JP6095561B2

JP6095561B2 - Motor drive control device

Info

Publication number: JP6095561B2
Application number: JP2013264850A
Authority: JP
Inventors: 恵子多田; 鈴木　寛充; 寛充鈴木
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp; Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2013-12-24
Filing date: 2013-12-24
Publication date: 2017-03-15
Anticipated expiration: 2033-12-24
Also published as: JP2015122858A

Description

この発明は、モータを駆動するＶ／ｆ制御をはじめとするフィードフォワード制御を行うＰＷＭインバータ等の電力変換装置の制御に関する発明である。 The present invention relates to control of a power converter such as a PWM inverter that performs feedforward control including V / f control for driving a motor.

インバータによる三相交流モータ（以下単にモータと呼ぶ）のＶ／ｆ制御をはじめとするフィードフォワード制御では、インバータ運転周波数と出力電圧が一定の比例関係になっていることが多く、制御が簡易で誘導モータ、同期モータを問わず用いられているが、電流を一定にするためのフィードバック制御機能を持たないため、直流電圧変動やトルク変動などの外乱が生じた場合、モータ自身の巻線による電流振動抑制能力だけで足りずに制御が不安定になり、過電流が発生しやすくなる。この時に、過電流を抑制し制御を安定化する方法としては、モータの過電流分や電流振動分を抽出して、これを基に、磁束推定値や周波数指令値、制御電圧指令値を補正するものが開示されている。 In feed-forward control including V / f control of a three-phase AC motor (hereinafter simply referred to as a motor) using an inverter, the inverter operating frequency and output voltage are often in a fixed proportional relationship, and control is simple. It is used regardless of whether it is an induction motor or a synchronous motor, but since it does not have a feedback control function to keep the current constant, if a disturbance such as DC voltage fluctuation or torque fluctuation occurs, the current generated by the motor's own winding Control becomes unstable due to the vibration suppression capability alone, and overcurrent is likely to occur. At this time, as a method to suppress overcurrent and stabilize control, extract the motor overcurrent and current vibration, and correct the estimated magnetic flux value, frequency command value, and control voltage command value based on this. What to do is disclosed.

制御が不安定になった場合の磁束を安定化する方法として、誘導モータのＶ／ｆ制御において、制御が不安定になった時に一次電流の励磁電流に振動が発生すると、その振動分を抽出し、ｑ軸電圧指令値にその変化が小さくなるような極性で電圧を補正することにより、磁束を安定化する方法がある（特許文献１参照）。 As a method of stabilizing the magnetic flux when the control becomes unstable, if vibration occurs in the excitation current of the primary current when the control becomes unstable in the V / f control of the induction motor, the vibration is extracted. In addition, there is a method of stabilizing the magnetic flux by correcting the voltage with such a polarity that the change in the q-axis voltage command value is small (see Patent Document 1).

また、周波数基準や直流電圧急変が引き起こすモータの力率、電流や振動を抑制する方法として、ｄ軸電流、ｑ軸電流の微分値を基に、三相電圧指令値の周波数を補正する方法が開示されている（特許文献２参照）。 In addition, as a method for suppressing the power factor, current, and vibration caused by the frequency reference and sudden DC voltage change, there is a method for correcting the frequency of the three-phase voltage command value based on the differential values of the d-axis current and the q-axis current. It is disclosed (see Patent Document 2).

さらに過電流抑制方法として、所定の電流制限値を超えた場合に過電流と判定し、その超過分の電流からｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正する方法が提案されている（特許文献３参照）。 Further, as a method for suppressing overcurrent, a method is proposed in which an overcurrent is determined when a predetermined current limit value is exceeded, and a d-axis voltage and a q-axis voltage are corrected from the excess current (see Patent Document 3). ).

特開平５−３０８７９３号公報Japanese Patent Laid-Open No. 5-308793 特開平２−２７６４９０号公報JP-A-2-276490 特開平１１−１５０９９８号公報JP-A-11-150998

上記のようなフィードフォワード制御における過電流抑制方法では、図１に示すような、瞬低（通常、落雷等により生じる1秒に満たない程度の電圧低下現象をいう。例えば、電源電圧の急変）や、図２に示すような定格負荷に近い高負荷での瞬停（ゲートオフ）後の再起動では、電源電圧周波数で数周期程度の短時間でインバータの直流電圧が変動することにより、インバータの出力電圧が適正な電圧、すなわち、定格直流電圧に対して制御で設定する変調率での出力電圧、から変動してしまう場合、これにより電流擾乱が発生する。
図１においては、楕円Ｑ１で囲んだ部分に示すように、電源電圧変動が大きいかあるいは速いほど、インバータ出力電圧変動が大きくなり、その結果、電流擾乱が大きくなる。特に瞬停再起動では、図２のような再起動前後の直流電圧変動に伴って出力電圧が変動し、制御で設定した電圧と異なる電圧が出力されることにより生じる電流変動に、瞬停中の無負荷状態から高負荷へステップ的に変動するのに伴う電流変動が加わるため、電流擾乱が非常に速く大きくなる（例えば数ms〜数10msで、定格電流の数倍以上に変化するような場合が該当。以下に記載の「速く大きく」も同様の意味で用いる）。この図２において、図２（ａ）は高負荷時の瞬停再起動における直流電圧波形（左側の図）と負荷波形（右側の図）を示し（図中Ｑ２で囲んだ部分では出力電圧と制御電圧は異なり、負荷が大きいほど電圧変動、電流擾乱が大きくなる。また、符号Ｒ２で示す部分は負荷が大きいほど変動が大きくなる）、図２（ｂ）は低負荷時の瞬停再起動における直流電圧波形（左側の図）と負荷波形（右側の図）を示す（図中Ｑ３で囲んだ部分では出力電圧と制御電圧は異なり、負荷が小さい場合、電圧変動、電流擾乱は小さい。また、符号Ｒ３で示す部分は小さな値を示し負荷変動が小さい）。例えば、特許文献1、２のように磁束や周波数を補正する方法では、対応できる応答速度に限界があり、瞬低や瞬停再起動時に発生する電流変動のように、数ms〜数10msで、定格電流の数倍以上に変化する電流擾乱を抑制するのは難しく、却って誤補正となり安定性を大きく失って脱調しやすくなるという問題がある。 In the overcurrent suppression method in the feedforward control as described above, an instantaneous drop (usually a voltage drop phenomenon of less than 1 second caused by a lightning strike, etc., for example, sudden change in power supply voltage) as shown in FIG. In restart after an instantaneous power failure (gate off) at a high load close to the rated load as shown in FIG. 2, the inverter DC voltage fluctuates in a short period of several cycles at the power supply voltage frequency. If the output voltage fluctuates from an appropriate voltage, that is, the output voltage at the modulation rate set by the control with respect to the rated DC voltage, current disturbance occurs thereby.
In FIG. 1, as the power supply voltage fluctuation is larger or faster, the inverter output voltage fluctuation becomes larger, and as a result, the current disturbance becomes larger, as shown in the portion surrounded by the ellipse Q1. In particular, in the instantaneous power failure restart, the output voltage fluctuates with the DC voltage fluctuation before and after the restart as shown in FIG. 2, and the current fluctuation caused by the output of a voltage different from the voltage set in the control Current fluctuation increases as the voltage fluctuates from a no-load state to a high load step by step, so the current disturbance increases very quickly (for example, several ms to several tens of ms, which changes more than several times the rated current) This applies to cases, and “fast and big” is used in the same sense below). In FIG. 2, FIG. 2 (a) shows a DC voltage waveform (left figure) and a load waveform (right figure) in restart after instantaneous power failure at high load (the portion surrounded by Q2 in the figure shows the output voltage and The control voltage is different, and the voltage fluctuation and current disturbance become larger as the load is larger (the portion indicated by the symbol R2 becomes larger as the load is larger). DC voltage waveform (left diagram) and load waveform (right diagram) are shown in FIG. 2 (the output voltage and the control voltage are different in the portion surrounded by Q3 in the diagram, and when the load is small, the voltage fluctuation and current disturbance are small. The portion indicated by the symbol R3 indicates a small value and the load fluctuation is small). For example, in the method of correcting the magnetic flux and the frequency as in Patent Documents 1 and 2, there is a limit to the response speed that can be dealt with. However, it is difficult to suppress a current disturbance that changes more than several times the rated current. On the other hand, there is a problem that the correction becomes erroneous and the stability is greatly lost and stepping out easily occurs.

また、特許文献３のように過電流が発生してからの補正では、例えば大容量インバータの場合なら、過電流による素子破壊の可能性もあり得る。その他のインバータ出力電圧補正方法としては、直流電圧を見ながら出力時の変調率補正する方法もあるが、整流後の直流電圧そのものに２ｆの振動があるため、変調率補正は、直流電圧に出力電圧周波数以上に長い時定数ＬＰＦをかけるなどして平滑化した値に対して行うことが多く、上記のような場合における直流電圧の急変と負荷変動により生じた、速く、かつ大きな電流変動を抑制するのは難しいという課題があった。 Further, in the correction after the occurrence of an overcurrent as in Patent Document 3, for example, in the case of a large capacity inverter, there is a possibility of element destruction due to the overcurrent. As another inverter output voltage correction method, there is a method of correcting the modulation rate at the time of output while observing the DC voltage, but since the rectified DC voltage itself has 2f vibration, the modulation rate correction is output to the DC voltage. It is often performed on a smoothed value by applying a time constant LPF longer than the voltage frequency, and fast and large current fluctuations caused by sudden changes in DC voltage and load fluctuations in the above cases are suppressed. There was a problem that it was difficult to do.

本発明に係るモータ駆動制御装置は、
速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記電圧指令座標変換器で得られた電圧指令値をもとに、ＰＷＭゲート信号を発生するＰＷＭゲート信号発生器と、
インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
監視対象となる物理量の変動が所定の閾値を超えたか否かを判断する物理量変動判定器と、前記インバータ回路部がＰＷＭ出力を瞬間的に停止し、再びゲートＯＮしたとき、
あるいは、前記物理量変動判定器が電圧変動の発生を判断したときに、ｄ軸電圧指令値またはｑ軸電圧指令値を補正するｄｑ軸電圧補正器と、
を備えたものである。 The motor drive control device according to the present invention includes:
A dq-axis voltage command calculator for calculating a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value of the inverter in the two axes d-axis and q-axis from the speed command;
A voltage command coordinate converter for converting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value using an electrical angle obtained from the speed command to obtain a voltage command;
A PWM gate signal generator for generating a PWM gate signal based on the voltage command value obtained by the voltage command coordinate converter;
An inverter circuit unit that detects a power supply voltage of the inverter and outputs a physical quantity to be monitored;
A current sensor for detecting a current output from the inverter circuit unit;
A current calculation coordinate converter that calculates a d-axis current and a q-axis current by the coordinate conversion to the two axes using the electrical angle for the current;
When the physical quantity variation determining unit for determining whether or not the variation of the physical quantity to be monitored exceeds a predetermined threshold, and when the inverter circuit unit instantaneously stops the PWM output and turns on the gate again,
Alternatively, a dq-axis voltage corrector that corrects the d-axis voltage command value or the q-axis voltage command value when the physical quantity variation determiner determines the occurrence of voltage fluctuation;
It is equipped with.

また、電源電圧変動判定時以外に、何らかの理由でインバータ回路部がＰＷＭ出力を数秒停止（瞬停）し、再びゲートＯＮ（ＰＷＭ出力開始）した時に、ｄ軸電流変動検出手段によるｄ軸電流変動、およびｑ軸電流変動検出手段により検出したｑ軸電流変動を用いて、ｄ軸電圧補正手段、ｑ軸電圧補正手段により電流擾乱を抑制するよう電圧を補正する手段を備えるものである。 Besides, when the power supply voltage fluctuation is determined, when the inverter circuit section stops the PWM output for a few seconds (instantaneous power interruption) for some reason and turns on the gate again (starts the PWM output), the d-axis current fluctuation detection means detects the d-axis current fluctuation. And a means for correcting the voltage so as to suppress current disturbance by the d-axis voltage correction means and the q-axis voltage correction means using the q-axis current fluctuation detected by the q-axis current fluctuation detection means.

更に、上記電源電圧変動判定手段により電源電圧変動が発生したと判断したとき、および、インバータ回路部がＰＷＭ出力を停止（瞬停）し、再びゲートＯＮ（ＰＷＭ出力開始）した時に、ｄ軸電流変動検出手段により検出したｄ軸電流変動をもとにｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正する手段を備えるものである。 Furthermore, when it is determined by the power supply voltage fluctuation determination means that a power supply voltage fluctuation has occurred, and when the inverter circuit unit stops (instantaneous power failure) PWM output and turns on the gate again (starts PWM output), the d-axis current Means are provided for correcting the d-axis voltage and the q-axis voltage based on the d-axis current fluctuation detected by the fluctuation detecting means.

本発明は、直流電圧の変動の影響が無効電流（ｄ軸電流）として現れ、トルク外乱の影響がｑ軸電流に現れることに注目し、ｄ軸電流及びｑ軸電流の変動を基に、電圧変動やトルク変動などの外乱が発生した場合においても、外乱の変動を抑制するのに十分な速度の応答で、それぞれｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正することにより、これらの外乱による電流の擾乱（過電流）を抑制することができる。 The present invention pays attention to the fact that the influence of the fluctuation of the DC voltage appears as a reactive current (d-axis current) and the influence of the torque disturbance appears in the q-axis current, and the voltage based on the fluctuation of the d-axis current and the q-axis current. Even when disturbances such as fluctuations and torque fluctuations occur, current disturbance due to these disturbances can be obtained by correcting the d-axis voltage and the q-axis voltage with a response at a speed sufficient to suppress fluctuations in the disturbance. (Overcurrent) can be suppressed.

また、直流電圧変動（電源電圧変動や瞬停再起動時）発生時にｄ軸電流変動によりｄ軸電圧もしくはｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正する手段を用いる場合は、直流電圧の変動速度（Ｖ／ｍｓ）が小さい場合は、ｄ軸電圧のみを補正し、変動速度が大きい（単位時間の変動幅が大きい）場合は、ｄ軸電圧だけでなく、ｑ軸電圧も補正することにより速く大きな直流電圧変動によって生じる電流擾乱を抑制することができる。 Also, when DC voltage fluctuation (power supply voltage fluctuation or instantaneous power failure restart) is used, the DC voltage fluctuation speed (V / Ms) is small, only the d-axis voltage is corrected, and when the fluctuation speed is large (the fluctuation width of the unit time is large), not only the d-axis voltage but also the q-axis voltage is corrected to quickly increase the direct current. Current disturbance caused by voltage fluctuation can be suppressed.

この発明が解決しようとする課題である瞬低（電源電圧の瞬時変動）とインバータの直流電圧変動の関係を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the relationship between the instantaneous drop (instantaneous fluctuation of a power supply voltage) and the DC voltage fluctuation of an inverter which are the problems which this invention is going to solve. この発明が解決しようとする課題である瞬停（インバータゲートＯＦＦ）から再起動（ゲートＯＮ）でのインバータの直流電圧と負荷変動の関係を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the relationship between the DC voltage of an inverter and load fluctuation | variation in the restart (gate ON) from the momentary power failure (inverter gate OFF) which is the subject which this invention is going to solve. この発明の実施の形態１の全体構成図である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS It is a whole block diagram of Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１におけるｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｄ軸電圧補正手段の詳細を説明する図である。It is a figure explaining the detail of the d-axis voltage correction means by the dq-axis voltage corrector 10a in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態１におけるｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｑ軸電圧補正手段の詳細を説明する図である。It is a figure explaining the detail of the q-axis voltage correction | amendment means by the dq-axis voltage correction | amendment device 10a in Embodiment 1 of this invention. この発明の実施の形態２の全体構成図である。It is a whole block diagram of Embodiment 2 of this invention. この発明の実施の形態２におけるｄｑ軸電圧補正器１０ｂによるｄ軸電圧補正手段、ｑ軸電圧補正手段の詳細を説明する図である。It is a figure explaining the detail of the d-axis voltage correction means by the dq-axis voltage corrector 10b in Embodiment 2 of this invention, and a q-axis voltage correction means.

実施の形態１．
以下、この発明の実施の形態１について説明する。
図３はこの実施の形態１の全体構成を示す図である。図３に示すように、実施の形態１におけるモータ駆動制御装置２１は、レート制御器１、ｄｑ軸電圧指令演算器２、２相から３相への座標変換器３、瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４、ＰＷＭゲート信号発生器５、インバータ回路部６、電流センサ７、直流電圧変動判定器８、３相から２相への座標変換器９、ｄｑ軸電圧補正器１０ａ、バンドパスフィルター（ＢＰＦ）１１及び１２、係数器１３及び１４、積分器１５、から構成され、モータ１６の駆動を制御する。
このモータ駆動制御装置の各構成品について、個々に、以下もう少し詳しく説明する。レート制御器１は、設定されたインバータ速度設定値まで所定のレート以下の加速度でインバータ速度指令値を増加あるいは減少させる。ｄｑ軸電圧指令演算器２は、レート制御器１から出力された速度指令値からＶ／ｆパターンによって、ｄ軸電圧指令値、ｑ軸電圧指令値を出力する。座標変換器３は、速度指令値を積分器１５で積分して得た電気角を用いて、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊とｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を２相から３相へ変換し、３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊を得る。瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４は、インバータ回路部６のＰＷＭゲート信号出力を一時的にＯＮ／ＯＦＦさせる。ＰＷＭゲート信号発生器５は、３相電圧指令値を基にＰＷＭゲート信号を出力する。座標変換器９は、速度指令値を積分器１５で積分して得た電気角を用いて、３相電流ｉｕ,ｉｖ,ｉｗを３相から２相へ変換し、ｄｑ軸電流（ｄ-ｑ軸座標上の電流の意味。以下同様）ｉｄ、ｉｑを得る。ｄｑ軸電圧補正器１０ａは、瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４によりＰＷＭゲート信号出力がＯＦＦからＯＮになったとき、もしくは直流電圧変動判定器８が直流電圧変動発生を判定したときにｄｑ軸電圧指令演算器２から出力されるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を補正する。また、このｄｑ軸電圧補正器１０ａは、ｄ軸電流ｉｄの変動検出用のバンドパスフィルター１１、ｑ軸電流ｉｑの変動検出用のバンドパスフィルター１２、検出したｄ軸電流変動Δｉｄからｄ軸の電圧補正値を算出する係数器１３、検出したｑ軸電流変動Δｉｑからｑ軸の電圧補正値を算出する係数器１４から構成される。 Embodiment 1 FIG.
Embodiment 1 of the present invention will be described below.
FIG. 3 is a diagram showing the overall configuration of the first embodiment. As shown in FIG. 3, the motor drive control device 21 in the first embodiment includes a rate controller 1, a dq-axis voltage command calculator 2, a two-phase to three-phase coordinate converter 3, an instantaneous power ON / OFF 4, PWM gate signal generator 5, inverter circuit unit 6, current sensor 7, DC voltage fluctuation determiner 8, three-phase to two-phase coordinate converter 9, dq axis voltage corrector 10 a, band pass filter (BPF) 11, and 12, coefficient multipliers 13 and 14, and integrator 15, and controls driving of the motor 16.
Each component of the motor drive control device will be described in more detail below. The rate controller 1 increases or decreases the inverter speed command value at an acceleration equal to or lower than a predetermined rate up to the set inverter speed set value. The dq-axis voltage command calculator 2 outputs a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value according to a V / f pattern from the speed command value output from the rate controller 1. The coordinate converter 3 converts the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * from two-phase to three-phase using the electrical angle obtained by integrating the speed command value with the integrator 15. Three-phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * are obtained. The instantaneous power interruption ON / OFF 4 temporarily turns on / off the PWM gate signal output of the inverter circuit section 6. The PWM gate signal generator 5 outputs a PWM gate signal based on the three-phase voltage command value. The coordinate converter 9 converts the three-phase currents iu, iv, and iw from the three-phase to the two-phase using the electrical angle obtained by integrating the speed command value with the integrator 15, and the dq-axis current (dq Meaning of current on the axis coordinates (the same applies hereinafter) id and iq are obtained. The dq-axis voltage corrector 10a is a dq-axis voltage command calculator when the PWM gate signal output is switched from OFF to ON by the instantaneous power interruption ON / OFF 4, or when the DC voltage fluctuation determiner 8 determines that the DC voltage fluctuation has occurred. 2 corrects the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq *. The dq-axis voltage corrector 10a includes a band-pass filter 11 for detecting fluctuations in the d-axis current id, a band-pass filter 12 for detecting fluctuations in the q-axis current iq, and a d-axis current fluctuation Δid from the detected d-axis current fluctuation Δid. A coefficient unit 13 for calculating a voltage correction value and a coefficient unit 14 for calculating a q-axis voltage correction value from the detected q-axis current fluctuation Δiq.

次に、図３を用いて全体の動作を説明する。
レート制御器１は、入力された速度設定値になるように、あらかじめシステムの許容する速度変動レート値以下で現在の速度指令値を増減させる。ｄｑ軸電圧指令演算器２は、このレート制御器から出力された速度指令値からＶ／ｆパターンに従ってｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を算出し、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を０（ゼロ）に設定する。定常運転時は、ｄｑ軸電圧指令演算器２の出力するｄｑ軸電圧指令値Ｖｄ＊、Ｖｑ＊が、そのまま座標変換器３によって３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊に変換され、次いで、ＰＷＭゲート信号発生器５にて三角波キャリア比較によりＰＷＭゲート信号が出力され、このゲート信号によりインバータ回路部６からＰＷＭ電圧がモータ１６に印加される。 Next, the overall operation will be described with reference to FIG.
The rate controller 1 increases or decreases the current speed command value below the speed fluctuation rate value allowed by the system in advance so that the input speed setting value is obtained. The dq-axis voltage command calculator 2 calculates the q-axis voltage command value Vq * from the speed command value output from the rate controller according to the V / f pattern, and sets the d-axis voltage command value Vd * to 0 (zero). Set. During steady operation, the dq-axis voltage command values Vd * and Vq * output from the dq-axis voltage command calculator 2 are converted into the three-phase voltage command values Vu *, Vv * and Vw * by the coordinate converter 3 as they are, Next, the PWM gate signal generator 5 outputs a PWM gate signal by triangular wave carrier comparison, and a PWM voltage is applied to the motor 16 from the inverter circuit unit 6 by this gate signal.

定常の安定したモータ駆動では上記に説明した流れとなるが、定常運転中に何らかの理由によりインバータ回路部６の電圧出力（ゲート信号出力）を一時的にＯＮ／ＯＦＦする瞬停ＯＮ／ＯＦＦ制御器によりインバータの電圧出力が短時間ＯＦＦになり、その後、通常の電圧出力（ＰＷＭ制御によるスイッチング素子へのゲート信号の出力（ＰＷＭゲート信号出力と定義）がＯＮになり、インバータからＰＷＭ制御による矩形波形の電圧が出力される）がＯＮし、制御が再開（再起動）された場合や、直流電圧変動判定器８にて直流電圧変動が発生したと判断された場合、インバータ回路部６の直流電圧やトルクのステップ変動により発生する大きな電流擾乱（過電流）を抑制するため、ｄｑ軸電圧補正器１０ａによる電圧補正が有効になり、ｄｑ軸電圧指令演算器２で算出したｄｑ軸電圧指令値に対し、ｄｑ軸電圧補正器１０ａが出力した電圧補正値分電流が減る方向に補正した値が、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊となる。 In the steady and stable motor drive, the flow described above is used, but the instantaneous power ON / OFF controller temporarily turns ON / OFF the voltage output (gate signal output) of the inverter circuit unit 6 for some reason during the steady operation. The voltage output of the inverter is turned OFF for a short time, and then the normal voltage output (output of the gate signal to the switching element by PWM control (defined as PWM gate signal output) is turned ON, and the rectangular waveform by PWM control from the inverter When the control is restarted (restarted), or when the DC voltage fluctuation determining unit 8 determines that a DC voltage fluctuation has occurred, the DC voltage of the inverter circuit unit 6 is Voltage suppression by the dq axis voltage corrector 10a is effective to suppress large current disturbances (overcurrent) caused by torque and torque step fluctuations. A value obtained by correcting the dq-axis voltage command value calculated by the dq-axis voltage command calculator 2 in the direction in which the current is reduced by the voltage correction value output by the dq-axis voltage corrector 10a is d-axis voltage command value Vd * and q-axis voltage command value Vq *.

電源電圧変動で直流電圧が変動した場合、インバータ回路部６の出力電圧振幅は３相電圧指令値Ｖｕ＊、Ｖｖ＊、Ｖｗ＊の振幅から変動してしまい、その変動分の電圧により発生する電流は無効電流としてｄ軸電流に出る。そこで、直流電圧変動判定器８では、電流センサ７で検出し、座標変換器９で３相から２相へ変換して得られたｄ軸電流ｉｄとｑ軸電流ｉｑのうち、ｄ軸電流ｉｄの変動分Δｉｄと電源電圧の変動がそれぞれ所定の閾値を越えた時に、直流電圧が変動したと判定する。直流電圧変動判定器８で直流電圧が変動したと判定した場合、ｄｑ軸電圧補正器１０ａによる電圧補正が有効になる。 When the DC voltage fluctuates due to power supply voltage fluctuation, the output voltage amplitude of the inverter circuit section 6 fluctuates from the amplitudes of the three-phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw *, and current generated by the fluctuation voltage. Appears in the d-axis current as a reactive current. Therefore, in the DC voltage fluctuation determination unit 8, the d-axis current id out of the d-axis current id and the q-axis current iq obtained by detecting by the current sensor 7 and converting from the three-phase to the two-phase by the coordinate converter 9 is used. It is determined that the DC voltage has fluctuated when the fluctuation Δid and the fluctuation of the power supply voltage each exceed a predetermined threshold. When the DC voltage fluctuation determiner 8 determines that the DC voltage has fluctuated, voltage correction by the dq axis voltage corrector 10a is effective.

図４はｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｄ軸電圧補正方法の一例を示したものである。図４（ａ）は電流制御によるベクトル制御を示す図、図４（ｂ）は補正に係わる電圧指令の変動分を示す図であり、上側のΔＶｄ＊（Ｖｄ＊ｓ）はＶｄ指令値変動分を、下側のΔＶｄ＊（Ｖｄ＊ｓ）はＶｄ補正分をそれぞれ表す。 FIG. 4 shows an example of a d-axis voltage correction method by the dq-axis voltage corrector 10a. 4A is a diagram showing vector control by current control, FIG. 4B is a diagram showing fluctuations in the voltage command related to correction, and ΔVd * (Vd * s) on the upper side is fluctuations in the Vd command value. And ΔVd * (Vd * s) on the lower side represents the Vd correction amount.

例えば、直流電圧変動の時定数がＴｖｄｃとすると、電圧変動の速さωｖｄｃ＝１／Ｔｖｄｃとなる。ベクトル制御における電流制御でこの変動による電流変動が起きない（電流が指令値に安定する）ように制御する場合、ベクトル制御での電流制御応答は、この直流電圧変動より速い応答にする。ここでは仮に電流制御応答ωｃｃを直流電圧変動速度の２倍とすると、電流制御応答ωｃｃは、ωｃｃ＝ωｖｄｃ×２となる。 For example, if the DC voltage fluctuation time constant is Tvdc, the voltage fluctuation speed ωvdc = 1 / Tvdc. When the current control in the vector control is controlled so that the current fluctuation due to this fluctuation does not occur (the current is stabilized at the command value), the current control response in the vector control is a response faster than the DC voltage fluctuation. Here, assuming that the current control response ωcc is twice the DC voltage fluctuation speed, the current control response ωcc is ωcc = ωvdc × 2.

仮に制御対象が永久磁石同期モータとして、モータのｄ軸リアクタンスをＬｄとすると、電流制御における応答をωｃｃにするＰ（比例）ゲインＫｃｐ、及びＩ（積分）ゲインＫｃｉは、例えば次のように設計できる。
Pゲイン：Ｋｃｐ＝ωｃｃ×Ｌｄ
Iゲイン：Ｋｃｉ＝ωｃｃ／５ If the controlled object is a permanent magnet synchronous motor and the d-axis reactance of the motor is Ld, the P (proportional) gain Kcp and I (integral) gain Kci that make the response in current control ωcc are designed as follows, for example: it can.
P gain: Kcp = ωcc × Ld
I gain: Kci = ωcc / 5

図４のベクトル制御において（図４（ａ）参照）、ｉｄを（現在の）ｄ軸電流、ｉｄ＊をｄ軸電流指令値とすると、ベクトル制御におけるｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊は下記のようになる。

In the vector control of FIG. 4 (see FIG. 4A), if id is the (current) d-axis current and id * is the d-axis current command value, the d-axis voltage command value Vd * in vector control is as follows: become.

ここで、式（１）における右辺の係数（下記式（２））の分母の微分演算子ｓを左辺に移動させると式（３）の等式が得られる。

Here, when the differential operator s of the denominator of the coefficient on the right side of the equation (1) (the following equation (2)) is moved to the left side, the equation of the equation (3) is obtained.

ここで、Ｋｃｐは、応答周波数ωｃｃとＬｄの積であるから、応答周波数ωｃｃが大きいほど、１／Ｋｃｐは小さくなるので、Ｋｃｉは無視すると、次式（４）を得る。

Here, since Kcp is a product of response frequency ωcc and Ld, 1 / Kcp decreases as response frequency ωcc increases. Therefore, if Kci is ignored, the following equation (4) is obtained.

この式（４）で指令値の変動は０（ゼロ）なので、ｄ軸電圧補正分ΔＶｄは式（５）で求められる。

Since the variation of the command value in this equation (4) is 0 (zero), the d-axis voltage correction amount ΔVd is obtained by equation (5).

式（５）におけるｄ軸電流変動ｉｄｓを抽出するのは、正弦波では単純な微分値をとる、もしくはＨＰＦでもよいが、本実施の形態１では、ＰＷＭ自身の電圧高調波やインバータ回路部６のノイズによる電流変動を除き、電圧変動によってもたらされる電流変動を抽出するためにバンドパスフィルター１１を用いた。これにより、上記のＰＷＭや回路による高調波電流による誤補正のリスクを減らすことができる。実施の形態１ではバンドパスフィルターの遮断周波数［ｒａｄ／ｓ］を上側が応答速度のωｃｃの１０倍、下側が応答速度ωｃｃの１／１０とした。 The d-axis current fluctuation ids in equation (5) is extracted with a simple differential value or a HPF with a sine wave, but in the first embodiment, the voltage harmonics of the PWM itself and the inverter circuit unit 6 are extracted. In order to extract the current fluctuation caused by the voltage fluctuation, the band pass filter 11 was used. As a result, the risk of erroneous correction due to the harmonic current generated by the PWM or the circuit can be reduced. In the first embodiment, the cut-off frequency [rad / s] of the bandpass filter is 10 times the response speed ωcc on the upper side and 1/10 of the response speed ωcc on the lower side.

同様にして、ｑ軸電圧補正値 ΔＶｑ＊を求めることができる。
図５はｄｑ軸電圧補正器１０ａによるｑ軸電圧補正方法の一例を示したものである。この図に示すように、ｑ軸電圧補正における電流制御応答ωｃｃとそれにもとづく補正電圧算出用ゲインＫｃｐ_ｑはｄ軸電圧補正と同じく直流電圧変動に合わせてもよいし、トルク
変動に伴うｑ軸電流の変動速度に合わせた別の応答にしてもよい。
図５において、図５（ａ）は、ｑ軸電流の電流制御によるｑ軸電圧の電圧補正分を求める概略のブロック図を示し、図５（ｂ）は、トルク変動から求められる速度変動分からｑ軸電圧補正分を求める概略のブロック図を示す。また、図５（ａ）のΔＶｑ＊（Ｖｑ＊ｓ）はＶｑ補正分を示す。また、図５（ａ）のＫｃｐ_ｑはωｃｃ（応答周波数のこと。こ
こで応答周波数は電流変動速度の２倍に等しい）×Ｌｑで表される。さらに、図５（ｂ）のＰｍは極対数、Ｊｍはモータ慣性、φは磁石鎖交磁束、Δωｒｍはモータ速度変動、Δωｒｅは電気角（界磁角）速度変動を示す。 Similarly, the q-axis voltage correction value ΔVq * can be obtained.
FIG. 5 shows an example of a q-axis voltage correction method by the dq-axis voltage corrector 10a. As shown in this figure, the current control response ωcc in the q-axis voltage correction and the correction voltage calculation gain Kcp_q based on the current control response ωcc may be adjusted to the DC voltage variation as in the d-axis voltage correction, or the q-axis current associated with the torque variation Another response according to the changing speed may be used.
5, FIG. 5 (a) shows a schematic block diagram for obtaining the voltage correction amount of the q-axis voltage by the current control of the q-axis current, and FIG. 5 (b) shows the q value from the speed fluctuation amount obtained from the torque fluctuation. The schematic block diagram which calculates | requires a part for axial voltage correction is shown. Further, ΔVq * (Vq * s) in FIG. 5A indicates a Vq correction amount. Further, Kcp_q in FIG. 5A is expressed by ωcc (response frequency, where the response frequency is equal to twice the current fluctuation speed) × Lq. 5B, Pm represents the number of pole pairs, Jm represents the motor inertia, φ represents the magnetic flux linkage, Δωrm represents the motor speed fluctuation, and Δωre represents the electric angle (field angle) speed fluctuation.

また、図５（ｂ）に示すように、瞬停再起動のような大きな負荷変動によるｑ軸電流変動は、それによってモータ出力トルクが変動し、最終的にはモータ速度の変動をもたらす。このことに着目し、負荷変動によって生じる電流変動をより大幅に抑制するために、ｑ軸電流の変動ｉｑｓから、トルク変動（ΔＴｒｑ＊）と、これがもたらすモータの速度変動（Δωｒｍ）を推定し、それに合わせて、レート制御器１から出力されるインバータ速度指令値を補正する、もしくはモータ速度変動（Δωｒｍ）によって求めたインバータ速度指令変動分（Δωｒｅ＊）からインバータ出力電圧指令変動分ΔＶｑ*をＶ／ｆパター
ンを用いて算出し、これによりｑ軸電圧を補正してもよい。 Further, as shown in FIG. 5B, q-axis current fluctuation due to large load fluctuation such as instantaneous power failure restart causes the motor output torque to fluctuate, and finally causes fluctuation of the motor speed. Paying attention to this, in order to more significantly suppress the current fluctuation caused by the load fluctuation, the torque fluctuation (ΔTrq *) and the resulting motor speed fluctuation (Δωrm) are estimated from the q-axis current fluctuation iqs, At the same time, the inverter speed command value output from the rate controller 1 is corrected, or the inverter output voltage command fluctuation ΔVq * is calculated from the inverter speed command fluctuation (Δωre *) obtained by the motor speed fluctuation (Δωrm). The q-axis voltage may be corrected by calculating using the / f pattern.

また、本実施の形態では、直流電圧変動の判定を電源電圧の変動とｄ軸電流の変動ｉｄｓが、それぞれ所定の閾値を超えた時に直流電圧変動と判定したが、直流電圧変動判定にｄ軸電流の変動を含めずに電源電圧変動の大きさだけで判定してもよいし、電源電圧の代わりにインバータの直流電圧をモニターして直流電圧変動が所定の閾値を越えた時に直流電圧変動が発生したと判定してもよい。 In this embodiment, the determination of the DC voltage fluctuation is determined as the DC voltage fluctuation when the power supply voltage fluctuation and the d-axis current fluctuation ids each exceed a predetermined threshold. Judgment may be made only by the magnitude of the power supply voltage fluctuation without including the current fluctuation, or the DC voltage fluctuation may occur when the DC voltage fluctuation exceeds a predetermined threshold by monitoring the DC voltage of the inverter instead of the power supply voltage. It may be determined that it has occurred.

以上のようにしてｄｑ軸電圧補正器１０ａで電流変動を任意の応答で抑制できる補正電圧を算出し、ｄｑ軸電圧指令演算器の出力したｄ軸またはｑ軸電圧指令を補正することにより、通常運転時と比較して単位時間での電圧変動が数倍以上となるような直流電圧の急速な変動や、ステップ的な負荷変動で生じる過電流を閾値未満に大幅に抑制することができる。
より具体的には、実施の形態１の構成により、瞬低などの電源電圧変動を検出でき、かつ直流電圧変動がｄ軸電流に現れること、及びトルク外乱の影響がｑ軸電流に現れることに注目し、ｄ軸電流及びｑ軸電流の変動を基に、直流電圧変動やトルク変動などの外乱が発生した場合においても、外乱の変動速度に合わせた任意の応答でそれぞれｄ軸電圧とｑ軸電圧を補正することにより、これらの外乱による電流の擾乱（過電流）を所定の閾値（例えば、定格電圧の10％）以内に抑制することができる。上記の電源電圧変動、ｄ軸電流に現れる直流電圧変動、ｑ軸電流に現れるトルク外乱などをまとめて監視対象となる物理量と呼ぶ（以下同様）。なお、物理量とは、電圧、電流、トルク変動などのことである。 As described above, the dq-axis voltage corrector 10a calculates a correction voltage that can suppress current fluctuation with an arbitrary response, and corrects the d-axis or q-axis voltage command output from the dq-axis voltage command calculator, thereby It is possible to significantly suppress an overcurrent caused by a rapid fluctuation of a DC voltage or a stepwise load fluctuation that causes a voltage fluctuation per unit time to be several times or more compared with that during operation.
More specifically, with the configuration of the first embodiment, it is possible to detect power supply voltage fluctuations such as an instantaneous drop, DC voltage fluctuations appear in the d-axis current, and effects of torque disturbance appear in the q-axis current. Paying attention, even when disturbances such as DC voltage fluctuations and torque fluctuations occur based on fluctuations in the d-axis current and the q-axis current, the d-axis voltage and the q-axis are respectively responded in an arbitrary response according to the fluctuation speed of the disturbance. By correcting the voltage, current disturbance (overcurrent) due to these disturbances can be suppressed within a predetermined threshold (for example, 10% of the rated voltage). The power supply voltage fluctuations, DC voltage fluctuations appearing in the d-axis current, torque disturbances appearing in the q-axis current, etc. are collectively referred to as physical quantities to be monitored (the same applies hereinafter). The physical quantity refers to voltage, current, torque fluctuation, and the like.

実施の形態２．
以下、この発明の実施の形態２について説明する。
図６はこの実施の形態２の全体構成を示す図である。実施の形態１と同様に、実施の形態２のモータ駆動制御装置２２は、レート制御器１、ｄｑ軸電圧指令演算器２、２相から３相への座標変換器３、瞬停ＯＮ／ＯＦＦ４、ＰＷＭゲート信号発生器５、インバータ回路部６、電流センサ７、直流電圧変動判定器８、３相から２相への座標変換器９、ｄｑ軸電圧補正器１０ｂ、積分器１５、から構成され、モータ１６の駆動を制御する。実施の形態１との違いはｄｑ軸電圧補正器１０ｂの構成が１０ａと異なり電流変動を検出するバンドパスフィルター１１がｄ軸電流変動検出用のみであり、ｑ軸電圧補正値をｄ軸電流変動から求めるところである。係数器１３，１４はｄ軸用、ｑ軸用に分かれており、係数器における補正用ゲインの算出方法が実施の形態１と異なっている。 Embodiment 2. FIG.
The second embodiment of the present invention will be described below.
FIG. 6 is a diagram showing the overall configuration of the second embodiment. Similar to the first embodiment, the motor drive control device 22 of the second embodiment includes a rate controller 1, a dq-axis voltage command calculator 2, a two-phase to three-phase coordinate converter 3, an instantaneous power ON / OFF 4 , A PWM gate signal generator 5, an inverter circuit unit 6, a current sensor 7, a DC voltage fluctuation determination unit 8, a three-phase to two-phase coordinate converter 9, a dq axis voltage corrector 10 b, and an integrator 15. The drive of the motor 16 is controlled. The difference from the first embodiment is that the configuration of the dq-axis voltage corrector 10b is different from 10a, and the band-pass filter 11 that detects current fluctuation is only for d-axis current fluctuation detection. It is a place to ask for. Coefficient units 13 and 14 are divided for d-axis and q-axis, and the method of calculating the correction gain in the coefficient unit is different from that of the first embodiment.

実施の形態１で説明した電圧補正方法により、負荷時の瞬停再起動や瞬低（電源電圧変動）などにより直流電圧や負荷が通常運転時に比較して急激に変動した場合、直流電圧の変動によるｄ軸電流擾乱は主にｄ軸電圧補正により、トルク変動によるｑ軸電流擾乱はｑ軸電圧補正により過電流判定閾値未満に大幅に抑制可能である。 If the DC voltage or load fluctuates more rapidly than during normal operation due to the instantaneous power failure restart at the load or instantaneous drop (power supply voltage fluctuation) due to the voltage correction method described in the first embodiment, the fluctuation of the DC voltage The d-axis current disturbance due to is mainly suppressed by d-axis voltage correction, and the q-axis current disturbance due to torque fluctuation can be largely suppressed to less than the overcurrent determination threshold by q-axis voltage correction.

しかし、瞬低の場合、時に負荷状態に関係なく電源電圧が電源周波数の数周期で定格電源電圧に対し数割程度大きく変動することがある。そのような場合、実施の形態１で説明したｄ軸電圧補正方法のようにｄ軸電流変動によりｄ軸電圧を補正するだけでは、電流擾乱を過電流と判定されないレベルまで抑制するのが難しい。また、ｄ軸電圧補正分ΔＶｄが大きくなる一方、瞬低では負荷変動がほとんどないため、ｑ軸電流の変動から得られるｑ軸電圧補正分ΔＶｑ＊は電源電圧変動による電流変動を抑制するために必要な補正量よりはるかに小さく、q軸電圧の補正値として用いるには不適切で、場合によっては誤補正となり、ｄｑ軸電圧のバランスを崩して制御が不安定になることもある。 However, in the case of a momentary drop, the power supply voltage sometimes fluctuates by about several tens of percent of the rated power supply voltage in several cycles of the power supply frequency regardless of the load state. In such a case, it is difficult to suppress the current disturbance to a level that is not determined to be an overcurrent only by correcting the d-axis voltage based on the d-axis current fluctuation as in the d-axis voltage correction method described in the first embodiment. Further, while the d-axis voltage correction amount ΔVd becomes large, there is almost no load fluctuation at the momentary drop, so the q-axis voltage correction amount ΔVq * obtained from the q-axis current fluctuation is for suppressing current fluctuation due to power supply voltage fluctuation. It is much smaller than the necessary correction amount, and is inappropriate for use as a correction value for the q-axis voltage. In some cases, the correction is erroneous, and the balance of the dq-axis voltage may be lost and the control may become unstable.

こうした問題を解決するためのｄｑ軸電圧補正方法を用いたｄｑ軸電圧補正器１０ｂを持つのが、実施の形態２である。 Embodiment 2 has a dq-axis voltage corrector 10b using a dq-axis voltage correction method for solving such a problem.

図７は実施の形態２におけるｄｑ軸電圧補正器１０ｂによる電圧補正方法の一例を示した処理ブロック図である。この図において、Ｋｃｐは、応答周波数ωｃｃとＬｄとの積であり、下段の係数Ｋｑ×ωｒｅ×ＬｄはＶｑ中のｉｄによる干渉部分の変動分の電圧を補正するものであり、Ｋｑはモータ特性によって異なる。また、ΔＶｄａはＶｄ補正分を示し、ΔＶｑａはＶｑ補正分を示す。
例えば、永久磁石モータの場合、ベクトル制御におけるｄｑ軸電圧指令値Ｖｄａ、Ｖｑａを電流制御だけでなく、モータのｄ軸とｑ軸間で干渉しあう速度起電力を打ち消す非干渉制御を加えた式から求めると、ｄ軸電圧指令値Ｖｄａとｑ軸電圧指令値Ｖｑａは式（６）のように求められる。

FIG. 7 is a processing block diagram showing an example of a voltage correction method by the dq-axis voltage corrector 10b in the second embodiment. In this figure, Kcp is the product of the response frequency ωcc and Ld, and the lower coefficient Kq × ωre × Ld corrects the voltage corresponding to the fluctuation of the interference portion due to id in Vq, and Kq is the motor characteristic. It depends on. Further, ΔVda indicates a Vd correction amount, and ΔVqa indicates a Vq correction amount.
For example, in the case of a permanent magnet motor, not only the current control of the dq-axis voltage command values Vda and Vqa in vector control, but also a non-interference control that cancels the speed electromotive force that interferes between the d-axis and the q-axis of the motor is added. From this, the d-axis voltage command value Vda and the q-axis voltage command value Vqa are obtained as shown in Equation (6).

式（６）において、Ｋｃｐ、Ｋｃｉはｄ軸電流制御におけるＰゲイン、Ｉゲイン、ωｒｅは界磁の角速度、φは磁石磁束、Ｌｄ、Ｌｑはｄ軸インダクタンス及びｑ軸インダクタンス、Ｋｄ、Ｋｑはｄ軸電圧もしくはｑ軸電圧に干渉するｑ軸及びｄ軸電流による速度起電力の割合である。ｄ軸に干渉するｑ軸電流による速度起電力の割合をＫｄ、ｑ軸電圧に干渉するｄ軸電速度起電力の割合をＫｑとしている。Ｋｄ、Ｋｑはモータ特性によって異なる。 In Expression (6), Kcp and Kci are P gain and I gain in d-axis current control, ωre is a field angular velocity, φ is a magnetic flux, Ld and Lq are d-axis inductance and q-axis inductance, and Kd and Kq are d It is the ratio of the speed electromotive force due to the q-axis and d-axis current that interferes with the axis voltage or the q-axis voltage. The ratio of the speed electromotive force due to the q-axis current that interferes with the d-axis is Kd, and the ratio of the d-axis electric speed electromotive force that interferes with the q-axis voltage is Kq. Kd and Kq vary depending on the motor characteristics.

直流電圧の変動において、トルク変動は発生せず、ｑ軸電流ｉｑ、磁束φは変動しない（変動分ゼロ）と仮定すると、上記の式より、ｄ軸電流変動ｉｄｓから求められる電圧補正分ΔＶｄａ、ΔＶｑａは次のように定義できる。

式（７）におけるωｒｅは速度センサレスのＶ／ｆ制御の場合、インバータ速度指令値（角速度）となる。 Assuming that torque fluctuation does not occur in the DC voltage fluctuation, and the q-axis current iq and the magnetic flux φ do not fluctuate (zero fluctuation), the voltage correction amount ΔVda obtained from the d-axis current fluctuation ids from the above equation, ΔVqa can be defined as follows.

In the equation (7), ωre is an inverter speed command value (angular speed) in the case of speed sensorless V / f control.

以上のようにして、Ｖ／ｆ制御を行うモータ駆動制御装置において、直流電圧変動が速くかつ大きい場合でも、ｄｑ軸電圧のバランスを崩すことなく、ベクトル制御における適切な電流制御応答（具体的には電流変動を抑制するのに十分な速さの電流制御応答）の場合の電圧指令値と同等の電圧指令値を得られるｄ軸電圧補正及びｑ軸電圧補正を実現でき、瞬低（電源電圧変動）において過電流ストップやそれに類する大きな電流擾乱が発生しない安定したＶ／ｆ制御を得ることができる。
より具体的には、瞬低（電源電圧変動）に伴う直流電圧の変動を素早く検出し、かつ直流電圧の変動速度が遅い（変動幅が小さい）ときは、ｄ軸電流の変動によりｄ軸電圧のみを補正し、変動速度が速い（変動幅が大きい）場合は、ｄ軸電圧だけでなく、ｑ軸電圧も補正することにより直流電圧変動の大小、速さに関わらず、直流電圧変動に伴う電流擾乱など、監視対象となる物理量を所定範囲内（例えば定格値の１０％以内）に抑制することができる。 As described above, in a motor drive control device that performs V / f control, an appropriate current control response in vector control (specifically, even if the DC voltage fluctuation is fast and large, without disturbing the balance of the dq axis voltage. Can realize d-axis voltage correction and q-axis voltage correction that can obtain a voltage command value equivalent to the voltage command value in the case of a current control response sufficiently fast to suppress current fluctuations. In the fluctuation), it is possible to obtain stable V / f control that does not cause an overcurrent stop or similar large current disturbance.
More specifically, when the fluctuation of the DC voltage due to the instantaneous drop (power supply voltage fluctuation) is detected quickly and the fluctuation speed of the DC voltage is slow (the fluctuation width is small), the d-axis voltage is changed by the fluctuation of the d-axis current. When the fluctuation speed is fast (the fluctuation width is large), not only the d-axis voltage but also the q-axis voltage is corrected so that the DC voltage fluctuation is accompanied regardless of the magnitude and speed of the DC voltage fluctuation. A physical quantity to be monitored such as current disturbance can be suppressed within a predetermined range (for example, within 10% of the rated value).

本実施の形態１では瞬低や瞬停再起動におけるｄｑ軸電圧補正値ΔＶｄ＊、ΔＶｑ＊をそれぞれｄ軸電流変動及びｑ軸電流変動を用いて行い、実施の形態２ではｄ軸電圧、ｑ軸電圧の補正分ΔＶｄａ、ΔＶｑａに対するｄ軸電流変動を用いて行ったが、ｑ軸電圧補正分は、実施の形態１で説明した方法で得た補正分ΔＶｑ＊と実施の形態２で説明した方法で得た補正分ΔＶｑａを足したものでもよいし、それぞれ所定の割合を乗じたものを足してもよい。ΔＶｑ＊とΔＶｑａを足し合わせる比率については、モータを駆動するシステムで起こりうるトルク外乱、電圧変動外乱の程度や過電流判定に要求される電流閾値の範囲などによっても変わるため、自由に変えてよい。 In the first embodiment, the dq-axis voltage correction values ΔVd * and ΔVq * in the instantaneous drop or the restart after instantaneous power failure are performed using the d-axis current fluctuation and the q-axis current fluctuation, respectively. In the second embodiment, the d-axis voltage, q The correction was performed using the d-axis current fluctuation with respect to the correction amounts ΔVda and ΔVqa of the axis voltage. The q-axis voltage correction amount is the correction amount ΔVq * obtained by the method described in the first embodiment and the second embodiment. What added the correction | amendment amount (DELTA) Vqa obtained by the method may be sufficient, and what multiplied each predetermined ratio may be added. The ratio of adding ΔVq * and ΔVqa varies depending on the torque disturbance that can occur in the system that drives the motor, the degree of voltage fluctuation disturbance, the range of the current threshold required for overcurrent determination, and so on. .

また、この発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 Further, within the scope of the present invention, the present invention can be freely combined with each other, and each embodiment can be appropriately modified or omitted.

１レート制御器、２ｄｑ軸電圧指令演算器、３２相から３相への座標変換器、４瞬停ＯＮ／ＯＦＦ、５ＰＷＭゲート信号発生器、６インバータ回路部、７電流センサ、８直流電圧変動判定器、９３相から２相への座標変換器、１０ａ、１０ｂｄｑ軸電圧補正器、１１ｄ軸電流用バンドパスフィルター、１２ｑ軸電流用バンドパスフィルター、１３ｄ軸電圧補正用係数器、１４ｑ軸電圧補正用係数器、１５積分器、１６モータ、２１、２２モータ駆動制御装置。 1 rate controller, 2 dq axis voltage command calculator, 3 to 3 phase coordinate converter, 4 instantaneous power ON / OFF, 5 PWM gate signal generator, 6 inverter circuit, 7 current sensor, 8 DC Voltage fluctuation determiner, 9 3 phase to 2 phase coordinate converter, 10a, 10b dq axis voltage corrector, 11 d axis current band pass filter, 12 q axis current band pass filter, 13 d axis voltage correction Coefficient unit, 14 q-axis voltage correction coefficient unit, 15 integrator, 16 motor, 21, 22 Motor drive control device.

Claims

速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記電圧指令座標変換器で得られた電圧指令値をもとに、ＰＷＭゲート信号を発生するＰＷＭゲート信号発生器と、
インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
監視対象となる物理量の変動が所定の閾値を超えたか否かを判断する物理量変動判定器と、前記インバータ回路部がＰＷＭ出力を瞬間的に停止し、再びゲートＯＮしたとき、
あるいは、前記物理量変動判定器が電圧変動の発生を判断したときに、ｄ軸電圧指令値またはｑ軸電圧指令値を補正するｄｑ軸電圧補正器と、
を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。 A dq-axis voltage command calculator for calculating a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value of the inverter in the two axes d-axis and q-axis from the speed command;
A voltage command coordinate converter for converting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value using an electrical angle obtained from the speed command to obtain a voltage command;
A PWM gate signal generator for generating a PWM gate signal based on the voltage command value obtained by the voltage command coordinate converter;
An inverter circuit unit that detects a power supply voltage of the inverter and outputs a physical quantity to be monitored;
A current sensor for detecting a current output from the inverter circuit unit;
A current calculation coordinate converter that calculates a d-axis current and a q-axis current by the coordinate conversion to the two axes using the electrical angle for the current;
When the physical quantity variation determining unit for determining whether or not the variation of the physical quantity to be monitored exceeds a predetermined threshold, and when the inverter circuit unit instantaneously stops the PWM output and turns on the gate again,
Alternatively, a dq-axis voltage corrector that corrects the d-axis voltage command value or the q-axis voltage command value when the physical quantity variation determiner determines the occurrence of voltage fluctuation;
A motor drive control device comprising:

前記ｄｑ軸電圧補正器は、
ｄ軸電流の変動を検出するｄ軸電流変動検出器と、
ｑ軸電流の電流の変動を検出するｑ軸電流変動検出器と、
前記物理量変動判定器により電圧変動が発生したと判定した時に、ｄ軸電流変動をもとにｄ軸電圧を補正する第１の係数器、及びｑ軸電流変動をもとにｑ軸電圧を補正する第２の係数器と、
を備えたことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。 The dq axis voltage corrector is
a d-axis current fluctuation detector for detecting fluctuations in the d-axis current;
a q-axis current fluctuation detector for detecting fluctuations in the q-axis current;
A first coefficient unit that corrects the d-axis voltage based on the d-axis current fluctuation and the q-axis voltage is corrected based on the q-axis current fluctuation when it is determined by the physical quantity fluctuation determiner that the voltage fluctuation has occurred. A second coefficient unit,
The motor drive control device according to claim 1, comprising:

前記ｄｑ軸電圧補正器は、
ｄ軸電流の変動を検出するｄ軸電流変動検出器を有し、
前記物理量変動判定器により電圧変動が発生したと判定した時に、ｄ軸電流変動をもとにｄ軸電圧を補正する第１の係数器を備えるか、または前記第１の係数器及びｄ軸電流変動をもとにｑ軸電圧を補正する第３の係数器を共に備えていることを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動制御装置。 The dq axis voltage corrector is
a d-axis current fluctuation detector for detecting fluctuations in the d-axis current;
A first coefficient unit that corrects a d-axis voltage based on a d-axis current fluctuation when the physical quantity variation determination unit determines that a voltage variation has occurred; or the first coefficient unit and the d-axis current The motor drive control device according to claim 1, further comprising a third coefficient unit that corrects the q-axis voltage based on the fluctuation.

前記物理量変動判定器は、前記ｄ軸電流変動検出器により検出したｄ軸電流の変動によって発生する電圧変動が、所定の閾値を超えたときに電圧変動が発生したと判定することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動制御装置。 The physical quantity variation determiner determines that a voltage variation has occurred when a voltage variation generated by a variation in d-axis current detected by the d-axis current variation detector exceeds a predetermined threshold. The motor drive control apparatus of Claim 2 or Claim 3.

前記物理量変動判定器は、電源電圧の変動が第１の所定の閾値を超えた時でかつ、前記ｄ軸電流変動検出器によって検出したｄ軸電流の変動が第２の所定の閾値を超えたときに、電圧変動が発生したと判定することを特徴とする請求項２または請求項３に記載のモータ駆動制御装置。 The physical quantity variation determiner has a variation in d-axis current detected by the d-axis current variation detector when a variation in power supply voltage exceeds a first predetermined threshold and a second predetermined threshold. 4. The motor drive control device according to claim 2, wherein it is determined that voltage fluctuation has occurred.

速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
ｄ軸電流変動を検出するｄ軸電流変動検出器と、
ｑ軸電流変動を検出するｑ軸電流変動検出器と、を有し、
前記インバータ回路部がPWM出力を瞬間的に停止し、再びゲートＯＮした時に、前記ｄ軸
電流変動検出器により検出したｄ軸電流変動を用いてｄ軸電圧を補正する第１の係数器と、前記ｑ軸電流変動検出器により検出したｑ軸電流変動を用いてｑ軸電圧を補正する第２の係数器とを備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。 A dq-axis voltage command calculator for calculating a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value of the inverter in the two axes d-axis and q-axis from the speed command;
A voltage command coordinate converter for converting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value using an electrical angle obtained from the speed command to obtain a voltage command;
An inverter circuit unit that detects a power supply voltage of the inverter and outputs a physical quantity to be monitored; a current sensor that detects a current output from the inverter circuit unit;
A current calculation coordinate converter that calculates a d-axis current and a q-axis current by the coordinate conversion to the two axes using the electrical angle for the current;
a d-axis current fluctuation detector for detecting d-axis current fluctuation;
a q-axis current fluctuation detector for detecting q-axis current fluctuation,
A first coefficient unit that corrects the d-axis voltage using the d-axis current fluctuation detected by the d-axis current fluctuation detector when the inverter circuit section momentarily stops PWM output and turns on the gate again; A motor drive control device comprising: a second coefficient unit that corrects a q-axis voltage using a q-axis current variation detected by the q-axis current variation detector.

速度指令からｄ軸とｑ軸の２軸におけるインバータのｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を算出するｄｑ軸電圧指令演算器と、
前記ｄ軸電圧指令値とｑ軸電圧指令値を、前記速度指令から求めた電気角を用いて座標変換し電圧指令を得る電圧指令座標変換器と、
前記インバータの電源電圧を検出するとともに、監視対象となる物理量を出力するインバータ回路部と、
前記インバータ回路部から出力された電流を検出する電流センサと、
前記電流について前記電気角を用いて前記２軸への座標変換によりｄ軸電流とｑ軸電流を算出する電流算出座標変換器と、
ｄ軸電流の変動を検出するｄ軸電流変動検出器と、を有し、
前記インバータ回路部がPWM出力を瞬間的に停止し、再びゲートＯＮした時に、ｄ軸電流
を用いてｄ軸電圧を補正する第１の係数器、または、前記第１の係数器及びｄ軸電流を用いてｑ軸電圧を補正する第３の係数器を備えたことを特徴とするモータ駆動制御装置。 A dq-axis voltage command calculator for calculating a d-axis voltage command value and a q-axis voltage command value of the inverter in the two axes d-axis and q-axis from the speed command;
A voltage command coordinate converter for converting the d-axis voltage command value and the q-axis voltage command value using an electrical angle obtained from the speed command to obtain a voltage command;
An inverter circuit unit that detects a power supply voltage of the inverter and outputs a physical quantity to be monitored;
A current sensor for detecting a current output from the inverter circuit unit;
A current calculation coordinate converter that calculates a d-axis current and a q-axis current by the coordinate conversion to the two axes using the electrical angle for the current;
a d-axis current fluctuation detector for detecting fluctuations in the d-axis current,
The first coefficient unit for correcting the d-axis voltage using the d-axis current or the first coefficient unit and the d-axis current when the inverter circuit section stops the PWM output instantaneously and turns the gate on again. A motor drive control device comprising a third coefficient unit that corrects the q-axis voltage using the