JP6131602B2 - Magnetic bearing device and vacuum pump - Google Patents
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Description
本発明は、アクチュエータ機能およびセンシング機能を有する磁気軸受装置、および、その磁気軸受装置を備えた真空ポンプに関する。 The present invention relates to a magnetic bearing device having an actuator function and a sensing function, and a vacuum pump including the magnetic bearing device.
磁気軸受装置を搭載した真空ポンプでは、コンパクト化、低価格化、信頼性向上のために、回転体の浮上変位検出用の位置センサを設けずに、浮上制御力を発生する電磁石に従来のアクチュエータ機能に加えてセンシング機能も兼用させる構成が知られている（例えば、特許文献１参照）。 In vacuum pumps equipped with magnetic bearing devices, conventional actuators are used for electromagnets that generate levitation control force without providing position sensors for detecting levitation displacement of rotating bodies in order to reduce size, reduce costs, and improve reliability. A configuration is known in which a sensing function is also used in addition to a function (see, for example, Patent Document 1).
従来、磁気軸受装置においては、電磁石コイルにＰＷＭアンプからのスイッチング電圧を印加することにより、励磁電流を供給するようにしている。アクチュエータ機能およびセンシング機能を有する磁気軸受装置においては、電磁石電流を検出することにより回転体の浮上位置情報を取得するようにしている。スイッチング時には、サージ電圧等に起因するスパイク状のノイズが電磁石電流に発生するので、特許文献１に記載の磁気軸受装置では、電流のサンプルタイミングを電圧スイッチングの中間点で行っている。
Conventionally, in a magnetic bearing device, an excitation current is supplied by applying a switching voltage from a PWM amplifier to an electromagnet coil. In the magnetic bearing device having the actuator function and the sensing function, the floating position information of the rotating body is obtained by detecting the electromagnet current. At the time of switching, spike-like noise caused by a surge voltage or the like is generated in the electromagnet current. Therefore, in the magnetic bearing device described in
しかしながら、ＰＷＭ制御においてオンデューティが０％付近や１００％付近となった場合、スイッチングノイズが十分減衰する前に、次のスイッチングタイミングとなってしまう。そのような場合、電圧スイッチングの中間点でサンプリングを行ったとしても、サンプリングへのスイッチングノイズの影響を避けられない。 However, when the on-duty is near 0% or 100% in PWM control, the next switching timing occurs before the switching noise is sufficiently attenuated. In such a case, even if sampling is performed at the midpoint of voltage switching, the influence of switching noise on the sampling cannot be avoided.
本発明の好ましい実施形態による磁気軸受装置は、複数の制御軸の各々に設けられ、回転軸に対して対向配置された一対の電磁石と、各電磁石に印加される電圧をＰＷＭ制御し、回転軸の浮上位置変化を検知するためのセンサキャリア信号が重畳された電磁石電流を、電磁石のそれぞれに供給する複数の励磁アンプと、電磁石電流を検出する複数の電流センサと、電流センサによって検出された電流検出信号をＡＤサンプリングして回転軸の磁気浮上情報を取得し、磁気浮上情報に基づいて励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備え、ＰＷＭキャリア１周期におけるＰＷＭ制御信号のオンデューティ区間またはオフデューティ区間には、電磁石電流に生じるスパイクノイズの減衰特性に基づく所定時間幅よりも長い最小区間が設定され、制御部は、オンデューティ区間またはオフデューティ区間の長さが最小区間以上となるようにＰＷＭ制御を行い、オンデューティ区間またはオフデューティ区間の開始タイミングから所定時間幅が経過した後にＡＤサンプリングを行う。
さらに好ましい実施形態では、電流検出信号に対して、ＰＷＭキャリア周波数よりも高い帯域を有するローパスフィルタを備え、制御部は、ローパスフィルタを通過した電流検出信号をＡＤサンプリングする。
さらに好ましい実施形態では、制御部は、複数の電流センサからの電流検出信号、および一対の電磁石に関する一対の電流検出信号を加算した和信号をＡＤサンプリングして回転軸の磁気浮上情報を取得し、和信号から直流成分を除去するハイパスフィルタを備え、制御部はハイパスフィルタを通過した和信号をＡＤサンプリングする。
さらに好ましい実施形態では、ＰＷＭキャリア周波数ｆpwm、センサキャリア信
号の周波数ｆc、および、ＡＤサンプリングの周波数ｆsが整数倍の関係に設定され、制御部は、複数の電磁石の各々に関する電流検出信号を同時一括してＡＤサンプリングする。 さらに、fpwm＞fs＞fcのように設定するのが好ましい。
本発明の好ましい実施形態による真空ポンプは、排気機能部が形成されたポンプロータと、ポンプロータを回転駆動するモータと、ポンプロータの回転軸を磁気浮上支持する前記磁気軸受装置と、を備える。
A magnetic bearing device according to a preferred embodiment of the present invention includes a pair of electromagnets provided on each of a plurality of control shafts and arranged to face the rotation shafts, and PWM-controlling a voltage applied to each electromagnet, thereby rotating the rotation shafts. A plurality of excitation amplifiers for supplying each of the electromagnets with an electromagnet current superimposed with a sensor carrier signal for detecting a change in the floating position of the electromagnet, a plurality of current sensors for detecting the electromagnet current, and a current detected by the current sensor A control unit that AD-samples the detection signal to acquire magnetic levitation information of the rotating shaft and performs PWM control of the excitation amplifier based on the magnetic levitation information, and is configured to turn on or off the PWM control signal in one PWM carrier cycle In the duty interval, a minimum interval longer than a predetermined time width based on the attenuation characteristic of spike noise generated in the electromagnet current is set, The control unit performs PWM control so that the length of the on-duty section or the off-duty section is equal to or longer than the minimum section, and performs AD sampling after a predetermined time width has elapsed from the start timing of the on-duty section or the off-duty section.
In a further preferred embodiment, a low-pass filter having a band higher than the PWM carrier frequency is provided for the current detection signal, and the control unit AD-samples the current detection signal that has passed through the low-pass filter.
In a more preferred embodiment, the control unit acquires the magnetic levitation information of the rotating shaft by AD sampling a sum signal obtained by adding the current detection signals from the plurality of current sensors and the pair of current detection signals regarding the pair of electromagnets, comprising a high-pass filter that removes a DC component from the sum signal, the control unit is Ru AD Sanpuringusu a sum signal that has passed through the high-pass filter.
In a more preferred embodiment, the PWM carrier frequency fpwm, the sensor carrier signal frequency fc, and the AD sampling frequency fs are set to an integer multiple relationship, and the control unit simultaneously collects current detection signals for each of the plurality of electromagnets. And AD sampling. Furthermore, it is preferable to set fpwm>fs> fc.
Vacuum pump according to a preferred embodiment of the present invention includes a pump rotor in which the exhaust function portion is formed, a motor for rotating the pump rotor, said magnetic bearing device for magnetically levitated rotating shaft of the pump rotor, the.
本発明によれば、スパイクノイズの影響がほとんど無い磁気浮上情報を得ることができる。 According to the present invention, magnetic levitation information that is hardly affected by spike noise can be obtained.
以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、本実施の形態の真空ポンプの概略構成を説明する図であり、磁気浮上式ターボ分子ポンプのポンプユニット１の断面の構成を示す。ターボ分子ポンプは、図１に示すポンプユニット１と、ポンプユニット１を駆動するコントロールユニット（不図示）とを備えている。
Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram for explaining a schematic configuration of a vacuum pump according to the present embodiment, and shows a cross-sectional configuration of a
ポンプユニット１は、回転翼４ａと固定翼６２とで構成されるターボポンプ段と、円筒部４ｂとネジステータ６４とで構成されるドラッグポンプ段（ネジ溝ポンプ）とを有している。ここではネジステータ６４側にネジ溝が形成されているが、円筒部４ｂ側にネジ溝を形成しても構わない。回転側排気機能部である回転翼４ａおよび円筒部４ｂはポンプロータ４に形成されている。ポンプロータ４はシャフト５に締結されている。ポンプロータ４とシャフト５とによって回転体ユニットＲが構成される。
The
複数段の固定翼６２は、軸方向に対して回転翼４ａと交互に配置されている。各固定翼６２は、スペーサリング６３を介してベース６０上に載置される。ポンプケーシング６１の固定フランジ６１ｃをボルトによりベース６０に固定すると、積層されたスペーサリング６３がベース６０とポンプケーシング６１の係止部６１ｂとの間に挟持され、固定翼６２が位置決めされる。
The plurality of stages of
シャフト５は、ベース６０に設けられた磁気軸受６７，６８，６９によって非接触支持される。後述するように磁気軸受６７，６８，６９は、センサキャリア成分が重畳された電磁石電流に基づいて浮上位置の変化を推定するセルフセンシングの磁気軸受である。なお、軸方向の磁気軸受６９を構成する電磁石は、シャフト５の下端に設けられたロータディスク５５を軸方向に挟むように配置されている。シャフト５はモータ４２により回転駆動される。
The
モータ４２は同期モータであり、本実施の形態では、ＤＣブラシレスモータが用いられている。モータ４２は、ベース６０に配置されるモータステータ４２ａと、シャフト５に設けられるモータロータ４２ｂとを有している。モータロータ４２ｂには、永久磁石が設けられている。磁気軸受が作動していない時には、シャフト５は非常用のメカニカルベアリング６６ａ，６６ｂによって支持される。
The
ベース６０の排気口６０ａには排気ポート６５が設けられ、この排気ポート６５にバックポンプが接続される。回転体ユニットＲを磁気浮上させつつモータ４２により高速回転駆動することにより、吸気口６１ａ側の気体分子は排気ポート６５側へと排気される。
An
図２は、コントロールユニットの概略構成を示すブロック図である。外部からのＡＣ入力は、コントロールユニットに設けられたＤＣ電源４０によって交流から直流に変換される。ＤＣ電源４０は、インバータ４１用の電源、励磁アンプ４３用の電源、制御部４４用の電源をそれぞれ生成する。
FIG. 2 is a block diagram showing a schematic configuration of the control unit. The AC input from the outside is converted from alternating current to direct current by a
モータ４２に電流を供給するインバータ４１には、複数のスイッチング素子が備えられている。これらのスイッチング素子のオンオフを制御部４４によって制御することにより、モータ４２が駆動される。
The
図２に示した１０個の磁気軸受電磁石４５は、各磁気軸受６７，６８，６９に設けられている磁気軸受電磁石を示している。図１に示したターボ分子ポンプに用いられている磁気軸受は５軸制御型磁気軸受であって、径方向の磁気軸受６７，６８は各々２軸の磁気軸受であって、それぞれ２対（４個）の磁気軸受電磁石４５を備えている。また、軸方向の磁気軸受６９は１軸の磁気軸受であって、１対（２個）の磁気軸受電磁石４５を備えている。磁気軸受電磁石４５に電流を供給する励磁アンプ４３は１０個の磁気軸受電磁石４５のそれぞれに設けられており、コントロールユニットには合計で１０個の励磁アンプ４３が備えられている。
The ten
モータ４２の駆動および磁気軸受の駆動を制御する制御部４４は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等のデジタル演算器とその周辺回路より構成される。制御部４４は、インバータ４１に対しては、インバータ４１に設けられている複数のスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号４４１を出力し、各励磁アンプ４３に対しては、各励磁アンプ４３に含まれるスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭゲート駆動信号４４３をそれぞれ出力する。また、制御部４４には、後述するようにモータ４２に関する相電圧および相電流に関する信号４４２や、磁気軸受に関する電磁石電流信号４４４が入力される。
The
図３は、磁気軸受６７，６８に備えられた制御軸１軸分の磁気軸受電磁石４５を示す模式図である。２個の磁気軸受電磁石４５が浮上中心軸（浮上目標位置）Ｊを挟むように対向配置されている。上述したように、各磁気軸受電磁石４５に対して、励磁アンプ４３がそれぞれ設けられている。図３では、Ｐ側（図示右側）の磁気軸受電磁石４５に近づくような変位ｄを正とする。変位が負側の磁気軸受電磁石４５をＭ側の磁気軸受電磁石４５と呼ぶことにする。
FIG. 3 is a schematic diagram showing the
（電磁石電流Ｉp，Ｉmの説明）
本実施の形態における５軸制御型磁気軸受では、各磁気軸受電磁石４５の電磁石電流には、機能別で成分に分けると、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃおよび位置検出用のセンサキャリア成分の電流ｉｓが含まれている。Ｐ側の磁気軸受電磁石４５を流れる電流をＩp、Ｍ側の磁気軸受電磁石４５を流れる電流をＩmとすると、次式（１）のように表される。ｉspはＰ側のセンサキャリア成分で、ｉsmはＭ側のセンサキャリア成分である。ただし、ｉspとｉsmとは振幅が逆符号になっている。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ＋ｉsp
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋ｉsm …（１）
(Description of electromagnet currents Ip and Im)
In the 5-axis control type magnetic bearing in the present embodiment, the electromagnet current of each
Ip = ib + ic + isp
Im = ib-ic + ism (1)
バイアス電流ｉｂは直流あるいは極めて低い周波数帯であり、回転体ユニットＲに作用する重力との釣り合い力、浮上力の直線性改善、変位センシングのためのバイアス用として用いられる。 The bias current ib is a direct current or an extremely low frequency band, and is used as a bias for a balance force with gravity acting on the rotator unit R, a linearity improvement of the levitation force, and a displacement sensing.
浮上制御電流ｉｃは、シャフト５（すなわち回転体ユニットＲ）を所定位置に浮上させる制御力用として用いられる電流である。浮上制御電流ｉｃは浮上位置の変動に応じて変化するので、その周波数帯は直流から１ｋＨｚ程度となる。 The levitation control current ic is a current used for a control force that levitates the shaft 5 (that is, the rotating body unit R) to a predetermined position. Since the levitation control current ic changes according to the fluctuation of the levitation position, the frequency band is from DC to about 1 kHz.
センサキャリア成分ｉｓは、シャフト５の浮上位置変位（すなわち回転体ユニットＲの浮上位置変位）の検出に用いられる電流成分である。センサキャリア成分ｉｓには、浮上制御力の影響を極力抑えるべく、通常は数ｋＨｚ〜数十ｋＨｚ（１ｋＨｚ≪fc≪１００ｋＨｚ）の周波数帯における周波数が使用される。 The sensor carrier component is is a current component used for detecting the flying position displacement of the shaft 5 (that is, the flying position displacement of the rotating body unit R). For the sensor carrier component is, a frequency in a frequency band of several kHz to several tens kHz (1 kHz << fc << 100 kHz) is usually used in order to suppress the influence of the flying control force as much as possible.
一般に、産業用途の磁気軸受では、励磁アンプ４３として電圧制御型のＰＷＭアンプが適用される。すなわち、磁気軸受電磁石４５の電磁石コイルに印加される電圧を制御することで、電磁石電流の制御を行っている。
Generally, in a magnetic bearing for industrial use, a voltage control type PWM amplifier is applied as the
電磁石コイルに印加される電圧Ｖp、Ｖmの内の、センサキャリア成分ｖsp，ｖsmはそれぞれ逆位相で印加されるので、次式（２）のように表される。ただし、ωc＝２πfcであって、fcはセンサキャリア周波数である。また、tは時間、ｖは一定振幅値である。
ｖsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ）
ｖsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ） …（２）
Of the voltages Vp and Vm applied to the electromagnet coil, the sensor carrier components vsp and vsm are applied in opposite phases, and therefore are expressed by the following equation (2). However, ωc = 2πfc, and fc is the sensor carrier frequency. T is time, and v is a constant amplitude value.
vsp = −v × sin (ωc × t)
vsm = v × sin (ωc × t) (2)
ところで、磁気軸受電磁石４５とシャフト５との間のギャップ（図３参照）と電磁石コイルのインダクタンスとは反比例するので、Ｐ側電磁石コイルおよびＭ側電磁石コイルのインダクタンスＬp，Ｌmに関して、次式（３）が成り立つ。なお、Ｄはシャフト５が浮上中心軸（浮上目標位置）にある場合のギャップで、ｄは浮上目標位置からの変位である。Ａは定数である。
１／Ｌp＝Ａ×（Ｄ−ｄ）
１／Ｌm＝Ａ×（Ｄ＋ｄ） …（３）
By the way, since the gap between the
1 / Lp = A × (D−d)
1 / Lm = A * (D + d) (3)
センサキャリア成分に関して、電磁石コイルに印加される電圧と電磁石コイルを流れる電流との間には次式（４）に示すような関係がある。ただし、コイル抵抗は無視した。
ｖsp＝Ｌp×d（ｉsp）／dt
ｖsm＝Ｌm×d（ｉsm）／dt …（４）
Regarding the sensor carrier component, there is a relationship as shown in the following equation (4) between the voltage applied to the electromagnetic coil and the current flowing through the electromagnetic coil. However, coil resistance was ignored.
vsp = Lp × d (isp) / dt
vsm = Lm × d (ism) / dt (4)
上述した式（２），（３），（４）から、電磁石コイルを流れる電流のセンサキャリア成分ｉsp，ｉsmは次式（５）のように表される。なお、Ｂ＝v×Ａ／ωcである。このように、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmは、変位ｄの時間変化により振幅変調される。一方、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃは周波数が低いため、変位変動の影響は無視できる。
ｉsp＝−ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌp）
＝−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
ｉsm＝ｖ×sin（ωc×ｔ−π／２）／（ωc×Ｌm）
＝Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（５）
From the expressions (2), (3), and (4) described above, the sensor carrier components isp and ism of the current flowing through the electromagnetic coil are expressed as the following expression (5). Note that B = v × A / ωc. Thus, the sensor carrier components isp and ism are amplitude-modulated by the time change of the displacement d. On the other hand, since the bias current ib and the levitation control current ic have low frequencies, the influence of the displacement fluctuation can be ignored.
isp = −v × sin (ωc × t−π / 2) / (ωc × Lp)
= −B (D−d) × sin (ωc × t−π / 2)
ism = v × sin (ωc × t−π / 2) / (ωc × Lm)
= B (D + d) × sin (ωc × t−π / 2) (5)
以上の結果をまとめると、センサキャリア成分ｉsp，ｉsmを検波すれば、変位ｄの情報が得られる。Ｐ側およびＭ側の磁気軸受電磁石４５を流れるトータルの電流Ｉp，Ｉmは、次式（６）のように表される。
Ｉp＝ｉｂ＋ｉｃ−Ｂ（Ｄ−ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２）
Ｉm＝ｉｂ−ｉｃ＋Ｂ（Ｄ＋ｄ）×sin（ωc×ｔ−π／２） …（６）
To summarize the above results, information on the displacement d can be obtained by detecting the sensor carrier components isp and ism. The total currents Ip and Im flowing through the P-side and M-side
Ip = ib + ic−B (D−d) × sin (ωc × t−π / 2)
Im = ib−ic + B (D + d) × sin (ωc × t−π / 2) (6)
（二象限励磁アンプの説明）
図４は、各磁気軸受電磁石４５に対応して設けられている励磁アンプ４３の構成を示す図である。励磁アンプ４３は、直列接続されたスイッチング素子とダイオードとを直列接続したものを、さらに２つ並列接続したものである。磁気軸受電磁石４５は、スイッチング素子ＳＷ１０およびダイオードＤ１０の中間と、スイッチング素子ＳＷ１１およびダイオードＤ１１の中間との間に接続される。
(Description of two-quadrant excitation amplifier)
FIG. 4 is a diagram showing a configuration of the
スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１には、制御部４４からゲート信号（ゲート駆動電圧）として、バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃおよびセンサキャリア成分ｉｓを制御するためのＰＷＭ制御信号（図２のＰＷＭゲート駆動信号４４３）が入力される。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１は同時にオンオフされ、両方ともオンの場合には実線矢印で示すように電流（上述した電流Ｉp，Ｉm）が流れ、両方ともオフの場合には破線矢印で示すように電流（上述した電流Ｉp，Ｉm）が流れる。オン時の電流値は電流センサ１０１Ａにより計測され、オフ時の電流値は電流センサ１０１Ｂにより計測される。電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂには例えばシャント抵抗が用いられ、シャント抵抗の電圧を電流検出信号として用いる。電流検出信号は制御部４４に入力される。
The switching elements SW10 and SW11 receive a PWM control signal for controlling the bias current ib, the levitation control current ic, and the sensor carrier component is (a PWM gate drive signal in FIG. 2) as a gate signal (gate drive voltage) from the
図５は、励磁アンプ４３による電磁石コイルへの印加電圧（ラインＬ１）および電磁石コイルに流れる電流（ラインＬ２）の一例を示す図である。２つのスイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオンすると、電圧が電磁石コイルに印加されて電流が増加する。また、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオフすると、ダイオードＤ１０，Ｄ１１の導通により電磁石コイルに逆電圧が印加され電流が減少する。そのため、電流ラインＬ２は、ＰＷＭキャリア１周期における電流の増加および減少と、より周期の長い正弦波的な変化との両方を示している。この正弦波的な変化が、センサキャリア成分の変化に相当している。
FIG. 5 is a diagram illustrating an example of an applied voltage (line L1) to the electromagnet coil by the
図６は、図５の符号Ｂで示す部分の拡大図である。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をオン状態（上昇ライン）からオフ状態（下降ライン）にスイッチングした時、およびオフ状態（下降ライン）からオン状態（上昇ライン）にスイッチングした時に、サージ電圧等に起因するスパイク状のノイズＣが発生しているのが分かる。従来の磁気軸受装置においては、このノイズ成分の影響が、変位検出におけるＳ／Ｎ比低下を招いている。そこで、本実施の形態では、磁気軸受制御におけるノイズ成分の影響を抑えるために、以下に説明するような制御を行っている。 FIG. 6 is an enlarged view of a portion indicated by a symbol B in FIG. Spikes caused by surge voltage or the like when switching elements SW10 and SW11 are switched from the on state (rising line) to the off state (falling line) and from the off state (falling line) to the on state (rising line). It can be seen that a noise C is generated. In the conventional magnetic bearing device, the influence of this noise component causes a decrease in the S / N ratio in displacement detection. Therefore, in the present embodiment, the control described below is performed in order to suppress the influence of noise components in the magnetic bearing control.
図７は、制御部４４における磁気軸受制御の機能ブロック図であって、制御軸５軸の内の１軸分について示したものである。以下では、最初に制御全体の概略を説明し、その後に、ノイズの影響を抑えるための構成について説明する。
FIG. 7 is a functional block diagram of magnetic bearing control in the
上述したように、制御軸１軸分には一対（Ｐ側およびＭ側）の磁気軸受電磁石４５が設けられており、各磁気軸受電磁石４５に対して励磁アンプ４３がそれぞれ設けられている。１０個の励磁アンプ４３からはそれぞれ電流検出信号が出力される。以下では、１個の磁気軸受電磁石４５を１軸とみなし、１０個の磁気軸受電磁石４５に関する制御を、１０軸に関する制御として考える。
As described above, a pair of magnetic bearing electromagnets 45 (P side and M side) are provided for one control shaft, and an
制御部４４のゲート信号生成部４０１ｐは、Ｐ側の励磁アンプ４３のスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。同様に、ゲート信号生成部４０１ｍは、Ｍ側の励磁アンプ４３のスイッチング素子を駆動するためのゲート信号を生成する。ゲート信号に基づいて各励磁アンプ４３のスイッチング素子がオンオフ制御されると、磁気軸受電磁石４５の電磁石コイルに電圧が印加され、上述した電流Ｉp、Ｉmが流れる。Ｐ側の励磁アンプ４３の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｐ側の磁気軸受電磁石４５に流れる電流Ｉpの電流検出信号（電流と同様のＩpで示す）が出力される。一方、Ｍ側の励磁アンプ４３の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからは、Ｍ側の磁気軸受電磁石４５に流れる電流Ｉmの電流検出信号（電流と同様のＩmで示す）が出力される。
The gate
電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂから出力された電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれローパスフィルタ４０３，４０４を介してＡＤコンバータ４００に入力される。また、ＡＤコンバータ４００には、ローパスフィルタ４０３，４０４を通過した電流検出信号Ｉp，Ｉmの和信号（Ｉp＋Ｉm）が、ハイパスフィルタ４０５を介して入力される。電流検出信号Ｉp，Ｉmは式（６）のように表すことができるので、和信号（Ｉp＋Ｉm）は、次式（７）で表される。なお、これらの信号は図２の電磁石電流信号４４４に対応している。ＡＤコンバータ４００は、電流検出信号Ｉp，Ｉmおよび和信号（Ｉp＋Ｉm）をサンプリング周波数ｆsで取り込む。
Ｉp＋Ｉm＝２×ｉｂ＋２×Ｂ×ｄ×sin（ωc×ｔ−π／２） …（７）
The current detection signals Ip and Im output from the
Ip + Im = 2 * ib + 2 * B * d * sin ([omega] c * t- [pi] / 2) (7)
ローパスフィルタ４０３，４０４およびハイパスフィルタ４０５の詳細については後述するが、電流検出信号Ｉp，Ｉmをローパスフィルタ４０３，４０４に通すと、高周波数のノイズ成分が除去される。また、和信号（Ｉp＋Ｉm）をハイパスフィルタ４０５に通すと、和信号（Ｉp＋Ｉm）に含まれているバイアス成分（２×ｉｂ）が除去される。
Although details of the low-
ＡＤコンバータ４００でサンプリングされた和信号（Ｉp＋Ｉm）は、信号処理演算部４０６に入力される。信号処理演算部４０６は、サンプリングデータに基づいてシャフト５の変位情報を演算する。磁気浮上制御器４０７では、信号処理演算部４０６からの変位情報に基づいて比例制御、積分制御および微分制御等により浮上制御電流設定を生成する。Ｐ側の制御に関しては、バイアス電流設定量から浮上制御電流設定を減算したものが用いられ、Ｍ側の制御に関しては、バイアス電流設定量に浮上制御電流設定を加算したものが用いられる。
The sum signal (Ip + Im) sampled by the
さらに、ポンプに過大な外乱等が加わってシャフト５が大きく変位した場合にも、対向する磁気軸受電磁石４５の片方（例えばＰ側）の励磁電流が大きくなり、もう一方（この場合にはＭ側）の励磁電流がゼロになって、センサキャリア成分電圧が片側にしか印加されるようなことが生じないように、電流リミット回路４０８ｐ，４０８ｍがそれぞれ設けられている。電流リミット回路４０８ｐ，４０８ｍを設けたことにより、磁気軸受電磁石４５には常にセンサキャリア電圧が印加されることになる。
Furthermore, even when the
一方、ＡＤコンバータ４００でサンプリングされた電流検出信号Ｉp，Ｉmは、それぞれ対応する信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍに入力される。信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍは、サンプリングデータに基づいて浮上制御力へ寄与する電流成分（バイアス電流ｉｂ、浮上制御電流ｉｃ）に関する情報を演算する。
On the other hand, the current detection signals Ip and Im sampled by the
信号処理演算部４０９ｐの演算結果は、アンプ制御器４１０ｐを通した後に、電流リミット回路４０８ｐからの出力に対して減算処理される。さらにこの減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が減算され、その減算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｐにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｐは、ＰＷＭ演算部４１２ｐで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧（ゲート信号）を生成する。
The computation result of the signal
また、信号処理演算部４０９ｍの演算結果は、アンプ制御器４１０ｍを通した後に、電流リミット回路４０８ｍからの出力に対して減算処理される。さらに、この減算処理結果に対してセンサキャリア生成回路４１１からのセンサキャリア成分（ｖ×sin（ωc×ｔ））が加算され、その加算結果に基づいてＰＷＭ制御信号がＰＷＭ演算部４１２ｍにおいて生成される。ゲート信号生成部４０１ｍは、ＰＷＭ演算部４１２ｍで生成されたＰＷＭ制御信号に基づいてゲート駆動電圧を生成する。
The calculation result of the signal
次に、スパイクノイズの影響を抑えるための構成について説明する。まず第１に、本実施の形態では、スパイクノイズ成分の影響を抑えるために、外乱等によりシャフト５の浮上位置が変動してＰＷＭデューティが変化した場合でも、所定の最小オンデューティ区間（または最小オフデューティ区間）を確保するようにした。そのような最小オンデューティ区間（または最小オフデューティ区間）を確保することにより、ノイズ成分が十分に減衰した取り込み可能区間をＰＷＭキャリア１周期に得ることができる。そして、その取り込み可能区間において、上述した電流検出信号Ｉp，Ｉmおよび和信号（Ｉp＋Ｉm）をＡＤコンバータ４００に取り込むことが可能となる。
Next, a configuration for suppressing the influence of spike noise will be described. First, in the present embodiment, in order to suppress the influence of the spike noise component, even when the floating position of the
第２に、１０軸全て（１０個の励磁アンプ４３の電流検出信号の全て）に対して、上述した取り込み可能区間のタイミングが揃うようにした。すなわち、ＰＷＭキャリア周波数ｆpwm、電圧に重畳されるセンサキャリア周波数ｆc、および、信号をＡＤコンバータ４００に取り込む際のサンプリング周波数ｆsを、整数倍の関係（ｆpwm＝ｎ×ｆc、ｆs＝ｋ×ｆc）を有するように同期化させる。そして、１０軸全てを一括してＡＤコンバータ４００に取り込むようにした。
Secondly, the timings of the above-described captureable sections are aligned for all 10 axes (all of the current detection signals of 10 excitation amplifiers 43). That is, the PWM carrier frequency fpwm, the sensor carrier frequency fc superimposed on the voltage, and the sampling frequency fs when the signal is taken into the
第３に、ＡＤコンバータ４００に取り込まれる電流検出信号Ｉp，Ｉmおよび和信号（Ｉp＋Ｉm）に関するフィルタを、信号の遅延がＡＤコンバータ４００おける一括取り込みのタイミングに影響しないように構成した。
Thirdly, the filter relating to the current detection signals Ip and Im and the sum signal (Ip + Im) captured by the
（第１の構成について）
まず、第１の構成について説明する。スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１をＰＷＭ制御することによって電流を制御する励磁アンプ４３においては、図５に示すＰＷＭキャリア１周期におけるＰＷＭ制御信号のオンデューティを変化させることにより電流の増加および減少を制御している。そのため、例えば、スイッチング素子ＳＷ１０，ＳＷ１１がオンとなっている区間（オンデューティ区間と呼ぶ）においてサンプリングを行う場合、オンデューティ区間が非常に短いと、スイッチング時に発生したスパイクノイズがその区間内において充分に減衰せず、スパイクノイズの影響を含んだ信号をＡＤコンバータ４００に取り込んでしまうことになる。オフデューティ区間で信号をサンプリングする場合も同様で、オフデューティ区間が非常に短いと、サンプリング取得された信号にスパイクノイズの影響が含まれる。
(About the first configuration)
First, the first configuration will be described. In the
そこで、本実施の形態では、オンデューティの継続時間に対して、図８（ａ）に示すような最小オンデューティ区間ΔＴonを設定する。一方、オフデューティ区間で信号をサンプリングする場合には、図８（ｂ）に示すような最小オフデューティ区間ΔＴoffを設定する。 Therefore, in this embodiment, a minimum on-duty section ΔTon as shown in FIG. 8A is set for the duration of on-duty. On the other hand, when sampling a signal in the off-duty section, a minimum off-duty section ΔToff as shown in FIG. 8B is set.
図８は、電流検出信号Ｉp，Ｉmに含まれるスパイクノイズＣと、ゲート信号および検出タイミングとの関係を示す図である。ラインＬ２０は電流検出信号を示しており、符号Ｃで示す部分はスパイクノイズである。図８（ａ）はオンデューティ区間で電流検出信号をＡＤコンバータ４００に取り込む場合を示し、図８（ｂ）はオフデューティ区間で電流検出信号をＡＤコンバータ４００に取り込む場合を示す。いずれの場合も、ラインＬ２０の下側に２種類のゲート信号を示した。
FIG. 8 is a diagram illustrating a relationship between spike noise C included in the current detection signals Ip and Im, a gate signal, and detection timing. A line L20 indicates a current detection signal, and a portion indicated by a symbol C is spike noise. FIG. 8A shows a case where the current detection signal is taken into the
図８（ａ）の場合においては、最小オンデューティ区間ΔＴonは、スパイクノイズＣの減衰時間ＴdにＡＤコンバータ４００へ取り込みを行うための取込最小区間Ｔminを加えたものである（ΔＴon＝Ｔd＋Ｔmin）。減衰時間Ｔdは、スパイクノイズ発生からノイズ成分が減衰して影響が問題とならなくなるまでの時間を示している。印加電圧の立ち上がり（ゲート信号のＨレベルへの切り替わり）から減衰時間Ｔdが経過した後の取込最小区間Ｔminにおいて信号を取り込めば、スパイクノイズの影響がほとんど無い信号を取り込むことができる。本実施の形態では、ＰＷＭ制御を行う際に、オンデューティ区間が最小オンデューティ区間ΔＴonよりも大きくなるようにゲート信号を生成する。
In the case of FIG. 8A, the minimum on-duty section ΔTon is obtained by adding the minimum capture period Tmin for capturing to the
オンデューティの継続時間（オンデューティ区間）ＴonはΔＴon≦Ｔon≦Ｔpwm（ＰＷＭキャリア１周期）の範囲内で制御される。図８（ａ）の上側のゲート信号は、オンデューティ区間Ｔonが最小オンデューティ区間ΔＴonよりも長い場合を示している。一方、下側のゲート信号は、オンデューティ区間Ｔonが最小に制御されてＴon＝ΔＴoｎとなっている場合を示す。 The on-duty duration (on-duty section) Ton is controlled within a range of ΔTon ≦ Ton ≦ Tpwm (one PWM carrier cycle). The upper gate signal in FIG. 8A shows a case where the on-duty section Ton is longer than the minimum on-duty section ΔTon. On the other hand, the lower gate signal indicates a case where the on-duty section Ton is controlled to the minimum and Ton = ΔTon.
一方、図８（ｂ）の場合の最小オフデューティ区間ΔＴoffも、最小オンデューティ区間ΔＴonと同様に、ΔＴoff＝Ｔd＋Ｔminと設定される。なお、電流検出信号のＡＤコンバータ４００への取り込みは、取込最小区間Ｔminのいずれのタイミングで行っても良い。最小オンデューティ区間ΔＴonおよび最小オフデューティ区間ΔＴoffにおける減衰時間Ｔdは、例えば、スパイクノイズＣの減衰時間を実測し、その実測結果に基づいて行われる。また、ＰＷＭ制御の制御性の観点からΔＴoffは小さいほど良いので、取込最小区間Ｔminについては、ＡＤコンバータ４００で取り込み可能な範囲において小さければ小さいほど良い。
On the other hand, the minimum off-duty interval ΔToff in the case of FIG. 8B is also set to ΔToff = Td + Tmin, similarly to the minimum on-duty interval ΔTon. Note that the current detection signal may be taken into the
本実施の形態においては、ＰＷＭ制御におけるオンデューティは最小オンデューティ区間ΔＴon以上となるように制御されるので、スパイクノイズの影響を受けずに信号を取り込める取込最小区間Ｔminを確実に確保することができる。また、オフデューティ区間で信号を取り込む構成の場合にも、オフデューティに最小オフデューティ区間ΔＴoffを設定することで、同様に、スパイクノイズの影響を受けずに信号を取り込める取込最小区間Ｔminを確保することができる。 In the present embodiment, since the on-duty in PWM control is controlled to be equal to or greater than the minimum on-duty section ΔTon, it is ensured to ensure the minimum capturing section Tmin in which signals can be captured without being affected by spike noise. Can do. Also, in the case of a configuration that captures a signal in the off-duty section, setting the minimum off-duty section ΔToff as the off-duty similarly ensures a minimum capture section Tmin that can capture the signal without being affected by spike noise. can do.
もちろん、図８（ａ）の上側のゲート信号のようにＴon＞ΔＴonの場合には、取込最小区間以後に、すなわち取込最小区間Ｔminからゲート信号がＬレベルにスイッチングされるまでの間に、信号を取り込むようにしても良い。図８（ｂ）の場合も同様である。 Of course, when Ton> ΔTon as in the upper gate signal of FIG. 8A, after the minimum acquisition period, that is, from the minimum acquisition period Tmin until the gate signal is switched to the L level. The signal may be captured. The same applies to the case of FIG.
（第２の構成について）
次に、第２の構成について説明する。１０軸全てに関して取り込み可能区間のタイミングが揃うとは、図９に示すように、各励磁アンプ４３に対するゲート信号のＰＷＭキャリア１周期が揃うことを意味する。図９のように各信号のＰＷＭキャリア１周期を揃えるために、本実施の形態では、１０軸全てにおいてＰＷＭキャリア周波数ｆpwmを同一とし、さらに同期化するようにした。
(About the second configuration)
Next, the second configuration will be described. The fact that the timings of the fetchable sections for all 10 axes are aligned means that one period of the PWM carrier of the gate signal for each
図９は、各軸のゲート信号と一括取り込みのタイミングとを模式的に示したものである。なお、図９では、１０軸（１０個のゲート信号）の内、磁気軸受６７のｘ軸方向に配置された一対の磁気軸受電磁石４５（６７xp），４５（６７xm）および磁気軸受６９のｚ軸方向に配置された一対の磁気軸受電磁石４５（６９p），４５（６９m）に関するゲート信号のみを示した。
FIG. 9 schematically shows the gate signal of each axis and the batch capture timing. In FIG. 9, a pair of magnetic bearing electromagnets 45 (67 xp) and 45 (67 xm) arranged in the x-axis direction of the
各励磁アンプ４３には図９に示すようなゲート信号がそれぞれ入力され、同様の矩形波電圧が各磁気軸受電磁石４５に印加される。その結果、各印加電圧の立ち上がりにおいて広範囲の周波数成分を有するスパイクノイズＣがそれぞれ発生する。各ゲート信号の破線で示す区間は、各スパイクノイズＣの減衰区間を示しており、最上段に示したラインＬ２０のスパイクノイズＣは、磁気軸受電磁石４５（６７xm）の電流に発生するスパイクノイズを示したものである。
A gate signal as shown in FIG. 9 is input to each
図９に示す例は、１０軸の内で磁気軸受電磁石４５（６７xm）に対するゲート信号が、最もオンデューティ区間が短い場合を示す。オンデューティ区間Ｔonは最小オンデューティ区間ΔＴon以上に設定されているので、減衰時間Ｔd経過後から各オンデューティ区間Ｔonの右端までの取込可能区間Ｔaにおいて、１０軸の信号（１０個の励磁アンプ４３から出力された信号）が一括して取り込まれる。 The example shown in FIG. 9 shows a case where the gate signal for the magnetic bearing electromagnet 45 (67 xm) is the shortest on-duty section among the 10 axes. Since the on-duty section Ton is set to be equal to or greater than the minimum on-duty section ΔTon, a 10-axis signal (10 excitation amplifiers) is obtained in the capture section Ta after the decay time Td elapses until the right end of each on-duty section Ton. The signal output from 43) is taken in at once.
磁気軸受電磁石４５（６７xm）のゲート信号の場合には、Ｔon＝ΔＴonなので、Ｔa＝Ｔminとなっている。また、オンデューティ区間が図９の磁気軸受電磁石４５（６９p）のゲート信号のような場合には、取込可能区間ＴaはＴa＞Ｔminとなる。このように、本実施の形態では、スパイクノイズＣが発生して減衰時間Ｔdよりも長い時間経過してから信号を取り込んでいるので、取り込まれたいずれの信号も、ノイズの影響がほとんど無い信号となっている。 In the case of the gate signal of the magnetic bearing electromagnet 45 (67xm), since Ton = ΔTon, Ta = Tmin. Further, when the on-duty section is like the gate signal of the magnetic bearing electromagnet 45 (69p) in FIG. 9, the fetchable section Ta is Ta> Tmin. As described above, in this embodiment, since the spike noise C is generated and a signal is captured after a time longer than the decay time Td, any of the captured signals has almost no influence of noise. It has become.
図１０はオフデューティ区間Ｔoffで信号の取り込みを行う場合の、図９に対応する図である。この場合も、オフデューティ区間Ｔoffが最も短い磁気軸受電磁石４５（６７xm）のゲート信号によって、取込タイミングが決まる。すなわち、磁気軸受電磁石４５（６７xm）のゲート信号に関して、オフデューティ区間Ｔoffの開始タイミングから減衰時間Ｔdが経過した時点とオフデューティ区間Ｔoffが終了する時点との間において、１０軸の信号が全て一括して取り込まれる。 FIG. 10 is a diagram corresponding to FIG. 9 when a signal is captured in the off-duty section Toff. Also in this case, the take-in timing is determined by the gate signal of the magnetic bearing electromagnet 45 (67xm) having the shortest off-duty section Toff. That is, with respect to the gate signal of the magnetic bearing electromagnet 45 (67xm), all the signals on the ten axes are collectively between the time when the decay time Td has elapsed from the start timing of the off-duty section Toff and the time when the off-duty section Toff ends. To be captured.
例えば、ＰＷＭキャリア周波数が８０ｋＨｚの場合、ＰＷＭキャリア１周期は１２．５μｓとなる。スイッチングノイズの減衰には０．５〜１μｓ程度を要するので、この減衰時間は１２．５μｓの４〜８％に相当する。よって、最小オンデューティ区間ΔＴon（または、最小オフデューティ区間ΔＴoff）としては、これよりも長い５〜２０％程度確保が適当である。そのため、取込最小区間Ｔminは、０．１〜１μｓ程度となる。この区間で信号を取り込めば、ノイズの影響を受けずに信号を取り込むことができる。 For example, when the PWM carrier frequency is 80 kHz, one cycle of the PWM carrier is 12.5 μs. Since attenuation of switching noise requires about 0.5 to 1 μs, this attenuation time corresponds to 4 to 8% of 12.5 μs. Therefore, as the minimum on-duty section ΔTon (or the minimum off-duty section ΔToff), it is appropriate to secure about 5 to 20% longer than this. Therefore, the minimum capture interval Tmin is about 0.1 to 1 μs. If a signal is captured during this interval, the signal can be captured without being affected by noise.
さらに、図９，１０に示すように１０軸全てに関して一括取り込みした時に、電流検出信号Ｉp，Ｉmおよび和信号（Ｉp＋Ｉm）として最適な信号がサンプリングできるように、ＰＷＭキャリア周波数ｆpwm、電圧に重畳されるセンサキャリア周波数ｆc、および、電流検出信号Ｉp，Ｉmおよび和信号（Ｉp＋Ｉm）をＡＤコンバータ４００に取り込む際のサンプリング周波数ｆsは、整数倍の関係（ｆpwm＝ｎ×ｆc、ｆs＝ｋ×ｆc）を有するように同期化される。
Further, as shown in FIGS. 9 and 10, when all the 10 axes are collectively acquired, the PWM carrier frequency fpwm and the voltage are superimposed so that an optimum signal can be sampled as the current detection signals Ip and Im and the sum signal (Ip + Im). The sampling frequency fs when the sensor carrier frequency fc and the current detection signals Ip and Im and the sum signal (Ip + Im) are taken into the
図１１は、制御部４４における同期化手段であるクロック回路４２０の構成を示すブロック図である。分周回路４２０１は、ＰＷＭデューティ用発振クロックからの信号を分周してＰＷＭキャリア用（fpwm）のパルス信号を生成する。分周回路４２０２は、分周回路４２０１からの信号を分周してセンサキャリア用（fc）のパルス信号を生成する。分周回路４２０３は、分周回路４２０１からの信号を分周してＡＤ変換用（fs）のパルス信号を生成する。これらの信号は、各軸へ適用される。
FIG. 11 is a block diagram illustrating a configuration of a
図１２は、磁気軸受電磁石４５のコイルに印加される電圧Ｖp，Ｖmと、コイルに流れる電流Ｉp，Ｉmと、信号の取り込みタイミングとを説明する図である。なお、図１２では、制御軸１軸分（Ｐ側とＭ側）に関して、ＰＷＭキャリア周波数ｆpwm、センサキャリア周波数ｆc、ＡＤコンバータ４００における取り込みサンプリング周波数ｆs、センサキャリア成分に特化したゲート信号、コイル印加電圧、コイル励磁電流、和信号（すなわち、変位信号）の関係を示している。すなわち、電圧Ｖp，Ｖmおよび電流Ｉp，Ｉmのセンサキャリア成分について示したものである。
FIG. 12 is a diagram for explaining voltages Vp and Vm applied to the coil of the
ｆpwm、ｆsおよびｆcは、ｆpwm＞ｆs＞ｆcのように設定される。図１２に示す例では、ｆpwm＝８×ｆc、ｆs＝２×ｆcとした。ｆpwm＞ｆs＞ｆcである。周期Ｔpwm，Ｔs，Ｔcの関係は８Ｔpwm＝２Ｔs＝Ｔcとなり、ＰＷＭキャリア４周期に１回の割でサンプリングし、また、キャリア信号の１周期に２回の割合でサンプリングすることになる。ｆpwmが８０ｋＨｚ（Ｔpwm＝１２．５μｍ）の場合、ｆcは１０ｋＨｚ（Ｔc＝１００μｓ）、ｆsは２０ｋＨｚ（Ｔs＝５０μｓ）となる。 fpwm, fs, and fc are set as fpwm> fs> fc. In the example shown in FIG. 12, fpwm = 8 × fc and fs = 2 × fc. fpwm> fs> fc. The relationship between the periods Tpwm, Ts, and Tc is 8Tpwm = 2Ts = Tc, and sampling is performed once every four PWM carrier periods, and sampling is performed at a rate of twice per one period of the carrier signal. When fpwm is 80 kHz (Tpwm = 12.5 μm), fc is 10 kHz (Tc = 100 μs), and fs is 20 kHz (Ts = 50 μs).
図１２に示すように、センサキャリア成分の電圧、電流の振幅位相はすべて一致している。センサキャリア成分については、式（４）のように抵抗成分を無視できるので、電圧に対して、電流はおよそ９０deg位相遅れの関係となる。
ｖsp＝Ｌp×d（ｉsp）／dt
ｖsm＝Ｌm×d（ｉsm）／dt …（４）
As shown in FIG. 12, the voltage and current amplitude phases of the sensor carrier components all match. As for the sensor carrier component, since the resistance component can be ignored as shown in Equation (4), the current has a phase delay of about 90 degrees with respect to the voltage.
vsp = Lp × d (isp) / dt
vsm = Lm × d (ism) / dt (4)
この遅延を考慮してＰ側、Ｍ側の電流振幅が最大となるタイミングに最も近い取込可能区間にて、全軸分の電流検出信号Ｉp、Ｉmおよび各々の和信号（Ｉp＋Ｉm）を同時に一括でＡＤコンバータ４００へ取り込む。図１２に示す例では、太い矢印が取り込みタイミングである。サンプリング周期（１／ｆs）の現在をｎとすると、１回前はｎ−１となる。ｎ−１の取り込みタイミング（左側の矢印）は、センサキャリアの正位相領域にあり、ＰＷＭ４周期目の、次周期へ移行する直前の取込可能区間となる。また、現在ｎの取り込みタイミングはセンサキャリアの逆位相領域にあり、ＰＷＭ８周期目の、次周期へ移行する直前の取込可能区間となる。制御軸１軸当たり３信号（Ｉp，Ｉm，Ｉp＋Ｉm）なので、５軸制御の場合には、５×３＝１５信号の取り込みとなる。
In consideration of this delay, the current detection signals Ip and Im and the sum signals (Ip + Im) for all axes are simultaneously batched in the fetchable section closest to the timing at which the current amplitudes on the P side and M side are maximum. To the
なお、図７に示した信号処理演算部４０６，４０９ｐ，４０９ｍでは、現在周期ｎのデータと、取り込み１回前周期ｎ−１のデータとに基づいて、以下のような演算が行われる。
In the signal
まず、信号処理演算部４０９ｐ，４０９ｍにおいては、検出電流信号Ｉp，Ｉmはサンプリング周期（１／ｆs）で移動平均処理が行われる。図１２に示すように、サンプリング周期（１／ｆs）で現在周期ｎに取り込んだ電流検出信号Ｉpn、Ｉmnと、１回前周期ｎ−１において既に取り込まれている電流検出信号Ｉpn-1、Ｉmn-1とは、いずれもセンサキャリア成分の振幅がほぼ最大振幅となるが、互いに逆位相関係にある。
First, in the signal
一方、バイアス成分、浮上制御成分および変位変動成分の周波数帯域は、概ね１ｋＨｚ以下となる。このように、バイアス成分、浮上制御成分および変位変動成分の周波数帯域は、センサキャリア成分の場合の１／１０程度でゆっくりと変化するので、サンプリング１周期（１／fs）での変化はほとんどなく、一定と考えてよい。そのため、次式（８）のような移動平均処理を行うことで、センサキャリア成分を除外した、浮上制御力へ寄与する電流成分（バイアス電流ｉb、浮上制御電流ｉc）のみを抽出できる。
Ｐ側電流＝（Ｉpn＋Ｉpn-1）／２
Ｍ側電流＝（Ｉmn＋Ｉmn-1）／２ …（８）
On the other hand, the frequency band of the bias component, the levitation control component, and the displacement fluctuation component is approximately 1 kHz or less. As described above, the frequency band of the bias component, the levitation control component, and the displacement fluctuation component changes slowly at about 1/10 of the sensor carrier component, so there is almost no change in one sampling period (1 / fs). You can think of it as constant. Therefore, by performing a moving average process such as the following equation (8), only current components (bias current ib and levitation control current ic) that contribute to the levitation control force excluding the sensor carrier component can be extracted.
P side current = (Ipn + Ipn-1) / 2
M side current = (Imn + Imn−1) / 2 (8)
なお、フィードバック制御のアンプ制御器４１０ｐ，４１０ｍ（図７参照）の一部としてデジタルローパスフィルタを構成すると、ｆs＝２×ｆcの場合、ｆsの半分の周波数であるｆcに急峻な減衰特性を有するローパスフィルタを得ることができる。そのため、フィードバックされるセンサキャリア成分を除去できるので、センサキャリア成分の定電圧性を改善できる。
If a digital low-pass filter is configured as a part of the feedback-controlled
信号処理演算部４０６では、次のような演算を行う。図７において和信号（Ｉp＋Ｉm）をハイパスフィルタ４０５に通すと、バイアス成分がキャンセルされた信号となる。この信号は、変位で変調された変位信号となっている。
The signal
図１２の一点鎖線で示す和信号（Ｉp＋Ｉm）は、サンプリング周期（１／fs）で現在周期ｎに取り込んだ和信号(n)と１回前周期ｎ−１に取り込んだ和信号(n-1)は、電流検出信号の場合と同様に、ほぼ最大振幅となるが逆位相関係にある。ただし、実線（Im）および破線（Ip）で示す電流検出信号の場合には、センサキャリア成分はキャンセルされるが、変位信号の場合にはセンサキャリア成分から符号を有する変位を抽出する必要がある。 The sum signal (Ip + Im) indicated by the one-dot chain line in FIG. 12 is the sum signal (n) taken in the current cycle n and the sum signal (n-1) taken in the previous cycle n-1 in the sampling cycle (1 / fs). ) Has an almost maximum amplitude as in the case of the current detection signal, but has an antiphase relationship. However, in the case of the current detection signal indicated by the solid line (Im) and the broken line (Ip), the sensor carrier component is canceled, but in the case of the displacement signal, it is necessary to extract a displacement having a sign from the sensor carrier component. .
図１２では、現周期ｎがセンサキャリア逆位相区間となり、和信号の振幅が変位ｄと符号が逆になっているため、平均を取る際に符号反転が必要になる。従って、ＰＷＭにて電圧制御出力を生成する過程で、電圧Ｖpの位相θがθ＝π近傍の時は正位相、θ＝２π（または０）近傍の場合には逆位相と判断する。すなわち、変位nは、現周期ｎで取り込まれた和信号(n)と１回前周期ｎ−１で取り込まれた和信号(n-1)とを用いて、次式（９）のように算出される。ただし、ｎがセンサキャリア逆位相区間の場合には、式（９）の演算前に和信号(n)＝−和信号(n)と反転処理を実施する。
変位(n)＝（和信号(n)＋和信号(n-1)）／２ …（９）
In FIG. 12, since the current period n is a sensor carrier antiphase section and the amplitude of the sum signal is opposite in sign to displacement d, sign inversion is required when taking the average. Therefore, in the process of generating the voltage control output by PWM, it is determined that the phase is the positive phase when the phase θ of the voltage Vp is near θ = π, and the opposite phase when the phase θ is near θ = 2π (or 0). That is, the displacement n is expressed by the following equation (9) using the sum signal (n) captured in the current cycle n and the sum signal (n-1) captured in the previous cycle n−1. Calculated. However, in the case where n is the sensor carrier antiphase section, the inversion process is performed with the sum signal (n) =-sum signal (n) before the calculation of Expression (9).
Displacement (n) = (sum signal (n) + sum signal (n−1)) / 2 (9)
なお、Ｐ側およびＭ側の電磁石コイルの特性ばらつき、あるいは、所定の浮上位置の誤差等を補正するために、ゲインオフセット調整が必要になった場合、従来のセンサ信号の補正の場合と同様の補正処理が行われる。 In addition, in order to correct the characteristic variation of the P-side and M-side electromagnet coils or the error of the predetermined floating position, etc., it is necessary to adjust the gain offset. Correction processing is performed.
（第３の構成について）
次に、第３の構成について説明する。図１３は、フィルタの影響を説明する図である。図１３において、ＢＷ２，ＢＷ３，ＢＷ４，ＢＷ５で示す帯域は、それぞれ浮上制御成分の帯域、バイアス成分の帯域、ＰＷＭキャリア成分の帯域、ノイズ成分の帯域を表している。また、符号Ｅで示す帯域は変位信号変調波帯域を示している。
(About the third configuration)
Next, the third configuration will be described. FIG. 13 is a diagram for explaining the influence of the filter. In FIG. 13, the bands indicated by BW2, BW3, BW4, and BW5 represent the levitation control component band, the bias component band, the PWM carrier component band, and the noise component band, respectively. A band indicated by a symbol E indicates a displacement signal modulation wave band.
図７に示すように、電流検知信号Ｉp、Ｉmに対してはローパスフィルタ４０３，４０４が設けられている。本実施の形態では、ローパスフィルタ４０３，４０４には、スイッチングノイズをカットするために、図１３に示すようにＰＷＭキャリア周波数よりも高い周波数（ＢＷ１０）のみをカットするローパスフィルタが適用される。
As shown in FIG. 7, low-
また、変位信号である和信号（Ｉp＋Ｉm）に対しては、ハイパスフィルタ４０５が設けられている。和信号（Ｉp＋Ｉm）は前述した次式（７）で表される。この和信号（Ｉp＋Ｉm）にハイパスフィルタ４０５を適用して低周波数域（ＢＷ１１）をカットすることで、バイアス成分ｉｂを除去することができる。
Ｉp＋Ｉm＝２×ｉｂ＋２×Ｂ×ｄ×sin（ωc×ｔ−π／２） …（７）
A high-
Ip + Im = 2 * ib + 2 * B * d * sin ([omega] c * t- [pi] / 2) (7)
従来は、図１４に示すように、センサキャリア周波数を中心周波数とするバンドパスフィルタが一般的に適用されている。しかしながら、ギャップ変位で振幅変調されたセンサキャリア周波数帯域ＢＷ１にバンドパスフィルタＢＰＦを使用しているので、バンドパスフィルタゲイン特性の急峻度に従って、検波後のセンサ信号に多少なりとも遅延が発生してしまう。図１４において、ＢＷ（ＢＰＦ）はバンドパスフィルタＢＰＦによる遅延影響を受ける帯域を示している。 Conventionally, as shown in FIG. 14, a band-pass filter having a sensor carrier frequency as a center frequency is generally applied. However, since the bandpass filter BPF is used for the sensor carrier frequency band BW1 amplitude-modulated by the gap displacement, the sensor signal after detection is somewhat delayed according to the steepness of the bandpass filter gain characteristics. End up. In FIG. 14, BW (BPF) indicates a band that is affected by a delay due to the bandpass filter BPF.
一方、本実施の形態では、センサキャリア周波数帯域から非常にかけ離れた高域用のローパスフィルタ４０３，４０４と、低域のハイパスフィルタ４０５を使用するにとどめる。すなわち、ＰＷＭキャリア周波数よりも数倍高い帯域を有するフィルタを設け、少なくともＰＷＭキャリア周波数以下のローパスフィルタを使用しない構成とした。ローパスフィルタ４０３，４０４は、必要最低限の確保デューティの中で早く減衰させてスパイクノイズが無い状態を確保するために、帯域をあえて高くしている。ハイパスフィルタ４０５には、センサキャリア周波数よりも２桁以上低い帯域を有するハイパスフィルタが用いられる。図１３に示すように、ハイパスフィルタ４０５による影響帯域は矢印Ｆ（ＨＰＦ）で示すように低域となり、ローパスフィルタ４０３，４０４による影響帯域は矢印Ｆ（ＬＰＦ）で示す高域となる。その結果、変位信号変調帯域Ｅにおいては遅延影響を無視することができる。それにより、特に浮上制御時の高次弾性振動への安定性を増すことができる。
On the other hand, in the present embodiment, only the high-pass low-
また、信号遅延を抑えることにより、信号遅延の取り込みタイミングへの影響を防止することができる。図１５および図１６は信号遅延の取り込みタイミングへの影響を説明する図である。図１５は、本実施の形態のローパスフィルタ４０３，４０４の場合の、ゲート信号Ｇ、ローパスフィルタを通過する前の電流検出信号Ｌ２０およびローパスフィルタを通過した後の電流検出信号Ｌ２１を示したものである。図１６は、ローパスフィルタの帯域が低周波側に広くて不適切な場合の電流検出信号Ｌ２０、Ｌ２１を示したものである。
Further, by suppressing the signal delay, it is possible to prevent the influence of the signal delay on the capture timing. 15 and 16 are diagrams for explaining the influence of the signal delay on the capture timing. FIG. 15 shows the gate signal G, the current detection signal L20 before passing through the low-pass filter, and the current detection signal L21 after passing through the low-pass filter in the case of the low-
図１５は本実施の形態の場合を示しており、ローパスフィルタ４０３，４０４のコーナー周波数がＰＷＭキャリア周波数よりも１桁高い場合である。取込可能区間Ｔaにおいてはノイズの影響が十分減衰しており、ノイズ影響がほとんど無い信号を取込タイミングＴにおいては取り込むことができる。
FIG. 15 shows the case of the present embodiment, where the corner frequency of the low-
一方、図１６は、ローパスフィルタの帯域が低周波側に広くて不適切な場合（コーナー周波数がＰＷＭキャリア周波数程度まで低下している場合）を示したものである。ローパスフィルタの影響で、取込タイミングＴ付近におけるラインＬ２１の波形が、図１５に示すものと異なっており、適切な信号を取り込むことができないことが分かる。 On the other hand, FIG. 16 shows a case where the band of the low-pass filter is wide and inappropriate on the low frequency side (when the corner frequency is reduced to about the PWM carrier frequency). It can be seen that due to the influence of the low-pass filter, the waveform of the line L21 near the capture timing T is different from that shown in FIG. 15, and an appropriate signal cannot be captured.
以上説明したように、本実施の形態では、複数の制御軸の各々に設けられ、シャフト５に対して対向配置された一対の磁気軸受電磁石４５と、該磁気軸受電磁石４５に印加される電圧をＰＷＭ制御して、シャフト５の浮上位置変化を検知するためのセンサキャリア信号が重畳された電磁石電流を、磁気軸受電磁石４５のそれぞれに供給する複数の励磁アンプ４３と、電磁石電流を検出する複数の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂと、複数の電流センサ１０１Ａ，１０１Ｂからの電流検出信号、および一対の磁気軸受電磁石４５に関する一対の電流検出信号を加算した和信号をＡＤサンプリングしてシャフト５の磁気浮上情報を取得し、磁気浮上情報に基づいて励磁アンプ４３をＰＷＭ制御する制御部４４と、を備え、ＰＷＭキャリア信号のオンデューティ区間Ｔonが最小オンデューティ区間ΔＴon以上となるように、または、オフデューティ区間Ｔoffの長さが最小オフデューティ区間Ｔoff以上となるようにＰＷＭ制御する。
As described above, in the present embodiment, a pair of
その結果、いずれのオンデューティ区間Ｔonにおいても、少なくとも最小オンデューティ区間ΔＴonを確保することができる。よって、オンデューティ区間Ｔonまたはオフデューティ区間Ｔoffの開始タイミングから所定時間幅（減衰時間Ｔd）が経過した後にＡＤサンプリングを行うことにより、スパイクノイズの影響のほとんど無いサンプリング信号（磁気浮上情報）を取得することができる。 As a result, in any on-duty section Ton, at least the minimum on-duty section ΔTon can be secured. Therefore, a sampling signal (magnetic levitation information) that is hardly affected by spike noise is obtained by performing AD sampling after a predetermined time width (attenuation time Td) has elapsed from the start timing of the on-duty section Ton or off-duty section Toff. can do.
さらに、電流検出信号Ｉp，Ｉmに対して、ＰＷＭキャリア周波数ｆpwmよりも高い帯域を有するローパスフィルタ４０３，４０４を備えることで、スパイクノイズ成分の低減を図ることができるとともに、変位情報を含む信号成分への遅延影響を抑え、ＡＤサンプリングする際の信号の遅延を防止することができる。
Furthermore, by providing low-
また、和信号（Ｉp＋Ｉm）から直流成分を除去するハイパスフィルタ４０５を備えることで、変位信号である和信号に含まれるバイアス成分を除去することができ、より正確な変位情報を取得することができる。
In addition, by including the high-
さらに、ＰＷＭキャリア信号の周波数ｆpwm、センサキャリア信号の周波数ｆc、および、ＡＤサンプリングの周波数ｆsが整数倍の関係に設定され、複数の磁気軸受電磁石４５の各々に関する複数の電流検出信号Ｉp，Ｉmおよび和信号（Ｉp＋Ｉm）を同時一括してのＡＤサンプリングすることで、複数の磁気軸受電磁石４５に関する信号のそれぞれを、スパイクノイズの影響を受けることなく取得することができる。
Further, the frequency fpwm of the PWM carrier signal, the frequency fc of the sensor carrier signal, and the frequency fs of AD sampling are set to an integer multiple relationship, and a plurality of current detection signals Ip, Im relating to each of the plurality of
また、ＰＷＭキャリア周波数fpwm、ＡＤサンプリング周波数fsおよびセンサキャリア周波数ｆcを、ｆpwm＞ｆs＞ｆcのように設定することで、制御部を安価の構成とすることができる。実用的には、ｆs＝２×ｆcとし、ｆpwm＝ｎ×ｆcのｎを８、１０、１２、１４、１６程度とするのが好ましい。 Further, by setting the PWM carrier frequency fpwm, the AD sampling frequency fs, and the sensor carrier frequency fc so that fpwm> fs> fc, the control unit can be configured at low cost. Practically, it is preferable to set fs = 2 × fc and n of fpwm = n × fc to about 8, 10, 12, 14, 16.
なお、以上の説明はあくまでも一例であり、本発明の特徴を損なわない限り、本発明は上記実施の形態に何ら限定されるものではない。例えば、上述した実施の形態ではターボポンプ段とドラッグポンプ段とを有するターボ分子ポンプを例に説明したが、全段がタービン翼タイプのターボ分子ポンプや、ドラッグポンプ段のみの分子ポンプや、さらには回転体を磁気軸受により支持する真空ポンプであれば、同様に適用することができる。 In addition, the above description is an example to the last, and this invention is not limited to the said embodiment at all unless the characteristic of this invention is impaired. For example, in the above-described embodiment, a turbo molecular pump having a turbo pump stage and a drag pump stage has been described as an example, but the entire stage is a turbine blade type turbo molecular pump, a molecular pump having only a drag pump stage, Can be similarly applied to any vacuum pump that supports a rotating body by a magnetic bearing.
１：ポンプユニット、４：ポンプロータ、５：シャフト、４２：モータ、４３：励磁アンプ、４４：制御部、４５：磁気軸受電磁石、６７〜６９：磁気軸受、１０１Ａ，１０１Ｂ：電流センサ、Ｒ：回転体ユニット、４００：ＡＤコンバータ、４０１ｐ，４０１ｍ：ゲート信号生成部、４０３，４０４：ローパスフィルタ、４０５：ハイパスフィルタ、４０６：信号処理演算部、４０７：磁気浮上制御器、４０８ｐ，４０８ｍ：電流リミット回路、４０９ｐ，４０９ｍ：信号処理演算部、４１１：センサキャリア生成回路、４１２ｐ，４１２ｍ：ＰＷＭ演算部 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1: Pump unit, 4: Pump rotor, 5: Shaft, 42: Motor, 43: Excitation amplifier, 44: Control part, 45: Magnetic bearing electromagnet, 67-69: Magnetic bearing, 101A, 101B: Current sensor, R: Rotating body unit, 400: AD converter, 401p, 401m: Gate signal generation unit, 403, 404: Low pass filter, 405: High pass filter, 406: Signal processing operation unit, 407: Magnetic levitation controller, 408p, 408m: Current limit Circuit, 409p, 409m: signal processing calculation unit, 411: sensor carrier generation circuit, 412p, 412m: PWM calculation unit
Claims (6)
前記各電磁石に印加される電圧をＰＷＭ制御し、前記回転軸の浮上位置変化を検知するためのセンサキャリア信号が重畳された電磁石電流を、前記電磁石のそれぞれに供給する複数の励磁アンプと、
前記電磁石電流を検出する複数の電流センサと、
前記電流センサによって検出された電流検出信号をＡＤサンプリングして前記回転軸の磁気浮上情報を取得し、前記磁気浮上情報に基づいて前記励磁アンプをＰＷＭ制御する制御部と、を備え、
ＰＷＭキャリア１周期におけるＰＷＭ制御信号のオンデューティ区間またはオフデューティ区間には、電磁石電流に生じるスパイクノイズの減衰特性に基づく所定時間幅よりも長い最小区間が設定され、
前記制御部は、前記オンデューティ区間または前記オフデューティ区間の長さが前記最小区間以上となるようにＰＷＭ制御を行い、前記オンデューティ区間または前記オフデューティ区間の開始タイミングから前記所定時間幅が経過した後に前記ＡＤサンプリングを行う、磁気軸受装置。 A pair of electromagnets provided on each of the plurality of control shafts and arranged to face the rotation shaft;
A plurality of excitation amplifiers for controlling the voltage applied to each electromagnet and supplying an electromagnet current superimposed with a sensor carrier signal for detecting a floating position change of the rotating shaft to each of the electromagnets;
A plurality of current sensors for detecting the electromagnet current;
A control unit that performs AD sampling of the current detection signal detected by the current sensor to obtain magnetic levitation information of the rotating shaft, and performs PWM control of the excitation amplifier based on the magnetic levitation information;
In the on-duty section or off-duty section of the PWM control signal in one PWM carrier cycle, a minimum section longer than a predetermined time width based on attenuation characteristics of spike noise generated in the electromagnet current is set,
Wherein the control unit, the on the length of the duty period or the off-duty period performs PWM control such that the minimum interval or more, the predetermined time width elapses from the start timing of the on-duty period or the off-duty period A magnetic bearing device that performs the AD sampling after the operation.
前記電流検出信号に対して、ＰＷＭキャリア周波数よりも高い帯域を有するローパスフィルタを備え、
前記制御部は、前記ローパスフィルタを通過した電流検出信号をＡＤサンプリングする、磁気軸受装置。 The magnetic bearing device according to claim 1,
A low-pass filter having a band higher than the PWM carrier frequency for the current detection signal,
The said control part is a magnetic bearing apparatus which AD-samples the electric current detection signal which passed the said low-pass filter.
前記制御部は、前記複数の電流センサからの電流検出信号、および前記一対の電磁石に関する一対の前記電流検出信号を加算した和信号をＡＤサンプリングして前記回転軸の磁気浮上情報を取得し、
前記和信号から直流成分を除去するハイパスフィルタを備え、
前記制御部は前記ハイパスフィルタを通過した和信号をＡＤサンプリングする、磁気軸受装置。 The magnetic bearing device according to claim 2,
The control unit obtains magnetic levitation information of the rotating shaft by AD sampling a sum signal obtained by adding a current detection signal from the plurality of current sensors and a pair of the current detection signals related to the pair of electromagnets,
A high-pass filter for removing a DC component from the sum signal,
The said control part is a magnetic bearing apparatus which carries out AD sampling of the sum signal which passed the said high pass filter.
ＰＷＭキャリア周波数ｆpwm、前記センサキャリア信号の周波数ｆc、および、前記ＡＤサンプリングの周波数ｆsが整数倍の関係に設定され、
前記制御部は、前記複数の電磁石の各々に関する前記電流検出信号を同時一括してＡＤサンプリングする、磁気軸受装置。 In the magnetic bearing device according to any one of claims 1 to 3,
The PWM carrier frequency fpwm, the frequency fc of the sensor carrier signal, and the frequency fs of the AD sampling are set to an integer multiple relationship,
The said control part is a magnetic bearing apparatus which carries out AD sampling of the said current detection signal regarding each of these electromagnets simultaneously collectively.
ＰＷＭキャリア周波数ｆpwm、ＡＤサンプリング周波数ｆsおよびセンサキャリア周波数ｆcが、ｆpwm＞ｆs＞ｆcのように設定されている、磁気軸受装置。 The magnetic bearing device according to any one of claims 1 to 4,
A magnetic bearing device in which a PWM carrier frequency fpwm, an AD sampling frequency fs, and a sensor carrier frequency fc are set as fpwm>fs> fc.
前記ポンプロータを回転駆動するモータと、
前記ポンプロータの回転軸を磁気浮上支持する請求項１乃至５のいずれか一項に記載の磁気軸受装置と、を備える真空ポンプ。 A pump rotor formed with an exhaust function part;
A motor for rotationally driving the pump rotor;
A vacuum pump comprising: the magnetic bearing device according to any one of claims 1 to 5, wherein the rotary shaft of the pump rotor is supported by magnetic levitation.
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