JP6158638B2 - Millimeter-wave modulation signal generation apparatus and generation method - Google Patents
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Description
本発明は、ミリ波帯の変調信号を生成するための技術に関する。 The present invention relates to a technique for generating a modulation signal in the millimeter wave band.
近年、ユビキタスネットワーク社会を迎え、電波利用ニーズが高まる中、家庭内のワイヤレスブロードバンド化を実現するWPAN(ワイヤレスパーソナルエリアネットワーク)や安全・安心な運転をサポートするミリ波レーダー等のミリ波帯無線システムが利用され始めている。また、100GHz超無線システム実現への取組も積極的に行われてきている。 In recent years, with the ubiquitous network society and the increasing need for radio wave use, WPAN (wireless personal area network) that realizes wireless broadband in the home and millimeter wave radio systems such as millimeter wave radar that supports safe and secure driving Has begun to be used. In addition, efforts to realize a 100 GHz super wireless system have been actively carried out.
その一方で、60〜70GHz帯の無線システムの2次高調波評価や100GHz超の周波数帯における無線信号の評価については、周波数が高くなるにつれ測定器の雑音レベル及びミキサの変換損失が増加するとともに周波数精度が低下するため、100GHzを超える無線信号の高感度、高精度測定技術が確立されていない状況となっている。 On the other hand, for the second harmonic evaluation of the radio system in the 60-70 GHz band and the evaluation of the radio signal in the frequency band exceeding 100 GHz, the noise level of the measuring instrument and the conversion loss of the mixer increase as the frequency increases. Since the frequency accuracy is lowered, a high-sensitivity and high-precision measurement technique for wireless signals exceeding 100 GHz has not been established.
特に、100GHzを超える無線信号を受信する各種機器の高精度測定には、ミリ波帯の信号源として、計測に必要な様々なデータで変調されたミリ波帯の変調信号を生成する装置が必須となる。 In particular, for high-precision measurement of various devices that receive radio signals exceeding 100 GHz, a device that generates a millimeter-wave band modulation signal modulated with various data necessary for measurement is essential as a millimeter-wave band signal source. It becomes.
データ信号で変調された高周波帯の変調信号を生成する場合に従来から一般的に用いられているヘテロダイン方式の変調信号生成装置の構成を図12に示す。 FIG. 12 shows the configuration of a heterodyne modulation signal generation apparatus that is generally used conventionally when generating a high-frequency band modulation signal modulated with a data signal.
この図12の構成では、局部発振器1から出力された周波数f1のキャリア信号Scと変調用のデータ信号Sdとを変調回路2に入力してデジタル変調を行い、中間周波数帯の変調信号Sifm を生成し、その変調信号Sifm と、局部発振器3から出力された周波数f2のローカル信号SLとをミキサ4に入力して周波数混合し、ミキサ4の出力信号から所望周波数f1+f2に変換された変調信号Srfm をフィルタ5で抽出している。
In the configuration of FIG. 12, the carrier signal Sc of the frequency f1 output from the
なお、上記ヘテロダイン方式の変調信号生成方式で800MHz帯の変調信号を得る構成の例が、非特許文献1に記載されている。
In addition, Non-Patent
上記ヘテロダイン方式の変調信号生成方式を用いて、より周波数が高いミリ波帯の変調信号を生成する場合、キャリア周波数f1とローカル周波数f2の和がミリ波帯となるようにするか、さらに周波数変換の段数を増加すればよいと考えられる。 When generating a higher-frequency millimeter-wave band modulation signal using the heterodyne modulation signal generation system, the sum of the carrier frequency f1 and the local frequency f2 is set to the millimeter-wave band, or frequency conversion is performed. It is considered that the number of stages may be increased.
しかし、ミリ波帯域は広い帯域を確保できることから、計測器として要求される出力信号の周波数可変範囲や変調帯域幅は、従来のマイクロ波帯変調信号発生器の数倍から数十倍と広く、例えば周波数可変範囲として数10GHz、変調帯域幅として数GHzが要求される。 However, since the millimeter wave band can secure a wide band, the frequency variable range and modulation bandwidth of the output signal required as a measuring instrument are as wide as several to several tens of times that of a conventional microwave band modulation signal generator, For example, a frequency variable range of several tens GHz and a modulation bandwidth of several GHz are required.
これを上記文献1のように、ヘテロダイン方式で高い周波数帯に変換する構成で実現するためには、100GHzを超える領域で数10GHz可変できる純度の高いローカル信号が必要となり、その領域で正常に動作する広帯域のミキサが必要となるが、これらの要求を満足する発振器やミキサの入手は極めて困難である。
In order to realize this with a configuration that converts to a high frequency band by the heterodyne method as in the above-mentioned
なお、IF周波数帯域の狭いミキサを複数組み合わせることも可能であるが、回路構成が複雑化しコストも高くなってしまう。 It is possible to combine a plurality of mixers having a narrow IF frequency band, but the circuit configuration becomes complicated and the cost increases.
このような問題から、100GHzを超えるミリ波の変調信号生成装置として、要求される変調帯域や周波数可変範囲を満たしながら、計測器としての精度を十分備えたものの実現が強く望まれている。 Due to such problems, it is strongly desired to realize a millimeter wave modulation signal generation apparatus exceeding 100 GHz that has sufficient accuracy as a measuring instrument while satisfying a required modulation band and variable frequency range.
本発明は、上記事情に鑑みてなされたもので、100GHzを超えるミリ波において要求される数GHzの変調帯域幅や数10GHzの周波数可変範囲を満たしながら、計測器としての精度を十分備えたミリ波変調信号生成装置および生成方法を提供することを目的としている。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and is a millimeter having sufficient accuracy as a measuring instrument while satisfying a modulation bandwidth of several GHz and a frequency variable range of several tens of GHz required for millimeter waves exceeding 100 GHz. An object of the present invention is to provide a wave modulation signal generation device and a generation method.
前記目的を達成するために、本発明の請求項1のミリ波変調信号生成装置は、
所定周波数のコヒーレント光を出射する光源(22)、ミリ波帯の所望出力周波数の1/N(Nは偶数)の周波数(fL)の電気のローカル信号を出力するローカル信号発生器(23)、前記コヒーレント光を前記ローカル信号で変調する第1の光変調器(24)、該第1の光変調器で変調された第1の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記N倍に等しい周波数差(N・fL)をもつ2つの光サブキャリアを抽出するフィルタ(25)を含む光サブキャリア生成部(21)と、
予め変調用データメモリ(31)に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換して出力する変調用信号生成部(30)と、
前記光サブキャリア生成部で抽出された前記2つの光サブキャリアを、前記変調用信号生成部で生成された前記変調用信号で強度変調する第2の光変調器(40)と、
前記第2の光変調器で強度変調された第2の変調光を光電変換し、前記ローカル信号の周波数の前記N倍に等しいミリ波の周波数(N・fL)を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を出力する光電変換器(50)とを備えたミリ波変調信号生成装置であって、
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ(36、37)に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴する。
In order to achieve the above object, a millimeter-wave modulation signal generating apparatus according to
A light source (22) that emits coherent light having a predetermined frequency, and a local signal generator (23) that outputs an electrical local signal having a frequency (f L ) of 1 / N (N is an even number) of a desired output frequency in the millimeter wave band. A first optical modulator (24) for modulating the coherent light with the local signal, and a frequency equal to the N times the frequency of the local signal from the first modulated light modulated by the first optical modulator. An optical subcarrier generator (21) including a filter (25) for extracting two optical subcarriers having a difference (N · f L );
A modulation signal generator (30) that reads out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31), converts it into an analog modulation signal, and outputs it;
A second optical modulator (40) for intensity-modulating the two optical subcarriers extracted by the optical subcarrier generation unit with the modulation signal generated by the modulation signal generation unit;
The second modulated light intensity-modulated by the second optical modulator is photoelectrically converted, and a frequency (N · f L ) of a millimeter wave equal to the N times the frequency of the local signal is used as a center frequency, and the modulation is performed. A millimeter-wave modulation signal generator comprising a photoelectric converter (50) for outputting an electrical millimeter-wave modulation signal modulated by a signal for use ,
The modulation signal generation unit adds the modulation data stored in advance in the modulation data memory and the data that causes interference of communication stored in another memory (36, 37), An analog modulation signal corresponding to the addition result is generated.
また、本発明の請求項2のミリ波変調信号生成装置は、請求項1記載のミリ波変調信号生成装置において、
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに変調用データとして予め記憶されているIデータとQデータ、および、前記通信の妨害要因となるデータとして予め記憶されているIデータとQデータについて、I成分同士とQ成分同士をそれぞれ加算して、直交変調処理を行ってアナログの変調用信号を生成することを特徴とする。
A millimeter wave modulation signal generation device according to
The modulation signal generation unit includes I data and Q data stored in advance as modulation data in the modulation data memory, and I data and Q data stored in advance as data that interferes with the communication. The I component and the Q component are added to each other, and an orthogonal modulation process is performed to generate an analog modulation signal.
また、本発明の請求項3のミリ波変調信号生成装置は、請求項1または請求項2記載のミリ波変調信号生成装置において、
前記変調用信号生成部には、前記第2の光変調器の非線形な変調特性を等価的に線形特性に変換するための補正関数を予め記憶し、前記第2の光変調器に与える変調用信号の振幅を前記補正関数によって補正する補正部(39)が設けられていることを特徴とする。
A millimeter wave modulation signal generation device according to
The modulation signal generation unit stores in advance a correction function for equivalently converting the nonlinear modulation characteristic of the second optical modulator into a linear characteristic, and applies the modulation function to the second optical modulator. A correction unit (39) for correcting the amplitude of the signal by the correction function is provided.
また、本発明の請求項4のミリ波変調信号生成装置は、請求項3記載のミリ波変調信号生成装置において、
無変調状態における前記第2の光変調器に対するバイアス電圧を所定範囲可変しつつ、該第2の光変調器の出力光強度を検出して、該第2の光変調器の変調特性を測定し、該測定した変調特性を線形特性に変換するための補正関数を算出し、前記補正部に設定する補正関数取得部(90)を有していることを特徴とする。
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the millimeter wave modulation signal generation device according to the third aspect of the present invention.
Measure the modulation characteristic of the second optical modulator by detecting the output light intensity of the second optical modulator while varying the bias voltage for the second optical modulator in a non-modulated state within a predetermined range. A correction function acquisition unit (90) for calculating a correction function for converting the measured modulation characteristic into a linear characteristic and setting the correction function in the correction unit is provided.
また、本発明の請求項5のミリ波変調信号生成方法は、
所定周波数のコヒーレント光を、ミリ波帯の所望出力周波数の1/Nの(Nは偶数)の周波数(fL)の電気のローカル信号により変調し、該変調で得られた第1の変調光から前記ローカル信号の周波数の前記N倍に等しい周波数差(N・fL)をもつ2つの光サブキャリアを抽出する段階と、
予め変調用データメモリ(31)に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階と、
前記2つの光サブキャリアを前記変調用信号により強度変調する段階と、
前記変調用信号による強度変調で得られた第2の変調光を光電変換して、前記ローカル信号の周波数の前記N倍に等しいミリ波の周波数(N・fL)を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成する段階とを含むミリ波変調信号生成方法であって、
前記変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階は、
前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ(36、37)に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴する。
Moreover, the millimeter wave modulation signal generation method according to
The first modulated light obtained by modulating the coherent light having a predetermined frequency with an electrical local signal having a frequency (f L ) of 1 / N (N is an even number) of a desired output frequency in the millimeter wave band. Extracting two optical subcarriers having a frequency difference (N · f L ) equal to the N times the frequency of the local signal from
Reading out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31) and converting it into an analog modulation signal;
Intensity-modulating the two optical subcarriers with the modulating signal;
The second modulated light obtained by the intensity modulation by the modulation signal is photoelectrically converted, and a millimeter wave frequency (N · f L ) equal to the N times the frequency of the local signal is used as a center frequency, and the modulation is performed. and generating a millimeter wave modulation signal modulated electricity use signal a including a millimeter wave modulation signal generating method,
The step of reading out the modulation data and converting it into an analog modulation signal comprises:
Modulation data stored in advance in the modulation data memory and data that interferes with communication stored in other memories (36, 37) are added, and analog modulation corresponding to the addition result is added. Generating a signal for use.
このように、本発明では、コヒーレント光を、ミリ波帯の所望出力周波数の1/N(Nは偶数)の周波数(fL)の電気のローカル信号により変調し、その変調で得られた第1の変調光からローカル信号の周波数のN倍に等しい周波数差(N・fL)をもつ2つの光サブキャリアを抽出し、その2つの光サブキャリアを、予め変調用データメモリに記憶されている計測に用いる変調用データと通信の妨害要因となるデータとを加算してアナログ変換して得られた変調用信号により強度変調し、その強度変調で得られた第2の変調光を光電変換して、ローカル信号の周波数のN倍に等しいミリ波の周波数(N・fL)を中心周波数とし、変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成している。 Thus, in the present invention, the coherent light is modulated by an electrical local signal having a frequency (f L ) of 1 / N (N is an even number) of the desired output frequency in the millimeter wave band, and the first obtained by the modulation. Two optical subcarriers having a frequency difference (N · f L ) equal to N times the frequency of the local signal are extracted from one modulated light, and the two optical subcarriers are stored in the modulation data memory in advance. Intensity modulation is performed using a modulation signal obtained by adding the modulation data used for measurement and data that interferes with communication and converting the analog signal, and photoelectrically converting the second modulated light obtained by the intensity modulation. Thus, an electrical millimeter-wave modulated signal modulated with a modulation signal is generated with a millimeter-wave frequency (N · f L ) equal to N times the frequency of the local signal as the center frequency.
このため、従来の電気によるヘテロダイン方式では困難であった100GHzを超えるミリ波帯の変調信号を、実際の通信環境に存在する妨害要因を含む状態で、容易に且つ精度よく生成することができる。 For this reason, it is possible to easily and accurately generate a millimeter-wave band modulation signal exceeding 100 GHz, which has been difficult with the conventional heterodyne method using electricity , in a state including interference factors existing in the actual communication environment .
また、出力周波数を可変する場合、出力したいミリ波帯の1/Nの周波数領域のローカル信号の周波数を可変すればよく、ミリ波帯で必要な周波数可変幅を容易に実現できる。 Further, when changing the output frequency, the frequency of the local signal in the 1 / N frequency region of the millimeter wave band to be output may be changed, and the frequency variable width required in the millimeter wave band can be easily realized.
また、変調のために用いる光変調器の帯域は要求される変調帯域に対して十分広いので、100GHzを超えるミリ波の各種機器の測定に十分対応できる。 Further, since the bandwidth of the optical modulator used for modulation is sufficiently wide with respect to the required modulation bandwidth, it can sufficiently cope with measurement of various millimeter wave devices exceeding 100 GHz.
以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図1は、本発明を適用した実施形態のミリ波変調信号生成装置20の構成を示している。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
FIG. 1 shows a configuration of a millimeter wave modulation
このミリ波変調信号生成装置20は、光サブキャリア生成部21、変調用信号生成部30、第2の光変調器40、光電変換器50を有している。
The millimeter wave modulation
光サブキャリア生成部21は、例えばレーザダイオードからなり、所定周波数のコヒーレント光Paを出射する光源22と、ミリ波帯の所望出力周波数(例えば120GHz)の1/N(Nは偶数で例えば4)の周波数fL(例えば30GHz)の電気のローカル信号SLを出力するローカル信号発生器23と、例えば電気光学効果を用いたマッハツェンダ型のLN光変調器からなり、コヒーレント光Paをローカル信号SLで変調する第1の光変調器24と、第1の光変調器24で変調された第1の変調光Pbから、ローカル信号SLの周波数のN倍に等しい周波数差N・fL(例えば120GHz)をもつ2つの光サブキャリアPc1、Pc2を抽出するバンドリジェクション型のフィルタ25と、その2つの光サブキャリアPc1、Pc2のみを含むフィルタ25の出力光Pc(=Pc1+Pc2)を増幅する光増幅器(例えばEDFAのような光ファイバ増幅器)26によって構成されている。
The optical subcarrier generation unit 21 includes, for example, a laser diode, and a light source 22 that emits coherent light Pa having a predetermined frequency, and 1 / N (N is an even number, for example, 4) of a desired output frequency (for example, 120 GHz) in the millimeter wave band.
このように、第1の光変調器24にコヒーレント光Paと電気のローカル信号SLを与えて変調することで、コヒーレント光Paの周波数fcから高い方へローカル信号SLの周波数fLの整数(n)倍だけ離間した第1の周波数(fc+nfL)と、Paの周波数fcより低い方へローカル信号SLの周波数fLの整数(n)倍だけ離間した第2の周波数(fc−nfL)とにスペクトラムをもつ干渉光を出射させることができ、その干渉光からフィルタ25によりコヒーレント光Paの周波数fcの成分を除去することで、両者の周波数差が2nfL=N・fL(Nは偶数)となる2つの光サブキャリアPc1、Pc2を抽出している。
Thus, by modulating giving the local signal S L of the coherent light Pa and electrically to the first
ここで、第1の光変調器24の動作についてさらに詳しく説明する。
入力光を分波して二つの光導波路を伝搬させてから合波干渉させる構成のマッハツェンダ型の第1の光変調器24は、電気光学効果を示す二つの光導波路の光路長と、両光導波路に印加するローカル信号SLの位相を適切に設定することで、入力したコヒーレント光Paに対して所望次数の側波帯を多く含む光を出射する。なお、第1の光変調器24の導波路にローカル信号SLの電界を印加するためのドライバは光変調器に含まれているものとするが、外付けであってもよい。
Here, the operation of the first
The Mach-Zehnder type first
例えば、理想的に対称な光変調器であれば、二つの光導波路に等振幅で逆相のローカル信号を与えることによって、一方の光導波路で位相変調を受けた光Pa1のスペクトラムが図2の(a)のように表されるとき、他方の光導波路で逆相の位相変調を受けた光Pa2のスペクトラムを図2の(b)のようにできる。 For example, in the case of an ideally symmetric optical modulator, the spectrum of the light Pa1 that has undergone phase modulation in one of the optical waveguides is given in FIG. When expressed as (a), the spectrum of the light Pa2 that has been subjected to phase modulation in the opposite phase in the other optical waveguide can be made as shown in (b) of FIG.
ここで図2の(a)の光Pa1のスペクトラムには、周波数fcの0次成分より高い周波数領域で周波数fLの間隔でプラス側にベクトルをもつ+1次成分、+2次成分、+3次成分、……が現れ、周波数fcより低い周波数領域では周波数fLの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する−1次成分、−2次成分、−3次成分、……が、各+次数の成分と同じ大きさで現れている。 Here, the spectrum of the light Pa1 in Fig. 2 (a), +1 order component with a vector in the positive side at intervals of a frequency f L at a frequency region higher than the zero-order component of the frequency fc, + 2-order component, + third order component ,... Appear, and in the frequency region lower than the frequency fc, the vector direction changes alternately between the minus side and the plus side at intervals of the frequency f L. , And appear in the same size as each + order component.
また、図2の(b)の光Pa2のスペクトラムには、周波数fcの0次成分より低い周波数領域で周波数fLの間隔でプラス側にベクトルをもつ−1次成分、−2次成分、−3次成分、……が現れ、周波数fcより高い周波数領域では周波数fLの間隔でベクトル方向がマイナス側とプラス側に交互に変化する+1次成分、+2次成分、+3次成分、……が、各−次数の成分と同じ大きさで現れる。 In addition, the spectrum of the light Pa2 in FIG. 2B includes a minus first order component, a minus second order component having a vector on the plus side at intervals of the frequency f L in a frequency region lower than the zero order component of the frequency fc, 3-order component, ... appear, + primary component vector direction at intervals of a frequency f L alternately changes to the negative side and the positive side is at a higher frequency range than the frequency fc, + 2-order component, + third order component, ...... is Appear in the same size as each -order component.
これは、位相変調された信号のスペクトラムがn次の第1種ベッセル関数を係数にもち、位相0のときには正の次数で符号がすべて正、負の次数で符号が交互に入れ代わり、位相πのときには、正の次数で符号が交互に入れ代わり、負の次数で符号がすべて正となることで説明される。 This is because the spectrum of the phase-modulated signal has a coefficient of the first-order Bessel function of the nth order, and when the phase is 0, the signs are alternately switched in the positive order and the signs are all positive and in the negative order. In some cases, the sign is alternately replaced with a positive degree, and the sign is all positive with a negative order.
図2の(a)、(b)において、両光導波路を通過した光の強度が等しく、位相変調の深さ(変調指数)が等しくなるように調整されていれば、各次数の側波帯の振幅は(a)と(b)とで等しいため、これらの光が第1の光変調器24の中で合波されると、互いに逆相奇数次の側波帯は相殺されて出射されず、図2の(c)のように偶数次の側波帯だけが出射されることになる。
In FIGS. 2A and 2B, the sidebands of the respective orders can be used as long as the intensity of light passing through both optical waveguides is equal and the depth of modulation (modulation index) is adjusted to be equal. Therefore, when these lights are combined in the first
なお、ここでは、偶数次の側波帯成分だけが出射される例を示したが、両光導波路を通過した光の位相差がπになるような直流電界を少なくとも一方の光導波路に印加すれば、奇数次成分だけを出射させることもできる。 Although an example in which only even-order sideband components are emitted is shown here, a DC electric field is applied to at least one of the optical waveguides so that the phase difference of the light passing through both optical waveguides becomes π. For example, only odd order components can be emitted.
このようにして0次成分と±2次成分だけを含む第1の変調光Pbが第1の光変調器24から出射されることになる。
In this way, the first modulated light Pb including only the 0th order component and the ± 2nd order component is emitted from the first
そして、この第1の変調光Pbを、図2の(c)に通過特性を示すバンドリジェクション型のフィルタ25に入射して、図2の(d)のように周波数fcの0次成分を除去することで、±2次成分、つまり、2つの光サブキャリアPc1、Pc2のみを含む光(以下、2−toneキャリア光と言う)Pcが得られる。
Then, the first modulated light Pb is incident on a
この2つの光サブキャリアPc1、Pc2の周波数差は、その基になるコヒーレント光Paの周波数が変動してもお互いに相殺されて変動しない。また、ローカル信号SLの周波数fLは所望出力周波数の偶数N分の1で済むから、ミリ波帯より低い周波数で安定度が高い高純度の信号源を用いることができ、その可変幅も所望出力周波数の可変幅に対して1/Nで済むので、30GHz帯で±5GHz程度の可変幅を有する現状で実現可能な信号発生器を使用できる。また、フィルタ25で除去する周波数はコヒーレント光Paの周波数成分で一定であるから、2つの光サブキャリアPc1、Pc2の周波数差の変化によらず固定型のフィルタでよく、0次以外の多くの成分のうちの特定次数の成分で且つローカル信号SLの周波数変化のN倍で周波数変化する成分のみを抽出する方式に比べてフィルタの実現が極めて容易である。
The frequency difference between the two optical subcarriers Pc1 and Pc2 cancels each other and does not vary even if the frequency of the coherent light Pa that is the basis thereof varies. Further, since the frequency f L of the local signal S L requires only the even N content of the first desired output frequency, can be used stability is high purity signal source at a lower frequency than the millimeter wave band, also the variable width Since 1 / N is sufficient for the variable width of the desired output frequency, it is possible to use a signal generator that can be realized at present with a variable width of about ± 5 GHz in the 30 GHz band. Further, since the frequency removed by the
この2つの光サブキャリアPc1、Pc2のみを含む2−toneキャリア光Pcは、光増幅器26で増幅され、その増幅された2−toneキャリア光Pc′が第2の光変調器40に入力される。なお、ここではフィルタ25で抽出した2−toneキャリア光Pcを増幅器26で増幅しているが2−toneキャリア光Pcの強度が十分であれば増幅器26を省略できる。また、増幅する場合、それに用いる増幅器26は線形動作し、2つの光サブキャリアPc1、Pc2をそれぞれ増幅した光サブキャリアPc1′、Pc2′のみを出力するものとする。
The 2-tone carrier light Pc including only these two
一方、変調用信号生成部30は、計測に用いる変調用データDmを予め記憶している変調用データメモリ31と、その変調用データメモリ31に記憶されている変調用データDmを時系列に読み出してアナログの変調用信号Sm(t)′に変換するD/A変換器32と、その変調用信号Sm(t)′からD/A変換処理に伴う高域ノイズや不要な高調波成分を除去するLPF(ローパスフィルタ)33とで構成されており、LPF33から出力された変調用信号Sm(t)を第2の光変調器40に与える。
On the other hand, the modulation
第2の光変調器40は、前記したLN型の光変調器あるいは電界吸収飽和作用を利用したEO変調器等で構成されており、入射される2−toneキャリア光Pc′に含まれる光サブキャリアPc1′、Pc2′を変調用信号Sm(t) で強度変調する。なお、ここでは、変調用信号Sm(t) は、光変調器内蔵のドライバを介して変調素子に供給されるものとするが、外付けドライバを介して第2の光変調器40に入力してもよい。
The second
これにより、図3の(a)のように、それぞれが変調用信号Sm(t) による変調を同等に受けた変調光Pd1、Pd2からなる第2の変調光Pdが得られる。 As a result, as shown in FIG. 3A, the second modulated light Pd composed of the modulated lights Pd1 and Pd2 that are each equally modulated by the modulation signal Sm (t) is obtained.
ここで、第2の光変調器40の強度変調特性を線形と仮定し、その傾きをkとすれば、光サブキャリアPc1′、Pc2′入射時に第2の光変調器40から出力される変調光Pd1、Pd2のパワーP1(t)、P2(t)は、
P1(t)=P2(t)=k・Sm(t)
となる。
Here, assuming that the intensity modulation characteristic of the second
P1 (t) = P2 (t) = k · Sm (t)
It becomes.
したがって、これら二つの変調光Pd1、Pd2の電界E1、E2は、それらの光角周波数をω、ω′とすれば、
E1=[√{k・Sm(t)}]・cosωt
E2=[√{k・Sm(t)}]・cos ω′t
となる(位相情報は省略)。
Therefore, the electric fields E1 and E2 of these two modulated lights Pd1 and Pd2 can be expressed by assuming their optical angular frequencies to be ω and ω ′.
E1 = [√ {k · Sm (t)}] · cosωt
E2 = [√ {k · Sm (t)}] · cos ω′t
(Phase information is omitted).
このようにして変調用信号Sm(t) でそれぞれ変調された2つの変調光Pd1、Pd2を含む第2の変調光(2−tone変調光)Pdは、フォトダイオード等の受光素子からなる光電変換器50に入射されて光電変換される。
In this way, the second modulated light (2-tone modulated light) Pd including the two modulated lights Pd1 and Pd2 respectively modulated by the modulation signal Sm (t) is photoelectrically converted from a light receiving element such as a photodiode. It is incident on the
光電変換器50の受光素子は、入射される第2の変調光Pdに含まれる2つの変調光Pd1、Pd2の強度に対応した電流を出力する。
The light receiving element of the
即ち、受光素子が出力する電流Iは、入射光の電界の2乗平均であるから、次のように表される(記号< >は時間平均)。 That is, since the current I output from the light receiving element is the mean square of the electric field of the incident light, it is expressed as follows (the symbol <> is a time average).
I=<|E1+E2|2>
=[√{k・Sm(t)}]2(cos ωt+cos ω′t)2)
=k・Sm(t){cos2ωt+cos2ω′t+2cos ωt・cos ω′t}
=k・Sm(t){1+(cos2ωt+cos2ω′t)/2
+cos (ω+ω′)t+cos(ω−ω′)t}
I = <| E1 + E2 | 2 >
= [√ {k · Sm (t)}] 2 (cos ωt + cos ω′t) 2 )
= K · Sm (t) {cos 2 ωt + cos 2 ω't + 2cos ωt · cos ω't}
= K · Sm (t) {1+ (cos2ωt + cos2ω′t) / 2
+ Cos (ω + ω ′) t + cos (ω−ω ′) t}
ここで、cos2ωt、cos2ω′t、cos(ω+ω′)tの成分は、光周波数のほぼ2倍と高いため出力応答しない。 Here, since the components of cos2ωt, cos2ω′t, and cos (ω + ω ′) t are almost twice as high as the optical frequency, there is no output response.
したがって、受光素子の出力電流Iは、
I=k・Sm(t)[1+cos(ω−ω′)t]
=k・Sm(t)+k・Sm(t)cos(ω−ω′)t
となる。
Therefore, the output current I of the light receiving element is
I = k · Sm (t) [1 + cos (ω−ω ′) t]
= K · Sm (t) + k · Sm (t) cos (ω−ω ′) t
It becomes.
上式で第1項のk・Sm(t) の周波数成分はミリ波帯に比べて格段に低いのでフィルタ(図示せず)で除去すると、最終的に得られる出力は第2項のSm(t)cos(ω−ω′)tとなり、図3の(b)のように、ローカル信号SLの周波数fLのN倍に等しいミリ波の周波数(N・fL)を中心周波数とし、変調用信号Sm(t) で変調された電気のミリ波変調信号Sout を得ることができる。 In the above equation, the frequency component of k · Sm (t) in the first term is much lower than that in the millimeter wave band, and when it is removed by a filter (not shown), the output finally obtained is Sm ( t) cos (ω−ω ′) t, and, as shown in FIG. 3B, the center frequency is a millimeter wave frequency (N · f L ) equal to N times the frequency f L of the local signal S L , An electrical millimeter-wave modulation signal Sout modulated with the modulation signal Sm (t) can be obtained.
このように、実施形態のミリ波変調信号生成装置20は、第1の光変調器24による干渉作用を利用して所望ミリ波の出力周波数に等しい周波数差をもつ2−toneキャリア光を生成し、これを第2の光変調器40に入射し、計測に必要な変調用信号で強度変調を掛けて2−tone変調光Pdを生成して光電変換することで、電気のミリ波の変調信号Sout を得ているので、従来の電気によるヘテロダイン方式では困難であった100GHzを超えるミリ波帯の変調信号を容易に且つ精度よく生成することができる。
As described above, the millimeter wave modulation
また、出力周波数を可変する場合、ローカル信号発生器23のローカル信号SLの周波数を可変すればよく、例えば前記した30GHzを中心に±5GHz可変すれば、その4(=N)倍の20GHzを可変できる。
In the case of varying the output frequency may be varying the frequency of the local signal S L of the
また、変調のために用いる第2の光変調器40の帯域は要求される数GHzの変調帯域に対して十分広いので、100GHzを超えるミリ波の各種機器の測定に十分対応できる。
Further, since the band of the second
なお、上記実施形態の変調用信号生成部30は、変調用データメモリ31、D/A変換器32、LPF33という最も簡単な構成を示していたが、この構成であっても、多種の試験が行なえる。
The modulation
すなわち、アナログの各種周波数の正弦波による強度変調の場合には、変調用データメモリ31に周波数と振幅の異なる正弦波の波形データを登録しておき、図示しない操作部によりそのいずれかを選択して出力させればよい。 That is, in the case of intensity modulation with sine waves of various analog frequencies, waveform data of sine waves having different frequencies and amplitudes are registered in the modulation data memory 31, and one of them is selected by an operation unit (not shown). Output.
また、デジタル変調の場合には基本的にI、Q直交変調が用いられるので、試験用のIデータとQデータを直交変調演算して得られるベースバンドのデータを各種生成し、これらを変調用データメモリ31に予め登録しておいて、前記同様にそのいずれかを選択して出力させればよい。 In digital modulation, I and Q quadrature modulation is basically used, so various types of baseband data obtained by quadrature modulation of I data and Q data for testing are generated and used for modulation. It is sufficient to register in advance in the data memory 31 and select and output one of them as described above.
ここで、試験に用いるデジタル変調用の信号例としては、各種通信規格、例えばLTE/LTE−Advanced(FDD/TDD)、WLAN IEEE 802.11/a/b/g/j/n/p/ac/ad、Mobile WiMAX、デジタル放送 ISDB−T/ISDB−Tmm、無線LAN、GPS等の規格信号があり、これらの直交変調データを予め変調用データメモリ31に登録しておけば、広範な試験が可能となる。 Here, examples of digital modulation signals used in the test include various communication standards such as LTE / LTE-Advanced (FDD / TDD), WLAN IEEE 802.11 / a / b / g / j / n / p / ac. / Ad, Mobile WiMAX, digital broadcasting ISDB-T / ISDB-Tmm, wireless LAN, GPS, etc. standard signals, if these quadrature modulation data is registered in the modulation data memory 31 in advance, a wide range of tests It becomes possible.
なお、上記例では、第2の光変調器40に与える変調用信号Sm(t) の波形のデータそのものを変調用データメモリ31に登録しておく例であったが、図4に示す変調用信号生成部30のように、変調用データメモリ31をIデータメモリ31aとQデータメモリ31bで構成し、それらのメモリから任意の組のIデータDiとQデータDqを読み出して、それぞれD/A変換器32a、32bでアナログのI、Q信号Si(t)′、Sq(t)′に変換し、LPF33a、33bで高域ノイズを除去して得られたI、Q信号Si(t)、Sq(t)を直交変調器34に入力し、その出力を変調用信号Sm(t)として第2の光変調器40に与えてもよい。
In the above example, the waveform data itself of the modulation signal Sm (t) given to the second
図5は、上記の図4の構成で直交変調処理までをデジタル処理で行なう構成例であり、Iデータメモリ31aとQデータメモリ31bから読み出したIデータDiとQデータDqに対してデジタルフィルタ35a、35bによるフィルタ処理(ロールオフ処理)を施して、その処理結果Di′、Dq′をデジタル式の直交変調器35cに入力し、その計算結果DiqをD/A変換器32でアナログの信号Sm(t)′に変換し、LPF33で高域ノイズ成分等を除去し、その出力を変調用信号Sm(t) として第2の光変調器40に与えている。ここで、デジタルフィルタ35a、35bおよび直交変調器35cは、DSP(デジタルシグナルプロセッサ)35で構成している。
FIG. 5 shows a configuration example in which up to quadrature modulation processing is performed by digital processing in the configuration of FIG. 4, and a digital filter 35a is applied to I data Di and Q data Dq read from the I data memory 31a and
また、図6に示す変調用信号生成部30のように、変調用データだけでなく、通信の妨害要因となるデータ、例えば各種レベルのノイズデータ(白色雑音等)Dnを記憶しているノイズデータメモリ36や、変調用データに異なる遅延を与えた遅延波データDdを記憶している遅延波データメモリ37等を設けておき、変調用データメモリ31に記憶されている任意の変調用データDmと、これらの追加したデータメモリ36、37から図示しない操作部の操作によって任意に選択したデータを加算器38で加算し、その加算結果Dsum をD/A変換器32およびLPF33によってアナログの変調用信号Sm(t) に変換して、第2の光変調器40に与えてもよい。なお、ノイズデータや遅延波データの他にも実際の通信環境に存在する妨害要因となる別のデータを加えてもよい。
Further, as in the modulation
また、図6の例では加算するデータをそれぞれ一系統で示したが、各データをI成分とQ成分の2系統とすれば、各データのI成分同士を加算し、Q成分同士を加算して、直交変調処理を行なうことになる。 In the example of FIG. 6, the data to be added is shown as one system, but if each data is made up of two systems of the I component and the Q component, the I component of each data is added and the Q components are added together. Thus, quadrature modulation processing is performed.
また、各データメモリのデータ出力同士を加算する方法たけでなく、各データのD/A変換出力同士を加算したり、そのD/A変換出力からそれぞれLPFで高域ノイズ成分を除去した結果同士を加算してもよい。 Further, not only the method of adding the data outputs of the respective data memories, but also the results of adding the D / A converted outputs of the respective data or removing the high-frequency noise component from the D / A converted outputs by the LPF, respectively. May be added.
また、図7のように、外部からの変調用信号(例えばアンテナ入力、他機器からの電気信号や光信号等)を入力する外部入力端子60と、その外部入力端子60から入力された信号Sexitと、変調用信号生成部30が生成した変調用信号Sm(t) のいずれかを選択的に第2の光変調器40に与える信号切替器61を設けてもよい。ここで、第2の光変調器40が光の変調用信号の入力が可能であれば外部から光で入力された信号Sexitを直接第2の光変調器40に導く。また、電気信号の入力しか受け付けないのであれば、外部から光で入力された信号Sexitを一旦光電変換して第2の光変調器40に与える。
Also, as shown in FIG. 7, an external input terminal 60 for inputting an external modulation signal (for example, an antenna input, an electric signal or an optical signal from another device), and a signal Sexit input from the external input terminal 60 In addition, a
上記各実施例では、第2の光変調器40から出力される光の強度が、変調用信号Sm(t) に比例すると仮定して説明したが、一般的に光変調器の変調特性は、狭い領域でみればほぼ直線近似できるものの、広い範囲では正弦的あるいは2次曲線、3次曲線等を含んだ非線形な特性を有しており、広い変調範囲でリニアに強度変調をかける必要がある場合には、その変調特性に応じて変調用信号を補正する必要がある。
In each of the above-described embodiments, it has been described on the assumption that the intensity of light output from the second
例えば、LN型の光変調器は、一般的に図8のように、バイアス電圧Vbの変化に対して出力光の強度が正弦波状に周期変化する変調特性を有しており、この正弦波状の変調特性の位相がπだけ離れるための電圧幅を半波長電圧Vπと呼び、図8では出力強度が極小となる電圧V0から±Vπ離れた位置の出力強度が極大となる。 For example, an LN type optical modulator generally has a modulation characteristic in which the intensity of output light periodically changes in a sinusoidal manner with respect to a change in the bias voltage Vb, as shown in FIG. A voltage width for shifting the phase of the modulation characteristic by π is referred to as a half-wave voltage Vπ, and in FIG. 8, the output intensity at a position that is ± Vπ away from the voltage V0 at which the output intensity is minimized is maximized.
このような変調特性を有するLN型の光変調器に対して、例えばV0+Vπ/2を電圧中心とする変調用信号Sm(t) を与える場合、前記したようにその振幅がVπに比べて十分小さければ、線形に近い動作となるが、振幅がVπに対して無視できないほど大きい場合には正弦波の非線形特性が顕著に現れ、正しい変調が行なえない。 For example, when a modulation signal Sm (t) having a voltage center of V0 + Vπ / 2 is given to an LN type optical modulator having such a modulation characteristic, the amplitude should be sufficiently smaller than Vπ as described above. For example, the operation is almost linear, but when the amplitude is too large to be ignored with respect to Vπ, the nonlinear characteristic of the sine wave appears remarkably and correct modulation cannot be performed.
これを解決するために、図9の(a)の正弦波状の変調特性Aに対してそれを傾き一定の直線Lの特性に補正するための補正関数H(V) を求め、その補正関数H(V) で変調用信号Sm(t) の振幅を補正することで、Vπにほぼ等しい広い範囲で直線的な強度変調を行なうことができる。 In order to solve this, a correction function H (V) for correcting the sinusoidal modulation characteristic A of FIG. 9A to a characteristic of a straight line L with a constant slope is obtained, and the correction function H By correcting the amplitude of the modulation signal Sm (t) with (V), linear intensity modulation can be performed over a wide range substantially equal to Vπ.
図10は、上記補正機能を有するミリ波変調信号生成装置20の構成例を示している。このミリ波変調信号生成装置20は、所望の変調用信号で変調されたミリ波変調信号を出力する通常動作モードと、前記した補正関数を取得するための補正関数取得モードを有しており、補正関数取得モードで得られた補正関数を用いて、通常動作モードにおける変調用信号に対する補正を行う。
FIG. 10 shows a configuration example of the millimeter wave modulation
このミリ波変調信号生成装置20は、第2の光変調器40としてLN型の光変調器を用い、変調用信号生成部30には、変調用データメモリ31から読み出された変調用データDmを補正関数Hにより振幅補正する補正部39が設けられており、その補正された変調用データDmhを、D/A変換器32およびLPF33よりアナログの変調用信号Smh(t) に変換している。
The millimeter-wave modulation
この補正された変調用信号Smh(t) は、例えば「バイアス−T」のような交直の重畳器70を介して第2の光変調器40に入力される。
The corrected modulation signal Smh (t) is input to the second
また、このミリ波変調信号生成装置20では、第2の光変調器40の出射光Pdを光分岐部75で3分岐し、それら3つの分岐光Pd1〜Pd3を、光電変換器50、バイアス制御部80、補正関数取得部90にそれぞれ入射している。
Further, in the millimeter wave modulation
光分岐部75は、入力光を2分岐する第1カプラ76と第2カプラ77をカスケードに接続したものであり、ここでは、第2の光変調器40の出射光Pdを受けた第1カプラ76の一方の分岐光Pd1を光電変換器50に与え、他方の分岐光を第2カプラ77で2分岐して、それらの分岐光Pd2、Pd3をバイアス制御部80と補正関数取得部90にそれぞれ与えている。
The optical branching
また、バイアス制御部80から出力されるバイアス電圧Vbは、スイッチ71を介して重畳器70に与えられる。このスイッチ71は、通常動作モードにおいては、バイアス制御部80から出力されるバイアス電圧Vbを重畳器70に与え、補正関数取得モードの際には、補正関数取得部90からのバイアス電圧Vb′を重畳器70に与えるように切り替えられる。
The bias voltage Vb output from the
バイアス制御部80は、通常動作モードにおいて光分岐部75で分岐された光Pd2を受けて、LN型の第2の光変調器40に与えるバイアス電圧を、変調特性の電圧方向のドリフトに応じて可変制御し、変調器の動作点を常に所定位置(例えば図8の変調特性とその振幅中心とが交わる位置)に保持するためのものである。
The
このバイアス制御については従来から種々の方式が提案されている。例えば、伝送信号に対して十分に周波数が低い低周波信号を重畳し、その低周波信号を光電変換して、その振幅が一定になるようにバイアスをフィードバック制御す方法等が採用できる。 Various methods have been proposed for this bias control. For example, a method of superimposing a low-frequency signal having a sufficiently low frequency on the transmission signal, photoelectrically converting the low-frequency signal, and feedback-controlling the bias so that the amplitude becomes constant can be employed.
一方、補正関数取得部90は、補正関数取得モードの無変調状態において、第2の光変調器40の変調特性を測定し、その測定結果から前記補正関数H(V)を求めるためのものであり、光分岐部75で分岐された光Pd3を受光する光電変換器91、光電変換器91の出力をデジタル値に変換するA/D変換器92、A/D変換器92の出力を受けるとともに特性測定用のバイアス電圧データDvbを所定ステップで可変出力する特性測定部93、特性測定部93の出力をアナログの特性測定用のバイアス電圧Vb′に変換してスイッチ71へ出力するD/A変換器94および補正関数算出部95を有している。
On the other hand, the correction function acquisition unit 90 measures the modulation characteristic of the second
特性測定部93は、補正関数取得モードの際に、図11のように、特性測定用のバイアス電圧データDvbを所定のスタート電圧Vstart から終了電圧Vstopまで所定ステップΔVで掃引させながら、各バイアス電圧に対する受光出力を内部のメモリに記憶する。ここで、バイアス電圧の可変幅W(=|Vstart−Vstop|)は、正弦波状に周期変化する変調特性のうち、変調に用いる一つの単調増加領域(または単調減少領域)を完全にカバーし、変調特性のピークとボトムを含む範囲(Vπより大)に設定される。
In the correction function acquisition mode, the
このようにして得られた変調特性(バイアス電圧に対する変調器の出力特性)は、補正関数算出部95に出力される。
The modulation characteristic thus obtained (the output characteristic of the modulator with respect to the bias voltage) is output to the correction
補正関数算出部95は、得られた変調特性から変調用信号の補正に必要な補正関数H(V) を求める。この処理について図9の(a)(b)を参照して説明する。
The correction
即ち、第2の光変調器40がLN型変調器であれば、前記したようにその変調特性は正弦波状となる。図9の(a)に示しているように、特性測定部93によって得られた変調特性を特性A(=P(V))とし、通常動作モードおよび無変調状態におけるバイアス電圧VPAにおける光電変換器91の出力強度(PA:通常モードにおけるバイアス電圧設定時の出力強度)とで決まる座標(VPA,PA)を通る傾き一定の直線L(=L(V))を理想の線形的な変調特性とすれば、電圧V1のときに直線Lの特性であればその出力はL(V1)となるが、実際の変調特性Aによって得られる出力はP(V1)となり、L(V1)との間に差が生じる。この差がなくなるように、入力電圧V1を、変調特性AにおいてL(V1)と等しい出力P(V1′)が得られる電圧V1′までΔhだけ増加させる補正を行なえばよいことがわかる。
That is, if the second
図9の(b)は、前記電圧V1を、電圧VPAを中心に可変させたときに上記方法でそれぞれ得られる電圧V1′の電圧変換特性、即ち、補正関数H(V) を表している。この補正関数H(V) は、正弦波状の変調特性Aに対応して、入力電圧に対する出力電圧の補正量Δhが、振幅中心から極大点、極小点に近づく程大きくなる。なお、理想の線形的な変調特性を表す直線Lの傾きは任意であり、また、完全な直線でなくてもよい。 (B) in FIG. 9, the voltage V1, represents voltage conversion characteristic of the voltage respectively obtained by the above method V1 'when is varied around the voltage V PA, i.e., the correction function H (V) of . The correction function H (V) corresponds to the sinusoidal modulation characteristic A, and increases as the correction amount Δh of the output voltage with respect to the input voltage approaches the maximum point and the minimum point from the amplitude center. Note that the slope of the straight line L representing the ideal linear modulation characteristic is arbitrary, and may not be a perfect straight line.
このようにして得られた補正関数H(V) は、前記補正部39に初期データ、あるいは更新データとして登録される。
The correction function H (V) obtained in this way is registered in the
このようにして、補正関数取得モードにおいて補正部39が用いる補正関数H(V) が初期登録あるいは更新登録された後、通常動作モードにおいて変調用データメモリ31から読み出される変調用データDmの振幅(上式で変数Vに相当)がこの補正関数H(V) により補正され、その補正されたアナログの変調用信号Smh(t) が、バイアス制御部80からのバイアス電圧Vbとともに第2の光変調器40に与えられる。
In this way, after the correction function H (V) used by the
これにより、通常動作モードにおいて、第2の光変調器40からは、その変調特性自体の非線形部分による歪みの発生が等価的に抑圧されて、所望波形の変調用データDmに対応して広い変調範囲で強度が正しく変調された変調光が出射されることになる。
As a result, in the normal operation mode, the second
なお、ここでは第2の光変調器40がLN型光変調器の場合について説明したが、第2の光変調器40が電界吸収飽和作用を利用したEO変調器の場合でも、前記同様に補正関数取得モードにおいて、無変調状態で直流のバイアス電圧を可変させてその変調特性を求め、その非線形な変調特性を等価的に線形特性に変換するための補正関数を求め、通常動作モードにおいてその補正関数で変調用データの振幅を補正すれば、第2の光変調器40からは、その変調特性自体の非線形部分による歪みの発生が等価的に抑圧されて、所望波形の変調用データに対応して広い変調範囲で強度が正しく変調された変調光が出射されることになる。
Here, the case where the second
また、上記実施例では、変調用信号生成部30に設けた補正部39が、変調用データメモリ31から読み出される変調用データDmに対してデジタル演算による振幅補正を行なっていたが、アナログの演算処理が可能であれば、D/A変換器32の出力あるいはLPF33の出力に対して補正関数H(V) による補正処理を行なうこともできる。
In the above-described embodiment, the
また、図4に示した変調用信号生成部30の場合には、直交変調器34から出力されるアナログの変調用信号Sm(t) に対して補正関数H(V) による補正処理を行なうことになる。また、図5に示した構成例では、直交変調器35cのデジタル出力、D/A変換器32あるいはLPF33のアナログ出力に対して補正関数H(V) による補正処理を行なうことになる。さらに、図6の構成例では、加算器38のデジタル出力、D/A変換器32あるいはLPF33のアナログ出力に対して補正関数H(V) による補正処理を行なうことになる。
In the case of the
20……ミリ波変調信号生成装置、21……光サブキャリア生成部、22……光源、23……ローカル信号発生器、24……第1の光変調器、25……フィルタ、26……光増幅器、30……変調用信号生成部、31……変調用データメモリ、31a……Iデータメモリ、31b……Qデータメモリ、32、32a、32b……D/A変換器、33、33a、33b……LPF、34……直交変調器、35……DSP、35a、35b……デジタルフィルタ、35c……直交変調器、36……ノイズデータメモリ、37……遅延波データメモリ、38……加算器、39……補正部、40……第2の光変調器、50……光電変換器、60……外部入力端子、61……信号切替器、70……重畳器、71……スイッチ、75……光分岐部、76……第1カプラ、77……第2カプラ、80……バイアス制御部、90……補正関数取得部、91……光電変換器、92……A/D変換器、93……特性測定部、94……D/A変換器、95……補正関数算出部
DESCRIPTION OF
Claims (5)
予め変調用データメモリ(31)に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換して出力する変調用信号生成部(30)と、
前記光サブキャリア生成部で抽出された前記2つの光サブキャリアを、前記変調用信号生成部で生成された前記変調用信号で強度変調する第2の光変調器(40)と、
前記第2の光変調器で強度変調された第2の変調光を光電変換し、前記ローカル信号の周波数の前記N倍に等しいミリ波の周波数(N・fL)を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を出力する光電変換器(50)とを備えたミリ波変調信号生成装置であって、
前記変調用信号生成部は、前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ(36、37)に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴するミリ波変調信号生成装置。 A light source (22) that emits coherent light having a predetermined frequency, and a local signal generator (23) that outputs an electrical local signal having a frequency (f L ) of 1 / N (N is an even number) of a desired output frequency in the millimeter wave band. A first optical modulator (24) for modulating the coherent light with the local signal, and a frequency equal to the N times the frequency of the local signal from the first modulated light modulated by the first optical modulator. An optical subcarrier generator (21) including a filter (25) for extracting two optical subcarriers having a difference (N · f L );
A modulation signal generator (30) that reads out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31), converts it into an analog modulation signal, and outputs it;
A second optical modulator (40) for intensity-modulating the two optical subcarriers extracted by the optical subcarrier generation unit with the modulation signal generated by the modulation signal generation unit;
The second modulated light intensity-modulated by the second optical modulator is photoelectrically converted, and a frequency (N · f L ) of a millimeter wave equal to the N times the frequency of the local signal is used as a center frequency, and the modulation is performed. A millimeter-wave modulation signal generator comprising a photoelectric converter (50) for outputting an electrical millimeter-wave modulation signal modulated by a signal for use ,
The modulation signal generation unit adds the modulation data stored in advance in the modulation data memory and the data that causes interference of communication stored in another memory (36, 37), A millimeter-wave modulation signal generating device that generates an analog modulation signal corresponding to an addition result .
予め変調用データメモリ(31)に記憶されている計測に用いる変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階と、Reading out the modulation data used for measurement stored in advance in the modulation data memory (31) and converting it into an analog modulation signal;
前記2つの光サブキャリアを前記変調用信号により強度変調する段階と、Intensity-modulating the two optical subcarriers with the modulating signal;
前記変調用信号による強度変調で得られた第2の変調光を光電変換して、前記ローカル信号の周波数の前記N倍に等しいミリ波の周波数(N・fThe second modulated light obtained by intensity modulation using the modulation signal is photoelectrically converted to a millimeter wave frequency (N · f) equal to the N times the frequency of the local signal. LL )を中心周波数とし、前記変調用信号で変調された電気のミリ波変調信号を生成する段階とを含むミリ波変調信号生成方法であって、) At the center frequency and generating an electrical millimeter-wave modulated signal modulated with the modulating signal,
前記変調用データを読み出してアナログの変調用信号に変換する段階は、The step of reading out the modulation data and converting it into an analog modulation signal comprises:
前記変調用データメモリに予め記憶されている変調用データと、他のメモリ(36、37)に記憶されている通信の妨害要因となるデータとを加算し、該加算結果に対応したアナログの変調用信号を生成することを特徴するミリ波変調信号生成方法。Modulation data stored in advance in the modulation data memory and data that interferes with communication stored in other memories (36, 37) are added, and analog modulation corresponding to the addition result is added. A method for generating a millimeter-wave modulation signal, characterized by generating a signal for use.
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