example 3>
FIG. 3 shows a step-down switching power supply device according to a third embodiment. In this switching power supply device, the diode D1 is replaced with the NMOS power transistor MN1 in the switching power supply device of FIG. 1, and a
<実施例4>
図4に実施例4の降圧型のスイッチング電源装置を示す。このスイッチング電源装置は、図2のスイッチング電源装置において、ダイオードD1をパワーNMOSパワートランジスタMN1に置き換え、スイッチング電源装置本体10Dに、ローサイド電源端子14aと接地端子15との間に接続されたドライバ16aを設けて、そのドライバ16aによって、パワートランジスタMN1がパワートランジスタMP1と相補的にPWM駆動されるようにしたものである。動作は図2で説明したスイッチング電源装置と同じである。
<Example 4>
FIG. 4 shows a step-down switching power supply device according to a fourth embodiment. This switching power supply device is the same as the switching power supply device shown in FIG. 2, except that the diode D1 is replaced with a power NMOS power transistor MN1, and the
<実施例5>
図5に実施例5の昇圧型のスイッチング電源装置を示す。このスイッチング電源装置は、パワートランジスタMN1のドレインと高電位電源端子11との間にインダクタL2を接続し、そのインダクタL2とパワートランジスタMN1との共通接続点と出力コンデンサC1との間にダイオードD2を接続して、パワートランジスタMN1をオン/オフさせることにより、電源電圧Vccを昇圧した電圧が出力電圧Voutとして出力されるようにしたものである。
<Example 5>
FIG. 5 shows a step-up switching power supply device according to the fifth embodiment. In this switching power supply device, an inductor L2 is connected between the drain of the power transistor MN1 and the high potential power supply terminal 11, and a diode D2 is connected between the common connection point of the inductor L2 and the power transistor MN1 and the output capacitor C1. By connecting and turning on / off the power transistor MN1, a voltage obtained by boosting the power supply voltage Vcc is output as the output voltage Vout.
本実施例では、抵抗RsがパワートランジスタMN1のソースと接地との間に接続され、電流検出端子12とパワートランジスタMN1のソースとの間に抵抗Rfが接続され、電流検出端子12と接地との間にコンデンサCfが接続される。そして、スイッチング電源装置本体10Eにおいては、ローサイド電源端子14aと接地端子15との間に、図1におけるスイッチング電源装置本体10Aと同様な構成が組み込まれている。ただし、電流検出端子12へのバイアス電流はバイアス電流源19aから供給される。パワートランジスタMN1を駆動するドライバ16aは図3におけるものと同じである。
In this embodiment, the resistor Rs is connected between the source of the power transistor MN1 and the ground, the resistor Rf is connected between the
<実施例6>
図6に実施例6の昇圧型のスイッチング電源装置を示す。このスイッチング電源装置は、図5のスイッチング電源装置と同様に、パワートランジスタMN1のドレインと高電位電源端子11との間にインダクタL2を接続し、そのインダクタL2とパワートランジスタMN1との共通接続点と出力コンデンサC1との間にダイオードD2を接続して、パワートランジスタMN1をオン/オフさせることにより、電源電圧Vccを昇圧した電圧が出力電圧Voutとして出力されるようにしたものである。
<Example 6>
FIG. 6 shows a step-up switching power supply device according to the sixth embodiment. As in the switching power supply device of FIG. 5, this switching power supply device has an inductor L2 connected between the drain of the power transistor MN1 and the high potential power supply terminal 11, and a common connection point between the inductor L2 and the power transistor MN1. A diode D2 is connected between the output capacitor C1 and the power transistor MN1 is turned on / off so that a voltage obtained by boosting the power supply voltage Vcc is output as the output voltage Vout.
本実施例では、抵抗RsがパワートランジスタMN1のソースと接地との間に接続され、電流検出端子12とパワートランジスタMN1のソースとの間に抵抗Rfが接続され、電流検出端子12と接地との間にコンデンサCfが接続される。そして、スイッチング電源装置本体10Fにおいては、ローサイド電源端子14aと接地端子15との間に、図2におけるスイッチング電源装置本体10Bと同様な構成が組み込まれている。ただし、電流検出端子12へのバイアス電流は電流源19aから供給される。パワートランジスタMN1を駆動するドライバ16aは図4におけるものと同じである。
In this embodiment, the resistor Rs is connected between the source of the power transistor MN1 and the ground, the resistor Rf is connected between the
10A〜10F:スイッチング電源装置本体(1チップIC)、11:高電位電源端子、12:電流検出端子、13:駆動出力端子、14:ハイサイド電源端子、14a:ローサイド電源端子、15:接地端子、16,16a:ドライバ、17:コンパレータ、18:過電流検出回路、19,19a:バイアス電流源、20,21:コンパレータ、23,24:ラッチ回路、24:判定回路、25:過電流処理切替回路、30:サンプルホールド回路、31:スイッチ、32:バッファ回路、33:過電流処理設定回路
10A to 10F: Switching power supply main body (1-chip IC), 11: High potential power supply terminal, 12: Current detection terminal, 13: Drive output terminal, 14: High side power supply terminal, 14a: Low side power supply terminal, 15:
Claims (4)
A power transistor driven on / off by a driver; a current detection terminal for detecting overcurrent; a first resistor connected in series to the power transistor; and a common connection point of the power transistor and the first resistor A second resistor connected between the current detection terminal and a current source for supplying a bias current from the current detection terminal to the first resistor and the second resistor only when the power transistor is off; when, a overcurrent detection circuit for detecting a compared to the overcurrent and the threshold value of the first voltage the power transistor is obtained to the current detection terminal when on, the second resistor by the bias current The second voltage to be generated is held, and when the overcurrent detection circuit detects an overcurrent, the processing content at the time of overcurrent detection is determined according to the value of the second voltage. Switching power supply that.
A power transistor driven on / off by a driver; a current detection terminal for detecting overcurrent; a first resistor connected in series to the power transistor; and a common connection point of the power transistor and the first resistor A second resistor connected between the current detection terminal and a current source for supplying a bias current from the current detection terminal to the first resistor and the second resistor only when the power transistor is off; An overcurrent detection circuit for detecting an overcurrent by comparing a first voltage obtained at the current detection terminal with a first threshold when the power transistor is on, and the second resistor by the bias current. a judging circuit for holding when the second voltage and the second threshold value the power of the result of comparison with the transistor is off that occurs, overcurrent by the overcurrent detection circuit Switching power supply unit, characterized in that it comprises, overcurrent processing switching circuit for switching the contents of the overcurrent protection process in response to said determination circuit and the result held in when issued.
前記第2の抵抗又は前記バイアス電流に温度係数を持たせるとともに前記第2の抵抗又は前記バイアス電流の電流源を前記パワートランジスタの発熱の影響を受けるように配置し、前記パワートランジスタに流れる電流の値に起因して前記第2の電圧が変化するようにしたことを特徴とするスイッチング電源装置。
In the switching power supply device according to claim 1, 2, or 3,
The second resistor or the bias current is given a temperature coefficient, and the current source of the second resistor or the bias current is arranged so as to be affected by the heat generation of the power transistor, and the current flowing through the power transistor is A switching power supply device characterized in that the second voltage changes due to a value.
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