JP6263268B2 - 多重アンテナ支援無線通信システムにおいて参照信号送信を支援する方法及びそのための装置 - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関し、特に、多重アンテナ支援無線通信システムにおいて参照信号送信を支援する方法及びそのための装置に関する。

ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）技術とは、いままで単一の送信アンテナと単一の受信アンテナを使用したことから脱皮し、多重の送信アンテナと多重の受信アンテナを採択して送受信データ効率を向上させることができる方法のことをいう。すなわち、無線通信システムの送信端（ｔｒａｎｓｍｉｔｔｉｎｇ ｅｎｄ）或いは受信端（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｅｎｄ）で多重アンテナを用いて容量を増大させたり性能を改善する技術のことを指す。ＭＩＭＯ技術を多重アンテナ技術と呼ぶこともできる。

多重アンテナ送信を支援するために、送信情報をそれぞれのアンテナにチャネル状況などに応じて適宜分配するプリコーディング行列を適用することができる。既存の３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ）ＬＴＥ（Ｌｏｎｇ Ｔｅｒｍ Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）システムでは、下りリンク送信に対して最大４送信アンテナ（４Ｔｘ）を支援し、これによるプリコーディングコードブック（ｃｏｄｅｂｏｏｋ）を定義している。

上述したような議論に基づき、以下では、多重アンテナ支援無線通信システムにおいて参照信号の送信を支援する方法及びそのための装置を提案する。

本発明で遂げようとする技術的課題は、上記の技術的課題に制限されず、言及していない他の技術的課題は、以下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者にとって明らかになるであろう。

上述した問題点を解決するための本発明の一態様である、多重アンテナを支援する無線通信システムにおいてサービングセルが隣接セルの参照信号送信を支援する方法は、端末にサウンディング参照信号設定（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ（ＳＲＳ） ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を送信するステップと、前記サウンディング参照信号設定及び前記端末関連位置情報を、前記隣接セルに送信するステップと、前記隣接セルから、前記サウンディング参照信号設定によって推定したサウンディング参照信号（ＳＲＳ）ベースの第１チャネル品質（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ）値を受信するステップとを有し、前記第１チャネル品質値は、前記端末関連位置情報による受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）が適用されて推定されることを特徴とする。

また、前記第１チャネル品質値は、ＲＳＲＰ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｐｏｗｅｒ）或いはＲＳＲＱ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｑｕａｌｉｔｙ）であることを特徴とする。

また、前記端末関連位置情報は、前記端末の水平方向アンテナに対する重み値情報、前記端末の垂直方向アンテナに対する重み値情報、前記端末のＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）情報、前記端末の予想位置情報、或いは前記端末の位置情報不存在を示す情報のいずれか一つを含むことができる。

また、前記端末関連位置情報は、前記隣接セルが多次元アンテナで構成された場合に限って送信されるように設定されたことを特徴とする。

また、上記方法は、前記第１チャネル品質値と前記サービングセルで測定された第２チャネル品質値とを比較し、前記端末をハンドオーバーするか否かを決定するステップをさらに有することを特徴とする。好ましくは、前記端末のハンドオーバーが決定された場合、前記サービングセルの第１チャネル状態情報−参照信号（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＣＳＩ−ＲＳ）及び前記隣接セルの第２チャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を前記端末に送信するステップと、前記第１チャネル状態情報−参照信号及び前記第２チャネル状態情報−参照信号に基づく前記端末のハンドオーバー確認メッセージを受信するステップとをさらに有することを特徴とする。

上述した問題点を解決するための本発明の他の態様である、多重アンテナを支援する無線通信システムにおいて隣接セルの参照信号送信方法は、サービングセルが端末に対して設定したサウンディング参照信号設定及び前記端末関連位置情報を受信するステップと、前記端末から前記サウンディング参照信号設定によって測定されたチャネル品質値を受信するステップと、前記チャネル品質値を前記サービングセルに送信するステップとを有し、前記チャネル品質値は、前記隣接セルによって、前記端末関連位置情報による受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）が適用されて推定されることを特徴とする。

上述した問題点を解決するための本発明の更に他の態様である、多重アンテナを支援する無線通信システムにおいて隣接セルの参照信号送信を支援するサービングセルは、無線周波ユニット（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｕｎｉｔ）と、プロセッサ（Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）とを備え、前記プロセッサは、端末にサウンディング参照信号設定（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ（ＳＲＳ） ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を送信し、前記サウンディング参照信号設定及び前記端末関連位置情報を、前記隣接セルに送信し、前記隣接セルから前記サウンディング参照信号設定によって推定したサウンディング参照信号（ＳＲＳ）ベースの第１チャネル品質（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ）値を受信するように構成され、前記第１チャネル品質値は、前記端末関連位置情報による受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）が適用されて推定されることを特徴とする。

また、前記端末関連位置情報は、前記端末の水平方向アンテナに対する重み値情報、前記端末の垂直方向アンテナに対する重み値情報、前記端末のＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）情報、前記端末の予想位置情報、或いは前記端末の位置情報不存在を示す情報のいずれか一つを含むことができる。

本発明の実施例によれば、多重アンテナ支援無線通信システムにおいて参照信号を効率的に送信することができる。

本発明から得られる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及していない他の効果は、以下の記載から、本発明の属する技術の分野における通常の知識を有する者に明確に理解されるであろう。

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付の図面は、本発明に関する実施例を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的思想を説明する。
図１は、下りリンク無線フレームの構造を説明するための図である。 図２は、一つの下りリンクスロットにおけるリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）の一例を示す例示図である。 図３は、下りリンクサブフレームの構造を示す図である。 図４は、上りリンクサブフレームの構造を示す図である。 図５は、共用参照信号（ＣＲＳ）のパターンを示す図である。 図６は、参照信号パターンのシフトを説明する図である。 図７及び図８は、下りリンク制御チャネルが割り当てられる単位であるリソース要素グループ（ＲＥＧ）を説明する図である。 図７及び図８は、下りリンク制御チャネルが割り当てられる単位であるリソース要素グループ（ＲＥＧ）を説明する図である。 図９は、ＰＣＦＩＣＨが送信される方式を示す図である。 図１０は、ＰＣＦＩＣＨ及びＰＨＩＣＨチャネルの位置を示す図である。 図１１は、ＰＨＩＣＨグループがマップされる下りリンクリソース要素位置を示す図である。 図１２は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式による送信機の構造を示す図である。 図１３は、ＤＦＴ処理された信号が周波数領域にマップされる方式を説明するための図である。 図１４は、参照信号の送信処理を説明するためのブロック図である。 図１５は、参照信号がマップされるシンボル位置を示す図である。 図１６乃至図１９は、クラスタ方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 図１６乃至図１９は、クラスタ方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 図１６乃至図１９は、クラスタ方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 図１６乃至図１９は、クラスタ方式ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法を示す図である。 図２０は、ＭＩＭＯシステムの構造を示す図である。 図２１は、ＭＩＭＯシステムの機能を説明するブロック図である。 図２２は、コードブックベースのプリコーディングの基本概念を説明するための図である。 図２３は、８送信アンテナを構成する例示を示す図である。 図２４は、多次元能動アンテナシステムを説明するための参考図である。 図２５は、２Ｄ−ＡＡＳアンテナを利用する場合のＣＲＳ送信を示す図である。 図２６は、本発明の一実施例を示す図である。 図２７及び図２８は、本発明によって隣接セルがサービングセルのビームフォーミング状態を推定する場合を示す図である。 図２７及び図２８は、本発明によって隣接セルがサービングセルのビームフォーミング状態を推定する場合を示す図である。 図２９は、本発明によって隣接セルが領域情報に基づいて適応的にビームフォーミングを行う場合を示す図である。 図３０は、本発明によって水平方向及び垂直方向の重み値／ＰＭＩ情報を送信する場合を示す図である。 図３１は、本発明に係る基地局装置及び端末装置の構成を示す図である。

以下の実施例は、本発明の構成要素と特徴を所定の形態で結合したものである。各構成要素又は特徴は、特別の言及がない限り、選択的なものと考慮することができる。各構成要素又は特徴は、他の構成要素や特徴と結合していない形態で実施してもよく、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施例を構成してもよい。本発明の実施例で説明される動作の順序は変更されてもよい。ある実施例の一部の構成や特徴は、他の実施例に含まれてもよく、他の実施例の対応する構成又は特徴に取って代わってもよい。

本明細書において、本発明の実施例を、基地局と端末間のデータ送信及び受信の関係を中心に説明する。ここで、基地局は、端末と通信を直接行うネットワークの終端ノード（ｔｅｒｍｉｎａｌ ｎｏｄｅ）としての意味を持つ。本文書で基地局によって行われるとした特定動作は、場合によっては基地局の上位ノード（ｕｐｐｅｒ ｎｏｄｅ）によって行われてもよい。

すなわち、基地局を含めた複数のネットワークノード（ｎｅｔｗｏｒｋ ｎｏｄｅｓ）で構成されるネットワークにおいて端末との通信のために行われる様々な動作は、基地局、又は基地局以外の他のネットワークノードによって行われ得ることは明らかである。「基地局（ＢＳ：Ｂａｓｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）」は、固定局（ｆｉｘｅｄ ｓｔａｔｉｏｎ）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮｏｄｅ Ｂ（ｅＮＢ）、アクセスポイント（ＡＰ：Ａｃｃｅｓｓ Ｐｏｉｎｔ）などの用語に代えてもよい。また、本文書で基地局という用語はセル又はセクターを含む概念で使われてもよい。一方、中継機は、ＲＮ（Ｒｅｌａｙ Ｎｏｄｅ）、ＲＳ（Ｒｅｌａｙ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの用語に代えてもよい。「端末（Ｔｅｒｍｉｎａｌ）」は、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）、ＭＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＭＳＳ（Ｍｏｂｉｌｅ Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）、ＳＳ（Ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ Ｓｔａｔｉｏｎ）などの用語に代えてもよい。本文書で、上りリンク送信主体は、端末又は中継機を意味でき、上りリンク受信主体は、基地局又は中継機を意味することができる。同様に、下りリンク送信主体は、基地局又は中継機を意味でき、下りリンク受信主体は端末又は中継機を意味することができる。言い換えると、上りリンク送信は、端末から基地局への送信、端末から中継機への送信、又は中継機から基地局への送信を意味することができる。同様に、下りリンク送信は、基地局から端末への送信、基地局から中継機への送信、中継機から端末への送信を意味することができる。

以下の説明で使われる特定用語は、本発明の理解を助けるために提供されるものであり、このような特定用語の使用は、本発明の技術的思想から逸脱しない範囲で他の形態に変更してもよい。

場合によって、本発明の概念が曖昧になることを避けるために、公知の構造及び装置は省略されたり、各構造及び装置の核心機能を中心にしたブロック図の形式で図示されることもある。また、本明細書全体を通じて同一の構成要素については同一の図面符号を付して説明する。

本発明の実施例は、無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２システム、３ＧＰＰシステム、３ＧＰＰ ＬＴＥ及びＬＴＥ−Ａ（ＬＴＥ−Ａｄｖａｎｃｅｄ）システム、並びに３ＧＰＰ２システムの少なくとも一つに開示された標準文書によって裏付けることができる。すなわち、本発明の実施例において、本発明の技術的思想を明確にするために説明を省いた段階又は部分は、上記の文書によって裏付けることができる。また、本文書で開示している用語はいずれも上記の標準文書によって説明することができる。

以下の技術は、ＣＤＭＡ（Ｃｏｄｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＦＤＭＡ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＴＤＭＡ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）、ＳＣ−ＦＤＭＡ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ）などのような様々な無線接続システムに用いることができる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（ｒａｄｉｏ ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ）によって具現することができる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（登録商標）（Ｇｌｏｂａｌ Ｓｙｓｔｅｍ ｆｏｒ Ｍｏｂｉｌｅ ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ）／ＧＰＲＳ（Ｇｅｎｅｒａｌ Ｐａｃｋｅｔ Ｒａｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）／ＥＤＧＥ（Ｅｎｈａｎｃｅｄ Ｄａｔａ Ｒａｔｅｓ ｆｏｒ ＧＳＭ（登録商標） Ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）のような無線技術によって具現することができる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（Ｗｉ−Ｆｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２−２０、Ｅ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＴＲＡ）などのような無線技術によって具現することができる。ＵＴＲＡはＵＭＴＳ（Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｍｏｂｉｌｅ Ｔｅｌｅｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎｓ Ｓｙｓｔｅｍ）の一部である。３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ） ＬＴＥ（ｌｏｎｇｔｅｒｍ ｅｖｏｌｕｔｉｏｎ）は、Ｅ−ＵＴＲＡを使用するＥ−ＵＭＴＳ（Ｅｖｏｌｖｅｄ ＵＭＴＳ）の一部で、下りリンクにおいてＯＦＤＭＡを採用し、上りリンクにおいてＳＣ−ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ−Ａ（Ａｄｖａｎｃｅｄ）は、３ＧＰＰ ＬＴＥの進展である。ＷｉＭＡＸは、ＩＥＥＥ ８０２．１６ｅ規格（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＭＡＮ−ＯＦＤＭＡ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｙｓｔｅｍ）及び進展したＩＥＥＥ ８０２．１６ｍ規格（Ｗｉｒｅｌｅｓｓ ＭＡＮ−ＯＦＤＭＡ Ａｄｖａｎｃｅｄ ｓｙｓｔｅｍ）によって説明することができる。明確性のために、以下では３ＧＰＰ ＬＴＥ及び３ＧＰＰ ＬＴＥ−Ａシステムを中心に説明するが、本発明の技術的思想がこれに制限されることはない。

図１を参照して下りリンク無線フレームの構造について説明する。

セルラーＯＦＤＭ無線パケット通信システムにおいて、上り／下りリンクデータパケット送信はサブフレーム（ｓｕｂｆｒａｍｅ）単位に行われ、１サブフレームは、複数のＯＦＤＭシンボルを含む一定の時間区間と定義される。３ＧＰＰ ＬＴＥ標準では、ＦＤＤ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ１無線フレーム（ｒａｄｉｏ ｆｒａｍｅ）構造と、ＴＤＤ（Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｄｕｐｌｅｘ）に適用可能なタイプ２無線フレーム構造を支援する。

図１（ａ）は、タイプ１無線フレーム構造を示す図である。下りリンク無線フレームは１０個のサブフレームで構成され、１個のサブフレームは時間領域（ｔｉｍｅ ｄｏｍａｉｎ）において２個のスロットで構成される。１個のサブフレームを送信するために掛かる時間をＴＴＩ（ｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ ｔｉｍｅ ｉｎｔｅｒｖａｌ）という。例えば、１サブフレームの長さは１ｍｓであり、１スロットの長さは０．５ｍｓであってもよい。１スロットは時間領域において複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域において複数のリソースブロック（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＲＢ）を含む。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムでは、下りリンクでＯＦＤＭＡを用いるので、ＯＦＤＭシンボルが１シンボル区間を表す。ＯＦＤＭシンボルは、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル又はシンボル区間と呼ぶこともできる。リソースブロック（ＲＢ）は、リソース割当単位であり、１スロットにおいて複数個の連続した副搬送波（ｓｕｂｃａｒｒｉｅｒ）を含むことができる。

１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ）の構成（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）によって異なることがある。ＣＰには拡張ＣＰ（ｅｘｔｅｎｄｅｄ ＣＰ）と一般ＣＰ（ｎｏｒｍａｌ ＣＰ）がある。例えば、ＯＦＤＭシンボルが一般ＣＰによって構成された場合、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は７個であってもよい。ＯＦＤＭシンボルが拡張ＣＰによって構成された場合、１ ＯＦＤＭシンボルの長さが増加するため、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は、一般ＣＰの場合に比べて少ない。拡張ＣＰの場合に、例えば、１スロットに含まれるＯＦＤＭシンボルの数は６個であってもよい。端末が速い速度で移動する場合などのようにチャネル状態が不安定な場合には、シンボル間干渉をより減らすために拡張ＣＰを用いることができる。

一般ＣＰが用いられる場合、１スロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１サブフレームは１４個のＯＦＤＭシンボルを含む。このとき、各サブフレームにおける先頭２個又は３個のＯＦＤＭシンボルはＰＤＣＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｃｏｎｔｒｏｌ ｃｈａｎｎｅｌ）に割り当て、残りのＯＦＤＭシンボルはＰＤＳＣＨ（ｐｈｙｓｉｃａｌ ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ）に割り当てることができる。

図１（ｂ）は、タイプ２無線フレームの構造を示す図である。タイプ２無線フレームは、２個のハーフフレーム（ｈａｌｆ ｆｒａｍｅ）で構成され、各ハーフフレームは、５個のサブフレーム、ＤｗＰＴＳ（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）、保護区間（Ｇｕａｒｄ Ｐｅｒｉｏｄ；ＧＰ）、ＵｐＰＴＳ（Ｕｐｌｉｎｋ Ｐｉｌｏｔ Ｔｉｍｅ Ｓｌｏｔ）で構成される。ここで、１個のサブフレームは２個のスロットで構成される。ＤｗＰＴＳは、端末での初期セル探索、同期化又はチャネル推定に用いられる。ＵｐＰＴＳは、基地局でのチャネル推定及び端末の上り送信同期化に用いられる。保護区間は、上りリンクと下りリンクとの間で下りリンク信号の多重経路遅延によって上りリンクに生じる干渉を除去するための区間である。一方、無線フレームのタイプに関わらずに１個のサブフレームは２個のスロットで構成される。

無線フレームの構造は例示に過ぎず、無線フレームに含まれるサブフレームの数、サブフレームに含まれるスロットの数、又はスロットに含まれるシンボルの数は様々に変更されてもよい。

図２は、１下りリンクスロットにおけるリソースグリッド（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｇｒｉｄ）を例示する図である。これは、ＯＦＤＭシンボルが一般ＣＰで構成された場合である。図２を参照すると、下りリンクスロットは、時間領域で複数のＯＦＤＭシンボルを含み、周波数領域で複数のリソースブロックを含む。ここで、１下りリンクスロットは７個のＯＦＤＭシンボルを含み、１リソースブロックは１２個の副搬送波を含むとしたが、これに制限されない。リソースグリッド上の各要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）をリソース要素（ＲＥ）と呼ぶ。例えば、リソース要素ａ（ｋ，ｌ）は、ｋ番目の副搬送波とｌ番目のＯＦＤＭシンボルに位置しているリソース要素となる。一般ＣＰの場合、１つのリソースブロックは１２×７リソース要素を含む（拡張ＣＰの場合は、１２×６リソース要素を含む）。各副搬送波の間隔は１５ｋＨｚであるから、１リソースブロックは周波数領域で約１８０ｋＨｚを含む。Ｎ^ＤＬは、下りリンクスロットに含まれるリソースブロックの数である。Ｎ^ＤＬの値は、基地局のスケジューリングによって設定される下りリンク送信帯域幅（ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）によって決定することができる。

図３は、下りリンクサブフレームの構造を示す図である。１サブフレーム内で第一のスロットの先頭における最大３個のＯＦＤＭシンボルは、制御チャネルが割り当てられる制御領域に該当する。残りのＯＦＤＭシンボルは、物理下り共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ Ｃｈａｎｃｅｌ；ＰＤＳＣＨ）が割り当てられるデータ領域に該当する。送信の基本単位は、１サブフレームとなる。すなわち、２個のスロットにわたってＰＤＣＣＨ及びＰＤＳＣＨが割り当てられる。３ＧＰＰ ＬＴＥシステムで用いられる下り制御チャネルには、例えば、物理制御フォーマット指示子チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＣＦＩＣＨ）、物理下り制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＤＣＣＨ）、物理ＨＡＲＱ指示子チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｒｅｐｅａｔ ｒｅｑｕｅｓｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｅｌ；ＰＨＩＣＨ）などがある。ＰＣＦＩＣＨは、サブフレームの最初のＯＦＤＭシンボルで送信され、サブフレーム内の制御チャネル送信に用いられるＯＦＤＭシンボルの個数に関する情報を含む。ＰＨＩＣＨは、上り送信の応答としてＨＡＲＱ ＡＣＫ／ＮＡＣＫ信号を含む。ＰＤＣＣＨで送信される制御情報を、下りリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）という。ＤＣＩは、上りリンク又は下りリンクスケジューリング情報を含んだり、任意の端末グループに対する上り送信電力制御命令を含む。ＰＤＣＣＨは、下り共有チャネル（ＤＬ−ＳＣＨ）のリソース割当及び送信フォーマット、上り共有チャネル（ＵＬ−ＳＣＨ）のリソース割当情報、ページングチャネル（ＰＣＨ）のページング情報、ＤＬ−ＳＣＨ上のシステム情報、ＰＤＳＣＨ上で送信されるランダムアクセス応答（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ）のような上位層制御メッセージのリソース割当、任意の端末グループ内の個別端末に対する送信電力制御命令のセット、送信電力制御情報、ＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ ｏｖｅｒ ＩＰ）の活性化などを含むことができる。複数のＰＤＣＣＨが制御領域内で送信され、端末は複数のＰＤＣＣＨをモニタすることもできる。ＰＤＣＣＨは一つ以上の連続する制御チャネル要素（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｌｅｍｅｎｔ；ＣＣＥ）の組合せ（ａｇｇｒｅｇａｔｉｏｎ）で送信される。ＣＣＥは、無線チャネルの状態に基づくコーディングレートでＰＤＣＣＨを提供するために用いられる論理割当単位である。ＣＣＥは、複数個のリソース要素グループに対応する。ＰＤＣＣＨのフォーマットと利用可能なビット数は、ＣＣＥの個数とＣＣＥによって提供されるコーディングレート間の相関関係によって決定される。基地局は、端末に送信されるＤＣＩによってＰＤＣＣＨフォーマットを決定し、制御情報に巡回冗長検査（Ｃｙｃｌｉｃ Ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ Ｃｈｅｃｋ；ＣＲＣ）を付加する。ＣＲＣは、ＰＤＣＣＨの所有者又は用途によって無線ネットワーク臨時識別子（Ｒａｄｉｏ Ｎｅｔｗｏｒｋ Ｔｅｍｐｏｒａｒｙ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；ＲＮＴＩ）という識別子でマスクされる。ＰＤＣＣＨが特定端末に対するものであれば、端末のｃｅｌｌ−ＲＮＴＩ（Ｃ−ＲＮＴＩ）識別子をＣＲＣにマスクすることができる。又は、ＰＤＣＣＨがページングメッセージに対するものであれば、ページング指示子識別子（Ｐａｇｉｎｇ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｉｄｅｎｔｉｆｉｅｒ；Ｐ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスクすることができる。ＰＤＣＣＨがシステム情報（より具体的に、システム情報ブロック（ＳＩＢ））に対するものであれば、システム情報識別子及びシステム情報ＲＮＴＩ（ＳＩ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスクすることができる。端末のランダムアクセスプリアンブルの送信に対する応答であるランダムアクセス応答を示すために、ランダムアクセス−ＲＮＴＩ（ＲＡ−ＲＮＴＩ）をＣＲＣにマスクすることができる。

図４は、上りリンクサブフレームの構造を示す図である。上りリンクサブフレームは、周波数領域で制御領域とデータ領域とに区別できる。制御領域には上りリンク制御情報を含む物理上り制御チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｕｐｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＣＣＨ）が割り当てられる。データ領域には、ユーザーデータを含む物理上り共有チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ ｕｐｌｉｎｋ ｓｈａｒｅｄ ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＵＳＣＨ）が割り当てられる。単一搬送波特性を維持するために、一つの端末はＰＵＣＣＨとＰＵＳＣＨを同時に送信しない。一つの端末のＰＵＣＣＨは、サブフレームにおいてリソースブロック対（ＲＢ ｐａｉｒ）に割り当てられる。リソースブロック対に属するリソースブロックは、２スロットに対して互いに異なる副搬送波を占める。これを、ＰＵＣＣＨに割り当てられるリソースブロック対がスロット境界で周波数−ホップ（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ−ｈｏｐｐｅｄ）するという。

（参照信号）
ＭＩＭＯシステムでは各送信アンテナごとに独立したデータチャネルを有する。受信機は、送信アンテナのそれぞれに対してチャネルを推定し、各送信アンテナから送信されたデータを受信することができる。チャネル推定（ｃｈａｎｎｅｌ ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）は、フェージング（ｆａｄｉｎｇ）によって生じる信号の歪みを補償することによって、受信された信号を復元する過程のことをいう。ここで、フェージングは、無線通信システム環境で多重経路（ｍｕｌｔｉ ｐａｔｈ）−時間遅延（ｔｉｍｅ ｄｅｌａｙ）によって信号の強度が急に変動する現象のことをいう。チャネル推定のためには、送信機及び受信機の両方で知っている参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）が必要である。また、参照信号は簡単に、ＲＳ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ）、又は適用される標準によってパイロット（Ｐｉｌｏｔ）と呼ぶこともできる。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース（ｒｅｌｅａｓｅ）−８又はリリース−９システムでは、基地局が送信する下りリンク参照信号について定義している。下りリンク参照信号（ｄｏｗｎｌｉｎｋ ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ）は、ＰＤＳＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｓｈａｒｅｄ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ ＣＨａｎｎｅｌ）、ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ ＣＨａｎｎｅｌ）などのコヒーレント（ｃｏｈｅｒｅｎｔ）復調のためのパイロット信号である。下りリンク参照信号は、セル内の全端末が共有する共用参照信号（Ｃｏｍｍｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＣＲＳ）と、特定端末だけのための専用参照信号（Ｄｅｄｉｃａｔｅｄ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＲＳ）がある。共用参照信号は、セル−特定（ｃｅｌｌ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号と呼ぶこともできる。また、専用参照信号は、端末−特定（ＵＥ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ）参照信号又は復調用参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＤＭＲＳ）と呼ぶこともできる。

既存の３ＧＰＰ ＬＴＥシステムにおける下りリンク参照信号割り当て方式について説明する。参照信号が送信されるリソース要素の位置（すなわち、参照信号パターン）を、一つのリソースブロック対（時間上で１サブフレームの長さ×周波数上で１２副搬送波の長さ）を基準に説明する。１サブフレームは、１４個ＯＦＤＭシンボル（一般ＣＰの場合）或いは１２個のＯＦＤＭシンボル（拡張されたＣＰの場合）で構成され、１個のＯＦＤＭシンボルで副搬送波の個数として、１２８、２５６、５１２、１０２４、１５３６又は２０４８のいずれかを選定して使用する。

図５は、１−ＴＴＩ（すなわち、１サブフレーム）が１４個のＯＦＤＭシンボルを有する場合に対する共用参照信号（ＣＲＳ）のパターンを示す。図５（ａ）、図５（ｂ）及び図５（ｃ）はそれぞれ、１個、２個及び４個の送信アンテナを有するシステムに対するＣＲＳパターンに関する。

図５で、Ｒ０は、アンテナポートインデックス０に対する参照信号を示す。また、図５で、Ｒ１はアンテナポートインデックス１、Ｒ２はアンテナポートインデックス２、Ｒ３はアンテナポートインデックス３に対する参照信号をそれぞれ示す。各アンテナポートに対する参照信号が送信されるＲＥ位置では、参照信号を送信するアンテナポート以外のアンテナポートはいずれも、干渉を防止するために何ら信号も送信しない。

図６は、複数のセルの参照信号が衝突しないように参照信号パターンがセルごとにシフトされることを示す。図５（ａ）で、１個のアンテナポートに対する参照信号パターンを図６のセル１（Ｃｅｌｌ１）で用いられたものとした場合を挙げると、セル１に隣接するセル２、セル３などでセル間に参照信号の衝突が発生しないように参照信号パターンを周波数領域又は時間領域で副搬送波単位又はＯＦＤＭシンボル単位でシフト（遷移）させ、参照信号を保護することができる。例えば、１送信アンテナ送信の場合には、参照信号が一つのＯＦＤＭシンボル上で６副搬送波の間隔で位置しているため、それぞれのセルで周波数領域副搬送波単位のシフトが適用されると、少なくとも５個の隣接セルが他のリソース要素上に参照信号を位置させることができる。例えば、参照信号の周波数シフトは、図６のセル２乃至セル６のように現れる。

また、類似−ランダム（Ｐｓｅｕｄｏ−Ｒａｎｄｏｍ；ＰＮ）シーケンスをセル別下りリンク参照信号に乗じて送信することによって、受信機にとって隣接セルから受信される参照信号による干渉を減少させ、チャネル推定性能を向上させることができる。このようなＰＮシーケンスは、一つのサブフレーム内のＯＦＤＭシンボル単位で適用されてもよい。また、ＰＮシーケンスは、セル識別子（Ｃｅｌｌ ＩＤ）、サブフレーム番号（ｓｕｂｆｒａｍｅ ｎｕｍｂｅｒ）及びＯＦＤＭシンボル位置ごとに異なるシーケンスが適用されてもよい。

４送信アンテナを支援する既存の通信システム（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース８又は９システム）に比べて拡張されたアンテナ構成を有するシステム（例えば、８送信アンテナを支援する無線通信システム（例えば、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０又は後続リリースに基づくシステム）では、効率的な参照信号の運用と発展した送信方式を支援するために、ＤＭＲＳベースのデータ復調を考慮している。すなわち、拡張されたアンテナを用いたデータ送信を支援するために、２以上のレイヤに対するＤＭＲＳを定義することができる。ＤＭＲＳはデータと同様に、プリコーダによってプリコーディングされるため、別のプリコーディング情報無しで受信側でデータを復調するためのチャネル情報を容易に推定することができる。一方、下りリンク受信側ではＤＭＲＳを用いて、拡張されたアンテナ構成に対してプリコーディングされたチャネル情報を取得することはできるが、プリコーディングされていないチャネル情報を取得するために、ＤＭＲＳ以外の別の参照信号が要求される。これによって、ＬＴＥ−Ａ標準に従うシステムでは、受信側でチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）を取得するための参照信号、すなわち、ＣＳＩ−ＲＳを定義することができる。ＣＳＩ−ＲＳは、８個のアンテナポートで送信することができ、ＣＳＩ−ＲＳが送信されるアンテナポートを既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９におけるアンテナポートと区別するために、アンテナポートインデックス１５乃至２２を用いることができる。

（下りリンク制御チャネルの構成）
下りリンク制御チャネルが送信される領域として、基本的には、それぞれのサブフレームにおける先頭の３個のＯＦＤＭシンボルを用いることができ、下りリンク制御チャネルのオーバーヘッドに応じて１個乃至３個のＯＦＤＭシンボルを用いることができる。下りリンク制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数を各サブフレームごとに調整するために、ＰＣＦＩＣＨを用いることができる。上りリンク送信に対する確認応答（肯定確認応答（ＡＣＫ）／否定確認応答（ＮＡＣＫ））を下りリンクで提供するためにＰＨＩＣＨを用いることができる。また、下りリンクデータ送信又は上りリンクデータ送信のための制御情報の送信のためにＰＤＣＣＨを用いることができる。

図７及び図８は、上記のような下りリンク制御チャネルが各サブフレームの制御領域でリソース要素グループ（Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｅｌｅｍｅｎｔ Ｇｒｏｕｐ；ＲＥＧ）単位で割り当てられることを示す。図７は、１個又は２個の送信アンテナ構成を有するシステムに関し、図８は、４個の送信アンテナ構成を有するシステムに関する。図７及び図８に示すように、制御チャネルが割り当てられる基本的なリソース単位であるＲＥＧは、参照信号が割り当てられるリソース要素を除いて周波数領域で連接した４個のＲＥで構成される。下りリンク制御チャネルのオーバーヘッドに応じて特定個数のＲＥＧを下りリンク制御チャネルの送信に用いることができる。

（ＰＣＦＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ））
各サブフレームごとに当該サブフレームのリソース割り当て情報などを提供するために、ＰＤＣＣＨをＯＦＤＭシンボルインデックス０乃至２の間で送信することができ、制御チャネルのオーバーヘッドに応じて、ＯＦＤＭシンボルインデックス０が用いいられてもよく、ＯＦＤＭシンボルインデックス０及び１が用いられてもよく、ＯＦＤＭシンボルインデックス０乃至２が用いられてもよい。このように制御チャネルが使用するＯＦＤＭシンボルの個数をサブフレームごとに変更してもよいが、それに関する情報をＰＣＦＩＣＨで提供することができる。したがって、ＰＣＦＩＣＨは各サブフレームごとに送信されなければならない。

ＰＣＦＩＣＨで３つの情報を提供することができる。次表１は、ＰＣＦＩＣＨのＣＦＩ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｆｏｒｍａｔ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）を示す。ＣＦＩ＝１は、ＯＦＤＭシンボルインデックス０でＰＤＣＣＨが送信されることを示し、ＣＦＩ＝２は、ＯＦＤＭシンボルインデックス０及び１でＰＤＣＣＨが送信されることを示し、ＣＦＩ＝３はＯＦＤＭシンボルインデックス０乃至２でＰＤＣＣＨが送信されることを示す。

ＰＣＦＩＣＨで送信される情報は、システム帯域幅（ｓｙｓｔｅｍ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ）によって個別に定義されてもよい。例えば、システムの帯域幅が特定閾値よりも小さい場合、ＣＦＩ＝１，２，３はそれぞれ、２，３，４個のＯＦＤＭシンボルがＰＤＣＣＨのために用いられることを示すことができる。

図９は、ＰＣＦＩＣＨが送信される方式を示す図である。図９に示すＲＥＧは、４個の副搬送波で構成されており、ＲＳ（参照信号）を除いたデータ副搬送波だけで構成されている。また、このＲＥＧは、一般に、送信ダイバーシチ（ｔｒａｎｓｍｉｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）技法が適用されてもよい。また、ＲＥＧの位置は、セル間に干渉を与えないように、セルごとに（すなわち、セル識別子によって）周波数シフトされてもよい。さらに、ＰＣＦＩＣＨは常にサブフレームの最初のＯＦＤＭシンボル（ＯＦＤＭシンボルインデックス０）で送信される。これによって、受信端ではサブフレームを受信する際にまずＰＣＦＩＣＨの情報を確認し、ＰＤＣＣＨが送信されるＯＦＤＭシンボルの個数を把握し、これに基づいて、ＰＤＣＣＨで送信される制御情報を受信することができる。

（ＰＨＩＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｈｙｂｒｉｄ−ＡＲＱ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ Ｃｈａｎｎｅｌ））
図１０は、特定帯域幅で一般的に適用されるＰＣＦＩＣＨ及びＰＨＩＣＨチャネルの位置を示す図である。ＰＨＩＣＨで上りリンクデータ送信に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫ情報が送信される。一つのサブフレームで複数個のＰＨＩＣＨグループが作られ、一つのＰＨＩＣＨグループには複数個のＰＨＩＣＨが存在する。したがって、一つのＰＨＩＣＨグループには複数の端末に対するＰＨＩＣＨチャネルが含まれる。

図１０に示すように、複数のＰＨＩＣＨグループで各端末機に対するＰＨＩＣＨ割り当ては、ＰＵＳＣＨリソース割り当て（ｒｅｓｏｕｒｃｅ ａｌｌｏｃａｔｉｏｎ）の最も低い物理リソースブロック（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｒｅｓｏｕｒｃｅ Ｂｌｏｃｋ；ＰＲＢ）インデックス（ｌｏｗｅｓｔ ＰＲＢ ｉｎｄｅｘ）と、上りリンクグラントＰＤＣＣＨで送信される復調参照信号（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ＲＳ；ＤＭＲＳ）のための循環シフト（Ｃｙｃｌｉｃ Ｓｈｉｆｔ）インデックスによってなされる。ＤＭＲＳは、上りリンク参照信号であり、上りリンクデータの復調のためのチャネル推定のために上りリンク送信と共に提供される信号である。また、ＰＨＩＣＨリソースは、

のようなインデックス対（ｉｎｄｅｘ ｐａｉｒ）で示される。この

は、ＰＨＩＣＨグループ番号（ＰＨＩＣＨ ｇｒｏｕｐ ｎｕｍｂｅｒ）を意味し、

は、当該ＰＨＩＣＨグループ内における直交シーケンスインデックス（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｓｅｑｕｅｎｃｅ ｉｎｄｅｘ）を意味する。

は、次式１のように定義される。

上記の式１で、

は、ＰＨＩＣＨが関連付いている上りリンク送信で用いられたＤＭＲＳの循環シフトである。また、

は、ＰＨＩＣＨに対して用いられる拡散因子サイズ（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ ｆａｃｔｏｒ ｓｉｚｅ）である。

は、上りリンクリソース割り当ての最も低いＰＲＢインデックスである。という設定されたＰＨＩＣＨグループの個数であり、次式２のように定義される。

上記の式２で、

は、物理放送チャネル（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｂｒｏａｄｃａｓｔ Ｃｈａｎｎｅｌ；ＰＢＣＨ）で送信されるＰＨＩＣＨリソースの量に関する情報であり、

は、２ビットサイズを有し、

と表現される。
また、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で定義される直交シーケンスの例は、次表２のとおりである。

図１１は、ＰＨＩＣＨグループがマップされる下りリンクリソース要素位置を示す図である。ＰＨＩＣＨグループは、ＰＨＩＣＨ区間（ｄｕｒａｔｉｏｎ）によって、図１１のように、一つのサブフレーム内で別個の時間領域（すなわち、別個のＯＳ（ＯＦＤＭ Ｓｙｍｂｏｌ））上で構成されてもよい。

（ＰＤＣＣＨ（Ｐｈｙｓｉｃａｌ Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ））
ＰＤＣＣＨで送信される制御情報は、下りリンク制御情報（Ｄｏｗｎｌｉｎｋ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＤＣＩ）フォーマットによって制御情報のサイズ及び用途が異なり、符号化率（ｃｏｄｉｎｇ ｒａｔｅ）によって異なるＰＤＣＣＨのサイズを有することができる。例えば、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で用いられるＤＣＩフォーマットは、次表３のように定義することができる。

上記の表３の上記ＤＣＩフォーマットは各端末別に独立して適用され、一つのサブフレーム内で複数の端末機のＰＤＣＣＨが同時に多重化（ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）されてもよい。多重化された各端末機のＰＤＣＣＨは独立してチャネルコーディングがなされ、ＣＲＣが適用される。各端末の固有の識別子をＰＤＣＣＨのＣＲＣにマスクし、端末機が自身のＰＤＣＣＨチャネルを受信できるように適用することができる。しかし、基本的に、端末は自身のＰＤＣＣＨチャネルの位置を知っておらず、毎サブフレームごとに該当のＤＣＩフォーマットの全ＰＤＣＣＨチャネルに対して、自身のＩＤを有しているＰＤＣＣＨチャネルであるか確認し、該当のＰＤＣＣＨを受信するまでブラインド検出（ｂｌｉｎｄ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）を行わなければならない。このようなＰＤＣＣＨの基本リソース割り当て単位はＣＣＥ（Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｃｈａｎｎｅｌ Ｅｌｅｍｅｎｔ）であり、１個のＣＣＥは９個のＲＥＧで構成される。１個のＰＤＣＣＨは、１個、２個、４個又は８個のＣＣＥで構成されてもよい。各端末機によって構成されたＰＤＣＣＨは、ＣＣＥをＲＥにマップする規則（ＣＣＥ−ｔｏ−ＲＥ ｍａｐｐｉｎｇ ｒｕｌｅ）によって各サブフレームの制御チャネル領域にインターリーブしてマップされる。これは、各サブフレームの制御チャネルのためのＯＦＤＭシンボルの個数、ＰＨＩＣＨグループの個数、送信アンテナ及び周波数シフトなどによって、ＣＣＥのマップされるＲＥ位置が変わってもよい。

（上りリンク再送信）
上りリンク再送信は、前述したＰＨＩＣＨ及びＤＣＩフォーマット０（ＰＵＳＣＨ送信をスケジューリングするＤＣＩフォーマット）で指示することができる。端末がＰＨＩＣＨで以前の（ｐｒｅｖｉｏｕｓ）上りリンク送信に対するＡＣＫ／ＮＡＣＫを受信し、同期式（ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ）非−適応的（ｎｏｎ−ａｄａｐｔｉｖｅ）再送信を行ってもよく、又は端末が基地局からＤＣＩフォーマット０のＰＤＣＣＨで上りリンクグラントを受信し、同期式適応的（ａｄａｐｔｉｖｅ）再送信を行ってもよい。

同期式送信とは、一つのデータパケットを送信した時点（例えば、ｎ番目のサブフレーム）以降のあらかじめ定められた時点（例えば、ｎ＋ｋ番目のサブフレーム）に再送信が行われる方式を意味する（例えば、ｋは４であってもよい。）。ＰＨＩＣＨによる再送信と上りリンクグラントＰＤＣＣＨによる再送信の両方の場合とも、同期式再送信が行われる。

ＰＨＩＣＨによって再送信を行う非−適応的再送信の場合に、以前の送信で用いられた周波数リソース（例えば、物理リソースブロック（ＰＲＢ））領域及び送信方法（例えば、変調技法など）と同じ周波数リソース及び送信方法が再送信に適用される。一方、上りリンクグラントＰＤＣＣＨによって再送信を行う適応的再送信の場合には、上りリンクグラントで指示されるスケジューリング制御情報によって、再送信の行われる周波数リソース及び送信方法が以前の送信と異なるように設定されてもよい。

仮に端末がＰＨＩＣＨを受信すると同時に上りリンクグラントＰＤＣＣＨを受信する場合には、ＰＨＩＣＨは無視し、上りリンクグラントＰＤＣＣＨの制御情報に基づいて上りリンク送信を行うことができる。上りリンクグラントＰＤＣＣＨ（例えば、ＤＣＩフォーマット０）には新規データ指示子（Ｎｅｗ Ｄａｔａ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ；ＮＤＩ）が含まれるが、ＮＤＩビットが、以前に提供されたＮＤＩ値に比べてトグル（ｔｏｇｇｌｅ）された場合には、端末は、以前の送信が成功したと見なし、新しいデータを送信することができる。一方、端末がＰＨＩＣＨで以前の送信に対してＡＣＫを受信しても、ＰＨＩＣＨ受信と同時に又はその後に受信される上りリンクグラントＰＤＣＣＨでＮＤＩ値がトグルされていないと、端末は以前の送信に対するバッファをフラッシュ（ｆｌｕｓｈ）しないように構成される。

（上りリンク送信の構成）
図１２は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式による送信機の構造を示す図である。

送信機に入力されるＮ個のシンボルで構成された一つのブロックは、直列−並列変換器（Ｓｅｒｉａｌ−ｔｏ−Ｐａｒａｌｌｅｌ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）１２０１で並列信号に変換される。並列信号は、Ｎ−ポイントＤＦＴモジュール１２０２で拡散され、拡散された信号は副搬送波マッピングモジュール１２０３によって周波数領域にマップされる。それぞれの副搬送波上の信号はＮ個のシンボルの線形結合（ｌｉｎｅａｒ ｃｏｍｂｉｎａｔｉｏｎ）である。周波数領域にマップされた信号は、Ｍ−ポイントＩＦＦＴモジュール１２０４で時間領域信号に変換される。時間領域信号は、並列−直列変換器１２０５で直列信号に変換され、ＣＰが追加される。Ｎ−ポイントＤＦＴモジュール１２０２のＤＦＴ処理によってＭ−ポイントＩＦＦＴモジュール１２０４のＩＦＦＴ処理の影響がある程度打ち消される。この点から、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式をＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ（ＤＦＴ−ｓｐｒｅａｄ−ＯＦＤＭＡ）方式と称することもできる。また、ＤＦＴモジュール１２０２に入力される信号は低いＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）又はＣＭ（Ｃｕｂｉｃ Ｍｅｔｒｉｃ）を有するが、ＤＦＴ処理された後には高いＰＡＰＲを有し、再び、ＩＦＦＴモジュール１２０４のＩＦＦＴ処理によって出力される信号は低いＰＡＰＲを有することができる。すなわち、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、電力増幅器（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ；ＰＡ）の非線形歪み区間を避けて送信するようにし、送信端の具現費用を節減することができる。

図１３は、ＤＦＴモジュール１２０２から出力された信号が周波数領域にマップされる方式を説明するための図である。図１３に示す２つの方式のいずれか一つを行うことによって、ＳＣ−ＦＤＭＡ送信機から出力される信号が単一搬送波特性（Ｓｉｎｇｌｅ Ｃａｒｒｉｅｒ Ｐｒｏｐｅｒｔｙ）を満たすことができる。図１３（ａ）は、ＤＦＴモジュール１２０２から出力された信号が副搬送波領域の特定部分に限定してマップされる局部マッピング（ｌｏｃａｌｉｚｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）方式を示す。図１３（ｂ）は、ＤＦＴモジュール１２０２から出力された信号が全副搬送波領域に分散してマップされる分散マッピング（ｄｉｓｔｒｉｂｕｔｅｄ ｍａｐｐｉｎｇ）方式を示す。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムでは局部マッピング方式を用いるように定義されている。

図１４は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式による送信信号を復調（ｄｅｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）するための参照信号（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ ｓｉｇｎａｌ；ＲＳ）の送信処理を説明するためのブロック図である。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムでは、データ部分は、時間領域で生成された信号をＦＴ処理によって周波数領域信号に変換して副搬送波マッピングした後にＩＦＦＴ処理して送信するが（図１２参照）、ＲＳは、ＤＦＴ処理を省略し、周波数領域で直接生成して副搬送波上にマッピングした後、ＩＦＦＴ処理及びＣＰ付加をして送信するように定義されている。

図１５は、ＳＣ−ＦＤＭＡ方式によるサブフレーム構造で参照信号（ＲＳ）がマップされるシンボル位置を示す図である。図１５（ａ）は、一般ＣＰの場合、１個のサブフレームで２個のスロットのそれぞれの４番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＲＳが位置することを示している。図１５（ｂ）は、拡張されたＣＰの場合、１個のサブフレームで２個のスロットのそれぞれの３番目のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＲＳが位置することを示している。

図１６乃至図１９を参照して、クラスタ方式のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法について説明する。クラスタ方式のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは、前述したＳＣ−ＦＤＭＡの変形であり、ＤＦＴ処理された信号を複数個のサブブロック（ｓｕｂ−ｂｏｃｋ）に分けた後、周波数領域で離隔した位置にマップする方式である。

図１６は、単一搬送波上におけるクラスタ方式のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法について説明するための図である。例えば、ＤＦＴ出力は、Ｎ_ｓｂ個のサブブロック（サブブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１）に分割することができる。サブブロックを周波数領域にマップする際、サブブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１をいずれも１つの搬送波（例えば、２０ＭＨｚ帯域幅の搬送波）上にマップし、それぞれのサブブロックを周波数領域上で離隔した位置にマップすることができる。また、サブブロックのそれぞれは周波数領域上で局部マップされてもよい。

図１７及び図１８は、多重搬送波上でクラスタ方式のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ技法について説明するための図である。

図１７は、多重搬送波（又は、多重セル（ｃｅｌｌ））が隣接して（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓｌｙ）構成された状況（すなわち、多重搬送波（又は多重セル）のそれぞれの周波数帯域が連続して割り当てられた状況）で、隣接した搬送波の間に副搬送波の間隔が整列（ａｌｉｇｎ）された場合に、１つのＩＦＦＴモジュールを用いて信号を生成できる例を示す図である。例えば、ＤＦＴ出力をＮ_ｓｂ個のサブブロック（サブブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１）で（に）分割することができる。サブブロックを周波数領域にマップする際、サブブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１をそれぞれ構成搬送波＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１上にマップすることができる（それぞれの搬送波（又はセル）は、例えば、２０ＭＨｚ帯域幅を有することができる）。また、サブブロックのそれぞれを周波数領域上で局部マップすることができる。それぞれの搬送波（又はセル）上にマップされたサブブロックを１つのＩＦＦＴモジュールで時間領域の信号に変換させることができる。

図１８は、多重搬送波（又はセル）が非隣接して（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓｌｙ）構成された状況（すなわち、多重搬送波（又は多重セル）のそれぞれの周波数帯域が非連続して割り当てられた状況）で、複数個のＩＦＦＴモジュールを用いて信号を生成する例を示す図である。例えば、ＤＦＴ出力をＮ_ｓｂ個のサブブロック（サブブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１）に分割することができる。サブブロックを周波数領域にマップする際、サブブロック＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１をそれぞれ搬送波（又はセル）＃０乃至＃Ｎ_ｓｂ−１上にマップすることができる（それぞれの搬送波（又はセル）は、例えば、２０ＭＨｚ帯域幅を有することができる）。また、サブブロックのそれぞれを周波数領域上に局部マップすることができる。それぞれの搬送波（又はセル）上にマップされたサブブロックをそれぞれのＩＦＦＴモジュールを用いて時間領域の信号に変換させることができる。

図１６で説明した単一搬送波上におけるクラスタ方式のＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡが搬送波内（ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ）（又はｉｎｔｒａ−ｃｅｌｌ）ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡであるのなら、図１７及び図１８で説明する多重搬送波（又はセル）上におけるＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは搬送波間（ｉｎｔｅｒ−ｃａｒｒｉｅｒ）（又はｉｎｔｅｒ−ｃｅｌｌ）ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡということができる。このような搬送波内ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡと搬送波間ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは互いに置換されてもよい。

図１９は、部分（ｃｈｕｎｋ）単位でＤＦＴ処理、周波数領域マッピング及びＩＦＦＴ処理を行う部分特定ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ（ｃｈｕｎｋ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡ）技法について説明するための図である。部分特定ＤＦＴ−ｓ−ＯＦＤＭＡは、Ｎｘ ＳＣ−ＦＤＭＡと称することもできる。コードブロック分割（ｃｏｄｅ ｂｌｏｃｋ ｓｅｇｍｅｎｔａｔｉｏｎ）された信号を部分（ｃｈｕｎｋ）分割し、それぞれの部分に対してチャネルコーディング及び変調を行う。変調された信号を、図１２で説明したような方式によってＤＦＴ処理、周波数領域マッピング及びＩＦＦＴ処理をし、それぞれのＩＦＦＴからの出力を合算した後、ＣＰを追加することができる。図１９で説明するＮｘ ＳＣ−ＦＤＭＡ方式は、連接する多重搬送波（又は多重セル）又は連接しない多重搬送波（又は多重セル）のいずれにも適用可能である。

（ＭＩＭＯシステムの構造）
図２０は、多重送信アンテナ及び／又は多重受信アンテナを有するＭＩＭＯシステムの基本的なシステム構造を示す図である。図２０のそれぞれのブロックは、ＭＩＭＯ送信に対する送信端及び受信端における機能又は動作を概念的に示すものである。

図２０のチャネルエンコーダは、入力データビットにリダンダンシ（ｒｅｄｕｎｄａｎｃｙ）ビットを付加する動作を行い、これによって、チャネルからの雑音などによる影響を減らすことができる。マッパーは、データビット情報をデータシンボル情報に変換する動作を行う。直列／並列変換器は、直列のデータを並列のデータに変換する動作を行う。多重アンテナエンコーダは、データシンボルを時空間（ｔｉｍｅ−ｓｐａｔｉａｌ）信号に変換する動作を行う。送信端の多重アンテナは、このような時空間信号をチャネルで送信する機能を有し、受信端の多重アンテナは、チャネルで信号を受信する機能を有する。

図２０の多重アンテナデコーダは、受信した時空間信号をそれぞれのデータシンボルに変換する動作を行う。並列／直列変換器は並列信号を直列信号に変換する動作を行う。デマッパーは、データシンボルをデータビット情報に変換する動作を行う。チャネルデコーダでチャネルコードのデコーディング動作を行い、その結果、データを推定（ｅｓｔｉｍａｔｉｏｎ）をすることができる。

前述したようなＭＩＭＯ送受信システムは、空間多重化率によって空間的に１個又は複数個のコードワードを有することができるが、空間的に１個のコードワードを有する場合を単一コードワード（Ｓｉｎｇｌｅ ＣｏｄｅＷｏｒｄ；ＳＣＷ）構造といい、複数個のコードワードを有する場合を多重コードワード（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ ＣｏｄｅＷｏｒｄ；ＭＣＷ）構造という。

図２１（ａ）は、ＳＣＷ構造を有するＭＩＭＯシステムの送信端の機能を示すブロック図であり、図２１（ｂ）は、ＭＣＷ構造を有するＭＩＭＯシステムの送信端の機能を示すブロック図である。

（コードブックベースのプリコーディング技法）
多重アンテナ送信を支援するために、送信情報をそれぞれのアンテナにチャネル状況などに応じ適宜分配するプリコーディング（ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ）を適用することができる。コードブック（Ｃｏｄｅｂｏｏｋ）ベースのプリコーディング技法とは、送信端と受信端でプリコーディング行列の集合をあらかじめ定めておき、受信端が送信端からのチャネル情報を測定し、適切なプリコーディング行列がどれであるか（すなわち、プリコーディング行列インデックス（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ；ＰＭＩ））を送信端にフィードバックし、送信端はＰＭＩに基づいて適切なプリコーディングを信号送信に適用する技法をいう。あらかじめ定めておいたプリコーディング行列集合の中から適切なプリコーディング行列を選択する方式であるため、常に最適のプリコーディングが適用されるわけではないが、実際のチャネル情報に最適であるプリコーディング情報を明示的に（ｅｘｐｌｉｃｉｔｌｙ）フィードバックすることに比べて、フィードバックオーバーヘッドを減らすことができるという長所がある。

図２２は、コードブックベースのプリコーディングの基本概念を説明するための図である。

コードブックベースのプリコーディング方式にしたがう場合、送信端と受信端は、送信ランク、アンテナの個数などによってあらかじめ定められた所定の個数のプリコーディング行列を含むコードブック情報を共有する。すなわち、フィードバック情報が有限である（ｆｉｎｉｔｅ）場合に、プリコーディングベースのコードブック方式を用いることができる。受信端は、受信信号からチャネル状態を測定し、上述したコードブック情報に基づいて有限な個数の好むプリコーディング行列情報（すなわち、該当のプリコーディング行列のインデックス）を送信端にフィードバックすることができる。例えば、受信端ではＭＬ（Ｍａｘｉｍｕｍ Ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ）又はＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ）方式で受信信号を測定し、最適のプリコーディング行列を選択することができる。図２２では、受信端が送信端にプリコーディング行列情報をコードワード別に送信することを示しているが、これに限定される必要はない。

受信端からフィードバック情報を受信した送信端は、受信した情報に基づいてコードブックから特定プリコーディング行列を選択することができる。プリコーディング行列を選択した送信端は、送信ランクに対応する個数のレイヤ信号に選択されたプリコーディング行列を乗じる方式でプリコーディングを行い、プリコーディングの行われた送信信号を複数のアンテナから送信することができる。プリコーディング行列において行（ｒｏｗ）の個数はアンテナの個数と同一であり、列（ｃｏｌｕｍｎ）の個数はランク値と同一である。ランク値はレイヤの個数と同一であるため、列の個数はレイヤの個数と同一である。例えば、送信アンテナの個数が４であり、送信レイヤの個数が２である場合には、プリコーディング行列を４×２行列と構成することができる。プリコーディング行列を介してそれぞれのレイヤで送信される情報をそれぞれのアンテナにマップすることができる。

送信端でプリコーディングして送信された信号を受信した受信端は、送信端でなされたプリコーディングの逆処理を行って受信信号を復元することができる。一般に、プリコーディング行列はＵ＊ＵＨ＝Ｉのようなユニタリ行列（Ｕ）条件を満たすので、上述したプリコーディングの逆処理は、送信端のプリコーディングに用いられたプリコーディング行列（Ｐ）のエルミート（Ｈｅｒｍｉｔ）行列（ＰＨ）を受信信号に乗じる方式によって行うことができる。

例えば、下記の表４は、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で２送信アンテナを用いた下りリンク送信に用いられるコードブックを示すものであり、表５は、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で４送信アンテナを用いた下りリンク送信に用いられるコードブックを示すものである。

上記の表５で、

のように表現される式から構成されるセット

から得られる。このとき、

は、４×４単一行列を表し、

は、表５から与えられる値である。

上記の表４に示すように、２個の送信アンテナに対するコードブックの場合、合計７個のプリコーディングベクトル／行列を有しており、ここで、単一行列は開ループ（ｏｐｅｎ−ｌｏｏｐ）システムのためのものであるから、閉ループ（ｌｏｏｐ）システムのプリコーディングのためのプリコーディングベクトル／行列は合計６個となる。また、上記の表５のような４個の送信アンテナに対するコードブックの場合、合計６４個のプリコーディングベクトル／行列を有している。

上のようなコードブックは、一定モジュラス（Ｃｏｎｓｔａｎｔ ｍｏｄｕｌｕｓ；ＣＭ）特性、ネステッド特性（Ｎｅｓｔｅｄ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）、制限されたアルファベット（Ｃｏｎｓｔｒａｉｎｅｄ ａｌｐｈａｂｅｔ）などの共通した特性を有する。ＣＭ特性は、コードブック内の全プリコーディング行列のそれぞれの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）は‘０’を含まなく、且つ同一の大きさを有するように構成される特性である。ネステッド特性は、低いランクのプリコーディング行列が高いランクのプリコーディング行列の特定列のサブセット（ｓｕｂｓｅｔ）で構成されるように設計されたことを意味する。制限されたアルファベット特性は、コードブック内の全プリコーディング行列のそれぞれの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）が制限されることを意味する。例えば、プリコーディング行列のそれぞれの要素がＢＰＳＫ（Ｂｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）に用いられる要素

にのみ制限されてもよく、ＱＰＳＫ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）に用いられる要素

にのみ制限されてもよく、又は８−ＰＳＫに用いられる要素

にのみ制限されてもよい。上記の表５のコードブックの例示では、コードブック内の全プリコーディング行列のそれぞれの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）のアルファベットが

で構成されるため、制限されたアルファベット特性を有すると表現することができる。

（フィードバックチャネル構造）
基本的に、ＦＤＤシステムにおいて基地局は、下りリンクチャネルに関する情報を知らず、端末機がフィードバックするチャネル情報を下りリンク送信に用いる。既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムでは、ＰＵＣＣＨで下りリンクチャネル情報をフィードバックしたり、又はＰＵＳＣＨで下りリンクチャネル情報をフィードバックすることができる。ＰＵＣＣＨでは周期的（ｐｅｒｉｏｄｉｃ）にチャネル情報をフィードバックし、ＰＵＳＣＨでは基地局の要求に応じて非周期的（ａｐｅｒｉｏｄｉｃ）にチャネル情報をフィードバックする。また、チャネル情報のフィードバックは、割り当てられた全周波数帯域（すなわち、広帯域（ＷｉｄｅＢａｎｄ；ＷＢ））に対するチャネル情報をフィードバックしてもよく、特定個数のＲＢ（すなわち、サブ帯域（ＳｕｂＢａｎｄ；ＳＢ））に対してチャネル情報をフィードバックしてもよい。

（拡張されたアンテナ構成（Ａｎｔｅｎｎａ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ））
図２３は、８送信アンテナを構成する例示である。

図２３（ａ）は、Ｎ個のアンテナがグループ化無しでそれぞれ独立したチャネルを構成する場合を示しており、これを一般に、ＵＬＡ（Ｕｎｉｆｏｒｍ Ｌｉｎｅａｒ Ａｒｒａｙ）と呼ぶ。アンテナの個数が少ない場合にはこのようなＵＬＡ構成を用いることができるが、アンテナの個数が多い場合には、多数のアンテナを互いに空間的に分離して配置して互いに独立したチャネルとするには、送信機及び／又は受信機の空間が不足することがある。

図２３（ｂ）では、２個のアンテナが対をなすＵＬＡ方式のアンテナ構成（Ｐａｉｒｅｄ ＵＬＡ）を示す。このような場合、対をなす２個のアンテナ間には、関連したチャネルを有し、他の対のアンテナとは独立したチャネルを有することができる。

一方、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９において下りリンクで４個の送信アンテナを使用しているのとは違い、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０システムでは下りリンクで８個の送信アンテナを使用することができる。このような拡張されたアンテナ構成を適用するためには、不足した空間に多数の送信アンテナを設置しなければならず、図２３（ａ）及び図２３（ｂ）のようなＵＬＡアンテナ構成は適合しない場合がある。そこで、図２３（ｃ）のように、二重極性（ｄｕａｌ−ｐｏｌｅ）（又は、クロス極性（ｃｒｏｓｓ−ｐｏｌｅ））アンテナ構成を適用することを考慮することができる。このように送信アンテナを構成する場合には、アンテナ間の距離ｄが相対的に短くてもアンテナ相関度を下げて独立したチャネルを構成できるので、高い収率のデータ送信が可能となる。

（コードブック構造（ｃｏｄｅｂｏｏｋ ｓｔｒｕｃｔｕｒｅｓ））
あらかじめ定められた（ｐｒｅ−ｄｅｆｉｎｅｄ）コードブックを送信端と受信端で共有することによって、送信端からのＭＩＭＯ送信に用いられるプリコーディング情報を受信端がフィードバックする上でのオーバーヘッドを下げることができ、効率的なプリコーディングの適用が可能になる。

あらかじめ定められたコードブックを構成する一例示として、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）行列又はウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）行列を用いてプリコーダ行列を構成することができる。又は、位相シフト（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ）行列又は位相シフトダイバーシチ（ｐｈａｓｅ ｓｈｉｆｔ ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）行列などと結合して様々形態のプリコーダを構成することもできる。

ＤＦＴ行列ベースのコードブックを構成するとき、ｎ×ｎ ＤＦＴ行列を次式３のように定義することができる。

上記の式３のＤＦＴ行列は、特定大きさｎに対して一つの行列だけが存在する。したがって、様々なプリコーディング行列を定義し、状況に応じて適切に使用するためには、ＤＦＴｎ行列の回転形態（ｒｏｔａｔｅｄ ｖｅｒｓｉｏｎ）をさらに構成して使用することを考慮することができる。次式４は例示的な回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴｎ行列を示す。

上記の式４のようにＤＦＴ行列を構成する場合、Ｇ個の回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴｎ行列を生成することができ、生成された行列はＤＦＴ行列の特性を満たす。

次に、ハウスホルダーベース（Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ−ｂａｓｅｄ）のコードブック構造について説明する。ハウスホルダーベースのコードブック構造とは、ハウスホルダー行列で構成されるコードブックを意味する。ハウスホルダー行列は、ハウスホルダー変換（Ｈｏｕｓｅｈｏｌｄｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）に用いられる行列であり、ハウスホルダー変換は、線形変換（ｌｉｎｅａｒ ｔｒａｎｓｆｏｒｍａｔｉｏｎ）の一種であり、ＱＲ分解（ＱＲ ｄｅｃｏｍｐｏｓｉｔｉｏｎ）を行うために用いることができる。ＱＲ分解は、ある行列を直交（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ）行列（Ｑ）と上三角行列（ｕｐｐｅｒ ｔｒｉａｎｇｕｌａｒ ｍａｔｒｉｘ）（Ｒ）とに分解することを意味する。上三角行列は、主対角線成分の下の成分がいずれも０である正方行列を意味する。４×４ハウスホルダー行列の例は次式５のとおりである。

ハウスホルダー変換によって、ＣＭ特性を有する４×４ユニタリ行列を生成することができる。上記の表５のような４送信アンテナのためのコードブックのように、ハウスホルダー変換を用いてｎ×ｎプリコーディング行列を生成し、生成されたプリコーディング行列の列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）を用いてｎよりも小さいランク送信のためのプリコーディング行列として用いるように構成することができる。

（多重コードブックベースのプリコーダの生成）
多重アンテナ送信に用いられるプリコーディング動作は、レイヤで送信される信号をアンテナにマップさせる動作と説明することができる。すなわち、Ｘ×Ｙプリコーディング行列によってＹ個の送信レイヤ（又はストリーム）をＸ個の送信アンテナにマップすることができる。

Ｎ_ｔ個の送信アンテナを用いてＲ個のストリーム（すなわち、ランクＲ）を送信する際に用いられるＮ_ｔ×Ｒプリコーディング行列を構成するために、受信端から１つ以上のプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）がフィードバックされ、これを受信して送信端がプリコーダ行列を構成することができる。次式６は、ｎ_ｃ個の行列で構成されるコードブックの一例を示すものである。

上記の式６で、ｋは、特定リソースインデックス（副搬送波インデックス、仮想リソース（ｖｉｒｔｕａｌ ｒｅｓｏｕｒｃｅ）インデックス又はサブ帯域インデックス）を表す。上記の式６は、次式７のような形態で構成されてもよい。

上記の式７で、

を特定複素重み値（ｃｏｍｐｌｅｘ ｗｅｉｇｈｔ）

だけシフトした形態で構成することができる。したがって、

との差を特定複素重み値で表すと、次式８のように表現することができる。

また、上記の式８をクロネッカー積（Ｋｒｏｎｅｋｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）

を用いて次式９のように表現することができる。

クロネッカー積は、任意の大きさの２個の行列に対する演算であり、クロネッカー積演算の結果からブロック行列を得ることができる。例えば、ｍ×ｎ行列Ａとｐ×ｑ行列Ｂとのクロネッカー積

は、次式１０のように表現することができる。式１０で、ａ_ｍｎは行列Ａの要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を表し、ｂ_ｐｑは行列Ｂの要素を表す。

上記の式９で、プリコーディングの部分行列である

は独立して受信端からフィードバックされてもよく、送信端はそれぞれのフィードバック情報を用いて上記の式８又は式９のようにプリコーダを構成して使用することができる。上記の式８又は式９のような形態を適用する場合、

は、常に２×１ベクトルの形態で構成され、次式１１のようにコードブックの形態で構成されてもよい。

上記の式１１で、Ｎは、コードブックが有しているプリコーディングベクトルの全個数を表し、ｉはベクトルのインデックスとして用いることができる。フィードバックオーバーヘッドを最小化しながら適切な性能を得るために、ｉを２，４又は８と定めて使用することができる。また、

は、４送信アンテナのためのコードブック又は２送信アンテナのためのコードブックなどとして構成することができるが、これに対して、上記の表４又は表５のコードブック（３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９で定義される２個又は４個の送信アンテナのためのコードブック）を用いることができ、回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴの形態で構成してもよい。
また、

行列を２×２行列の形態で用いることもできる。次式１２は、

行列に対する一例を示すものである。

上記の式１２のように構成する場合、

コードブックの最大ランクがＲであるとき、２Ｒのランクまでコードブックを設計することができる。例えば、

として上記の表４のコードブックを用いる場合、上記の式９によれば、最大ランクとして４（Ｒ＝４）まで用いることができる。一方、上記の式１２によれば、最大ランクとして８（２Ｒ＝８）まで用いることができる。したがって、８個の送信アンテナを構成するシステムで８×８送信が可能となるようにプリコーダを構成することができる。このとき、

は、次式１３のようなコードブックの形態で構成することができる。

上記の式９及び式１２のプリコーダ構成方法は、それぞれのランクにしたがって別々に適用することができる。例えば、上記の式９の方式はランク４以下

の場合に用いられ、上記の式１２の方式はランク５以上

の場合に用いられるようにすることができる。又は、上記の式９の方式はランク１

の場合にのみ用いられ、残り

の場合には上記の式１２の方式が用いられるようにしてもよい。上記の式９及び上記の式１２に関して説明したＷとＰは、次表６のような特性を有するようにフィードバックされてもよい。

次に、ネステッド特性（ｎｅｓｔｅｄ ｐｒｏｐｅｒｔｙ）を有する多重コードブックベースのプリコーダについて説明する。

上記の式９及び式１２の方式のいずれかを適宜用いてコードブックを構成することができる。しかし、状況によっては、両方式の組合せを用いないとプリコーダの構成が不可能なこともある。このような問題を解決するために、次式１４のようにプリコーダを構成して使用することができる。

上記の式１４から得られた

を用いて、ランク値が送信アンテナの個数と同じ場合（Ｒ＝Ｎ_ｔ）のためのプリコーダを構成し、構成されたプリコーダの列サブセット（ｃｏｌｕｍｎ ｓｕｂｓｅｔ）を下位ランクのためのプリコーダとして用いることができる。このような方式でプリコーダを構成する場合、ネステッド特性を満たすので、ＣＱＩ計算を簡単にさせることができる。上記の式１４で、

は、Ｒ＝Ｎ_ｔである場合のプリコーダを表す。このような場合、例えば、Ｒ＝２に対するプリコーダは、

の０番目及び２番目の列で構成されるサブセットが用いられてもよく、これを

のように表現することができる。ここで、

は、回転（ｒｏｔａｔｅｄ）ＤＦＴ行列又は他の形態のコードブックで構成することができる。

一方、開ループ環境でダイバーシチ利得を高めるために、前述した方式で構成されたプリコーダに基づいて、特定リソースにしたがって別々のプリコーダを使用し、ビームダイバーシチ利得を極大化することができる。例えば、上記の式９の方式によるプリコーダを用いる場合に、特定リソースにしたがってプリコーダを適用する方式を、次式１５のように表現することができる。

上記の式１５で、ｋは、特定リソース領域を表す。特定リソース領域ｋに対するプリコーディング行列は、上記の式１５のようにモジューロ演算（ｍｏｄｕｌｏ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ）によって決定され、ここで、

はそれぞれ、Ｗ行列とＰ行列のためのコードブックの大きさを表してもよく、それぞれのサブセットを表してもよい。

上記の式１５のように、両行列とも循環（ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用すると、ダイバーシチ利得を極大化させることはできるが、複雑度が増加しうる。したがって、特定行列は長期間（ｌｏｎｇ−ｔｅｒｍ）で循環（ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用し、他の行列は短期間（ｓｈｏｒｔ−ｔｅｒｍ）で循環（ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用するように設定することもできる。

例えば、Ｗ行列は物理リソースブロックインデックス（ＰＲＢ ｉｎｄｅｘ）によってモジューロ演算を行い、Ｐ行列はサブフレームインデックス（ｓｕｂｆｒａｍｅ ｉｎｄｅｘ）によってモジューロ演算を行うように構成することができる。又は、Ｗ行列はサブフレームインデックスによってモジューロ演算を行い、Ｐ行列は物理リソースブロックインデックスによってモジューロ演算を行うように構成してもよい。

他の例として、Ｗ行列はＰＲＢインデックスによってモジューロ演算を行い、Ｐ行列はサブ帯域インデックス（ｓｕｂｂａｎｄ ｉｎｄｅｘ）によってモジューロ演算を行うように構成することができる。又は、Ｗ行列はサブ帯域インデックスによってモジューロ演算を行い、Ｐ行列はＰＲＢインデックスによってモジューロ演算を行うように構成してもよい。

また、両行列のいずれか一行列にのみモジューロ演算を用いたプリコーダ循環（ｐｒｅｃｏｄｅｒ ｃｙｃｌｉｎｇ）を適用し、他の行列は固定のものを使用してもよい。

（８送信アンテナのためのコードブック構成）
拡張されたアンテナ構成（例えば、８送信アンテナ）を有する３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０システムにおいて、既存の３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９システムで用いられたフィードバック方式を拡張して適用することができる。例えば、ＲＩ（Ｒａｎｋ Ｉｎｄｉｃａｔｏｒ）、ＰＭＩ（Ｐｒｅｃｏｄｉｎｇ Ｍａｔｒｉｘ Ｉｎｄｅｘ）、ＣＱＩ（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ）などのチャネル状態情報（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ；ＣＳＩ）をフィードバックすることができる。以下では、拡張されたアンテナ構成を支援するシステムで利用可能な二重プリコーダ（ｄｕａｌ ｐｒｅｃｏｄｅｒ）ベースのフィードバックコードブックを設計する方案について説明する。二重プリコーダベースフィードバックコードブックにおいて、送信端のＭＩＭＯ送信に用いられるプリコーダを示すために、受信端はプリコーディング行列インデックス（ＰＭＩ）を送信端に送信することができるが、このとき、２つの別個のＰＭＩの組合せによってプリコーディング行列を示すことができる。すなわち、受信端は送信端に２個の異なるＰＭＩ（すなわち、第１のＰＭＩ及び第２のＰＭＩ）を送信端にフィードバックし、送信端は第１及び第２のＰＭＩの組合せによって示されるプリコーディング行列を決定し、それをＭＩＭＯ送信に適用することができる。

二重プリコーダベースフィードバックコードブック設計において、８送信アンテナＭＩＭＯ送信、単一ユーザ−ＭＩＭＯ（Ｓｉｎｇｌｅ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ；ＳＵ−ＭＩＭＯ）及び多重ユーザ−ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｕｓｅｒ−ＭＩＭＯ；ＭＵ−ＭＩＭＯ）支援、様々なアンテナ構成に対する適合性、コードブック設計基準、コードブックの大きさなどを考慮することができる。

８送信アンテナＭＩＭＯ送信に適用されるコードブックとして、ランク２よりも大きい場合にはＳＵ−ＭＩＭＯのみを支援し、ランク２以下ではＳＵ−ＭＩＭＯ及びＭＵ−ＭＩＭＯの両方に最適化され、様々なアンテナ構成に適合するようにフィードバックコードブックを設計することを考慮することができる。

ＭＵ−ＭＩＭＯの場合に、ＭＵ−ＭＩＭＯに参加する端末が相関領域（ｃｏｒｒｅｌａｔｉｏｎ ｄｏｍａｉｎ）で区別されるように（ｓｅｐａｒａｔｅｄ）することが好ましい。したがって、ＭＵ−ＭＩＭＯのためのコードブックは、高い相関を有するチャネルで正しく動作するように設計される必要がある。ＤＦＴベクトルは高い相関を有するチャネルで良好な性能を提供するので、ランク−２までのコードブック集合にＤＦＴベクトルを含めることを考慮することができる。また、多い空間チャネルを生成し得る高い散乱伝搬（ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ ｐｒｏｐａｇａｔｉｏｎ）環境（例えば、反射波が多い屋内（ｉｎｄｏｏｒ）環境など）では、ＭＩＭＯ送信方式としてＳＵ−ＭＩＭＯ動作の方がより適合であろう。したがって、ランク−２よりも大きいランクのためのコードブックは、多重レイヤを区別する性能が良好となるように設計することを考慮することができる。

ＭＩＭＯ送信のためのプリコーダ設計において、一つのプリコーダ構造が様々なアンテナ構成（低い相関、高い相関、クロス極性などのアンテナ構成）に対して良好な性能を有するようにすることが好ましい。８個の送信アンテナの配置において、低い相関アンテナ構成として４λアンテナ間隔を有するクロス−極性アレイが構成されたり、高い相関アンテナ構成として０．５λアンテナ間隔を有するＵＬＡが構成されたり、クロス極性アンテナ構成として０．５λアンテナ間隔を有するクロス極性アレイが構成されてもよい。ＤＦＴベースコードブック構造は、高い相関アンテナ構成に対して良好な性能を提供することができる。一方、クロス極性アンテナ構成に対してはブロック対角行列（ｂｌｏｃｋ ｄｉａｇｏｎａｌ ｍａｔｒｉｘ）の方がより適合であろう。したがって、８送信アンテナのためのコードブックに対角行列が導入される場合に、全てのアンテナ構成に対して良好な性能を提供するコードブックを構成することができる。

コードブック設計基準は、前述したように、ユニタリコードブック、ＣＭ特性、制限されたアルファベット、適切なコードブックサイズ、ネステッド特性などを満たすようにする。これは、３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−８／９コードブック設計に対して適用されたものであり、拡張されたアンテナ構成を支援する３ＧＰＰ ＬＴＥリリース−１０コードブック設計に対してもこのようなコードブック設計基準を適用することを考慮することができる。

コードブックサイズと関連して、８送信アンテナを用いる長所を十分に支援するためにはコードブックサイズが増加されなければならない。低い相関を有する環境で８送信アンテナから十分のプリコーディング利得を得るためには、大きいサイズのコードブック（例えば、ランク１及びランク２に対して４ビットを超えるサイズのコードブック）が要求されればよい。高い相関を有する環境ではプリコーディング利得を得るためには４ビットサイズのコードブックで十分であろう。しかし、ＭＵ−ＭＩＭＯの多重化利得を達成するためには、ランク１及びランク２のためのコードブックサイズを増加させることができる。

以下、前述した事項に基づいて、８送信アンテナのためのコードブックの一般的な構造について説明する。

（コードブック構造（１））
多重−単位（ｍｕｌｔｉ−ｇｒａｎｕｌａｒ）フィードバックの適用において、８送信アンテナのためのコードブックを２個の基底行列（ｂａｓｅ ｍａｔｒｉｘ）の組合せによって構成する方案と関連して、内積（ｉｎｎｅｒ ｐｒｏｄｕｃｔ）を用いて２個の基底行列の組合せを構成する方案について説明する。

まず、２個の基底行列の内積を用いる形態を、次式１６のように示すことができる。

８送信アンテナのためのコードブックが内積の形態で表現される場合に、第１基底行列を、共通極性（ｃｏ−ｐｏｌａｒｉｚｅｄ）アンテナグループのために、次式１７のように対角行列で表現することができる。

また、第２基底行列が極性間の相対的な位相を調節（ａｄｊｕｓｔ）するために用いられる場合に、このような第２基底行列は単位行列（ｉｄｅｎｔｉｔｙ ｍａｔｒｉｘ）で表現されてもよい。８送信アンテナのためのコードブックの上位ランクに対して、第２基底行列を次式１８のように表現することができる。式１８で、第２基底行列の１番目の行（ｒｏｗ）の係数１と２番目の係数ａ又は−ａとの関係は、直交極性（ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎｓ）間の相対的な位相（ｒｅｌａｔｉｖｅ ｐｈａｓｅ）の調節（ａｄｊｕｓｔ）を反映することができる。

これによって、８送信アンテナのためのコードブックを、第１基底行列及び第２基底行列の内積を用いて、次式１９のように表現することができる。

上記の式１９のように内積を用いて表現したコードブックを、次式２０のようにクロネッカー積を用いて簡単に表現することができる。

ここで、コードブックＷに含まれるプリコーディング行列は、４＊２個の行及びＮ＊Ｍ個の列を有する。したがって、８送信アンテナ及びＮ＊Ｍランクの送信に対するコードブックとして用いることができる。例えば、８送信アンテナ及びランクＲの送信のためのプリコーディングコードブックを構成する場合に、Ｗ_２が２×Ｍで構成されると、Ｗ１に対するＮ値はＲ／Ｍとなる。例えば、８送信アンテナ及びランク４の送信のためのプリコーディングコードブックを構成する場合に、Ｗ_２が２×２（すなわち、Ｍ＝２）行列（例えば、上記の式１３の行列）で構成されると、Ｗ_１には４×２（すなわち、Ｎ＝Ｒ／Ｍ＝４／２＝２）行列（例えば、ＤＦＴ行列）を適用することができる。

（コードブック構造（２））
８送信アンテナのためのコードブックを２個の基底行列（ｂａｓｅ ｍａｔｒｉｘ）の組合せによって構成する他の方案について説明する。２個の基底行列をＷ１及びＷ２とすれば、コードブックを構成するプリコーディング行列ＷがＷ１＊Ｗ２の形態と定義されてもよい。ランク１乃至８に対してＷ１は、

のようなブロック対角行列の形態を有することができる。

ランク１乃至４に対して、ブロック対角行列Ｗ１のブロックに該当するＸを、４×Ｎｂサイズの行列で構成することができる。また、Ｘに対して１６個の４Ｔｘ ＤＦＴビームを定義することができ、ビームインデックスは０，１，２，．．．，１５と与えられてもよい。それぞれのＷ１に対して、隣接した（ａｄｊａｃｅｎｔ）重なる（ｏｖｅｒｌａｐｐｉｎｇ）ビームを、周波数−選択的なプリコーディングにおいて境界効果（ｅｄｇｅ ｅｆｆｅｃｔ）を減少させるために用いることができる。これによって、同一の又は別個のＷ２に対して同一のＷ１を用いてコードブックを構成しても、複数のサブ帯域に対して最適の性能を保障することができる。

ランク１及び２に対してブロック対角行列Ｗ１のブロックに該当するＸを、Ａ４×４（すなわち、Ｎｂ＝４）サイズの行列で構成することができる。ランク１及びランク２のそれぞれに対して８個のＷ１行列を定義することができ、一つのＷ１は隣接したＷ１と重なるビームを含むことができる。ビームインデックスが０，１，２，．．．，１５と与えられる場合に、例えば、｛０，１，２，３｝、｛２，３，４，５｝、｛４，５，６，７｝、｛６，７，８，９｝、｛８，９，１０，１１｝、｛１０，１１，１２，１３｝、｛１２，１３，１４，１５｝、｛１４，１５，０，１｝のように、隣接したＷ１行列と一部のビームが重なる８個のＷ１行列を構成することができる。例えば、ランク１及び２に対するＷ１コードブックを次の式２１のように定義することができる。

上記の式２１で、ブロック対角行列Ｗ１^（ｎ）のブロックに該当するＸ^（ｎ）が定義され、８個の別個のＷ１でＷ１コードブック（ＣＢ１）を構成することができる。

また、Ｗ２の選択及び共通の位相成分を考慮すれば、ランク１に対しては４つの異なる行列の選択が可能であり、４つの異なるＱＰＳＫ共通位相を適用できるため、合計１６個のＷ２行列を定義することができる。例えば、ランク１に対するＷ２コードブック（ＣＢ_２）を、次の式２２のように構成することができる。

ランク２に対しては４つの異なる行列の選択が可能であり、２つの異なるＱＰＳＫ共通位相を適用できるため、合計８個のＷ２行列を定義することができる。例えば、ランク２に対するＷ２コードブックを次の式２３のように定義することができる。

次に、ランク３及び４に対して、ブロック対角行列Ｗ１のブロックに該当するＸが４×８（すなわち、Ｎｂ＝８）サイズの行列で構成されてもよい。ランク３及びランク４のそれぞれに対して４個のＷ１行列が定義されてもよく、一つのＷ１は、隣接したＷ１と重なるビームを含むことができる。ビームインデックスが０，１，２，．．．，１５と与えられる場合に、例えば、｛０，１，２，…，７｝、｛４，５，６，…，１１｝、｛８，９，１０，…，１５｝、｛１２，…，１５，０，…，３｝のように、隣接したＷ１行列と一部のビームが重なる４個のＷ１行列を構成することができる。例えば、ランク３及び４に対するＷ１コードブックを、次の式２４のように定義することができる。

上記の式２４で、ブロック対角行列Ｗ１^（ｎ）のブロックに該当するＸ^（ｎ）が定義され、４個の異なるＷ１でＷ１コードブック（ＣＢ１）が構成されてもよい。

また、Ｗ２の選択及び共通の位相成分を考慮すれば、ランク３に対しては８つの異なる行列の選択が可能であり、２つの異なるＱＰＳＫ共通位相を適用できるため、合計１６個のＷ２行列を定義することができる。例えば、ランク３に対するＷ２コードブックを次の式２５のように定義することができる。

上記の式２５で、ｅ_ｎは、８×１ベクトルであって、ｎ番目の要素が１の値を有し、残りの要素は０値である選択ベクトルを意味する。

ランク４に対しては４つのの異なる行列の選択が可能であり、２つの異なるＱＰＳＫ共通位相を適用できるため、合計８個のＷ２行列を定義することができる。例えば、ランク４に対するＷ２コードブック及びＷ１コードブックを、次の式２６のように定義することができる。

次に、ランク５乃至８に対して、ブロック対角行列Ｗ１のブロックに該当するＸを４×４サイズのＤＦＴ行列で構成することができ、一つのＷ１行列を定義することができる。Ｗ２は、

行列と固定の８×ｒサイズの列選択行列との積と定義することができる。ランク５に対して４つの異なる行列の選択が可能であり、４個のＷ２行列を定義することができる。ランク６に対して４つの異なる行列の選択が可能であり、４個のＷ２行列を定義することができる。ランク７に対して１つの行列及びランク８に対して１つの行列を選択できるため、ランク７及び８のそれぞれに対して一つのＷ２行列を定義することができる。ここで、

行列は、それぞれの送信レイヤに対する全極性グループが同一に用いられるようにするために導入されたものであり、散乱（ｓｃａｔｔｅｒｉｎｇ）がより一層多い空間チャネルを有する高いランクの送信に対して良好な性能を期待することができる。ここで、Ｉは単位行列を意味する。

例えば、ランク５乃至８に対するＷ１コードブック及びＷ２コードブックを次の式２７のように定義することができる。

上記の式２７で、ランク５乃至８に対するＷ１コードブックは一つのＷ１行列のみで構成される。ランク５乃至８に対するＷ２コードブックで、Ｉ_４は、４×４サイズの単位行列を意味する。上記の式２７で、Ｙ行列を、例えば、次の式２８乃至３１のように定義すことができる。

ランク５に対するＹ行列は、次の式２８のように定義することができる。

ランク６に対するＹ行列は、次の式２８のように定義することができる。

ランク７に対するＹ行列は、次の式２８のように定義することができる。

ランク８に対するＹ行列は、次の式２８のように定義することができる。

上記の式３１で、Ｉ_８は８×８サイズの単位行列を意味する。

前述したように、ランク１乃至８のそれぞれに対して定義し得るＷ１の個数を全て合算すると、８＋８＋４＋４＋１＋１＋１＋１＝２８となる。

本発明では、２次元能動アンテナシステム（２ ｄｉｍｅｎｓｉｏｎａｌ ａｃｔｉｖｅ ａｎｔｅｎｎａ ｓｙｓｔｅｍ：２Ｄ−ＡＡＳ）が設置された３Ｄ ＭＩＭＯシステムに基づいて、ＵＥの効率的なハンドオーバーのために、サービングセルが、周辺の２Ｄ−ＡＡＳが設置された基地局に、ＵＥのＳＲＳに対するリソース割り当て情報とＵＥの位置情報を送る技術に関する発明である。

ＬＴＥ Ｒｅｌ−１２以降に能動アンテナシステム（ＡＡＳ）を活用したアンテナシステムを導入しようとしている。ＡＡＳは、それぞれのアンテナが能動回路を含む能動アンテナで構成されており、状況に応じてアンテナパターンを変化させることによって、干渉を減らしたり、ビームフォーミングを行うために一層効率よく応用することができる。

図２４は、多次元能動アンテナシステムを説明するための参考図である。例えば、２Ｄ−ＡＡＳは、図２４のように、アンテナを垂直方向と水平方向に設置し、多量のアンテナシステムを構築するものと予測される。

このようなＡＡＳを２次元に構築（２Ｄ−ＡＡＳ）すると、アンテナパターンの側面でアンテナのメインローブ（ｍａｉｎ ｌｏｂｅ）を既存の水平面だけでなく垂直面でもビーム方向調節が可能であり、３次元的に一層効率よくビーム適応（ｂｅａｍ ａｄａｐｔａｔｉｏｎ）が可能となり、これに基づいて、ＵＥの位置によってより積極的に送信ビームを変化させることが可能である。

上記の２Ｄ−ＡＡＳが導入される場合、ハンドオーバーのために、ＵＥはＲＳＲＰ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｐｏｗｅｒ）を計算する。このとき、ＣＲＳを用いてＲＳＲＰを計算するが、ＣＲＳは、オーバーヘッド（ｏｖｅｒｈｅａｄ）の問題から全アンテナポートを使用するわけではないだろう。

例えば、図２４のように６４個のアンテナポートがある場合、それぞれ垂直方向の８個のアンテナポートには、一定の垂直方向のビームを適用した重み値（ｗｅｉｇｈｔ）を適用する。そして、このようにまとめられた８個の水平方向のアンテナポートの一部がＣＲＳとしてＵＥに送信される可能性が高い。その理由は、６４個のアンテナポートで全てＣＲＳを送信すると、そのオーバーヘッド（ｏｖｅｒｈｅａｄ）が大きすぎるためである。

図２５は、２Ｄ−ＡＡＳアンテナを用いる場合のＣＲＳ送信を説明するための参考図である。図２５を参照してより具体的に説明する。図２５で、ＵＥは、４個のアンテナを有するサービングセルに近接して位置し、隣接セル（ｎｅｉｇｈｂｏｒ ｃｅｌｌ）には、垂直、水平方向にそれぞれ６個のアンテナ要素（ｅｌｅｍｅｎｔ）を有し、合計３６個のアンテナ要素を有する２Ｄ−ＡＡＳアンテナ基地局がある。

ここで、図２５のＵＥは、自身のセルと隣接セルとのＲＳＲＰを比較し、ハンドオーバーをする。仮に、隣接セルが上述のＣＲＳオーバーヘッド（ＣＲＳ ｏｖｅｒｈｅａｄ）の問題から、１つのビーム方向であるビームＢをＣＲＳビームとして用いる場合、ＵＥは、隣接セルのビームＣを受信できるにもかかわらず、誤ったＲＳＲＰによってハンドオーバーをしない可能性が高い。また、仮にこのような特定ビーム方向を有しているＣＲＳの問題を解決するために、垂直方向のアンテナに重み（ｗｅｉｇｈｔ）を付けず、垂直方向のアンテナ１個の要素にＣＲＳビームを乗せると、ビームＡのように厚いビームが形成され、ビームのパワーが全体的にが弱くなる。したがって、ＵＥは、隣接セルのビームＣを受信できるにもかかわらず、それを考慮しないでハンドオーバーを決定することになる。さらに、これを解決するために、複数のＣＲＳビーム又はＣＳＩ−ＲＳビームを用いることもできるが、増えた参照信号（ＲＳ）送信に対するオーバーヘッド（ｏｖｅｒｈｅａｄ）が発生しうる。

そこで、本発明では、このような２Ｄ−ＡＡＳを含む基地局が設置される場合、不正確となったＣＲＳベースハンドオーバー（ＣＲＳ ｂａｓｅｄ ｈａｎｄｏｖｅｒ）を改善するための新しいハンドオーバー方法を提案する。

図２６は、本発明の一実施例を説明するための参照図である。図２６を参照して本発明を説明する。

Ｓ２６０１段階で、サービングセルは、（サービングセル内に位置した）少なくとも一つのＵＥにＳＲＳ設定（ＳＲＳ Ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅ）する。

Ｓ２６０３段階で、サービングセルは、ＳＲＳを設定（ｃｏｎｆｉｇｕｒｅ）したＵＥのＳＲＳ設定（例えば、ＳＲＳが割り当てられたリソース情報）を、隣接セルにシグナルする。この時、ＵＥの位置情報が併せてシグナルされてもよい。

すなわち、サービングセルは、設定されたＳＲＳ情報とＵＥの位置情報を隣接セルに送信できるが、隣接セルが主にＲＳＲＰが不正確となる可能性の高い２Ｄ−ＡＡＳが搭載された基地局である場合にのみ送信してもよい。

また、サービングセルは、ある程度ＵＥの位置を推定し得る情報を共に送信するが、これは、ｉ）該当のＵＥとサービングセル間にチャネルに対するＰＭＩ情報／重み値（ｗｅｉｇｈｔ）情報、又はｉｉ）サービングセルが２Ｄ−ＡＡＳが搭載された場合、垂直方向のアンテナに対するＰＭＩ情報／重み値情報である。又はｉｉｉ）ＵＥのＧＰＳ情報、或いはｉＶ）サービングセル内にＵＥが現在位置すると予想される領域情報であってもよい。このような情報は、サービングセルとＵＥ間の位置を概略的に示すことによって、隣接セルにとって、そのＵＥが概略的にある程度の位置にいるかを推定できるようにする。さらに、上記情報は、隣接セルがＵＥのＳＲＳを受信する時、より正確なＲＳＲＰのために受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ）を適用するときに用いてもよい。

Ｓ２６０５段階で、隣接セルはＵＥのＳＲＳを受信するが、この時、隣接セルは、Ｓ２６０３段階で受信したＵＥの位置情報を用いて、ＵＥのＳＲＳを極力効率よく受信できる受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ）を用いてＵＥのＳＲＳを受信することができる。

すなわち、Ｓ２６０５段階では、Ｓ２６０３段階で送信されたＵＥのＳＲＳリソース設定（ＳＲＳ ｒｅｓｏｕｒｃｅ ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を用いて隣接セルがＵＥのＳＲＳを受信する。この時、隣接セルは、サービングセルが送信したＵＥの位置情報のための垂直／水平方向のＰＭＩ情報や重み値情報、ＧＰＳ情報又はＵＥの領域情報によって、受信重み値を適用し、ＵＥのＲＳＲＰを極力正確に推定する。これによって、隣接セルは、受信重み値が適用されたＳＲＳに基づくＲＳＲＰを推定する。

仮に、このようなＵＥの位置情報のための垂直／水平方向のＰＭＩ情報や重み値（ｗｅｉｇｈｔ）情報、ＧＰＳ情報又はＵＥの領域情報をサービングセルが送信しない場合、隣接セルは、サービングセルが全体的にカバー（ｃｏｖｅｒ）する領域を推定し、受信重み値を適用することもできる。

Ｓ２６０７段階で、隣接セルはＳ２６０５段階で受信重み値が適用されたＳＲＳに基づくＲＳＲＰを、サービングセルに送信する。

Ｓ２６０７段階では、Ｓ２６０５段階で受信重み値が適用されて受信されたＳＲＳベースのＲＳＲＰをサービングセルに送信する。ここで、本発明によれば、ＲＳＲＰの代わりにＲＳＲＱ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｑｕａｌｉｔｙ）が用いられてもよく、ＲＳＲＱはＲＳＲＰに比べて全体受信信号強度（ｔｏｔａｌ ｒｅｃｅｉｖｅｄ ｓｉｇｎａｌ ｓｔｒｅｎｇｔｈ）が考慮されるため、サービングセルはチャネル状況をより具体的に把握できるという長所がある。

Ｓ２６０９段階で、サービングセルは、Ｓ２６０７段階で受信重み値が適用されたＳＲＳベースのＲＳＲＰを基準に、上記一部のＵＥの中から、ハンドオーバーを行う特定ＵＥを決定し、決定された特定ＵＥにハンドオーバーを行うことを指示する。

例えば、サービングｅＮＢ（ｓｅｒｖｉｎｇ ｅＮＢ）は、サービングセルで測定したＳＲＳベースＲＳＲＰと隣接セルで測定したＳＲＳベースＲＳＲＰとを比較し、隣接セルで測定したＲＳＲＰが一定レベル以上高いと、ハンドオーバーが必要だと判断できる。

本発明では、Ｓ２６０９過程でハンドオーバーが発生すると仮定したが、上りリンク（ｕｐｌｉｎｋ）と下りリンク（ｄｏｗｎｌｉｎｋ）がチャネル間において異なる場合があり、干渉（ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）環境も異なる場合がある。したがって、Ｓ２６０９でハンドオーバーが決定されるとしても、追加の確認手順が必要とされる場合がある。このような確認手順のために、ハンドオーバーの対象として決定されたセルは、ハンドオーバーを行うように決定されたＵＥに、Ｓ２６０５段階で求めた受信重みベクトル（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）を用いてプリコーディングしたＣＳＩ−ＲＳを送信する。そのために、サービングｅＮＢ（ｓｅｒｖｉｎｇ ｅＮＢ）は、それぞれのセルに対するＣＳＩ−ＲＳ設定（例、設定インデックス（ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ ｉｎｄｅｘ）、送信周期など）をＵＥにシグナルし、測定（ｍｅａｓｕｒｅｍｅｎｔ）を行うことを要求することができる。ここで、ＣＳＩ−ＲＳは、サービングセルが自身のためのＣＳＩ−ＲＳと隣接セルのためのＣＳＩ−ＲＳを設定し、隣接セルとサービングセルは各自のＣＳＩ−ＲＳリソースで各自のプリコーディングが適用されたＣＳＩ−ＲＳを送信することができる。

ハンドオーバー確認のためのＣＳＩ−ＲＳを受信したＵＥは、受信したビームに基づいて、ハンドオーバーが適切であるか否かを決定し、それをサービングセルに報告したり、サービングセルに確認メッセージを送信することができる。例えば、各ＣＳＩ−ＲＳに対するＲＳＲＰを比較し、その差が一定レベル以上である場合、ハンドオーバーを確認（ｃｏｎｆｉｒｍ）することができ、この差が一定レベル以下であるか又は絶対的に特定数値以下（例えば、通信が難しい程度）である場合、当該ハンドオーバー命令（ｈａｎｄｏｖｅｒ ｃｏｍｍａｎｄ）を拒否してもよい。

したがって、本発明によれば、Ｓ２６０５段階でＵＥの受信強度（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｐｏｗｅｒ）をより正確に測定でき、これを反映してＳＲＳベースのＲＳＲＰが測定され、既存のＲＳＲＰに比べてより正確なハンドオーバーが可能となる。

以下、本発明のＳ２６０３段階及びＳ２６０５段階で、隣接セルが受信重み値を決定する方案についてより具体的に説明する。

Ｓ２６０３段階で、サービングセルは隣接セルに、ｉ）ＵＥの水平方向のアンテナに対する重み値（ｗｅｉｇｈｔ）／ＰＭＩ情報、ｉｉ）ＵＥの垂直方向のアンテナに対する重み値／ＰＭＩ情報、ｉｉｉ）ＵＥのＧＰＳ情報、ｉＶ）ＵＥのＧＰＳ情報、Ｖ）ＵＥの位置情報不存在（ｎｕｌｌ）のうち、少なくとも一つに関する情報を受信することができる。

まず、サービングセルがＵＥの水平方向の重み値／ＰＭＩ情報を知らせる場合を説明する。例えば、サービングセルがＵＥの水平方向の重み値／ＰＭＩ情報を知らせると仮定し、これは常にランク（ｒａｎｋ）１のときの情報であると仮定する。サービングセルは、それぞれのＵＥに対するランク１を仮定した重み値／ＰＭＩ情報を保存しているか否かが不確実であるため、ランク１を仮定した重み値／ＰＭＩ情報をＵＥに別途に要求してもよい。このとき、サービングセルは、全ＵＥに対して重み値／ＰＭＩ情報を要求してもよいが、あらかじめ保存された重み値／ＰＭＩ情報が存在するか否か確認し、重み値／ＰＭＩ情報が保存されていないＵＥに対してのみ重み値／ＰＭＩ情報を要求することによってシグナリングオーバーヘッドを減少させてもよい。

図２７及び図２８は、本発明によって隣接セルがサービングセルのビームフォーミング状態を推定する場合を説明するための参照図である。

図２７を参照すると、ＵＥは、サービングセルとＵＥとの間でビームＳ３を重みベクトル（ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）／ＰＭＩとして用いる可能性が高い。図２７では、サービングセルが４個のＰＭＩをもって運営し、それぞれのＰＭＩは、ビームＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４を生成すると仮定する。このとき、Ｓ２６０５過程でサービングセルはＵＥのためにビームＳ３に関するＰＭＩ情報を隣接セルに知らせる。隣接セルは、受信したビームＳ３に関する情報から、現在サービングセルがビームＳ３によってＵＥに最も良いビームを形成することが分かる。

さらに、図２８を参照すると、隣接セルは、図２８でサービングセルの各ビームがどの領域を多く照らしているかを推定できる。ＰＭＩを用いた図２８に現れたＳｉ（すなわち、Ｓ１乃至Ｓ４）のような領域に関する情報は、サービングセルの基地局の高さ、サービングセルのアンテナ要素間の長さ、又はアンテナポート間の長さによって異なるだろう。したがって、サービングセルのビームが照らしている領域は、各基地局同士が事前に共有していると仮定する。

また、それぞれの領域の重心の位置を基地局間に事前に知っていると仮定し、これを、各ビームＳｉ（ここで、ｉは領域インデックス）が照らす領域ごとに

と定義する。

は、それぞれ照らす領域の重心のｘ，ｙ，ｚ座標であるとする。サービングセルは、このような

情報を、ＰＭＩ／重み値情報の代わりに隣接セルに送ってもよい。

隣接セルは、この時の

情報と自身（すなわち、隣接セル）の基地局位置情報に基づいて、ビームが位置

を最もよく照らす重みベクトル（ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）で受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ）を決定することができる。

図２９は、本発明によって隣接セルが領域情報に基づいて適応的にビームフォーミングを行う場合を示す。図２９を参照すると、隣接セルの基地局は、サービングセルから送信された

を知っている。隣接セルの基地局はまた、自身（すなわち、隣接セル）の位置情報である

を知っていると仮定する。これらの情報に基づいて隣接セルは容易に全域座標（ｇｌｏｂａｌ ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ）で

を計算することができる。

は、全域座標での垂直方向の角度を意味し、

は、全域座標での水平方向の角度を意味するので、まず、基地局のアンテナが置かれている方向によって地域座標（ｌｏｃａｌ ｃｏｏｒｄｉｎａｔｅ）で

に変換する。その後、隣接セルは、式３２のように受信重みベクトル（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｗｅｉｇｈｔ ｖｅｃｔｏｒ）を求めることができる。

式３２は、基本的に

方向のビームを最も高いエネルギー（ｅｎｅｒｇｙ）で受信するようになる数式である。式３２で、ｍとｎはそれぞれ、水平軸と垂直軸のアンテナ要素（ａｎｔｅｎｎａ ｅｌｅｍｅｎｔ）番号である。そして、

はそれぞれ、水平軸と垂直軸のアンテナ間隔（ｓｐａｃｉｎｇ）であり、

は、電波の波長である。

また、サービングセルが２Ｄ−ＡＡＳを搭載し、サービングセルが上述したＵＥの水平方向と垂直方向の重み値／ＰＭＩ情報（すなわち、ｉ）、ｉｉ）情報）を知らせると仮定し、これは常にランク１のときの情報であると仮定する。このとき、サービングセルは、それぞれのＵＥに対するランク１を仮定した重み値／ＰＭＩ情報を保存しているか否かが不確実であるため、ランク１を仮定した重み値／ＰＭＩ情報をＵＥに別に要求してもよい。

図３０は、本発明によって水平方向及び垂直方向の重み値／ＰＭＩ情報を送信する場合を説明するための参考図である。図３０を参照すると、サービングセルのそれぞれのビームがどの領域を多く照らしているかを隣接セルにとって推定可能になる。図３０は、サービングセルが水平方向のビームを生成するＰＭＩ／重みベクトルが４個であると仮定し、垂直方向のビームを生成するＰＭＩ／重みベクトルが２個であると仮定する。

したがって、図３０でビームに対する領域は合計８個になるだろう。ＰＭＩを用いた図３０のような領域に関する情報は、サービングセルの基地局の高さ、サービングセルのアンテナ要素間の長さ又はポート間の長さによって可変してもよい。このようなサービングセルのビームが照らしている領域を各基地局同士が事前に共有していると仮定する。

また、それぞれの領域の重心の位置を基地局同士が事前に知っていると仮定し、これを各ビームＳｉ（ここで、ｉは領域インデックス）が照らす領域ごとに

と定義する。

は、それぞれ照らす領域の重心のｘ、ｙ、ｚ座標という。サービングセルはこのような

情報をＰＭＩ／重み値情報の代わりに隣接セルに送ってもよい。

隣接セルは、このときの情報

と自身（すなわち、隣接セル）の基地局位置情報に基づいて、ビームが

位置を最もよく照らす重みベクトルで受信重み値を決定することができる。

例えば、図２９のように、隣接セルはサービングセルから送信された

を知っており、隣接セルはまた自身（すなわち、隣接セル）の位置情報である

を知っていると仮定する。この情報に基づいて隣接セルは容易に全域座標で

を計算可能になる。

は、全域座標での垂直方向の角度を意味し、

は、全域座標での水平方向の角度を意味するので、まず、基地局のアンテナが置かれている方向によって地域座標での角度

に変換する。その後、隣接セルは、式３２のように受信重みベクトルを求めることができる。上述したとおり、式３２は、基本的に、

方向のビームを最も高いエネルギーで受信するようになる数式である。

他の例として、サービングセルがＵＥのＧＰＳ情報を知らせてもよい。ＵＥのＧＰＳ情報は、基地局がいつでもＵＥに要求して受けることができる。サービングセルは、ＵＥのＧＰＳ情報である

を隣接セルに送る。

隣接セルは、このときの情報

と自身の基地局位置情報に基づいて、ビームが

位置を最もよく照らす重みベクトルで受信重み値を決定することができる。

例えば、図２９のように、隣接セルはサービングセルから送信された

を知っており、隣接セルは、自身の位置情報である

も知っていると仮定する。これによって、隣接セルは、容易に全域座標で図２９の

を計算可能になる。

は全域座標での角度であるので、まず、基地局のアンテナが置かれている方向によって地域座標での角度

に変換する。その後、隣接セルは、式３２を用いて受信重みベクトルを求めることができる。すなわち、上述したとおり、式３２を用いて

方向のビームを最も高いエネルギーで受信することができる。

更に他の例でとして、サービングセルがＵＥの領域情報を知らせてもよい。このとき、ＵＥの領域情報は、サービングセルを図３０のように複数の領域に区分した場合、ＵＥの属する領域と定義されてもよい。

すなわち、それぞれのサービングセルによる領域上の重心の位置を基地局同士が事前に知っていると仮定し、これをそれぞれのビーム（ｂｅａｍ）Ｓｉが照らす領域ごとに

と定義する。

は、それぞれ照らす領域の重心のｘ、ｙ、ｚ座標といえる。隣接セルは、このきの

情報と隣接セル自身の位置情報に基づいて、ビームが

位置を最もよく照らす重みベクトルで受信重み値を決定することができる。

例えば、図２９のように、隣接セルはサービングセルから送信された

を知っている。また、隣接セルは、自身の位置情報である

を知っていると仮定する。この情報に基づいて隣接セルは容易に全域座標で図２９の

を計算可能になる。

は全域座標での角度であるので、まず、隣接セルのアンテナによるビーム方向によって地域座標での角度

に変換する。その後、隣接セルは、式３２を用いて受信重みベクトルを求めることができる。すなわち、式３２を用いて

方向のビームを最も高いエネルギーで受信することができる。

最後の例として、サービングセルがＵＥの情報を送らないと仮定する。この場合、サービングセルがカバーする全領域の重心の位置を基地局同士が事前に知っていると仮定し、これを

と定義する。

隣接セルは、このときの

情報と隣接セルの位置情報に基づいて、ビームが

位置を最もよく照らす重みベクトルで受信重み値を決定することができる。

例えば、図２９のように、隣接セルはサービングセルから送信された

を知っており、隣接セルは、自身の位置情報である

も知っていると仮定する。これによって、隣接セルは容易に全域座標で図２９の

を計算可能になる。

は全域座標での角度であるので、まず、基地局のアンテナが置かれている方向によって地域座標での角度

に変換する。その後、隣接セルは、式３２を用いて受信重みベクトルを求めることができる。すなわち、上述したとおり、式３２を用いて

方向のビームを最も高いエネルギーで受信することができる。

図３１は、本発明に係る基地局装置及び端末装置の構成を示す図である。

図３１を参照すると、本発明に係る基地局装置３１１０は、受信モジュール３１１１）、送信モジュール３１１２、プロセッサ３１１３、メモリ３１１４及び複数個のアンテナ３１１５を備えることができる。複数個のアンテナ３１１５は、ＭＩＭＯ送受信を支援する基地局装置を意味する。受信モジュール３１１１は、端末からの上りリンク上の各種信号、データ及び情報を受信することができる。送信モジュール３１１２は、端末への下りリンク上の各種信号、データ及び情報を送信することができる。プロセッサ３１１３は、基地局装置３１１０の動作全般を制御することができる。

基地局装置３１１０のプロセッサ３１１３は、その他にも、基地局装置３１１０が受信した情報、外部に送信する情報などを演算処理する機能を果たし、メモリ３１１４は、演算処理された情報などを所定時間記憶することができ、バッファ（図示せず）などの構成要素に置き換えてもよい。

図３１を参照すると、本発明に係る端末装置３１２０は、受信モジュール３１２１、送信モジュール３１２２、プロセッサ３１２３、メモリ３１２４及び複数個のアンテナ３１２５を備えることができる。複数個のアンテナ３１２５は、ＭＩＭＯ送受信を支援する端末装置を意味する。受信モジュール３１２１は、基地局からの下りリンク上の各種信号、データ及び情報を受信することができる。送信モジュール３１２２は、基地局への上りリンク上の各種信号、データ及び情報を送信することができる。プロセッサ３１２３は、端末装置３１２０の動作全般を制御することができる。

端末装置３１２０のプロセッサ３１２３は、その他にも、端末装置３１２０が受信した情報、外部に送信する情報などを演算処理する機能を果たし、メモリ３１２４は、演算処理された情報などを所定時間記憶することができ、バッファ（図示せず）などの構成要素に置き換えてもよい。

上のような基地局装置及び端末装置の具体的な構成は、前述した本発明の様々な実施例で説明した事項が独立して適用されたり、又は２つ以上の実施例が同時に適用されるように具現することができ、重複する内容は明確性のために説明を省略する。

また、図３１に関する説明において基地局装置３１１０に関する説明は、下りリンク送信主体又は上りリンク受信主体としての中継機装置にも同様に適用することができ、端末装置３１２０に関する説明は、下りリンク受信主体又は上りリンク送信主体としての中継機装置にも同様に適用することができる。

上述した本発明の実施例は様々な手段によって具現することができる。例えば、本発明の実施例をハードウェア、ファームウェア（ｆｉｒｍｗａｒｅ）、ソフトウェア又はそれらの結合などによって具現することができる。

ハードウェアによる具現の場合、本発明の実施例に係る方法は、１つ又はそれ以上のＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、ＤＳＰＤ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＰＬＤ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｌｏｇｉｃ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどによって具現することができる。

ファームウェアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の実施例に係る方法は、以上で説明した機能又は動作を実行するモジュール、手順又は関数などの形態で具現することができる。ソフトウェアコードはメモリユニットに記憶され、プロセッサによって駆動されてもよい。メモリユニットは、プロセッサの内部又は外部に設けられ、既に公知の様々な手段によってプロセッサとデータを交換することができる。

以上、開示された本発明の好ましい実施例についての詳細な説明は、当業者が本発明を具現して実施できるように提供された。以上では本発明の好適な実施例を参照して説明したが、当該技術の分野における熟練した当業者に理解されるように、本発明の領域から逸脱しない範囲内で本発明を様々に修正及び変更することもできる。例えば、当業者は、上記の実施例に記載された各構成を組み合わせる方式で用いてもよい。したがって、本発明は、ここに開示した実施の形態に制限されるものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を与えようとするものである。

本発明は、本発明の精神及び必須特徴から逸脱しない範囲で他の特定の形態として具体化することもできる。このため、上記の詳細な説明はいずれの面においても制約的に解釈してはならず、例示的なものとして考慮しなければならない。本発明の範囲は、添付した請求項の合理的解釈によって定めなければならず、本発明の同等範囲内における変更はいずれも本発明の範囲に含まれる。本発明は、ここに開示した実施の形態に制限されるものではなく、ここに開示した原理及び新規な特徴と一致する最も広い範囲を有するものである。また、特許請求の範囲で明示的な引用関係を有しない請求項を結合して実施例を構成してもよく、出願後の補正によって新しい請求項として含めてもよい。
本明細書は、例えば、以下の項目も提供する。
（項目１）
多重アンテナを支援する無線通信システムにおいてサービングセルが隣接セルの参照信号送信を支援する方法であって、
端末にサウンディング参照信号設定（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ（ＳＲＳ） ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を送信するステップと、
前記サウンディング参照信号設定及び端末関連位置情報を、前記隣接セルに送信するステップと、
前記隣接セルから前記サウンディング参照信号設定によって推定したサウンディング参照信号（ＳＲＳ）ベースの第１チャネル品質（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ）値を受信するステップと、
を有し、
前記第１チャネル品質値は、前記端末関連位置情報による受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）が適用されて推定されることを特徴とする、参照信号送信支援方法。
（項目２）
前記第１チャネル品質値は、ＲＳＲＰ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｐｏｗｅｒ）或いはＲＳＲＱ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｑｕａｌｉｔｙ）であることを特徴とする、項目１に記載の参照信号送信支援方法。
（項目３）
前記端末関連位置情報は、前記端末の水平方向アンテナに対する重み値情報、前記端末の垂直方向アンテナに対する重み値情報、前記端末のＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）情報、前記端末の予想位置情報、或いは前記端末の位置情報不存在を示す情報のいずれか一つを含む、項目１に記載の参照信号送信支援方法。
（項目４）
前記端末関連位置情報は、前記隣接セルが多次元アンテナで構成された場合に限って送信されるように設定されたことを特徴とする、項目１に記載の参照信号送信支援方法。
（項目５）
前記第１チャネル品質値と前記サービングセルで測定された第２チャネル品質値とを比較し、前記端末をハンドオーバーするか否かを決定するステップをさらに有することを特徴とする、項目１に記載の参照信号送信支援方法。
（項目６）
前記端末のハンドオーバーが決定された場合、前記サービングセルの第１チャネル状態情報−参照信号（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｓｔａｔｅ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ−Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ；ＣＳＩ−ＲＳ）及び前記隣接セルの第２チャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）を前記端末に送信するステップと、
前記第１チャネル状態情報−参照信号及び前記第２チャネル状態情報−参照信号に基づく前記端末のハンドオーバー確認メッセージを受信するステップと、
をさらに有することを特徴とする、項目５に記載の参照信号送信支援方法。
（項目７）
前記受信重み値は、式Ａによって決定される、項目１に記載の参照信号送信支援方法。

（ここで、

は地域座標での垂直方向の角度、

は地域座標での水平方向の角度、ｍは前記隣接セルの水平軸アンテナ要素番号、ｎは前記隣接セルの垂直軸のアンテナ要素番号、

は前記隣接セルの水平軸アンテナ間隔、

は前記隣接セルの垂直軸のアンテナ間隔、

は電波の波長、である。）
（項目８）
多重アンテナを支援する無線通信システムにおいて隣接セルの参照信号送信方法であって、
サービングセルが端末に対して設定したサウンディング参照信号設定及び端末関連位置情報を受信するステップと、
前記端末から前記サウンディング参照信号設定によって測定されたチャネル品質値を受信するステップと、
前記チャネル品質値を前記サービングセルに送信するステップと、
を有し、
前記チャネル品質値は、前記隣接セルによって、前記端末関連位置情報による受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）が適用されて推定されることを特徴とする、参照信号送信方法。
（項目９）
多重アンテナを支援する無線通信システムにおいて隣接セルの参照信号送信を支援するサービングセルであって、
無線周波ユニット（Ｒａｄｉｏ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｕｎｉｔ）と、
プロセッサ（Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）と、
を備え、
前記プロセッサは、端末にサウンディング参照信号設定（Ｓｏｕｎｄｉｎｇ Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ（ＳＲＳ） ｃｏｎｆｉｇｕｒａｔｉｏｎ）を送信し、前記サウンディング参照信号設定及び端末関連位置情報を、前記隣接セルに送信し、前記隣接セルから前記サウンディング参照信号設定によって推定したサウンディング参照信号（ＳＲＳ）ベースの第１チャネル品質（Ｃｈａｎｎｅｌ Ｑｕａｌｉｔｙ）値を受信するように構成され、
前記第１チャネル品質値は、前記端末関連位置情報による受信重み値（ｒｅｃｅｉｖｉｎｇ ｖｅｃｔｏｒ）が適用されて推定されることを特徴とする、サービングセル。
（項目１０）
前記端末関連位置情報は、前記端末の水平方向アンテナに対する重み値情報、前記端末の垂直方向アンテナに対する重み値情報、前記端末のＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）情報、前記端末の予想位置情報、或いは前記端末の位置情報不存在を示す情報のいずれか一つを含む、項目９に記載のサービングセル。

上述したような多重アンテナ支援無線通信システムにおいて参照信号送信を支援する方法及び装置は、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムに適用される例を中心に説明したが、３ＧＰＰ ＬＴＥシステムの他にも様々な無線通信システムに適用可能である。

Claims (9)

1. 多重アンテナを支援する無線通信システムにおいてサービングセルにより隣接セルの参照信号送信を支援する方法であって、前記方法は、
   前記サービングセルによって、ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）にサウンディング参照信号（ＳＲＳ）設定を設定することと、
   前記サービングセルによって、前記ＳＲＳ設定と、前記ＵＥに関連した位置情報とを、前記隣接セルに送信することと、
   前記サービングセルによって、前記隣接セルから前記ＳＲＳ設定に従って推定されたＳＲＳに基づいた第１チャネル品質値を受信することと
   を含み、
   前記第１チャネル品質値は、前記ＵＥに関連した位置情報に従って受信ベクトルを適用することによって推定される、方法。
2. 前記第１チャネル品質値は、ＲＳＲＰ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｐｏｗｅｒ）或いはＲＳＲＱ（Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ Ｒｅｃｅｉｖｅｄ Ｑｕａｌｉｔｙ）である、請求項１に記載の方法。
3. 前記ＵＥに関連した位置情報は、前記ＵＥの水平方向アンテナに対する重み値情報と、前記ＵＥの垂直方向アンテナに対する重み値情報と、前記ＵＥのＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）情報と、前記ＵＥの予想位置情報と、前記ＵＥの位置情報が存在しないことを示す情報とのうちの少なくとも一つを含む、請求項１に記載の方法。
4. 前記ＵＥに関連した位置情報は、前記隣接セルが多次元アンテナを含む場合に限って送信されるように設定されている、請求項１に記載の方法。
5. 前記第１チャネル品質値と前記サービングセルにより測定された第２チャネル品質値とを比較することによって、前記ＵＥをハンドオーバーするか否かを決定することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
6. 前記ＵＥがハンドオーバーされることが決定された場合、前記サービングセルの第１チャネル状態情報−参照信号（ＣＳＩ−ＲＳ）及び前記隣接セルの第２ＣＳＩ−ＲＳを前記ＵＥに送信することと、
   前記第１ＣＳＩ−ＲＳ及び前記第２ＣＳＩ−ＲＳに基づく前記ＵＥのハンドオーバー確認メッセージを受信することと
   をさらに含む、請求項５に記載の方法。
7. 前記受信ベクトルは、式Ａに従って決定され、
   
   ここで、
   
   は地域座標での垂直方向の角度であり、
   
   は前記地域座標での水平方向の角度であり、ｍは前記隣接セルの水平軸アンテナ要素番号であり、ｎは前記隣接セルの垂直軸アンテナ要素番号であり、
   
   は前記隣接セルの水平軸アンテナ間隔であり、
   
   は前記隣接セルの垂直軸アンテナ間隔であり、
   
   は電波の波長である、請求項１に記載の方法。
8. 多重アンテナを支援する無線通信システムにおいて隣接セルの参照信号送信を支援するサービングセルであって、前記サービングセルは、
   無線周波（ＲＦ）ユニットと、
   プロセッサと
   を備え、
   前記プロセッサは、
   ＵＥ（Ｕｓｅｒ Ｅｑｕｉｐｍｅｎｔ）にサウンディング参照信号（ＳＲＳ）設定を設定することと、
   前記ＳＲＳ設定と、前記ＵＥに関連した位置情報とを、前記隣接セルに送信することと、
   前記隣接セルから前記ＳＲＳ設定に従って推定されたＳＲＳに基づいた第１チャネル品質値を受信することと
   を実行するように構成され、
   前記第１チャネル品質値は、前記ＵＥに関連した位置情報に従って受信ベクトルを適用することによって推定される、サービングセル。
9. 前記ＵＥに関連した位置情報は、前記ＵＥの水平方向アンテナに対する重み値情報と、前記ＵＥの垂直方向アンテナに対する重み値情報と、前記ＵＥのＧＰＳ（Ｇｌｏｂａｌ Ｐｏｓｉｔｉｏｎｉｎｇ Ｓｙｓｔｅｍ）情報と、前記ＵＥの予想位置情報と、前記ＵＥの位置情報が存在しないことを示す情報とのうちの少なくとも一つを含む、請求項８に記載のサービングセル。