JP6195547B2 - Earth leakage detector - Google Patents

Description

本発明は、カップリングコンデンサを利用する漏電検出装置に関する。   The present invention relates to a leakage detection device using a coupling capacitor.

例えば、電気自動車やハイブリッド車のような車両においては、駆動エネルギーとして大電力を消費するので、エネルギー効率の観点から高電圧を扱う電源を搭載している場合が多い。すなわち、高電圧の充放電が可能な車載バッテリー（リチウムイオン電池等）や、高電圧の充電回路などが備わっている。   For example, in a vehicle such as an electric vehicle or a hybrid vehicle, a large amount of power is consumed as driving energy, and therefore a power supply that handles high voltage is often mounted from the viewpoint of energy efficiency. That is, an in-vehicle battery (such as a lithium ion battery) capable of charging / discharging at high voltage, a high voltage charging circuit, and the like are provided.

このような高電圧の電源を搭載した車両においては、運転者、その他の乗員等が高電圧に感電しないように配慮する必要がある。一般的な車両においては、金属で構成される車体がアースとして電源に接続されているが、高電圧の電源を搭載した車両の場合は感電を予防するために高電圧回路の各電極を車体のアースから電気的に分離している。しかし、電気的に絶縁した状態であっても、絶縁体の劣化や、何らかの要因により、高電圧回路の各電極から車体に漏電が生じる可能性が考えられる。   In a vehicle equipped with such a high voltage power source, it is necessary to consider that the driver, other passengers, and the like do not get an electric shock from the high voltage. In a typical vehicle, a vehicle body made of metal is connected to a power source as a ground. However, in a vehicle equipped with a high voltage power source, each electrode of the high voltage circuit is connected to the vehicle body to prevent electric shock. Electrically separated from earth. However, even in an electrically insulated state, there is a possibility that electric leakage may occur in the vehicle body from each electrode of the high voltage circuit due to deterioration of the insulator or some factor.

したがって、感電が生じない安全な状況が維持されていることを確認するために、高電圧回路の電極と車体アースとの間の漏電の有無を検出する必要がある。このような用途で利用される漏電検出装置を動作原理で大別すると、フライングキャパシタを利用した装置と、カップリングコンデンサを利用した装置との２種類がある。   Therefore, in order to confirm that a safe situation in which no electric shock occurs is maintained, it is necessary to detect the presence or absence of electric leakage between the electrode of the high voltage circuit and the vehicle body ground. Leakage detection devices used in such applications can be roughly classified into two types: a device using a flying capacitor and a device using a coupling capacitor.

カップリングコンデンサを利用した漏電検出装置の従来技術としては、例えば特許文献１、特許文献２、及び特許文献３が知られている。   For example, Patent Literature 1, Patent Literature 2, and Patent Literature 3 are known as conventional techniques of a leakage detection device using a coupling capacitor.

特許文献１の図１に示された漏電検出装置は、抵抗、カップリングコンデンサ、第１切替えスイッチ、基準インピーダンス回路、第２切替えスイッチ、漏電判定回路、高電圧バッテリ等の構成要素を備えている。また、充電信号がオンのときは、抵抗の他端を高電圧バッテリＢ１から切断するとともに、カップリングコンデンサを介して基準インピーダンス回路に接続し、抵抗の他端における交流信号の波高値を検出して基準波高値とする。更に、充電信号がオフ状態になると、抵抗の他端を基準インピーダンス回路から切断するとともに、カップリングコンデンサを介して高電圧バッテリＢ１に接続し、抵抗の他端における交流信号の波高値を検出する。そして、波高値と基準波高値の比較結果に基づいて漏電の有無を判定する。   The leakage detection device shown in FIG. 1 of Patent Document 1 includes components such as a resistor, a coupling capacitor, a first changeover switch, a reference impedance circuit, a second changeover switch, a leakage determination circuit, and a high-voltage battery. . When the charging signal is on, the other end of the resistor is disconnected from the high voltage battery B1 and connected to the reference impedance circuit through the coupling capacitor to detect the peak value of the AC signal at the other end of the resistor. To the reference wave height value. Further, when the charging signal is turned off, the other end of the resistor is disconnected from the reference impedance circuit, and connected to the high voltage battery B1 via the coupling capacitor, and the peak value of the AC signal at the other end of the resistor is detected. . And the presence or absence of an electric leakage is determined based on the comparison result of a crest value and a reference crest value.

特許文献２の地絡検出回路においては、出力インピーダンス素子及びカップリングコンデンサを通じて高電圧バッテリの一点に交流電圧を印加し、出力インピーダンス素子とカップリングコンデンサとの接続点の電圧をバンドパスフィルタを通じて増幅回路部に印加している。これにより、高電圧バッテリの電圧変動による地絡誤判定を防止している。   In the ground fault detection circuit of Patent Document 2, an AC voltage is applied to one point of a high voltage battery through an output impedance element and a coupling capacitor, and a voltage at a connection point between the output impedance element and the coupling capacitor is amplified through a bandpass filter. Applied to the circuit section. This prevents erroneous ground fault determination due to voltage fluctuations of the high-voltage battery.

特許文献３の漏電検知装置は、カップリングコンデンサＣに昇圧されたパルス電圧を印加するための昇圧回路を備えている。また、昇圧回路の出力電圧に基づいて、基準電圧生成回路で基準電圧を生成し、この基準電圧をスイッチング素子Ｑによりスイッチングしてパルス電圧に変換する。演算回路は、カップリングコンデンサＣの電圧からオフセット電圧を減算した電圧を出力する。ＣＰＵは、演算回路の出力電圧と閾値との比較結果に基づいて、負荷電源の漏電の有無を判定する。   The leakage detection device of Patent Document 3 includes a booster circuit for applying a boosted pulse voltage to the coupling capacitor C. Further, based on the output voltage of the booster circuit, a reference voltage is generated by the reference voltage generation circuit, and this reference voltage is switched by the switching element Q to be converted into a pulse voltage. The arithmetic circuit outputs a voltage obtained by subtracting the offset voltage from the voltage of the coupling capacitor C. The CPU determines whether or not the load power supply has a leakage based on the comparison result between the output voltage of the arithmetic circuit and the threshold value.

特開２０１３−１４２６５８号公報JP 2013-142658 A 特開２００３−２７４５０４号公報JP 2003-274504 A 特開２０１３−６１１６３号公報JP 2013-61163 A

ところで、上述のようなカップリングコンデンサを利用した漏電検出装置においては、カップリングコンデンサの静電容量の違いが、地絡抵抗検出に大きな影響を及ぼす。すなわち、高電圧回路の電極と車体との間に潜在的に形成される地絡抵抗及び浮遊容量と、前記カップリングコンデンサとを含む回路の時定数が、前記カップリングコンデンサの静電容量に応じて定まるので、検出される電圧の波形や波高値も、前記カップリングコンデンサの静電容量の変化に伴って変動する。   By the way, in the leakage detection device using the coupling capacitor as described above, the difference in the capacitance of the coupling capacitor has a great influence on the detection of the ground fault resistance. That is, the time constant of the circuit including the grounding resistance and stray capacitance potentially formed between the electrode of the high voltage circuit and the vehicle body and the coupling capacitor depends on the capacitance of the coupling capacitor. Therefore, the detected voltage waveform and peak value also vary as the capacitance of the coupling capacitor changes.

現実的には、経年変化に伴う個別部品の劣化により、カップリングコンデンサの静電容量が変動する可能性が高い。また、カップリングコンデンサが劣化していない場合であっても、周囲の温度が大きく変化した場合には、温度の違いに応じてカップリングコンデンサの静電容量が変動する。   In reality, there is a high possibility that the capacitance of the coupling capacitor will fluctuate due to the deterioration of the individual parts due to aging. Even if the coupling capacitor is not deteriorated, the capacitance of the coupling capacitor varies depending on the temperature difference when the ambient temperature changes greatly.

したがって、前記カップリングコンデンサと前記インピーダンスとの接続点の電圧の大きさを検出し、この電圧を事前に定めた閾値と比較して地絡抵抗の大小を識別するような場合には、カップリングコンデンサの静電容量の変動の影響により、識別結果に大きな誤りが発生する。つまり、地絡抵抗値が許容範囲内であるにもかかわらず「漏電あり」と識別されたり、地絡抵抗値が許容範囲より小さいにもかかわらず「漏電なし」と識別されることが起こりうる。   Therefore, when the magnitude of the voltage at the connection point between the coupling capacitor and the impedance is detected and the voltage is compared with a predetermined threshold value, the magnitude of the ground fault resistance is identified. A large error occurs in the identification result due to the influence of the fluctuation of the capacitance of the capacitor. In other words, it may happen that the ground fault resistance value is within the allowable range, and that “earth leakage” is identified, or that the ground fault resistance value is smaller than the tolerance range, and “no ground leakage” is identified. .

本発明は、上記の状況に鑑みてなされたものであり、カップリングコンデンサの静電容量の変動に伴って、検出誤差が発生するのを抑制し、漏電に対する誤判定を抑制することが可能な漏電検出装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above-described situation, and it is possible to suppress the occurrence of detection errors due to fluctuations in the capacitance of the coupling capacitor and to suppress erroneous determinations regarding leakage. An object is to provide a leakage detection device.

本発明に係る上記目的は、下記構成により達成される。
（１） 一端が直流電源に接続されるカップリングコンデンサと、前記カップリングコンデンサの他端にインピーダンスを介して接続されパルス信号を供給するパルス発生部と、前記インピーダンスと前記カップリングコンデンサとの接続点の電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部が検出した電圧と閾値との比較に基づいて前記直流電源の漏電を検出する漏電検出部と、を含む漏電検出装置であって、
前記カップリングコンデンサの静電容量の変動を検出し、前記静電容量の変動が検出された場合に、前記電圧のピーク値に生じる変化を抑制するように、前記パルス発生部が出力するパルス信号を補正する容量変動補正制御部、
を備えたことを特徴とする。 The above object of the present invention is achieved by the following configuration.
(1) A coupling capacitor having one end connected to a DC power source, a pulse generating unit connected to the other end of the coupling capacitor via an impedance to supply a pulse signal, and a connection between the impedance and the coupling capacitor A leakage detection device comprising: a voltage detection unit that detects a voltage at a point; and a leakage detection unit that detects a leakage of the DC power supply based on a comparison between a voltage detected by the voltage detection unit and a threshold value,
A pulse signal output from the pulse generator so as to detect a change in the capacitance of the coupling capacitor and suppress a change in the peak value of the voltage when the change in the capacitance is detected. Capacity fluctuation correction control unit for correcting
It is provided with.

この漏電検出装置によれば、劣化などの原因によりカップリングコンデンサの静電容量が変動した場合に、この変動が補償されるように、容量変動補正制御部がパルス信号を自動的に補正する。したがって、電圧検出部が検出するピーク電圧に静電容量の変動の影響が現れるのを防止でき、検出誤差が低減される。   According to this leakage detection device, when the capacitance of the coupling capacitor varies due to deterioration or the like, the capacitance variation correction control unit automatically corrects the pulse signal so that the variation is compensated. Therefore, it is possible to prevent the influence of the variation in capacitance from appearing in the peak voltage detected by the voltage detector, and the detection error is reduced.

（２） 前記（１）に記載の漏電検出装置であって、
前記容量変動補正制御部は、前記カップリングコンデンサにおける静電容量の変動に対して、前記パルス発生部が出力するパルス信号の、周波数、振幅、及びデューティ比の少なくとも１つを補正する、
ことを特徴とする。 (2) The leakage detection device according to (1),
The capacitance variation correction control unit corrects at least one of a frequency, an amplitude, and a duty ratio of a pulse signal output from the pulse generation unit with respect to a variation in capacitance in the coupling capacitor.
It is characterized by that.

この漏電検出装置によれば、前記カップリングコンデンサの静電容量が変動した場合であっても、電圧検出部が検出するピーク電圧をほぼ一定に維持できる。すなわち、静電容量の変動分に応じた電圧波形の変動に対して、パルス信号の、周波数、振幅、及びデューティ比の少なくとも１つを補正すれば、ピーク電圧を基準値に戻すことが可能になる。   According to this leakage detection device, even when the capacitance of the coupling capacitor fluctuates, the peak voltage detected by the voltage detector can be maintained substantially constant. That is, the peak voltage can be returned to the reference value by correcting at least one of the frequency, amplitude, and duty ratio of the pulse signal for the fluctuation of the voltage waveform corresponding to the fluctuation of the capacitance. Become.

（３） 前記（１）又は（２）に記載の漏電検出装置であって、
前記漏電検出部による漏電の検出処理に先立って、前記容量変動補正制御部による前記静電容量の変動の検出および前記パルス信号の補正を行う高精度モードと、前記容量変動補正制御部による前記静電容量の変動の検出および前記パルス信号の補正を省略する高速計測モードと、の少なくとも２つのモードを選択的に切り替えるモード選択部をさらに備える、
ことを特徴とする。 (3) The leakage detection device according to (1) or (2),
Prior to the leakage detection process by the leakage detection unit, a high-accuracy mode in which the capacitance variation correction control unit detects the capacitance variation and corrects the pulse signal, and the capacitance variation correction control unit A mode selection unit that selectively switches between at least two modes: a high-speed measurement mode that omits detection of fluctuations in capacitance and correction of the pulse signal;
It is characterized by that.

この漏電検出装置によれば、２種類のモードを必要に応じて使い分けることができる。すなわち、高精度モードを選択した場合には、静電容量の変動を検出しパルス信号の補正を行うので検出精度を高めることができ、高速計測モードを選択した場合には、静電容量の変動検出及びパルス信号の補正を省略するので、検出所要時間を短縮して素早く検出結果を出力することができる。   According to this leakage detection device, two types of modes can be properly used as necessary. That is, when the high-accuracy mode is selected, capacitance fluctuation is detected and the pulse signal is corrected to improve detection accuracy. When the high-speed measurement mode is selected, capacitance fluctuation Since the detection and correction of the pulse signal are omitted, it is possible to shorten the detection time and output the detection result quickly.

（４） 前記（３）に記載の漏電検出装置であって、
前記モード選択部は、高速動作を必要とする条件を満たす時に、前記高速計測モードを自動的に選択する、
ことを特徴とする。 (4) The leakage detection device according to (3),
The mode selection unit automatically selects the high-speed measurement mode when a condition that requires high-speed operation is satisfied.
It is characterized by that.

この漏電検出装置によれば、例えばイグニッションがオンになった直後のように、安全な状態で車両の運転が可能か否かを素早く知りたい状況において、自動的に高速計測モードを選択できるので、検出所要時間を短縮できる。   According to this leakage detection device, for example, immediately after the ignition is turned on, it is possible to automatically select the high-speed measurement mode in a situation where it is desired to quickly know whether or not the vehicle can be operated in a safe state. The time required for detection can be shortened.

本発明の漏電検出装置によれば、カップリングコンデンサの静電容量の変動に起因した漏電に対する誤検出を抑制することが可能になる。   According to the leakage detection device of the present invention, it is possible to suppress erroneous detection of leakage due to fluctuations in the capacitance of the coupling capacitor.

以上、本発明について簡潔に説明した。更に、以下に説明される発明を実施するための最良の形態を添付の図面を参照して通読することにより、本発明の詳細は更に明確化されるであろう。   The present invention has been briefly described above. Furthermore, the details of the present invention will be further clarified by reading through the best mode for carrying out the invention described below with reference to the accompanying drawings.

図１は、本発明の実施形態における漏電検出装置の構成例（１）を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating a configuration example (1) of a leakage detection device according to an embodiment of the present invention. 図２は、図１に示した漏電検出装置の基本的な動作における各部の信号波形を示すタイムチャートである。FIG. 2 is a time chart showing signal waveforms at various parts in the basic operation of the leakage detecting apparatus shown in FIG. 図３は、図１に示した漏電検出装置の主要な動作手順を示すフローチャートである。FIG. 3 is a flowchart showing a main operation procedure of the leakage detection apparatus shown in FIG. 図４（Ａ）は、Ｃｃ容量変化に対して特別な制御を行わない場合の各部の波形を示すタイムチャート、図４（Ｂ）は、Ｃｃ容量変化に対してパルスの周波数を補正する場合の各部の信号波形を示すタイムチャートである。FIG. 4A is a time chart showing waveforms of respective parts when special control is not performed for Cc capacity change, and FIG. 4B is a case where pulse frequency is corrected for Cc capacity change. It is a time chart which shows the signal waveform of each part. 図５（Ａ）は、Ｃｃ容量変化に対してパルスのデューティ比を補正する場合の各部の波形を示すタイムチャート、図５（Ｂ）は、Ｃｃ容量変化に対してパルスの振幅を補正する場合の各部の波形を示すタイムチャートである。FIG. 5A is a time chart showing the waveforms of the respective parts when correcting the duty ratio of the pulse with respect to the Cc capacity change, and FIG. 5B is a case of correcting the pulse amplitude with respect to the Cc capacity change. It is a time chart which shows the waveform of each part. 図６は、本発明の実施形態における漏電検出装置の構成例（２）を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a configuration example (2) of the leakage detection device in the embodiment of the present invention. 図７は、本発明の実施形態における漏電検出装置の構成例（３）を示すブロック図である。FIG. 7: is a block diagram which shows the structural example (3) of the leak detection apparatus in embodiment of this invention.

本発明の漏電検出装置に関する具体的な実施の形態について、各図を参照しながら以下に説明する。   Specific embodiments relating to the leakage detection apparatus of the present invention will be described below with reference to the drawings.

＜車載システムの概要＞
本発明の実施形態における漏電検出装置１０を含む車載システムの構成例（１）を図１に示す。図１に示した車載システムは、電気自動車やハイブリッド車のように推進用の駆動エネルギーとして大電力を消費する車両に搭載される。 <Outline of in-vehicle system>
FIG. 1 shows a configuration example (1) of an in-vehicle system including a leakage detection device 10 according to an embodiment of the present invention. The in-vehicle system shown in FIG. 1 is mounted on a vehicle that consumes large electric power as driving energy for propulsion like an electric vehicle or a hybrid vehicle.

高圧系電源回路２１は、例えば３００［Ｖ］程度の高電圧の電源電力を外部に供給する能力を有している。図示しないが、高圧系電源回路２１の内部には、例えばリチウムイオン電池のように大容量の電力を蓄積可能なバッテリーや、充電回路などが備わっている。高圧系電源回路２１のプラス側の電極２２及びマイナス側の電極２３は、図示しないリレーやヒューズなどを経由して車両を駆動する電気モータ等と接続される。   The high-voltage power supply circuit 21 has a capability of supplying a high-voltage power supply power of, for example, about 300 [V] to the outside. Although not shown, the high-voltage power supply circuit 21 includes a battery that can store a large amount of power, such as a lithium ion battery, a charging circuit, and the like. The plus-side electrode 22 and the minus-side electrode 23 of the high-voltage power supply circuit 21 are connected to an electric motor or the like that drives the vehicle via a relay or a fuse (not shown).

また、車両上に備わっている電子制御ユニット（ＥＣＵ）１００が高圧系電源回路２１と接続されており、漏電検出装置１０、高圧系電源回路２１の充電制御が実施される。   Further, an electronic control unit (ECU) 100 provided on the vehicle is connected to the high-voltage power supply circuit 21, and charging control of the leakage detection device 10 and the high-voltage power supply circuit 21 is performed.

安全性の確保のために、高圧系電源回路２１の各電極２２及び２３と車体アース３０との間は電気的に絶縁されている。但し、等価的には地絡抵抗Ｒｇや浮遊容量Ｃｇが、電極２２、２３と車体アース３０との間に存在している。通常は地絡抵抗Ｒｇが非常に大きい（例えば数百［ＭΩ］以上）ので、安全性は確保される。   In order to ensure safety, the electrodes 22 and 23 of the high-voltage power supply circuit 21 and the vehicle body ground 30 are electrically insulated. However, equivalently, the ground fault resistance Rg and the stray capacitance Cg exist between the electrodes 22 and 23 and the vehicle body ground 30. Usually, since the ground fault resistance Rg is very large (for example, several hundred [MΩ] or more), safety is ensured.

しかし、例えば各部の配線等に含まれる絶縁被覆等が劣化したり何らかの原因により損傷した場合には、地絡抵抗Ｒｇが小さくなって漏電が生じる可能性も考えられる。そのため、実際の地絡抵抗Ｒｇの抵抗値を推測し、漏電の有無を識別することにより安全な状態か否かを識別できる。   However, for example, when the insulation coating included in the wiring of each part deteriorates or is damaged due to some cause, there is a possibility that the ground fault resistance Rg becomes small and leakage occurs. For this reason, it is possible to identify whether or not the current state is safe by estimating the actual resistance value of the ground fault resistance Rg and identifying the presence or absence of electric leakage.

図１に示した漏電検出装置１０は、高圧系電源回路２１の各電極と車体アース３０との間の地絡抵抗Ｒｇの抵抗値の大小、すなわち漏電の有無を識別するための機能を有している。漏電検出装置１０は、上位の電子制御ユニット１００と通信できるように接続されており、漏電の有無を表す情報を電子制御ユニット１００に送信することができる。   The leakage detection device 10 shown in FIG. 1 has a function for identifying the magnitude of the resistance value of the ground fault resistance Rg between each electrode of the high-voltage power supply circuit 21 and the vehicle body ground 30, that is, the presence or absence of leakage. ing. The leakage detection device 10 is connected so as to be able to communicate with the host electronic control unit 100, and can transmit information indicating the presence or absence of leakage to the electronic control unit 100.

＜漏電検出装置１０の構成＞
図１に示した漏電検出装置１０は、マイクロコンピュータ（ＣＰＵ）１１、パルス発生回路１２、電圧検出回路１３、不揮発性メモリ１４、低圧系電源回路１５、基準インピーダンス回路１６、抵抗器Ｒｃ、カップリングコンデンサＣｃ、スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２を備えている。 <Configuration of Earth Leakage Detector 10>
1 includes a microcomputer (CPU) 11, a pulse generation circuit 12, a voltage detection circuit 13, a nonvolatile memory 14, a low-voltage power supply circuit 15, a reference impedance circuit 16, a resistor Rc, and a coupling. A capacitor Cc and switching elements SW1 and SW2 are provided.

低圧系電源回路１５は、車両上の低圧系電源電力（例えば＋１２［Ｖ］）に基づいて、漏電検出装置１０内部の各回路が必要とする電源電圧Ｖｃｃ（例えば＋５［Ｖ］）を生成する。   The low-voltage power supply circuit 15 generates a power supply voltage Vcc (for example, +5 [V]) required by each circuit in the leakage detection device 10 based on the low-voltage power supply power (for example, +12 [V]) on the vehicle. .

マイクロコンピュータ１１は、予め組み込まれたプログラムを実行することにより、各部を制御して、漏電検出装置１０に必要とされる機能を実現する。   The microcomputer 11 controls each part by executing a program incorporated in advance, and realizes a function required for the leakage detection device 10.

パルス発生回路１２は、図示しないスイッチング素子を内蔵しており、低圧系電源回路１５から供給される電源電圧Ｖｃｃと、マイクロコンピュータ１１から出力される信号ＳＧ１とに基づいて、信号ＳＧ２を生成する。信号ＳＧ１はパルス信号（矩形波）であり、信号ＳＧ２は信号ＳＧ１と同じ波形の配線３１に現れるパルス信号である。尚、本実施形態では低圧の電源電圧Ｖｃｃに基づいて信号ＳＧ２のパルス波形を生成しているが、パルス発生回路１２の内部に昇圧回路を設けることにより、信号ＳＧ２の電圧を高くすることも可能である。   The pulse generation circuit 12 includes a switching element (not shown), and generates a signal SG2 based on the power supply voltage Vcc supplied from the low-voltage power supply circuit 15 and the signal SG1 output from the microcomputer 11. The signal SG1 is a pulse signal (rectangular wave), and the signal SG2 is a pulse signal that appears on the wiring 31 having the same waveform as the signal SG1. In the present embodiment, the pulse waveform of the signal SG2 is generated based on the low-voltage power supply voltage Vcc. However, the voltage of the signal SG2 can be increased by providing a booster circuit inside the pulse generation circuit 12. It is.

図１に示すように、パルス発生回路１２の出力端子は、抵抗器Ｒｃ、カップリングコンデンサＣｃ、及びスイッチング素子ＳＷ１を経由して高圧系電源回路２１の電極２３と接続されている。したがって、スイッチング素子ＳＷ１がオンの時には、パルス発生回路１２が出力する信号ＳＧ２と同じような波形のパルス信号を電極２３に印加することができる。   As shown in FIG. 1, the output terminal of the pulse generation circuit 12 is connected to the electrode 23 of the high-voltage power supply circuit 21 via a resistor Rc, a coupling capacitor Cc, and a switching element SW1. Therefore, when the switching element SW1 is on, a pulse signal having a waveform similar to that of the signal SG2 output from the pulse generation circuit 12 can be applied to the electrode 23.

電圧検出回路１３は、増幅器等の電気回路を内蔵しており、抵抗器ＲｃとカップリングコンデンサＣｃとの接続点の配線３２に現れる信号ＳＧ３の電圧を検出するために必要な処理を行う。また、電圧の変換を行って、信号ＳＧ３からマイクロコンピュータ１１の処理に適した電圧の信号ＳＧ４を生成する。信号ＳＧ４は、マイクロコンピュータ１１のアナログ信号入力ポートに印加される。   The voltage detection circuit 13 incorporates an electric circuit such as an amplifier, and performs processing necessary to detect the voltage of the signal SG3 appearing on the wiring 32 at the connection point between the resistor Rc and the coupling capacitor Cc. Further, voltage conversion is performed to generate a signal SG4 having a voltage suitable for processing of the microcomputer 11 from the signal SG3. The signal SG4 is applied to the analog signal input port of the microcomputer 11.

不揮発性メモリ１４は、マイクロコンピュータ１１が漏電の有無を識別するための閾値のような様々な定数のデータを予め保持している。マイクロコンピュータ１１は不揮発性メモリ１４上の各データを必要に応じて参照することができる。   The nonvolatile memory 14 holds in advance various constant data such as a threshold value for the microcomputer 11 to identify the presence or absence of electric leakage. The microcomputer 11 can refer to each data on the nonvolatile memory 14 as necessary.

カップリングコンデンサＣｃの出力側の配線３３は、スイッチング素子ＳＷ２、及び基準インピーダンス回路１６を経由して車体アース３０と接続されている。基準インピーダンス回路１６は、基準抵抗器Ｒｒと、基準コンデンサＣｒとを並列に接続して構成した回路である。   The wiring 33 on the output side of the coupling capacitor Cc is connected to the vehicle body ground 30 via the switching element SW2 and the reference impedance circuit 16. The reference impedance circuit 16 is a circuit configured by connecting a reference resistor Rr and a reference capacitor Cr in parallel.

基準抵抗器Ｒｒについては、地絡抵抗Ｒｇの計測に適した抵抗値（例えば１００［ＭΩ］）を有し、比較的抵抗値の誤差が小さく特性の安定しているデバイスが選定される。基準コンデンサＣｒについては、浮遊容量Ｃｇと同等の静電容量（例えば０．１［μＦ］）を有する特性の安定したデバイスが選定される。   As the reference resistor Rr, a device having a resistance value (for example, 100 [MΩ]) suitable for the measurement of the ground fault resistance Rg and having a relatively small resistance value error and stable characteristics is selected. For the reference capacitor Cr, a stable device having a capacitance equivalent to the stray capacitance Cg (for example, 0.1 [μF]) is selected.

スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２は、それぞれマイクロコンピュータ１１が出力する制御信号ＣＯＮ１及びＣＯＮ２によりスイッチのオンオフを制御することができる。スイッチング素子ＳＷ１及びＳＷ２については、例えばフォトＭＯＳリレーのように、フォトカップラを内蔵したデバイスを採用することにより、高電圧系の回路と低電圧系の回路との電気絶縁が容易になる。   The switching elements SW1 and SW2 can control ON / OFF of the switches by control signals CON1 and CON2 output from the microcomputer 11, respectively. For the switching elements SW1 and SW2, for example, by adopting a device incorporating a photocoupler such as a photo MOS relay, electrical insulation between a high voltage system circuit and a low voltage system circuit is facilitated.

＜漏電検出装置１０の基本的な動作＞
図１に示した漏電検出装置１０の基本的な動作における各部の信号波形を図２に示す。つまり、図１に示したスイッチング素子ＳＷ１がオン、スイッチング素子ＳＷ２がオフの状態で、マイクロコンピュータ１１の指示に基づき、パルス発生回路１２が信号ＳＧ２としてパルス信号を出力することにより、図２に示すような波形が信号ＳＧ２〜ＳＧ４に現れる。 <Basic operation of leakage detection device 10>
FIG. 2 shows signal waveforms at various parts in the basic operation of the leakage detection device 10 shown in FIG. That is, when the switching element SW1 shown in FIG. 1 is turned on and the switching element SW2 is turned off, the pulse generation circuit 12 outputs a pulse signal as the signal SG2 based on an instruction from the microcomputer 11, so that it is shown in FIG. Such a waveform appears in the signals SG2 to SG4.

すなわち、信号ＳＧ２の電圧が０［Ｖ］の近傍からＶ１（例えばＶｃｃと同程度の電圧）まで立ち上がり、次にＶ１から０［Ｖ］まで立ち下がり、この動作が一定の周期で繰り返される。   That is, the voltage of the signal SG2 rises from the vicinity of 0 [V] to V1 (for example, a voltage similar to Vcc), then falls from V1 to 0 [V], and this operation is repeated at a constant cycle.

図１に示した回路においては、信号ＳＧ２のパルスが立ち上がると、抵抗器Ｒｃ、カップリングコンデンサＣｃ、スイッチング素子ＳＷ１、地絡抵抗Ｒｇ、浮遊容量Ｃｇ、及び車体アース３０で構成される回路に電流が流れ、カップリングコンデンサＣｃ及び浮遊容量Ｃｇが充電される。したがって、この時の信号ＳＧ３の電圧は指数関数的に時間の経過と共に立ち上がる。信号ＳＧ３の電圧の波形やピーク電圧は、回路の時定数やその他の定数により定まる。   In the circuit shown in FIG. 1, when the pulse of the signal SG2 rises, a current is supplied to the circuit composed of the resistor Rc, the coupling capacitor Cc, the switching element SW1, the ground fault resistor Rg, the stray capacitance Cg, and the vehicle body ground 30. Flows, and the coupling capacitor Cc and the stray capacitance Cg are charged. Therefore, the voltage of the signal SG3 at this time rises exponentially with time. The waveform and peak voltage of the voltage of the signal SG3 are determined by the time constant of the circuit and other constants.

また、信号ＳＧ２のパルスが立ち下がると、カップリングコンデンサＣｃ及び浮遊容量Ｃｇに蓄積された電荷が徐々に放電するので、信号ＳＧ３の電圧は指数関数的に時間の経過と共に立ち下がる。マイクロコンピュータ１１に入力される信号ＳＧ４の波形は、信号ＳＧ３と同様である。   Further, when the pulse of the signal SG2 falls, the charge accumulated in the coupling capacitor Cc and the stray capacitance Cg is gradually discharged, so that the voltage of the signal SG3 falls exponentially with time. The waveform of the signal SG4 input to the microcomputer 11 is the same as that of the signal SG3.

信号ＳＧ３における波形の立ち上がり速度やピーク電圧Ｖ２については、地絡抵抗Ｒｇ及び浮遊容量Ｃｇの影響を受けて変化する。したがって、信号ＳＧ３のピーク電圧を閾値と比較することにより、地絡抵抗Ｒｇが許容値以下か否か（つまり漏電の有無）を識別することが可能である。   The rising speed of the waveform and the peak voltage V2 in the signal SG3 change under the influence of the ground fault resistance Rg and the stray capacitance Cg. Therefore, by comparing the peak voltage of the signal SG3 with a threshold value, it is possible to identify whether or not the ground fault resistance Rg is equal to or less than an allowable value (that is, whether or not there is a leakage).

上述のような地絡抵抗Ｒｇの基本的な計測原理については、特許文献１〜特許文献３に示されたような様々な従来技術を適用することが可能である。   Various conventional techniques such as those disclosed in Patent Documents 1 to 3 can be applied to the basic measurement principle of the ground fault resistance Rg as described above.

＜漏電誤判定の説明＞
図１の漏電検出装置１０が、カップリングコンデンサＣｃの静電容量変化に対して特別な制御を行わない場合の各部の波形を図４（Ａ）に示す。 <Explanation of incorrect leak detection>
FIG. 4A shows the waveforms of the respective parts when the leakage detection device 10 of FIG. 1 does not perform special control with respect to the capacitance change of the coupling capacitor Cc.

図１の漏電検出装置１０において、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が変化すると、抵抗器Ｒｃ、カップリングコンデンサＣｃ、地絡抵抗Ｒｇ及び浮遊容量Ｃｇで構成される回路の時定数が変化する。そして、図４（Ａ）に示すように信号ＳＧ３の電圧の立ち上がり及び立ち下がりの特性やピーク電圧が変化する。したがって、信号ＳＧ３のピーク電圧から地絡抵抗Ｒｇを識別する場合には、図４（Ａ）に示すピーク電圧Ｖｐ１、Ｖｐ２の差分だけ誤差が生じることになる。   In the leakage detection device 10 of FIG. 1, when the capacitance of the coupling capacitor Cc changes, the time constant of the circuit composed of the resistor Rc, the coupling capacitor Cc, the ground fault resistor Rg, and the stray capacitance Cg changes. Then, as shown in FIG. 4A, the rising and falling characteristics and peak voltage of the signal SG3 change. Therefore, when the ground fault resistance Rg is identified from the peak voltage of the signal SG3, an error is generated by the difference between the peak voltages Vp1 and Vp2 shown in FIG.

実際には、カップリングコンデンサＣｃの劣化や破損などの影響により、Ｃｃの静電容量が減少すると、図４（Ａ）のように（Ｖｐ１＜Ｖｐ２）になり、逆にＣｃの静電容量が増大すると、（Ｖｐ１＞Ｖｐ２）になる。   Actually, when the capacitance of Cc decreases due to the deterioration or breakage of the coupling capacitor Cc, (Vp1 <Vp2) as shown in FIG. When it increases, it becomes (Vp1> Vp2).

マイクロコンピュータ１１は、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が変動していない場合のピーク電圧Ｖｐ１を基準値として記憶している。そして、信号ＳＧ３の検出値Ｖｐ２が基準値を下回った場合に漏電が発生していると判定するようになっているものの、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が通常の状態より小さくなった場合にも、信号ＳＧ３の検出値Ｖｐ２が上昇するため、実際には地絡抵抗Ｒｇが許容範囲外であるにもかかわらずマイクロコンピュータ１１が安全な状態であると判定する可能性が生じる。逆に、静電容量が大きくなった場合、実際には地絡抵抗Ｒｇが許容範囲内であるにもかかわらず危険であると誤判定する可能性も考えられる。   The microcomputer 11 stores the peak voltage Vp1 when the capacitance of the coupling capacitor Cc is not changed as a reference value. When the detection value Vp2 of the signal SG3 falls below the reference value, it is determined that a leakage has occurred, but when the capacitance of the coupling capacitor Cc becomes smaller than the normal state. However, since the detection value Vp2 of the signal SG3 increases, there is a possibility that the microcomputer 11 may be determined to be in a safe state even though the ground fault resistance Rg is actually outside the allowable range. Conversely, when the capacitance increases, there is a possibility that the ground fault resistance Rg may actually be erroneously determined to be dangerous although it is within the allowable range.

＜漏電検出装置１０の特徴的な動作の説明＞
図１に示した漏電検出装置１０の主要な動作手順を図３に示す。すなわち、漏電検出装置１０内のマイクロコンピュータ１１が図３の手順で処理を実行し、特徴的な機能を実現する。また、漏電検出装置１０がカップリングコンデンサＣｃの静電容量変化に対してパルスの周波数を補正する場合の各部の信号波形を図４（Ｂ）に示す。 <Description of Characteristic Operation of Electric Leakage Detecting Device 10>
FIG. 3 shows a main operation procedure of the leakage detecting apparatus 10 shown in FIG. That is, the microcomputer 11 in the leakage detection device 10 executes the process according to the procedure of FIG. 3 to realize a characteristic function. FIG. 4B shows signal waveforms at various parts when the leakage detection device 10 corrects the pulse frequency with respect to the capacitance change of the coupling capacitor Cc.

ステップＳ１１では、車両のイグニッション（ＩＧ）がオフからオンに切り替わった直後か否かをマイクロコンピュータ１１が識別する。ＩＧオンの直後であれば次にＳ１２に進み、ＩＧオン直後でなければＳ１３に進む。尚、ＩＧオンオフの情報については、電子制御ユニット１００から取得することが可能である。   In step S11, the microcomputer 11 identifies whether or not the ignition (IG) of the vehicle has just been switched from off to on. If it is immediately after IG ON, it will progress to S12 next, and if it is not immediately after IG ON, it will progress to S13. Note that the information on IG on / off can be obtained from the electronic control unit 100.

ステップＳ１２では、マイクロコンピュータ１１は「高速モード」で漏電判定を実行する。具体的には、「高速モード」では多少の計測誤差の発生は無視し、カップリングコンデンサＣｃにおける静電容量変動の計測を省略した状態で、パルス信号を補正せずに、地絡抵抗を計測し漏電判定する。例えば、図２に示すような状態で信号ＳＧ４のピーク電圧Ｖ２を閾値の電圧と比較することにより、地絡抵抗Ｒｇの抵抗値が許容範囲内か否かを識別する。   In step S <b> 12, the microcomputer 11 performs a leakage check in the “high speed mode”. Specifically, in the “high speed mode”, the occurrence of some measurement errors is ignored, and the measurement of the ground fault resistance is performed without correcting the pulse signal in a state where the measurement of the capacitance fluctuation in the coupling capacitor Cc is omitted. Determine leakage current. For example, by comparing the peak voltage V2 of the signal SG4 with the threshold voltage in the state shown in FIG. 2, it is identified whether or not the resistance value of the ground fault resistance Rg is within an allowable range.

ＩＧオン直後のタイミングでは、地絡抵抗の検出精度よりも車両が安全に走行開始可能か否かを素早く判定できることが望ましい。従って、このタイミングでは、検出精度よりも検出所要時間を短縮することを優先した「高速モード」をマイクロコンピュータ１１が自動的に選択する。   It is desirable that at the timing immediately after IG is turned on, it is possible to quickly determine whether or not the vehicle can start traveling safely rather than the detection accuracy of the ground fault resistance. Therefore, at this timing, the microcomputer 11 automatically selects the “high-speed mode” in which priority is given to reducing the detection time over the detection accuracy.

ステップＳ１３では、マイクロコンピュータ１１は地絡抵抗を計測すべきタイミングか否かを識別する。例えば、一定時間が経過する毎に定期的に、或いは電子制御ユニット１００等が計測開始を指示した時に、マイクロコンピュータ１１は地絡抵抗を計測すべきタイミングであると認識して次のＳ１４に進む。   In step S13, the microcomputer 11 identifies whether it is time to measure the ground fault resistance. For example, the microcomputer 11 recognizes that it is time to measure the ground fault resistance periodically or every time the electronic control unit 100 or the like gives an instruction to start measurement, and proceeds to the next S14. .

ステップＳ１４では、マイクロコンピュータ１１はカップリングコンデンサＣｃにおける静電容量の変動に関する計測を実行する。すなわち、部品の劣化などの要因により生じうるＣｃの静電容量変動を計測する。静電容量変動を計測するための処理については、後で詳細に説明する。   In step S <b> 14, the microcomputer 11 performs measurement related to the variation in capacitance in the coupling capacitor Cc. That is, the Cc capacitance fluctuation that may be caused by factors such as component deterioration is measured. The process for measuring the capacitance variation will be described in detail later.

ステップＳ１５では、マイクロコンピュータ１１は、Ｓ１４の処理の結果を利用して、地絡抵抗計測用の制御パラメータを自動的に補正する。具体的には、信号ＳＧ１、ＳＧ２のパルス信号の繰り返し周波数を制御パラメータとして補正する。   In step S15, the microcomputer 11 automatically corrects the control parameter for measuring the ground fault resistance by using the result of the process in S14. Specifically, the repetition frequency of the pulse signals of the signals SG1 and SG2 is corrected as a control parameter.

例えば、図４（Ｂ）に示すように、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が減少した場合には、信号ＳＧ１の周波数を上げるように補正することにより、信号ＳＧ３のピーク電圧が変動するのを抑制できる。逆に、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が増大した場合には、信号ＳＧ１の周波数を下げるように補正することにより、信号ＳＧ３のピーク電圧が変動するのを抑制できる。   For example, as shown in FIG. 4B, when the capacitance of the coupling capacitor Cc decreases, the peak voltage of the signal SG3 is changed by correcting the frequency of the signal SG1 to be increased. Can be suppressed. Conversely, when the capacitance of the coupling capacitor Cc increases, the peak voltage of the signal SG3 can be prevented from fluctuating by correcting the frequency of the signal SG1 to decrease.

ステップＳ１６では、マイクロコンピュータ１１は、Ｓ１２と同様に地絡抵抗計測を実行し漏電判定を行う。但し、この場合は前のＳ１５で制御パラメータを補正しているので、カップリングコンデンサＣｃの静電容量に変動が生じている場合であっても、信号ＳＧ３におけるピーク電圧等の変動を抑制することができ、高精度の計測が可能になる。つまり、Ｓ１４〜Ｓ１６で「高精度モード」を実行している。「高精度モード」では、Ｓ１４を実行するために計測の所要時間が少し長くなるが、通常のタイミングでは所要時間よりも検出精度を高めることが望ましい。   In step S16, the microcomputer 11 performs ground fault resistance measurement in the same manner as in S12, and performs a leakage check. However, in this case, since the control parameter is corrected in the previous S15, the fluctuation of the peak voltage or the like in the signal SG3 is suppressed even when the fluctuation of the capacitance of the coupling capacitor Cc occurs. And high-precision measurement is possible. That is, the “high accuracy mode” is executed in S14 to S16. In the “high accuracy mode”, the time required for measurement is slightly longer in order to execute S14, but it is desirable that the detection accuracy be higher than the required time at normal timing.

＜Ｃｃの静電容量変動を計測する処理の説明（１）＞
図１に示した漏電検出装置１０においては、基準インピーダンス回路１６を利用してＣｃの静電容量変動を計測することができる。具体的には、次に説明するように処理する。 <Description of Processing for Measuring Cc Capacitance Variation (1)>
In the leakage detection device 10 shown in FIG. 1, the variation in the capacitance of Cc can be measured using the reference impedance circuit 16. Specifically, processing is performed as described below.

Ｓ０１：スイッチング素子ＳＷ１をオフにして、地絡抵抗Ｒｇ、浮遊容量Ｃｇ等をカップリングコンデンサＣｃの出力側から切り離す。また、スイッチング素子ＳＷ２をオンにして、カップリングコンデンサＣｃの出力端を、配線３３及びスイッチング素子ＳＷ２を介して基準インピーダンス回路１６と接続する。   S01: The switching element SW1 is turned off, and the ground fault resistance Rg, the stray capacitance Cg and the like are disconnected from the output side of the coupling capacitor Cc. Further, the switching element SW2 is turned on, and the output terminal of the coupling capacitor Cc is connected to the reference impedance circuit 16 via the wiring 33 and the switching element SW2.

Ｓ０２：上記の状態で、信号ＳＧ２のパルスを出力し、信号ＳＧ３の波形のピーク電圧Ｖｐｘ（図示せず）をマイクロコンピュータ１１で計測する。   S02: In the above state, the pulse of the signal SG2 is output, and the peak voltage Vpx (not shown) of the waveform of the signal SG3 is measured by the microcomputer 11.

Ｓ０３：上記Ｓ０２で計測したピーク電圧Ｖｐｘと、ピーク電圧基準値Ｖｐｒとの差分或いは比率に基づいて、Ｃｃの静電容量変動を算出する。ピーク電圧基準値Ｖｐｒは、Ｃｃの静電容量が設計時の基準値から変動しておらず、且つ、基準インピーダンス回路１６を接続している場合に、信号ＳＧ３に現れるピーク電圧に相当し、予め不揮発性メモリ１４に登録した定数を利用することができる。   S03: The capacitance variation of Cc is calculated based on the difference or ratio between the peak voltage Vpx measured in S02 and the peak voltage reference value Vpr. The peak voltage reference value Vpr corresponds to the peak voltage that appears in the signal SG3 when the capacitance of Cc is not changed from the reference value at the time of design and the reference impedance circuit 16 is connected. Constants registered in the nonvolatile memory 14 can be used.

つまり、抵抗器Ｒｃ、カップリングコンデンサＣｃ、及び基準インピーダンス回路１６により構成される時定数回路の中で、大きく変動する要因はＣｃの静電容量のみであり、この回路に入力される信号ＳＧ２の電圧も既知である。したがって、信号ＳＧ３のピーク電圧における（Ｖｐｘ−Ｖｐｒ）のずれの要因については、カップリングコンデンサＣｃの静電容量の変動成分が支配的になる。尚、基準インピーダンス回路１６については、検出を行う時だけＳＷ２をオンにして通電するので、劣化が生じにくくインピーダンスの変動もほとんど生じない。   That is, in the time constant circuit constituted by the resistor Rc, the coupling capacitor Cc, and the reference impedance circuit 16, the only factor that greatly fluctuates is the capacitance of Cc, and the signal SG2 input to this circuit The voltage is also known. Therefore, the fluctuation component of the capacitance of the coupling capacitor Cc is dominant for the cause of the deviation of (Vpx−Vpr) in the peak voltage of the signal SG3. Note that the reference impedance circuit 16 is energized with the SW2 turned on only when detection is performed, so that deterioration hardly occurs and impedance variation hardly occurs.

＜パルス信号の補正制御の変形例＞
＜パルスのデューティ比制御＞
カップリングコンデンサＣｃの静電容量変化に対してパルスのデューティ比を補正する場合の各部の波形を図５（Ａ）に示す。すなわち、図３のステップＳ１５における「制御パラメータ」として、パルスのデューティ比を適用することができ、デューティ比制御の場合には、図５（Ａ）に示すような信号波形になる。 <Modification of Pulse Signal Correction Control>
<Pulse duty ratio control>
FIG. 5A shows the waveforms of the respective parts when correcting the duty ratio of the pulse with respect to the capacitance change of the coupling capacitor Cc. That is, the duty ratio of the pulse can be applied as the “control parameter” in step S15 in FIG. 3, and in the case of duty ratio control, the signal waveform is as shown in FIG.

例えば、図５（Ａ）に示すように、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が減少した場合には、信号ＳＧ２のデューティ比を調整し、オン区間の比率を小さくすることにより、周波数を上げた場合と同様に、信号ＳＧ３のピーク電圧が変動するのを抑制できる。逆に、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が増大した場合には、信号ＳＧ１のデューティ比を調整し、オン区間の比率を大きくすることにより、信号ＳＧ３のピーク電圧が変動するのを抑制できる。   For example, as shown in FIG. 5A, when the capacitance of the coupling capacitor Cc decreases, the frequency is increased by adjusting the duty ratio of the signal SG2 and reducing the ratio of the ON section. Similarly to the case, it is possible to suppress the fluctuation of the peak voltage of the signal SG3. On the contrary, when the capacitance of the coupling capacitor Cc increases, the duty ratio of the signal SG1 is adjusted to increase the ratio of the on period, thereby suppressing the fluctuation of the peak voltage of the signal SG3.

＜パルスの振幅制御＞
カップリングコンデンサＣｃの静電容量変化に対してパルスの振幅を補正する場合の各部の波形を図５（Ｂ）に示す。すなわち、図３のステップＳ１５における「制御パラメータ」として、パルスの振幅を適用することができ、振幅制御の場合には、図５（Ｂ）に示すような信号波形になる。 <Pulse amplitude control>
FIG. 5B shows the waveforms of the respective parts when correcting the amplitude of the pulse with respect to the capacitance change of the coupling capacitor Cc. That is, the amplitude of the pulse can be applied as the “control parameter” in step S15 in FIG. 3. In the case of amplitude control, the signal waveform is as shown in FIG.

例えば、図５（Ｂ）に示すように、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が減少した場合には、信号ＳＧ２の振幅が大きくなるように、振幅電圧Ｖ１１から振幅電圧Ｖ１２に切り替えることにより、周波数を上げた場合と同様に、信号ＳＧ３のピーク電圧が変動するのを抑制できる。逆に、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が増大した場合には、信号ＳＧ２の振幅を大きくすることにより、信号ＳＧ３のピーク電圧が変動するのを抑制できる。   For example, as shown in FIG. 5B, when the capacitance of the coupling capacitor Cc decreases, the frequency is switched from the amplitude voltage V11 to the amplitude voltage V12 so that the amplitude of the signal SG2 increases. As in the case of increasing the value, it is possible to suppress the fluctuation of the peak voltage of the signal SG3. On the contrary, when the capacitance of the coupling capacitor Cc increases, it is possible to suppress the peak voltage of the signal SG3 from changing by increasing the amplitude of the signal SG2.

尚、図５（Ｂ）の制御を実施する場合には、図１に示すパルス発生回路１２の内部において、パルスの振幅を変更するための機能を追加する必要がある。   5B, it is necessary to add a function for changing the amplitude of the pulse in the pulse generation circuit 12 shown in FIG.

＜漏電検出装置１０の構成の変形例＞
＜構成例（２）＞
本発明の実施形態における漏電検出装置の構成例（２）を図６に示す。図６に示した漏電検出装置１０Ｂにおいては、アース線１６Ｂを図１中の基準インピーダンス回路１６の代わりに接続してある。これ以外の構成は図１と同様である。 <Modification of the configuration of the leakage detection device 10>
<Configuration example (2)>
FIG. 6 shows a configuration example (2) of the leakage detection device in the embodiment of the present invention. In earth leakage detection device 10B shown in FIG. 6, ground wire 16B is connected instead of reference impedance circuit 16 in FIG. The rest of the configuration is the same as in FIG.

図６の漏電検出装置１０Ｂにおいては、スイッチング素子ＳＷ２がオンになった時に、カップリングコンデンサＣｃの出力側が、配線３３、スイッチング素子ＳＷ１、及びアース線１６Ｂを介して車体アース３０と接続される。したがって、この場合は、抵抗器ＲｃとカップリングコンデンサＣｃとで構成される直列のＣＲ時定数回路の両端に信号ＳＧ２のパルス信号が印加される。そして、カップリングコンデンサＣｃの両端の電圧が信号ＳＧ３として電圧検出回路１３の入力に印加される。   In the leakage detection device 10B of FIG. 6, when the switching element SW2 is turned on, the output side of the coupling capacitor Cc is connected to the vehicle body ground 30 via the wiring 33, the switching element SW1, and the ground line 16B. Therefore, in this case, the pulse signal of the signal SG2 is applied to both ends of a serial CR time constant circuit composed of the resistor Rc and the coupling capacitor Cc. Then, the voltage across the coupling capacitor Cc is applied to the input of the voltage detection circuit 13 as the signal SG3.

この場合、信号ＳＧ２の振幅電圧は既知（一定）であり、抵抗器Ｒｃの抵抗値もほとんど変動しないので、カップリングコンデンサＣｃの静電容量が設計時の基準値から変化していない場合を仮定すれば、信号ＳＧ３に生じる各時点の電圧（理論値）は、時定数を含む指数関数の計算により求めることができる。しかし、実際にはＣｃの静電容量に変動が生じるので、信号ＳＧ３、ＳＧ４に生じる各時点の電圧（飽和レベルに達する前の過渡区間の電圧）は、計算により求めた電圧からずれることになる。   In this case, the amplitude voltage of the signal SG2 is known (constant), and the resistance value of the resistor Rc hardly changes. Therefore, it is assumed that the capacitance of the coupling capacitor Cc has not changed from the reference value at the time of design. Then, the voltage (theoretical value) at each time point generated in the signal SG3 can be obtained by calculating an exponential function including a time constant. However, since the capacitance of Cc actually fluctuates, the voltage at each time point generated in the signals SG3 and SG4 (transient voltage before reaching the saturation level) deviates from the voltage obtained by calculation. .

逆に言えば、Ｃｃの静電容量として設計時の基準値を適用し、この時定数を含む指数関数から算出した信号ＳＧ３の各時点の電圧（理論値）と、実際にマイクロコンピュータ１１が検出する信号ＳＧ４の各時点の電圧とのずれは、Ｃｃの静電容量の変動に相当する値になる。   Conversely, the reference value at the time of design is applied as the capacitance of Cc, and the voltage (theoretical value) at each time point of the signal SG3 calculated from the exponential function including this time constant is detected by the microcomputer 11 actually. The deviation of the signal SG4 from the voltage at each point in time becomes a value corresponding to the fluctuation of the capacitance of Cc.

したがって、図６に示した漏電検出装置１０Ｂにおいては、図３のステップＳ１４でＣｃの容量変動を計測する処理の内容が図１の漏電検出装置１０とは少し異なる。しかし、ある時点の信号ＳＧ４の電圧をマイクロコンピュータ１１で検出し、この電圧と理論値とのずれを算出することにより、図６の漏電検出装置１０ＢにおいてもＣｃの静電容量の変動を検出することができる。尚、電圧の代わりに立ち上がり所要時間を計測し、この時間の違いにより静電容量の変動を検出することも可能である。   Therefore, the leakage detection device 10B shown in FIG. 6 is slightly different from the leakage detection device 10 of FIG. 1 in the content of the process of measuring the Cc capacity fluctuation in step S14 of FIG. However, by detecting the voltage of the signal SG4 at a certain point in time by the microcomputer 11 and calculating the deviation between this voltage and the theoretical value, the leakage detection device 10B of FIG. be able to. It is also possible to measure the required rise time instead of the voltage, and to detect the change in capacitance based on this time difference.

＜構成例（３）＞
本発明の実施形態における漏電検出装置の構成例（３）を図７に示す。図７に示した漏電検出装置１０Ｃにおいては、カップリングコンデンサＣｃの静電容量のずれを計測するための機能を省略してあり、その代わりに、カップリングコンデンサＣｃの近傍の温度を検出する機能を搭載してある。 <Configuration example (3)>
FIG. 7 shows a configuration example (3) of the leakage detection device in the embodiment of the present invention. In the leakage detection device 10C shown in FIG. 7, the function for measuring the deviation of the capacitance of the coupling capacitor Cc is omitted, and instead, the function of detecting the temperature in the vicinity of the coupling capacitor Cc. Is installed.

すなわち、図７に示す漏電検出装置１０Ｃにおいては、サーミスタ２９及び抵抗器Ｒ０１が追加されている。サーミスタ２９はカップリングコンデンサＣｃの近傍に配置されている。サーミスタ２９から出力される信号ＳＧｔｈは、マイクロコンピュータ１１のアナログ信号入力ポートに印加される。   That is, the thermistor 29 and the resistor R01 are added in the leakage detection device 10C shown in FIG. The thermistor 29 is disposed in the vicinity of the coupling capacitor Cc. The signal SGth output from the thermistor 29 is applied to the analog signal input port of the microcomputer 11.

したがって、図７に示したマイクロコンピュータ１１は、信号ＳＧｔｈのレベルを取得することにより、カップリングコンデンサＣｃの周囲温度を把握することができる。また、図７に示したマイクロコンピュータ１１は、Ｃｃの周囲温度の変化に対応して、図３のステップＳ１５と同様の処理を実行する。   Therefore, the microcomputer 11 shown in FIG. 7 can grasp the ambient temperature of the coupling capacitor Cc by acquiring the level of the signal SGth. Further, the microcomputer 11 shown in FIG. 7 executes the same process as step S15 in FIG. 3 in response to the change in the ambient temperature of Cc.

つまり、カップリングコンデンサＣｃは周囲温度の変化に対して静電容量が変動する傾向があり、この変動の傾向は予め把握することができる。したがって、図７の漏電検出装置１０Ｃにおいては、マイクロコンピュータ１１がカップリングコンデンサＣｃの周囲温度の変化に基づいて、Ｃｃの静電容量の変動を推定し（Ｓ１４に相当）、この推定結果をステップＳ１５でパルス信号の制御パラメータに反映する。   That is, the capacitance of the coupling capacitor Cc tends to fluctuate with changes in ambient temperature, and the tendency of this fluctuation can be grasped in advance. Therefore, in the leakage detection device 10C of FIG. 7, the microcomputer 11 estimates the variation in the capacitance of Cc based on the change in the ambient temperature of the coupling capacitor Cc (corresponding to S14), and the estimation result is a step. In S15, it is reflected in the control parameter of the pulse signal.

尚、カップリングコンデンサＣｃの温度変化と静電容量の変化との対応関係については、計算式で特定しても良いし、不揮発性メモリ１４上に配置可能な定数テーブルを用いて特定できるようにしても良い。   The correspondence relationship between the temperature change of the coupling capacitor Cc and the change in capacitance may be specified by a calculation formula, or may be specified using a constant table that can be arranged on the nonvolatile memory 14. May be.

以上のように、図１の漏電検出装置１０、図６の漏電検出装置１０Ｂ、図７の漏電検出装置１０Ｃのいずれにおいても、カップリングコンデンサＣｃの静電容量の変動に対して、信号ＳＧ２のパルス信号の制御パラメータを自動的に補正するので、地絡抵抗Ｒｇを計測する際に、信号ＳＧ３のピーク電圧の変動を抑制し、計測誤差を減らすことができる。   As described above, in any of the leakage detection device 10 of FIG. 1, the leakage detection device 10B of FIG. 6, and the leakage detection device 10C of FIG. Since the control parameter of the pulse signal is automatically corrected, fluctuations in the peak voltage of the signal SG3 can be suppressed and the measurement error can be reduced when measuring the ground fault resistance Rg.

１０，１０Ｂ，１０Ｃ 漏電検出装置
１１ マイクロコンピュータ
１２ パルス発生回路
１３ 電圧検出回路
１４ 不揮発性メモリ
１５ 低圧系電源回路
１６ 基準インピーダンス回路
１６Ｂ アース線
２１ 高圧系電源回路
２２，２３ 電極
２９ サーミスタ
３０ 車体アース
３１，３２，３３ 配線
１００ 電子制御ユニット
Ｃｃ カップリングコンデンサ
Ｒｃ，Ｒ０１ 抵抗器
Ｒｇ 地絡抵抗
Ｃｇ 浮遊容量
Ｒｒ 基準抵抗器
Ｃｒ 基準コンデンサ
ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチング素子
ＳＧ１，ＳＧ２，ＳＧ３，ＳＧ４，ＳＧｔｈ 信号
ＣＯＮ１，ＣＯＮ２ 制御信号
Ｖｃｃ 電源電圧
Ｖｐ１，Ｖｐ２ ピーク電圧
Ｖ１１，Ｖ１２ 振幅電圧 10, 10B, 10C Leakage detection device 11 Microcomputer 12 Pulse generation circuit 13 Voltage detection circuit 14 Non-volatile memory 15 Low voltage system power supply circuit 16 Reference impedance circuit 16B Ground wire 21 High voltage system power supply circuit 22, 23 Electrode 29 Thermistor 30 Car body ground 31 , 32, 33 Wiring 100 Electronic control unit Cc Coupling capacitor Rc, R01 Resistor Rg Ground fault resistance Cg Floating capacitance Rr Reference resistor Cr Reference capacitor SW1, SW2 Switching element SG1, SG2, SG3, SG4, SGth signal CON1, CON2 Control signal Vcc Power supply voltage Vp1, Vp2 Peak voltage V11, V12 Amplitude voltage

Claims (4)

一端が直流電源に接続されるカップリングコンデンサと、前記カップリングコンデンサの他端にインピーダンスを介して接続されパルス信号を供給するパルス発生部と、前記インピーダンスと前記カップリングコンデンサとの接続点の電圧を検出する電圧検出部と、前記電圧検出部が検出した電圧と閾値との比較に基づいて前記直流電源の漏電を検出する漏電検出部と、を含む漏電検出装置であって、
前記カップリングコンデンサの静電容量の変動を検出し、前記静電容量の変動が検出された場合に、前記電圧のピーク値に生じる変化を抑制するように、前記パルス発生部が出力するパルス信号を補正する容量変動補正制御部、
を備えたことを特徴とする漏電検出装置。 A coupling capacitor having one end connected to a DC power source, a pulse generating unit connected to the other end of the coupling capacitor via an impedance to supply a pulse signal, and a voltage at a connection point between the impedance and the coupling capacitor A leakage detection device including: a voltage detection unit that detects a leakage current of the DC power supply based on a comparison between a voltage detected by the voltage detection unit and a threshold value;
A pulse signal output from the pulse generator so as to detect a change in the capacitance of the coupling capacitor and suppress a change in the peak value of the voltage when the change in the capacitance is detected. Capacity fluctuation correction control unit for correcting
A leakage detection device comprising: 前記容量変動補正制御部は、前記カップリングコンデンサにおける静電容量の変動に対して、前記パルス発生部が出力するパルス信号の、周波数、振幅、及びデューティ比の少なくとも１つを補正する、
ことを特徴とする請求項１に記載の漏電検出装置。 The capacitance variation correction control unit corrects at least one of a frequency, an amplitude, and a duty ratio of a pulse signal output from the pulse generation unit with respect to a variation in capacitance in the coupling capacitor.
The leakage detection device according to claim 1. 前記漏電検出部による漏電の検出処理に先立って、前記容量変動補正制御部による前記静電容量の変動の検出および前記パルス信号の補正を行う高精度モードと、前記容量変動補正制御部による前記静電容量の変動の検出および前記パルス信号の補正を省略する高速計測モードと、の少なくとも２つのモードを選択的に切り替えるモード選択部をさらに備える、
ことを特徴とする請求項１又は２に記載の漏電検出装置。 Prior to the leakage detection process by the leakage detection unit, a high-accuracy mode in which the capacitance variation correction control unit detects the capacitance variation and corrects the pulse signal, and the capacitance variation correction control unit A mode selection unit that selectively switches between at least two modes: a high-speed measurement mode that omits detection of fluctuations in capacitance and correction of the pulse signal;
The leakage detecting apparatus according to claim 1 or 2, wherein 前記モード選択部は、高速動作を必要とする条件を満たす時に、前記高速計測モードを自動的に選択する、
ことを特徴とする請求項３に記載の漏電検出装置。 The mode selection unit automatically selects the high-speed measurement mode when a condition that requires high-speed operation is satisfied.
The leakage detection device according to claim 3.

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