JP6076222B2 - Power converter - Google Patents
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Description
この発明は、交流電力を任意の周波数および電圧値の交流電力に変換する電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts AC power into AC power having an arbitrary frequency and voltage value.
コンデンサとスイッチング素子とからなる単相変換器を複数台用いて３相交流電圧を出力する電力変換装置においては、各単相変換器のコンデンサの電圧のいずれかが異常に上昇すると素子破壊等が生じ得るためこれらコンデンサの電圧を均一に制御する必要がある。
その対策として、例えば、特許文献１では、単相変換器（単相インバータ）を３組用いることにより、３相交流電圧を出力する電力変換装置において、単相インバータは、直流電源を有しており、その直流電源からの出力エネルギーの割合を制御するために、単相変換器から出力される３相交流電圧の零相電圧成分を調節する。
In a power converter that outputs a three-phase AC voltage using a plurality of single-phase converters composed of capacitors and switching elements, if any one of the capacitor voltages of each single-phase converter rises abnormally, element destruction, etc. It is necessary to uniformly control the voltages of these capacitors because they may occur.
As a countermeasure, for example, in
また、例えば、特許文献２は、１相当たり、複数台の単相インバータ（電圧出力ユニット）を有する３相の電力変換装置（無効電力補償装置）において、各電圧出力ユニットは、コンデンサ（電力貯蔵手段）を有している。この無効電力補償装置において、系統電圧が不平衡になった場合においても、電力貯蔵手段の電圧を一定に制御するため、逆相成分を含む無効電力を流す。
Further, for example, in
以上の特許文献１および２は、零相成分や逆相成分を用いて、複数台の単相変換器のコンデンサの電圧を均一化する技術を紹介しているが、いずれも、その単相変換器は、コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して出力するものであり、交流電圧を任意の交流電圧に変換する電力変換装置では、これらの対策をそのまま適用することは出来ないという課題があった。
The
この発明は、以上のような従来の課題を解決するためになされたもので、単相変換器を複数台用いて交流電圧を任意の交流電圧に変換するものであって、各単相変換器のコンデンサの電圧を均一に制御することが出来る電力変換装置を得ることを目的とするものである。 The present invention has been made to solve the conventional problems as described above, and converts an AC voltage into an arbitrary AC voltage by using a plurality of single-phase converters. An object of the present invention is to obtain a power converter capable of uniformly controlling the voltage of the capacitor.
この発明に係る電力変換装置は、３相以上の交流入力電圧が印加される交流入力端子と３相以上の交流出力電圧が印加される交流出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
各相にセル変換器を備え、セル変換器は、コンデンサと、交流入力端子からの交流電圧を直流電圧に変換してコンデンサに出力するコンバータと、コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して交流出力端子に出力するインバータとを備え、
各相のコンバータを制御するコンバータ制御手段、各相のインバータを制御するインバータ制御手段、および各相のコンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御手段を備え、交流入力端子に接続された１次巻線と相毎に互いに絶縁されたオープン巻線からなる２次巻線とを備えた変圧器を設け、２次巻線にコンバータの交流側を接続し、電力バランス制御手段は、コンバータ制御手段に設けられ、コンバータ制御手段において生成するコンバータの交流入力電圧指令値に交流入力電圧の逆相成分を重畳させることにより各相のコンデンサの電圧を均一化するようにしたものである。
A power converter according to the present invention is a power converter that performs power conversion between an AC input terminal to which an AC input voltage of three or more phases is applied and an AC output terminal to which an AC output voltage of three or more phases is applied. There,
Each phase is equipped with a cell converter. The cell converter converts a capacitor, an AC voltage from an AC input terminal into a DC voltage and outputs it to the capacitor, and converts the DC voltage of the capacitor into an AC voltage. An inverter that outputs to the output terminal,
A primary winding connected to the AC input terminal is provided with converter control means for controlling the converter of each phase, inverter control means for controlling the inverter of each phase, and power balance control means for equalizing the voltage of the capacitor of each phase. A transformer having a secondary winding consisting of a wire and an open winding insulated from each other for each phase is provided, the AC side of the converter is connected to the secondary winding, and the power balance control means is connected to the converter control means. The voltage of the capacitor of each phase is made uniform by superimposing the negative phase component of the AC input voltage on the AC input voltage command value of the converter that is provided and is generated by the converter control means .
この発明に係る電力変換装置は、以上のように、３相以上の交流入力電圧が印加される交流入力端子と３相以上の交流出力電圧が印加される交流出力端子との間で電力変換を行う電力変換装置を構成するセル変換器を制御するコンバータ制御手段およびインバータ制御手段とともに電力バランス制御手段を備えたので、各相のセル変換器のコンデンサの電圧を均一にでき、従って、高い信頼性を有し、交流電力を任意の周波数および電圧値の交流電力に変換できる電力変換装置を実現することが出来る。
更に、コンバータ制御手段において生成するコンバータの交流入力電圧指令値に交流入力電圧の逆相成分を重畳させることにより各相のコンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御手段を備えたので、各相のセル変換器のコンデンサの電圧をより確実に均一にできる。
As described above, the power conversion device according to the present invention performs power conversion between an AC input terminal to which an AC input voltage of three or more phases is applied and an AC output terminal to which an AC output voltage of three or more phases is applied. Since the power balance control means is provided together with the converter control means and inverter control means for controlling the cell converter constituting the power converter to be performed, the voltage of the capacitor of the cell converter of each phase can be made uniform, and thus high reliability It is possible to realize a power conversion device that can convert AC power into AC power having an arbitrary frequency and voltage value.
Further, since the power supply control means for equalizing the voltage of the capacitor of each phase by superimposing the negative phase component of the AC input voltage on the AC input voltage command value of the converter generated in the converter control means is provided. The voltage of the capacitor of the cell converter can be made more uniform.
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。ここでは、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔを、３相系統電源１０１に接続し、交流出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗを、３相電動機４０１に接続している。
なお、図１では、３相交流電力の間で電力変換を行うものを示すが、この発明に係る電力変換装置が扱い得る交流電力は、後述する正相成分、逆相成分を制御の対象とする観点から、３以上の任意の相数の交流電力の間で電力変換する場合に適用することが出来る。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a main circuit configuration of a power conversion device according to
In addition, in FIG. 1, although what performs power conversion between three-phase alternating current power is shown, the alternating current power which the power converter device which concerns on this invention can handle is made into the control object of the positive phase component mentioned later and a negative phase component. Therefore, the present invention can be applied to the case where power conversion is performed between AC powers having an arbitrary number of phases of 3 or more.
交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔには、変圧器２０１の１次巻線が接続され、変圧器２０１の２次巻線には、単相変換器であるセル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗの交流入力側が接続され、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗの交流出力側が、３相電動機４０１に接続されている。
制御手段６０１は、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗに内在するスイッチング素子のオンオフを制御する。
The primary winding of the
The control means 601 controls on / off of the switching elements inherent in the
図２は、変圧器２０１の巻線構造を示す回路図である。１次巻線（入力側）はスター（Ｙ）結線となっているが、これは一例であり、デルタ（Δ）結線を用いてもよい。２次巻線（出力側）は、３相巻線が単相に分離されたオープン巻線となっている。図２の例では、スター結線の中性点をＮとすると、Ｒ−Ｎ間、Ｓ−Ｎ間、Ｔ−Ｎ間に印加された電圧が、それぞれ巻数比倍されて、Ｒｓ−Ｎａ間、Ｓｓ−Ｎｂ間、Ｔｓ−Ｎｃ間に現れる。
なお、変圧器２０１には、漏れインダクタンスを含むインピーダンスが存在するが、このインピーダンスについては、後段で触れる。
FIG. 2 is a circuit diagram illustrating a winding structure of the
The
図３は、セル変換器３０Ｘ（Ｘ：Ｕ、Ｖ、Ｗ）の内部構成を示す回路図である。図３（ａ）に示すように、入力端子をＩＮ１、ＩＮ２、出力端子をＯＵＴ１、ＯＵＴ２とする。図３（ｂ）と（ｃ）には、各々、セル変換器３０Ｘがいわゆる２レベル変換器の場合、およびいわゆる３レベル変換器の場合について示しており、どちらを採用してもよい。
図３（ｂ）は、交流側電位が２段階に変化する２レベル変換器を用いている。セル変換器３０Ｘは、入力側と出力側に、各々単相変換器を有しており、それらの直流部はお互いに背中合せに接続されている。直流部には、コンデンサＣ１のようなエネルギー蓄積要素を接続する。
FIG. 3 is a circuit diagram showing an internal configuration of the
FIG. 3B uses a two-level converter in which the AC side potential changes in two stages. The
図３（ｃ）は、交流側電位が３段階に変化する、ダイオードクランプ形の３レベル変換器を用いており、直流部には、コンデンサＣＰ、ＣＮを有する。なお、３レベル変換器の２つのコンデンサＣＰ、ＣＮの電圧をバランスさせることは公知であり、また、本願の対象外であるので、ここでは特に説明はしない。単にコンデンサ電圧と呼ぶ場合は、コンデンサＣＰ、ＣＮの合計電圧を意味する。 FIG. 3C uses a diode-clamped three-level converter in which the AC side potential changes in three stages, and the DC part has capacitors CP and CN. Note that balancing the voltages of the two capacitors CP and CN of the three-level converter is well known and is out of the scope of the present application, and is not specifically described here. When simply called the capacitor voltage, it means the total voltage of the capacitors CP and CN.
図３のスイッチング素子には、ＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ−Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）を採用しているが、他のスイッチング素子でもよい。他のスイッチング素子の例として、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ−Ｏｘｉｄｅ−Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ−Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）や、ＧＴＯ（Ｇａｔｅ Ｔｕｒｎ−Ｏｆｆ）サイリスタ、ＧＣＴ（Ｇａｔｅ Ｃｏｍｍｕｔａｔｅｄ Ｔｕｒｎ−ｏｆｆ）サイリスタなどがある。また、スイッチング素子にボディダイオードが内在しない場合、逆並列にＦＷＤ（Ｆｒｅｅ−Ｗｈｅｅｌｉｎｇ Ｄｉｏｄｅ）を用いてもよい。 The switching element of FIG. 3 employs an IGBT (Insulated-Gate Bipolar Transistor), but may be another switching element. Examples of other switching elements include a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), a GTO (Gate Turn-Off) thyristor, and a GCT (Gate Committed Turn-off) thyristor. Further, when the switching element does not have a body diode, FWD (Free-Wheeling Diode) may be used in antiparallel.
力行時の電力の流れ（パワーフロー）を、入力側（Ｒ、Ｓ、Ｔ側）から出力側（Ｕ、Ｖ、Ｗ側）とすると、入力側の単相変換器は、順変換（交流から直流への変換）、出力側の単相変換器は、逆変換（直流から交流への変換）を行う。よって、入力側の単相変換器をコンバータ（Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ）、出力側の単相変換器をインバータ（Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）と呼ぶことにする。 When the power flow during power running (power flow) is changed from the input side (R, S, T side) to the output side (U, V, W side), the single-phase converter on the input side performs forward conversion (from AC (Conversion to direct current), the single-phase converter on the output side performs reverse conversion (conversion from direct current to alternating current). Therefore, the input-side single-phase converter is referred to as a converter, and the output-side single-phase converter is referred to as an inverter.
図４は、制御手段６０１の内部構成を示すブロック図で、制御手段６０１は、コンバータを制御するコンバータ制御手段６１１と、インバータを制御するインバータ制御手段６２１とを有する。 FIG. 4 is a block diagram showing the internal configuration of the control means 601. The control means 601 has a converter control means 611 that controls the converter and an inverter control means 621 that controls the inverter.
図１に示すような主回路構成の場合、電力変換装置におけるエネルギー蓄積要素（コンデンサ）が各相に存在するため、全体的な電力の流れのみを制御していると、各相の電力がアンバランスとなり、ある特定の相のセル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧が上昇をし続ける可能性がある。その結果、セル変換器３０Ｘのスイッチング素子の耐圧を超過してしまい、素子破損に至る可能性があり信頼性が低下する。
In the case of the main circuit configuration as shown in FIG. 1, since energy storage elements (capacitors) in the power converter exist in each phase, if only the overall power flow is controlled, the power in each phase is There is a possibility that the capacitor voltage of the
本発明の実施の形態１における電力変換装置は、そのような事態に陥らないために、図４に示すように、、コンバータ制御手段６１１に、各相の電力バランスを制御して各相コンデンサの電圧を均一化するための電力バランス制御手段６１２を設けている。
なお、後段の実施の形態２では、インバータ制御手段６２１にも、図４では、破線で示す電力バランス制御手段６２２を設けている。
In order to prevent such a situation from occurring in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention, as shown in FIG. 4, the converter control means 611 controls the power balance of each phase so as to A power balance control means 612 for equalizing the voltage is provided.
In the second embodiment, the inverter control means 621 is also provided with power balance control means 622 indicated by a broken line in FIG.
先ず、インバータ制御手段６２１について説明する。図５は、インバータ制御手段６２１の制御構成を示すブロック図である。図５に示すように、出力電圧指令値生成手段６２３は、ベースとなるインバータ各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊を生成する。この生成方法としては、公知であるベクトル制御やダイレクトトルク制御、Ｖ／Ｆ（電圧／周波数）一定制御などを用いることができる。 First, the inverter control means 621 will be described. FIG. 5 is a block diagram showing a control configuration of the inverter control means 621. As shown in FIG. 5, the output voltage command value generation means 623 generates AC output voltage command values Viu *, Viv *, and Viw * for each phase of the inverter serving as a base. As this generation method, known vector control, direct torque control, V / F (voltage / frequency) constant control, or the like can be used.
これらによって生成された交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊は、三相平衡、すなわち正相成分のみを含んでおり、各相の総和Ｖｉｕ＊＋Ｖｉｖ＊＋Ｖｉｗ＊は零となる。よって、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ−Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によって、この交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊が、スイッチング制御周期の平均値に一致するように、セル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗのスイッチング素子を制御する。
The AC output voltage command values Viu *, Viv *, and Viw * generated by these include three-phase equilibrium, that is, only the positive phase component, and the total sum Viu * + Viv * + Viw * of each phase is zero. Therefore, the switching elements of the
従って、３相電動機４０１が３相平衡なインピーダンスを有していれば、積極的に各相電力をバランスさせる手段は有していないが、各相の出力電流がバランスするので、各相から出力される平均電力はバランスする。よって、インバータの動作によって生じる各相の電力アンバランスを最小にすることができる。
Therefore, if the three-
なお、電力バランスを制御するものではないが、インバータ制御手段６２１には、図５に示しているように、３ｎ次調波重畳手段６２４を設けてもよい。ここで、ｎは、１以上の整数である。これは、各相で共通の（零相の）３ｎ次の電圧成分を加えることで、線間電圧を変化させることなく、出力相電圧の最大値を低減できる。例えば、３ｎ次調波指令Ｖ３ｎｚ＊として、交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊と同一の初期位相で、周波数が３倍、振幅が１／６の値に設定すると、相電圧の波高値を√３／２倍に低減することができる。 Although not controlling power balance, the inverter control means 621 may be provided with 3n-order harmonic superimposing means 624 as shown in FIG. Here, n is an integer of 1 or more. This can reduce the maximum value of the output phase voltage without changing the line voltage by adding a common (zero phase) 3n-order voltage component in each phase. For example, when the 3n-order harmonic command V3nz * is set to the same initial phase as the AC output voltage command value Viu *, the frequency is tripled and the amplitude is 1/6, the peak value of the phase voltage is set to √3 / It can be reduced by a factor of two.
このような３ｎ次調波重畳手段６２４によって得られた、交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊、Ｖｉｖ＊＊、Ｖｉｗ＊＊は、正相電圧のみならず零相電圧も含んでいるため、不平衡となる。しかしながら、零相電圧が３ｎ次であるので、零相電圧３ｎ次成分と出力電流（主に基本波成分のみ）とで生じる出力電力は、出力電圧の１周期平均で零となる。よって、３ｎ次調波重畳手段６２４を設けても、出力電力が各相でアンバランスすることはない。 Since the AC output voltage command values Viu **, Viv **, and Viw ** obtained by the 3n-order harmonic superimposing means 624 include not only the positive phase voltage but also the zero phase voltage, they are unbalanced. It becomes. However, since the zero-phase voltage is 3n-order, the output power generated by the zero-phase voltage 3n-order component and the output current (mainly only the fundamental wave component) is zero on the average of the output voltage for one cycle. Therefore, even if the 3n-order harmonic superimposing means 624 is provided, the output power will not be unbalanced in each phase.
以上のように、図５に示すインバータ制御手段６２１において、出力電圧指令値生成手段６２３は、正相成分のみの交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊、Ｖｉｖ＊、Ｖｉｗ＊を出力し、３ｎ次調波重畳手段６２４は、電圧指令値に相電圧波高値を低減する目的の零相電圧のみを生成するものであるので、出力電力は各相で略バランスするとともに、インバータの定格直流電圧の低減が実現する。よって、過電圧による素子破壊から免れるという信頼性向上の他に、耐圧の低い、安価・小型で低損失のスイッチング素子を使用できるという利点がある。
As described above, in the
次に、コンバータ制御手段６１１およびこのコンバータ制御手段６１１に設けられた電力バランス制御手段６１２について説明する。先のインバータ制御手段６２１は、いわば、すべてが３相平衡であるという理想状態を前提として各相の出力電力のバランスを図っている。言い換えると、３相平衡の電圧指令値に基づきフィードフォワード的に、各相の出力電力をバランスさせている。故に、交流出力側に接続される負荷（３相電動機４０１）にある若干の不平衡成分や、部品の特性バラツキなどにより、各相で生じる電力損失が異なる場合、出力電力が各相で若干ながらアンバランスとなる。そこで、コンバータ側の制御手段では、この電力のバランスを積極的に補償する制御を行う。
Next, the
図６は、コンバータ制御手段６１１の制御構成を示すブロック図である。先ず、電圧センサ（図示省略）にて、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔに印加される、３相Ｒ、Ｓ、Ｔ相の系統電圧Ｖｒ、Ｖｓ、Ｖｔを検出する。なお、３相３線式系統の場合は、３相の電圧総和が零となるので、２相の電圧のみを検出して、残りを計算で求めてもよい。また、それらを用いて、Ｒ相の基準位相θを導出する。位相θは、例えば、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）を用いて導出することが可能であり、その具体的な要領は公知であるのでここでは省略する。 FIG. 6 is a block diagram showing a control configuration of converter control means 611. First, three-phase R, S, and T-phase system voltages Vr, Vs, and Vt applied to the AC input terminals R, S, and T are detected by a voltage sensor (not shown). In the case of a three-phase three-wire system, the sum of the three-phase voltages is zero, so only the two-phase voltages may be detected and the remaining may be obtained by calculation. Also, the reference phase θ of the R phase is derived using them. The phase θ can be derived using, for example, a phase-locked loop (PLL), and a specific procedure thereof is well known and is omitted here.
その基準位相θを用いて、ｄｑ変換（ｄｑ ｔｒａｎｓ．）を行い、ｄ軸電圧Ｖｄ、ｑ軸電圧Ｖｑ、ｚ軸（零相軸）電圧Ｖｚを算出する。それに変圧器２０１の巻数比ＴＲを乗じて、２次側換算した交流入力電圧検出値Ｖｄ２、Ｖｑ２、Ｖｚ２を導出する。
また、電流センサ（図示省略）を用いて、各相のコンバータに流入する交流入力電流Ｉｒ、Ｉｓ、Ｉｔを検出する。検出した電流にｄｑ変換（ｄｑ ｔｒａｎｓ．）を施し、ｄ軸電流Ｉｄ、ｑ軸電流Ｉｑ、ｚ軸電流Ｉｚを導出する。
Using the reference phase θ, dq conversion (dq trans.) Is performed to calculate a d-axis voltage Vd, a q-axis voltage Vq, and a z-axis (zero-phase axis) voltage Vz. The AC input voltage detection values Vd2, Vq2, and Vz2 converted to the secondary side are derived by multiplying it by the turns ratio TR of the
Further, AC input currents Ir, Is, It flowing into the converters of the respective phases are detected using a current sensor (not shown). The detected current is subjected to dq conversion (dq trans.) To derive d-axis current Id, q-axis current Iq, and z-axis current Iz.
なお、系統電圧が３相平衡の場合、ｄ軸は、Ｒ相の基準位相θと９０度（π／２）ずれた方向で、従って、ｄ軸電流は無効電流に相当する。また、ｑ軸は、Ｒ相の基準位相θと同軸の方向で、従って、ｑ軸電流は有効電流に相当する。ｚ軸成分は、３相の総和が零のならない成分である。
また、以上で示す、Ｒ、Ｓ、Ｔ３相電圧からｄ、ｑ、ｚ軸電圧への変換式の一例を下式に示す。
When the system voltage is three-phase balanced, the d-axis is in a direction shifted by 90 degrees (π / 2) from the R-phase reference phase θ, and thus the d-axis current corresponds to a reactive current. Further, the q axis is in a direction coaxial with the reference phase θ of the R phase, and therefore the q axis current corresponds to an effective current. The z-axis component is a component in which the sum of the three phases does not become zero.
Moreover, an example of the conversion formula from the R, S, T phase voltage shown above to the d, q, z axis voltage is shown in the following formula.
変換後の各軸の交流入力電流検出値Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉｚと、後段の図７で詳述する、各軸の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊との偏差を計算し、ＰＩ制御を施すことによって、電流制御として必要な操作量を算出する。
電流制御手段としてのＰＩ制御器は、各軸の交流入力電流検出値Ｉｄ、Ｉｑ、Ｉｚが各軸の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊に追従するよう交流入力端子の交流入力電圧（Ｖｄ、Ｖｑ、Ｖｚ）とコンバータの交流入力電圧との差に相当する、変圧器２０１のインピーダンスに印加すべき差電圧指令値を出力する。
The deviation between the AC input current detection values Id, Iq, Iz of each axis after conversion and the current command values Id *, Iq *, Iz * of each axis, which will be described in detail later with reference to FIG. To calculate the operation amount necessary for current control.
The PI controller as the current control means is configured so that the AC input current detection values Id, Iq, and Iz of each axis follow the current command values Id *, Iq *, and Iz * of each axis. Vd, Vq, Vz) and a differential voltage command value to be applied to the impedance of the
コンバータの電流は、コンバータに流入する方向を正としているので、コンバータの交流入力電圧指令値の各軸成分は、減算手段により、交流入力電圧検出値Ｖｄ２、Ｖｑ２、Ｖｚ２からＰＩ制御器の出力である各軸の差電圧指令値を減算することにより求められる。この減算手段の出力を逆ｄｑ変換（ｉｎｖｅｒｓｅ ｄｑ ｔｒａｎｓ．）することで、コンバータの交流入力電圧指令値Ｖｃｒ＊、Ｖｃｓ＊、Ｖｃｔ＊を算出する。 Since the converter current is positive in the direction of flow into the converter, each axis component of the converter AC input voltage command value is subtracted from the AC input voltage detection values Vd2, Vq2, and Vz2 by the output of the PI controller. It is obtained by subtracting the differential voltage command value for each axis. The converter's AC input voltage command values Vcr *, Vcs *, and Vct * are calculated by performing inverse dq conversion (inverse dq trans.) On the output of the subtracting means.
なお、上記変圧器２０１のインピーダンスは、ほぼその漏れインダクタンスで決定されるが、ＰＩ制御器等による制御特性上、必要であれば、変圧器２０１のインピーダンスとして漏れインダクタンスに更にインダクタンスを追加するようにしてもよい。
The impedance of the
これら導出したコンバータの交流入力電圧指令値Ｖｃｒ＊、Ｖｃｓ＊、Ｖｃｔ＊は、ＰＷＭによってスイッチング素子の駆動信号に変換され、コンバータを構成するスイッチング素子のオンオフを制御する。
以上の動作により、変圧器２０１のインピーダンスに、ＰＩ制御器の出力である差電圧指令値に相当する電圧が印加される、従って、コンバータの交流入力電流が電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊に相当する電流値に一致する制御がなされる訳である。
なお、上記で示した電流制御手法は、一般的な方法であり、例えば、ＰＩ制御（比例・積分制御）をＰ制御（比例制御）に変更しても差し支えない。
The derived AC input voltage command values Vcr *, Vcs *, and Vct * of the converter are converted into drive signals for the switching elements by the PWM, and the on / off of the switching elements constituting the converter is controlled.
As a result of the above operation, a voltage corresponding to the differential voltage command value that is the output of the PI controller is applied to the impedance of the
The current control method described above is a general method. For example, PI control (proportional / integral control) may be changed to P control (proportional control).
本発明の最も特徴とするところは、図６で示した電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊を生成する手段にある。
次に、図７を参照して、各軸の電流指令値Ｉｄ＊、Ｉｑ＊、Ｉｚ＊の生成要領について説明する。
The most characteristic feature of the present invention resides in means for generating the current command values Id *, Iq *, and Iz * shown in FIG.
Next, how to generate the current command values Id *, Iq *, and Iz * for each axis will be described with reference to FIG.
先ず、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、同図（ａ）に示すように、正相成分Ｉｄｐ＊と逆相成分Ｉｄｎ＊との和で構成する。既述したとおり、ｄ軸電流は、Ｒ相の基準位相θと９０度ずれており、かつ、その正相成分Ｉｄｐ＊は、Ｒ→Ｓ→Ｔの正の相順であるので、一般的な無効電流に相当する。
本願の電力変換装置におけるコンバータは、もっぱら、コンデンサに電力（有効電力）を供給しその電圧を維持することをその責務としており、従って、無効電流は流さず、正相成分Ｉｄｐ＊には零を設定する（同図（ｂ））。
First, the d-axis current command value Id * is constituted by the sum of a normal phase component Idp * and a negative phase component Idn * as shown in FIG. As described above, the d-axis current is shifted by 90 degrees from the reference phase θ of the R phase, and the positive phase component Idp * is a positive phase sequence of R → S → T. Corresponds to reactive current.
The converter in the power conversion device of the present application is exclusively responsible for supplying power (active power) to the capacitor and maintaining its voltage. Therefore, no reactive current flows and zero is set for the positive phase component Idp *. Setting is made ((b) in the figure).
ｄ軸の逆相成分Ｉｄｎ＊は、Ｒ相の基準位相θと９０度ずれており、かつ、Ｒ→Ｔ
→Ｓの逆の相順であるので、相によって、電圧と電流の位相差が異なるため、有効成分、無効成分が変化し、後述するように、本願では、その値を調整することで、各相コンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御に利用する。
The d-phase anti-phase component Idn * is shifted by 90 degrees from the R-phase reference phase θ, and R → T
→ Since the phase order is the reverse of S, the phase difference between the voltage and current differs depending on the phase, so that the effective component and the ineffective component change. As will be described later, in this application, by adjusting the value, Used for power balance control to equalize phase capacitor voltage.
ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は、同図（ｃ）に示すように、正相成分Ｉｑｐ＊と逆相成分Ｉｑｎ＊との和で構成する。既述したとおり、ｑ軸電流は、Ｒ相の基準位相θと同位相であり、かつ、その正相成分Ｉｑｐ＊は、Ｒ→Ｓ→Ｔの正の相順であるので、一般的な有効電流に相当する。
コンデンサの平均電圧は、有効電力によって決まるため、このｑ軸電流指令値の正相成分Ｉｑｐ＊は、同図（ｄ）に示す要領で設定する。即ち、各相コンデンサの電圧ＶｄｃＵ、ＶｄｃＶ、ＶｄｃＷの平均値（ａｖｅｒａｇｅ）を求め、このコンデンサ電圧平均値がコンデンサ電圧指令値Ｖｄｃ＊に追従するように、ＰＩ制御器がＩｑｐ＊を生成する。なお、ＰＩ制御器は、Ｐ制御器でもよい。これにより、セル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧の平均値を指令値と略等しく制御することができる。
The q-axis current command value Iq * is constituted by the sum of a normal phase component Iqp * and a negative phase component Iqn * as shown in FIG. As described above, the q-axis current has the same phase as the reference phase θ of the R phase, and the positive phase component Iqp * has a positive phase sequence of R → S → T. Corresponds to current.
Since the average voltage of the capacitor is determined by the active power, the positive phase component Iqp * of the q-axis current command value is set as shown in FIG. That is, the average value (average) of the voltages VdcU, VdcV, and VdcW of each phase capacitor is obtained, and the PI controller generates Iqp * so that the capacitor voltage average value follows the capacitor voltage command value Vdc *. The PI controller may be a P controller. Thereby, the average value of the capacitor voltage of the
ｑ軸の逆相成分Ｉｑｎ＊は、Ｒ相の基準位相θと同位相で、かつ、Ｒ→Ｔ→Ｓの逆の相順であるので、相によって、電圧と電流の位相差が異なるため、有効成分、無効成分が変化し、先のｄ軸の逆相成分Ｉｄｎ＊と同様、後述するように、本願では、その値を調整することで、各相コンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御に利用する。 Since the q-phase antiphase component Iqn * is in phase with the R phase reference phase θ and in the reverse phase order of R → T → S, the phase difference between voltage and current differs depending on the phase. As will be described later, the effective component and the ineffective component change, and as described later, in this application, by adjusting the value, the power balance control that equalizes the voltage of each phase capacitor, as the effective component and the ineffective component change. To use.
ｚ軸電流指令値Ｉｚ＊は零に設定する（同図（ｅ））。即ち、ここでは、零相電流は流さないように制御する。 The z-axis current command value Iz * is set to zero ((e) in the figure). That is, here, control is performed so that no zero-phase current flows.
図８は、３相交流で見た場合の各相電圧と電流を表したベクトル図、図９は、このベクトル図に基づいて電力バランス制御の効果を説明する図である。
ここでは、時計回りを正の相順としており、実線で示す正相３相電圧と破線で示す逆相３相電流がある場合、Ｒ相では、電圧電流が同位相で力率＝１の入力方向の電力（＋１００）となる。Ｓ相では、電圧と電流とが１２０度の位相差を有し、力率＝０．５の出力方向の電力（−５０）となる。Ｔ相では、電圧と電流とが１２０度の位相差を有し、力率＝０．５の出力方向の電力（−５０）となる。
図９の下段は、上述した逆相成分の電流により、Ｓ相とＴ相のコンデンサ電力の一部が、Ｒ相のコンデンサに移動し、３相のコンデンサの電力がバランスする様子を示している。
FIG. 8 is a vector diagram showing the voltage and current of each phase when viewed in three-phase alternating current, and FIG. 9 is a diagram for explaining the effect of power balance control based on this vector diagram.
Here, clockwise is a positive phase sequence, and when there are a normal three-phase voltage indicated by a solid line and a negative three-phase current indicated by a broken line, in the R phase, the voltage current is the same phase and the power factor = 1 input. Directional power (+100). In the S phase, the voltage and current have a phase difference of 120 degrees, and the power in the output direction (−50) with a power factor = 0.5. In the T phase, the voltage and current have a phase difference of 120 degrees, and the power in the output direction (−50) is 0.5.
The lower part of FIG. 9 shows a state in which part of the S-phase and T-phase capacitor power is moved to the R-phase capacitor due to the above-described current of the negative phase component, and the power of the three-phase capacitor is balanced. .
図１０は、コンバータ制御手段６１１に設ける電力バランス制御手段６１２での逆相成分電流指令演算手段６１３の制御構成を示すブロック図で、図９で説明した動作原理に基づき、各相コンデンサの電圧を均一にして電力をバランスさせるためのｄ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊およびｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｑｎ＊を生成する具体的な制御回路である。 FIG. 10 is a block diagram showing a control configuration of the negative phase component current command calculation means 613 in the power balance control means 612 provided in the converter control means 611. Based on the operation principle described in FIG. This is a specific control circuit that generates a d-axis current command value opposite phase component Idn * and a q-axis current command value opposite phase component Iqn * for equalizing and balancing power.
先ず、Ｖ、Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶとＶｄｃＷの平均値を導出し、Ｕ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとの偏差を計算する。その偏差をＰＩ制御器（Ｐ制御器でもよい）に与える。それをＲ相基準の逆相電流Ｉｂｒ、Ｉｂｔ、Ｉｂｓに乗じる。ここで、Ｒ相基準の逆相電流とは、Ｒ相が系統電圧と位相が等しい逆相電流（Ｓ相がＲ相よりも１２０度進み、Ｔ相がＲ相よりも２４０度進み）のことである（図８参照）。このような逆相電流は、先の図９で説明したように、Ｓ相、Ｔ相から出力された電力はＲ相に流入する。よって、Ｒ相に接続されているセル変換器３０Ｕのコンデンサ電圧ＶｄｃＵが他のＳ、Ｔ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶとＶｄｃＷの平均値よりも小さくなると、即ち、ＰＩ制御器に入力される偏差がプラスになると、他のＳ、Ｔ相からＲ相に電力が流入し、バランスを確保することができる。
First, an average value of V and W phase capacitor voltages VdcV and VdcW is derived, and a deviation from the U phase capacitor voltage VdcU is calculated. The deviation is given to a PI controller (which may be a P controller). It is multiplied by the reverse phase currents Ibr, Ibt, Ibs based on the R phase. Here, the reverse phase current based on the R phase is a reverse phase current in which the R phase is equal in phase to the system voltage (the S phase is advanced 120 degrees from the R phase and the T phase is advanced 240 degrees from the R phase). (See FIG. 8). In such a reverse phase current, as described with reference to FIG. 9, the power output from the S phase and the T phase flows into the R phase. Therefore, when the capacitor voltage VdcU of the
同様に、Ｕ、Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとＶｄｃＷの平均値を導出し、Ｖ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶとの偏差を計算する。その偏差をＰＩ制御器（Ｐ制御器でもよい）に与える。それをＳ相基準の逆相電流Ｉｂｔ、Ｉｂｓ、Ｉｂｒに乗じる。このように制御を行うことで、Ｓ相とＲ、Ｔ相の間で移動する電力を制御することができる。
同様に、Ｕ、Ｖ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとＶｄｃＶの平均値を算出し、Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＷとの偏差を計算する。その偏差をＰＩ制御器（Ｐ制御器でもよい）に与える。それをＴ相基準の逆相電流Ｉｂｓ、Ｉｂｒ、ｉｂｔに乗じる。このように制御を行うことで、Ｔ相とＲ、Ｓ相の間で移動する電力を制御することができる。
Similarly, an average value of the U and W phase capacitor voltages VdcU and VdcW is derived, and a deviation from the V phase capacitor voltage VdcV is calculated. The deviation is given to a PI controller (which may be a P controller). It is multiplied by the S-phase reference reverse phase currents Ibt, Ibs, and Ibr. By performing control in this way, it is possible to control the power that moves between the S phase, the R phase, and the T phase.
Similarly, the average value of the U and V phase capacitor voltages VdcU and VdcV is calculated, and the deviation from the W phase capacitor voltage VdcW is calculated. The deviation is given to a PI controller (which may be a P controller). It is multiplied by the T-phase reference reverse phase currents Ibs, Ibr, and ibt. By performing control in this way, it is possible to control the power that moves between the T phase, the R, and S phases.
以上のように導出した逆相電流を各相毎に合計し、ｄｑ変換を施すことで、ｄ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊およびｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｑｎ＊を導出することができる。
このｄ、ｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊は、ＰＩ制御器および逆ｄｑ変換を介して、コンバータの交流入力電圧指令値Ｖｃｒ＊、Ｖｃｓ＊、Ｖｃｔ＊に変換されるため（図６）、このコンバータの交流入力電圧にも逆相成分電圧が含まれることを意味する。
The d-axis current command value reversed-phase component Idn * and the q-axis current command value reversed-phase component Iqn * can be derived by summing the reversed-phase current derived as described above for each phase and performing dq conversion. it can.
Since the d and q-axis current command value reverse phase components Idn * and Iqn * are converted to the converter AC input voltage command values Vcr *, Vcs * and Vct * via the PI controller and the inverse dq conversion ( FIG. 6) means that the AC input voltage of this converter also includes a negative phase component voltage.
以上のように、本発明の実施の形態１で示す電力変換装置は、コンバータ制御手段６１１に設ける電力バランス制御手段６１２での逆相成分電流指令演算手段６１３により、ｄ、ｑ軸電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を演算し、電流指令値に重畳するようにしたので、各相の電力バランスを確保することができ、最終的には、各相のセル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧を均一に制御することができる。その結果、インバータに耐圧が低いスイッチング素子を使用することができるので、損失が低減でき、また装置の小型化が可能となる。
As described above, the power conversion device shown in
なお、以上では、交流入力電圧および電流を一旦ｄ、ｑ、ｚ軸変換し、それに伴い、電流指令値は、重畳する電流指令値逆相成分も含めｄ、ｑ軸成分で演算設定し、これらから求めた電圧指令値をｄ、ｑ逆変換して制御するようにしたが、この発明の適用上、必ずしも、ｄ、ｑ、ｚ軸への変換を経る必要はない。 In the above, the AC input voltage and current are once converted into d, q, and z axes, and accordingly, the current command value is calculated and set with the d and q axis components including the superimposed current command value reverse phase component. The voltage command value obtained from the above is controlled by inversely transforming d and q, but it is not always necessary to perform conversion to the d, q and z axes for the application of the present invention.
また、以上の説明では、ＰＷＭの手法について特に限定はしていないが、インバータの出力電力をさらにバランスさせるためには、そのスイッチング周波数をインバータの出力周波数の３ｍ倍（ｍは１以上の整数）とするのが望ましい。このようにすることで、各相が完全に同一のスイッチングパターンで位相のみが異なる電圧を出力することになり、出力電圧がさらにバランスする。これにより、コンバータ制御手段６１１で電流指令値に重畳すべき逆相成分電流を低減することができ、系統への影響を軽減させることが出来る。 In the above description, the PWM method is not particularly limited, but in order to further balance the output power of the inverter, the switching frequency is 3 m times the output frequency of the inverter (m is an integer of 1 or more). Is desirable. By doing in this way, each phase outputs the voltage from which only a phase differs in the completely same switching pattern, and an output voltage further balances. Thereby, the negative phase component current which should be superimposed on the current command value by the converter control means 611 can be reduced, and the influence on the system can be reduced.
また、以上の説明では、交流入力端子Ｒ、Ｓ、Ｔと各セル変換器３０Ｘとの間に変圧器２０１を設けたが、３相系統電源１０１が、相間が互いに絶縁された３相の交流電源で構成されているような場合には、必ずしも変圧器を設ける必要はなく、単なるインピーダンス要素とすることが出来る。
In the above description, the
実施の形態２．
先の実施の形態１では、インバータ制御手段は、フィードフォワード的に各相の電力がバランスするように正相成分と３ｎ次調波の零相成分のみを出力し、コンバータ制御手段は、フィードバック的に各相の電力がバランスするように逆相成分を出力した。
これに対し、この実施の形態２では、インバータ制御手段もフィードバック的に各相の電力がバランスするように制御を行うことで信頼性の向上を図っている。
In the first embodiment, the inverter control means outputs only the positive-phase component and the zero-phase component of the 3n-order harmonic so that the power of each phase is balanced in a feed-forward manner, and the converter control means The negative phase components were output so that the power of each phase was balanced.
On the other hand, in the second embodiment, the inverter control means also performs control so that the electric power of each phase is balanced in a feedback manner, thereby improving the reliability.
図１１は、本発明の実施の形態２におけるインバータ制御手段６２１Ａの制御構成を示すブロック図である。３ｎ次調波重畳手段６２４により、各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊、Ｖｉｖ＊＊、Ｖｉｗ＊＊を導出するところまでは、先の実施の形態１の図５と同一であるが、その後段に、さらに零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を重畳する電力バランス制御手段６２２を追設して、各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊＊、Ｖｉｖ＊＊＊、Ｖｉｗ＊＊＊を導出する箇所が異なる。
零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊は、３ｎ次成分以外も含んでおり、インバータ制御手段６２１Ａにおいて、フィードバック的に各相の電力をバランスさせる効果がある。
FIG. 11 is a block diagram showing a control configuration of inverter control means 621A in the second embodiment of the present invention. The steps up to deriving the AC output voltage command values Viu **, Viv **, and Viw ** for each phase by the 3n-order harmonic superimposing means 624 are the same as those in FIG. 5 of the first embodiment. In the subsequent stage, power balance control means 622 for superimposing the zero-phase component voltage command value Vzb * is additionally provided, and the AC output voltage command values Viu ***, Viv ***, and Viw *** for each phase are added. The location to derive is different.
The zero-phase component voltage command value Vzb * includes components other than the 3n-order component, and has an effect of balancing the power of each phase in a feedback manner in the
図１２は、この零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を演算する零相成分電圧指令演算手段６２５の制御構成を示すブロック図である。零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊は、各相のセル変換器３０Ｕ、３０Ｖ、３０Ｗのコンデンサ電圧ＶｄｃＵ、ＶｄｃＶ、ＶｄｃＷが互いにバランスする（等しくなる）ように決定される。
FIG. 12 is a block diagram showing a control configuration of the zero-phase component voltage command calculating means 625 for calculating the zero-phase component voltage command value Vzb *. The zero-phase component voltage command value Vzb * is determined so that the capacitor voltages VdcU, VdcV, and VdcW of the
先ず、各相コンデンサ電圧ＶｄｃＵ、ＶｄｃＶ、ＶｄｃＷの平均（ａｖｅｒａｇｅ）を計算する。その平均値とＵ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵとの偏差を計算し、ＬＰＦ（Ｌｏｗ−Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）に与える。ＬＰＦは、偏差に存在する振動成分を除去する役割を果たしており、移動平均などを用いてもよい。
更に、Ｐ（比例）制御器を経た出力に、インバータのベースとなる交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊を乗じる。これにより、ＶｄｃＵと各相の平均値とがバランスするようになる。
First, the average of each phase capacitor voltage VdcU, VdcV, VdcW is calculated. The deviation between the average value and the U-phase capacitor voltage VdcU is calculated and given to an LPF (Low-Pass Filter). The LPF plays a role of removing vibration components present in the deviation, and a moving average or the like may be used.
Further, the output through the P (proportional) controller is multiplied by the AC output voltage command value Viu * which is the base of the inverter. Thereby, VdcU and the average value of each phase come to balance.
Ｖ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＶについても同様に、各相平均値との偏差を計算した後、ＬＰＦおよびＰ制御器を経た出力に、交流出力電圧指令値Ｖｉｖ＊を乗じる。Ｗ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＷについても同様に、各相平均値との偏差を計算した後、ＬＰＦおよびＰ制御器を経た出力に、交流出力電圧指令値Ｖｉｗ＊を乗じる。３つの相の各々の計算結果を合計して、零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を導出する。
なお、上記は３相電動機４０１が力行動作の場合であり、回生動作を行っている場合は、偏差の符号を逆向きにする。
Similarly, for the V-phase capacitor voltage VdcV, after calculating the deviation from the average value of each phase, the output through the LPF and P controller is multiplied by the AC output voltage command value Viv *. Similarly, for the W-phase capacitor voltage VdcW, after calculating the deviation from the average value of each phase, the output through the LPF and P controller is multiplied by the AC output voltage command value Viw *. The calculation results of the three phases are summed to derive the zero-phase component voltage command value Vzb *.
Note that the above is a case where the three-
例えば、Ｕ相のコンデンサ電圧ＶｄｃＵが他のＶ、Ｗ相に比べて小さい場合、零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊は、Ｖｉｕ＊と逆位相の成分を含むことになる。従って、力行の場合は、Ｕ相の出力電圧が小さくなり、Ｖ相、Ｗ相はＵ相が出力すべきであった電圧を補うことで線間電圧を維持することになる。よって、Ｕ相の出力電力が小さくなり、Ｖ相、Ｗ相の出力電力は大きくなる。言い換えると、Ｖ、Ｗ相から出力された電力がＵ相に流入し、バランスを確保することができる。 For example, when the U-phase capacitor voltage VdcU is smaller than the other V and W phases, the zero-phase component voltage command value Vzb * includes a component having a phase opposite to that of Viu *. Therefore, in the case of power running, the output voltage of the U phase decreases, and the V phase and the W phase maintain the line voltage by supplementing the voltage that the U phase should have output. Therefore, the U-phase output power is reduced, and the V-phase and W-phase output powers are increased. In other words, the power output from the V and W phases flows into the U phase, and a balance can be ensured.
以上のように、本発明の実施の形態２で示す電力変換装置は、コンバータ制御手段６１１に電力バランス制御手段６１２を設けることに加えて、インバータ制御手段６２１Ａにも電力バランス制御手段６２２を設け、その零相成分電圧指令演算手段６２５により、零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を演算し、交流出力電圧指令値に重畳するようにしたので、各相のセル変換器３０Ｘのコンデンサ電圧をより均一に制御することが出来、信頼性がさらに向上する。
As described above, in the power conversion device shown in
なお、コンデンサの定格やその電圧均一化の要請度合い等によっては、電力バランス制御手段をインバータ制御手段にのみ設けるようにしてもよい。 Note that the power balance control means may be provided only in the inverter control means depending on the rating of the capacitor and the degree of request for equalizing the voltage.
実施の形態３．
先の実施の形態２では、コンバータ制御手段とインバータ制御手段との両者に電力バランス制御手段を設けるが、これらの制御においては、逆相成分の電流や零相成分の電圧を本来の電流や電圧に重畳させることになる。
この場合、これら重畳成分の大きさによっては系統に悪影響を及ぼす可能性がある、また、電力変換の状態によっては、電力バランスの効果が十分得られずスイッチング素子等に無用な負担を強いる可能性がある。
In the second embodiment, the power balance control means is provided in both the converter control means and the inverter control means. In these controls, the current of the negative phase component or the voltage of the zero phase component is changed to the original current or voltage. It will be superimposed on.
In this case, depending on the size of these superimposed components, there is a possibility of adversely affecting the system, and depending on the state of power conversion, there is a possibility that the effect of power balance cannot be obtained sufficiently and an unnecessary burden is imposed on the switching elements. There is.
そこで、この実施の形態３は、以上の弊害を未然に防止するべく、コンバータ制御手段あるいはインバータ制御手段の各相の電力バランス制御を、特定の条件下で一方のみに切り替える、もしくは一方からの重畳成分量を低減する、あるいは両方の重畳成分量を低減するようにしたものである。 Therefore, in the third embodiment, the power balance control of each phase of the converter control means or the inverter control means is switched to only one under a specific condition or the superimposition from one is performed in order to prevent the above-described adverse effects. The component amount is reduced, or both superimposed component amounts are reduced.
コンバータ制御手段６１１による各相の電力バランス制御は、系統側に逆相成分の電流を流す。その場合、系統側の特性（インピーダンスなど）によっては、系統電圧に不平衡が発生し、周辺機器に悪影響を及ぼす可能性がある。そこで、逆相成分の電流の指令値を許容できる範囲までにリミット（制限）する。これにより、逆相成分の流出による系統への悪影響を未然に防止することが出来る。 In the power balance control of each phase by the converter control means 611, a current of a negative phase component is supplied to the system side. In that case, depending on the characteristics (impedance, etc.) on the system side, the system voltage may be unbalanced, which may adversely affect peripheral devices. Therefore, the command value for the current of the negative phase component is limited to a permissible range. Thereby, the bad influence to the system | strain by the outflow of a reverse phase component can be prevented beforehand.
また、インバータ制御手段６２１Ａによる各相の電力バランス制御が有効な場合は、コンバータ制御手段６１１による各相の電力バランス制御を抑制または無効化（オフ）することも可能である。これにより、系統に悪影響を及ぼし得る逆相成分の流出を低減または無くすことが出来る。
Further, when the power balance control of each phase by the
一方、インバータ制御手段６２１Ａによる各相の電力バランス制御は、出力する零相電圧を操作する。その場合、出力電流が小さいと、各相間を移動する電力が小さくなるため、効果が弱まる。出力電流が零の場合は、全くの効果がない。即ち、先の図１１において、各相の交流出力電圧指令値Ｖｉｕ＊＊、Ｖｉｖ＊＊、Ｖｉｗ＊＊には差が発生しているが、各相のコンデンサの電圧偏差は改善されずにそのままの状態を維持するといった現象が生じ得ることになる。 On the other hand, the power balance control of each phase by the inverter control means 621A operates the output zero-phase voltage. In this case, if the output current is small, the power that moves between the phases is small, and the effect is weakened. When the output current is zero, there is no effect. That is, in FIG. 11, there is a difference between the AC output voltage command values Viu **, Viv **, and Viw ** for each phase, but the voltage deviation of the capacitors for each phase is not improved and remains as it is. The phenomenon of maintaining this state may occur.
効果がない場合、ＰＩ制御のように積分要素が制御系に存在すると、零相電圧の指令値が増加し続け、インバータが出力可能な電圧範囲を超過する可能性がある。そこで、インバータの出力可能な電圧範囲を超過しないように、零相電圧の指令値にリミッタを設ける。あるいは、コンバータ制御手段による各相の電力バランス制御が有効な場合は、インバータ制御手段による各相の電力バランス制御を無効化（オフ）することも可能である。 When there is no effect, if an integral element is present in the control system as in PI control, the command value of the zero-phase voltage may continue to increase and exceed the voltage range that the inverter can output. Therefore, a limiter is provided for the command value of the zero-phase voltage so as not to exceed the voltage range that the inverter can output. Alternatively, when the power balance control of each phase by the converter control means is effective, the power balance control of each phase by the inverter control means can be invalidated (off).
図１３は、本発明の実施の形態３の制御構成を示すブロック図である。図において、逆相成分電流リミッタ６１４は、先の図１０に示す逆相成分電流指令演算手段６１３からの電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を入力し、判定回路６１５からの信号に基づいて調整した電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊＊、Ｉｑｎ＊＊を、先の図６に示すコンバータ制御手段６１１に出力する。
零相成分電圧リミッタ６２６は、先の図１２に示す零相成分電圧指令演算手段６２５からの零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を入力し、判定回路６２７からの信号に基づいて調整した零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を、先の図１１に示すインバータ制御手段６２１Ａに出力する。
FIG. 13 is a block diagram showing a control configuration of the third embodiment of the present invention. In the figure, a negative phase component
The zero-phase
次に動作について説明する。判定回路６１５は、逆相成分電流指令演算手段６１３からの電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を監視し、これらによる逆相成分が、系統に悪影響を及ぼさないよう定められた規制値に相当する所定の逆相成分電流設定値を越えたときは、実線矢印に示すように、信号を逆相成分電流リミッタ６１４に送り、逆相成分電流リミッタ６１４は、所定の逆相成分電流設定値に制限した電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊＊、Ｉｑｎ＊＊を出力する。
これによって、コンバータ制御手段６１１に設けた電力バランス制御手段６１２の動作で系統に流出する逆相成分が系統に悪影響を与える可能性をなくすことが出来る。
Next, the operation will be described. The
As a result, it is possible to eliminate the possibility that the negative phase component flowing out to the system due to the operation of the power
また、判定回路６１５は、電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊が、所定の逆相成分電流設定値以下のときは、破線矢印に示すように、信号を零相成分電圧リミッタ６２６に送り、零相成分電圧リミッタ６２６は、入力した零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を所定量低減、または零とした零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を出力する。
これにより、コンバータ側での逆相成分の重畳に基づく電力バランス制御の効果が十分発揮されていると判断される場合は、インバータ側での電力バランス制御の負担を軽減または零とすることが出来る。
The
Thereby, when it is judged that the effect of the power balance control based on the superposition of the reverse phase component on the converter side is sufficiently exerted, the burden of the power balance control on the inverter side can be reduced or made zero. .
判定回路６２７は、零相成分電圧指令演算手段６２５からの零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊を監視し、これが、インバータが出力可能な電圧範囲を超過する可能性がある所定の零相成分電圧設定値を越えたときは、実線矢印に示すように、信号を零相成分電圧リミッタ６２６に送り、零相成分電圧リミッタ６２６は、所定の零相成分電圧設定値に制限した零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を出力する。
これによって、インバータ制御手段６２１Ａに設けた電力バランス制御手段６２２の動作でインバータが出力可能な電圧範囲を超過する可能性をなくすことが出来る。
The
Thereby, it is possible to eliminate the possibility of exceeding the voltage range that the inverter can output by the operation of the power balance control means 622 provided in the inverter control means 621A.
また、判定回路６２７は、インバータの交流出力電流を監視し、これが、所定の交流出力電流設定値以上のときは、破線矢印に示すように、信号を逆相成分電流リミッタ６１４に送り、逆相成分電流リミッタ６１４は、入力した電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊、Ｉｑｎ＊を所定量低減、または零とした電流指令値逆相成分Ｉｄｎ＊＊、Ｉｑｎ＊＊を出力する。
これにより、インバータの交流出力電流が、例えば、定格電流の１０％以上で、インバータ側での零相成分の重畳に基づく電力バランス制御の効果が十分発揮されていると判断される場合は、コンバータ側での電力バランス制御の負担を軽減または零とすることで系統への逆相成分の流出を極力低減またはなくすことが出来る。
In addition, the
Thus, when it is determined that the AC output current of the inverter is 10% or more of the rated current and the effect of the power balance control based on the superposition of the zero-phase component on the inverter side is sufficiently exhibited, the converter By reducing or eliminating the burden of power balance control on the side, the outflow of reverse phase components to the system can be reduced or eliminated as much as possible.
また、判定回路６２７は、インバータの交流出力電流が、例えば、定格電流の１０％未満のときは、インバータ側での零相成分の重畳に基づく電力バランス制御の効果が期待されないと判断して、零とした零相成分電圧指令値Ｖｚｂ＊＊を出力してインバータ側での無用な電力バランス制御を停止するようにしてもよい。
Further, the
以上のように、本発明の実施の形態３で示す電力変換装置は、コンバータ制御手段あるいはインバータ制御手段の各相の電力バランス制御において、特定の条件下で、逆相成分または零相成分の重畳量を制限または零とする逆相成分電流リミッタ６１４および零相成分電圧リミッタ６２６を設けたので、逆相電流による系統への悪影響を防止し、かつ、インバータの出力可能な電圧範囲を広げることなく、安価・小型で信頼性の高い電力変換装置を実現することが出来る。
As described above, the power conversion device shown in the third embodiment of the present invention is configured to superimpose a reverse phase component or a zero phase component under specific conditions in the power balance control of each phase of the converter control means or the inverter control means. Since the negative-phase component
実施の形態４．
図１４は、本発明の実施の形態４における電力変換装置の主回路構成を示す回路図である。先の実施の形態１から３では、セル変換器３０Ｘは、各相に１台備える場合を例に説明をした。この実施の形態４では、セル変換器３０Ｘが各相に２台以上（図１４の例では３台）を備える。セル変換器３０Ｘは、コンバータ側では変圧器２１１を介して並列に接続されており、インバータ側では直列に接続されている。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 14 is a circuit diagram showing a main circuit configuration of the power conversion device according to Embodiment 4 of the present invention. In the first to third embodiments, the
図１４において、変圧器２１１は、図１５に示すように、２次側に複数のオープン巻線を有しており、各々がセル変換器３０Ｘに接続されている。なお、変圧器は３台で構成してもよい。
ここで、コンバータ制御手段は、各相１台、合計３台を１セットとして制御を行う。例えば、セル変換器３０Ｕ１、３０Ｖ１、３０Ｗ１を１セットとして、実施の形態１から３のいずれかの制御を実施する。２セット目のセル変換器３０Ｕ２、３０Ｖ２、３０Ｗ２についても同様である。３セット目のセル変換器３０Ｕ３、３０Ｖ３、３０Ｗ３についても同様である。
In FIG. 14, the
Here, the converter control means performs control with one unit for each phase and a total of three units as one set. For example, the cell converters 30U1, 30V1, and 30W1 are set as one set, and the control according to any one of the first to third embodiments is performed. The same applies to the second set of cell converters 30U2, 30V2, and 30W2. The same applies to the third set of cell converters 30U3, 30V3, and 30W3.
一方、インバータ制御手段は、各相のインバータの出力電圧指令値を１／３（３セル／相の場合）倍して、それぞれのセル変換器のインバータを制御する。例えば、図５のＶｉｕ＊＊は１／３倍して、セル変換器３０Ｕ１、３０Ｕ２、３０Ｖ３のインバータの電圧指令値とする。他相も同様である。 On the other hand, the inverter control means multiplies the output voltage command value of the inverter of each phase by 1/3 (in the case of 3 cells / phase) to control the inverter of each cell converter. For example, Viu ** in FIG. 5 is multiplied by 1/3 to obtain voltage command values for the inverters of the cell converters 30U1, 30U2, and 30V3. The same applies to the other phases.
このように、本発明の実施の形態４では、各相に２台以上のセル変換器を備えて、適切に制御を行うことで、容易に高電圧の出力電圧が得られると同時に、信頼性が高く、安価・小型の電力変換装置を実現できる。 As described above, in the fourth embodiment of the present invention, two or more cell converters are provided in each phase, and appropriate control is performed, whereby a high output voltage can be easily obtained and reliability can be obtained. A low-priced, small-sized power conversion device can be realized.
なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 It should be noted that the present invention can be freely combined with each other within the scope of the invention, and each embodiment can be appropriately modified or omitted.
１０１ ３相系統電源、２０１，２１１ 変圧器、
３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，３０Ｕ１，３０Ｕ２，３０Ｕ３，３０Ｖ１，３０Ｖ２，３０Ｖ３，３０Ｗ１，３０Ｗ２，３０Ｗ３ セル変換器、
４０１ ３相電動機、６０１ 制御手段、６１１ コンバータ制御手段、
６１２ 電力バランス制御手段、６１３ 逆相成分電流演算手段、
６１４ 逆相成分電流リミッタ、６１５ 判定回路、
６２１，６２１Ａ インバータ制御手段、６２２ 電力バランス制御手段、
６２３ 出力電圧指令値生成手段、６２４ ３ｎ次調波重畳手段、
６２６ 零相成分電圧リミッタ、６２７ 判定回路。
101 three-phase system power supply, 201, 211 transformer,
30U, 30V, 30W, 30U1, 30U2, 30U3, 30V1, 30V2, 30V3, 30W1, 30W2, 30W3 cell converter,
401 three-phase motor, 601 control means, 611 converter control means,
612 power balance control means, 613 negative phase component current calculation means,
614 negative phase component current limiter, 615 determination circuit,
621, 621A inverter control means, 622 power balance control means,
623 output voltage command value generation means, 624 3n-order harmonic superposition means,
626 Zero-phase component voltage limiter, 627 determination circuit.
Claims (7)
各相にセル変換器を備え、前記セル変換器は、コンデンサと、前記交流入力端子からの交流電圧を直流電圧に変換して前記コンデンサに出力するコンバータと、前記コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換して前記交流出力端子に出力するインバータとを備え、
前記各相のコンバータを制御するコンバータ制御手段、前記各相のインバータを制御するインバータ制御手段、および前記各相のコンデンサの電圧を均一化する電力バランス制御手段を備え、
前記交流入力端子に接続された１次巻線と相毎に互いに絶縁されたオープン巻線からなる２次巻線とを備えた変圧器を設け、前記２次巻線に前記コンバータの交流側を接続し、 前記電力バランス制御手段は、前記コンバータ制御手段に設けられ、前記コンバータ制御手段において生成する前記コンバータの交流入力電圧指令値に前記交流入力電圧の逆相成分を重畳させることにより前記各相のコンデンサの電圧を均一化するようにしたことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that performs power conversion between an AC input terminal to which an AC input voltage of three or more phases is applied and an AC output terminal to which an AC output voltage of three or more phases is applied,
A cell converter is provided for each phase, the cell converter converting a DC voltage from the AC input terminal to a DC voltage and outputting the DC voltage to the capacitor, and converting the DC voltage of the capacitor to an AC voltage. An inverter that converts and outputs to the AC output terminal,
Converter control means for controlling the converter of each phase, inverter control means for controlling the inverter of each phase, and power balance control means for equalizing the voltage of the capacitor of each phase ,
A transformer having a primary winding connected to the AC input terminal and a secondary winding composed of an open winding insulated from each other for each phase is provided, and the AC side of the converter is connected to the secondary winding. And the power balance control means is provided in the converter control means, and superimposes a negative phase component of the AC input voltage on the AC input voltage command value of the converter generated by the converter control means. A power conversion device characterized in that the voltage of the capacitor is made uniform .
前記電力バランス制御手段は、前記各相のコンデンサの電圧が均一になるよう前記電流指令値に重畳させる逆相成分電流指令値を演算する逆相成分電流指令演算手段を備え、この演算された前記逆相成分電流指令値を前記電流指令値に重畳するようにしたことを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。 The converter control means includes a current command generation means for generating a current command value, a voltage detection means for detecting the AC input voltage and outputting an AC input voltage detection value converted to the secondary winding side of the transformer, the AC Current detecting means for detecting a current flowing into the input terminal and outputting an AC input current detection value; an AC input voltage of the AC input terminal and an AC of the converter so that the AC input current detection value follows the current command value Current control means for outputting a differential voltage command value to be applied to the impedance of the transformer corresponding to a difference from the input voltage, and an AC input of the converter by subtracting the differential voltage command value from the AC input voltage detection value Subtracting means for outputting a voltage command value is provided,
The power balance control means includes a negative phase component current command calculation means for calculating a negative phase component current command value to be superimposed on the current command value so that the voltage of the capacitor of each phase is uniform, The power converter according to claim 1, wherein a negative phase component current command value is superimposed on the current command value .
前記インバータの交流出力電流が所定の交流出力電流設定値以上のとき前記電流指令値に重畳する前記逆相成分電流指令値を所定量低減させ、前記逆相成分電流指令演算手段が演算する前記逆相成分電流指令値が所定の逆相成分電流設定値以下のとき前記インバータの交流出力電圧指令値に重畳する前記零相成分電圧指令値を所定量低減させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。 When the power balance control means according to claim 2 or claim 3 and the power balance control means according to claim 4 or claim 5 are provided,
When the AC output current of the inverter is greater than or equal to a predetermined AC output current set value, the reverse phase component current command value superimposed on the current command value is reduced by a predetermined amount, and the reverse phase component current command calculation means calculates the reverse The zero-phase component voltage command value superimposed on the AC output voltage command value of the inverter is reduced by a predetermined amount when the phase component current command value is equal to or less than a predetermined negative-phase component current set value. apparatus.
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