JP6108965B2 - 受信機を同期させるデバイス及び方法並びにコンピュータープログラム - Google Patents

Description

本発明は、一般的に、直交周波数分割多重方式によって変調された受信プリアンブルシンボルに受信機を同期させるための方法及びデバイスに関する。

デジタル変調は、時間的に分散された伝搬チャネル(time dispersive propagation channels)上で送信されるときに、深刻な劣化を受ける場合がある。その際、受信機における信号は、送信信号のレプリカがいくつか遅延され分散された重ね合わせとして構成される。チャネル遅延スプレッドが送信信号のシンボル周期Ｔを超える場合には、受信機において、マルチパス伝搬に起因するシンボル間干渉（ＩＳＩ）を補償する手段が実装されなければならない。今日では、妥当な複雑さでマルチパス効果を補償可能とする直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）変調に頼るのが一般的である。

ＯＦＤＭシンボル持続時間Ｔがチャネル遅延スプレッドを大きく超える場合には、チャネルの効果は、スカラー複素係数で補償可能な単純なフェージングに帰着される。ＯＦＤＭ変調をそのように広く使用されるようにしたのは、チャネル劣化に対する良好なロバスト性と、直交するサブキャリアを使用すること（すなわち、サブキャリア間隔がシンボルレートの逆数（１／Ｔ）に等しいこと）に起因する良好なスペクトル効率とを併せ持つことである。チャネルが時間的にも変動しているとき、ドップラースプレッドが、サブキャリア間隔を任意に小さくするのを、それゆえ、シンボル周期をチャネル遅延スプレッドよりも有意に長くするのを妨げる。この制約を克服するために、持続時間Ｔを有するＯＦＤＭシンボルの有効部分の前に、受信機からＩＳＩを隠すことを意図したガード区間を追加するのが一般的である。そのような場合、サブキャリア間隔は１／Ｔに保持されるが、この時点で、全体のシンボル持続時間、すなわち総シンボル持続時間はＴ_ｔ＝Ｔ＋Ｔ_ＧＩであるので、スペクトル効率の損失につながる。ただし、Ｔ_ＧＩはガード区間の持続時間である。送信信号は以下のように表すことができる。

ただし、Ｎはサブキャリア数であり、Ｍはブロック内のＯＦＤＭシンボル数であり、ｘ_ｋ ^（ｎ）はインデックスｋを有するシンボル周期にわたってインデックスｎを有するサブキャリアによって搬送される変調シンボルであり、Π（ｔ）は以下のように定義される長方形の窓である。

高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によるＯＦＤＭ変調及び復調に起因して、ＯＦＤＭ変調が、チャネル劣化にロバストであり、かつ実現するのが容易である場合には、ＯＦＤＭ変調は時間及び周波数同期誤差の影響も非常に受けやすい。最初に、シンボル周期Ｔ当たりＮ個のサンプルを取り込むように、それゆえ、互いに１／ＴＨｚだけ離隔した直交サブキャリアを観測するようにサンプリングクロック周波数を同期させることが不可欠である。そうでない場合には、システムがＩＳＩ及びキャリア間干渉（ＩＣＩ）を受ける。概ね同じようにして、受信機はキャリア周波数を捕捉して、ＩＣＩを回避し、サブキャリア直交性を保証しなければならない。また、時間領域において、受信機は、各シンボルの周期Ｔ_ｔ全体にわたって、ＩＳＩが存在しない持続時間Ｔを有する有効部分の位置、すなわち、高速フーリエ変換（ＦＦＴ）窓の最適な位置を特定することになる。もはやＩＳＩが存在しない場合、受信機は実際に、ガード区間内で開始する持続時間Ｔを有する任意の窓においてＦＦＴを計算することができる。最適な位置、すなわち、シンボルの有効部分と、ＦＦＴ窓の実際の位置との間の時間間隔は、これ以降、時間オフセットと呼ばれる。時間オフセットは、復調されたサブキャリア内に指数関数変調項（位相領域における線形ランプ）を導入する。

同じことが周波数領域においても当てはまり、周波数領域において、受信機は多くの場合に、（例えば、遅延Ｔによる従来のスライディング自己相関法を用いて）、キャリア周波数オフセットモジュロ１／Ｔ（これ以降、分数周波数(fractional frequency)オフセットと呼ぶ）を推定することができる。したがって、受信機は、ＯＦＤＭ多重内の変調されたサブキャリアの実際の位置（これ以降、整数キャリア周波数オフセットと呼ぶ）を更に検出するように求められる。これは多くの場合に、帯域のエッジにおいて空のサブキャリアを含む。ＦＦＴ多重上の変調されたサブキャリアの位置は、０でないサブキャリアのインデックスを含むアレイに従って規定され、これ以降、キャリア分配系列（ＣＤＳ）と呼ばれる。

本発明の目的は、雑音及びドップラー効果に対してロバストであり、かつハードウェア及び／又はソフトウェアリソースの消費が少ない、直交周波数分割多重方式によって変調された受信プリアンブルシンボルに同期できるようにする方法及びデバイスを提供することである。

そのために、本発明は、直交周波数分割多重方式によって変調された受信プリアンブルシンボルに受信機を同期させるデバイスであって、
前記デバイスは、
‐第１の時間オフセット及び分数周波数オフセットの推定値を与える粗同期を実行する手段と、
‐前記プリアンブルシンボルから前記分数周波数オフセットを除去する手段と、
‐前記時間オフセットの第１の推定値によって位置が特定されたシンボル周期において、前記分数周波数オフセットが除去された前記プリアンブルシンボルに対し直交周波数分割多重復調を実行する手段と、
‐前記復調されたプリアンブルシンボルのサブキャリアから、位相シフトキーイング変調の効果を除去する手段と、
‐変調の効果が除去された前記復調されたプリアンブルシンボルに対し逆離散フーリエ変換を実行する手段であって、少なくとも、プリアンブルシンボルがマッピングされるサブキャリア上の位相が、前記サブキャリアによって搬送されたプリアンブル系列のバイナリ情報値に従って変更される、逆離散フーリエ変換を実行する手段と、
‐前記逆離散フーリエ変換の出力から第２の時間オフセットを求める手段と、
‐前記第２の時間オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルについて前記時間オフセットの効果を補償する手段と、
を備えることを特徴とするデバイスに関する。

また、本発明は、直交周波数分割多重方式によって変調された受信プリアンブルシンボルに受信機を同期させる方法であって、
前記方法は、
‐第１の時間オフセット及び分数周波数オフセットの推定値を与える粗同期を実行するステップと、
‐前記プリアンブルシンボルから前記分数周波数オフセットを除去するステップと、
‐前記時間オフセットの第１の推定値を用いて、前記分数周波数オフセットが除去された前記プリアンブルシンボルに対し直交周波数分割多重復調を実行するステップと、
‐前記復調されたプリアンブルシンボルのサブキャリアから、位相シフトキーイング変調の効果を除去するステップと、
‐変調の効果が除去された前記復調されたプリアンブルシンボルに対し逆離散フーリエ変換を実行するステップであって、少なくとも、プリアンブルシンボルがマッピングされるサブキャリア上の位相が、前記サブキャリアによって搬送されたプリアンブル系列のバイナリ情報値に従って変更される、逆離散フーリエ変換を実行するステップと、
‐前記逆離散フーリエ変換の出力から第２の時間オフセットを求めるステップと、
‐前記第２の時間オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルのための前記時間オフセットの効果を補償するステップと、
を備えることを特徴とする方法に関する。

したがって、本発明によれば、受信機の時間的同期を精緻化できるようになり、あまり複雑にすることなく、全体的な復調性能を改善することにつながる。

特定の特徴によれば、前記時間オフセットの前記効果は、
前記第２の時間オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルについての前記直交周波数分割多重復調の入力を時間シフトすることによって、又は、
周波数領域において前記直交周波数分割多重復調の出力を前記第２の時間オフセットに起因する複素指数関数項の共役と乗算することによって、
時間領域において補償される。

特定の特徴によれば、前記デバイスは、
‐前記プリアンブルシンボルがマッピングされる０以外のサブキャリアのインデックスにおいて１に等しいバイナリ値を含むアレイの逆離散フーリエ変換に、前記逆離散フーリエ変換の時間シフトされた出力を乗算する手段と、
‐前記乗算する手段の出力に対し離散フーリエ変換を実行する手段と、
‐前記逆離散フーリエ変換の出力から整数キャリア周波数オフセットを求める手段と、
‐前記求められた整数キャリア周波数オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルのための前記キャリア周波数オフセットの効果を補償する手段と、
を更に備える。

したがって、本発明によれば、自動周波数制御アルゴリズムを駆動するために用いることができる整数周波数オフセットを推定できるようになり、及び／又は、情報ビットを搬送するサブキャリアの位置を正確に識別できるようになり、それにより改善された復調につながる。

第２の離散フーリエ変換しか計算する必要がないので、あまり複雑にすることなく、復調を実装することができる。この特徴によって、本発明は、シングルキャリア周波数分割多重アクセス（ＳＣ−ＦＤＭＡ）技法（この技法は、ＤＦＴ拡散直交周波数多重（ＤＦＴ拡散ＯＦＤＭ）変調としても知られている）、又は、シングルキャリア直交周波数分割多重（ＳＣ−ＯＦＤＭ）変調（この変調は、逆離散フーリエ変換変調ＩＤＦＴに加えて、ＤＦＴプリコーディングを示唆する）に、特に適したものとなる。

特定の特徴によれば、前記デバイスは、
‐第２の時間オフセット及び前記整数キャリア周波数オフセットの前記効果を補正することによって、直交周波数分割多重復調の出力を変更する手段と、
‐変更された直交周波数分割多重復調の出力を復調する手段と、
を更に備える。

したがって、提案される方法は、ブリアンブルシンボル自体が、復調されるべき情報を搬送し、ブリアンブルシンボルにおける等化によって復調を実行するためにチャネル上の事前情報を利用できない状況について関連性のある解決策と思われる。

特定の特徴によれば、前記プリアンブルシンボルは、３ＧＰＰ／ＬＴＥ標準規格に適合するか、又はＩＥＥＥ８０２．１１標準規格若しくはＩＥＥＥ８０２．１６標準規格に適合する。

したがって、本発明は、数多くの異なるシステムの同期及び全体的な復調性能を改善するために適用することができるので、多用途に使用することができ、ＡＳＩＣ内にハードウェアで実装するための有望な候補である。

特定の特徴によれば、前記プリアンブルシンボルは、デジタルビデオブロードキャスティング・テレストリアル標準規格、デジタルビデオブロードキャスティング・第２世代テレストリアル標準規格、又は統合サービスデジタルブロードキャスティング・テレストリアル標準規格に適合する。

したがって、本発明は、性能は改善されるが、あまり複雑にすることなく、プリアンブルシンボル上で実行されるシグナリングビットを入手する手段を提供する（後続の直交周波数分割多重シンボルを復調できるように受信機をパラメータ化するのに重要である）。

特定の特徴によれば、少なくとも、プリアンブルシンボルがマッピングされるサブキャリア上の位相が、前記サブキャリアによって搬送された前記プリアンブル系列の前記バイナリ情報値に従って変更される前記変調は、２相位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調、であるか、又は、４相位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調を含む直交振幅変調（ＱＡＭ）である。

したがって、提案される解決策は、ＢＰＳＫ変調に従って変調されるプリアンブルに限定されるのではなく、直交変調（典型的にはＱＰＳＫであるが、シグナリングを搬送するのに十分なロバスト性がない場合があるもののＱＡＭ方式も）を用いて変調されたプリアンブルにも適用することができる。

特定の特徴によれば、前記デバイスは更に、
‐連続したプリアンブルシンボルに関する複数の求められた整数周波数キャリアオフセット、時間オフセット及び分数周波数キャリアを記憶し、
‐記憶された測定値に基づいて、補正済み整数周波数キャリアオフセット、補正済み時間オフセット及び補正済み分数周波数キャリアオフセットを得るために、前記記憶された整数周波数キャリアオフセット、第２の時間オフセット及び分数周波数キャリアオフセットの少なくとも一部をフィルタリングする。

したがって、本発明の性能は、フィルタリングを通して雑音劣化を除去することによって、更に改善することができる。

更に別の態様によれば、本発明は、プログラム可能デバイス内に直接ロード可能とすることができるコンピュータープログラムであって、前記コンピュータープログラムがプログラム可能デバイスにおいて実行されると、本発明による方法のステップを実施する命令又はコード部を含む、コンピュータープログラムに関する。

コンピュータープログラムに関する特徴及び利点は、本発明による方法及び装置に関連して上述したものと同じであるので、ここでは繰り返さないことにする。

本発明の特徴は、一例の実施形態の以下の説明を読むことによってより明らかになるであろう。この説明は、添付図面に関して作成されたものである。

本発明が実現される通信システムを表す図である。 受信機のアーキテクチャを表す図である。 本発明による、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルを同期させるための受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図である。 本発明の特定の実現モードによる、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルを同期させるための受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図である。 ＯＦＤＭプリアンブルシンボルに同期するために受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する図である。 復調される必要があるデータを搬送するＯＦＤＭプリアンブルシンボルを同期させ、復調するための受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図である。 復調される必要があるデータを搬送するプリアンブルシンボルを同期させ、復調するために受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する図である。

図１は、本発明が実装される通信ネットワークを表す。

本発明は、ＯＦＤＭ変調方式が用いられる任意の通信ネットワークにおいて適用可能である。

通信ネットワークは、例えば、少なくとも１つの発信元Ｓｒｃｔが、少なくとも１つの受信機Ｒｅｃが位置するエリア内に、信号を転送又はブロードキャストする通信ネットワークである。

発信元Ｓｒｃｔは、例えば、ＤＶＢ（デジタルビデオブロードキャスト）標準規格に適合する信号をブロードキャストする地上局又は衛星である。

通信ネットワークは、例えば、３ＧＰＰ／ＬＴＥ標準規格に適合するセルラー通信ネットワークであり、基地局が移動端末に信号を転送するか、又は少なくとも２つの移動端末に信号をブロードキャストする。

受信機Ｒｅｃは、ビデオ信号のようなデータがブロードキャストされる移動端末であってもよい。又は、受信機Ｒｅｃは、移動電話のようなリモート通信デバイスと通信する移動端末であってもよく、移動端末から信号を受信するサーバ、基地局、若しくはホーム基地局と通信する移動端末であってもよい。

簡単にするために、図１には１つの発信元Ｓｒｃｔのみが示されるが、ネットワークは
それよりも多くの数の発信元Ｓｒｃｔを含むことができる。

簡単にするために、図１には１つの受信機Ｒｅｃのみが示されるが、それよりも多くの数の受信機Ｒｅｃに信号を転送又はブロードキャストすることができる。

受信機Ｒｅｃによって受信される信号は、ＯＦＤＭシンボルである。ＯＦＤＭシンボルは、例えば、第３世代パートナーシップ長期発展型（３ＧＰＰ／ＬＴＥ）標準規格に適合するか、又はＩＥＥＥ８０２．１１標準規格若しくはＩＥＥＥ８０２．１６標準規格に適合するか、又はデジタルビデオブロードキャスティング・テレストリアル（ＤＶＢ−Ｔ）、デジタルビデオブロードキャスティング・第２世代テレストリアル（ＤＢＶ−Ｔ２）、若しくは統合サービスデジタルブロードキャスティング・テレストリアル（ＩＳＤＢ−Ｔ）のようなデジタルブロードキャスティング標準規格に適合する。

本発明によれば、受信機Ｒｅｃは、
‐直交周波数分割多重方式によって変調された受信プリアンブルシンボルに受信機を同期させるデバイス
を備え、この受信機を同期させるデバイスは、
‐第１の時間オフセット及び分数周波数オフセットの推定値を与える粗同期を実行する手段と、
‐プリアンブルシンボルから分数周波数オフセットを除去する手段と、
‐時間オフセットの第１の推定値を用いて、分数周波数オフセットが除去されたプリアンブルシンボルに対し直交周波数分割多重復調を実行する手段と、
‐復調されたプリアンブルシンボルのサブキャリアから、位相シフトキーイング変調の効果を除去する手段と、
‐変調の効果が除去された復調されたプリアンブルシンボルに対し逆離散フーリエ変換を実行する手段であって、少なくとも、プリアンブルシンボルがマッピングされるサブキャリア上の位相が、サブキャリアによって搬送されたプリアンブル系列のバイナリ情報値に従って変更される、実行する手段と、
‐逆離散フーリエ変換の出力から第２の時間オフセットを求める手段と、
‐第２の時間オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルに対する時間オフセットの効果を補償する手段と、
を備える。

特定の特徴によれば、受信プリアンブルシンボルに受信機を同期させるデバイスは、
‐プリアンブルシンボルがマッピングされる０以外のサブキャリアのインデックスにおいて１に等しいバイナリ値を含むアレイの逆離散フーリエ変換に、逆離散フーリエ変換の時間シフトされた出力を乗算する手段と、
‐乗算する手段の出力に対し離散フーリエ変換を実行する手段と、
‐逆離散フーリエ変換の出力から整数キャリア周波数オフセットを求める手段と、
‐求められた整数キャリア周波数オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルに対するキャリア周波数オフセットの効果を補償する手段と、
を更に備える。ここで、本発明は、例えば、ＯＦＤＭシンボルが少なくとも１つのガード区間を有する実施例において開示されることに留意されたい。本発明は、ガード区間を有しないＯＦＤＭシンボルにも適用可能である。

図２は、本発明が実施される受信機のアーキテクチャを表す図である。

受信機Ｒｅｃは、例えば、バス２０１によって互いに接続された構成要素と、図４又は図６に開示するようなプログラムによって制御されるプロセッサ２００とに基づくアーキテクチャを有する。

ここで、受信機Ｒｅｃは、専用集積回路に基づくアーキテクチャを有することができることに留意しなければならない。

バス２０１は、プロセッサ２００を、読み出し専用メモリＲＯＭ２０２、ランダムアクセスメモリＲＡＭ２０３、及び無線インターフェース２０５にリンクする。

メモリ２０３は、変数を収容するように意図されたレジスタと、図４又は図６に開示するようなアルゴリズムに関連したプログラムの命令とを含む。

プロセッサ２００は無線インターフェース２０５の動作を制御する。

読み出し専用メモリ２０２は、図４又は図６に開示するようなアルゴリズムに関連したプログラムの命令を含む。これらの命令は、受信機Ｒｅｃがアクティベートされると、ランダムアクセスメモリ２０３に転送される。

無線インターフェース２０５は、発信元Ｓｒｃｔによって転送又はブロードキャストされた無線信号を受信する手段を備える。

無線インターフェース２０５は、発信元Ｓｒｃｔによって転送又はブロードキャストされた無線信号を受信するために用いられる少なくとも１つのアンテナＡｎｔに接続される。

無線インターフェース２０５は、図３ａ若しくは図３ｂ又は図５に開示されるような構成要素を備える。

図３ａは、本発明による、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルを同期させるための受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図を開示する。

ここでは、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルは、後続のシンボルを復調するために必要とされるシグナリングデータを搬送せず、それゆえ、その特定の目的のために復調される必要はないと仮定する。無線インターフェース２０５は、デジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）、フィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）、特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）内に実装される場合がある。受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は粗同期モジュール３００を含み、粗同期モジュール３００は時間領域及び周波数領域において粗同期を実行する。粗同期モジュール３００は、第１の時間オフセットと呼ばれる時間オフセットおよび分数周波数オフセットの推定値を与える。

同期は一般的には、受信機Ｒｅｃにおいて既知である基準シンボル又はパイロットシンボルと呼ばれる専用ＯＦＤＭシンボルを用いて達成される。これらのシンボルは、一般的に、無線チャネル上で情報を搬送する物理的エンティティの先頭において送信されるので、プリアンブルシンボルと呼ばれる場合もある。物理的エンティティは、フレーム、又はサブフレーム、又はスロットと呼ばれる場合もある。プリアンブルは多くの場合に、少なくとも１つの基準シンボルの繰返しとして構成され、この基準シンボルは、送信信号を一意に識別し、自己相関（複数の場合もある）によってプリアンブルの位置を迅速かつロバストに特定できるようにする。例えば、プリアンブルは、持続時間Ｔ_Ａ＝Ｔ／２を有する同じパターンを２回繰り返したものとして構成される。

粗同期モジュール３００はスライディング自己相関を実行する。自己相関窓がプリアンブル上にかかる(fall on)とき、自己相関は、他の場所において生成された雑音を超えて検出可能なピークを生成する。

ここで次のことに留意されたい。自己相関はプリアンブルシンボルにおいて実行することができる。又は、自己相関は、例えば、サイクリックプレフィックスのようなガード区間の少なくとも一部、及びプリアンブルシンボルの後続の有効部分を含む、任意の繰返し部分において実行することができる。

シンボルの有効部分は、ＦＦＴ窓が理想的に適用されるべき部分である。シンボルの有効部分は、そのシンボルの全ての関連情報を搬送する。

自己相関関数は粗い時間的同期を可能にし、この粗い時間的同期は、第１の時間オフセットを与え、自己相関遅延に対する周波数キャリアオフセットの分数部の推定値を更に与える。

例えば、上記のように、２つの等しい部分において構成されるプリアンブルの送信を仮定しよう。受信信号は以下の式によって与えられる。

ただし、

は送信信号であり、Δｆはキャリア周波数オフセットであり、φ_０は位相オフセットである。プリアンブル上に位置決めされるとき、パターン持続時間Ｔ_Ａに対して与えられる自己相関は以下の式によって与えられる。

周波数オフセットは、受信信号内のプリアンブルの位置を示す自己相関ピークの引数を見ることによって推定される。

プリアンブル持続時間に対するキャリア周波数オフセットは、整数部及び分数部として表すことができる。

その際、以下の式が成り立つ。

ここで、自己相関によって分数周波数オフセットを推定できるようになるが、整数オフセットを推定することはできず、整数オフセットは別に推定されなければならないことに留意されたい。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は分数周波数オフセット除去３０１を含み、分数周波数オフセット除去３０１は、受信プリアンブルシンボルから、粗同期モジュール３００によって求められた分数周波数オフセットを除去する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＯＦＤＭ復調モジュール３０２を含み、ＯＦＤＭ復調モジュール３０２は、分数周波数オフセットが除去されたプリアンブルシンボルのＯＦＤＭ復調を実行する。ＯＦＤＭ復調は、通常ＦＦＴアルゴリズムを用いて実施される離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって実行される。復調されたプリアンブルシンボルは、不適切な時間的同期から生じる指数関数変調の影響を受ける。導出を簡単にするために、チャネル劣化はないものと仮定する。ＤＦＴ後に、チャネル劣化が生じない場合には、復調されたプリアンブルシンボルは以下のように表すことができる。

ただし、ａ_ｎは、ランクｎを有するサブキャリアによって搬送されるシンボルであり、２相位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）アルファベットから取り込まれるか、又は非変調サブキャリアの場合には０に等しい。例えば、ＢＰＳＫシンボルは以下のように定義される。

ただし、αは任意の位相オフセットである。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は変調除去モジュール３０３を含み、変調除去モジュール３０３は、復調されたシンボルを２乗することによってＢＰＳＫ変調を打ち消す。

それゆえ、以下の式が成り立つ。

ただし、Ｔ_ｓ＝Ｔ／Ｎはサンプリング周波数である。上記の式によって示されるように、ＢＰＳＫ変調は打ち消されており、周波数２τ／Ｔを有する複素指数関数が残される。

ここで、本発明は、変調を除去するために、復調されたサブキャリアを４乗することによって、４相位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）又は直交振幅変調（ＱＡＭ）アルファベットにも適用可能であることに留意することができる。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）モジュール３０４を含み、逆離散フーリエ変換モジュール３０４は複素指数関数のＮ−ＩＤＦＴを行う。

ピーク検出を容易にするために、ＩＤＦＴの分解能を改善するために、Ｎ−ＩＤＦＴの代わりに、Ｐ−ＩＤＦＴ（ただし、Ｐ＞Ｎ）及びゼロパディングを用いることもできることに留意されたい。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はピーク検出モジュール３０５を含み、ピーク検出モジュール３０５は、ＩＤＦＴモジュールの出力において時間オフセットτを推定し、それは時間的に分散されたチャネルについての第１の有意なピーク又は最も高いピークに対応する。

指数関数変調は、時間オフセットτの検出に影響しない未知の位相オフセットによって重み付けられることに言及することができる。より一般的には、その観測結果は、発信元Ｓｒｃｔの局部発振器と受信機Ｒｅｃの局部発振器との間の不整合から生じる別の未知の位相オフセットからも影響を受けることになる。

Ｐ−ＩＤＦＴが実行される場合には、ここで、変調されていても、されていなくても、全てのサブキャリアにそのアルゴリズムが適用される。十分なサブキャリアが変調されている限り、フーリエ変換は、「穴」を有する正弦曲線から遅延を取り出すことができる（すなわち、０に等しいサブキャリアによるものである）。

例えば、Ｎ−ＩＤＦＴの第１の有意なピーク又は最も高いピークを用いて、整数遅延ｋを推定することができる。ただし、以下の式が成り立つ。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は循環シフトモジュール３０６を含み、循環シフトモジュール３０６は、プリアンブルにおける時間オフセットτを除去するために、ＩＤＦＴモジュール３０４の出力に対し、整数遅延ｋに対応する循環シフトを実行する。

ここで、この段階において、時間オフセットτ及び分数キャリアオフセットの両方が推定され、除去されることに留意されたい。

時間オフセットτに起因する変調項が上記の系列ｚ_ｎから除去されるとき、結果として生じる系列は、復調されたサブキャリアの位置において１に等しく、他の場所では０に等しい信号であり、共通の位相成分及び相加性雑音が全てのサブキャリア位置に影響する。位相成分及び雑音成分を無視すると、この信号は整数キャリアオフセットだけシフトされた変調されたサブキャリアの位置を表す「マスク」と等価である。本明細書において、この信号は、プリアンブルシンボルのＣＤＳマスクとして記述される。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＩＤＦＴ乗算モジュール３０７を含み、ＩＤＦＴ乗算モジュール３０７は、循環シフトモジュールの出力に、ＩＤＦＴ ＣＤＳマスクモジュール３１０によって与えられるＣＤＳマスクのＩＤＦＴを乗算する。

ＣＤＳマスクは、０以外のサブキャリアのインデックスにおいて１に等しく、０のサブキャリアのインデックスにおいてヌル値に等しいバイナリ値を含むアレイである。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＤＦＴ計算モジュール３０８を含む。ＩＤＦＴ乗算モジュール３０７及びＤＦＴ計算モジュール３０８は、以下のように表すことができる相互相関を実行する。

ただし、以下の式が成り立つ。

相互相関は周波数領域において達成され、第１の項ｘ_ｎは、時間オフセットに起因する位相ランプ(phase ramp)が循環シフトモジュール３０６によって除去された系列ｚ_ｎであり、第２の項ｙ_ｎはＣＤＳマスクである。ＣＤＳマスクのＩＤＦＴは、有利には、予め計算し、メモリ２０３に記憶することができる。本発明は、ＩＤＦＴがＩＤＦＴモジュール３０４によって既に実行されていることを有利に利用する。その際、循環シフトされた系列ｚ_ｎに対してＩＤＦＴを計算する必要はない。

このＩＤＦＴは、時間オフセットτを推定するのに用いられたＩＤＦＴモジュール３０４の出力に対し、循環シフトモジュール３０６によって単に遅延シフトを適用することによって得ることができる。これは計算効率の良いアルゴリズムをもたらし、ＤＦＴモジュール３０８によって実行される最後のＤＦＴしか計算する必要がない。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はピーク検出モジュール３０９を含み、ピーク検出モジュール３０９は、最も高いピークを検出するアルゴリズムによって、整数周波数キャリアオフセットを取り出す。

ここで、遅延及び整数キャリア周波数オフセットの両方を推定するために必要とされるＤＦＴ及びピーク検出演算は、同じハードウェア及び／又はソフトウェア手段を用いて実行できることに留意することができる。

図３ｂは、本発明の特定の実現モードによる、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルを同期させるための受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図を開示する。

ここでは、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルは、後続のシンボルを復調するために必要されるシグナリングデータを搬送せず、それゆえ、その特定の目的のために復調される必要はないと仮定する。

無線インターフェース２０５は、デジタルシグナルプロセッサ、フィールドプログラマブルゲートアレイ、特定用途向け集積回路内に実装することができる。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は粗同期モジュール３５０を含み、粗同期モジュール３５０は図３ａの粗同期モジュール３００と同一である。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は分数周波数オフセット除去３５１を含み、分数周波数オフセット除去３５１は、受信プリアンブルシンボルから、粗同期モジュール３５０によって求められた分数周波数オフセットを除去する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＯＦＤＭ復調モジュール３５２を含み、ＯＦＤＭ復調モジュール３５２は、ＯＦＤＭ復調モジュール３０２によって実行されるのと同じようにして、分数周波数オフセットが除去されたプリアンブルシンボルのＯＦＤＭ復調を実行する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は変調除去モジュール３５３を含み、変調除去モジュール３５３は、変調除去モジュール３０３によって実行されるのと同じようにして、ＢＰＳＫ変調、ＱＰＳＫ変調又はＱＡＭ変調を打ち消す。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）モジュール３５４を含み、逆離散フーリエ変換モジュール３５４は、逆離散フーリエ変換モジュール３０４によって実行されるのと同じようにして、複素指数関数のＮ−ＩＤＦＴを行う。

ピーク検出を容易にするために、ＩＤＦＴの分解能を改善するために、Ｎ−ＩＤＦＴの代わりに、Ｐ−ＩＤＦＴ（ただし、Ｐ＞Ｎ）及びゼロパディングを用いることもできることに留意されたい。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はピーク検出モジュール３０５を含み、ピーク検出モジュール３０５はＩＤＦＴモジュール３５４の出力において少なくとも第１の時間オフセットτ_１及び第２の時間オフセットτ_２（ただしτ_１＜τ_２）を推定し、それらは前記少なくとも２つの第１の最も有意なピークに対応する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は循環シフトモジュール３５６を含み、循環シフトモジュール３５６は、プリアンブルシンボルにおける時間オフセットτ_１を除去するために、ＩＤＦＴモジュール３５４の出力に対し、整数遅延ｋ_１に対応する循環シフトを実行する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は循環シフトモジュール３５７を含み、循環シフトモジュール３５７は、プリアンブルシンボルにおける時間オフセットτ_２を除去するために、ＩＤＦＴモジュール３５４の出力に対し、整数遅延ｋ_２に対応する循環シフトを実行する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は乗算器３５８を含み、乗算器３５８は、循環シフトモジュール３５６の出力に、時間オフセットτ_１に対応するピークの複素振幅の共役を乗算する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は乗算器３５９を含み、乗算器３５９は、循環シフトモジュール３５５の出力に、時間オフセットτ_２に対応するピークの複素振幅の共役を乗算する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は加算モジュール３６０を含み、加算モジュール３６０は乗算器３５８及び３５９の出力を加算する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＩＤＦＴ乗算モジュール３６１を含み、ＩＤＦＴ乗算モジュール３６１は、加算モジュール３６０の出力に、ＩＤＦＴ ＣＤＳマスクモジュール３６２によって与えられるＣＤＳマスクのＩＤＦＴを乗算する。

ＣＤＳマスクは、０以外のサブキャリアのインデックスにおいて１に等しく、０のサブキャリアのインデックスにおいてヌル値に等しいバイナリ値を含むアレイである。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＤＦＴ計算モジュール３６３を含む。ＩＤＦＴ乗算モジュール３６１及びＤＦＴ計算モジュール３６３は、以下のように表すことができる相互相関を実行する。

ただし、以下の式が成り立つ。

ＣＤＳマスクのＩＤＦＴは、有利には、予め計算し、メモリ２０３に記憶することができる。本発明は、ＩＤＦＴがＩＤＦＴモジュール３５４によって既に実行されていることを有利に利用する。その際、循環シフトされた系列ｚ_ｎに対してＩＤＦＴを計算する必要はない。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はピーク検出モジュール３６４を含み、ピーク検出モジュール３６４は、ピーク検出アルゴリズムによって、整数周波数キャリアオフセットを取り出す。

ここで、遅延及び整数キャリア周波数オフセットの両方を推定するために必要とされるＤＦＴ演算及びピーク検出演算は、同じハードウェア及び／又はソフトウェア手段を用いて実行できることに留意することができる。

図４は、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルに関して同期させるために受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する。

ここでは、ＯＦＤＭプリアンブルシンボルは、後続のシンボルを復調するために必要されるシグナリングデータを搬送せず、それゆえ、その特定の目的のためには復調される必要がないと仮定する。

本アルゴリズムはプリアンブルシンボルが受信される度に実行される。

本アルゴリズムは、図２には示されないＤＳＰの受信機Ｒｅｃのプロセッサ２００によって実行することができる。

ステップＳ４００において、プロセッサ２００は、時間領域及び周波数領域において粗同期を実行する無線インターフェース２０５に、粗同期を実行するように指令する。粗同期は、第１の時間オフセット及び分数周波数オフセットの推定値を与える。

その同期は、粗同期モジュール３００によって実行されるのと同じようにして実行される。

次のステップＳ４０１において、プロセッサ２００は、受信プリアンブルから、粗同期ステップＳ４００によって求められた分数周波数オフセットを除去するように、無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ４０２において、プロセッサ２００は、時間領域における位置が第１の時間オフセットによって特定され、分数周波数オフセットが除去されたプリアンブルのＯＦＤＭ復調を実行するように、無線インターフェース２０５に指令する。ＯＦＤＭ復調は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）（たとえばＦＦＴアルゴリズムを用いて実装されたもの）によって、ＯＦＤＭ復調モジュール３０２によって実行されるのと同じようにして実行される。

次のステップＳ４０３において、プロセッサ２００は、変調除去モジュール３０３によって実行されるのと同じようにして、復調されたシンボルを２乗することによってＢＰＳＫ変調を打ち消すように無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ４０４において、プロセッサ２００は、ＩＤＦＴモジュール３０４によって実行されるのと同じようにして、複素指数関数のＮ−ＩＤＦＴ又はＰ−ＩＤＦＴを行うように無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ４０５において、プロセッサ２００は、ピーク検出モジュール３０５によって実行されるのと同じようにして、ＩＤＦＴの出力において時間オフセットτを表す第１のピークを検出するように、無線インターフェース２０５に指令する。ＩＤＦＴの出力におけるこのピークは、時間的に分散されたチャネルについての第１の有意なピーク又は最も高いピークに対応する。

次のステップＳ４０６において、プロセッサ２００は、循環シフトモジュール３０６によって実行されるのと同じようにして、プリアンブル上の時間オフセットτを補償するために、ステップＳ４０４によって実行されたＩＤＦＴの出力において循環シフトを実行するように、無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップ４０７において、プロセッサ２００は、乗算モジュール３０７によって実行されるのと同じようにして、ステップＳ４０６の循環シフトの出力をＣＤＳマスクのＩＤＦＴと乗算するように無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ４０８において、プロセッサ２００は、乗算ステップＳ４０７の出力に対しＤＦＴを実行するように無線インターフェース２０５に指令する。ＩＤＦＴ乗算ステップ及びＤＦＴ計算ステップは、以下のように表すことができる相互相関を実行する。

ただし、以下の式が成り立つ。

相互相関は周波数領域において達成され、第１の項ｘ_ｎは、時間オフセットに起因する位相ランプが循環シフトステップＳ４０６によって除去された系列ｚ_ｎであり、第２の項ｙ_ｎはＣＤＳマスクである。ＣＤＳマスクのＩＤＦＴは、有利には、予め計算し、メモリ２０３に記憶することができる。本発明は、ＩＤＦＴがＩＤＦＴステップＳ４０４によって既に実行されていることを有利に利用する。その際、循環シフトされた系列ｚ_ｎに対してＩＤＦＴを計算する必要はない。

このＩＤＦＴは、時間オフセットτを推定するのに用いられたＩＤＦＴステップＳ４０４の出力に対し、循環シフトステップＳ４０６によって単に遅延シフトを適用することによって得ることができる。これは計算効率の良いアルゴリズムをもたらし、ＤＦＴステップＳ４０８によって実行される最後のＤＦＴしか計算する必要がない。

次のステップＳ４０９において、プロセッサ２００は、ピーク検出モジュール３０９によって実行されるのと同じようにして、ピーク検出アルゴリズムによって整数周波数キャリアオフセットを取り出すように無線インターフェース２０５に指令する。

本発明の特定の実現モードによれば、本アルゴリズムは更なるステップＳ４１０及びＳ４１１を含む。

ステップＳ４１０において、プロセッサ２００は、連続したプリアンブルシンボルについて、整数周波数キャリアオフセット、時間オフセット及び分数周波数キャリアオフセットをＲＡＭメモリ２０３に記憶する。

次のステップＳ４１１において、プロセッサ２００は、記憶された測定値に基づいて、補正済み整数周波数キャリアオフセット、補正済み時間オフセット及び補正済み分数周波数キャリアオフセットを得るために、記憶された整数周波数キャリアオフセット、時間オフセット及び分数周波数キャリアオフセットの少なくとも一部をフィルタリングする。

補正済み整数周波数キャリアオフセット、補正済み時間オフセット及び補正済み分数周波数キャリアオフセットは、少なくとも１つの測定値と、所与の数の過去の測定値の重み付けされたバージョンとに基づいており、所与の数は、例えば、チャネル変動による。

図５は、復調される必要があるデータを搬送するＯＦＤＭプリアンブルシンボルを同期させ、復調するための受信機の無線インターフェースの構成要素のブロック図を開示する。

ＯＦＤＭシンボルは、後続のシンボルを復調するために受信機をパラメータ化する(parameterize)ために重要な（それゆえ、復調される必要がある）データを搬送する。例えば、ＯＦＤＭシンボル、又はＯＦＤＭのようなシンボルは、２０１１年１０月に発行された標準規格ＥＴＳＩ ＥＮ ３０２ ７５５ ｖ１．３．１「Digital Video Broadcasting (DVB); Frame Structure Channel Coding and Modulation for a Second Generation Digital Terrestrial Television Broadcasting System (DVB-T2)」に適合する。

ＤＶＢ−Ｔ２信号は基本的には、２５０ｍｓの最大持続時間を有するフレームにおいて送信される。各Ｔ２フレームは１つのＰ１プリアンブルシンボルと、それに続く１つ又は複数のＰ２プリアンブルシンボルと、それに続く構成可能な数のデータシンボルとを含む。

プリアンブルシンボルＰ１は４つの主な目的を有する。すなわち、Ｔ２信号の迅速な認識及び識別、プリアンブルの残りの部分を復号するために必要とされる情報のシグナリング、並びに周波数及び時間的同期である。

プリアンブルシンボルＰ１は１０２４ポイントＯＦＤＭシンボルであり、２つの半分の「ガード区間的(guard interval-like)」部分が追加されている。８ＭＨｚシステムでは、シンボル全体は２２４μｓ継続し、シンボルのうちの有効シンボル「Ａ」の持続時間に加えて、５４２サンプルの「Ｃ」及び４８２サンプルの「Ｂ」と表される２つの変更されたガード区間的部分を含む。

１０２４ポイントＯＦＤＭシンボルの８５３個の有効サブキャリアのうち、３８４個のみが使用され、残りは０に設定されたままである。使用されるサブキャリアは、公称の７．６１ＭＨｚ信号帯域幅の中央からの概ね６．８３ＭＨｚ帯域を占有する。

アクティブサブキャリアは以下のように分配される。１０２４ポイントＯＦＤＭシンボルの８５３個のキャリアのうちの、中央からの７６６個のサブキャリアが検討される。これらの７６６個のキャリアから、３８４サブキャリアのみが基準シンボルを搬送する。他のサブキャリアは０に設定される。アクティブサブキャリアの位置、すなわち、キャリア分配系列(carrier distribution sequence)（ＣＤＳ）は、３つの相補的な系列の連結に従って定義される。

アクティブサブキャリアは、ある変調パターンを用いて差動２相位相シフトキーイング変調される。変調パターンは２つのシグナリングフィールドＳ１及びＳ２を符号化する。各シグナリングフィールドではそれぞれ、最大で８個までの値及び１６個までの値をシグナリングすることができる。

フィールドＳ１を符号化するためのパターンは、長さ８の８個の相補的な系列からなる８個の直交集合に基づいており、すなわち、各Ｓ１系列ＣＳＳ_Ｓ１の全長は６４であり、一方、フィールドＳ２を符号化するための系列は、長さ１６の１６個の相補的な系列からなる１６個の直交集合に基づいており、すなわち、各Ｓ２系列ＣＳＳ_Ｓ２の全長は２５６である。変調系列は、２つのＣＳＳ_Ｓ１及びＣＳＳ_Ｓ２パターンを連結することによって得られる。ＣＳＳ_Ｓ１系列はＣＳＳ_Ｓ２系列の両側に付けられる。その後、３８４サンプル長の系列はＤＢＰＳＫを用いて変調され、スクランブルされる。結果として生成されるサンプルは、ＣＤＳに従って、１０２４個の利用可能なサブキャリア位置のアクティブ位置にマッピングされる。最終的には、それらのサンプルがＯＦＤＭ変調されて、時間領域においてＰ１シンボルの有効部分Ａが生成される。

プリアンブルシンボルＰ１のロバスト性を改善するために、プリアンブルシンボルの有効部分の両側に２つのガード区間が定義される。通常のＯＦＤＭシンボルのような巡回による連続の代わりに、シンボルの周波数シフトバージョンが用いられる。したがって、プリアンブルシンボルの最初のガード区間をＰ_１Ｃで表し、プリアンブルシンボルの主要部分をＰ_１Ａで表し、プリアンブルシンボルの最後のガード区間をＰ_１Ｂで表すとき、Ｐ_１Ｃは、Ｐ_１Ａの先頭の５４２サンプルの周波数シフトバージョンを搬送し、一方、Ｐ_１ＢはＰ_１Ａの末尾のサンプルの周波数シフトバージョンを搬送する。Ｐ_１Ｃ及びＰ_１Ｂに適用される周波数シフトｆ_ＳＨは、１サブキャリア間隔（１／１０２４Ｔ）に等しい。Ｐ１信号の有効部分Ａの時間領域ベースバンド波形をｐ_１Ａ（ｔ）で表すとき、プリアンブルシンボルＰ１波形は以下のように生成される。

プリアンブルシンボルＰ１はＳ１及びＳ２シグナリングフィールドを搬送するので、復調されなければならない。符号化された情報は、非コヒーレントに復調できるように、ロバストなＤＢＰＳＫ変調に従って変調される。潜在的な同期時間オフセットに起因する位相ランプは、周波数領域において対応する位相ランプがＤＢＰＳＫシンボルの復調を不可能にしている場合があるので、重大である。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は粗同期モジュール５００を含む。

粗同期モジュール５００は、例えば、受信信号と、２つの固定遅延５４２Ｔ及び１５６６Ｔ（周波数シフトｆ_ＳＨを事前に補償されたもの）を用いて自己相関をとる。５４２Ｔの遅延との自己相関窓が部分Ａの先頭にかかるとき、自己相関はピークを生成し、１５６６Ｔの遅延との自己相関窓が部分Ａの先頭にかかるとき、自己相関はピークを生成する。

いずれのピークも、粗い時間的同期及び分数キャリアオフセットの推定を可能にする。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は分数周波数オフセット除去５０１を含み、分数周波数オフセット除去５０１は、受信プリアンブルシンボルから、粗同期モジュール５０１によって求められた分数周波数オフセットを除去し、受信信号から、分数キャリアオフセットが除去された部分Ａ、Ｂ及びＣを抽出する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＯＦＤＭ復調モジュール５０２を含み、ＯＦＤＭ復調モジュール５０２は、分数周波数オフセットが除去された部分ＡのＯＦＤＭ復調を実行する。ＯＦＤＭ復調は、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって実行される。復調されたシンボルは、不適切な時間的同期から生じる指数関数変調の影響を受ける。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は変調除去モジュール５０３を含み、変調除去モジュール５０３は、周波数２τ／Ｔを有する複素指数関数を得るために、変調除去モジュール３０３によって実行されるのと同じようにして、復調されたシンボルを２乗することによってＢＰＳＫ変調を打ち消す。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）モジュール５０４を含み、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）モジュール５０４は複素指数関数のＮ−ＩＤＦＴを行う。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はピーク検出モジュール５０５を含み、ピーク検出モジュール５０５は、ＩＤＦＴモジュールの出力に対し、時間的に分散されたチャネルについての第１の有意なピーク又は最も高いピークに対応する時間オフセットτを推定する。

指数関数変調は、時間オフセットτの検出に影響しない未知の位相オフセットによって重み付けられることに言及することができる。より一般的には、その観測結果は、発信元Ｓｒｃｔの局部発振器と受信機Ｒｅｃの局部発振器との間の不整合から生じる別の未知の位相オフセットからも影響を受けることになる。

例えば、Ｎ−ＩＤＦＴの最大値を用いて、図３のピーク検出モジュール３０５について既に開示されている整数遅延ｋを推定する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は循環シフトモジュール５０６を含み、循環シフトモジュール５０６は、プリアンブル上の時間オフセットτを除去するために、ＩＤＦＴモジュール５０４の出力に対し、整数遅延ｋに対応する循環シフトを実行する。

ここで、この段階において、時間オフセットτ及び分数キャリアオフセットの両方が推定され、除去されることに留意されたい。

時間オフセットτに起因する変調項が上記の系列ｚ_ｎから除去されるので、結果として生じる系列は、復調されたサブキャリアの位置において１に等しく、他の場所ではヌルに等しい信号であり、共通の位相成分及び相加性雑音が全てのサブキャリア位置に影響する。位相成分及び雑音成分を無視すると、この信号は整数キャリアオフセットだけシフトされた変調されたサブキャリアの位置を表す「マスク」に相当する。ここで、この信号は、プリアンブルのＣＤＳマスクとして記述される。ＣＤＳマスクは、０以外のサブキャリアのインデックスにおいて１に等しく、０のサブキャリアのインデックスにおいてヌル値に等しいバイナリ値を含むアレイである。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＩＤＦＴ乗算モジュール５０７を含み、ＩＤＦＴ乗算モジュール５０７は、循環シフトモジュールの出力を、ＩＤＦＴ ＣＤＳマスクモジュール５１０によって与えられるＣＤＳマスクのＩＤＦＴと乗算する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はＤＦＴ計算モジュール５０８を含む。ＩＤＦＴ乗算モジュール５０７及びＤＦＴ計算モジュール５０８は、以下のように表すことができる相互相関を実行する。

ただし、以下の式が成り立つ。

相互相関は周波数領域において達成され、第１の項ｘ_ｎは、時間オフセットに起因する位相ランプが循環シフトモジュール５０６によって除去された系列ｚ_ｎであり、第２の項ｙ_ｎはＣＤＳマスクである。ＣＤＳマスクのＩＤＦＴは、有利には、予め計算し、メモリ２０３に記憶することができる。本発明は、ＩＤＦＴがＩＤＦＴモジュール５０４によって既に実行されていることを有利に利用する。その際、循環シフトされた系列ｚ_ｎに対してＩＤＦＴを計算する必要はない。

このＩＤＦＴは、時間オフセットτを推定するのに用いられたＩＤＦＴモジュール５０４の出力に対し、循環シフトモジュール５０６によって単に遅延シフトを適用することによって得ることができる。これは計算効率の良いアルゴリズムをもたらし、ＤＦＴモジュール５０８によって実行される最後のＤＦＴしか計算する必要がない。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５はピーク検出モジュール５０９を含み、ピーク検出モジュール５０９は、最も高いピークを検出するアルゴリズムによって、整数周波数キャリアオフセットを取り出す。

ここで、遅延及び整数キャリア周波数オフセットの両方を推定するために必要とされるＤＦＴ演算及びピーク検出演算は、同じハードウェア及び／又はソフトウェア手段を用いて実行できることに留意することができる。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は時間オフセットτ及び整数キャリア周波数オフセット除去モジュール５１１を含み、時間オフセットτ及び整数キャリア周波数オフセット除去モジュール５１１は、ＯＦＤＭ復調モジュール５０２の出力から、ピーク検出モジュール５０５によって求められた時間オフセットτと、ピーク検出モジュール５０５によって求められた整数キャリア周波数オフセットとを除去する。

受信機Ｒｅｃの無線インターフェース２０５は復調モジュール５１２を含み、復調モジュール５１２は、Ｓ１及びＳ２シグナリングフィールドの内容を復号するために、時間オフセットτ及び整数キャリア周波数オフセット除去モジュール５１１の出力を復調する。

図６は、復調される必要があるデータを搬送するＯＦＤＭプリアンブルシンボルを同期させ、復調するために受信機によって実行されるアルゴリズムの一例を開示する。

ＯＦＤＭシンボルは、後続のシンボルを復調するために受信機をパラメータ化するために重要な（それゆえ、復調される必要がある）データを搬送する。

本アルゴリズムは、プリアンブルシンボルが受信される度に実行される。

ステップＳ６００において、プロセッサ２００は、時間領域において粗同期を実行する無線インターフェース２０５に、粗同期を実行するように指令する。粗同期は、分数周波数オフセットを更に与える。

その同期は、粗同期モジュール５００によって実行されるのと同じようにして実行される。

次のステップＳ６０１において、プロセッサ２００は、受信プリアンブルシンボルから、粗同期ステップＳ６００によって求められた分数周波数オフセットを除去するように、無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ６０２において、プロセッサ２００は、推定された時間オフセットによって与えられた時間領域内の位置において分数周波数オフセットが除去されたプリアンブルシンボルのＯＦＤＭ復調を実行するように、無線インターフェース２０５に指令する。ＯＦＤＭ復調は、例えば、ＦＦＴアルゴリズムを用いて実施される離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって、ＯＦＤＭ復調モジュール５０２によって実行されるのと同じようにして実行される。

次のステップＳ６０３において、プロセッサ２００は、変調除去モジュール５０３によって実行されるのと同じようにして、復調されたシンボルを２乗することによってＢＰＳＫ変調を打ち消すように無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ６０４において、プロセッサ２００は、ＩＤＦＴモジュール５０４によって実行されるのと同じようにして、複素指数関数のＮ−ＩＤＦＴを行うように無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ６０５において、プロセッサ２００は、ピーク検出モジュール５０５によって実行されるのと同じようにして、ＩＤＦＴの出力において時間オフセットτを表すピークを検出するように、無線インターフェース２０５に指令する。ＩＤＦＴの出力におけるピークは、時間的に分散されたチャネルについての第１の有意なピーク又は最も高いピークに対応する。

次のステップＳ６０６において、プロセッサ２００は、循環シフトモジュール５０６によって実行されるのと同じようにして、プリアンブル上の時間オフセットτを除去するために、ステップＳ６０４によって実行されたＩＤＦＴの出力に対し循環シフトを実行するように、無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ６０７において、プロセッサ２００は、乗算モジュール３０７によって実行されるのと同じようにして、ステップＳ６０６の循環シフトの出力をＣＤＳマスクのＩＤＦＴと乗算するように無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ６０８において、プロセッサ２００は、乗算ステップＳ６０７の出力に対しＤＦＴを実行するように無線インターフェース２０５に指令する。ＩＤＦＴ乗算ステップ及びＤＦＴ計算ステップは、以下のように表すことができる相互相関を実行する。

ただし、以下の式が成り立つ。

相互相関は周波数領域において達成され、第１の項ｘ_ｎは、時間オフセットに起因する位相ランプが循環シフトステップＳ６０６によって除去された系列ｚ_ｎであり、第２の項ｙ_ｎはＣＤＳマスクである。ＣＤＳマスクのＩＤＦＴは、有利には、予め計算し、メモリ２０３に記憶することができる。本発明は、ＩＤＦＴがＩＤＦＴステップＳ６０４によって既に実行されていることを有利に利用する。その際、循環シフトされた系列ｚ_ｎに対してＩＤＦＴを計算する必要はない。

このＩＤＦＴは、時間オフセットτを推定するのに用いられたＩＤＦＴステップＳ６０４の出力に対し、循環シフトステップＳ６０６によって単に遅延シフトを適用することによって得ることができる。これは計算効率の良いアルゴリズムをもたらし、ＤＦＴステップＳ６０８によって実行される最後のＤＦＴしか計算する必要がない。

次のステップＳ６０９において、プロセッサ２００は、ピーク検出モジュール３０９によって実行されるのと同じようにして、ピーク検出アルゴリズムによって整数周波数キャリアオフセットを取り出すように無線インターフェース２０５に指令する。

その後、プロセッサ２００はステップＳ６１２に進むか、又は、本発明の特定の実現モードによれば、ステップＳ６１０に進む。

ステップＳ６１０において、プロセッサ２００は、整数周波数キャリアオフセット、時間オフセット及び分数周波数キャリアオフセットをＲＡＭメモリ２０３に記憶する。

次のステップＳ６１１において、プロセッサ２００は、記憶された測定値に基づいて、補正済み整数周波数キャリアオフセット、補正済み時間オフセット及び補正済み分数周波数キャリアオフセットを得るために、記憶された整数周波数キャリアオフセット、時間オフセット及び分数周波数キャリアオフセットの少なくとも一部をフィルタリングする。

補正済み整数周波数キャリアオフセット、補正済み時間オフセット及び補正済み分数周波数キャリアオフセットは、少なくとも１つの測定値と、所与の数の過去の測定値の重み付けされたバージョンとに基づいており、この所与の数は、例えば、チャネル変動に依存する。

次のステップＳ６１２において、プロセッサ２００は、ＯＦＤＭ復調モジュール５０２の出力から、ピーク検出モジュール５０５によって求められた時間オフセットτと、ピーク検出モジュール５０５によって求められた整数キャリア周波数オフセットとを除去するように、無線インターフェース２０５に指令する。

次のステップＳ６１３において、プロセッサ２００は、Ｓ１及びＳ２シグナリングフィールドの内容を復号するために、時間オフセットτ及び整数キャリア周波数オフセット除去モジュール５１１の出力を復調するように、無線インターフェース２０５に指令する。

当然のことながら、本発明の範囲から逸脱することなく、上述した本発明の実施形態に対して多くの変更を行うことができる。

Claims (10)

1. 直交周波数分割多重方式によって変調された受信プリアンブルシンボルに受信機を同期させるデバイスであって、
   前記デバイスは、
   ‐第１の時間オフセット及び分数周波数オフセットの推定値を与える粗同期を実行する手段と、
   ‐前記プリアンブルシンボルから前記分数周波数オフセットを除去する手段と、
   ‐前記時間オフセットの第１の推定値によって位置が特定されたシンボル周期において、前記分数周波数オフセットが除去された前記プリアンブルシンボルに対し直交周波数分割多重復調を実行する手段と、
   ‐前記復調されたプリアンブルシンボルのサブキャリアから、位相シフトキーイング変調の効果を除去する手段と、
   ‐変調の効果が除去された前記復調されたプリアンブルシンボルに対し逆離散フーリエ変換を実行する手段であって、少なくとも、プリアンブルシンボルがマッピングされるサブキャリア上の位相が、前記サブキャリアによって搬送されたプリアンブル系列のバイナリ情報値に従って変更される、逆離散フーリエ変換を実行する手段と、
   ‐前記逆離散フーリエ変換の出力から第２の時間オフセットを求める手段と、
   ‐前記第２の時間オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルのための前記時間オフセットの効果を補償する手段と、
   を備えることを特徴とする、デバイス。
2. 前記時間オフセットの前記効果は、
   前記第２の時間オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルに対する前記直交周波数分割多重復調を時間シフトすることによって、又は、
   周波数領域において、前記直交周波数分割多重復調の出力を、前記第２の時間オフセットに起因する複素指数関数項の共役と乗算することによって、
   時間領域において補償されることを特徴とする、請求項１に記載のデバイス。
3. 前記デバイスは、
   ‐前記プリアンブルシンボルがマッピングされる０以外のサブキャリアのインデックスにおいて１に等しいバイナリ値を含むアレイの逆離散フーリエ変換に、前記逆離散フーリエ変換の時間シフトされた出力を乗算する手段と、
   ‐前記乗算する手段の出力に対し離散フーリエ変換を実行する手段と、
   ‐前記逆離散フーリエ変換の出力から整数キャリア周波数オフセットを求める手段と、
   ‐前記求められた整数キャリア周波数オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルに対する前記キャリア周波数オフセットの効果を補償する手段と、
   を更に備えることを特徴とする、請求項１又は２に記載のデバイス。
4. 前記デバイスは、
   ‐第２の時間オフセット及び前記整数キャリア周波数オフセットの前記効果を補正することによって、直交周波数分割多重復調の出力を変更する手段と、
   ‐変更された直交周波数分割多重復調の出力を復調する手段と、
   を更に備えることを特徴とする、請求項３に記載のデバイス。
5. 前記プリアンブルシンボルは、
   ３ＧＰＰ／ＬＴＥ標準規格に適合するか、又は
   ＩＥＥＥ８０２．１１標準規格若しくはＩＥＥＥ８０２．１６標準規格に適合する
   ことを特徴とする、請求項３に記載のデバイス。
6. プリアンブルシンボルは、
   デジタルビデオブロードキャスティング・テレストリアル標準規格、
   デジタルビデオブロードキャスティング・第２世代テレストリアル標準規格、又は
   統合サービスデジタルブロードキャスティング−テレストリアル標準規格
   に適合することを特徴とする、請求項４に記載のデバイス。
7. 少なくとも、プリアンブルシンボルがマッピングされるサブキャリア上の前記位相が、前記サブキャリアによって搬送された前記プリアンブル系列の前記バイナリ情報値に従って変更される前記変調は、２相位相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調であるか、又は、４相位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）変調を含む直交振幅変調（ＱＡＭ）であることを特徴とする、請求項１〜６のいずれか一項に記載のデバイス。
8. 直交周波数分割多重方式によって変調された受信プリアンブルシンボルに受信機を同期させる方法であって、
   前記方法は、
   ‐第１の時間オフセット及び分数周波数オフセットの推定値を与える粗同期を実行するステップと、
   ‐前記プリアンブルシンボルから前記分数周波数オフセットを除去するステップと、
   ‐前記時間オフセットの第１の推定値を用いて、前記分数周波数オフセットが除去された前記プリアンブルシンボルに対し直交周波数分割多重復調を実行するステップと、
   ‐前記復調されたプリアンブルシンボルのサブキャリアから、位相シフトキーイング変調の効果を除去するステップと、
   ‐変調の効果が除去された前記復調されたプリアンブルシンボルに対し逆離散フーリエ変換を実行するステップであって、少なくとも、プリアンブルシンボルがマッピングされるサブキャリア上の位相が、前記サブキャリアによって搬送されたプリアンブル系列のバイナリ情報値に従って変更される、逆離散フーリエ変換を実行するステップと、
   ‐前記逆離散フーリエ変換の出力から第２の時間オフセットを求めるステップと、
   ‐前記第２の時間オフセットを用いて、次に受信される直交分割多重シンボルのための前記時間オフセットの効果を補償するステップと、
   を備えることを特徴とする方法。
9. 前記方法は、
   ‐連続したプリアンブルシンボルに関する、複数の求められた整数周波数キャリアオフセット、時間オフセット及び分数周波数キャリアを記憶するステップと、
   ‐記憶された測定値に基づいて、補正済み整数周波数キャリアオフセット、補正済み時間オフセット及び補正済み分数周波数キャリアオフセットを得るために、前記記憶された整数周波数キャリアオフセット、第２の時間オフセット及び分数周波数キャリアオフセットの少なくとも一部をフィルタリングするステップと、
   を更に含むことを特徴とする、請求項８に記載の方法。
10. プログラム可能デバイス内に直接ロード可能とすることができるコンピュータープログラムであって、前記コンピュータープログラムがプログラム可能デバイスにおいて実行されると請求項８又は９に記載の方法の前記ステップを実施する命令又はコード部を含む、コンピュータープログラム。

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