JP6064906B2 - Distortion compensation amplification apparatus and distortion compensation amplification method - Google Patents
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Description
本発明は、歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法に関し、特に入力信号の大きさに応じて電源電圧を変化させる機能と、増幅器の歪み補償を行う機能とを備えた歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法に関する。 The present invention relates to a distortion compensation amplifying apparatus and a distortion compensation amplifying method, and more particularly, to a distortion compensation amplifying apparatus and a distortion compensation having a function of changing a power supply voltage according to the magnitude of an input signal and a function of performing distortion compensation of an amplifier. The present invention relates to an amplification method.
携帯電話や無線ＬＡＮ（Local Area Network）など、近年の無線通信に用いられているデジタル変調方式は、ＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）や多値ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）などの変調フォーマットが採用されている。このような変調フォーマットでは、一般にシンボル間の遷移時に信号の軌跡が振幅変調を伴う。マイクロ波帯のキャリア信号に重畳された高周波変調信号では、時間とともに信号の振幅（包絡線）が変化する。ここで、高周波変調信号のピーク電力と平均電力の比は、ＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）と呼ばれている。ＰＡＰＲが大きい信号を増幅する場合は、高い線形性を確保する為に、ピーク電力に対しても波形が歪まないように電源から十分に大きな電源電圧を増幅器に供給する必要がある。言い換えると、電源電圧で制限される飽和電力よりも十分低い電力領域で余裕（バックオフ）をもたせて増幅器を動作させる必要がある。一般に、Ａ級やＢ級動作させた線形増幅器では、その飽和電力付近で電力効率が最大になるので、バックオフが大きい領域で動作させると平均的な電力効率は低くなる。 Digital modulation schemes used in recent wireless communications such as cellular phones and wireless LANs (Local Area Networks) employ modulation formats such as QPSK (Quadrature Phase Shift Keying) and multilevel QAM (Quadrature Amplitude Modulation). Yes. In such a modulation format, the signal trajectory is generally accompanied by amplitude modulation at the time of transition between symbols. In the high frequency modulation signal superimposed on the microwave band carrier signal, the amplitude (envelope) of the signal changes with time. Here, the ratio of the peak power to the average power of the high frequency modulation signal is called PAPR (Peak-to-Average Power Ratio). When a signal with a large PAPR is amplified, it is necessary to supply a sufficiently large power supply voltage from the power supply to the amplifier so that the waveform is not distorted with respect to the peak power in order to ensure high linearity. In other words, it is necessary to operate the amplifier with a margin (backoff) in a power region sufficiently lower than the saturation power limited by the power supply voltage. In general, in a linear amplifier operated in class A or class B, the power efficiency is maximized in the vicinity of the saturated power, so that the average power efficiency is lowered when operated in a region where the back-off is large.
次世代携帯電話、無線ＬＡＮ、及びデジタルテレビ放送に採用されているマルチキャリアを用いた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式では、ＰＡＰＲは非常に大きくなる傾向にあり、増幅器の平均的な電力効率はさらに低下する。したがって、増幅器の特性としては、バックオフの大きい電力領域でも高い効率を有していることが望ましい。 In the Orthogonal Frequency Division Multiplexing (OFDM) method using multicarriers used in next-generation mobile phones, wireless LANs, and digital television broadcasting, the PAPR tends to become very large, and the average of amplifiers The typical power efficiency is further reduced. Therefore, it is desirable that the amplifier has high efficiency even in a power region with a large back-off.
バックオフの大きい電力領域で広いダイナミックレンジに渡って高効率に信号を増幅する方式として包絡線除去・復元（ＥＥＲ：Envelope Elimination and Restoration）や包絡線追跡（ＥＴ：Envelope Tracking）という送信方式が知られている。ＥＥＲ方式では、まず、入力変調信号が、その位相成分と振幅成分とに分解される。位相成分は、位相変調情報を維持したまま振幅一定で増幅器に入力される。このとき、増幅器は、常に電力効率が最大となる飽和電力付近で動作させる。一方、振幅成分は、その振幅変調情報に応じて電源装置の出力電圧を変化させる。この出力電圧は、増幅器の電源電圧として用いられる。このように動作させることにより、増幅器は乗算器として動作し、入力変調信号の位相成分と振幅成分は合成され、バックオフによらず高い効率で増幅された出力変調信号が得られる。 Known methods for amplifying signals with high efficiency over a wide dynamic range in a large back-off power range include envelope removal and restoration (EER) and envelope tracking (ET). It has been. In the EER system, first, an input modulation signal is decomposed into its phase component and amplitude component. The phase component is input to the amplifier with a constant amplitude while maintaining the phase modulation information. At this time, the amplifier is always operated in the vicinity of the saturated power at which the power efficiency is maximized. On the other hand, the amplitude component changes the output voltage of the power supply device according to the amplitude modulation information. This output voltage is used as a power supply voltage for the amplifier. By operating in this way, the amplifier operates as a multiplier, the phase component and the amplitude component of the input modulation signal are combined, and an output modulation signal amplified with high efficiency regardless of backoff is obtained.
一方、ＥＴ方式でも、入力変調信号の振幅成分の振幅変調情報に応じて電源装置の出力電圧を変化させ、その出力電圧を増幅器の電源電圧として用いる構成は、ＥＥＲ方式と同じである。異なるのは、ＥＥＲ方式では、増幅器に振幅一定の位相変調信号のみを入力し、飽和動作させるのに対して、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分の両方を含む入力変調信号をそのまま増幅器に入力し、線形動作させる点である。ここで、振幅変調情報は、入力変調信号のエンベロープを示す情報である。ＥＴ方式の場合は、増幅器は線形動作するのでＥＥＲ方式よりは電力効率は低下する。しかしながら、入力変調信号の振幅の大きさに応じて、増幅器には必要最小限の電力しか供給されないため、増幅器を振幅によらず一定の電源電圧で使用した場合に比べると、やはり高い電力効率を得ることができる。また、ＥＴ方式では、振幅成分と位相成分を合成するタイミングマージンが緩和され、ＥＥＲ方式に比べ実現しやすいという利点もある。 On the other hand, even in the ET system, the configuration in which the output voltage of the power supply device is changed according to the amplitude modulation information of the amplitude component of the input modulation signal and the output voltage is used as the power supply voltage of the amplifier is the same as in the EER system. The difference is that, in the EER system, only a phase modulation signal with a constant amplitude is input to the amplifier for saturation operation, whereas in the ET system, an input modulation signal including both the amplitude component and the phase component is input to the amplifier as it is. The point of linear operation. Here, the amplitude modulation information is information indicating the envelope of the input modulation signal. In the case of the ET system, the amplifier operates linearly, so that the power efficiency is lower than that of the EER system. However, since only the minimum necessary power is supplied to the amplifier according to the amplitude of the input modulation signal, the power efficiency is still higher than when the amplifier is used at a constant power supply voltage regardless of the amplitude. Can be obtained. In addition, the ET method has an advantage that the timing margin for combining the amplitude component and the phase component is relaxed and is easier to realize than the EER method.
ＥＥＲ方式やＥＴ方式に用いる電源装置は、入力変調信号の振幅成分に応じて、精度よく、低ノイズで、かつ高効率に出力電圧を変化できる電圧源である必要がある。なぜならば、携帯電話など近年のデジタル変調を用いた無線通信方式では、隣接したチャネルへの漏洩電力（ＡＣＰＲ：Adjacent Channel Leakage Power Ratio）や、変調誤差を表すエラーベクトル強度（ＥＶＭ：Error Vector Magnitude）を一定値以下に抑えることが規格で定められている。電源装置の出力電圧が、入力振幅信号に対して線形でないと、相互変調歪によりＡＣＰＲやＥＶＭが劣化する。また、電源電圧のノイズが増幅器の出力に混入すると、やはりＡＣＰＲが劣化する。また、ＥＥＲ方式やＥＴ方式において、電源装置の応答帯域（速度）は、入力変調信号の帯域（速度）の最低でも２倍以上は必要と言われている。例えば、携帯電話のＷＣＤＭＡ（WidebandCode Division Multiple Access）規格では、変調帯域は約５ＭＨｚあり、無線ＬＡＮのＩＥＥＥ８０２．１１ａ／ｇ規格では、変調帯域は約２０ＭＨｚある。変調帯域は今後ますます広くなっていくことから、電源装置に要求される応答速度はさらに大きくなると思われる。 The power supply device used for the EER method or the ET method needs to be a voltage source that can change the output voltage with high accuracy, low noise, and high efficiency according to the amplitude component of the input modulation signal. This is because in recent wireless communication systems using digital modulation such as mobile phones, leakage power to adjacent channels (ACPR: Adjacent Channel Leakage Power Ratio) and error vector intensity (EVM: Error Vector Magnitude) representing modulation error The standard stipulates that the value is kept below a certain value. If the output voltage of the power supply device is not linear with respect to the input amplitude signal, ACPR and EVM deteriorate due to intermodulation distortion. Further, when noise of the power supply voltage is mixed into the output of the amplifier, the ACPR also deteriorates. Further, in the EER method and the ET method, it is said that the response band (speed) of the power supply device is required to be at least twice the band (speed) of the input modulation signal. For example, in the WCDMA (Wideband Code Division Multiple Access) standard for mobile phones, the modulation band is about 5 MHz, and in the wireless LAN IEEE 802.11a / g standard, the modulation band is about 20 MHz. Since the modulation band will become wider and wider in the future, the response speed required for the power supply device will be further increased.
しかしながら、高耐圧の電源装置において、現時点で応答速度はデバイスの限界性能にほぼ達しており、１０ＭＨｚ以上の応答速度に追従するのは困難である。この課題を克服する方法としては、電源装置に供給されるエンベロープ信号の高周波成分を抑制するように低速化した上で、増幅器の入力信号をトラッキングするエンベロープ信号（以下、「エンベロープ」とも言う）として増幅器に供給する方式があり、その例が特許文献１、２や非特許文献１に記載されている。
However, in a high-voltage power supply device, the response speed has almost reached the limit performance of the device at present, and it is difficult to follow the response speed of 10 MHz or higher. As a method of overcoming this problem, as an envelope signal (hereinafter also referred to as “envelope”) for tracking the input signal of the amplifier after reducing the speed so as to suppress the high-frequency component of the envelope signal supplied to the power supply device. There are systems for supplying to an amplifier, and examples thereof are described in
上述した方式により、高周波成分を抑制するように低速化したエンベロープと、入力信号のエンベロープの関係をスケーリングして図示したのが図１である。原点を通る直線は、飽和特性を示す飽和直線である。飽和直線は、低速化前後でエンベロープの値が同一となる場合における、低速化前後のエンベロープの関係を示す直線となる。低速化後のエンベロープの値が飽和直線を下回ってしまうと、低速化後のエンベロープに基づく電源電圧に対して出力信号が飽和してしまい出力信号の歪みが大きくなる。また、飽和直線よりも低速化後のエンベロープの値が上にあるほど、電力効率が低下してしまう。上述した方式では、図１に示すとおり入力信号のエンベロープと、低速化後のエンベロープの間の相関関係が失われてしまう。その理由は、上述した方式では、ローパスフィルタによって高周波成分を抑制するようにしているからである。ローパスフィルタによって単に高周波成分を除去することで信号を低速化した場合、低速化前後で信号の相関関係が失われてしまうことが知られている。 FIG. 1 shows a scaled relationship between the envelope that has been slowed down so as to suppress high-frequency components and the envelope of the input signal by the above-described method. A straight line passing through the origin is a saturation straight line indicating saturation characteristics. The saturation straight line is a straight line indicating the relationship of the envelope before and after the speed reduction when the envelope values are the same before and after the speed reduction. If the value of the envelope after the speed reduction falls below the saturation line, the output signal is saturated with respect to the power supply voltage based on the envelope after the speed reduction, and the distortion of the output signal increases. In addition, the power efficiency decreases as the value of the envelope after the speed reduction is higher than the saturation straight line. In the method described above, the correlation between the envelope of the input signal and the envelope after the speed reduction is lost as shown in FIG. The reason is that, in the above-described method, high-frequency components are suppressed by a low-pass filter. It is known that when a signal is slowed by simply removing high-frequency components with a low-pass filter, the correlation of the signal is lost before and after the slowing.
増幅器に供給されるエンベロープの値に基づく電源電圧は、増幅器のゲインに影響を与える。そのため、入力信号のエンベロープと低速化後のエンベロープの間に相関関係が失われてしまうと、入力信号と増幅後の出力信号の相関関係も薄れてしまうことになる。つまり、入力信号に対する増幅器のゲインがバラついてしまう。すると、一般的なプリディストータを用いて歪み補償を行うことが不可能になる。ここで、入力信号のエンベロープとは、低速化前のエンベロープのことである。 The power supply voltage based on the value of the envelope supplied to the amplifier affects the gain of the amplifier. Therefore, if the correlation is lost between the envelope of the input signal and the envelope after the speed reduction, the correlation between the input signal and the output signal after amplification is also weakened. That is, the gain of the amplifier with respect to the input signal varies. Then, it becomes impossible to perform distortion compensation using a general predistorter. Here, the envelope of the input signal is an envelope before speed reduction.
次に、その理由について説明する。まず、一般的なプリディストータにおける歪み補償技術では、入力信号と、その入力信号を増幅した出力信号とを比較して、その歪特性を検出する。そして、検出した歪特性に応じた逆歪みを、増幅前の入力信号に加えることで、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪みを補償する。しかし、上述したように、ＥＴ方式において、入力信号のエンベロープと、増幅器に供給されるエンベロープとの間で相関関係が失われてしまう場合、増幅器自体が有する非線形性に加えて、エンベロープによっても歪み特性が変わってしまうことになる。そのため、ＥＴ方式における増幅器の歪み特性を適切に計算するためには、入力信号と出力信号の値に加えて、低速化後のエンベロープの値も考慮する必要がある。 Next, the reason will be described. First, in a distortion compensation technique in a general predistorter, an input signal is compared with an output signal obtained by amplifying the input signal, and the distortion characteristic is detected. And the distortion resulting from the non-linearity which amplifier itself has is compensated by adding the reverse distortion according to the detected distortion characteristic to the input signal before amplification. However, as described above, in the ET system, when the correlation between the envelope of the input signal and the envelope supplied to the amplifier is lost, distortion is also caused by the envelope in addition to the nonlinearity of the amplifier itself. The characteristics will change. Therefore, in order to appropriately calculate the distortion characteristics of the amplifier in the ET method, it is necessary to consider the value of the envelope after the speed reduction in addition to the values of the input signal and the output signal.
そこで、上記の歪みを抑制するために、低速化後のエンベロープの値と入力信号のエンベロープの値を常にモニタして、プリディストータでその値も考慮して歪みを計算する方法が考えられる。つまり、入力信号のエンベロープと低速化後のエンベロープの無相関に起因するゲインの分散を抑制するためには、歪み補償の特徴量として、入力信号と出力信号の値に加えて、低速化後のエンベロープの値も考慮して歪み補償の値を計算する必要がある。しかしながら、この場合、プリディストータが考慮すべき値が２次元的な広がりを持ってしまう。さらに、プリディストータが考慮すべき値は、低速化後のエンベロープがとり得る値の全てを対象とすることになるため、膨大な広がりを持ってしまうことになる。そのため、計算量やメモリの観点から言って、大規模で消費電力の大きな装置になってしまうという問題がある。 Therefore, in order to suppress the above-described distortion, a method of constantly monitoring the value of the envelope after the speed reduction and the value of the envelope of the input signal, and calculating the distortion in consideration of the value with a predistorter can be considered. In other words, in order to suppress the gain dispersion caused by decorrelation between the envelope of the input signal and the envelope after the speed reduction, in addition to the values of the input signal and the output signal as the distortion compensation feature quantity, It is necessary to calculate the distortion compensation value in consideration of the envelope value. However, in this case, the value that the predistorter should consider has a two-dimensional spread. Furthermore, the values that should be taken into account by the predistorter are all the values that can be taken by the envelope after the speed reduction, and therefore have a huge spread. Therefore, there is a problem that the apparatus becomes large and consumes a large amount of power from the viewpoint of calculation amount and memory.
上述したように、増幅器に対する電源電圧の生成に、入力信号から抽出したエンベロープを使用する場合に、単に高周波成分を除去することでエンベロープを低速化してしまうと、低速化前のエンベロープと低速化後のエンベロープとの間で相関関係が失われてしまい、適切な歪み補償を行うことが困難となってしまうという問題がある。 As described above, when the envelope extracted from the input signal is used to generate the power supply voltage for the amplifier, if the envelope is slowed down simply by removing the high frequency component, the envelope before the slowing down and the envelope after the slowing down are reduced. There is a problem that the correlation with the envelope is lost, making it difficult to perform appropriate distortion compensation.
それに対して、図２に示すように、振幅的に見てエンベロープの傾きが緩やかになるように、エンベロープの値を調整することでエンベロープを低速化することも考えられる。このように低速化することで、低速化前後のエンベロープの間で相関関係を保つことができる。その一方で、図２に示すような低速化前後のエンベロープの関係を示す直線が、飽和直線よりも離れれば離れるほど、電力効率も低下してしまうことになる。しかしながら、単純に、低速化前後のエンベロープの関係を示す直線の傾きを、飽和直線に近づくように急峻にした場合、エンベロープを十分に低速化することができなくなってしまうという問題がある。 On the other hand, as shown in FIG. 2, it is conceivable to slow down the envelope by adjusting the value of the envelope so that the slope of the envelope becomes gentle in terms of amplitude. By reducing the speed in this way, a correlation can be maintained between the envelopes before and after the speed reduction. On the other hand, as the straight line indicating the envelope relationship before and after the speed reduction as shown in FIG. 2 is further away from the saturation straight line, the power efficiency decreases. However, there is a problem that if the slope of the straight line indicating the relationship between the envelopes before and after the speed reduction is made steep so as to approach the saturation line, the envelope cannot be sufficiently slowed down.
本発明の目的は、上述した課題を解決するために、より高い電力効率で、高周波成分を抑制した電源電圧変調と簡易的な歪み補償を両立することができる歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法を提供することである。 In order to solve the above-described problems, an object of the present invention is to provide a distortion compensation amplifying apparatus and a distortion compensation amplifying method capable of achieving both power voltage modulation with high frequency components and simple distortion compensation with higher power efficiency. Is to provide.
本発明の第１の態様にかかる歪補償増幅装置は、入力信号を増幅し、出力信号として出力する増幅器と、前記入力信号からエンベロープ信号を抽出して、抽出したエンベロープ信号を低速化して出力する低速化部と、前記低速化部から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して前記増幅器に供給する電源部と、前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正して前記増幅器及び前記低速化部に出力する歪み補償部と、を備え、前記低速化部は、時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出する低速化ピーク検出手段と、前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定する傾き設定手段と、を有するものである。 A distortion compensation amplification apparatus according to a first aspect of the present invention amplifies an input signal and outputs it as an output signal, extracts an envelope signal from the input signal, and outputs the extracted envelope signal at a reduced speed Based on the speed reducing unit, the envelope signal output from the speed reducing unit, a power supply unit that generates a power supply voltage and supplies the power supply voltage to the amplifier, and the input signal and an output signal obtained by amplifying the input signal, A distortion compensation unit that corrects the input signal so as to compensate for distortion generated in the amplifier and outputs the corrected signal to the amplifier and the speed reduction unit, and the speed reduction unit is divided into a plurality of divided sections. And a slow peak detection means for detecting a maximum peak value which is the largest value of the envelope signal included in each of the envelope signals, and the envelope signal before the slow speed on the X axis. In the coordinate system in which the envelope signal after the speed reduction is taken on the Y axis, when the slope of the straight line where Y = X is set as the standard slope, the slope of the divided section is made smaller than the standard slope. And an inclination setting means for setting according to the maximum peak value.
本発明の第２の態様にかかる歪補償増幅方法は、入力信号からエンベロープ信号を抽出して、抽出したエンベロープ信号を低速化する低速化ステップと、前記低速化されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して増幅器に供給する電源供給ステップと、前記増幅器が、入力信号を増幅し、出力信号として出力する増幅ステップと、前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正する歪み補償ステップと、を備え、前記低速化ステップは、時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出するステップと、前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定するステップと、を有するものである。 The distortion compensation amplification method according to the second aspect of the present invention includes a speed reduction step of extracting an envelope signal from an input signal and reducing the speed of the extracted envelope signal, and a power supply voltage based on the reduced envelope signal. A power supply step for generating and supplying an amplifier to the amplifier, an amplification step for the amplifier to amplify an input signal and outputting it as an output signal, and the input signal and an output signal obtained by amplifying the input signal, A distortion compensation step for correcting the input signal so as to compensate for distortion occurring in the amplifier, wherein the slowing-down step includes the largest value of the envelope signal included in each of the divided sections obtained by dividing the time axis into a plurality of sections. Detecting the maximum peak value, and taking the envelope signal before the speed reduction on the X-axis, In a coordinate system in which the loop signal is taken on the Y-axis, when the slope of the straight line where Y = X is set as the standard slope, the slope of the divided section is set according to the maximum peak value so as to be smaller than the standard slope. And a setting step.
上述した本発明の各態様によれば、より高い電力効率で、高周波成分を抑制した電源電圧変調と簡易的な歪み補償を両立することができる歪補償増幅装置及び歪補償増幅方法を提供することができる。 According to each aspect of the present invention described above, it is possible to provide a distortion compensation amplification apparatus and a distortion compensation amplification method capable of achieving both power supply voltage modulation with suppressed high-frequency components and simple distortion compensation with higher power efficiency. Can do.
本発明の第１の実施の形態．
まず、図３を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる送信装置の概要となる歪補償増幅装置５について説明する。図３は、本発明の第１の実施の形態にかかる歪補償増幅装置５のブロック図である。First embodiment of the present invention.
First, with reference to FIG. 3, a distortion
歪補償増幅装置５は、歪み補償部５１、低速化部５２、電源部５３、及び増幅器５４を有する。低速化部５２は、ピーク検出手段５２１及び傾き設定手段５２２を有する。
The distortion
歪み補償部５１は、入力信号が入力される。歪み補償部５１は、入力信号と、その入力信号が増幅された出力信号とに基づき、増幅器５４において生じる歪みを補償するように入力信号を補正する。歪み補償部５１は、入力信号を低速化部５２及び増幅器５４に出力する。
The
低速化部５２は、入力信号からエンベロープ信号を抽出する。低速化部５２は、抽出したエンベロープ信号を低速化して電源部５３に出力する。電源部５３は、低速化部５２から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成する。電源部５３は、生成した電源電圧を増幅器５４に出力する。増幅器５４は、入力信号を増幅して、出力信号として歪補償増幅装置５の外部及び歪み補償部５１に出力する。
The
ピーク検出手段５２１は、時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれるエンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出する。傾き設定手段５２２は、低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、分割区間の傾きを、標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定する。
The
続いて、本発明の第１の実施の形態にかかる歪補償増幅装置５の処理について説明する。
Next, processing of the distortion
低速化部５２は、入力信号からエンベロープ信号を抽出する。低速化部５２は、抽出したエンベロープ信号を低速化して電源部５３に出力する。電源部５３は、低速化部５２から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成する。電源部５３は、生成した電源電圧を増幅器５４に出力する。
The
増幅器５４は、入力信号を増幅して出力信号として歪補償増幅装置５の外部及び歪み補償部５１に出力する。他方、歪み補償部５１にも、入力信号が入力される。歪み補償部５１は、入力信号と、その入力信号が増幅された出力信号とに基づき、増幅器５４において生じる歪みを補償するように入力信号を補正する。
The
次に、本発明の第１の実施の形態にかかる送信装置１について、図４を参照して詳細に説明する。図４は、本発明の第１の実施の形態にかかる送信装置１の構成を示すブロック図である。
Next, the
送信装置１は、増幅器１０、第一のピーク検出部１１ａ、第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、制御部１３、プリディストータ１４、アンプ１５、Ｄ／Ａコンバータ（以下、「ＤＡＣ」とする）１６ａ、１６ｂ、Ａ／Ｄコンバータ（以下、「ＡＤＣ」とする）１７、ローパスフィルタ（以下、「ＬＰＦ」とする）１８ａ、１８ｂ、１８ｃ、アップコンバータ１９、及びダウンコンバータ２０を有する。
The
送信装置１は、増幅における歪みを補償しつつ、入力信号を増幅して出力信号として外部に送信する装置である。本実施の形態では、入力信号がデジタル信号であり、出力信号がアナログ信号である場合について例示する。送信装置１は、送信装置１を有する装置の内部で処理されたデジタル信号をアナログ信号に変換してから、変換後のアナログ信号を増幅して外部に送信する回路である。デジタル信号は、例えば、ＱＰＳＫ、ＱＡＭ、及びＯＦＤＭ等のデジタル変調方式における信号である。送信装置１は、例えば、携帯電話、無線ＬＡＮ又はＷｉＭＡＸ向けの情報処理端末又は基地局、及び地上波デジタル放送局等に用いることができる。
The
増幅器１０は、アップコンバータ１９によってアップコンバートされた入力信号を増幅して、出力信号として送信装置１の外部及びダウンコンバータ２０に出力する。増幅器１０は、増幅器５４に対応する。
The
第一のピーク検出部１１ａは、送信装置１に入力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間と、そのピーク区間におけるピーク値を検出する。第一のピーク検出部１１ａは、検出したピーク区間及びそのピーク値を示す情報を制御部１３に出力する。第二のピーク検出部１１ｂは、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間と、そのピーク区間におけるピーク値を検出する。第二のピーク検出部１１ｂは、検出したピーク区間及びピーク値を示す情報を電源変調部１２に出力する。
The
電源変調部１２は、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報に基づいて、ピーク区間及びそのピーク値を認識する。電源変調部１２は、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープを低速化する。このとき、電源変調部１２は、ピーク区間及びそのピーク値に基づいて、各ピーク区間におけるエンベロープに対して、各ピーク区間のピーク値に応じた低速化を行う。電源変調部１２は、低速化したエンベロープをＤＡＣ１６ｂに出力する。第二のピーク検出部１１ｂ及び電源変調部１２は、低速化部５２に対応し、第二のピーク検出部１１ｂは、ピーク検出手段５２１に対応し、電源変調部１２は、傾き設定手段５２２に対応する。
The power
制御部１３は、第一のピーク検出部１１ａから出力された情報に基づいて、ピーク値及びそのピーク区間を認識する。また、制御部１３は、送信装置１に入力された入力信号と、ＡＤＣ１７から出力された出力信号のデジタル値が入力される。制御部１３は、増幅器１０の歪み特性を算出するモードでは、各ピーク区間におけるピーク値と、入力信号の値と、出力信号の値とに基づいて、増幅器１０の歪み特性を算出する。制御部１３は、増幅器１０の歪みを補償するモードでは、算出した増幅器１０の歪み特性に基づいて、ピーク値と入力信号の値から、歪み補償後の入力信号を算出する。制御部１３は、入力信号を、算出した入力信号に変調するように、プリディストータ１４の制御を行う。
The
プリディストータ１４は、制御部１３からの制御に応じて、入力信号を変調して増幅器１０において生じる歪みを補償する。プリディストータ１４は、歪み補償した入力信号を第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、及びＤＡＣ１６ａに出力する。プリディストータ１４は、歪み補償部５１に対応する。
The
アンプ１５は、ＬＰＦ１８ｂから出力されたエンベロープを増幅して、電源電圧として増幅器１０に供給する。つまり、アンプ１５は、電源装置として機能する。よって、本実施の形態にかかる送信装置１は、ＥＴ方式を採用している。アンプ１５は、電源部５３に対応する。
The
ＤＡＣ１６ａは、プリディストータ１４から出力された入力信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。ＤＡＣ１６ａは、アナログ信号に変換した入力信号をＬＰＦ１８ａに出力する。ＤＡＣ１６ｂは、電源変調部１２から出力されたエンベロープ信号を、デジタル信号からアナログ信号に変換する。ＤＡＣ１６ｂは、アナログ信号に変換したエンベロープ信号をアンプ１５に出力する。
The
ＡＤＣ１７は、ＬＰＦ１８ｃから出力された出力信号を、アナログ信号からデジタル信号に変換する。ＡＤＣ１７は、デジタル信号に変換した出力信号を制御部１３に出力する。
The
ＬＰＦ１８ａは、ＤＡＣ１６ａから出力された入力信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ１８ａは、高周波成分を除去した入力信号をアップコンバータ１９に出力する。ＬＰＦ１８ｂは、ＤＡＣ１６ｂから出力されたエンベロープ信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ１８ｂは、高周波成分を除去したエンベロープ信号をアンプ１５に出力する。ＬＰＦ１８ｃは、ダウンコンバータ２０から出力された出力信号の高周波成分を除去する。ＬＰＦ１８ｃは、高周波成分を除去した出力信号をＡＤＣ１７に出力する。
The
なお、ＬＰＦ１８ａ、１８ｂ、１８ｃのそれぞれは、高周波成分を除去する前の入力信号と、高周波成分を除去した後の入力信号との間で相関関係が失われないように、ノイズのみを除去するように動作するＬＰＦである。
Note that each of the
アップコンバータ１９は、ＬＰＦ１８ｃから出力された入力信号をアップコンバートする。アップコンバータ１９は、アップコンバートした入力信号を増幅器１０に出力する。
The up-
ダウンコンバータ２０は、増幅器１０から出力された出力信号をダウンコンバートする。ダウンコンバータ２０は、ダウンコンバートした出力信号をＬＰＦ１８ｃに出力する。
The down
続いて、図５を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる電源変調部１２について説明する。図５は、本発明の第１の実施の形態にかかる電源変調部１２の構成を示すブロック図である。
Next, the power
電源変調部１２は、遅延部１２１及び信号変調部１２２を有する。
The power
遅延部１２１は、プリディストータ１４から出力された入力信号が入力される。遅延部１２１は、あるピーク区間における入力信号が信号変調部１２２に入力されるまでに、そのピーク区間とそのピーク区間におけるピーク値を示す情報が第二のピーク検出部１１ｂから信号変調部１２２に伝わる程度に、入力信号を遅延して信号変調部１２２に出力する。なお、遅延部１２１における遅延量は、予め任意の量を定めることができる。
The
ここで、ピーク区間及びそのピーク値を示す情報は、それぞれを認識することができる情報であれば、どのような形式の情報であってもよい。そして、信号変調部１２２は、入力信号について、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報が示すピーク区間の間、その情報が示すピーク値に応じた相関関係でエンベロープを低速化する。
Here, the information indicating the peak section and the peak value may be any type of information as long as the information can be recognized. The
信号変調部１２２は、遅延部１２１から出力された入力信号から、エンベロープを抽出する。信号変調部１２２は、抽出したエンベロープに対して、図６に示すように、各ピーク区間内で、低速化前後のエンベロープが相関関係を有するように低速化を行う。具体的には、信号変調部１２２は、低速化前のエンベロープをＸ軸にとり、低速化後のエンベロープをＹ軸にとった座標系において、低速化前後のエンベロープの関係を直線で示すことができるようにエンベロープを補正する。このようにすることで、低速化前後でエンベロープが相関関係を有することになる。図６では、縦軸がＹ軸に相当し、横軸がＸ軸に相当する。
The
ここで、直線は、各ピーク区間ごとに予め任意に設定することができる。各直線の傾きは、Ｙ＝Ｘとなる飽和直線の傾きよりも小さい傾きとなるように設定される。これによって、エンベロープを低速化することができる。さらに、各直線は、各ピーク区間における低速化前後のエンベロープのピーク値が飽和直線上に位置し、かつ、そのピーク値を通るように設定される。このようにすることで、各ピーク区間における直線をより飽和直線に近づけて設定することができるため、電力効率を向上することができる。ここでの低速化は、例えば、低速化前のエンベロープの値に対して、そのエンベロープの値とピーク値との差に比例したオフセット値を加算することで行う。なお、エンベロープの値と言った場合、エンベロープ信号の振幅を意味する。 Here, the straight line can be arbitrarily set in advance for each peak section. The slope of each straight line is set to be smaller than the slope of the saturated straight line where Y = X. Thereby, the envelope can be slowed down. Further, each straight line is set so that the peak value of the envelope before and after the speed reduction in each peak section is located on the saturation straight line and passes through the peak value. By doing in this way, since the straight line in each peak area can be set closer to the saturation straight line, the power efficiency can be improved. The speed reduction here is performed, for example, by adding an offset value proportional to the difference between the envelope value and the peak value to the envelope value before the speed reduction. The envelope value means the amplitude of the envelope signal.
このような相関関係に基づいて低速化前後におけるエンベロープの波形は図７の右図に示すような波形となる。図７の左図では、縦軸は低速化後のエンベロープの値を示し、横軸は低速化前のエンベロープの値を示す。図７の右図では、縦軸はエンベロープの値を示し、横軸は時間を示す。つまり、横軸は、時間軸となる。このように、各ピーク区間において、入力信号のエンベロープと低速化後のエンベロープは、各ピーク区間におけるピーク値に応じた相関関係を有する。図７では、直線８１はピーク区間９１における相関関係を示し、直線８２はピーク区間９２における相関関係を示し、直線８３はピーク区間９３における相関関係を示し、直線８４はピーク区間９４における相関関係を示す。
Based on such a correlation, the envelope waveform before and after the speed reduction becomes a waveform as shown in the right diagram of FIG. In the left diagram of FIG. 7, the vertical axis represents the envelope value after the speed reduction, and the horizontal axis represents the envelope value before the speed reduction. In the right diagram of FIG. 7, the vertical axis indicates the envelope value, and the horizontal axis indicates time. That is, the horizontal axis is a time axis. Thus, in each peak section, the envelope of the input signal and the envelope after the speed reduction have a correlation according to the peak value in each peak section. In FIG. 7, the
続いて、図８を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかるプリディストータ１４について説明する。図８は、本発明の第１の実施の形態にかかるプリディストータ１４の構成を示すブロック図である。
Next, the
プリディストータ１４は、遅延部１４１及び信号変調部１４２を有する。信号変調部１４２は、制御部１３によって制御される。制御部１３およびプリディストータ１４は、入力信号と出力信号に加えて、さらにエンベロープ信号のピーク値に基づいて歪みを補償するように構成される。
The
遅延部１４１は、送信装置１に入力された入力信号が入力される。遅延部１４１は、ピーク区間における入力信号が信号変調部１４２に入力されるまでに、そのピーク区間とそのピーク区間におけるピーク値を示す情報が第一のピーク検出部１１ａから制御部１３に伝わり、それに応じてそのピーク区間における入力信号を補償するように制御する信号が制御部１３から信号変調部１４２に伝わる程度に、入力信号を遅延させて信号変調部１４２に出力する。なお、遅延部１４１における遅延量は、予め任意の量を定めることができる。
The
ここで、ピーク区間及びそのピーク値を示す情報は、それぞれを認識することができる情報であれば、どのような形式の情報であってもよい。そして、制御部１３は、入力信号について、第一のピーク検出部１１ａから出力された情報が示すピーク区間の間、その情報が示すピーク値を使用して歪み補償後の入力信号を計算する。遅延部１４１は、入力信号の値を補償するように制御する信号が制御部１３から信号変調部１４２に入力されるときに、その入力信号の値が信号変調部１４２に入力されるように入力信号を遅延させる。信号変調部１４２は、制御部１３から出力された信号に応じて、その入力信号の値を補正する。
Here, the information indicating the peak section and the peak value may be any type of information as long as the information can be recognized. And the
上述したように、本実施の形態においては、エンベロープのピーク区間ごとに、低速化前後のエンベロープで相関関係がとれている。そのため、歪み補償のための演算に、入力信号のエンベロープの値と低速化後のエンベロープの値を逐次得る必要はない。ただし、本実施の形態では、図６及び７を参照して説明したように、低速化前後のエンベロープの相関関係は、ピーク区間ごとにピーク値を基準とした直線として定義されることになる。そのため、ピーク区間間では、相関関係の違いによる歪みが発生することになるが、その歪みは、ピーク値のみによって特徴付けることができる。よって、本実施の形態においては、入力信号と出力信号に加えて、さらにピーク値のみを用いることで、そのピーク区間間における歪みを適切に補償することができる。そのため、入力信号のエンベロープの値と低速化後のエンベロープの値を逐次得る場合と比較して、取り扱う情報量を大幅に低減することができ、実現性を向上することができる。 As described above, in the present embodiment, a correlation is established between the envelopes before and after the speed reduction for each peak section of the envelope. For this reason, it is not necessary to sequentially obtain the envelope value of the input signal and the envelope value after the speed reduction for the calculation for distortion compensation. However, in the present embodiment, as described with reference to FIGS. 6 and 7, the correlation between the envelopes before and after the speed reduction is defined as a straight line based on the peak value for each peak section. Therefore, distortion due to a difference in correlation occurs between peak sections, but the distortion can be characterized only by the peak value. Therefore, in this embodiment, in addition to the input signal and the output signal, only the peak value is used, so that distortion between the peak sections can be appropriately compensated. Therefore, compared with the case where the envelope value of the input signal and the envelope value after the speed reduction are sequentially obtained, the amount of information handled can be greatly reduced, and the feasibility can be improved.
続いて、本実施の形態にかかる歪み補償方法について説明する。本実施の形態において発生する歪み特性は、主に、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪み特性と、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪み特性の２つに分離することができる。したがって、増幅器１０における歪みを、式（１）に示すような歪みモデルに、モデル化することができる。
Next, the distortion compensation method according to the present embodiment will be described. The distortion characteristics generated in the present embodiment are mainly divided into two distortion characteristics due to the difference in the correlation between the envelopes before and after the speed reduction between peak sections, and the distortion characteristics due to the nonlinearity of the amplifier itself. Can be separated. Therefore, the distortion in the
ここで、ｉは時間を示し、ａｉは時間ｉにおけるピーク区間のピーク値を示し、ｘｉは時間ｉでの入力信号の複素信号を示し、ｙｉは時間ｉでの入力信号を増幅した出力信号の複素信号を示す。ｆ及びｇのそれぞれは、多項式である。ｇ（｜ｘｉ｜）ｘｉは、例えば、ボルテラ級数モデルである。式（１）は、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪みをｆでモデル化し、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪みをｇでモデル化している。
ｙｉ＝ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｘｉ｜）ｘｉ ・・・（１）
このように、増幅器１０の歪みは、増幅器に対する入力信号の複素信号と、増幅器からの出力信号の複素信号と、ピーク値とに基づいて特徴付けることができる。ここで、入力信号の複素信号は、入力信号の特徴量として知られており、出力信号の複素信号は、出力信号の特徴量として知られている。Here, i represents time, ai represents the peak value of the peak section at time i, xi represents the complex signal of the input signal at time i, and yi represents the output signal obtained by amplifying the input signal at time i. Indicates a complex signal. Each of f and g is a polynomial. g (| xi |) xi is, for example, a Volterra series model. Equation (1) models the distortion caused by the difference in the correlation between envelopes before and after the speed reduction between peak sections with f, and the distortion caused by the nonlinearity of the amplifier itself with g.
yi = f (ai) g (| xi |) xi (1)
Thus, the distortion of the
ここで、多項式ｆ及びｇのそれぞれの係数は、最小二乗法により計算する。具体的には、多数の実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉを式（１）に当てはめることで、ｆ及びｇのそれぞれにおける係数を計算する。ここで、実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉは、プリディストータ１４における歪み補償を無効にして、多数の入力信号を入力しつつ、各実測値ａｉ、ｘｉ、ｙｉを測定することで取得する。厳密には、複素信号ｘｉは、測定した入力信号から算出され、複素信号ｙｉは、測定した出力信号から算出される。入力信号、出力信号、及びピーク値の測定は、制御部１３によって行われる。そして、制御部１３は、測定した値に基づいて、多項式ｆ及びｇの係数を計算する。
Here, the coefficients of the polynomials f and g are calculated by the least square method. Specifically, the coefficients in each of f and g are calculated by applying a large number of sets of actual measurement values ai, xi, and yi to Equation (1). Here, the set of actual measurement values ai, xi, and yi are acquired by invalidating the distortion compensation in the
式（１）に示す歪みモデルの係数が定まれば、ａｉ及びｘｉからｙｉを計算することができる。ｆの係数によって、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪み特性が示され、ｇの係数によって、増幅器自体が有する非線形性に起因する歪み特性が示されることになる。 If the distortion model coefficient shown in Equation (1) is determined, yi can be calculated from ai and xi. The coefficient of f indicates the distortion characteristics due to the difference in the correlation between the envelopes before and after the speed reduction between the peak sections, and the coefficient of g indicates the distortion characteristics due to the nonlinearity of the amplifier itself. .
制御部１３は、そのようにして、計算された係数をｆ及びｇに適用した歪みモデルを利用して、入力信号に対して、増幅器１０における歪みを補償するようにプリディストータ１４を制御する。具体的には、制御部１３は、式（２）を満たすように、入力信号を変調することで歪みを補償する。ここで、ｚｉは時間ｉでの入力信号を歪みを補償するように補正した後の入力信号の複素信号を示す。なお、ｉ、ａｉ、ｘｉは、式（１）と同様であるため、説明を省略する。
ｘｉ＝ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉ ・・・（２）
式（２）を満たすように、入力信号を変調することで、増幅器１０において発生する歪みを打ち消すように、入力信号に逆歪みを与えることができる。このように、ｆ及びｇの係数が定まっていれば、式（２）を用いて、ｘｉ及びａｉから歪み補償後の入力信号の複素信号ｚｉを計算することができる。つまり、この場合、ｘｉ及びａｉは、説明変数となり、ｚｉは、目的変数となる。そして、計算した複素信号ｚｉから歪み補償後の入力信号を計算することができる。The
xi = f (ai) g (| zi |) zi (2)
By modulating the input signal so as to satisfy Expression (2), inverse distortion can be applied to the input signal so as to cancel the distortion generated in the
ここで、複素信号の計算においては、式（２）においてｘｉ及びａｉが定まっていても、ｚｉが定まらない場合がある。つまり、ｘｉと、ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉとが等しくならない場合がある。その場合は、式（３）を満たすように計算をすることで、適切な歪み補償後の入力信号の複素信号ｚｉを計算することができる。ｍｉｎ＿は、｜｜内の値が最小値となる｛｝内の値を示す数学符号である。つまり、｜ｘｉ−ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉ｜の値が最小値となるｚｉが、適切な複素信号ｚｉの値となる。よって、式（２）が成り立たない場合は、式（３）によって歪み補償後の入力信号の複素信号ｚｉを計算して、そのｚｉから歪み補償後の入力信号を計算する。
ｚｉ＝ｍｉｎ＿｛ｚｉ｝｜ｘｉ−ｆ（ａｉ）ｇ（｜ｚｉ｜）ｚｉ｜ ・・・（３）
続いて、図９を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる歪みモデル生成処理について説明する。図９は、本発明の第１の実施の形態にかかる歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。Here, in the calculation of the complex signal, zi may not be determined even if xi and ai are determined in Equation (2). That is, xi may not be equal to f (ai) g (| zi |) zi. In that case, by calculating so as to satisfy Equation (3), the complex signal zi of the input signal after appropriate distortion compensation can be calculated. min_ is a mathematical code indicating a value in {} where the value in || is the minimum value. That is, zi where the value of | xi−f (ai) g (| zi |) zi | is the minimum value is the value of the appropriate complex signal zi. Therefore, when Expression (2) does not hold, the complex signal zi of the input signal after distortion compensation is calculated by Expression (3), and the input signal after distortion compensation is calculated from the zi.
zi = min_ {zi} | xi-f (ai) g (| zi |) zi | (3)
Subsequently, a distortion model generation process according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 9 is a flowchart showing a distortion model generation process according to the first embodiment of the present invention.
送信装置１に入力された入力信号は、第一のピーク検出部１１ａ、制御部１３、及びプリディストータ１４に入力される。ここで、歪みモデル生成処理では、制御部１３は、プリディストータに対して歪みを補償する制御を行わない。そのため、プリディストータ１４は、入力信号をそのまま第二のピーク検出部１１ｂ及び電源変調部１２に出力する。また、プリディストータ１４は、入力信号をそのままＤＡＣ１６ａ、ＬＰＦ１８ａ、及びアップコンバータ１９を介して増幅器１０に出力する。
The input signal input to the
第二のピーク検出部１１ｂは、プリディストータ１４から出力された入力信号のエンベロープのピーク区間及びそのピーク値を検出する（Ｓ１）。第二のピーク検出部１１ｂは、検出したピーク区間及びピーク値を示す情報を電源変調部１２に出力する。
The
電源変調部１２は、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープ信号を抽出する。電源変調部１２は、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報に基づいて、ピーク区間ごとに、それぞれのピーク区間のピーク値に応じた相関関係で、抽出したエンベロープ信号を低速化する（Ｓ２）。電源変調部１２は、低速化したエンベロープ信号をＤＡＣ１６ｂ及びＬＰＦ１８ｂを介して、アンプ１５に出力する。
The power
アンプ１５は、電源変調部１２から出力されたエンベロープ信号を増幅して、増幅器１０の電源電圧を生成する（Ｓ３）。アンプ１５は、生成した電源電圧を増幅器１０に供給する。
The
増幅器１０は、アンプ１５から供給された電源電圧に基づいて、プリディストータ１４から出力された入力信号を増幅する（Ｓ４）。増幅器１０は、増幅した入力信号を出力信号として送信装置１の外部に出力する。また、増幅器１０は、出力信号をダウンコンバータ２０、ＬＰＦ１８ｃ、及びＡＤＣ１７を介して制御部１３に出力する。
The
一方、第一のピーク検出部１１ａは、入力信号のエンベロープのピーク区間及びそのピーク値を検出する（Ｓ５）。第一のピーク検出部１１ａは、検出したピーク区間及びそのピーク値を示す情報を制御部１３に出力する。
On the other hand, the
制御部１３は、入力信号から算出した複素信号ｘｉ、増幅器１０から出力された出力信号から算出した複素信号ｙｉ、及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値ａｉを、歪みモデルを計算するための実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉとして記憶する。よって、制御部１３は、実測値の組を記憶するための記憶装置（図示せず）を有する。記憶装置として、例えば、メモリ、ハードディスク、及びレジスタ等、もしくは、それらの組み合わせを使用してよい。制御部１３は、歪みモデルを計算するための入力信号の入力が一通り完了してから、記憶装置に蓄積した実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する（Ｓ６）。具体的には、制御部１３は、上述の式（１）によって、歪みモデルの多項式ｆ及びｇの係数を計算する。制御部１３は、例えば、算出した係数を記憶装置に記憶し、歪み補償において使用する。歪みモデルにおける多項式ｆ及びｇも記憶装置に予め記憶しておき、それを使用するようにしてもよい。
The
続いて、図１０を参照して、本発明の第１の実施の形態にかかる歪み補償増幅処理について説明する。図１０は、本発明の第１の実施の形態にかかる歪み補償増幅処理を示すフローチャートである。なお、図９に示す歪みモデル生成処理と同様の処理については、説明の明確化のため、同一の符号を付し、その説明は省略する。 Subsequently, a distortion compensation amplification process according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a flowchart showing a distortion compensation amplification process according to the first embodiment of the present invention. In addition, about the process similar to the distortion model production | generation process shown in FIG. 9, the same code | symbol is attached | subjected for clarification of description, and the description is abbreviate | omitted.
歪み補償増幅処理では、制御部１３は、プリディストータ１４に対して歪みを補償する制御を行う。制御部１３は、入力信号及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値に基づいて、制御パラメータを計算する（Ｓ７）。具体的には、式（２）又は式（３）によって、歪み補償後の入力信号を計算することができるため、制御部１３は、その計算結果に基づいて、入力信号を、計算された歪み補償後の入力信号に変調する制御パラメータをプリディストータ１４に出力する。
In the distortion compensation amplification process, the
プリディストータ１４は、制御部１３から出力された制御パラメータに応じて、入力信号を補正する。これによって、入力信号の歪みが補償される（Ｓ８）。プリディストータ１４は、歪みを補償した入力信号を、ＤＡＣ１６ａ、ＬＰＦ１８ａ、及びアップコンバータ１９を介して増幅器１０に出力する。また、プリディストータ１４は、歪みを補償した入力信号を、第二のピーク検出部１１ｂ及び電源変調部１２に出力する。以降、歪みモデル生成処理と同様にして、増幅器１０において入力信号が増幅される（Ｓ１〜Ｓ４）。
The
以上に説明したように、プリディストータ１４及び制御部１３は、歪みモデルを生成するモードと、生成した歪みモデルによって歪みを補償するモードとのいずれかで動作をする。
As described above, the
以上に説明したように、本実施の形態によれば、高周波を抑制した電源電圧変調と、簡易的な歪み補償を両立できることができる。その理由は、本実施の形態にかかる電源電圧変調は、ピーク区間ごとに相関関係を保ったままエンベロープの低速化を行うことができるため、低速化前後のエンベロープ間の無相関に起因する、増幅器のゲインのバラつきを抑制できる。また、エンベロープ信号のピーク値のみにより特徴量が抽出できる変調方式となっていることから、ゲインの特徴量がピーク値のみにより抽出可能となる。そのため、計算量とメモリ使用量が抑制される。その結果、回路規模が小さくなり、さらには計算動作によって回路から発生する熱量を低減して、放熱装置を削減することができるといった利点がある。 As described above, according to the present embodiment, it is possible to achieve both power supply voltage modulation in which high frequency is suppressed and simple distortion compensation. The reason for this is that the power supply voltage modulation according to the present embodiment can reduce the speed of the envelope while maintaining the correlation for each peak section. Therefore, the amplifier is caused by non-correlation between the envelopes before and after the speed reduction. Variation in gain can be suppressed. In addition, since the modulation method can extract the feature quantity only from the peak value of the envelope signal, the gain feature quantity can be extracted only from the peak value. Therefore, the calculation amount and the memory usage amount are suppressed. As a result, there is an advantage that the circuit scale is reduced, and further, the amount of heat generated from the circuit by the calculation operation can be reduced, and the heat dissipation device can be reduced.
また、本実施の形態によれば、電力効率が高効率な送信装置を実現することができる。その理由は、本実施の形態にかかるエンベロープ変調方式は、送信装置においてエンベロープ信号のピーク値において、増幅器の飽和特性に対して余裕を持たせていないからである。例えば、図２に示すように、いずれのピーク区間に対しても、同一の相関関係を適用した場合には、ピーク区間によってはピーク値において飽和特性に対する余裕を持ってしまうことになる。それに対して、本実施の形態では、いずれのピーク区間も、ピーク値において飽和特性に対する余裕を持たないようにエンベロープの低速化が行われるため、高効率となる。
発明の第２の実施の形態．
まず、本発明の第２の実施の形態を説明する前に、本発明の第２の実施の形態で解決しようとする課題について説明する。Further, according to the present embodiment, a transmission device with high power efficiency can be realized. The reason is that the envelope modulation method according to the present embodiment does not provide a margin for the saturation characteristic of the amplifier in the peak value of the envelope signal in the transmission apparatus. For example, as shown in FIG. 2, when the same correlation is applied to any peak section, the peak value has a margin for the saturation characteristics depending on the peak section. On the other hand, in this embodiment, since the speed of the envelope is reduced so that there is no margin for the saturation characteristic in the peak value in any peak section, the efficiency becomes high.
Second embodiment of the invention.
First, before describing the second embodiment of the present invention, problems to be solved by the second embodiment of the present invention will be described.
上述した第１の実施の形態では、ピーク区間の境界において、低速化後のエンベロープが不連続になってしまうことがあるという問題がある。具体例を挙げると、例えば、図７の左図に示すように、全てのピーク区間において低速化前のエンベロープの値が０であるときは低速化後のエンベロープの値が同一の値となるように相関関係を決定しているような場合であっても、隣接するピーク区間同士で共有する谷の部分で低速化前のエンベロープ信号の値が０クロスしないと、図１１に示すように不連続なエンベロープ信号が生成されてしまう。これは、増幅器５０１の出力信号が歪んでしまう原因となる。 In the first embodiment described above, there is a problem that the envelope after the speed reduction may become discontinuous at the boundary of the peak section. As a specific example, for example, as shown in the left diagram of FIG. 7, when the value of the envelope before the speed reduction is 0 in all peak sections, the value of the envelope after the speed reduction becomes the same value. Even if the correlation is determined, if the value of the envelope signal before the speed reduction does not cross zero in the valley portion shared by adjacent peak sections, as shown in FIG. A large envelope signal is generated. This causes the output signal of the amplifier 501 to be distorted.
図１１は、第１の実施の形態と同様に、ピーク値ごとに線形な特性を保ったままエンベロープを低速化する電源変調部によって、ピーク区間の切り替わり点において、０ではない値を取るエンベロープを低速化した場合における低速化前後のエンベロープの関係を示した図である。このとき、上述した線形特性に従って、電源変調部１２で低速化したエンベロープを生成した場合、図１１の右図に示すような不連続な点が出来てしまう。ここで、図６に示すように、低速化前のエンベロープの値が０を取る場合に、各ピーク区間において低速化後のエンベロープの値が異なる値となるように相関関係が決定されているときは、低速化前のエンベロープの値が０であっても同様の問題が発生することになる。
As in the first embodiment, FIG. 11 shows an envelope that takes a non-zero value at the switching point of the peak interval by the power supply modulation unit that reduces the envelope while maintaining the linear characteristic for each peak value. It is the figure which showed the relationship of the envelope before and behind speed reduction in the case of speed reduction. At this time, when an envelope that is slowed down by the power
これに対して、不連続点を生じさせずに、ピーク値を中心とした線形特性を保つエンベロープの変調を可能とする方法を本発明の第２の実施の形態において詳しく説明する。 On the other hand, a second embodiment of the present invention will be described in detail with reference to a method that enables modulation of an envelope that maintains a linear characteristic centered on a peak value without causing discontinuities.
図１２は、本発明の第２の実施の形態にかかる電源変調部２２の構成を示す図である。第２の実施の形態にかかる送信装置は、第１の実施の形態にかかる送信装置１と比較して、第二のピーク検出部１１ｂに代えて第二のピーク検出部２１ｂを有し、電源変調部１２に代えて電源変調部２２を有する点が異なる。電源変調部２２は、遅延部２２１、信号変調部２２２、及び変調演算部２２３を有する。その他の構成要素については、第１の実施の形態と同様であるため説明を省略する。
FIG. 12 is a diagram illustrating a configuration of the power
現時点の時間をtとしたとき、第二のピーク検出部２１ｂは、時間ｔ以前における、隣接するピーク区間のそれぞれにおけるエンベロープのピーク値ｐ１、ｐ２、その隣接するピーク区間同士の境界におけるエンベロープの谷の値ｖ１、及び、それぞれのピークから谷までの区間である区間ｐ１ｖ１、区間ｖ１ｐ２を検出する。第二のピーク検出部２１は、例えば、ピーク間の任意の時間で、直近の隣接するピーク区間についての上記の値及び区間を検出するようにすればよい。第二のピーク検出部２１ｂは、検出したピーク値ｐ１、ｐ２、谷の値ｖ１、及び区間ｐ１ｖ１、区間ｖ１ｐ２を示す情報を変調演算部２２３に送る。
Assuming that the current time is t, the
一方、変調演算部２２３は、予めピーク区間のそれぞれに対応した信号変調関数ｆを有している。変調演算部２２３は、信号変調関数ｆを元に谷間ｖ１での不連続点を修正する。信号変調関数ｆは、低速化前のエンベロープの値がピーク値aである場合、式（４）に示すように、その出力もａとなる。
ａ＝ｆ(ａ) ・・・（４）
つまり、信号変調関数ｆは、図６、７で示したような低速化前後のエンベロープの相関関係を定義する直線を示す関数となる。よって、信号変調関数ｆによって、低速化前のエンベロープから、低速化後のエンベロープを得ることができる。よって、変調演算部２２３は、あるピーク区間におけるエンベロープを低速化する場合、そのピーク区間のピーク値に対応する信号変調関数ｆを選択する。そして、変調演算部２２３は、選択された信号変調関数ｆに基づいてエンベロープの低速化を行う。On the other hand, the
a = f (a) (4)
That is, the signal modulation function f is a function indicating a straight line that defines the correlation between envelopes before and after the speed reduction as shown in FIGS. Therefore, the envelope after the speed reduction can be obtained from the envelope before the speed reduction by the signal modulation function f. Therefore, the
第１の実施の形態にかかる信号変調部１２２も同様に構成してもよい。具体的には、信号変調部１２２も、あるピーク区間におけるエンベロープを低速化する場合、そのピーク区間のピーク値に対応する信号変調関数ｆを選択して、選択した信号変調関数ｆによってエンベロープの低速化を行うようにしてもよい。よって、信号変調部１２２及び変調演算部２２３は、ピーク値のそれぞれに対応した信号変調関数ｆを記憶する任意の記憶装置（図示せず）を有するようにして、記憶装置に格納された信号変調関数ｆを使用するようにしてもよい。
The
ここで、区間ｐ１ｖ１を含むピーク区間における信号変調関数をｆｐ１とし、区間ｖ１ｐ２を含むピーク区間における信号変調関数をｆｐ２として説明する。この場合、変調演算部２２３は、谷における不連続点を修正するため、図１３のように、区間ｐ１ｖ１、ｖ１ｐ２のそれぞれに適用される信号変調関数ｆｐ１、ｆｐ２をｆ'ｐ１、ｆ'ｐ２に修正する。ｆ'ｐ１を式（５）で示し、ｆ'ｐ２を式（６）で示す。式（５）では、低速化前のエンベロープの値がｘで示され、低速化後のエンベロープの値がｆ'ｐ１（ｘ）で示されることになる。式（６）では、低速化前のエンベロープの値がｘで示され、低速化後のエンベロープの値がｆ'ｐ２（ｘ）で示されることになる。
ｆ'ｐ１（ｘ）＝［（ｐ１−ｖｍ）／（ｐ１−ｖ１）］（ｘ−ｐ１）＋ｐ１ ・・・（５）
ｆ'ｐ２（ｘ）＝［（ｐ２−ｖｍ）／（ｐ２−ｖ１）］（ｘ−ｐ２）＋ｐ２ ・・・（６）
式（５）及び（６）におけるｖｍは、式（７）で示される。ここで、ｖｍは、ｆｐ１（ｖ１）とｆｐ２（ｖ１）の間の値であれば、任意の値を設定することができる。ｖｍ＝ｆｐ１（ｖ１）又はｖｍ＝ｆｐ２（ｖ１）としてもよい。そのようにしても、不連続点を解消することができるからである。つまり、ｆｐ１、ｆｐ２のうち、少なくとも１つが修正されるようにしてもよい。
ｖｍ＝（ｆｐ１（ｖ１）＋ｆｐ２（ｖ１））／２ ・・・（７）
変調演算部２２３は、上記の演算によって算出した区間ｐ１ｖ１の信号変調関数ｆ'ｐ１（ｘ）の値を、信号変調部２２２に出力する。信号変調部２２２は、区間ｐ１ｖ１においては、変調演算部２２３から出力された信号変調関数ｆ'ｐ１（ｘ）によって、遅延部２２１から出力された入力信号のエンベロープを低速化する。ここで、遅延部２２１は、区間ｐ１ｖ１に差し掛かったところで信号変調部２２２において信号変調関数ｆ'ｐ１（ｘ）が適用されるように、入力信号を遅延させて信号変調部２２２に出力する。この処理は、信号変調関数ｆ'ｐ２（ｘ）に関しても同様となる。つまり、遅延後の入力信号が、区間ｖ１ｐ２に差し掛かったときに、先ほど演算されたｆ'ｐ２（ｘ）が変調演算部２２３から信号変調部２２２に送られて、信号変調部２２２において適用される。Here, the signal modulation function in the peak section including the section p1v1 will be described as fp1, and the signal modulation function in the peak section including the section v1p2 will be described as fp2. In this case, in order to correct the discontinuity in the valley, the
f′p1 (x) = [(p1−vm) / (p1−v1)] (x−p1) + p1 (5)
f′p2 (x) = [(p2−vm) / (p2−v1)] (x−p2) + p2 (6)
Vm in the equations (5) and (6) is represented by the equation (7). Here, as long as vm is a value between fp1 (v1) and fp2 (v1), an arbitrary value can be set. It is good also as vm = fp1 (v1) or vm = fp2 (v1). This is because even in such a case, discontinuous points can be eliminated. That is, at least one of fp1 and fp2 may be corrected.
vm = (fp1 (v1) + fp2 (v1)) / 2 (7)
The
ここで、ピーク値ｐ１、ｐ２、谷の値ｖ１、及び区間ｐ１ｖ１、区間ｖ１ｐ２を示す情報は、それぞれを認識することができる情報であれば、どのような形式の情報であってもよい。そして、変調演算部２２３は、第二のピーク検出部１１ｂから出力された情報が示す区間ｐ１ｖ１に相当する時間の間、その情報が示すピーク値ｐ１及び谷の値ｖ１に基づいて計算した信号変調関数ｆ'ｐ１を信号変調部２２２に出力するようにすればよい。遅延部２２１は、信号変調関数ｆ'ｐ１が変調演算部２２３から信号変調部２２２に出力される間、区間ｐ１ｖ１における入力信号が信号変調部２２２に出力されるように、入力信号を遅延すればよい。
Here, the information indicating the peak values p1, p2, the valley value v1, the section p1v1, and the section v1p2 may be any form of information as long as the information can be recognized. The
以上に説明したように、本実施の形態では、隣接するピーク区間の境界における低速化後のエンベロープの値が、隣接するピーク区間のそれぞれで異なる場合に、それぞれの値が同一となるように、それらのピーク区間における相関関係を定義する直線の傾きを補正して、補正した直線に基づいてエンベロープを低速化するようにしている。これによれば、低速化後のエンベロープのピーク区間の境界における不連続点を解消することができ、低速化後のエンベロープに基づいた電源電圧が供給される増幅器１０の出力信号の歪みを抑制することができる。
As described above, in the present embodiment, when the value of the envelope after the speed reduction at the boundary between adjacent peak sections is different in each of the adjacent peak sections, the respective values are the same. The slope of the straight line that defines the correlation in these peak sections is corrected, and the envelope is slowed based on the corrected straight line. According to this, the discontinuity at the boundary of the peak section of the envelope after the speed reduction can be eliminated, and the distortion of the output signal of the
より詳細には、ピーク区間に含まれるピークから、そのピーク区間の両端のそれぞれまでの区間ごとに別々に、そのピーク区間における直線の傾きを補正した直線を適用するようにしている。これによれば、ピーク区間において、その両端の値のそれぞれが相互に異なっている場合であっても、それぞれの不連続点を解消することができる。このように、本実施の形態における電源変調部２２で生成されるピーク区間ごとのエンベロープの波形は、図６に示すように、ピーク値ごとに１つの線形特性を持つものに限定されてはいない。
本発明の第３の実施の形態．
続いて、本発明の第３の実施の形態について説明する。上述した実施の形態１では、処理内容の明確化のために、ディジタルプリディストーション（DPD：Digital PreDistortion）の処理を図９、図１０と分けて説明したが、これらの処理を並行して同時に行うことも可能である。以下、第３の実施の形態では、そのようにした場合における処理について説明する。More specifically, a straight line in which the slope of the straight line in the peak section is corrected is applied separately for each section from the peak included in the peak section to each of both ends of the peak section. According to this, even if each of the values at both ends of the peak section are different from each other, each discontinuous point can be eliminated. As described above, the waveform of the envelope for each peak section generated by the power
Third embodiment of the present invention.
Subsequently, a third embodiment of the present invention will be described. In the first embodiment described above, the digital predistortion (DPD) process has been described separately from FIG. 9 and FIG. 10 in order to clarify the processing contents. However, these processes are simultaneously performed in parallel. It is also possible. Hereinafter, in the third embodiment, processing in such a case will be described.
図１４を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる送信装置２について説明する。図１４は、本発明の第３の実施の形態にかかる送信装置２の構成を示すブロック図である。なお、図１４において、第１の実施の形態の構成要素と同様の動作を行う構成要素については、同一の符号を付し、その説明を省略する。
With reference to FIG. 14, the
第３の実施の形態にかかる送信装置２は、第１の実施の形態にかかる送信装置１と比較して、制御部１３に代えて制御部２３を有する点が異なる。
The
制御部２３は、制御部１３と同様に、入力信号及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値に基づいて、歪みモデルを使用して制御パラメータを計算し、入力信号の歪みを補償する。制御部２３は、さらに、歪み補償と並行して歪みモデルの計算も行う。つまり、制御部２３は、歪み補償をしながら、歪みモデルもリアルタイムに更新していく。このように、歪み補償及び歪みモデルの生成をリアルタイム化することにより、温度変化などによる増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となる。
Similar to the
ここで、本実施の形態では、プリディストータ１４による歪み補償も実行しているため、純粋に増幅器１０の歪特性を計算するためには、増幅器１０に入力される、歪み補償後の入力信号に基づいて計算を行う必要がある。これに対して、本実施の形態では、制御部２３が制御パラメータを計算する過程で、歪み補償後の入力信号を計算できることを利用する。つまり、制御部２３は、歪みモデルの計算方法については、制御部１３と同様であるが、計算に用いる入力信号及びピーク値の取得方法が異なる。
In this embodiment, since the distortion compensation by the
具体的には、制御部２３は、上述したように歪みモデルを計算するためには、入力信号、その入力信号におけるピーク値、及びその入力信号を増幅した出力信号の組が必要となるが、その入力信号として、計算した歪み補償後の入力信号を使用する。また、制御部２３は、計算した歪み補償後の入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間及びそのピーク値を検出する機能も有する。制御部２３は、そのようにして得た歪み補償後の入力信号、ピーク値、及び出力信号を組として、歪みモデルを計算する。
Specifically, in order to calculate the distortion model as described above, the
続いて、図１５を参照して、本発明の第３の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理について説明する。図１５は、本発明の第２の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。なお、図９及び図１０に示す処理と同様の処理については、説明の明確化のため、同一の符号を付し、その説明は省略する。 Next, with reference to FIG. 15, the distortion compensation and distortion model generation processing according to the third embodiment of the present invention will be described. FIG. 15 is a flowchart showing distortion compensation and distortion model generation processing according to the second embodiment of the present invention. In addition, about the process similar to the process shown in FIG.9 and FIG.10, the same code | symbol is attached | subjected for clarification of description, and the description is abbreviate | omitted.
制御部２３は、制御パラメータを計算する過程で計算した歪み補償後の入力信号に基づいて、ピーク区間及びピーク値ａｉを検出する（Ｓ９）。制御部２３は、時間ｉにおける入力信号から計算した歪み補償後の入力信号から複素信号ｘｉを計算するとともに、時間ｉにおける入力信号が歪み補償後に増幅された出力信号から複素信号ｙｉを計算する。制御部２３は、このようにして得られた、入力信号の複素信号ｘｉ、ピーク値ａｉ、及び出力信号ｙｉを、歪みモデルを計算するための実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉとして記憶装置に記憶する。そして、制御部２３は、記憶装置に蓄積した実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する（Ｓ１０）。ここでは、例えば、それまでに蓄積された全ての実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する。これによって、歪みモデルの係数が計算される。この後は、制御部２３は、計算した新たな歪みモデルに基づいて、歪みを補償する。
The
なお、このように歪みモデルを更新するタイミングは、任意のタイミングを設定するようにしてもよい。例えば、実測値の組が追加で所定の数蓄積される毎に歪みモデルを再計算するようにしてもよい。また、歪みモデルの計算に用いる実測値の組の総数を予め定めておき、新たな実測値の組を蓄積する毎に最も古い実測値の組から削除していくようにしてもよい。そのようにすることで、増幅器１０の歪特性の経年変化に追従したより適切な歪みモデルの計算が可能となる。
Note that any timing may be set as the timing for updating the distortion model. For example, the distortion model may be recalculated every time a predetermined number of sets of actual measurement values are additionally accumulated. Alternatively, the total number of actually measured value sets used for the calculation of the distortion model may be determined in advance, and deleted from the oldest actually measured value group each time a new actually measured value set is accumulated. By doing so, it becomes possible to calculate a more appropriate distortion model that follows the secular change of the distortion characteristics of the
また、プリディストータ１４及び制御部１３を、第１の実施の形態における歪みモデルを生成するモードでしばらく動作させた後に、本実施の形態のように歪み補償及び歪みモデルの生成を行うモードで動作させるようにしてもよい。
In addition, after operating the
以上に説明したように、本実施の形態によれば、歪み補償及び歪みモデルの生成をリアルタイムに実行することが可能であるため、増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となる。
本発明の第４の実施の形態．
続いて、本発明の第４の実施の形態について説明する。本実施の形態では、第３の実施の形態と同様に、歪み補償及び歪みモデルの生成を並列して同時に実行する場合について説明する。ただし、本実施の形態では、プリディストータ１４によって実際に歪み補償された入力信号に基づいて、歪みモデルを計算する点が実施の形態３と異なる。As described above, according to the present embodiment, distortion compensation and distortion model generation can be performed in real time, so that distortion compensation that is robust to changes in distortion characteristics of the
Fourth embodiment of the present invention.
Subsequently, a fourth embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, as in the third embodiment, a case will be described in which distortion compensation and distortion model generation are simultaneously performed in parallel. However, the present embodiment is different from the third embodiment in that a distortion model is calculated based on an input signal that is actually subjected to distortion compensation by the
図１６を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる送信装置３について説明する。図１６は、本発明の第４の実施の形態にかかる送信装置３の構成を示すブロック図である。なお、図１６において、第１の実施の形態の構成要素と同様の動作を行う構成要素については、同一の符号を付し、その説明を省略する。ただし、第４の実施の形態においては、歪み補償後の入力信号が、プリディストータ１４から、第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、及びＤＡＣ１６の他に、第三のピーク検出部１１ｃ及び制御部２４にも出力される。
With reference to FIG. 16, the
第４の実施の形態にかかる送信装置３は、第１の実施の形態にかかる送信装置１と比較して、さらに第三のピーク検出部１１ｃを有し、制御部１３に代えて制御部２４を有する点が異なる。
The
第三のピーク検出部１１ｃは、プリディストータ１４から出力された入力信号からエンベロープを抽出して、抽出したエンベロープのピーク区間と、そのピーク区間におけるピーク値を検出する。第三のピーク検出部１１ｃは、検出したピーク区間及びピーク値を示す情報を制御部２４に出力する。
The
制御部２４は、制御部１３と同様に、入力信号及び第一のピーク検出部１１ａから出力されたピーク値に基づいて、歪みモデルを使用して制御パラメータを計算し、入力信号の歪みを補償する。そして、本実施の形態では、制御部２４は、歪みモデルを計算するために、プリディストータ１４から出力された歪み補償後の入力信号と、第三のピーク検出部１１ｃから出力されたピーク値を使用する。つまり、制御部２４は、歪みモデルの計算方法については、制御部１３と同様であるが、計算に用いる入力信号及びピーク値の取得方法が異なる。
Similar to the
続いて、図１７を参照して、本発明の第４の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理について説明する。図１７は、本発明の第４の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理を示すフローチャートである。なお、図９及び図１０に示す処理と同様の処理については、説明の明確化のため、同一の符号を付し、その説明は省略する。 Next, with reference to FIG. 17, a distortion compensation and distortion model generation process according to the fourth embodiment of the present invention will be described. FIG. 17 is a flowchart showing distortion compensation and distortion model generation processing according to the fourth embodiment of the present invention. In addition, about the process similar to the process shown in FIG.9 and FIG.10, the same code | symbol is attached | subjected for clarification of description, and the description is abbreviate | omitted.
第三のピーク検出部１１ｃは、プリディストータ１４から出力された歪み補償後の入力信号のエンベロープのピーク区間及びピーク値を検出する（Ｓ１１）。第三のピーク検出部１１ｃは、検出したピーク区間及びそのピーク値を示す情報を制御部２４に出力する。
The
制御部２４は、歪み補償後の入力信号から算出した複素信号ｘｉ、増幅器１０から出力された出力信号から算出した複素信号ｙｉ、及び第三のピーク検出部１１ｃから出力されたピーク値ａｉを、歪みモデルを計算するための実測値の組ａｉ、ｘｉ、ｙｉとして記憶する。そして、制御部２４は、記憶装置に蓄積した実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する（Ｓ１２）。ここでは、例えば、それまでに蓄積された全ての実測値の組に基づいて、歪みモデルを計算する。これによって、歪みモデルの係数が計算される。この後は、制御部２３は、計算した新たな歪みモデルに基づいて、歪みを補償する。
The
なお、本実施の形態においても、第３の実施の形態と同様に、歪みモデルを更新するタイミングを任意のタイミングとしてもよく、新たな実測値の組を蓄積する毎に古い実測値の組を削除する毎に削除するようにしてもよい。また、歪みモデルを生成するモードでしばらく動作させた後に、歪み補償及び歪みモデルの生成を行うモードで動作させるようにしてもよい。 In the present embodiment, as in the third embodiment, the timing for updating the distortion model may be set to an arbitrary timing, and each time a new set of measured values is accumulated, an old set of measured values is stored. You may make it delete whenever it deletes. Further, after operating for a while in a mode for generating a distortion model, it may be operated in a mode for generating distortion compensation and a distortion model.
以上に説明したように、本実施の形態によれば、歪み補償及び歪みモデルの生成をリアルタイムに実行することが可能であるため、増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となる。さらに、本実施の形態では、プリディストータ１４によって実際に歪み補償された入力信号に基づいて、歪みモデルを計算するようにしているため、より正確な歪みモデルを計算することが可能となる。
本発明の第５の実施の形態．
続いて、本発明の第５の実施の形態について説明する。本実施の形態では、第４の実施の形態と同様に、歪み補償及び歪みモデルの生成を並列して同時に実行する場合について説明する。ただし、本実施の形態では、第三のピーク検出部１１ｃを新たに設けず、第二のピーク検出部１１ｂが検出したピーク値を流用して、歪みモデルを計算する点が実施の形態４と異なる。As described above, according to the present embodiment, distortion compensation and distortion model generation can be performed in real time, so that distortion compensation that is robust to changes in distortion characteristics of the
Fifth embodiment of the present invention.
Subsequently, a fifth embodiment of the present invention will be described. In the present embodiment, as in the fourth embodiment, a case will be described in which distortion compensation and distortion model generation are simultaneously performed in parallel. However, in the present embodiment, the
図１８を参照して、本発明の第５の実施の形態にかかる送信装置４について説明する。図１８は、本発明の第５の実施の形態にかかる送信装置４の構成を示すブロック図である。なお、図１８において、第１の実施の形態の構成要素と同様の動作を行う構成要素については、同一の符号を付し、その説明を省略する。ただし、第４の実施の形態においては、歪み補償後の入力信号が、プリディストータ１４から、第二のピーク検出部１１ｂ、電源変調部１２、及びＤＡＣ１６の他に、制御部２４にも出力される。また、ピーク区間及びピーク値を示す情報が、第二のピーク検出部１１ｂから、電源変調部１２の他に、制御部２４にも出力される。
With reference to FIG. 18, the
制御部２４の動作については、第４の実施の形態の制御部２４と同様である。ただし、歪みモデルの計算に用いるピーク値が、第三のピーク検出部１１ｃに代えて第二のピーク検出部１１ｂから入力される点が異なる。よって、本発明の第５の実施の形態にかかる歪み補償及び歪みモデル生成処理については、図１９に示すように、第三のピーク検出部１１ｃに代えて第二のピーク検出部１１ｂから入力されるピーク値を用いて、歪みモデルを計算する点以外は、第４の実施の形態と同様であるため、説明を省略する。
About operation | movement of the
なお、本実施の形態においても、第４の実施の形態と同様に、歪みモデルを更新するタイミングを任意のタイミングとしてもよく、新たな実測値の組を蓄積する毎に古い実測値の組を削除する毎に削除するようにしてもよい。また、歪みモデルを生成するモードでしばらく動作させた後に、歪み補償及び歪みモデルの生成を行うモードで動作させるようにしてもよい。 In the present embodiment as well, as in the fourth embodiment, the timing for updating the distortion model may be any timing, and each time a new set of measured values is accumulated, an old set of measured values is stored. You may make it delete whenever it deletes. Further, after operating for a while in a mode for generating a distortion model, it may be operated in a mode for generating distortion compensation and a distortion model.
以上に説明したように、本実施の形態によれば、実施の形態４と同様に、増幅器１０の歪特性の変化にロバストな歪補償が可能となり、より正確な歪みモデルを計算することが可能となる。さらに、本実施の形態によれば、第三のピーク検出部１１ｃが不要となるため、回路規模の増加を抑制することができる。
As described above, according to the present embodiment, as in the fourth embodiment, distortion compensation that is robust to changes in the distortion characteristics of the
なお、本発明は上記実施の形態に限られたものではなく、趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更することが可能である。 Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be changed as appropriate without departing from the spirit of the present invention.
第一のピーク検出部１１ａは、制御部１３に含んで構成することも可能である。同様に第二のピーク検出部１１ｂは電源変調部１２、２２に含まれていてもよく、第三のピーク検出部１１ｃが制御部２４に含まれていてもよい。遅延部１４１をプリディストータ１４と分離してもよく、遅延部１２１、２２１を電源変調部１２、２２と分離してもよい。
The
本実施の形態では、第一のピーク検出部１１ａ、第二のピーク検出部１１ｂ、２１ｂ、第三のピーク検出部１１ｃ、及び電源変調部１２、２２のそれぞれにおいて、入力信号からエンベロープを抽出するようにしているが、これに限られない。例えば、第一のピーク検出部１１ａの前段、第三のピーク検出部１１ｃの前段、並びに、第二のピーク検出部１１ｂ、２１ｂ及び電源変調部１２、２２の前段のそれぞれに、入力信号からエンベロープを抽出するエンベロープディテクターを有するようにしてもよい。この場合、各エンベロープディテクターのそれぞれは、抽出したエンベロープを第一のピーク検出部１１ａ、並びに、第二のピーク検出部１１ｂ、２１ｂ、第三のピーク検出部１１ｃ及び電源変調部１２、２２のそれぞれに出力するようにすればよい。
In the present embodiment, the first
本実施の形態では、入力信号の複素信号、出力信号の複素信号、及びピーク値を使用する歪みモデルについて例示したが、これに限られない。例えば、入力信号の複素信号及び出力信号の複素信号のみを使用する歪みモデルを適用するようにしてもよい。言い換えると、入力信号と出力信号のみで増幅器１０の歪み特性を算出して、入力信号のみから歪み補償後の入力信号を計算するようにしてもよい。このようにしたとしても、ピーク区間ごとでは、低速化前後でのエンベロープの相関関係は保たれているため、特許文献１、２及び非特許文献１に開示の方式と比較して、より適切な歪み補償を行うことができる。ただし、好ましくは、本実施の形態のように、ピーク値も使用した歪み補正を行うとよい。その理由は、既に本実施の形態の説明で述べているが、ピーク区間間の低速化前後のエンベロープの相関関係の違いに起因する歪みも補償することができるため、より適切な歪み補償を行うことができるからである。
In this embodiment, the distortion model using the complex signal of the input signal, the complex signal of the output signal, and the peak value is illustrated, but the present invention is not limited to this. For example, a distortion model that uses only the complex signal of the input signal and the complex signal of the output signal may be applied. In other words, the distortion characteristics of the
本実施の形態では、１つのピーク値のみが含まれる谷から谷までの区間をピーク区間としているが、これに限られない。例えば、複数のピーク値を含む谷から谷までの区間を、ピーク区間としてもよい。この場合、ピーク区間に含まれるピーク値のうち、最も大きいピーク値を使用するようにすればよい。図７を参照して一例について説明すると、ピーク区間９１、９２を１つのピーク区間とし、ピーク区間９３、９４を１つのピーク区間としてもよい。この場合、ピーク区間９１、９１からなるピーク区間は、そのうちで最も大きいピーク値に応じた直線８２を適用するようにすればよい。また、ピーク区間９３、９４からなるピーク区間は、そのうちで最も大きいピーク値に応じた直線８３を適用するようにすればよい。その理由は、そのようにしても、低速化前後でのエンベロープの相関関係は保たれるからである。
In the present embodiment, a section from a valley to a valley including only one peak value is a peak section, but the present invention is not limited to this. For example, a section from a valley to a valley including a plurality of peak values may be set as a peak section. In this case, the largest peak value among peak values included in the peak section may be used. An example will be described with reference to FIG. 7. The
しかしながら、この場合、ピーク区間９１におけるエンベロープは、直線８４によって低速化されることになるが、直線８１によって低速化したほうが電力効率は良くなる。したがって、好ましくは、本実施の形態において説明したように、１つのピーク値のみが含まれる谷から谷までの区間を、ピーク区間とするとよい。同様に、ピーク区間は、谷から谷までとしなくてもよい。その場合であっても、ピーク区間のうち、最も大きいピーク値に応じた直線で、エンベロープを低速化すれば、相関関係は保たれるからである。
However, in this case, the envelope in the
以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明の範囲内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。 Although the present invention has been described with reference to the embodiments, the present invention is not limited to the above embodiments. Various changes that can be understood by those skilled in the art can be made to the configuration and details of the present invention within the scope of the present invention.
この出願は、２０１１年８月２３日に出願された日本出願２０１１−１８１４９３を基礎とする優先権を主張し、その開示の全てをここに取り込む。 This application claims the priority on the basis of the Japanese application 2011-181493 for which it applied on August 23, 2011, and takes in those the indications of all here.
Claims (9)
前記入力信号からエンベロープ信号を抽出して、抽出したエンベロープ信号を低速化して出力する低速化部と、
前記低速化部から出力されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して前記増幅器に供給する電源部と、
前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正して前記増幅器及び前記低速化部に出力する歪み補償部と、を備え、
前記低速化部は、
時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出する低速化ピーク検出手段と、
前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定する傾き設定手段と、を有し、
前記歪み補償部は、
前記入力信号からエンベロープ信号を抽出するエンベロープ抽出手段と、
前記複数の分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最大ピーク値を検出する歪み補償ピーク検出手段と、を有し、
前記歪み補償部は、前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに加えて、さらに当該入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値のそれぞれに基づいて、前記入力信号を補正する、
歪補償増幅装置。 An amplifier that amplifies the input signal and outputs it as an output signal;
A speed reducing unit that extracts an envelope signal from the input signal, and outputs the extracted envelope signal at a reduced speed;
Based on the envelope signal output from the speed reduction unit, a power supply unit that generates a power supply voltage and supplies the power supply voltage to the amplifier;
A distortion compensation unit that corrects the input signal to compensate for distortion generated in the amplifier based on the input signal and an output signal obtained by amplifying the input signal, and outputs the corrected signal to the amplifier and the speed reduction unit; Prepared,
The speed reducing part is
A slow peak detection means for detecting a maximum peak value which is the largest value of the envelope signal included in each of the divided sections obtained by dividing the time axis into a plurality of sections;
In the coordinate system in which the envelope signal before the speed reduction is taken on the X axis and the envelope signal after the speed reduction is taken on the Y axis, the slope of the divided section when the slope of the straight line Y = X is taken as the standard slope and have a, a tilt setting unit for setting in accordance with so as the maximum peak value smaller than the standard slope,
The distortion compensator is
Envelope extraction means for extracting an envelope signal from the input signal;
Distortion compensation peak detecting means for detecting a maximum peak value of the envelope signal included in each of the plurality of divided sections,
The distortion compensator corrects the input signal based on each of the maximum peak values of the envelope signal extracted from the input signal in addition to the input signal and the output signal obtained by amplifying the input signal. ,
Distortion compensation amplifier.
前記傾き設定手段は、前記第１の分割区間と前記第２の分割区間の境界におけるＹ軸の値が、当該第１の分割区間及び当該第２の分割区間のそれぞれで異なる場合、それぞれの値が同一となるように、当該第１の分割区間の傾き及び当該第２の分割区間の傾きのうち、少なくとも１つを補正する、
請求項１に記載の歪補償増幅装置。 The plurality of divided sections include a first divided section and a second divided section adjacent to the first divided section,
The slope setting means determines each value when the Y-axis value at the boundary between the first divided section and the second divided section is different between the first divided section and the second divided section. So that at least one of the slope of the first divided section and the slope of the second divided section is corrected so as to be the same.
The distortion compensation amplification device according to claim 1 .
前記入力信号から抽出される入力特徴量と、当該入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値と、当該入力信号が増幅された出力信号から抽出される出力特徴量を変数とする、前記増幅器の歪みをモデル化した歪みモデルの係数を、前記入力信号及びそれに対応する最大ピーク値及び出力信号に基づいて算出する算出手段と、
前記算出した係数を適用した歪みモデルに基づいて、前記入力信号と、当該入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値から、前記補正後の入力信号を決定する決定手段と、を有する、
請求項１に記載の歪補償増幅装置。 The distortion compensator is
The amplifier, wherein the input feature value extracted from the input signal, the maximum peak value of the envelope signal extracted from the input signal, and the output feature value extracted from the output signal obtained by amplifying the input signal are variables. Calculating means for calculating a distortion model coefficient obtained by modeling the distortion of the input signal based on the input signal and the corresponding maximum peak value and output signal;
Based on a distortion model to which the calculated coefficient is applied, the input signal, and a determining unit that determines the corrected input signal from the maximum peak value of the envelope signal extracted from the input signal,
The distortion compensation amplification device according to claim 1 .
前記低速化されたエンベロープ信号に基づき、電源電圧を生成して増幅器に供給する電源供給ステップと、
前記増幅器が、入力信号を増幅し、出力信号として出力する増幅ステップと、
前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに基づき、前記増幅器において生じる歪みを補償するように前記入力信号を補正する歪み補償ステップと、を備え、
前記低速化ステップは、
時間軸を複数に分割した分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最も大きな値である最大ピーク値を検出するステップと、
前記低速化前のエンベロープ信号をＸ軸にとり、前記低速化後のエンベロープ信号をＹ軸にとった座標系において、Ｙ＝Ｘとなる直線の傾きを標準傾きとした場合に、前記分割区間の傾きを、前記標準傾きより小さくなるようその最大ピーク値に応じて設定するステップと、を有する、歪補償増幅方法であって、
前記歪み補償ステップは、
前記入力信号からエンベロープ信号を抽出するステップと、
前記複数の分割区間のそれぞれに含まれる前記エンベロープ信号の最大ピーク値を検出するステップと、を有し、
前記入力信号と当該入力信号が増幅された出力信号とに加えて、さらに当該入力信号から抽出されたエンベロープ信号の最大ピーク値のそれぞれに基づいて、前記入力信号を補正することを含む、
歪補償増幅方法。 A speed reduction step of extracting the envelope signal from the input signal and reducing the speed of the extracted envelope signal;
A power supply step of generating a power supply voltage and supplying the power supply voltage to the amplifier based on the slowed envelope signal;
An amplification step in which the amplifier amplifies an input signal and outputs the amplified signal as an output signal;
A distortion compensation step of correcting the input signal so as to compensate for distortion generated in the amplifier based on the input signal and an output signal obtained by amplifying the input signal;
The speed reduction step includes:
Detecting a maximum peak value that is the largest value of the envelope signal included in each of the divided sections obtained by dividing the time axis into a plurality of sections;
In the coordinate system in which the envelope signal before the speed reduction is taken on the X axis and the envelope signal after the speed reduction is taken on the Y axis, the slope of the divided section when the slope of the straight line where Y = X is taken as the standard slope Is set according to the maximum peak value so as to be smaller than the standard slope, and a distortion compensation amplification method,
The distortion compensation step includes:
Extracting an envelope signal from the input signal;
Detecting a maximum peak value of the envelope signal included in each of the plurality of divided sections,
Correcting the input signal based on each of the maximum peak value of the envelope signal extracted from the input signal in addition to the input signal and the output signal obtained by amplifying the input signal,
Distortion compensation amplification method.
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