JP6209105B2 - Transmitter, XPD correction calculation coefficient calculation device, XPD correction calculation coefficient calculation method, and computer program - Google Patents

Transmitter, XPD correction calculation coefficient calculation device, XPD correction calculation coefficient calculation method, and computer program Download PDF

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Description

本発明は、送信機、ＸＰＤ補正演算係数算出装置、ＸＰＤ補正演算係数算出方法、及びコンピュータプログラムに関する。   The present invention relates to a transmitter, an XPD correction calculation coefficient calculation device, an XPD correction calculation coefficient calculation method, and a computer program.

ＬＴＥ（Long Term Evolution）規格やＷｉＭＡＸ（Worldwide Interoperability for Microwave Access）規格等の無線通信システムでは、スループットを増加させるためにＭＩＭＯ（Multiple Input Multiple Output）技術を利用している。ＭＩＭＯ技術は、送信機側と受信機側のそれぞれに複数のアンテナを用いて空間多重を行うことにより、スループットを増加させる技術である。この空間多重では、複数ある送受信アンテナ間の伝搬路に相違があることを利用して、多重した信号を分離および復調する。そのため、見通し環境のように直接波が支配的となる場所では伝搬路間の相関性が高くなり、空間多重による効果が減少する。   Wireless communication systems such as LTE (Long Term Evolution) standards and WiMAX (Worldwide Interoperability for Microwave Access) standards use MIMO (Multiple Input Multiple Output) technology to increase throughput. The MIMO technique is a technique for increasing throughput by performing spatial multiplexing using a plurality of antennas on each of a transmitter side and a receiver side. In this spatial multiplexing, the multiplexed signals are separated and demodulated using the fact that there are differences in the propagation paths between a plurality of transmission / reception antennas. Therefore, in a place where direct waves are dominant, such as a line-of-sight environment, the correlation between the propagation paths becomes high, and the effect of spatial multiplexing is reduced.

そこで、偏波の異なる送信アンテナを用いることで伝搬路の相関性を低く抑える技術が提案されている。直交偏波としては、例えば、垂直偏波（Ｖ偏波）と水平偏波（Ｈ偏波）の直交する偏波や、右旋円偏波と左旋円偏波の組合せなどが利用可能である。ここで、例えばＶ偏波用の送信アンテナから送信される信号はＶ偏波成分のみであることが望ましいが、実際にはＨ成分も含む。同様にＨ偏波用の送信アンテナから送信される信号はＶ偏波成分も含む。この偏波間の電力差を表す指標として交差偏波識別度（Cross Polarization Discrimination：ＸＰＤ）が知られている。また、送信機から受信機までの信号の流れを考えると、上述した送信アンテナが理想的でないことに起因するＸＰＤの他に、伝搬路の途中で偏波面が回転することで生じるＸＰＤ、受信アンテナのＸＰＤがある。   In view of this, a technique has been proposed in which the correlation of the propagation path is kept low by using transmission antennas having different polarizations. As the orthogonal polarization, for example, orthogonal polarization of vertical polarization (V polarization) and horizontal polarization (H polarization), a combination of right-handed circular polarization and left-handed circular polarization, etc. can be used. . Here, for example, it is desirable that the signal transmitted from the transmission antenna for V polarization is only the V polarization component, but actually includes the H component. Similarly, a signal transmitted from a transmission antenna for H polarization includes a V polarization component. Cross polarization discrimination (XPD) is known as an index representing the power difference between the polarizations. Considering the signal flow from the transmitter to the receiver, in addition to the above-mentioned XPD due to the non-ideal transmit antenna, XPD generated by rotating the polarization plane in the middle of the propagation path, the receive antenna There is XPD.

特許文献１に記載の従来技術では、受信機で計算した直交偏波電力比を送信機側に伝え、該直交偏波電力比に基づいて送信機のＸＰＤを調整している。   In the prior art described in Patent Document 1, the orthogonal polarization power ratio calculated by the receiver is transmitted to the transmitter side, and the XPD of the transmitter is adjusted based on the orthogonal polarization power ratio.

特開２０１２−４９７４０号公報JP 2012-49740 A

しかし、上述した特許文献１の従来技術では、各サブキャリアで周波数特性が一様でないことを考慮していない。このため、各サブキャリアにおけるＸＰＤを十分に補正できないという課題がある。また、ＸＰＤは、送信アンテナの指向方向に依存する。このため、３ＧＰＰ（3rd Generation Partnership Project）で検討されている「Massive-MIMO」技術などで利用されるビームフォーミングを行う場合、送信ビームの方向によってＸＰＤの値は異なるので、ＸＰＤを補正すべき値も異なってくる。   However, the above-described prior art in Patent Document 1 does not consider that the frequency characteristics are not uniform among the subcarriers. For this reason, there exists a subject that XPD in each subcarrier cannot fully be corrected. XPD also depends on the directivity direction of the transmission antenna. For this reason, when performing beam forming used in the “Massive-MIMO” technology studied by 3GPP (3rd Generation Partnership Project), the value of XPD varies depending on the direction of the transmission beam. Will also be different.

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、複数のサブキャリアを利用する直交偏波通信システムにおいて、各サブキャリアの交差偏波識別度を向上させることができる送信機、ＸＰＤ補正演算係数算出装置、ＸＰＤ補正演算係数算出方法、及びコンピュータプログラムを提供することを課題とする。   The present invention has been made in view of such circumstances, and in an orthogonal polarization communication system using a plurality of subcarriers, a transmitter capable of improving the cross polarization discrimination of each subcarrier, An object is to provide an XPD correction calculation coefficient calculation device, an XPD correction calculation coefficient calculation method, and a computer program.

（１）本発明に係る送信機は、複数のサブキャリアを利用する直交偏波通信システムの送信機において、前記サブキャリア毎に、ＸＰＤ補正演算に使用されるＸＰＤ補正演算係数を記憶する係数記憶部と、各前記サブキャリアの送信信号に対して、該サブキャリアの前記ＸＰＤ補正演算係数を使用してＸＰＤ補正演算を行うＸＰＤ補正演算部と、を備えたことを特徴とする。 (1) A transmitter according to the present invention is a coefficient storage for storing XPD correction calculation coefficients used for XPD correction calculation for each subcarrier in a transmitter of an orthogonal polarization communication system using a plurality of subcarriers. And an XPD correction calculation unit that performs an XPD correction calculation on the transmission signal of each subcarrier using the XPD correction calculation coefficient of the subcarrier.

（２）本発明に係る送信機は、上記（１）の送信機において、前記係数記憶部は、サブキャリア毎にビーム方向の別に前記ＸＰＤ補正演算係数を記憶し、前記ＸＰＤ補正演算部は、前記サブキャリア毎に、ビーム方向に該当する前記ＸＰＤ補正演算係数を使用して前記ＸＰＤ補正演算を行う、ことを特徴とする。 (2) In the transmitter according to the present invention, in the transmitter of (1), the coefficient storage unit stores the XPD correction calculation coefficient by beam direction for each subcarrier, and the XPD correction calculation unit includes: The XPD correction calculation is performed for each subcarrier using the XPD correction calculation coefficient corresponding to the beam direction.

（３）本発明に係る送信機は、上記（２）の送信機において、前記係数記憶部は、サブキャリア毎に各偏波のビーム方向の別に前記ＸＰＤ補正演算係数を記憶し、前記ＸＰＤ補正演算部は、前記サブキャリア毎に、各偏波のビーム方向に該当する前記ＸＰＤ補正演算係数を使用して前記ＸＰＤ補正演算を行う、ことを特徴とする。 (3) In the transmitter according to (2), the coefficient storage unit stores the XPD correction calculation coefficient separately for each polarization beam direction for each subcarrier, and the XPD correction The calculation unit performs the XPD correction calculation using the XPD correction calculation coefficient corresponding to the beam direction of each polarization for each subcarrier.

（４）本発明に係るＸＰＤ補正演算係数算出装置は、上記（１）から（３）のいずれかの送信機で使用されるＸＰＤ補正演算係数を算出するＸＰＤ補正演算係数算出装置であり、前記送信機から偏波毎に送信された既知信号の受信機での受信信号と、該既知信号との相関演算を行い、この相関演算結果を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する、ことを特徴とする。 (4) An XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to the present invention is an XPD correction calculation coefficient calculation apparatus that calculates an XPD correction calculation coefficient used in any one of the transmitters (1) to (3), A correlation calculation is performed between a received signal at a receiver of a known signal transmitted for each polarization from a transmitter and the known signal, and the XPD correction calculation coefficient is calculated using the correlation calculation result. And

（５）本発明に係るＸＰＤ補正演算係数算出装置は、上記（４）のＸＰＤ補正演算係数算出装置において、前記送信機から偏波毎に繰り返し送信された既知信号の受信機での受信信号を平均化し、この平均化された受信信号と該既知信号との差分を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する、ことを特徴とする。 (5) The XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to the present invention is the XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to (4), wherein a reception signal at a receiver of a known signal repeatedly transmitted from the transmitter for each polarization is received. The XPD correction calculation coefficient is calculated by averaging and using a difference between the averaged received signal and the known signal.

（６）本発明に係るＸＰＤ補正演算係数算出装置は、上記（５）のＸＰＤ補正演算係数算出装置において、前記送信機から偏波毎に繰り返し送信された既知信号は、各偏波の既知信号が各々直交するサブキャリアで送信されたものであることを特徴とする。 (6) The XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to the present invention is the XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to (5), wherein the known signal repeatedly transmitted from the transmitter for each polarization is a known signal of each polarization. wherein the but has been transmitted by the orthogonal subcarriers respectively.

（７）本発明に係るＸＰＤ補正演算係数算出装置は、上記（５）のＸＰＤ補正演算係数算出装置において、前記送信機から偏波毎に繰り返し送信された既知信号は、各偏波の既知信号が時分割で送信されたものであることを特徴とする。 (7) The XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to the present invention is the XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to (5), wherein the known signal repeatedly transmitted from the transmitter for each polarization is a known signal for each polarization. and characterized in that but transmitted by time division.

（８）本発明に係るＸＰＤ補正演算係数算出装置は、上記（４）から（７）のいずれかのＸＰＤ補正演算係数算出装置において、所定の伝送品質を満たすサブキャリア又は受信信号のＸＰＤ補正演算係数のみを前記送信機で使用するものとすることを特徴とする。 (8) The XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to the present invention is the XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to any one of (4) to (7), wherein the XPD correction calculation of the subcarrier or the received signal satisfies the predetermined transmission quality. Only coefficients are used in the transmitter.

（９）本発明に係るＸＰＤ補正演算係数算出装置は、上記（８）のＸＰＤ補正演算係数算出装置において、Ｋファクターが所定の閾値より高い受信信号から算出されたＸＰＤ補正演算係数のみを前記送信機で使用するものとすることを特徴とする。 (9) The XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to the present invention is the XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to (8), wherein only the XPD correction calculation coefficient calculated from a received signal having a K factor higher than a predetermined threshold is transmitted. It is intended to be used in a machine.

（１０）本発明に係るＸＰＤ補正演算係数算出方法は、上記（１）から（３）の送信機で使用されるＸＰＤ補正演算係数を算出するＸＰＤ補正演算係数算出装置のＸＰＤ補正演算係数算出方法であり、前記ＸＰＤ補正演算係数算出装置が、前記送信機から偏波毎に送信された既知信号の受信機での受信信号と、該既知信号との相関演算を行い、この相関演算結果を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する、ことを特徴とする。 (10) The XPD correction calculation coefficient calculation method according to the present invention is an XPD correction calculation coefficient calculation method for an XPD correction calculation coefficient calculation apparatus that calculates XPD correction calculation coefficients used in the transmitters (1) to (3) above. The XPD correction calculation coefficient calculation device performs a correlation calculation between the received signal at the receiver of the known signal transmitted for each polarization from the transmitter and the known signal, and uses the correlation calculation result. And calculating the XPD correction calculation coefficient.

（１１）本発明に係るコンピュータプログラムは、上記（１）から（３）の送信機で使用されるＸＰＤ補正演算係数を算出するＸＰＤ補正演算係数算出装置のコンピュータに、前記送信機から偏波毎に送信された既知信号の受信機での受信信号と、該既知信号との相関演算を行い、この相関演算結果を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する機能、を実現させるためのコンピュータプログラムであることを特徴とする。 (11) A computer program according to the present invention provides a computer of an XPD correction calculation coefficient calculation device for calculating XPD correction calculation coefficients used in the transmitters (1) to (3) described above, for each polarization from the transmitter. A computer program for realizing a function of performing a correlation operation between a reception signal of a known signal transmitted to the receiver and the known signal and calculating the XPD correction calculation coefficient using the correlation calculation result It is characterized by being.

本発明によれば、複数のサブキャリアを利用する直交偏波通信システムにおいて、各サブキャリアの交差偏波識別度を向上させることができるという効果が得られる。   According to the present invention, in an orthogonal polarization communication system using a plurality of subcarriers, an effect is obtained that the cross polarization discrimination degree of each subcarrier can be improved.

本発明の一実施形態に係る送信機１の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitter 1 which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の一実施形態に係る係数記憶部１１１の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the coefficient memory | storage part 111 which concerns on one Embodiment of this invention. 本発明の実施例２に係る既知信号の送信手順を説明するためのタイムチャートである。It is a time chart for demonstrating the transmission procedure of the known signal which concerns on Example 2 of this invention. 本発明の実施例３に係る既知信号の送信手順を説明するためのタイムチャートである。It is a time chart for demonstrating the transmission procedure of the known signal which concerns on Example 3 of this invention.

以下、図面を参照し、本発明の実施形態について説明する。
図１は、本発明の一実施形態に係る送信機１の構成を示すブロック図である。この送信機１は、複数のサブキャリアを利用する直交偏波通信システムで使用される。直交偏波通信システムでは、送信機と受信機が直交偏波を利用して無線通信を行う。直交偏波通信システムとして、例えば、ＭＩＭＯ技術を利用した無線通信システム（以下、ＭＩＭＯ通信システムと称する）、ＦＷＡ（Fixed Wireless Access）で利用される偏波多重通信システムなどが挙げられる。直交偏波としては、例えば、垂直偏波（Ｖ偏波）と水平偏波（Ｈ偏波）の組み合わせ、円偏波（右旋円偏波と左旋円偏波の組み合わせ）、又は、斜め偏波（＋４５度偏波と−４５度偏波の組み合わせ）等の直交偏波を利用可能である。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a transmitter 1 according to an embodiment of the present invention. The transmitter 1 is used in an orthogonal polarization communication system that uses a plurality of subcarriers. In an orthogonal polarization communication system, a transmitter and a receiver perform radio communication using orthogonal polarization. Examples of the orthogonal polarization communication system include a radio communication system using MIMO technology (hereinafter referred to as a MIMO communication system), a polarization multiplexing communication system used in FWA (Fixed Wireless Access), and the like. Examples of orthogonal polarization include a combination of vertical polarization (V polarization) and horizontal polarization (H polarization), circular polarization (combination of right-handed circular polarization and left-handed circular polarization), or diagonal polarization. An orthogonal polarization such as a wave (a combination of +45 degree polarization and −45 degree polarization) can be used.

本実施形態では、直交偏波通信システムとして、ＭＩＭＯ通信システムを例に挙げて説明する。また、直交偏波として、垂直偏波（Ｖ偏波）と水平偏波（Ｈ偏波）を例に挙げて説明する。また、本実施形態に係るＭＩＭＯ通信システムは、複数のサブキャリアを利用するマルチキャリア（多重搬送波）伝送方式の一例である、直交周波数分割多重（Orthogonal Frequency Division Multiplexing：ＯＦＤＭ）方式を使用する。   In the present embodiment, a MIMO communication system will be described as an example of an orthogonal polarization communication system. Further, vertical polarization (V polarization) and horizontal polarization (H polarization) will be described as examples of orthogonal polarization. In addition, the MIMO communication system according to the present embodiment uses an orthogonal frequency division multiplexing (OFDM) system, which is an example of a multicarrier transmission system that uses a plurality of subcarriers.

図１において送信機１は、サブキャリアマッピング部１０１と、交差偏波識別度（ＸＰＤ）補正演算部１０２と、周波数特性補正部１０３と、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）部１０４と、サイクリックプレフィックス（Cyclic prefix：Ｃ／Ｐ）挿入部１０５と、デジタル−アナログ変換（ＤＡＣ）部１０６と、無線部１０７と、位相・振幅調整部１０８と、複数（図１の例では３本）のＶ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｖと、複数（図１の例では３本）のＨ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｈと、制御部１１０と、を備える。制御部１１０は係数記憶部１１１を備える。   In FIG. 1, a transmitter 1 includes a subcarrier mapping unit 101, a cross polarization discrimination (XPD) correction calculation unit 102, a frequency characteristic correction unit 103, an inverse fast Fourier transform (IFFT) unit 104, a cyclic prefix. (Cyclic prefix: C / P) insertion unit 105, digital-analog conversion (DAC) unit 106, radio unit 107, phase / amplitude adjustment unit 108, and a plurality (three in the example of FIG. 1) of V-bias. A wave antenna ANT_V, a plurality (three in the example of FIG. 1) of H-polarized antennas ANT_H, and a controller 110. The control unit 110 includes a coefficient storage unit 111.

サブキャリアマッピング部１０１、周波数特性補正部１０３、ＩＦＦＴ部１０４、Ｃ／Ｐ挿入部１０５、ＤＡＣ部１０６、無線部１０７及び位相・振幅調整部１０８は、Ｖ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｖ群とＨ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｈ群の別に設けられる。ＸＰＤ補正演算部１０２と制御部１１０は、Ｖ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｖ群とＨ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｈ群に共通して設けられる。   The subcarrier mapping unit 101, the frequency characteristic correction unit 103, the IFFT unit 104, the C / P insertion unit 105, the DAC unit 106, the radio unit 107, and the phase / amplitude adjustment unit 108 are the V polarization antenna ANT_V group and the H polarization antenna. It is provided separately from the ANT_H group. The XPD correction calculation unit 102 and the control unit 110 are provided in common for the V polarization antenna ANT_V group and the H polarization antenna ANT_H group.

サブキャリアマッピング部１０１は、入力される送信信号（一次変調された送信信号）をＯＦＤＭ信号の各サブキャリアにマッピングする。ＸＰＤ補正演算部１０２は、サブキャリアマッピング部１０１による各サブキャリアへのマッピング後の送信信号に対して、ＸＰＤ補正演算を行う。このＸＰＤ補正演算は、［数１］で表される。   Subcarrier mapping section 101 maps the input transmission signal (primary modulated transmission signal) to each subcarrier of the OFDM signal. The XPD correction calculation unit 102 performs XPD correction calculation on the transmission signal after mapping to each subcarrier by the subcarrier mapping unit 101. This XPD correction calculation is expressed by [Equation 1].

Figure 0006209105
Figure 0006209105

但し、ｋはサブキャリア番号である。Ｓｖ（ｋ）は、Ｖ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｖ群に対応して設けられたサブキャリアマッピング部１０１により、ｋ番目のサブキャリアにマッピングされた送信信号である。Ｓｈ（ｋ）は、Ｈ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｈ群に対応して設けられたサブキャリアマッピング部１０１により、ｋ番目のサブキャリアにマッピングされた送信信号である。Ｓｖ’（ｋ）は、Ｖ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｖ群に対応して設けられた周波数特性補正部１０３へ入力される、ｋ番目のサブキャリアの送信信号である。Ｓｈ’（ｋ）は、Ｈ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｈ群に対応して設けられた周波数特性補正部１０３へ入力される、ｋ番目のサブキャリアの送信信号である。ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）は複素数の係数（複素係数）である。 Here, k is a subcarrier number. S v (k) is a transmission signal mapped to the k-th subcarrier by the subcarrier mapping unit 101 provided corresponding to the V polarization antenna ANT_V group. S h (k) is a transmission signal mapped to the kth subcarrier by the subcarrier mapping unit 101 provided corresponding to the H polarization antenna ANT_H group. S v ′ (k) is a transmission signal of the k-th subcarrier input to the frequency characteristic correction unit 103 provided corresponding to the V polarization antenna ANT_V group. S h ′ (k) is a transmission signal of the k-th subcarrier input to the frequency characteristic correction unit 103 provided corresponding to the H polarization antenna ANT_H group. a (k), b (k), c (k) and d (k) are complex coefficients (complex coefficients).

［数１］では送信信号Ｓｖ（ｋ），Ｓｈ（ｋ）と対応する複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）との複素乗算が行われる。複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）は制御部１１０からＸＰＤ補正演算部１０２へ入力される。 In [Equation 1], the complex multiplication of the transmission signals S v (k), S h (k) and the corresponding complex coefficients a (k), b (k), c (k), d (k) is performed. The complex coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) are input from the control unit 110 to the XPD correction calculation unit 102.

複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）は、予め、係数記憶部１１１に記憶されている。制御部１１０は、係数記憶部１１１に記憶される複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）を、ＸＰＤ補正演算部１０２へ出力する。   The complex coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) are stored in the coefficient storage unit 111 in advance. The control unit 110 outputs the complex coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) stored in the coefficient storage unit 111 to the XPD correction calculation unit 102.

図２は、本実施形態に係る係数記憶部１１１の構成例を示す図である。図２において、係数記憶部１１１は、サブキャリア番号とＶ偏波ビーム方向とＨ偏波ビーム方向の組み合わせに対して複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）を記憶する。これにより、係数記憶部１１１には、サブキャリア毎に、Ｖ偏波ビーム方向の別、且つ、Ｈ偏波ビーム方向の別に、複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）が格納される。   FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration example of the coefficient storage unit 111 according to the present embodiment. In FIG. 2, the coefficient storage unit 111 has complex coefficients a (k), b (k), c (k), d (k) for combinations of subcarrier numbers, V polarization beam directions, and H polarization beam directions. ) Is memorized. Accordingly, the coefficient storage unit 111 stores, for each subcarrier, complex coefficients a (k), b (k), c (k), for each V polarization beam direction and for each H polarization beam direction. d (k) is stored.

なお、Ｖ偏波とＨ偏波を同一方向にしか向けない場合には、ビーム方向をＶ偏波とＨ偏波で分けず、サブキャリア毎にビーム方向の別に、複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）を係数記憶部１１１に格納すればよい。また、ビーム方向が固定されている場合には、サブキャリア毎に、複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）を係数記憶部１１１に格納すればよい。   If the V polarization and the H polarization are directed only in the same direction, the beam direction is not divided into the V polarization and the H polarization, and the complex coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) may be stored in the coefficient storage unit 111. When the beam direction is fixed, the complex coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) may be stored in the coefficient storage unit 111 for each subcarrier.

制御部１１０は、サブキャリア番号毎に、Ｖ偏波ビーム方向とＨ偏波ビーム方向に対応する複素係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）を係数記憶部１１１から読み出して、ＸＰＤ補正演算部１０２へ出力する。これにより、ＸＰＤ補正演算部１０２のＸＰＤ補正演算によって、サブキャリア毎に、Ｖ偏波ビーム方向とＨ偏波ビーム方向に応じたＸＰＤ補正が行われる。   For each subcarrier number, the control unit 110 stores the complex coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) corresponding to the V polarization beam direction and the H polarization beam direction as a coefficient storage unit. The data is read from 111 and output to the XPD correction calculation unit 102. Thereby, XPD correction according to the V polarization beam direction and the H polarization beam direction is performed for each subcarrier by the XPD correction calculation of the XPD correction calculation unit 102.

説明を図１に戻す。周波数特性補正部１０３は、ＸＰＤ補正演算部１０２によるＸＰＤ補正演算後の各サブキャリアの送信信号に対して、無線部１０７の周波数特性を補正するための係数を乗算する。この補正はアナログ回路の不完全性に起因して送信回路内の周波数特性が一様にならないものを補正するものである。送信機１の温度、電源電圧に周波数特性が依存するような場合には、温度、電源電圧を検出するセンサを送信機１内部に保持し、その検出値に基づいて補正係数を決定するようにしてもよい。例えば、温度、電源電圧の検出値に対応する補正係数を保持する補正係数テーブルを設け、該補正係数テーブルから検出値に対応する補正係数を取得することが挙げられる。なお、周波数特性は回路に依存することから、Ｖ偏波用の送信系とＨ偏波用の送信系とで補正係数を別に用意する。   Returning to FIG. The frequency characteristic correction unit 103 multiplies the transmission signal of each subcarrier after the XPD correction calculation performed by the XPD correction calculation unit 102 by a coefficient for correcting the frequency characteristic of the radio unit 107. This correction corrects the frequency characteristics in the transmission circuit that are not uniform due to imperfection of the analog circuit. When the frequency characteristics depend on the temperature and power supply voltage of the transmitter 1, a sensor for detecting the temperature and power supply voltage is held in the transmitter 1, and the correction coefficient is determined based on the detected value. May be. For example, a correction coefficient table that holds correction coefficients corresponding to detected values of temperature and power supply voltage is provided, and a correction coefficient corresponding to the detected value is obtained from the correction coefficient table. Since the frequency characteristic depends on the circuit, a correction coefficient is prepared separately for the transmission system for V polarization and the transmission system for H polarization.

ＩＦＦＴ部１０４は、周波数特性補正部１０３による周波数特性の補正後の各サブキャリアの送信信号に対して、逆高速フーリエ変換を行う。Ｃ／Ｐ挿入部１０５は、該逆高速フーリエ変換後の送信信号に対して、サイクリックプレフィックスを挿入する。ＤＡＣ部１０６は、該サイクリックプレフィックス挿入後の送信信号（デジタル信号）をアナログ信号に変換する。無線部１０７は、該アナログ信号に変換された送信信号を送信周波数の信号に変換する。位相・振幅調整部１０８は、該送信周波数の送信信号に対して、位相および振幅の調整を行う。この位相および振幅の調整値は、制御部１１０から指示される。   The IFFT unit 104 performs inverse fast Fourier transform on the transmission signal of each subcarrier after the frequency characteristic correction by the frequency characteristic correction unit 103. The C / P insertion unit 105 inserts a cyclic prefix into the transmission signal after the inverse fast Fourier transform. The DAC unit 106 converts the transmission signal (digital signal) after the cyclic prefix is inserted into an analog signal. The wireless unit 107 converts the transmission signal converted into the analog signal into a signal having a transmission frequency. The phase / amplitude adjustment unit 108 adjusts the phase and amplitude of the transmission signal having the transmission frequency. The phase and amplitude adjustment values are instructed from the control unit 110.

各Ｖ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｖは、自系統の位相・振幅調整部１０８による位相および振幅の調整後の送信信号を送信する。各Ｈ偏波アンテナＡＮＴ＿Ｈは、自系統の位相・振幅調整部１０８による位相および振幅の調整後の送信信号を送信する。   Each V polarization antenna ANT_V transmits the transmission signal after the phase and amplitude are adjusted by the phase / amplitude adjustment unit 108 of its own system. Each H-polarized antenna ANT_H transmits the transmission signal after the phase and amplitude are adjusted by the phase / amplitude adjustment unit 108 of its own system.

本実施形態によれば、サブキャリア毎に、ＸＰＤ補正演算に使用される複素係数を設ける。そして、サブキャリア毎に、該複素係数を用いてＸＰＤ補正演算を行う。これにより、各サブキャリアに適合するＸＰＤ補正演算を行うことができるので、各サブキャリアの交差偏波識別度を向上させることができるという効果が得られる。   According to the present embodiment, a complex coefficient used for XPD correction calculation is provided for each subcarrier. Then, XPD correction calculation is performed using the complex coefficient for each subcarrier. Thereby, XPD correction calculation suitable for each subcarrier can be performed, so that the cross polarization discrimination degree of each subcarrier can be improved.

さらに、ビーム方向が変化する場合には、サブキャリア毎にビーム方向の別に、ＸＰＤ補正演算に使用される複素係数を設ける。そして、サブキャリア毎にビーム方向の別に、該複素係数を用いてＸＰＤ補正演算を行う。これにより、各サブキャリアと各ビーム方向に適合するＸＰＤ補正演算を行うことができるので、各サブキャリアの各ビーム方向に関する交差偏波識別度を向上させることができるという効果が得られる。   Furthermore, when the beam direction changes, a complex coefficient used for XPD correction calculation is provided for each subcarrier separately for each beam direction. Then, XPD correction calculation is performed using the complex coefficient for each subcarrier for each beam direction. Thereby, XPD correction calculation suitable for each subcarrier and each beam direction can be performed, so that the effect of improving the cross polarization discrimination regarding each beam direction of each subcarrier can be obtained.

また、偏波毎にビーム方向が異なる場合には、サブキャリア毎に、各偏波のビーム方向の別に、ＸＰＤ補正演算に使用される複素係数を設ける。そして、サブキャリア毎に、各偏波のビーム方向の別に、該複素係数を用いてＸＰＤ補正演算を行う。これにより、各サブキャリアと各偏波のビーム方向に適合するＸＰＤ補正演算を行うことができるので、各サブキャリアの各偏波のビーム方向に関する交差偏波識別度を向上させることができるという効果が得られる。   In addition, when the beam direction is different for each polarization, a complex coefficient used for XPD correction calculation is provided for each subcarrier separately for each polarization beam direction. Then, for each subcarrier, XPD correction calculation is performed using the complex coefficient for each polarization beam direction. As a result, XPD correction calculation suitable for the beam direction of each subcarrier and each polarization can be performed, so that the cross polarization discrimination regarding the beam direction of each polarization of each subcarrier can be improved. Is obtained.

次に、本実施形態に係るＸＰＤ補正演算に使用される複素係数（以下、ＸＰＤ補正演算係数と称する）ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）の取得方法（ＸＰＤ補正演算係数取得方法）について、以下に実施例を挙げて説明する。   Next, a method for obtaining complex coefficients (hereinafter referred to as XPD correction calculation coefficients) a (k), b (k), c (k), and d (k) used in the XPD correction calculation according to the present embodiment ( An XPD correction calculation coefficient acquisition method) will be described below with reference to examples.

送信機１から送信された送信信号は、伝搬路の影響を受けて受信機で受信される。その送信信号と受信機での受信信号との関係は［数２］で表される。ここでは、説明の便宜上、送信機１と受信機の両方ともに、Ｖ偏波アンテナとＨ偏波アンテナを１本ずつ合計２本のアンテナを使用し、送信機１が該２本のアンテナで送信し、受信機が該２本のアンテナで受信するとする。   The transmission signal transmitted from the transmitter 1 is received by the receiver under the influence of the propagation path. The relationship between the transmission signal and the reception signal at the receiver is expressed by [Equation 2]. Here, for convenience of explanation, both the transmitter 1 and the receiver use a total of two antennas, one V-polarized antenna and one H-polarized antenna, and the transmitter 1 transmits with the two antennas. Assume that the receiver receives signals with the two antennas.

Figure 0006209105
Figure 0006209105

但し、ｓ１は、Ｖ偏波アンテナから送信される送信信号である。ｓ２は、Ｈ偏波アンテナから送信される送信信号である。ｒ１は、Ｖ偏波アンテナで受信される受信信号である。ｒ２は、Ｈ偏波アンテナで受信される受信信号である。Ｈは伝搬路のチャネル行列である。Ｑは、ＸＰＤに応じた成分を表す行列である。 Here, s 1 is a transmission signal transmitted from the V polarization antenna. s 2 is a transmission signal transmitted from the H polarization antenna. r 1 is a received signal received by the V polarization antenna. r 2 is a received signal received by the H polarization antenna. H is the channel matrix of the propagation path. Q is a matrix representing a component corresponding to XPD.

行列Ｑは［数３］で表される。   The matrix Q is expressed by [Equation 3].

Figure 0006209105
Figure 0006209105

そして、行列Ｑの各成分ｑ１１、ｑ１２、ｑ２１、ｑ２２は［数４］により算出される。 Each component q 11 of the matrix Q, q 12, q 21, q 22 is calculated by [Expression 4].

Figure 0006209105
Figure 0006209105

但し、ｒｖ（ｋ，ｉ）は、Ｖ偏波アンテナで受信されたｋ番目のサブキャリアのｉ番目の受信シンボルである。ｒｈ（ｋ，ｉ）は、Ｈ偏波アンテナで受信されたｋ番目のサブキャリアのｉ番目の受信シンボルである。ｐｖ（ｋ，ｉ）は、Ｖ偏波アンテナで送信されるｋ番目のサブキャリアのｉ番目のパイロット信号（既知信号）である。ｐｈ（ｋ，ｉ）は、Ｈ偏波アンテナで送信されるｋ番目のサブキャリアのｉ番目のパイロット信号（既知信号）である。パイロット信号ｐｖ（ｋ，ｉ）とｐｈ（ｋ，ｉ）とは、互いに直交する。ｉは各サブキャリアのシンボル番号である。ｎはシンボル数である。 Here, r v (k, i) is the i-th received symbol of the k-th subcarrier received by the V polarization antenna. r h (k, i) is the i th received symbol of the k th subcarrier received by the H polarization antenna. p v (k, i) is the i-th pilot signal (known signal) of the k-th subcarrier transmitted by the V polarization antenna. p h (k, i) is the i-th pilot signal (known signal) of the k-th subcarrier transmitted by the H polarization antenna. The pilot signals p v (k, i) and p h (k, i) are orthogonal to each other. i is the symbol number of each subcarrier. n is the number of symbols.

送信機１は、Ｖ偏波アンテナからパイロット信号ｐｖ（ｋ，ｉ）を送信し、Ｈ偏波アンテナからパイロット信号ｐｈ（ｋ，ｉ）を送信する。受信機は、Ｖ偏波アンテナで受信した受信信号に対してＯＦＤＭ復調を行うことにより、受信シンボルｒｖ（ｋ，ｉ）を取得する。また、受信機は、Ｈ偏波アンテナで受信した受信信号に対してＯＦＤＭ復調を行うことにより、受信シンボルｒｈ（ｋ，ｉ）を取得する。 The transmitter 1 transmits a pilot signal p v (k, i) from the V polarization antenna, and transmits a pilot signal p h (k, i) from the H polarization antenna. The receiver acquires the received symbol r v (k, i) by performing OFDM demodulation on the received signal received by the V polarization antenna. In addition, the receiver acquires a received symbol r h (k, i) by performing OFDM demodulation on the received signal received by the H polarization antenna.

その受信機で得られた受信シンボルｒｖ（ｋ，ｉ），ｒｈ（ｋ，ｉ）と、既知のパイロット信号ｐｖ（ｋ，ｉ），ｐｈ（ｋ，ｉ）とを使用して上記［数４］の相関演算を行うことにより、行列Ｑの各成分ｑ１１、ｑ１２、ｑ２１、ｑ２２が算出される。この算出された成分ｑ１１、ｑ１２、ｑ２１、ｑ２２から成る行列Ｑを使用して、［数５］により、ＸＰＤ補正演算係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）が算出される。 Using the received symbols r v (k, i), r h (k, i) obtained by the receiver and the known pilot signals p v (k, i), p h (k, i) By performing the correlation calculation of [Equation 4], each component q 11 , q 12 , q 21 , q 22 of the matrix Q is calculated. By using the matrix Q composed of the calculated components q 11 , q 12 , q 21 , and q 22 , the XPD correction operation coefficients a (k), b (k), c (k), d (k) is calculated.

Figure 0006209105
Figure 0006209105

但し、ＱＨは、行列Ｑの複素共役転置行列である。 Where Q H is a complex conjugate transpose of the matrix Q.

その算出されたＸＰＤ補正演算係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）は、送信機１の係数記憶部１１１に格納され、ＸＰＤ補正演算に使用される。なお、上記［数４］及び［数５］の演算は、受信機の演算装置（ＸＰＤ補正演算係数算出装置）で行ってもよく、又は、受信機とは別に設けられる演算装置（ＸＰＤ補正演算係数算出装置）で行ってもよい。   The calculated XPD correction calculation coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) are stored in the coefficient storage unit 111 of the transmitter 1 and used for the XPD correction calculation. Note that the calculations of [Equation 4] and [Equation 5] may be performed by a calculation device (XPD correction calculation coefficient calculation device) of the receiver, or a calculation device (XPD correction calculation) provided separately from the receiver. (Coefficient calculation device).

なお、所定の伝送品質を満たすサブキャリア又は受信信号に着目し、該サブキャリア又は受信信号のＸＰＤ補正演算係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）のみを用いるようにしてもよい。例えば、送信機１から繰り返し送られた既知信号の受信機での受信信号（既知信号受信信号）のうちから、直接波と反射波の電力比を表すＫファクターが所定の閾値より高い既知信号受信信号を選択する。そして、該選択された既知信号受信信号から算出されたＸＰＤ補正演算係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）について平均化を行う。   In addition, paying attention to subcarriers or received signals that satisfy a predetermined transmission quality, only the XPD correction calculation coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) of the subcarriers or received signals are used. You may do it. For example, among the received signals (known signal received signals) at the receiver of the known signal repeatedly transmitted from the transmitter 1, the known signal reception in which the K factor indicating the power ratio of the direct wave and the reflected wave is higher than a predetermined threshold value is received. Select a signal. Then, averaging is performed on the XPD correction calculation coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) calculated from the selected known signal reception signal.

上述した実施例１のＸＰＤ補正演算係数取得方法では、電波無響室内などのチャネル変動の影響を受けない環境でパイロット信号の送受を行う場合には問題ない。しかしながら、そうではない環境、例えば実際に運用される送信機１の設置場所でパイロット信号の送受を行う場合には、周辺の建物等によって反射したり又は回折されたりする信号が受信機に届くため、受信機や周辺の人や車などが移動することによって発生するチャネル変動の影響を受ける。そこで実施例２のＸＰＤ補正演算係数取得方法では、直接波以外の信号の影響を取り除いた状態でＸＰＤ補正演算係数を算出することを図る。   In the XPD correction calculation coefficient acquisition method of the first embodiment described above, there is no problem when pilot signals are transmitted and received in an environment that is not affected by channel fluctuations such as in an anechoic chamber. However, when the pilot signal is transmitted / received in an environment where the transmitter 1 is actually operated, for example, a signal reflected or diffracted by a surrounding building or the like reaches the receiver. , Affected by channel fluctuations caused by movement of receivers, surrounding people and cars. Therefore, in the XPD correction calculation coefficient acquisition method according to the second embodiment, the XPD correction calculation coefficient is calculated in a state where the influence of signals other than direct waves is removed.

［送信機での既知信号の送信手順］
図３を参照して、送信機１での既知信号の送信手順を説明する。図３は、実施例２に係る既知信号の送信手順を説明するためのタイムチャートである。 [Transmission procedure of known signal at transmitter]
With reference to FIG. 3, the transmission procedure of the known signal in the transmitter 1 will be described. FIG. 3 is a time chart for explaining a known signal transmission procedure according to the second embodiment.

まずＯＦＤＭシンボルの送信開始タイミング（ｔ＝０とする）に合わせて、送信信号として、送受信機間で既知である疑似乱数系列を割り当てる。ＯＦＤＭシンボル時間（ガードインターバルを含まない）をＴとし、ガードインターバル時間をＴｇとする。そして、疑似乱数系列の長さをＮ、疑似乱数系列のシンボル時間をＴｎとすると、疑似乱数系列は「Ｎ×Ｔｎ≦Ｔ」を満たすものとする。疑似乱数系列として、例えば、Ｍ系列を利用できる。又は、疑似乱数系列としては、ｋ×Ｔｎ時間遅延した自身との相関値が低くなる系列であれば、任意の系列であってもよい（但し、ｋ＜Ｎ）。これにより、時刻「ｔ＝０」から「ｔ＝Ｔ」まで疑似乱数系列（例えばＭ系列）が送信される（図３参照）。   First, in accordance with the transmission start timing of OFDM symbol (t = 0), a pseudo-random number sequence that is known between the transmitter and the receiver is assigned as a transmission signal. Let OFDM symbol time (not including guard interval) be T, and guard interval time be Tg. If the length of the pseudo random number sequence is N and the symbol time of the pseudo random number sequence is Tn, the pseudo random number sequence satisfies “N × Tn ≦ T”. For example, an M series can be used as the pseudo random number series. Alternatively, the pseudo-random number sequence may be any sequence as long as the correlation value with itself delayed by k × Tn is low (where k <N). Thereby, a pseudo-random number sequence (for example, M sequence) is transmitted from time “t = 0” to “t = T” (see FIG. 3).

次いで、時刻「ｔ＝Ｔ」から「ｔ＝Ｔ＋Ｔｇ」までは送信信号として０を割り当てる（つまり、送信を行わない）。次いで、時刻「ｔ＝Ｔ＋Ｔｇ」からは、送受信機間で既知である既知信号を各サブキャリアに割り当てたＯＦＤＭシンボル（以下、シンボルＡと称する）の送信を開始する。これにより、時刻「ｔ＝Ｔ」から「ｔ＝Ｔ＋Ｔｇ」までのガードインターバルのタイミングではサイクリックプレフィックスを付加していない状態になる（図３参照）。この後、シンボルＡを時刻「ｔ＝Ｔ＋Ｔｇ」から「２Ｔ＋Ｔｇ」まで送信する（図３参照）。   Next, 0 is assigned as a transmission signal from time “t = T” to “t = T + Tg” (that is, transmission is not performed). Next, from time “t = T + Tg”, transmission of an OFDM symbol (hereinafter referred to as symbol A) in which a known signal known between the transceivers is allocated to each subcarrier is started. As a result, the cyclic prefix is not added at the timing of the guard interval from time “t = T” to “t = T + Tg” (see FIG. 3). Thereafter, the symbol A is transmitted from time “t = T + Tg” to “2T + Tg” (see FIG. 3).

上述の送信手順を、「２Ｔ＋２Ｔｇ」の周期で所定回数、又は受信機からの終了通知を受けるまで繰り返す（図３参照）。   The above-described transmission procedure is repeated a predetermined number of times at a cycle of “2T + 2Tg” or until an end notification is received from the receiver (see FIG. 3).

また、上述のシンボルＡとして、Ｖ偏波用のシンボルＡｖとＨ偏波用のシンボルＡｈとに分けて生成し、シンボルＡｖとシンボルＡｈを同じタイミングで送信する。このとき、シンボルＡｖとシンボルＡｈとでサブキャリア間が直交するように０を割り当てる。例えば、シンボルＡｖには奇数番目のサブキャリアのみを使用し、シンボルＡｈには偶数番目のサブキャリアのみを使用することが挙げられる。   The symbol A is generated separately for the V polarization symbol Av and the H polarization symbol Ah, and the symbol Av and the symbol Ah are transmitted at the same timing. At this time, 0 is assigned so that the subcarriers are orthogonal to each other between the symbol Av and the symbol Ah. For example, only odd-numbered subcarriers are used for the symbol Av, and only even-numbered subcarriers are used for the symbol Ah.

［受信機の受信信号からＸＰＤ補正演算係数を取得する手順］
受信機において、送信機から送信された信号を受信し、この受信信号と送受信機間で既知である疑似乱数系列（例えばＭ系列）とのスライディング相関を演算する。この相関値のピークが立つタイミングをシンボル同期タミングとして保持する。受信機側の時刻をt’とし、シンボル同期タミングを「t’＝０」とする。 [Procedure for obtaining XPD correction calculation coefficient from reception signal of receiver]
The receiver receives a signal transmitted from the transmitter, and calculates a sliding correlation between the received signal and a known pseudorandom number sequence (for example, M sequence) between the transceiver. The timing at which this correlation value peak occurs is held as symbol synchronization timing. The time on the receiver side is set to t ′, and the symbol synchronization timing is set to “t ′ = 0”.

まず、時刻「t’＝Ｔ＋Ｔg」から「t’＝２Ｔ＋Ｔg」までの受信信号（時間領域の受信信号（時間信号））「ｒ１（ｉ），ｉ＝０，１，２，３，・・・」を取得する。この時間信号の取得を「２Ｔ＋２Ｔｇ」の周期で繰り返し、該取得した時間信号の平均を計算する。ｊ回目に取得した時間信号をｒｊ（ｉ）とすると、時間信号の平均ｒ（ｉ）は次式で表される。
ｒ（ｉ）＝（ｒ１（ｉ）＋ｒ２（ｉ）＋・・・＋ｒｊ（ｉ））／ｊ
この時間信号の平均ｒ（ｉ）は、送信機１から受信機までの伝搬路におけるチャネル変動の影響が相殺されたものとして扱うことができる。 First, a received signal (time domain received signal (time signal)) from time “t ′ = T + Tg” to “t ′ = 2T + Tg” “r 1 (i), i = 0, 1, 2, 3,.・ ”Is acquired. This time signal acquisition is repeated at a cycle of “2T + 2Tg”, and the average of the acquired time signals is calculated. Assuming that the time signal acquired at the j-th time is r j (i), the average r (i) of the time signals is expressed by the following equation.
r (i) = (r 1 (i) + r 2 (i) +... + r j (i)) / j
The average r (i) of the time signal can be handled as a result of canceling the influence of channel fluctuation in the propagation path from the transmitter 1 to the receiver.

次いで、その時間信号の平均ｒ（ｉ）に対して高速フーリエ変換（ＦＦＴ）を行うことにより、各サブキャリアの受信信号ｒ（ｋ）を取得する。そして、
Ｖ偏波成分ｒｖ（ｋ）とＨ偏波成分ｒｈ（ｋ）を、送受信機間で既知である割り当てに従って受信信号ｒ（ｋ）から分離し取得する。 Next, a fast Fourier transform (FFT) is performed on the average r (i) of the time signals to obtain a reception signal r (k) of each subcarrier. And
The V polarization component r v (k) and the H polarization component r h (k) are separated and acquired from the received signal r (k) according to an assignment known between the transceivers.

ここで、各サブキャリアに割り当てられた信号（シンボルＡｖ，Ａｈ）Ｓｖ（ｋ），Ｓｈ（ｋ）は既知である。これにより、受信信号から取得されたＶ偏波成分ｒｖ（ｋ）及びＨ偏波成分ｒｈ（ｋ）と、既知信号Ｓｖ（ｋ），Ｓｈ（ｋ）との差分を複素除算により算出し、該差分を用いて各サブキャリアの行列Ｑを求める。 Here, signals (symbols Av, Ah) S v (k), S h (k) assigned to each subcarrier are known. Thereby, the difference between the V polarization component r v (k) and the H polarization component r h (k) acquired from the received signal and the known signals S v (k), S h (k) is calculated by complex division. The matrix Q of each subcarrier is obtained using the difference.

次いで、各サブキャリアの行列Ｑを用いて、上記［数５］により、ＸＰＤ補正演算係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）を算出する。   Next, XPD correction calculation coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) are calculated by [Formula 5] using the matrix Q of each subcarrier.

実施例３は上述した実施例２の変形例である。実施例２では、Ｖ偏波の信号とＨ偏波の信号を同一タイミングで送信したが、本実施例３ではＶ偏波の信号とＨ偏波の信号を、時間をずらして送信する。   The third embodiment is a modification of the second embodiment described above. In the second embodiment, the V-polarized signal and the H-polarized signal are transmitted at the same timing. However, in the third embodiment, the V-polarized signal and the H-polarized signal are transmitted at different times.

図４は、実施例３に係る既知信号の送信手順を説明するためのタイムチャートである。図４に示されるように、時刻「ｔ＝Ｔ＋Ｔｇ」から「ｔ＝２Ｔ＋Ｔｇ」までは一方の偏波（図４の例ではＶ偏波）の信号を送信する。そして、時刻「ｔ＝２Ｔ＋２Ｔｇ」から「ｔ＝３Ｔ＋２Ｔｇ」まではもう一方の偏波（図４の例ではＨ偏波）の信号を送信する。この繰り返しの周期は、「３Ｔ＋３Ｔｇ」とする。   FIG. 4 is a time chart for explaining a known signal transmission procedure according to the third embodiment. As shown in FIG. 4, a signal of one polarization (V polarization in the example of FIG. 4) is transmitted from time “t = T + Tg” to “t = 2T + Tg”. Then, from time “t = 2T + 2Tg” to “t = 3T + 2Tg”, a signal of the other polarization (H polarization in the example of FIG. 4) is transmitted. The repetition period is “3T + 3Tg”.

なお、上記実施例２，３において、ＸＰＤ補正演算係数を算出する演算は、受信機の演算装置（ＸＰＤ補正演算係数算出装置）で行ってもよく、又は、受信機とは別に設けられる演算装置（ＸＰＤ補正演算係数算出装置）で行ってもよい。   In the second and third embodiments, the calculation for calculating the XPD correction calculation coefficient may be performed by the calculation device (XPD correction calculation coefficient calculation device) of the receiver, or a calculation device provided separately from the receiver. (XPD correction calculation coefficient calculation device) may be used.

また、上記実施例２，３において、所定の伝送品質を満たすサブキャリア又は受信信号に着目し、該サブキャリア又は受信信号のＸＰＤ補正演算係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）のみを用いるようにしてもよい。例えば、送信機１から繰り返し送られた既知信号の受信機での受信信号（既知信号受信信号）のうちから、直接波と反射波の電力比を表すＫファクターが所定の閾値より高い既知信号受信信号を選択する。そして、該選択された既知信号受信信号から算出されたＸＰＤ補正演算係数ａ（ｋ），ｂ（ｋ），ｃ（ｋ），ｄ（ｋ）について平均化を行う。   In the second and third embodiments, attention is paid to subcarriers or received signals that satisfy a predetermined transmission quality, and XPD correction calculation coefficients a (k), b (k), c (k) of the subcarriers or received signals. , D (k) may be used. For example, among the received signals (known signal received signals) at the receiver of the known signal repeatedly transmitted from the transmitter 1, the known signal reception in which the K factor indicating the power ratio of the direct wave and the reflected wave is higher than a predetermined threshold value is received. Select a signal. Then, averaging is performed on the XPD correction calculation coefficients a (k), b (k), c (k), and d (k) calculated from the selected known signal reception signal.

以上、本発明の実施形態について図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。   As mentioned above, although embodiment of this invention was explained in full detail with reference to drawings, the specific structure is not restricted to this embodiment, The design change etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention are included.

例えば、上述した実施形態では、直交偏波通信システムとして、ＭＩＭＯ通信システムに適用したが、他の直交偏波通信システム（例えば、ＦＷＡで利用される偏波多重通信システムなど）にも同様に適用可能である。   For example, in the above-described embodiment, the orthogonal polarization communication system is applied to the MIMO communication system, but the present invention is similarly applied to other orthogonal polarization communication systems (for example, a polarization multiplexing communication system used in FWA). Is possible.

また、上述した実施形態では、直交偏波として、Ｖ偏波とＨ偏波を使用したが、円偏波（右旋円偏波と左旋円偏波の組み合わせ）、斜め偏波（＋４５度偏波と−４５度偏波の組み合わせ）等を使用してもよい。   In the above-described embodiment, V polarization and H polarization are used as orthogonal polarization, but circular polarization (combination of right-handed circular polarization and left-handed circular polarization), oblique polarization (+45 degree polarization). A combination of a wave and -45 degree polarization) may be used.

また、上述したＸＰＤ補正演算係数算出装置の機能を実現するためのコンピュータプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行するようにしてもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものであってもよい。   Further, a computer program for realizing the functions of the above-described XPD correction calculation coefficient calculation device is recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium is read into a computer system and executed. May be. Here, the “computer system” may include an OS and hardware such as peripheral devices.

また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等の書き込み可能な不揮発性メモリ、ＤＶＤ（Digital Versatile Disk）等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。   “Computer-readable recording medium” refers to a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a writable nonvolatile memory such as a flash memory, a portable medium such as a DVD (Digital Versatile Disk), and a built-in computer system. A storage device such as a hard disk.

さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（例えばＤＲＡＭ（Dynamic Random Access Memory））のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。 Further, the “computer-readable recording medium” means a volatile memory (for example, DRAM (Dynamic DRAM) in a computer system that becomes a server or a client when a program is transmitted through a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. Random Access Memory)), etc., which hold programs for a certain period of time.
The program may be transmitted from a computer system storing the program in a storage device or the like to another computer system via a transmission medium or by a transmission wave in the transmission medium. Here, the “transmission medium” for transmitting the program refers to a medium having a function of transmitting information, such as a network (communication network) such as the Internet or a communication line (communication line) such as a telephone line.
The program may be for realizing a part of the functions described above. Furthermore, what can implement | achieve the function mentioned above in combination with the program already recorded on the computer system, and what is called a difference file (difference program) may be sufficient.

１…送信機、１０１…サブキャリアマッピング部、１０２…ＸＰＤ補正演算部、１０３…周波数特性補正部、１０４…ＩＦＦＴ部、１０５…Ｃ／Ｐ挿入部、１０６…ＤＡＣ部、１０７…無線部、１０８…位相・振幅調整部、１１０…制御部、１１１…係数記憶部、ＡＮＴ＿Ｖ…Ｖ偏波アンテナ、ＡＮＴ＿Ｈ…Ｈ偏波アンテナ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Transmitter, 101 ... Subcarrier mapping part, 102 ... XPD correction calculating part, 103 ... Frequency characteristic correction part, 104 ... IFFT part, 105 ... C / P insertion part, 106 ... DAC part, 107 ... Radio | wireless part, 108 ... Phase / amplitude adjustment unit, 110 ... Control unit, 111 ... Coefficient storage unit, ANT_V ... V-polarization antenna, ANT_H ... H-polarization antenna

Claims (11)

複数のサブキャリアを利用する直交偏波通信システムの送信機において、
前記サブキャリア毎に、ＸＰＤ補正演算に使用されるＸＰＤ補正演算係数を記憶する係数記憶部と、
各前記サブキャリアの送信信号に対して、該サブキャリアの前記ＸＰＤ補正演算係数を使用してＸＰＤ補正演算を行うＸＰＤ補正演算部と、
を備えたことを特徴とする送信機。 In a transmitter of an orthogonal polarization communication system using a plurality of subcarriers,
A coefficient storage unit for storing an XPD correction calculation coefficient used for XPD correction calculation for each subcarrier;
An XPD correction calculation unit that performs an XPD correction calculation on the transmission signal of each subcarrier using the XPD correction calculation coefficient of the subcarrier;
A transmitter characterized by comprising: 前記係数記憶部は、サブキャリア毎にビーム方向の別に前記ＸＰＤ補正演算係数を記憶し、
前記ＸＰＤ補正演算部は、前記サブキャリア毎に、ビーム方向に該当する前記ＸＰＤ補正演算係数を使用して前記ＸＰＤ補正演算を行う、
ことを特徴とする請求項１に記載の送信機。 The coefficient storage unit stores the XPD correction calculation coefficient separately for each beam direction for each subcarrier,
The XPD correction calculation unit performs the XPD correction calculation using the XPD correction calculation coefficient corresponding to the beam direction for each subcarrier.
The transmitter according to claim 1. 前記係数記憶部は、サブキャリア毎に各偏波のビーム方向の別に前記ＸＰＤ補正演算係数を記憶し、
前記ＸＰＤ補正演算部は、前記サブキャリア毎に、各偏波のビーム方向に該当する前記ＸＰＤ補正演算係数を使用して前記ＸＰＤ補正演算を行う、
ことを特徴とする請求項２に記載の送信機。 The coefficient storage unit stores the XPD correction calculation coefficient separately for each polarization beam direction for each subcarrier,
The XPD correction calculation unit performs the XPD correction calculation using the XPD correction calculation coefficient corresponding to the beam direction of each polarization for each subcarrier.
The transmitter according to claim 2. 請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機で使用されるＸＰＤ補正演算係数を算出するＸＰＤ補正演算係数算出装置であり、
前記送信機から偏波毎に送信された既知信号の受信機での受信信号と、該既知信号との相関演算を行い、この相関演算結果を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する、
ことを特徴とするＸＰＤ補正演算係数算出装置。 An XPD correction calculation coefficient calculation device for calculating an XPD correction calculation coefficient used in the transmitter according to any one of claims 1 to 3,
Perform a correlation operation between the received signal at the receiver of the known signal transmitted for each polarization from the transmitter and the known signal, and calculate the XPD correction calculation coefficient using the correlation calculation result.
An XPD correction calculation coefficient calculation apparatus characterized by the above. 前記送信機から偏波毎に繰り返し送信された既知信号の受信機での受信信号を平均化し、この平均化された受信信号と該既知信号との差分を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する、
ことを特徴とする請求項４に記載のＸＰＤ補正演算係数算出装置。 The received signal at the receiver of the known signal repeatedly transmitted for each polarization from the transmitter is averaged, and the XPD correction calculation coefficient is calculated using the difference between the averaged received signal and the known signal. ,
The XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to claim 4. 前記送信機から偏波毎に繰り返し送信された既知信号は、各偏波の既知信号が各々直交するサブキャリアで送信されたものであることを特徴とする請求項５に記載のＸＰＤ補正演算係数算出装置。 Known signal transmitted repeatedly from the transmitter for each polarization, XPD correction operation coefficients of claim 5 in which the known signals of each polarization is characterized in that transmitted with the subcarrier, each orthogonal Calculation device. 前記送信機から偏波毎に繰り返し送信された既知信号は、各偏波の既知信号が時分割で送信されたものであることを特徴とする請求項５に記載のＸＰＤ補正演算係数算出装置。 It said known signal transmitted repeatedly from the transmitter for each polarization, XPD correction operation coefficient calculating apparatus according to claim 5, wherein the known signal for each polarization has been transmitted by time division. 所定の伝送品質を満たすサブキャリア又は受信信号のＸＰＤ補正演算係数のみを前記送信機で使用するものとすることを特徴とする請求項４から７のいずれか１項に記載のＸＰＤ補正演算係数算出装置。   8. The XPD correction calculation coefficient calculation according to claim 4, wherein only the XPD correction calculation coefficient of a subcarrier or reception signal that satisfies a predetermined transmission quality is used in the transmitter. 9. apparatus. Ｋファクターが所定の閾値より高い受信信号から算出されたＸＰＤ補正演算係数のみを前記送信機で使用するものとすることを特徴とする請求項８に記載のＸＰＤ補正演算係数算出装置。   9. The XPD correction calculation coefficient calculation apparatus according to claim 8, wherein only the XPD correction calculation coefficient calculated from a received signal having a K factor higher than a predetermined threshold is used in the transmitter. 請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機で使用されるＸＰＤ補正演算係数を算出するＸＰＤ補正演算係数算出装置のＸＰＤ補正演算係数算出方法であり、
前記ＸＰＤ補正演算係数算出装置が、前記送信機から偏波毎に送信された既知信号の受信機での受信信号と、該既知信号との相関演算を行い、この相関演算結果を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する、
ことを特徴とするＸＰＤ補正演算係数算出方法。 An XPD correction calculation coefficient calculation method for an XPD correction calculation coefficient calculation apparatus that calculates an XPD correction calculation coefficient used in the transmitter according to any one of claims 1 to 3,
The XPD correction calculation coefficient calculation device performs a correlation calculation between the received signal at the receiver of the known signal transmitted for each polarization from the transmitter, and the XPD using the correlation calculation result. Calculate the correction calculation coefficient,
An XPD correction calculation coefficient calculation method characterized by the above. 請求項１から３のいずれか１項に記載の送信機で使用されるＸＰＤ補正演算係数を算出するＸＰＤ補正演算係数算出装置のコンピュータに、
前記送信機から偏波毎に送信された既知信号の受信機での受信信号と、該既知信号との相関演算を行い、この相関演算結果を用いて前記ＸＰＤ補正演算係数を算出する機能、
を実現させるためのコンピュータプログラム。 A computer of an XPD correction calculation coefficient calculation device that calculates an XPD correction calculation coefficient used in the transmitter according to any one of claims 1 to 3,
A function of performing a correlation operation between a received signal at a receiver of a known signal transmitted for each polarization from the transmitter and the known signal, and calculating the XPD correction calculation coefficient using the correlation calculation result;
Computer program for realizing.
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