JP6145150B2 - Variable band amplifier - Google Patents
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Description
本発明は、信号通過帯域の帯域幅が変更できる可変帯域増幅器に関する。 The present invention relates to a variable band amplifier capable of changing a bandwidth of a signal pass band.
例えば光受信器に用いられるトランスインピーダンスアンプ（以降、ＴＩＡと略す）は、受光素子で光信号から電流に変換された信号を、電圧信号に変換しながら増幅する。一般的に、増幅器の信号通過帯域は広い方がより高速なシンボルレートの信号を扱えるため、広い帯域性能が望まれる。 For example, a transimpedance amplifier (hereinafter abbreviated as TIA) used in an optical receiver amplifies a signal converted from an optical signal into a current by a light receiving element while converting it into a voltage signal. In general, a wider signal pass band of an amplifier can handle a signal with a higher symbol rate, and therefore a wide band performance is desired.
しかし、ＴＩＡにおいて出力される総ノイズ量と信号通過帯域の特性は、トレードオフの関係にある。よって、扱うデータ信号のシンボルレートに対して過度に広帯域なＴＩＡを用いると、ノイズ帯域も広がるため総ノイズ量が増加する。その結果、Ｓ/Ｎ比が劣化して受信感度が低下する。また、扱うデータ信号に対して信号通過帯域が不足した場合においては、信号の立上りと立下りの時間が大きくなることでデータの１/０の判別が困難になり、受信感度が低下する。 However, the total amount of noise output in TIA and the characteristics of the signal passband are in a trade-off relationship. Therefore, if a TIA that is excessively wide with respect to the symbol rate of the data signal to be handled is used, the noise band is widened and the total noise amount increases. As a result, the S / N ratio is deteriorated and the reception sensitivity is lowered. Further, when the signal pass band is insufficient for the data signal to be handled, the rise and fall times of the signal are increased, making it difficult to discriminate 1/0 of the data and the reception sensitivity is lowered.
よって、ＴＩＡには、多様なデータレートの信号に対して高い受信感度を得る目的や、製造バラつきによる信号通過帯域の変動を補償する目的で、可変帯域増幅器が用いられる。可変帯域増幅器は、信号通過帯域の帯域可変範囲が広いほど多様なシンボルレートのデータ信号を扱えるため、広い帯域可変範囲が望まれる。 Therefore, a variable band amplifier is used for TIA for the purpose of obtaining high reception sensitivity for signals of various data rates and for compensating for fluctuations in the signal passband due to manufacturing variations. Since the variable band amplifier can handle data signals of various symbol rates as the band variable range of the signal pass band is wider, a wide band variable range is desired.
可変帯域増幅器としては、例えば非特許文献１に開示された可変容量素子を用いた構成が知られている。その可変帯域増幅器は、フィードバックループに可変容量素子によるハイパスフィルタを形成し、可変容量素子の容量値を変化させることで信号通過帯域を制御する。また、増幅器の出力抵抗と可変容量素子で形成されるローパスフィルタの信号通過帯域を、可変容量素子で変化させる可変帯域増幅器も考えられている。
As the variable band amplifier, for example, a configuration using a variable capacitance element disclosed in Non-Patent
しかしながら、従来の可変帯域増幅器では、可変容量素子の容量値を最低容量に設定しても可変容量素子を付加する前の信号通過帯域を、低下させてしまう課題がある。つまり、可変容量素子の容量値の分、例えばローパスフィルタのカットオフ周波数（遮断周波数）を低域側にシフトさせるので信号通過帯域の上限周波数を低下させてしまう。 However, in the conventional variable band amplifier, there is a problem that even if the capacitance value of the variable capacitance element is set to the minimum capacitance, the signal pass band before adding the variable capacitance element is lowered. That is, since the cutoff frequency (cutoff frequency) of the low-pass filter is shifted to the low frequency side, for example, by the capacitance value of the variable capacitance element, the upper limit frequency of the signal passband is lowered.
本発明は、この課題に鑑みてなされたものであり、可変容量素子を付加したことによる信号通過帯域の上限周波数の低下を抑制することが出来る可変帯域増幅器を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of this problem, and an object of the present invention is to provide a variable band amplifier that can suppress a decrease in the upper limit frequency of a signal pass band due to the addition of a variable capacitance element.
本発明の可変帯域増幅器は、差動増幅器と、前記差動増幅器に信号を入力する非反転信号配線と反転信号配線との間に直列に接続され、外部から入力される帯域可変電圧によって静電容量が変化する２個の可変容量素子からなる可変容量部と、前記可変容量部に並列に接続され、前記可変容量部の静電容量を打ち消す負性容量を生成する負性容量回路と、前記負性容量回路は、前記可変容量部の一方の端子にコレクタ電極を接続し、ベース電極を前記可変容量部の他方の端子に接続する第１トランジスタと、前記可変容量部の他方の端子にコレクタ電極を接続し、ベース電極を前記可変容量部の一方の端子に接続する第２トランジスタと、前記第１トランジスタのエミッタ電極と前記第２トランジスタのエミッタ電極との間に接続されるコンデンサと、前記第１トランジスタのエミッタ電極にコレクタ電極を接続し、エミッタ電極を接地電極に接続して前記第１トランジスタに定電流を供給する第３トランジスタと、前記第２トランジスタのエミッタ電極にコレクタ電極を接続し、エミッタ電極を接地電極に接続して前記第２トランジスタに定電流を供給する第４トランジスタとを具備し、前記第１トランジスタに並列に接続される第５トランジスタと、前記第２トランジスタに並列に接続される第６トランジスタとを備え、前記第５トランジスタのベース電極と前記第６トランジスタのベース電極とに、それぞれのトランジスタを非導通にさせるか、又は所定のコレクタ電流を流すためのベース電流を供給するオンオフ電圧が外部から入力されることを要旨とする。
The variable band amplifier of the present invention is connected in series between a differential amplifier and a non-inverted signal line for inputting a signal to the differential amplifier and an inverted signal line, and electrostatically is generated by a band variable voltage input from the outside. A variable capacitance unit composed of two variable capacitance elements whose capacitance changes, a negative capacitance circuit connected in parallel to the variable capacitance unit and generating a negative capacitance that cancels the capacitance of the variable capacitance unit ; The negative capacitance circuit includes a first transistor that connects a collector electrode to one terminal of the variable capacitance unit, a base electrode connected to the other terminal of the variable capacitance unit, and a collector connected to the other terminal of the variable capacitance unit. A second transistor that connects an electrode and a base electrode to one terminal of the variable capacitor, and a capacitor connected between an emitter electrode of the first transistor and an emitter electrode of the second transistor. A collector electrode connected to the emitter electrode of the first transistor, a third transistor for supplying a constant current to the first transistor by connecting the emitter electrode to a ground electrode, and a collector connected to the emitter electrode of the second transistor. A fifth transistor connected to the first transistor and connected to the ground electrode to supply a constant current to the second transistor, the fifth transistor connected in parallel to the first transistor, and the second transistor A sixth transistor connected in parallel to the transistor, and the base electrode of the fifth transistor and the base electrode of the sixth transistor are made non-conductive or a predetermined collector current flows off voltage supplies a base current of input from the outside and gist of Rukoto.
本発明によれば、可変容量素子を付加したことによる信号通過帯域の上限周波数の低下を抑制することが出来る可変帯域増幅器を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the variable band amplifier which can suppress the fall of the upper limit frequency of the signal pass band by adding a variable capacitance element can be provided.
以下、本発明の実施形態について図面を用いて説明する。複数の図面中同一のものには
同じ参照符号を付し、説明は繰り返さない。本発明の具体的な実施形態の説明をする前に、本願発明の基本構成について説明する。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The same reference numerals are given to the same components in a plurality of drawings, and the description will not be repeated. Before describing specific embodiments of the present invention, the basic configuration of the present invention will be described.
〔可変帯域増幅器の基本構成〕
図１に、本発明の可変帯域増幅器１の基本構成を示す。可変帯域増幅器１は、差動増幅器１１と、可変容量部１２と、負性容量回路１３とを具備する。
[Basic configuration of variable band amplifier]
FIG. 1 shows a basic configuration of a
差動増幅器１１は、非反転入力端子（＋）と反転入力端子（−）とに入力される信号の差分を、一定の利得で増幅する増幅器である。非反転入力端子（＋）に信号を入力する非反転信号配線１４ａで差動増幅器１１に入力された信号は、一定の利得で増幅され反転出力端子１４ｃから出力される。反転入力端子（−）に信号を入力する反転信号配線１４ｂで差動増幅器１１に入力された信号は、一定の利得で増幅され非反転出力端子１４ｄから出力される。以降の説明において、非反転信号配線１４ａ,１４ｄ及び反転信号配線１４ｂ,１４ｃを、その全体を称して単に差動配線１４と称する場合もある。
The
可変容量部１２は、非反転信号配線１４ａと反転信号配線１４ｂとの間に直列に接続される２個の可変容量素子からなる。可変容量素子は、例えばバラクタ素子である。具体例については後述する。可変容量素子の容量値は、外部から入力される帯域可変電圧ＶＷの電圧値によって変化する。
The
負性容量回路１３は、可変容量部１２に並列に接続され、可変容量部１２の静電容量（容量値）を打ち消す負性容量を生成する。負性容量回路１３は、正の電圧を印加すると電荷を放出する性質（負性容量）を持つ回路である。詳しくは後述する。
The
可変容量部１２は、差動配線１４に接続される静電容量なので、その静電容量と差動配線１４のインピーダンスとでローパスフィルタを形成する。差動配線１４のインピーダンスは、差動増幅器１１の入力インピーダンス及び差動増幅器１１に信号を入力する例えば前段の増幅回路やデバイスの出力インピーダンスである。
Since the
可変容量部１２の容量値と、差動配線１４のインピーダンスとで形成されるローパスフィルタの信号通過帯域の上限周波数（以降、遮断周波数）は、可変容量部１２の容量値によって制御できる。したがって、可変帯域増幅器１は、外部から入力される帯域可変電圧ＶＷによって、その信号通過帯域幅を可変することができる。
The upper limit frequency (hereinafter, cut-off frequency) of the signal pass band of the low-pass filter formed by the capacitance value of the
なお、可変容量部１２は、最小の容量値に制御した場合でも一定の容量値を持つ。その容量値は、可変容量部１２を差動増幅器１１に接続しない場合に比べて可変帯域増幅器の遮断周波数を低下させるように作用する。つまり、可変容量部１２は、可変帯域増幅器１の信号通過帯域幅を狭くする方向に作用する。
The
そこで可変帯域増幅器１では、負性容量回路１３によって可変容量部１２の容量値を打ち消す（キャンセルする。）。負性容量回路１３の生成する負性容量の値を、例えば可変容量部１２の最小の容量値に設定すれば、可変容量部１２を差動増幅器１１に接続した影響を排除することが出来る。つまり、可変帯域増幅器１は、可変容量部１２を接続したことによる遮断周波数の低下を生じさせない。したがって、可変帯域増幅器１は、可変可能な広い信号通過帯域幅を持つことができる。
Therefore, in the
以降において、具体的な本発明の実施形態を示して更に詳しくその動作を説明する。 Hereinafter, a specific embodiment of the present invention will be shown and the operation will be described in more detail.
〔第１実施形態〕
図２に、本発明の第１実施形態の可変帯域増幅器１０の構成例を示す。可変帯域増幅器１０は、可変帯域増幅器１（図１）の具体例を示したものである。可変帯域増幅器１０は、差動増幅器１１と可変容量部１２と負性容量回路１３とを具備する点で、可変帯域増幅器１と同じである。以降で説明する他の実施形態も同じである。
[First Embodiment]
FIG. 2 shows a configuration example of the
可変帯域増幅器１０をＴＩＡとして使用する場合は、差動増幅器１１の非反転入力端子（＋）に信号を入力する非反転信号配線１４ａと反転入力端子（−）に信号を入力する反転信号配線１４ｂとの間に、例えばフォトダイオードが接続される。図２では、フォトダイオードの参照符号は省略している。差動増幅器１１は、フォトダイオードで発生した微弱な電流を、電圧に変換して出力する。
When the
可変容量部１２は、可変容量素子Ｃｂ１と、可変容量素子Ｃｂ２とで構成される。可変容量素子Ｃｂ１,Ｃｂ２は、例えば、バラクタ素子と称される半導体のＰＮ接合の空乏層の変化を利用したデバイスである。例えば可変容量ダイオードやＭＯＳキャパシタを用いることができる。
The
図３に、可変容量部１２の一例として可変容量ダイオードを用いた可変容量部１５の構成例を示す。図３（ａ）に示す可変容量部１５は、可変容量ダイオードＣｂ５１のアノード電極と可変容量ダイオードＣｂ５２のアノード電極とを接続し、その接続点に外部から入力される帯域可変電圧ＶＷが接続される。可変容量ダイオードＣｂ５１のカソード電極は、非反転信号配線１４ａに接続される。可変容量ダイオードＣｂ５２のカソード電極は、反転信号配線１４ｂに接続される。
FIG. 3 shows a configuration example of the
可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２は、逆バイアスで使用する必要がある。したがって、この場合の差動配線１４の電圧は、帯域可変電圧ＶＷの電圧よりも低い電圧でなければならない。逆に帯域可変電圧ＶＷの電圧よりも差動配線１４の電圧が高い場合は、図３（ｂ）に示す向きに可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２を接続する。
The variable capacitance diodes C b51 and C b52 need to be used in reverse bias. Accordingly, the voltage of the
図３（ｂ）に示す可変容量部１５は、可変容量ダイオードＣｂ５１のアノード電極が非反転信号配線１４ａに、可変容量ダイオードＣｂ５２のアノード電極ｂが反転信号配線１４ｂにそれぞれ接続される。そして、カソード電極同士を接続した接続点に帯域可変電圧ＶＷが接続されて構成される。この構成の可変容量部１５は、差動配線１４の電圧が帯域可変電圧ＶＷの電圧よりも高い場合に用いる。
図３（ａ）と図３（ｂ）のどちらの場合でも、帯域可変電圧ＶＷによって可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２に印加される逆方向電圧が大きくなると、ダイオードのＰＮ接合部分の空乏層が広がり可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２の容量値は小さくなる。可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２の容量値が小さくなると、当該容量値と、差動配線１４のインピーダンスとで形成されるローパスフィルタの遮断周波数は高くなる。
3A and 3B, when the reverse voltage applied to the variable capacitance diodes C b51 and C b52 is increased by the band variable voltage V W , the depletion layer in the PN junction portion of the diode And the capacitance values of the variable capacitance diodes C b51 and C b52 become smaller. When the capacitance values of the variable capacitance diodes C b51 and C b52 are reduced, the cutoff frequency of the low-pass filter formed by the capacitance value and the impedance of the
また、帯域可変電圧ＶＷによって可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２に印加される逆方向電圧が小さくなると、ダイオードのＰＮ接合部分の空乏層が狭くなり可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２の容量値は大きくなる。可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２の容量値が大きくなると、ローパスフィルタの遮断周波数は低くなる。 When the reverse voltage applied to the variable capacitance diodes C b51 and C b52 is reduced by the band variable voltage V W , the depletion layer at the PN junction portion of the diode is narrowed, and the capacitance values of the variable capacitance diodes C b51 and C b52 are growing. When the capacitance values of the variable capacitance diodes C b51 and C b52 are increased, the cutoff frequency of the low-pass filter is decreased.
なお、２個の可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２の素子サイズを同じにすれば、可変容量素子同士の接続点が仮想的なＡＣグランドとして扱える。帯域可変電圧ＶＷを入力する接続点がＡＣグランドとして扱えることで、帯域可変電圧ＶＷを出力する側の出力インピーダンスの制約が緩和される。他の可変容量素子を用いても同様である。 If the element sizes of the two variable capacitance diodes C b51 and C b52 are the same, the connection point between the variable capacitance elements can be treated as a virtual AC ground. Since the connection point for inputting the band variable voltage V W can be treated as an AC ground, the restriction on the output impedance on the side of outputting the band variable voltage V W is eased. The same applies when other variable capacitance elements are used.
可変容量部１２は、ＭＯＳキャパシタで構成することもできる。図４に、ＭＯＳキャパシタＣｂ６１,Ｃｂ６２を用いた可変容量部１６の構成例を示す。図４（ａ）に示す可変容量部１６は、ＭＯＳキャパシタＣｂ６１のゲート電極とＭＯＳキャパシタＣｂ６２のゲート電極とを接続し、その接続点に外部から入力される帯域可変電圧ＶＷが接続される。ＭＯＳキャパシタＣｂ６１のドレイン電極とソース電極とは、非反転信号配線１４ａに接続される。ＭＯＳキャパシタＣｂ６２のドレイン電極とソース電極とは、反転信号配線１４ｂに接続される。
The
ＭＯＳキャパシタＣｂ６１,Ｃｂ６２は、図４（ｂ）に示す様に逆方向に接続してもよい。図４（ｂ）に示す可変容量部１６は、ＭＯＳキャパシタＣｂ６１のドレイン電極とソース電極と、ＭＯＳキャパシタＣｂ６２のドレイン電極とソース電極とを接続し、その接続点に外部から入力される帯域可変電圧ＶＷが接続される。ＭＯＳキャパシタＣｂ６１のゲート電極は、非反転信号配線１４ａに接続される。ＭＯＳキャパシタＣｂ６２のゲート電極は、反転信号配線１４ｂに接続される。
The MOS capacitors C b61 and C b62 may be connected in the reverse direction as shown in FIG. The
ＭＯＳキャパシタＣｂ６１,Ｃｂ６２の可変容量は、ゲート電極と半導体基板との間に形成される空乏層の変化を利用したものである。よって、ＭＯＳキャパシタＣｂ６１,Ｃｂ６２の場合も、逆バイアスで使用する必要がある点で可変容量ダイオードＣｂ５１,Ｃｂ５２と同じである。 The variable capacitances of the MOS capacitors C b61 and C b62 utilize changes in the depletion layer formed between the gate electrode and the semiconductor substrate. Therefore, the MOS capacitors C b61 and C b62 are the same as the variable capacitance diodes C b51 and C b52 in that they need to be used in reverse bias.
図４（ａ）に示す構成は、差動配線１４の電圧が、帯域可変電圧ＶＷより低い場合に用いる。また、図４（ｂ）に示す構成は、差動配線１４の電圧が、帯域可変電圧ＶＷより高い場合に用いる。なお、ＭＯＳキャパシタＣｂ６１,Ｃｂ６２の場合は、帯域可変電圧ＶＷと差動配線１４との間がゲート酸化膜で絶縁されるので、その間に無効な電流が流れることはない。
Configuration shown in FIG. 4 (a), the
以上説明したように可変容量部１２をバラクタ素子で構成した場合は、可変容量素子の同一属性の端子同士が接続された接続点に、外部から入力される帯域可変電圧ＶＷを接続すればよい。可変容量部１２をバラクタ素子で構成した場合は、差動増幅器１１と可変容量部１２と負性容量回路１３とをモノリシック（monolithic）化することが可能であり、可変帯域増幅器１０を小型化するのに好適である。
As described above, when the
なお、可変容量部１２は、バラクタ素子以外のデバイスを用いてもよい。例えば薄膜バリアブルキャパシタを用いてもよい。薄膜バリアブルキャパシタは、シリコン基板上に誘電体を薄膜法で形成し、樹脂パッケージしたものである。
The
図５に、可変容量部１２を薄膜バリアブルキャパシタＣｂ７１,Ｃｂ７２で構成した構成例を示す。非反転信号配線１４ａと反転信号配線１４ｂとの間に直列に接続された２個の薄膜バリアブルキャパシタＣｂ７１,Ｃｂ７２の制御端子に、外部から入力される帯域可変電圧ＶＷが接続される。制御端子に入力する帯域可変電圧ＶＷを高くすると、薄膜バリアブルキャパシタＣｂ７１,Ｃｂ７２の容量値は小さくなる。帯域可変電圧ＶＷの変化に対する容量値の変化の方向は、上記のバラクタ素子と同じである。
FIG. 5 shows a configuration example in which the
負性容量回路１３は、第１トランジスタＴ１と、第２トランジスタＴ２と、コンデンサＣ−と、第３トランジスタＴ３と、第４トランジスタＴ４と、バイアス電源ＶＢとを具備する。第１〜第４トランジスタの全てを例えばＮＰＮトランジスタの例で示す。
第１トランジスタＴ１のコレクタ電極は非反転信号配線１４ａに接続され、第１トランジスタＴ１のベース電極は反転信号配線１４ｂに接続される。第１トランジスタＴ１のコレクタ電極は可変容量部１２の一方の端子（例えば可変容量ダイオードＣｂ６１のカソード電極）に接続され、第１トランジスタのベース電極は可変容量部１２の他方の端子（例えば可変容量ダイオードＣｂ６２のカソード電極）に接続される。
The collector electrode of the first transistor T1 is connected to the
第２トランジスタＴ２のコレクタ電極は反転信号配線１４ｂに接続され、第２トランジスタＴ２のベース電極は非反転信号配線１４ａに接続される。第２トランジスタＴ２のコレクタ電極は可変容量部１２の他方の端子（例えば可変容量ダイオードＣｂ６２のカソード電極）に接続され、第２トランジスタＴ２のベース電極は可変容量部１２の一方の端子（例えば可変容量ダイオードＣｂ６１のカソード電極）に接続される。
The collector electrode of the second transistor T2 is connected to the
コンデンサＣ−は、第１トランジスタＴ１のエミッタ電極と第２トランジスタＴ２のエミッタ電極との間に接続される。コンデンサＣ−は、一般的なコンデンサであるが、負性容量回路１３を構成することで負性容量を生成する。
Capacitor C - is connected between the emitter electrode and the emitter electrode of the second transistor T2 of the first transistor T1. The capacitor C − is a general capacitor, but generates a negative capacitance by configuring the
第３トランジスタＴ３のコレクタ電極は第１トランジスタＴ１のエミッタ電極に接続され、第３トランジスタＴ３のエミッタ電極は接地電極に接続され、第３トランジスタＴ３のベース電極はバイアス電源ＶＢに接続される。第３トランジスタＴ３は、第１トランジスタＴ１に定電流を供給する定電流トランジスタである。 The collector electrode of the third transistor T3 is connected to the emitter electrode of the first transistor T1, the emitter electrode of the third transistor T3 is connected to the ground electrode, the base electrode of the third transistor T3 is connected to a bias power supply V B. The third transistor T3 is a constant current transistor that supplies a constant current to the first transistor T1.
第４トランジスタＴ４のコレクタ電極は第２トランジスタＴ２のエミッタ電極に接続され、第４トランジスタＴ４のエミッタ電極は接地電極に接続され、第４トランジスタＴ４のベース電極はバイアス電源ＶＢに接続される。第４トランジスタＴ４は、第２トランジスタＴ２に定電流を供給する定電流トランジスタである。 The collector electrode of the fourth transistor T4 is connected to the emitter electrode of the second transistor T2, the emitter electrode of the fourth transistor T4 is connected to the ground electrode, the base electrode of the fourth transistor T4 is connected to a bias power supply V B. The fourth transistor T4 is a constant current transistor that supplies a constant current to the second transistor T2.
バイアス電源ＶＢは一定電圧を発生する電源である。バイアス電源ＶＢは、例えばツエナーダイオード等を用いた一般的なものである。 The bias power source V B is a power source that generates a constant voltage. The bias power source V B is a general one using, for example, a Zener diode.
負性容量回路１３の動作を説明する。例えば、第１トランジスタＴ１のコレクタ電極の電圧が上昇したと仮定する。すると、第１トランジスタＴ１のコレクタ電極が接続された第２トランジスタＴ２のベース電流が増加するので第２トランジスタＴ２のエミッタ電極の電圧が低下する。第２トランジスタＴ２のエミッタ電極の電圧が低下すると、第２トランジスタＴ２のエミッタ電極が接続された第１トランジスタＴ１のベース電流は減少するので、第１トランジスタＴ１のコレクタ電流は減少する。
The operation of the
一方、負性容量回路１３以外の一般的な回路の場合は、コレクタ電極の電圧が上昇するとコレクタ電流は増加する。上記の一連の動作は、第２トランジスタＴ２のコレクタ電極の電圧が上昇した場合でも、第１と第２トランジスタの関係が入れ替わるだけで同じである。
On the other hand, in the case of a general circuit other than the
このように負性容量回路１３は、第１トランジスタＴ１のコレクタ電極の電圧が上昇すると、第１トランジスタＴ１のコレクタ電流が減少するように作用をする。このコレクタ電流が減少する作用は、コンデンサＣ−から電荷を放出する負性容量が生成された事に相当する。
Thus, the
例えば、コンデンサＣ−の容量値を、可変容量部１２の可変容量範囲の最小の容量値に合わせることで、可変容量部１２を差動配線１４に接続した影響をキャンセルできる。そして、可変容量部１２の容量値を、最小値から増加させると、可変帯域増幅器１０の遮断周波数を下げる方向で制御することが可能になる。
For example, the capacitor C - the capacitance value of, by matching the minimum capacitance value of the variable capacitance range of the
図６に、負性容量回路１３が可変容量部１２の容量値をキャンセルする様子をシミュレーションした結果を示す。図６の横軸は周波数［ＧＨｚ］、縦軸はＳパラメータのＳ２１［ｄＢ］である。Ｓ２１は信号通過特性（挿入損失）を示す。可変容量部１２の可変容量の範囲は200ｆＦ〜600ｆＦとした。
FIG. 6 shows the result of simulating how the
図６に破線で示す特性は、差動増幅器１１のみの信号通過特性である。一点鎖線で示す特性は、差動増幅器１１に可変容量の最小値の200ｆＦの可変容量部１２を接続した信号通過特性である。一点鎖線の特性は負性容量回路１３が無い状態である。
A characteristic indicated by a broken line in FIG. 6 is a signal passing characteristic of only the
一点鎖線で示す遮断周波数は35.4ＧＨｚから34.4ＧＨｚに低下している。35.4→34.4ＧＨｚに遮断周波数が低下したのは、可変容量部１２の容量値（200ｆＦ）の影響である。
The cut-off frequency indicated by the alternate long and short dash line is reduced from 35.4 GHz to 34.4 GHz. The reason why the cut-off frequency is reduced from 35.4 to 34.4 GHz is due to the capacitance value (200 fF) of the
図６に実線で示す特性は、可変帯域増幅器１０の信号通過特性である。可変帯域増幅器１０（実線）の遮断周波数は、破線の35.4ＧＨｚと同じである。つまり、負性容量回路１３の作用によって、可変容量部１２の容量値（200ｆＦ）が打ち消されていることが分かる。
A characteristic indicated by a solid line in FIG. 6 is a signal passing characteristic of the
図７に、図６の実線で示す特性と同じ条件で、可変容量部１２の容量値を変化させた場合の信号通過特性を示す。パラメータは帯域可変電圧ＶＷである。横軸と縦軸との関係は図６と同じである。
FIG. 7 shows signal passing characteristics when the capacitance value of the
パラメータの帯域可変電圧ＶＷは、例えば、ＶＷ＝3.3Ｖ、ＶＷ＝2.0Ｖ、ＶＷ＝1.8Ｖ、ＶＷ＝1.7Ｖ、ＶＷ＝0Ｖとした。帯域可変電圧ＶＷの電圧が高い程、可変容量部１２の容量値は小さいので可変帯域増幅器１０の遮断周波数は高くなる。
The variable band voltage V W of the parameters is, for example, V W = 3.3V, V W = 2.0V, V W = 1.8V, V W = 1.7V, and V W = 0V. As the voltage of the band-variable voltage V W is high, the cutoff frequency of the
ＶＷ＝3.3Ｖの時の遮断周波数は約33.5ＧＨｚ、ＶＷ＝1.8Ｖの時の遮断周波数は約28.5ＧＨｚ、ＶＷ＝1.7Ｖの時の遮断周波数は約18.5ＧＨｚ、ＶＷ＝0Ｖの時の遮断周波数は約15.5ＧＨｚである。 The cutoff frequency when V W = 3.3V is about 33.5 GHz, the cutoff frequency when V W = 1.8V is about 28.5 GHz, the cutoff frequency when V W = 1.7 V is about 18.5 GHz, and V W = 0V. The cutoff frequency at that time is about 15.5 GHz.
図８に、図７と同じ特性を帯域可変電圧ＶＷと帯域幅との関係で示す。図７の周波数特性から分かるように、シミュレーションした可変帯域増幅器１０はＤＣから利得が有る。したがって、信号通過帯域の帯域幅は、図６の遮断周波数と同じになる。
FIG. 8 shows the same characteristics as FIG. 7 in terms of the relationship between the band variable voltage VW and the bandwidth. As can be seen from the frequency characteristics of FIG. 7, the simulated
図６〜図８に示したように本実施形態の可変帯域増幅器１０は、可変容量部１２を付加したことによる遮断周波数の低下を抑制した可変帯域増幅器を提供することができる。また、可変帯域増幅器１０によれば、扱うデータ信号のシンボルレートに対して適切な帯域幅の増幅器を構成できるのでＳ/Ｎ比を悪化させることがない。
As shown in FIGS. 6 to 8, the
〔第２実施形態〕
図９に、本発明の第２実施形態の可変帯域増幅器２０の構成例を示す。可変帯域増幅器２０は、負性容量回路２３を具備する点で可変帯域増幅器１０（図２）と異なる。
[Second Embodiment]
FIG. 9 shows a configuration example of the
負性容量回路２３は、第３トランジスタＴ３と第４トランジスタＴ４のベース電極に、外部からオンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦが接続される点で負性容量回路１３と異なる。オンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦは、第３トランジスタＴ３のベース電極と第４トランジスタＴ４のベース電極とに、それぞれのトランジスタを非導通にさせるか、又は、所定のコレクタ電流を流すためのベース電流を供給する外部から入力される２値の電圧である。つまり、オンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦは、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とに電流を流すか流さないかを決める２値の電圧である。
The
例えばＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖにすると、第３トランジスタＴ３と第４トランジスタＴ４とは非導通となる。第３トランジスタＴ３と第４トランジスタＴ４とが非導通になると、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とに定電流が供給されなくなり、負性容量回路２３は動作を停止する。つまり、負性容量回路２３が可変容量部１２の容量値をキャンセルする容量キャンセル機能が失われる。
For example, when V ON / OFF = 0V, the third transistor T3 and the fourth transistor T4 become non-conductive. When the third transistor T3 and the fourth transistor T4 are turned off, the constant current is not supplied to the first transistor T1 and the second transistor T2, and the
ＶＯＮ/ＯＦＦ＝ＶＢ（ＶＢ：所定電圧）にすると、第３トランジスタＴ３と第４トランジスタＴ４とは、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とに定電流を供給するので負性容量回路２３は負性容量を生成する。 When V ON / OFF = V B (V B : predetermined voltage), the third transistor T3 and the fourth transistor T4 supply a constant current to the first transistor T1 and the second transistor T2, and thus a negative capacitance circuit. 23 generates a negative capacity.
ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖの場合は、容量キャンセル機能が作用しないので、差動配線１４に可変容量部１２の静電容量と、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２の寄生容量とが接続されることになる。よって、単に可変容量部１２のみを差動配線１４に接続した場合よりも可変帯域増幅器２０の遮断周波数を下げることができる。
When V ON / OFF = 0V, the capacitance canceling function does not work, so that the capacitance of the
ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖの場合の遮断周波数は、可変容量部１２の容量値と寄生容量とに応じた周波数になる。可変容量部１２の容量値が最大値の場合の遮断周波数は、最も低い周波数になる。また、可変容量部１２の容量値が最小値の場合の遮断周波数は、最も高い周波数になる。
The cut-off frequency when V ON / OFF = 0 V is a frequency corresponding to the capacitance value of the
ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖの場合において、帯域可変電圧ＶＷを最小（例えば0Ｖ）にして可変容量部１２の容量値を最大値にすると、遮断周波数は最も低い周波数になる。ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖとした状態で帯域可変電圧ＶＷの電圧値を大きくして行くと可変容量部１２の容量値が小さくなるので、遮断周波数は高くなる方向に変化する。
In the case of V ON / OFF = 0V, when the band variable voltage VW is minimized (for example, 0V) and the capacitance value of the
ＶＯＮ/ＯＦＦ＝ＶＢの場合も同様である。但し、この場合は、負性容量回路１３による容量キャンセル機能が作用するので、ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖの場合よりも遮断周波数は高くなる。
The same applies when V ON / OFF = V B. However, in this case, since the capacity canceling function by the
可変帯域増幅器２０によれば、差動配線１４に可変容量部１２のみを接続した場合よりも、遮断周波数の上限を高くする事と、下限をより低くすることを同時に実現することができる。また、オンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦの電圧値によって、帯域可変電圧ＶＷの変化に対する負性容量の感度を変えることができる。
According to the
オンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦのＶＢの電圧値を大きくすると第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とに流れる定電流の値を大きくすることができる。定電流の値が大きいと負性容量の感度を上げることができる。つまり、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２のコレクタ電流が大きいと、帯域可変電圧ＶＷの変化に対するコレクタ電流を減少させる変化量（負性容量）も大きくなる。 When the voltage value of V B of the on / off voltage V ON / OFF is increased, the value of the constant current flowing through the first transistor T1 and the second transistor T2 can be increased. When the constant current value is large, the sensitivity of the negative capacity can be increased. That is, when the first transistor T1 collector current of the second transistor T2 is large, the change amount of reducing collector current with respect to a change in the bandwidth variable voltage V W (negative capacity) increases.
可変帯域増幅器２０を多段に接続することで、更に可変帯域増幅器の遮断周波数の可変範囲を拡大することが可能である。図１０に、可変帯域増幅器２０を多段に接続した構成例を示す。
By connecting the
図１０は、可変帯域増幅器２０を挟んで前段の差動増幅器１１−１と後段の差動増幅器１１＋１とに、それぞれ負性容量回路２３−１,２３＋１を接続した例である。図１０に示す回路構成において信号通過特性のシミュレーションを行った。図１１に、シミュレーション結果を示す。図１１の横軸と縦軸との関係は図６と同じである。可変容量部１２の容量値の可変範囲は200ｆＦ〜600ｆＦとした。帯域可変電圧ＶＷの電圧範囲は1Ｖ〜2.5Ｖである。
FIG. 10 shows an example in which
図１１に示す周波数特性の破線で示すグループはＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖである。また、実線で示すグループはＶＯＮ/ＯＦＦ＝ＶＢである。 The group indicated by the broken line of the frequency characteristic shown in FIG. 11 is V ON / OFF = 0V. A group indicated by a solid line is V ON / OFF = V B.
破線で示すグループの最低の遮断周波数は、帯域可変電圧ＶＷ＝1Ｖの時である。ＶＷ＝1Ｖは帯域可変電圧ＶＷの最小値なので、可変容量部１２の最大の容量値と、負性容量回路２３の第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２との浮遊容量とが差動配線１４に接続される。また、負性容量回路２３−１,２３＋１の浮遊容量も差動配線１４に接続される。この時、差動配線１４に最も大きな容量値が接続される。
The lowest cut-off frequency of the group indicated by the broken line is when the band variable voltage V W = 1V. Since V W = 1V is the minimum value of the band variable voltage V W , the maximum capacitance value of the
よって、遮断周波数は最も低くなる。この状態から、帯域可変電圧ＶＷの電圧を徐々に上げて行くと、可変容量部１２の容量値が徐々に小さくなるので、その容量変化に応じて遮断周波数が上昇する。この時の遮断周波数の変化は、約14ＧＨｚである。約14ＧＨｚは、図１１に示す破線で示すグループの遮断周波数の変化量である。
Therefore, the cut-off frequency is the lowest. From this state, when the voltage of the band-variable voltage V W is gradually increased, the capacitance value of the
その状態においてＶＯＮ/ＯＦＦ＝ＶＢとすると、負性容量回路１３の容量キャンセル機能が作用するので、可変容量部１２の最小の静電容量を負性容量回路１３がキャンセルする。その結果、遮断周波数は、実線で示すグループの最大の遮断周波数に変化する。
If V ON / OFF = V B in this state, the capacity canceling function of the
その後、帯域可変電圧ＶＷの電圧を徐々に下げて行くと可変容量部１２の容量値が徐々に大きくなるので、その容量変化に応じて遮断周波数が低下する。そして、遮断周波数は、実線で示すグループの最低の周波数に変化する。この時の遮断周波数の変化は、約3.5ＧＨｚである。約3.5ＧＨｚは、図１１に示す実線で示すグループの遮断周波数の変化量である。
Thereafter, the capacitance value of the voltage of the band-variable voltage V W is gradually lowered
図１２に上記のシミュレーション結果を、帯域幅と帯域可変電圧ＶＷとの関係で示す。実線の特性はＶＯＮ/ＯＦＦ＝ＶＢ、破線はＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖの場合の特性である。横軸と縦軸との関係は図８と同じである。 The above simulation results in FIG. 12 shows the relationship between the bandwidth and the bandwidth variable voltage V W. The characteristic of the solid line is the characteristic when V ON / OFF = V B , and the broken line is the characteristic when V ON / OFF = 0V. The relationship between the horizontal axis and the vertical axis is the same as in FIG.
図１２から、多段に接続した可変帯域増幅器の帯域幅の可変範囲の最大値は、ＶＯＮ/ＯＦＦ＝ＶＢ,ＶＷ＝2.5Ｖの約36ＧＨｚである。帯域幅の最小値は、ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖ,ＶＷ＝1.0Ｖの約16.5ＧＨｚである。帯域幅は、ＶＯＮ/ＯＦＦの２値の切り替えとＶＷの電圧値とによって、16.5〜36ＧＨｚの間で連続的に変化させることが可能である。このように、帯域可変電圧ＶＷの電圧値によって、オンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦの２値で決定される信号通過帯域の２つの上限周波数の間の遮断周波数を選択することができる。 From FIG. 12, the maximum value of the variable range of the bandwidth of the variable band amplifiers connected in multiple stages is about 36 GHz with V ON / OFF = V B and V W = 2.5V. The minimum value of the bandwidth is about 16.5 GHz with V ON / OFF = 0V and V W = 1.0V. The bandwidth can be continuously changed between 16.5 and 36 GHz by switching between two values of V ON / OFF and the voltage value of V W. Thus, the cutoff frequency between the two upper limit frequencies of the signal pass band determined by the binary value of the on / off voltage V ON / OFF can be selected by the voltage value of the band variable voltage V W.
可変帯域増幅器２０は、ＶＯＮ/ＯＦＦとＶＷの２つの制御電圧を用いることで、帯域可変幅の大きな増幅器を実現できる。なお、一般的に帯域可変電圧ＶＷの電圧値の種類が多いとその電圧を発生する電圧発生回路の回路規模は大きくなる。可変帯域増幅器２０は、オンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦと帯域可変電圧ＶＷとを組み合わせることで、帯域可変電圧ＶＷの種類を削減することができる。つまり、可変帯域増幅器２０は、自身を用いる回路全体の回路規模を小さくできる効果も奏する。
The
また、図１２において、負性容量回路２３の容量キャンセル機能が有効で可変容量部１２の容量値が最大の時（ＶＯＮ/ＯＦＦ＝ＶＢ,ＶＷ＝1.0Ｖ）と、その容量キャンセル機能が無効で可変容量部１２の容量値が最小の時（ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖ,ＶＷ＝2.5Ｖ）との帯域幅の差が大きい場合は、例えば前段の差動増幅器１１−１に図示しない可変容量部１２−１を付加すればよい。後段の差動増幅器１１＋１に図示しない可変容量部１２＋１を付加してもよい。つまり、可変帯域増幅器２０を多段に接続する場合の構成は、帯域幅の幅と、可変する帯域幅の間隔とによって決定されるものである。
Further, in FIG. 12, when the capacity canceling function of the
〔第３実施形態〕
図１３に、本発明の第３実施形態の可変帯域増幅器３０の構成例を示す。可変帯域増幅器３０は、可変帯域増幅器１０に対して第５トランジスタＴ５と第６トランジスタＴ６とを具備する点で異なる。第５トランジスタＴ５は、第１トランジスタＴ１に並列に接続されそのベース電極には外部からオンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦが入力される。第６トランジスタＴ６は、第２トランジスタＴ２に並列に接続されそのベース電極には外部からオンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦが入力される。
[Third Embodiment]
FIG. 13 shows a configuration example of the
第５トランジスタＴ５は、第１トランジスタＴ１のコレクタ電流をバイパスする。第６トランジスタＴ６は、第２トランジスタＴ２のコレクタ電流をバイパスする。 The fifth transistor T5 bypasses the collector current of the first transistor T1. The sixth transistor T6 bypasses the collector current of the second transistor T2.
ＶＯＮ/ＯＦＦ＝0Ｖの時は、第５トランジスタＴ５と第６トランジスタＴ６とに電流が流れない。よって、可変帯域増幅器３０は、可変帯域増幅器１０と同じ動作をする。
When V ON / OFF = 0V, no current flows through the fifth transistor T5 and the sixth transistor T6. Therefore, the
ＶＯＮ/ＯＦＦの電圧を、第１トランジスタＴ１と第２トランジシタＴ２の電圧よりも高い場合、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とに流れる電流は、第５トランジスタＴ５と第６トランジスタＴ６とにバイパスされ、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とがＯＦＦする。 When the voltage of V ON / OFF is higher than the voltage of the first transistor T1 and the second transistor T2, the current flowing through the first transistor T1 and the second transistor T2 flows to the fifth transistor T5 and the sixth transistor T6. Bypassing, the first transistor T1 and the second transistor T2 are turned off.
第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とがＯＦＦすると負性容量回路３３の容量キャンセル機能は作用しなくなる。但し、第１トランジスタＴ１と第２トランジスタＴ２とに流れていた電流は、第５トランジスタＴ５と第６トランジスタＴ６とにバイパスするので、差動配線１４から負性容量回路３３に流れる電流は変化しない。よって、可変帯域増幅器３０は、差動増幅器１１のＤＣ動作点を変化させない特徴がある。
When the first transistor T1 and the second transistor T2 are turned off, the capacitance canceling function of the
このように可変帯域増幅器３０は、差動増幅器１１のＤＣ動作点を安定化させる効果を奏する。また、可変帯域増幅器３０は、バイパス電流を第５トランジスタＴ５と第６トランジスタＴ６とに流している時の方がコレクタ−ベース電極間に生じる浮遊容量を大きくできる。したがって、可変帯域増幅器３０は可変帯域幅を更に広げる効果も奏する。
As described above, the
以上説明したように本実施形態の可変帯域増幅器１０によれば、可変帯域機能を付加する前の増幅器と同等の遮断周波数を持つ可変帯域増幅器を実現することができる。また、可変帯域増幅器１０は、扱うデータ信号のシンボルレートに対して適切な帯域幅の増幅器を構成するのでＳ/Ｎ比を悪化させることがない。
As described above, according to the
また、本実施形態の可変帯域増幅器２０によれば、負性容量回路２３の定電流トランジスタ（Ｔ３,Ｔ４）をＯＮ/ＯＦＦするオンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦによって、負性容量回路２３の容量キャンセル機能のＯＮ/ＯＦＦの切り替えができ、可変容量部１２のみで帯域幅を変えるよりも可変帯域幅を広げることができる。また、オンオフ電圧ＶＯＮ/ＯＦＦの電圧値の大きさによって負性容量の感度を変化させることができる。
Further, according to the
また、本実施形態の可変帯域増幅器３０によれば、負性容量回路の容量キャンセル機能のＯＮ/ＯＦＦ切り替えができる事に加えて、ＯＮ/ＯＦＦ切り替え時に負性容量回路３３に流れる電流を一定に保つことができ、負性容量が接続される差動配線１４のＤＣ動作点を一定に保つことができる。
Further, according to the
なお、上記の実施形態を構成するトランジスタは、バイポーラトランジスタを例にして説明したが、バイポーラトランジスタは電界効果トランジスタに置き換えることが可能である。図１４に、負性容量回路１３（図２）のＮＰＮトランジスタを、Ｎ型の電界効果トランジスタに置換した負性容量回路４３を具備する可変帯域増幅器４０の構成例を示す。
Although the transistor constituting the above embodiment has been described by taking a bipolar transistor as an example, the bipolar transistor can be replaced by a field effect transistor. FIG. 14 shows a configuration example of a
負性容量回路１３の第１トランジスタＴ１は、可変帯域増幅器４０の電界効果トランジスタＦＥＴ１に置換される。他のトランジスタも同様に、第２トランジスタＴ２は電界効果トランジスタＦＥＴ２に、第３トランジスタＴ３は電界効果トランジスタＦＥＴ３に、第４トランジスタＴ４は電界効果トランジスタＦＥＴ４にそれぞれ置換される。
The first transistor T1 of the
各バイポーラトランジスタのコレクタ電極、ベース電極、エミッタ電極は、電界効果トランジスタのドレイン電極、ゲート電極、ソース電極にそれぞれ対応する。負性容量回路４３を具備する可変帯域増幅器４０は、可変帯域増幅器１０と同じ動作を行う。
The collector electrode, base electrode, and emitter electrode of each bipolar transistor correspond to the drain electrode, gate electrode, and source electrode of the field effect transistor, respectively. The
また、負性容量回路１３,２３,３３は、一般的な回路と同様に極性を反転した構成でも同様に動作する。つまり、ＮＰＮトランジスタをＰＮＰトランジスタに置き換えても同じ作用効果を奏する。電界効果トランジスタの場合も同様であり、Ｎ型の電界効果トランジスタはＰ型の電界効果トランジスタに置き換えてもよい。
In addition, the
また、可変帯域増幅器を多段に接続した構成は、可変帯域増幅器２０を用いた例で説明を行ったがこの例に限定されない。可変帯域増幅器３０を多段に接続して構成してもよい。また、負性容量の値は、可変容量部１２の最小の容量値に合わせる例を説明した。その例は、可変容量１２の静電容量を打ち消す動作を説明する為のものである。負性容量の値は、必ずしも可変容量部１２の最小の容量値に合わせる必要はない。このように本発明は、上記した実施形態に限定されるものではなく、その要旨の範囲内で数々の変形が可能である。
In addition, the configuration in which the variable band amplifiers are connected in multiple stages has been described using the example using the
１, １０,２０,３０：可変帯域増幅器
１１：差動増幅器
１２,１５,１６,１７：可変容量部
１３,２３,３３：負性容量回路
１４：差動配線
１４ａ,１４ｄ：非反転信号配線
１４ｂ,１４ｃ：反転信号配線
DESCRIPTION OF
Claims (4)
前記差動増幅器に信号を入力する非反転信号配線と反転信号配線との間に直列に接続され、外部から入力される帯域可変電圧によって静電容量が変化する２個の可変容量素子からなる可変容量部と、
前記可変容量部に並列に接続され、前記可変容量部の静電容量を打ち消す負性容量を生成する負性容量回路と、
前記負性容量回路は、前記可変容量部の一方の端子にコレクタ電極を接続し、ベース電極を前記可変容量部の他方の端子に接続する第１トランジスタと、
前記可変容量部の他方の端子にコレクタ電極を接続し、ベース電極を前記可変容量部の一方の端子に接続する第２トランジスタと、
前記第１トランジスタのエミッタ電極と前記第２トランジスタのエミッタ電極との間に接続されるコンデンサと、
前記第１トランジスタのエミッタ電極にコレクタ電極を接続し、エミッタ電極を接地電極に接続して前記第１トランジスタに定電流を供給する第３トランジスタと、
前記第２トランジスタのエミッタ電極にコレクタ電極を接続し、エミッタ電極を接地電極に接続して前記第２トランジスタに定電流を供給する第４トランジスタと
を具備し、
前記第１トランジスタに並列に接続される第５トランジスタと、
前記第２トランジスタに並列に接続される第６トランジスタとを備え、
前記第５トランジスタのベース電極と前記第６トランジスタのベース電極とに、それぞれのトランジスタを非導通にさせるか、又は所定のコレクタ電流を流すためのベース電流を供給するオンオフ電圧が外部から入力されることを特徴とする可変帯域増幅器。 A differential amplifier;
A variable consisting of two variable capacitance elements that are connected in series between a non-inverted signal line and an inverted signal line for inputting a signal to the differential amplifier, and whose capacitance is changed by a band variable voltage input from the outside. A capacity section;
A negative capacitance circuit that is connected in parallel to the variable capacitance unit and generates a negative capacitance that cancels the capacitance of the variable capacitance unit ;
The negative capacitance circuit includes a first transistor that connects a collector electrode to one terminal of the variable capacitance section and connects a base electrode to the other terminal of the variable capacitance section;
A second transistor that connects a collector electrode to the other terminal of the variable capacitor and connects a base electrode to one terminal of the variable capacitor;
A capacitor connected between the emitter electrode of the first transistor and the emitter electrode of the second transistor;
A third transistor that connects a collector electrode to the emitter electrode of the first transistor, connects the emitter electrode to a ground electrode, and supplies a constant current to the first transistor;
A fourth transistor for connecting a collector electrode to the emitter electrode of the second transistor and connecting the emitter electrode to a ground electrode to supply a constant current to the second transistor;
Comprising
A fifth transistor connected in parallel to the first transistor;
A sixth transistor connected in parallel to the second transistor;
To the base electrode of the sixth transistor and the base electrode of the fifth transistor, Ru or to the respective transistors non-conductive, or a predetermined OFF voltage supplying the base current for the flow of collector current is inputted from the outside A variable band amplifier characterized by that.
前記可変容量部は、前記可変容量素子の同一属性の端子同士が接続された接続点に、前記帯域可変電圧が接続されることを特徴とする可変帯域増幅器。 The variable band amplifier according to claim 1, wherein
The variable-capacitance unit is characterized in that the band-variable voltage is connected to a connection point where terminals having the same attribute of the variable-capacitance element are connected to each other.
前記負性容量の値は、前記可変容量部の静電容量の可変範囲の最小値に等しいことを特徴とする可変帯域増幅器。 The variable band amplifier according to claim 1 or 2,
The variable bandwidth amplifier according to claim 1, wherein the value of the negative capacitance is equal to a minimum value of a variable range of the capacitance of the variable capacitance section.
前記第１トランジスタ乃至前記第４トランジスタの全てのトランジスタ及び、前記第１トランジスタに並列に接続される第５トランジスタと前記第２トランジスタに並列に接続される第６トランジスタとが、電界効果トランジスタに置換されたことを特徴とする可変帯域増幅器。 The variable band amplifier according to any one of claims 1 to 3,
All the transistors from the first transistor to the fourth transistor, the fifth transistor connected in parallel to the first transistor, and the sixth transistor connected in parallel to the second transistor are replaced with field effect transistors. variable bandwidth amplifier, characterized in that it is.
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