JP6142751B2 - Flying capacitor type multi-level power conversion circuit - Google Patents
Flying capacitor type multi-level power conversion circuit Download PDFInfo
- Publication number
- JP6142751B2 JP6142751B2 JP2013199306A JP2013199306A JP6142751B2 JP 6142751 B2 JP6142751 B2 JP 6142751B2 JP 2013199306 A JP2013199306 A JP 2013199306A JP 2013199306 A JP2013199306 A JP 2013199306A JP 6142751 B2 JP6142751 B2 JP 6142751B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- semiconductor switch
- capacitor
- circuit
- current
- semiconductor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Description
本発明は、交流電動機駆動などを目的としたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路に関し、特に電力変換回路に使用する半導体スイッチ素子の短絡故障の検出方法と短絡故障した半導体スイッチ素子を特定する方式に関する。 The present invention relates to a flying capacitor type multi-level power converter circuit for the purpose of driving an AC motor, and more particularly to a method for detecting a short circuit fault in a semiconductor switch element used in the power converter circuit and a method for identifying a semiconductor switch element having a short circuit fault. About.
図8に、直流から交流に変換する2レベルインバータの電力変換回路の一般形を示す。
DPが直流電源(電圧Ed)で、正側電位をP、負側電位をNとしている。一般に本直流電源を交流電源システムより構成する場合は、図示していない整流器と大容量のコンデンサなどによって構成することが可能である。
FIG. 8 shows a general form of a power conversion circuit of a two-level inverter that converts direct current to alternating current.
DP is a DC power supply (voltage Ed), the positive potential is P, and the negative potential is N. In general, when this DC power supply is constituted by an AC power supply system, it can be constituted by a rectifier (not shown) and a large-capacitance capacitor.
Qu、Qv、Qw、Qx、Qy、QzがIGBTとダイオードからなる半導体スイッチ、GDu、GDv、GDw、GDx、GDy、GDzが各IGBTを駆動するためのゲート駆動回路で、制御回路CNTからのゲート駆動信号S1〜S6によってIGBTがオンオフされる。またACMが本システムの負荷例である交流電動機である。本構成の場合、IGBTのスイッチングによって交流部には直流電源DPのP電位またはN電位が出力可能となるため2レベルの変換回路となる。 Qu, Qv, Qw, Qx, Qy, Qz are semiconductor switches composed of IGBTs and diodes, GDu, GDv, GDw, GDx, GDy, GDz are gate drive circuits for driving each IGBT, and gates from the control circuit CNT The IGBT is turned on and off by the drive signals S1 to S6. An ACM is an AC motor that is an example of the load of this system. In the case of this configuration, the P potential or N potential of the DC power source DP can be output to the AC unit by switching of the IGBT, so that a two-level conversion circuit is obtained.
CDは電流検出器である。半導体スイッチの上下アームに電源短絡が生じた場合に直流電源からの放電電流を検出して制御回路CNTに送出し、制御回路でその電流値の大きさを所定値と比較して電源短絡かどうかを判定し、電源短絡と判定した場合には全ての半導体スイッチをオフして被害の拡大を防止する。電源短絡に至るケースとしては、ノイズや制御回路からの誤信号などにより上下アームの各半導体スイッチに同時にオン信号が印加された場合や、上下アームの何れかの半導体スイッチが短絡故障し、次に対向アームの半導体スイッチにオン信号が印加された場合である。 CD is a current detector. When a power supply short circuit occurs in the upper and lower arms of the semiconductor switch, a discharge current from the DC power supply is detected and sent to the control circuit CNT, and the control circuit compares the magnitude of the current value with a predetermined value to determine whether the power supply is short-circuited. If it is determined that the power supply is short-circuited, all semiconductor switches are turned off to prevent the damage from spreading. Cases that lead to a power supply short-circuit include when an ON signal is simultaneously applied to each semiconductor switch in the upper and lower arms due to noise or an erroneous signal from the control circuit, etc. This is a case where an ON signal is applied to the semiconductor switch of the opposite arm.
図9にフライングキャパシタ形の3レベル変換回路を示す。本回路は直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に半導体スイッチT1〜T4を4個直列接続した回路を接続し、半導体スイッチT2のコレクタとT3のエミッタとの間にコンデンサC1を接続した構成である。ここで、半導体スイッチT2とT3の接続点を交流端子とする。このコンデンサC1がフライングキャパシタで、その平均的電圧は直流電源DPの電圧Edに対してEd/2に制御される。本回路構成によって交流端子には、下記(1)〜(4)の動作で4通りの電位が出力可能となる。
(1)Ed(T1、T2がオン)
(2)Ed−Ed/2(T1、T3がオン)
(3)0+Ed/2(T2、T4がオン)
(4)0(T3、T4がオン)
ここで(2)と(3)は同一電圧(Ed/2)の出力電圧となるが、交流部の電流の正方向を出力方向とした場合、(2)の場合はコンデンサC1は充電される動作となり、(3)の場合は放電される動作となるため、その出力時間を選択的に制御することでコンデンサC1の電圧を平均的にEd/2に維持することが可能となる。
FIG. 9 shows a flying capacitor type three-level conversion circuit. In this circuit, a circuit in which four semiconductor switches T1 to T4 are connected in series is connected between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, and a capacitor is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T3. In this configuration, C1 is connected. Here, let the connection point of semiconductor switch T2 and T3 be an alternating current terminal. The capacitor C1 is a flying capacitor, and its average voltage is controlled to Ed / 2 with respect to the voltage Ed of the DC power source DP. With this circuit configuration, four potentials can be output to the AC terminal by the following operations (1) to (4).
(1) Ed (T1 and T2 are on)
(2) Ed-Ed / 2 (T1 and T3 are on)
(3) 0 + Ed / 2 (T2 and T4 are on)
(4) 0 (T3 and T4 are on)
Here, (2) and (3) are the output voltage of the same voltage (Ed / 2), but when the positive direction of the current of the AC section is the output direction, the capacitor C1 is charged in the case of (2). In the case of (3), the operation is a discharge operation. Therefore, by selectively controlling the output time, the voltage of the capacitor C1 can be maintained at Ed / 2 on average.
また図16、図17、図18に本回路の応用例としてフライングキャパシタを複数個適用したマルチレベル電力変換回路を示す。図16が4レベルのマルチレベル変換回路、図17が5レベルのマルチレベル変換回路、図18が6レベルのマルチレベル変換回路である。同様な方法で(n−2)個のフライングキャパシタを適用すればnレベルのマルチレベル変換回路が構成可能となる。ここで、nは3以上の整数とする。 FIGS. 16, 17, and 18 show multi-level power conversion circuits to which a plurality of flying capacitors are applied as application examples of this circuit. 16 is a 4-level multilevel conversion circuit, FIG. 17 is a 5-level multilevel conversion circuit, and FIG. 18 is a 6-level multilevel conversion circuit. If (n−2) flying capacitors are applied in a similar manner, an n-level multi-level conversion circuit can be configured. Here, n is an integer of 3 or more.
図16に示す4レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に6個の半導体スイッチT1〜T6の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチT3とT4の接続点を交流端子に、半導体スイッチT3のコレクタとT4のエミッタとの間にコンデンサC1を、半導体スイッチT2のコレクタとT5のエミッタとの間にコンデンサC2を、各々接続した構成である。直流電源DPの電圧をEdとした時、コンデンサC1の電圧をEd/3、コンデンサC2の電圧を2Ed/3とすることにより、交流端子には4個のレベルの電圧Ed、2Ed/3、Ed/3、0を選択的に出力することができる。 The four-level multi-level conversion circuit shown in FIG. 16 connects a series circuit of six semiconductor switches T1 to T6 between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, and is an intermediate connection point. The connection point of the semiconductor switches T3 and T4 is an AC terminal, the capacitor C1 is connected between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T4, and the capacitor C2 is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T5. It is a configuration. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 3 and the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 3, so that the AC terminal has four levels of voltage Ed, 2Ed / 3, Ed. / 3, 0 can be selectively output.
図17に示す5レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に8個の半導体スイッチT1〜T8の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチT4とT5の接続点を交流端子に、半導体スイッチT4のコレクタとT5のエミッタとの間にコンデンサC1を、半導体スイッチT3のコレクタとT6のエミッタとの間にコンデンサC2を、半導体スイッチT2のコレクタとT7のエミッタとの間にコンデンサC3を、各々接続した構成である。直流電源DPの電圧をEdとした時、コンデンサC1の電圧をEd/4、コンデンサC2の電圧を2Ed/4=Ed/2、コンデンサC3の電圧を3Ed/4とすることにより、交流端子には5個のレベルの電圧Ed、3Ed/4、2Ed/4=Ed/2、Ed/4.0を選択的に出力することができる。 The multi-level conversion circuit of 5 levels shown in FIG. 17 is an intermediate connection point by connecting a series circuit of eight semiconductor switches T1 to T8 between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP. The connection point of the semiconductor switches T4 and T5 is an AC terminal, the capacitor C1 is connected between the collector of the semiconductor switch T4 and the emitter of T5, the capacitor C2 is connected between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T6, and the semiconductor switch T2 The capacitor C3 is connected between the collector and the emitter of T7. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 4, the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 4 = Ed / 2, and the voltage of the capacitor C3 is 3Ed / 4. Five levels of voltages Ed, 3Ed / 4, 2Ed / 4 = Ed / 2, Ed / 4.0 can be selectively output.
図18に示す6レベルのマルチレベル変換回路は、直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に10個の半導体スイッチT1〜T10の直列回路を接続し、中間接続点である半導体スイッチT5とT6の接続点を交流端子に、半導体スイッチT5のコレクタとT6のエミッタとの間にコンデンサC1を、半導体スイッチT4のコレクタとT7のエミッタとの間にコンデンサC2を、半導体スイッチT3のコレクタとT8のエミッタとの間にコンデンサC3を、半導体スイッチT2のコレクタとT9のエミッタとの間にコンデンサC4を、各々接続した構成である。直流電源DPの電圧をEdとした時、コンデンサC1の電圧をEd/5、コンデンサC2の電圧を2Ed/5、コンデンサC3の電圧を3Ed/5、コンデンサC4の電圧を4Ed/5とすることにより、交流端子には5個のレベルの電圧Ed、4Ed/5、3Ed/5、2Ed/5.Ed/5、0を選択的に出力することができる。
フライングキャパシタ形電力変換回路は、特許文献1、特許文献2などに示されている。
The 6-level multi-level conversion circuit shown in FIG. 18 connects a series circuit of ten semiconductor switches T1 to T10 between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, and is an intermediate connection point. The connection point of the semiconductor switches T5 and T6 is an AC terminal, the capacitor C1 is provided between the collector of the semiconductor switch T5 and the emitter of T6, the capacitor C2 is provided between the collector of the semiconductor switch T4 and the emitter of T7, and the semiconductor switch T3. The capacitor C3 is connected between the collector and the emitter of T8, and the capacitor C4 is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T9. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 5, the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 5, the voltage of the capacitor C3 is 3Ed / 5, and the voltage of the capacitor C4 is 4Ed / 5. , The AC terminal has five levels of voltage Ed, 4Ed / 5, 3Ed / 5, 2Ed / 5. Ed / 5, 0 can be selectively output.
The flying capacitor type power conversion circuit is disclosed in Patent Document 1, Patent Document 2, and the like.
次に、短絡故障保護について説明する。一般に電力変換回路を構成している半導体スイッチが、何らかの原因で故障(破壊)した場合、通常短絡状態となる。図19に、2レベルインバータ回路の1相分の回路での短絡故障時の動作を示す。半導体スイッチとしては、ダイオードが逆並列接続されたIGBTを用いた例である。直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に半導体スイッチTAとTBの直列回路が接続された回路構成において、半導体スイッチTBが短絡故障した状態で、半導体スイッチTAにオン指令が入力されると、破線で示すような直流電源短絡電流Isが流れる。この状態が所定時間以上続くと半導体スイッチTAも短絡破壊し、完全な直流電源短絡状態となり、装置としての被害が拡大する。これを防止するために、何らかの方法で過電流状態を検出し、検出後速やかに直流電源との接続を遮断する方法が取られる。一般に、図19に示すようにIGBTのゲート駆動回路GDにアーム短絡検知回路(詳細回路例は図20参照)を設ける、或いは図8に示す例のように直流部やコンデンサと直列に電流検出器(シャント抵抗による検出も含む)CDを接続する方式が用いられる。 Next, short circuit failure protection will be described. In general, when a semiconductor switch constituting a power conversion circuit fails (breaks down) for some reason, it is normally short-circuited. FIG. 19 shows the operation at the time of a short circuit failure in the circuit for one phase of the two-level inverter circuit. In this example, the semiconductor switch is an IGBT having diodes connected in antiparallel. In a circuit configuration in which a series circuit of the semiconductor switches TA and TB is connected between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power supply DP, an on command is given to the semiconductor switch TA in a state where the semiconductor switch TB is short-circuited. When input, a DC power supply short circuit current Is as shown by a broken line flows. If this state continues for a predetermined time or more, the semiconductor switch TA is also short-circuited and broken, and a complete DC power supply short-circuit state is established, and the damage to the device is expanded. In order to prevent this, an overcurrent state is detected by some method, and the connection with the DC power supply is cut off immediately after the detection. Generally, as shown in FIG. 19, an arm short circuit detection circuit (see FIG. 20 for a detailed circuit example) is provided in the gate drive circuit GD of the IGBT, or a current detector in series with a DC part or a capacitor as in the example shown in FIG. A method of connecting CDs (including detection by shunt resistance) is used.
図20にアーム短絡検知回路を内蔵したゲート駆動回路例を示す。制御回路からのオンオフ信号をフォトカプラーPC1で絶縁し、この信号をトランジスタQf、Qrで増幅してIGBTTMをオンオフさせるゲート駆動回路である。ダイオードDdでIGBTTMのコレクタ電圧を検出して、この電圧が過電流によりツェナーダイオードの電圧で決まる所定値以上に上昇した場合にはトランジスタQsをオンさせ、ゲート信号をオフにするとともに、フォトカプラーPC2で制御回路側へ短絡故障信号を送出するものである。ここで、抵抗R1とコンデンサCdはタイマー回路を構成し、オン信号の立上り時はタイマー回路で決まる時間だけ過電流検出回路をマスクする。CP,CNは駆動回路の電源、RGはゲート抵抗、R2はフォトカプラーPC2の電流を抑制するための抵抗、DbはトランジスタQsの逆電圧防止用ダイオードである。
これら短絡電流検知方法は、非特許文献1などに示されている。
FIG. 20 shows an example of a gate drive circuit incorporating an arm short circuit detection circuit. This is a gate drive circuit that isolates the on / off signal from the control circuit by the photocoupler PC1 and amplifies this signal by the transistors Qf and Qr to turn on and off the IGBTTM. When the collector voltage of the IGBTTM is detected by the diode Dd and this voltage rises above a predetermined value determined by the voltage of the Zener diode due to overcurrent, the transistor Qs is turned on, the gate signal is turned off, and the photocoupler PC2 In this case, a short circuit failure signal is sent to the control circuit side. Here, the resistor R1 and the capacitor Cd form a timer circuit, and when the ON signal rises, the overcurrent detection circuit is masked for a time determined by the timer circuit. CP and CN are power sources for the drive circuit, RG is a gate resistor, R2 is a resistor for suppressing the current of the photocoupler PC2, and Db is a diode for preventing reverse voltage of the transistor Qs.
These short-circuit current detection methods are disclosed in Non-Patent Document 1 and the like.
図10〜図13に3レベルのフライングキャパシタ形変換回路における半導体スイッチが短絡故障した時の短絡電流の経路を示す。図10が半導体スイッチT2が短絡した場合の短絡電流経路を、図11が半導体スイッチT3が短絡した場合の短絡電流経路を、図12が半導体スイッチT1が短絡故障した時の短絡電流経路を、図13が半導体スイッチT4が短絡故障した時の短絡電流経路を、各々示す。
半導体スイッチT2又はT3が故障した場合は、コンデンサC1→半導体スイッチT2→半導体スイッチT3を介した経路で短絡電流Iaが流れ、この電流を検出する必要がある。また、半導体スイッチT1又はT4が故障した場合は、直流電源DP→半導体スイッチT1→コンデンサC1→半導体スイッチT4を介した経路で短絡電流Ibが流れ、この電流を検出する必要がある。
10 to 13 show a short-circuit current path when the semiconductor switch in the three-level flying capacitor type conversion circuit has a short-circuit fault. 10 shows a short-circuit current path when the semiconductor switch T2 is short-circuited, FIG. 11 shows a short-circuit current path when the semiconductor switch T3 is short-circuited, and FIG. 12 shows a short-circuit current path when the semiconductor switch T1 is short-circuited. Reference numeral 13 denotes a short-circuit current path when the semiconductor switch T4 is short-circuited.
When the semiconductor switch T2 or T3 fails, the short circuit current Ia flows through a path through the capacitor C1, the semiconductor switch T2, and the semiconductor switch T3, and this current needs to be detected. When the semiconductor switch T1 or T4 fails, a short-circuit current Ib flows through a path through the DC power source DP → the semiconductor switch T1 → the capacitor C1 → the semiconductor switch T4, and it is necessary to detect this current.
図8、図19では2レベルの変換回路を例としたが、本方式の考え方をそのまま図9に示すようなマルチレベル変換回路に適用すると、図14に示すように各スイッチ素子のゲート駆動回路毎に短絡検知回路を設けるか、図15に示すように直流電源部とコンデンサ毎に電流検出器の接続が必要となる。図14に示す回路は、3レベルのフライングキャパシタ形変換回路であるが、各半導体スイッチT1〜T4に各々過電流保護付のゲート駆動回路GD1〜GD4を用いた回路図である。ここで、ダイオードD1〜D4は各半導体スイッチのコレクタ電圧検出用である。図15に示す回路は、3レベルのフライングキャパシタ形変換回路の直流電源DPに電流検出器CD2を、コンデンサC1に電流検出器CD1を設けた回路図である。 8 and FIG. 19 exemplifies a two-level conversion circuit. However, if the idea of this method is applied to a multi-level conversion circuit as shown in FIG. 9 as it is, a gate drive circuit for each switch element as shown in FIG. It is necessary to provide a short circuit detection circuit every time or connect a current detector to each DC power supply unit and each capacitor as shown in FIG. The circuit shown in FIG. 14 is a three-level flying capacitor type conversion circuit, and is a circuit diagram using gate drive circuits GD1 to GD4 with overcurrent protection for the respective semiconductor switches T1 to T4. Here, the diodes D1 to D4 are for detecting the collector voltage of each semiconductor switch. The circuit shown in FIG. 15 is a circuit diagram in which a current detector CD2 is provided in the DC power source DP and a current detector CD1 is provided in the capacitor C1 of the three-level flying capacitor type conversion circuit.
以上のようにフライングキャパシタ形のマルチレベル変換器はスイッチ素子数が多い分、又はコンデンサ数が多い分、短絡検知回路数または電流検出器数が多くなるという問題がある。特に図6の従来例の直流部に電流検出器を設ける方式をベースとした場合、フライングキャパシタ方式では、直流電源部と各コンデンサ部に電流検出器を各々設ける必要が生じ、装置構成が複雑で、装置の大型化、高価格化が問題となる。
従って、本発明の課題は、フライングキャパシタ形のマルチレベル変換器において、電流検出器の使用数を削減可能で、装置の小型化、低価格化を実現できる短絡故障検出回路を提供することである。
As described above, the flying capacitor type multi-level converter has a problem that the number of short circuit detection circuits or the number of current detectors increases because the number of switch elements is large or the number of capacitors is large. In particular, when the current detector provided in the DC section of the conventional example of FIG. 6 is used as a base, the flying capacitor system requires a current detector to be provided in each DC power supply section and each capacitor section, resulting in a complicated apparatus configuration. Therefore, the increase in size and price of the apparatus is a problem.
Accordingly, an object of the present invention is to provide a short-circuit fault detection circuit that can reduce the number of current detectors used in a flying capacitor type multi-level converter and can reduce the size and cost of the device. .
上述の課題を解決するために、第1の発明においては、直流から交流、もしくは交流から直流に変換する電力変換回路であって、1相分の回路として、直流電源の正側端子と負側端子間に接続した、ダイオードを逆並列接続した半導体スイッチ素子から成る2N(Nは2以上の整数)個の半導体スイッチを直列接続した2N半導体スイッチ直列回路と、前記2N半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記2N半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々1個の半導体スイッチからなる2S半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定する。 In order to solve the above-mentioned problems, in the first invention, a power conversion circuit for converting from direct current to alternating current or from alternating current to direct current, the positive side terminal and the negative side of the direct current power source as a circuit for one phase 2N semiconductor switch series circuit in which 2N (N is an integer greater than or equal to 2) semiconductor switches composed of semiconductor switch elements in which diodes are connected in antiparallel are connected between terminals, and an intermediate connection between the 2N semiconductor switch series circuit An AC terminal connected to the point, and a capacitor connected in parallel with a 2S semiconductor switch series circuit composed of one semiconductor switch above and below connected to an intermediate connection point in the 2N semiconductor switch series circuit. In a flying capacitor type multi-level power conversion circuit, a current detector is connected in series with the capacitor, and the detection value of the current detector is large. It is To determine the polarity, either of the semiconductor switch fails in short circuit conditions.
第2の発明においては、第1の発明における前記電流検出器の検出値の極性がコンデンサ電荷の放電方向であった場合は、前記コンデンサと並列接続された半導体スイッチの何れかが故障と判定し、充電方向であった場合は前記コンデンサと並列接続されていない半導体スイッチの何れかが故障と判定する。 In the second invention, when the polarity of the detection value of the current detector in the first invention is the discharge direction of the capacitor charge, it is determined that one of the semiconductor switches connected in parallel with the capacitor is a failure. If it is in the charging direction, one of the semiconductor switches not connected in parallel with the capacitor is determined to be faulty.
第3の発明においては、第1又は第2の発明における前記電流検出器の検出値の極性とともに、各半導体スイッチへのオンオフ指令信号との対比によって故障した半導体スイッチを特定する。 In the third invention, the faulty semiconductor switch is specified by comparing the polarity of the detection value of the current detector in the first or second invention with the on / off command signal to each semiconductor switch.
第4の発明においては、第3の発明における前記2N半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々1個の半導体スイッチからなる2S半導体スイッチ直列回路と、前記2S半導体スイッチ直列回路の前記直流電源回路の正端子側及び負端子側に各々接続された半導体スイッチとからなる4個の半導体スイッチで構成された4S半導体スイッチ直列回路の各半導体スイッチを前記直流電源の正側方向から順に第1〜第4の半導体スイッチとした時、前記検出値の極性が放電方向で第2の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第3の半導体スイッチが故障、前記極性が放電方向で第3の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第2の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第1の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第4の半導体スイッチが故障、前記検出値の極性が充電方向で第4の半導体スイッチにオン指令信号が入力されていた場合は第1の半導体スイッチが故障、と各々判定する。 According to a fourth aspect of the invention, there is provided a 2S semiconductor switch series circuit comprising one semiconductor switch above and below each connected to an intermediate connection point in the 2N semiconductor switch series circuit of the third invention, and the 2S semiconductor switch series circuit Each of the semiconductor switches of the 4S semiconductor switch series circuit composed of four semiconductor switches each including semiconductor switches connected to the positive terminal side and the negative terminal side of the DC power supply circuit from the positive side direction of the DC power supply. When the first to fourth semiconductor switches are used in order, if the ON command signal is input to the second semiconductor switch in the discharge direction with the polarity of the detected value, the third semiconductor switch fails and the polarity is discharged. When an ON command signal is input to the third semiconductor switch in the direction, the second semiconductor switch fails, and the polarity of the detected value is the first in the charging direction. If the ON command signal is input to the semiconductor switch, the fourth semiconductor switch is faulty. If the polarity of the detected value is the charging direction and the ON command signal is input to the fourth semiconductor switch, the first semiconductor is switched. Each switch is determined to be faulty.
第5の発明においては、フライングキャパシタが2個以上接続された4レベル以上のフライングキャパシタ形のマルチレベル変換回路において、交流端子側に接続されたコンデンサと、直流電源側に接続されたコンデンサ又は直流電源部と、前記交流端子側から前記直流電源側に向けて配置された複数のコンデンサの一つおきのコンデンサとに、電流検出器を接続し、過電流を検出した電流検出器とその電流極性に該当するフライングキャパシタが接続されている半導体スイッチへのオンオフ指令信号によって、故障した半導体スイッチを特定する。
In a fifth aspect of the present invention, in a multi-level conversion circuit of a four or more level flying capacitor type in which two or more flying capacitors are connected, a capacitor connected to the AC terminal side and a capacitor connected to the DC power source side or DC A current detector connected to a power source unit and every other capacitor of the plurality of capacitors arranged from the AC terminal side toward the DC power source side, and a current detector that detects an overcurrent and its current polarity The faulty semiconductor switch is identified by the on / off command signal to the semiconductor switch to which the flying capacitor corresponding to (2) is connected.
本発明では、従来方式と比較して約半数の電流検出器を直流電源又はコンデンサと接続して電流を検出し、制御回路からのオンオフ信号を用いて、短絡故障した素子を特定するようにした。
この結果、従来方式より少ない数の電流検出器を用いて全ての半導体スイッチの短絡故障を検知することが可能となり、小型、低コストの装置を構築することが可能となる。
In the present invention, compared to the conventional method, about half of the current detectors are connected to a DC power source or a capacitor to detect the current, and an on / off signal from the control circuit is used to identify a short-circuit faulty element. .
As a result, it is possible to detect short-circuit faults in all the semiconductor switches using a smaller number of current detectors than in the conventional method, and it is possible to construct a compact and low-cost device.
本発明の要点は、1相分の回路において、2N(Nは2以上の整数)個の半導体スイッチを直列接続した2N半導体スイッチ直列回路と、前記2N半導体スイッチ直列回路の中間接続点に接続された交流端子と、前記2N半導体スイッチ直列回路の中の中間接続点に接続された上下各々1個の半導体スイッチからなる2S半導体スイッチ直列回路と並列に接続されたコンデンサとを備えたフライングキャパシタ形のマルチレベル電力変換回路において、前記コンデンサと直列に電流検出器を接続し、前記電流検出器の検出値の大きさと極性によって、前記半導体スイッチの何れが短絡状態で故障したかを判定する点である。さらに、コンデンサの数を複数個使用する回路においては、1個置きのコンデンサに電流検出器を設け、さらにゲート駆動信号との対比で故障素子を特定する。 The main point of the present invention is that a circuit for one phase is connected to a 2N semiconductor switch series circuit in which 2N (N is an integer of 2 or more) semiconductor switches are connected in series, and an intermediate connection point of the 2N semiconductor switch series circuit. A flying capacitor type comprising: an AC terminal; and a capacitor connected in parallel with a 2S semiconductor switch series circuit composed of one semiconductor switch above and below connected to an intermediate connection point in the 2N semiconductor switch series circuit. In a multi-level power conversion circuit, a current detector is connected in series with the capacitor, and it is a point that determines which of the semiconductor switches has failed in a short-circuit state based on the magnitude and polarity of the detection value of the current detector. . Further, in a circuit using a plurality of capacitors, a current detector is provided for every other capacitor, and a faulty element is specified by comparison with a gate drive signal.
図1に、本発明の第1の実施例を示す。N=2の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したIGBTを適用した例で説明する。直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に半導体スイッチT1〜T4の直列回路が、半導体スイッチT2とT3との接続点に交流端子が、半導体スイッチT2のコレクタとT3のエミッタとの間にコンデンサC1と電流検出器CDの直列回路が、各々接続された3レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の1相分の回路構成である。直流電源DPの電圧をEdとした時、コンデンサC1の電圧をEd/2とすることで、3レベルの交流出力が可能である。 FIG. 1 shows a first embodiment of the present invention. This is an example when N = 2. An example in which an IGBT in which diodes are connected in antiparallel as a semiconductor switch will be described. Between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power supply DP, a series circuit of semiconductor switches T1 to T4 is connected to the connection point between the semiconductor switches T2 and T3, the AC terminal is the collector of the semiconductor switch T2, and the emitter of T3. A series circuit of a capacitor C1 and a current detector CD between the two is a circuit configuration for one phase of a three-level flying capacitor type power converter circuit connected to each other. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, three-level AC output is possible by setting the voltage of the capacitor C1 to Ed / 2.
このような構成における半導体スイッチT2が短絡故障した時の動作図を図2に示す。半導体スイッチT2が故障した状態で、半導体スイッチT3にオン信号が与えられると、コンデンサC1が電源となって、コンデンサC1→半導体スイッチT2→半導体スイッチT3→電流検出器CD→コンデンサC1の経路で短絡電流Iaが流れる。従って、電流検出器で検出される電流検出値が過電流相当の値であることと、電流極性がコンデンサからの放電方向であることから、半導体スイッチT2が短絡故障であることを特定することができる。半導体スイッチT3が短絡故障した場合も同様の動作と原理で故障素子を特定することができる。 FIG. 2 shows an operation diagram when the semiconductor switch T2 having such a configuration has a short circuit failure. When an on signal is given to the semiconductor switch T3 in a state where the semiconductor switch T2 has failed, the capacitor C1 becomes a power source and short-circuits in the path of the capacitor C1, the semiconductor switch T2, the semiconductor switch T3, the current detector CD, and the capacitor C1. A current Ia flows. Therefore, since the current detection value detected by the current detector is a value corresponding to overcurrent and the current polarity is the direction of discharge from the capacitor, it is possible to specify that the semiconductor switch T2 is a short circuit failure. it can. Even when the semiconductor switch T3 has a short circuit failure, the failed element can be identified by the same operation and principle.
半導体スイッチT1が短絡故障した時の動作図を図3に示す。半導体スイッチT1が故障した状態で、半導体スイッチT4にオン信号が与えられると、直流電源DPの電圧EdとコンデンサC1の電圧Ed/2との差電圧で、直流電源DPが電源となって、直流電源DP→半導体スイッチT1→コンデンサC1→電流検出器CD→半導体スイッチT4→コンデンサC1の経路で短絡電流Ibが流れる。従って、電流検出器で検出される電流検出値が過電流相当の値であることと、電流極性がコンデンサを充電する方向であることから、半導体スイッチT1が短絡故障であることを特定することができる。半導体スイッチT4が短絡故障した場合も同様の動作と原理で故障素子を特定することができる。 FIG. 3 shows an operation diagram when the semiconductor switch T1 has a short circuit failure. When an on signal is given to the semiconductor switch T4 in a state where the semiconductor switch T1 has failed, the DC power source DP becomes a power source by the difference voltage between the voltage Ed of the DC power source DP and the voltage Ed / 2 of the capacitor C1, and the DC A short-circuit current Ib flows through a path of power source DP → semiconductor switch T1 → capacitor C1 → current detector CD → semiconductor switch T4 → capacitor C1. Therefore, since the current detection value detected by the current detector is a value corresponding to overcurrent and the current polarity is in the direction of charging the capacitor, it is possible to specify that the semiconductor switch T1 is a short-circuit fault. it can. Even when the semiconductor switch T4 has a short circuit failure, the failed element can be identified by the same operation and principle.
図7に、短絡故障した半導体スイッチを特定する動作フロー図を示す。ブロックBL1及びBL2によって過電流状態であるかを判定し、過電流と判定されると電流極性が判別された後、ブロックBL3によって半導体スイッチのオン指令は半導体スイッチT2側かT3側かを判別する。半導体スイッチT2側の場合は半導体スイッチT3が故障と判定し、半導体スイッチT3側の場合は半導体スイッチT2が故障と判定する。同様にブロックBL4によって半導体スイッチT1又はT4の故障を判定する。すなわち本動作フローによってどの半導体スイッチが故障したかを判定することが可能となる。判定後はブロックBL5とBL6によってシステムの停止を図る動作フローである。
同様の方法で、後述の4レベル以上の方式においても、同様のアルゴリズムによって短絡故障した半導体スイッチの特定が可能となる。
FIG. 7 shows an operation flow diagram for specifying a semiconductor switch in which a short circuit failure has occurred. It is determined whether an overcurrent state is detected by the blocks BL1 and BL2, and if it is determined that the current is an overcurrent, the current polarity is determined. . In the case of the semiconductor switch T2 side, it is determined that the semiconductor switch T3 has failed, and in the case of the semiconductor switch T3 side, it is determined that the semiconductor switch T2 has failed. Similarly, the failure of the semiconductor switch T1 or T4 is determined by the block BL4. That is, it is possible to determine which semiconductor switch has failed by this operation flow. After the determination, the operation flow is intended to stop the system using blocks BL5 and BL6.
In the same way, even in a system of four levels or more, which will be described later, it is possible to identify a semiconductor switch having a short-circuit fault by a similar algorithm.
図4に、本発明の第2の実施例を示す。N=3の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したIGBTを適用した例で説明する。直流電源DP及び交流端子側のコンデンサC1とに電流検出器を接続した回路構成である。直列に電流検出器CD2を接続した直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に半導体スイッチT1〜T6の直列回路が、半導体スイッチT3とT4との接続点に交流端子が、半導体スイッチT3のコレクタとT4のエミッタとの間にコンデンサC1と電流検出器CD1の直列回路が、半導体スイッチT2のコレクタとT5のエミッタとの間にコンデンサC2が、各々接続された4レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の1相分の回路構成である。直流電源DPの電圧をEdとした時、コンデンサC1の電圧をEd/3、コンデンサC2の電圧を2Ed/3とすることで、4レベルの交流出力が可能である。 FIG. 4 shows a second embodiment of the present invention. This is an example when N = 3. An example in which an IGBT in which diodes are connected in antiparallel as a semiconductor switch will be described. In this circuit configuration, a current detector is connected to the DC power source DP and the capacitor C1 on the AC terminal side. A series circuit of semiconductor switches T1 to T6 is connected between a positive terminal P and a negative terminal N of a DC power source DP connected in series with a current detector CD2, and an AC terminal is connected to a connection point between the semiconductor switches T3 and T4. A four-level flying circuit in which a series circuit of a capacitor C1 and a current detector CD1 is connected between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T4, and a capacitor C2 is connected between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T5. It is a circuit structure for one phase of a capacitor type power converter circuit. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, a four-level AC output is possible by setting the voltage of the capacitor C1 to Ed / 3 and the voltage of the capacitor C2 to 2Ed / 3.
半導体スイッチT2〜T5の何れかが故障した時の動作は、実施例1と同様である。半導体スイッチT3又はT4が短絡故障した時は、電流検出器CD1で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC1を放電する方向であること、及び半導体スイッチT3又はT4のオンオフ信号との関係から特定することができる。 The operation when any of the semiconductor switches T2 to T5 fails is the same as in the first embodiment. When the semiconductor switch T3 or T4 has a short circuit failure, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C1, and the semiconductor switch T3 or T4. It can be identified from the relationship with the on / off signal.
また、半導体スイッチT2又はT5が短絡故障した時は、コンデンサC2の電圧2Ed/3とコンデンサC1の電圧Ed/3との差電圧で、コンデンサC2→半導体スイッチT2→コンデンサC1→電流検出器CD1→半導体スイッチT5→コンデンサC2の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器CD1で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC1を充電する方向であること、及び半導体スイッチT2又はT5のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T2 or T5 is short-circuited, the difference between the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2 and the voltage Ed / 3 of the capacitor C1, and the capacitor C2 → semiconductor switch T2 → capacitor C1 → current detector CD1 → A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T5 to the capacitor C2. Therefore, the current value detected by the current detector CD1 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C1, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T5. Can do.
また、半導体スイッチT1又はT6が短絡故障した時は、直流電源DPの電圧EdとコンデンサC2の電圧2Ed/3との差電圧で、直流電源DP→半導体スイッチT1→コンデンサC2→半導体スイッチT6→電流検出器CD2→直流電源DPの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器CD2で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC2を充電する方向であること、及び半導体スイッチT1又はT6のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T1 or T6 is short-circuited, the DC power supply DP → semiconductor switch T1 → capacitor C2 → semiconductor switch T6 → current by the difference voltage between the voltage Ed of the DC power supply DP and the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2. A short-circuit current flows through the path of the detector CD2 → DC power supply DP. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C2, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T1 or T6. Can do.
図5に、本発明の第3の実施例を示す。実施例2との違いは、電流検出器CD2がコンデンサC2と直列に接続されている点である。交流端子側のコンデンサC1と直流電源側のコンデンサC2に電流検出器を接続した回路構成である。半導体スイッチT3又はT4が短絡故障した時は、電流検出器CD1で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC1を放電する方向であること、及び半導体スイッチT3又はT4のオンオフ信号との関係から特定することができる。 FIG. 5 shows a third embodiment of the present invention. The difference from the second embodiment is that the current detector CD2 is connected in series with the capacitor C2. In this circuit configuration, a current detector is connected to the capacitor C1 on the AC terminal side and the capacitor C2 on the DC power supply side. When the semiconductor switch T3 or T4 has a short circuit failure, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C1, and the semiconductor switch T3 or T4. It can be identified from the relationship with the on / off signal.
また、半導体スイッチT2又はT5が短絡故障した時は、コンデンサC2の電圧2Ed/3とコンデンサC1の電圧Ed/3との差電圧で、コンデンサC2→半導体スイッチT2→コンデンサC1→電流検出器CD1→半導体スイッチT5→電流検出器CD2→コンデンサC2の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器CD1で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC1を充電する方向であること、及び半導体スイッチT2又はT5のオンオフ信号との関係から、又は電流検出器CD2で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC2を放電する方向であること、及び半導体スイッチT2又はT5のオンオフ信号との関係から、特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T2 or T5 is short-circuited, the difference between the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2 and the voltage Ed / 3 of the capacitor C1, and the capacitor C2 → semiconductor switch T2 → capacitor C1 → current detector CD1 → A short-circuit current flows through the path of the semiconductor switch T5 → the current detector CD2 → the capacitor C2. Therefore, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C1, and the relationship between the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T5, or the current It can be identified from the relationship between the current value detected by the detector CD2 being equivalent to an overcurrent, the current polarity being in the direction of discharging the capacitor C2, and the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T5. .
また、半導体スイッチT1又はT6が短絡故障した時は、直流電源DPの電圧EdとコンデンサC2の電圧2Ed/3との差電圧で、直流電源DP→半導体スイッチT1→コンデンサC2→電流検出器CD2→半導体スイッチT6→直流電源DPの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器CD2で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC2を充電する方向であること、及び半導体スイッチT1又はT6のオンオフ信号との関係から特定することができる。 When the semiconductor switch T1 or T6 is short-circuited, the DC power supply DP → semiconductor switch T1 → capacitor C2 → current detector CD2 → the difference voltage between the voltage Ed of the DC power supply DP and the voltage 2Ed / 3 of the capacitor C2. A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T6 to the DC power source DP. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C2, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T1 or T6. Can do.
図6に、本発明の第4の実施例を示す。N=4の時の実施例である。半導体スイッチとしてダイオードを逆並列接続したIGBTを適用した例で説明する。交流端子側のコンデンサC1及び直流電源側のコンデンサC3と直列に電流検出器を接続した回路構成である。また、交流電源側のコンデンサから直流電源側のコンデンサの1個置きに電流検出器が接続された回路構成である。直流電源DPの正側端子Pと負側端子Nとの間に半導体スイッチT1〜T8の直列回路が、半導体スイッチT4とT5との接続点に交流端子が、半導体スイッチT4のコレクタとT5のエミッタとの間にコンデンサC1と電流検出器CD1の直列回路が、半導体スイッチT3のコレクタとT6のエミッタとの間にコンデンサC2が、半導体スイッチT2のコレクタとT7のエミッタとの間にコンデンサC3と電流検出器CD2の直列回路が、各々接続された5レベルのフライングキャパシタ形電力変換回路の1相分の回路構成である。直流電源DPの電圧をEdとした時、コンデンサC1の電圧をEd/4、コンデンサC2の電圧を2Ed/4=Ed/2、コンデンサC3の電圧を3Ed/4とすることで、5レベルの交流出力が可能である。 FIG. 6 shows a fourth embodiment of the present invention. This is an example when N = 4. An example in which an IGBT in which diodes are connected in antiparallel as a semiconductor switch will be described. In this circuit configuration, a current detector is connected in series with the capacitor C1 on the AC terminal side and the capacitor C3 on the DC power supply side. In addition, the current detector is connected to every other capacitor on the DC power supply side from the capacitor on the AC power supply side. Between the positive terminal P and the negative terminal N of the DC power source DP, a series circuit of semiconductor switches T1 to T8 is connected to the connection point of the semiconductor switches T4 and T5, the AC terminal is the collector of the semiconductor switch T4, and the emitter of T5. Between the collector of the semiconductor switch T3 and the emitter of T6, the capacitor C2 between the collector of the semiconductor switch T2 and the emitter of T7, and the current of the capacitor C3 and the current detector CD1. The series circuit of the detector CD2 has a circuit configuration for one phase of each of the five-level flying capacitor type power converter circuits connected to each other. When the voltage of the DC power supply DP is Ed, the voltage of the capacitor C1 is Ed / 4, the voltage of the capacitor C2 is 2Ed / 4 = Ed / 2, and the voltage of the capacitor C3 is 3Ed / 4. Output is possible.
半導体スイッチT2〜T7の何れかが故障した時の動作は、実施例2又は3と同様である。半導体スイッチT4又はT5が短絡故障した時は、電流検出器CD1で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC1を放電する方向であること、及び半導体スイッチT3又はT4のオンオフ信号との関係から特定することができる。 The operation when any of the semiconductor switches T2 to T7 fails is the same as in the second or third embodiment. When the semiconductor switch T4 or T5 has a short circuit failure, the current value detected by the current detector CD1 is equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C1, and the semiconductor switch T3 or T4. It can be identified from the relationship with the on / off signal.
また、半導体スイッチT3又はT6が短絡故障した時は、コンデンサC2の電圧Ed/2とコンデンサC1の電圧Ed/4との差電圧で、コンデンサC2→半導体スイッチT3→コンデンサC1→電流検出器CD1→半導体スイッチT6→コンデンサC2の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器CD1で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC1を充電する方向であること、及び半導体スイッチT3又はT6のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T3 or T6 is short-circuited, the difference between the voltage Ed / 2 of the capacitor C2 and the voltage Ed / 4 of the capacitor C1 causes the capacitor C2 → semiconductor switch T3 → capacitor C1 → current detector CD1 → A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T6 to the capacitor C2. Therefore, the current value detected by the current detector CD1 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C1, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T3 or T6. Can do.
また、半導体スイッチT2又はT7が短絡故障した時は、コンデンサC3の電圧3Ed/4とコンデンサC2の電圧Ed/2との差電圧で、コンデンサC3→半導体スイッチT2→コンデンサC2→半導体スイッチT7→電流検出器CD2→コンデンサC3の経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器CD2で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC3を放電する方向であること、及び半導体スイッチT2又はT7のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T2 or T7 is short-circuited, the difference between the voltage 3Ed / 4 of the capacitor C3 and the voltage Ed / 2 of the capacitor C2, and the capacitor C3 → semiconductor switch T2 → capacitor C2 → semiconductor switch T7 → current. A short-circuit current flows through the path from the detector CD2 to the capacitor C3. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of discharging the capacitor C3, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T2 or T7. Can do.
また、半導体スイッチT1又はT8が短絡故障した時は、直流電源DPの電圧EdとコンデンサC3の電圧3Ed/4との差電圧で、直流電源DP→半導体スイッチT1→コンデンサC3→電流検出器CD2→半導体スイッチT8→直流電源DPの経路で短絡電流が流れる。従って、電流検出器CD2で検出される電流値が過電流相当であることと、電流極性がコンデンサC3を充電する方向であること、及び半導体スイッチT1又はT8のオンオフ信号との関係から特定することができる。 Further, when the semiconductor switch T1 or T8 is short-circuited, the difference between the voltage Ed of the DC power supply DP and the voltage 3Ed / 4 of the capacitor C3 causes the DC power supply DP → semiconductor switch T1 → capacitor C3 → current detector CD2 → A short-circuit current flows through the path from the semiconductor switch T8 to the DC power source DP. Therefore, the current value detected by the current detector CD2 is determined to be equivalent to an overcurrent, the current polarity is in the direction of charging the capacitor C3, and the relationship with the on / off signal of the semiconductor switch T1 or T8. Can do.
同様の方法で、4レベル以上のフライングキャパシタ形電力変換回路においても、図7に示すアルゴリズムにより、短絡故障した半導体スイッチを特定することができる。
電流検出器としては、CT、シャント抵抗、ロゴスキーコイル、磁気センサーなど直接的、間接的に短絡電流が流れる経路中の電流を検出できるものであれば適用可能である。
また、図面上はコンデンサの低電位側に電流検出器を設置したが、高電位側に設置しても同様に実現できる。
In the same way, even in a flying capacitor type power conversion circuit having four or more levels, it is possible to identify a semiconductor switch having a short circuit failure by the algorithm shown in FIG.
Any current detector can be used as long as it can detect a current in a path through which a short-circuit current flows directly or indirectly, such as a CT, a shunt resistor, a Rogowski coil, or a magnetic sensor.
Further, although the current detector is installed on the low potential side of the capacitor in the drawing, it can be similarly realized even if it is installed on the high potential side.
本発明は、フライングキャパシタ形電力変換回路における短絡故障した半導体スイッチを特定するための電流検出器の回路への挿入方法と特定方法であり、フライングキャパシタ形電力変換回路を適用する高圧電動機駆動装置、系統連系用変換装置などへの適用が可能である。 The present invention relates to a method and an identification method of a current detector for identifying a semiconductor switch having a short circuit failure in a flying capacitor type power converter circuit, and a high voltage motor drive device to which the flying capacitor type power converter circuit is applied, It can be applied to a grid interconnection converter.
T1〜T10・・・半導体スイッチ(IGBT) DP・・・直流電源
CD、CD1、CD2・・・電流検出器 C1〜C4・・・コンデンサ
Qu,Qv、Qw、Qx、Qy、Qz・・・半導体スイッチ(IGBT)
TA、TB、TM・・・半導体スイッチ(IGBT)
GD、GD1〜GD4・・・ゲート駆動回路 D1〜D4・・・ダイオード
GDu、GDv、GDw、GDx、GDy、GDz・・・ゲート駆動回路
ACM・・・電動機 CNT・・・制御回路
PC1、PC2・・・フォトカプラー 、Db、Dd・・・ダイオード
Qf、Qr、Qs・・・トランジスタ Cd・・・コンデンサ
CP、CN・・・駆動電源 ZD・・・ツェナーダイオード
R1、R2、RG・・・抵抗
T1-T10 ... Semiconductor switch (IGBT) DP ... DC power source CD, CD1, CD2 ... Current detector C1-C4 ... Capacitor Qu, Qv, Qw, Qx, Qy, Qz ... Semiconductor Switch (IGBT)
TA, TB, TM ... Semiconductor switch (IGBT)
GD, GD1 to GD4 ... gate drive circuit D1 to D4 ... diode GDu, GDv, GDw, GDx, GDy, GDz ... gate drive circuit ACM ... motor CNT ... control circuit PC1, PC2, ..Photocoupler, Db, Dd: Diode Qf, Qr, Qs ... Transistor Cd ... Capacitor CP, CN ... Drive power supply ZD ... Zener diode R1, R2, RG ... Resistance
Claims (5)
In a multilevel conversion circuit of a four or more level flying capacitor type in which two or more flying capacitors are connected, a capacitor connected to the AC terminal side, a capacitor or DC power supply unit connected to the DC power supply side, and the AC terminal A current detector is connected to every other capacitor of the plurality of capacitors arranged from the side toward the DC power supply side, and a current detector that detects an overcurrent and a flying capacitor corresponding to the current polarity are connected. A multi-level power conversion circuit characterized by identifying a failed semiconductor switch by an on / off command signal to a semiconductor switch .
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013199306A JP6142751B2 (en) | 2013-09-26 | 2013-09-26 | Flying capacitor type multi-level power conversion circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2013199306A JP6142751B2 (en) | 2013-09-26 | 2013-09-26 | Flying capacitor type multi-level power conversion circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2015065781A JP2015065781A (en) | 2015-04-09 |
JP6142751B2 true JP6142751B2 (en) | 2017-06-07 |
Family
ID=52833212
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2013199306A Expired - Fee Related JP6142751B2 (en) | 2013-09-26 | 2013-09-26 | Flying capacitor type multi-level power conversion circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP6142751B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11881764B2 (en) | 2019-06-24 | 2024-01-23 | General Electric Company | Short-circuit protection systems and methods for flying capacitor based buck-boost converters |
Families Citing this family (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE112014002806T5 (en) * | 2013-06-14 | 2016-03-31 | Murata Manufacturing Co., Ltd. | Inverter device |
US11750109B2 (en) | 2019-07-26 | 2023-09-05 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
CN111624514B (en) * | 2020-07-02 | 2022-08-26 | 南京师范大学 | Method for diagnosing short-circuit and open-circuit faults of switching tube of three-level rectifier |
CN115395784A (en) * | 2022-09-13 | 2022-11-25 | 江苏科曜能源科技有限公司 | Single-phase bipolar seven-level converter and system |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
SE517063C2 (en) * | 2000-08-10 | 2002-04-09 | Abb Ab | Procedure and device for voltage setting of a VSC converter |
JP5532192B2 (en) * | 2008-01-24 | 2014-06-25 | 独立行政法人産業技術総合研究所 | Power converter |
JP5803683B2 (en) * | 2012-01-13 | 2015-11-04 | 富士電機株式会社 | Multi-level power conversion circuit |
-
2013
- 2013-09-26 JP JP2013199306A patent/JP6142751B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US11881764B2 (en) | 2019-06-24 | 2024-01-23 | General Electric Company | Short-circuit protection systems and methods for flying capacitor based buck-boost converters |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP2015065781A (en) | 2015-04-09 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP6040582B2 (en) | Protection control method for multi-level power conversion circuit | |
JP6142751B2 (en) | Flying capacitor type multi-level power conversion circuit | |
US7489487B2 (en) | Multi-level power converter | |
CA2794880C (en) | Method for operating a converter and a switching cell and a converter | |
JP6976100B2 (en) | Solid-state circuit breaker and motor drive system | |
KR101521105B1 (en) | Method for detecting fault of sub module of modular multilevel converter | |
JP6338791B1 (en) | Power converter | |
JP2012029429A (en) | Three level power conversion device | |
US20150003127A1 (en) | Multilevel power conversion circuit | |
EP2393198A2 (en) | Switching Device Failure Detection System And Method For Multilevel Converters | |
JP2007259533A (en) | Protective circuit for semiconductor element | |
JP6275352B1 (en) | Power converter | |
US9030853B2 (en) | Power conversion equipment having a capacitor failure detecting circuit | |
JP6773499B2 (en) | Semiconductor drive device and power conversion device using this | |
WO2013171800A1 (en) | Power conversion device | |
US20150009729A1 (en) | Circuit having a fault protecting function | |
KR20170083317A (en) | DC fault current reduction apparatus of modular multi-level converter | |
JP2023539283A (en) | Self-test method for phases of 3-level ANPC converter with LC filter | |
JP5940840B2 (en) | Power converter | |
KR101542940B1 (en) | Structure for reducing fault current of multi level converter and apparatus using it | |
KR101558862B1 (en) | Modular Multilevel converter and DC current accident reduction apparatus | |
JPWO2018034084A1 (en) | Semiconductor module, switching element selection method used in semiconductor module, and switching element chip design method | |
CN115065263A (en) | Three-level inverter, photovoltaic system and control method | |
JP5661694B2 (en) | Multi-level power converter | |
JP2013223275A (en) | Power conversion apparatus |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
RD02 | Notification of acceptance of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7422 Effective date: 20151005 |
|
RD04 | Notification of resignation of power of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7424 Effective date: 20151005 |
|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20160215 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20161221 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20170110 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20170202 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20170411 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20170424 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Ref document number: 6142751 Country of ref document: JP Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |