JP6047056B2 - マルチキャリア光送信器及びマルチキャリア光送信方法 - Google Patents

Description

本発明は、光通信システムに応用可能なマルチキャリア光送信器及びマルチキャリア光送信方法に関する。

光通信システムにおけるチャネルあたりの伝送容量の更なる向上のため、複数のサブキャリアを用いるマルチキャリア伝送方式の検討が盛んに行われている。マルチキャリア伝送においては、サブキャリア間の周波数間隔を可能な限り狭くし、光スペクトル利用効率（Spectral Efficiency：ＳＥ）を向上することが望ましい。実際に、非特許文献１に示されるように、ナイキストＷＤＭ（Nyquist Wavelength Division Multiplexing）やＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）を用いてサブキャリア間の周波数隔をシンボルレート程度まで狭めたマルチキャリア伝送の検討が近年盛んに行われている。

このようなＳＥの高いマルチキャリア伝送を実現するためには、サブキャリア間の周波数間隔を精度よく制御することが重要となる。このため、マルチキャリア伝送用光源として、単独のＣＷ（Continuous Wave）光を種光源とし、外部変調器や非線形光学媒質を用いて複数のサブピークを発生させる構成がしばしば用いられる。

R. Schmogrow他, "Real-time Nyquist pulse generation beyond 100 Gbit/s and its relation to OFDM" Optics Express, 2012年, Vol. 20, No.1, p. 317-337.

しかし、このような構成においては、サブピーク成分間のパワーレベルを等化することが難しく、また原理的に等化後のサブピーク成分あたりの光パワーはＣＷ光源の出力パワーのサブキャリア数分の１未満となってしまうため、サブチャネルあたりの光パワーが小さくなってしまい、伝送可能距離の制約要因となってしまう等の問題があった。また、サブピーク成分を一本ずつ分離して異なる変調手段に送出するための光分離フィルタが別途必要となり、送信器全体が複雑になってしまうという問題もあった。

サブチャネル信号あたりの光パワーを大きくし、かつ分離フィルタを不要にするには、各サブチャネル毎に個別のＣＷ光源を用いることが望ましい。しかし、一般に、独立に発振するＣＷ光源間の周波数間隔を精度よく制御することは困難である。例えば、一般に光伝送システムに用いられる半導体ＣＷ光源の発振周波数精度は経年変化分も含め±数ＧＨｚ程度であるため、各々独立に動作するＣＷ光源間の周波数間隔はその倍程度のオーダーで分布することになり、これはＳＥの高いマルチキャリア伝送に適用するには不十分な精度である。

本発明は、このような課題に鑑みてなされたものであり、その目的は、各サブチャネル毎に個別のＣＷ光源を用い、かつサブキャリア間の周波数間隔を制御可能なマルチキャリア光送信器及びマルチキャリア光送信方法を提供することである。

上記課題を解決するために、請求項１に記載のマルチキャリア光送信器は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源と、前記Ｎ個の送信ＣＷ光源から出力されたＮ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するモニタ光取り出し手段と、前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力する周波数間隔モニタ手段と、外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力する駆動信号生成手段と、前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光を入力して、Ｎ個のサブチャネル信号を生成して出力する光ベクトル変調手段であって、前記光ベクトル変調手段は、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、前記光ベクトル変調手段と、前記光ベクトル変調手段から出力された前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信する光合波手段とを備え、前記周波数間隔モニタ手段は、前記Ｎ個の送信ＣＷ光源のうちの少なくとも１個から取り出された前記モニタ光をクロック信号で変調した後に、当該変調したモニタ光と前記モニタ光とを相互に干渉させてビート信号を得る手段を有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号生成手段は、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出することを特徴とする。

請求項２に記載のマルチキャリア光送信器は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源と、前記Ｎ個の送信ＣＷ光源から出力されたＮ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するモニタ光取り出し手段と、前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力する周波数間隔モニタ手段と、外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力する駆動信号生成手段と、前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光を入力して、Ｎ個のサブチャネル信号を生成して出力する光ベクトル変調手段であって、前記光ベクトル変調手段は、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、前記光ベクトル変調手段と、前記光ベクトル変調手段から出力された前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信する光合波手段とを備え、前記周波数間隔モニタ手段は、基準光源を備え、前記モニタ光と前記基準光源の出力光とを干渉させてビート信号を得る手段を有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号生成手段は、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出し、前記基準光源の出力光スペクトルは、Ｎ本以上の等周波数間隔で並んだサブピークを有することを特徴とする。

請求項３に記載のマルチキャリア光送信方法は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源からＮ個の出力光を出力するステップと、前記Ｎ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するステップと、前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力するステップと、外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力するステップと、前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光からＮ個のサブチャネル信号を生成して出力するステップであって、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、ステップと、前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信するステップとを備え、前記周波数間隔情報を生成して出力するステップは、前記Ｎ個の送信ＣＷ光源のうちの少なくとも１個から取り出された前記モニタ光をクロック信号で変調した後に、当該変調したモニタ光と前記モニタ光とを相互に干渉させてビート信号を得るステップを有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号を生成して出力するステップは、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出することを特徴とする。
請求項４に記載のマルチキャリア光送信方法は、Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源からＮ個の出力光を出力するステップと、前記Ｎ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するステップと、前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力するステップと、外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力するステップと、前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光からＮ個のサブチャネル信号を生成して出力するステップであって、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、ステップと、前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信するステップとを備え、前記周波数間隔情報を生成して出力するステップは、基準光源を用いて、前記モニタ光と前記基準光源の出力光とを干渉させてビート信号を得るステップを有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号を生成して出力するステップは、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出し、前記基準光源の出力光スペクトルは、Ｎ本以上の等周波数間隔で並んだサブピークを有することを特徴とする。

本発明によれば、各サブチャネル毎に個別のＣＷ光源を用い、かつサブキャリア間の周波数間隔を制御可能なマルチキャリア光送信器を提供することができる。特に、光ベクトル変調手段を周波数シフタ兼データ変調器として用いてサブキャリア間の周波数間隔を制御することにより、送信用ＣＷ光源自体の周波数制御を行う必要がなく、簡易な構成でマルチキャリア光送信器を実現することができる。

本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第１の実施形態における送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光と光ベクトル変調手段の出力光信号とのそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。 本発明の第２の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器における、送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光、光変調器の出力スペクトル及び光ベクトル変調手段の出力光信号のそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。 本発明の第４の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第４の実施形態に係るマルチキャリア光送信器における、送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光、基準光源の出力スペクトル及び光ベクトル変調手段の出力光信号のそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。 本発明の第５の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。 本発明の第６の実施形態に係るマルチキャリア光送信器における、送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光、基準光源の出力光スペクトル及び光ベクトル変調手段の出力光信号のそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。 偏波多重ＩＱ変調器を例示する図である。

本明細書中において、「送信ＣＷ光源の周波数」とは送信ＣＷ光源から出力されるＣＷ光の周波数を指し、「サブキャリア周波数」とはデータ変調後の各サブチャネルの信号光にとっての実効的なキャリア周波数を指す。通常、「サブキャリア周波数」＝「データ変調後の各サブチャネルの光信号スペクトルの中心周波数」である（但し、単側波帯変調のような一部の特殊な変調方式を用いる場合、上記等式は成立しない）。従来の個別ＣＷ光源型マルチキャリア送信器においては、「送信ＣＷ光源の周波数」＝「サブキャリア周波数」である。しかしながら、本発明の基本的な技術的思想は、「送信ＣＷ光源の周波数」を制御することなく、「サブキャリア周波数」を制御するというものである。具体的には、以下に示す実施形態の説明において詳述する通り、光ベクトル変調手段を周波数シフタ兼データ変調器として用いることで上記制御を可能にする。従って、以下に説明する実施形態においては、基本的に「送信ＣＷ光源の周波数」と「サブキャリア周波数」とは一致しない。また、本明細書中の全ての図面において、矢印は単に信号の流れを示すものであり、矢印の本数は実際の物理配線の本数とは必ずしも一致しない。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るマルチキャリア光送信器１００の構成を示すブロック図である。なお、本明細書中の全ての実施形態では４キャリア送信器の例を示すが、２以上の任意のキャリア数に対しても同様の構成を適用することができる。図１において、マルチキャリア光送信器１００は、送信ＣＷ光源１０１〜１０４と、モニタ光取り出し手段１１１〜１１４と、光ベクトル変調手段１２１〜１２４と、光合波手段１３０と、出力ポート１４０と、周波数間隔モニタ手段１５０と、駆動信号生成手段１６０とを備える。

送信ＣＷ光源１０１〜１０４は、各サブチャネルに対応する光周波数ｆ_１〜ｆ_４のＣＷ光をそれぞれ出力する。本例ではｆ_１＜ｆ_２＜ｆ_３＜ｆ_４とする。モニタ光取り出し手段１１１〜１１４は、送信ＣＷ光源１０１〜１０４の出力光の一部（例えば５％）をタップし、モニタ光として周波数間隔モニタ手段１５０に送る。周波数間隔モニタ手段１５０は、モニタ光取り出し手段１１１〜１１４によって得られたモニタ光から送信ＣＷ光源１０１〜１０４の出力光間の周波数間隔を検出し、当該検出した周波数間隔からビート信号を含む周波数間隔情報を生成して駆動信号生成手段１６０に送る。駆動信号生成手段１６０は、周波数間隔モニタ手段１５０から得られた周波数間隔情報と外部から入力される送信データ信号とに基づき、光ベクトル変調手段１２１〜１２４に対する駆動信号を生成する。光ベクトル変調手段１２１〜１２４は、入力した駆動信号及び送信ＣＷ光源の出力光に基づいて、サブチャネル信号同士が所定の周波数間隔を有するようにサブチャネル信号を生成する。光ベクトル変調手段１２１〜１２４から出力されるサブチャネル信号は、光合波手段１３０により合波され、出力ポートよりマルチキャリア（４キャリア）光信号として出力される。

送信ＣＷ光源１０１〜１０４としては、例えば分布帰還型レーザダイオードや分布ブラッグ反射型レーザダイオードを用いることができる。光ベクトル変調手段１２１〜１２４としては、例えば図１６に示すような、マッハツェンダ型変調器（Mach-Zehnder Modulator：ＭＺＭ）を用いた偏波多重ＩＱ変調器を用いることができる。図１６には、Ｘ偏波In-phase（Ｉ）成分に対応するＭＺＭ_ＸＩと、Ｘ偏波Quadrature（Ｑ）成分に対応するＭＺＭ_ＸＱと、Ｙ偏波Ｉ成分に対応するＭＺＭ_ＹＩと、Ｙ偏波Ｑ成分に対応するＭＺＭ_ＹＱとを備えた偏波多重ＩＱ変調器１６００が示されている。図１６に示されるように、偏波多重ＩＱ変調器１６００は、直交する２偏波（Ｘ偏波、Ｙ偏波）のＩ成分およびＱ成分にそれぞれ対応する４並列のＭＺＭを含み、原理的には出力光電界の各偏波成分の強度及び位相に対し、任意の変調を行うことができる。

変調器の材料としては、ニオブ酸リチウム（ＬｉＮｂＯ_３：ＬＮ）を用いたものが最も広く普及しているが、インジウム燐（ＩｎＰ）等の半導体系材料を用いたものやポリマ材料を用いたものも近年開発が進んでいる。本発明の効果は変調器材料の選択に依らないため、変調器材料の選択は任意である。

光合波手段１３０としては、例えば４×１コンバイナやマルチモード干渉計型カプラなどの波長無依存型の光合波器を用いてもよく、また光損失を避けるためアレイ導波路格子などの波長合分波器を用いてもよい。

なお、光ベクトル変調手段１２１〜１２４の駆動信号を表す矢印はそれぞれ１本ずつで表したが、前述の通り矢印は信号の流れを示すものであって物理配線の本数を表すものではない。光ベクトル変調手段１２１〜１２４として図１６に示す偏波多重ＩＱ変調器１６００を用いる場合、駆動信号生成手段１６０から出力される駆動信号の物理配線本数は光ベクトル変調手段１個当たり４本（それぞれＸ偏波Ｉ成分、Ｘ偏波Ｑ成分、Ｙ偏波Ｉ成分、Ｙ偏波Ｑ成分に対応）ずつ、計１６本となる。

また、周波数間隔モニタ手段１５０及び駆動信号生成手段１６０の処理時間とモニタ光取り出し手段１１１〜１１４から光ベクトル変調手段１２１〜１２４への光波の到達時間との差をできるだけ小さくするため、モニタ光取り出し手段１１１〜１１４と光ベクトル変調手段１２１〜１２４との間には必要に応じて光遅延線を設けてもよい。

図２は、本発明の第１の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。図２に示されるように、周波数間隔モニタ手段２００（図１に示される周波数間隔モニタ手段１５０に対応）は、光分岐器２１２及び２１３と、光カプラ２２１〜２２３と、バランス受光器２３１〜２３３とを備える。光カプラ２２１〜２２３は一般的な２×２の３ｄＢカプラであり、バランス受光器２３１〜２３３はバランス型ＰＤ及びトランスインピーダンスアンプを含む。なお、本実施形態を含め、本明細書中で説明する全ての実施形態では高感度を得るためバランス受光器を用いているが、充分な感度が得られる場合はシングルエンドの受光器に置き換えてもよい。

光分岐器２１２及び２１３は、入力されるモニタ光２０１〜２０４（光周波数ｆ_１〜ｆ_４）のうち両端を除く２チャネル（モニタ光２０２及び２０３）をそれぞれ２分岐する。光カプラ２２１〜２２３は隣接チャネルのモニタ光同士を干渉させ、バランス受光器２３１〜２３３は隣接チャネルのモニタ光の周波数間隔を検出するために干渉によるビート信号２４１〜２４３を出力する。それにより、周波数間隔モニタ手段２００はビート信号２４１〜２４３を含む周波数間隔情報を出力する。ビート信号２４１〜２４３の周波数ｆ_{ｂｅａｔ＿２１}、ｆ_{ｂｅａｔ＿３２}、ｆ_{ｂｅａｔ＿４３}については、以下の（式１）〜（式３）が成り立つ。
ｆ_{ｂｅａｔ＿２１}＝ｆ_２−ｆ_１ （式１）
ｆ_{ｂｅａｔ＿３２}＝ｆ_３−ｆ_２ （式２）
ｆ_{ｂｅａｔ＿４３}＝ｆ_４−ｆ_３ （式３）

図３は、本発明の第１の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。図３に示されるように、駆動信号生成手段３００（図１に示される駆動信号生成手段１６０に対応）は、複素電界信号生成回路３１０と、ビート周波数検出回路３２１〜３２３と、周波数制御回路３３０と、乗算回路３４１〜３４４と、出力インターフェース回路３５１〜３５４とを備える。

複素電界信号生成回路３１０はデジタル回路であり、ＱＰＳＫや直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation：ＱＡＭ）などの変調方式に応じて、外部から入力したデータ変調を行うための送信データ信号を電界情報にマッピングし、各サブチャネルの複素電界シンボル列を生成した後、パルス整形や予等化などの処理を施し、各サブチャネルに対応する複素電界信号Ｅ_１〜Ｅ_４を生成する。なお、偏波多重構成を用いる場合、複素電界信号Ｅ_１〜Ｅ_４の各々はＸ偏波、Ｙ偏波に対応する２成分からなる複素ベクトルである。

ビート周波数検出回路３２１〜３２３はアナログ入力・デジタル出力回路であり、周波数間隔モニタ手段から送られるビート信号３０１〜３０３（図２に示されるビート信号２４１〜２４３に対応）のビート周波数ｆ_{ｂｅａｔ＿２１}、ｆ_{ｂｅａｔ＿３２}、ｆ_{ｂｅａｔ＿４３}をデジタル値として出力する。具体的には、ビート周波数検出回路３２１〜３２３として、分周回路や計数回路を用いた一般的な周波数カウンタ回路を用いることができる。他の方法としては、アナログ−デジタル変換回路（Analog-to-Digital Converter：ＡＤＣ）を用いてビート信号の時間波形をデジタル化した後に、フーリエ変換回路を用いてスペクトルを得て、そのピーク位置からビート周波数の値を得る回路も考えられる。

周波数制御回路３３０はデジタル回路であり、ビート周波数ｆ_{ｂｅａｔ＿２１}、ｆ_{ｂｅａｔ＿３２}、ｆ_{ｂｅａｔ＿４３}を所望の周波数間隔Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２１}、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３２}、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿４３}と比較し、その差分に基づき補償周波数δｆ_１〜δｆ_４を算出し、補償信号exp（２πδｆ_ｎｔ）（ｎ＝１、２、３、４）をデジタル信号として出力する。具体的には、補償周波数は以下の（式４）〜（式６）の関係が成り立つように決定する。
δｆ_２−δｆ_１＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２１}−ｆ_{ｂｅａｔ＿２１} （式４）
δｆ_３−δｆ_２＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３２}−ｆ_{ｂｅａｔ＿３２} （式５）
δｆ_４−δｆ_３＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿４３}−ｆ_{ｂｅａｔ＿４３} （式６）

なお、（式１）〜（式３）では、δｆ_１〜δｆ_４は一意に決まらず、決め方に自由度が残るが、例えば単純にδｆ_１＝０と置いてしまい、（式４）〜（式６）よりδｆ_２、δｆ_３、δｆ_４を求めればよい。また、以下のように｜δｆ_ｎ｜の最大値をできるだけ小さくするように決めてもよい。
１． δｆ_１＝０とし、(式４)〜(式６)よりδｆ_２、δｆ_３、δｆ_４の値を求める。
２． δｆ_１〜δｆ_４の最大値δｆ_ＭＡＸ、最小値δｆ_ｍｉｎを求める。
３． ｎ＝１，２，３，４とし、δｆ_ｎ’＝δｆ_ｎ−（δｆ_ＭＡＸ＋δｆ_ｍｉｎ）／２を求め、δｆ_ｎ’を新たなδｆ_ｎとして用いる。

乗算回路３４１〜３４４はデジタル回路であり、複素電界信号生成回路３１０から出力された複素電界信号Ｅ_ｎ（ｎ＝１、２、３、４）と周波数制御回路３３０から出力された補償信号exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）とを乗算し出力する。この複素乗算演算は、複素平面上において角速度２πδｆ_ｎで回転させることに相当し、スペクトル上では複素電界信号Ｅ_ｎのスペクトルをδｆ_ｎだけ周波数シフトさせる操作に相当する。なお、時間ｔは実際には離散化されている。

出力インターフェース回路３５１〜３５４はデジタル入力・アナログ出力回路であり、位相回転を受けた複素電界信号をアナログ信号に変換するデジタル−アナログ変換回路（Digital-to-Analog Converter：ＤＡＣ）と、アナログ信号を増幅する広帯域増幅回路（ドライバアンプ）とを含み、光ベクトル変調手段の駆動信号３６１〜３６４を出力する。なお、前述の通り、実際には駆動信号３６１〜３６４を出力する物理配線は矢印１本あたり４本、計１６本となる。具体的には、例えばＥ_１のＸ偏波成分、Ｙ偏波成分をそれぞれＥ_１Ｘ，Ｅ_１Ｙと表すと、駆動信号３６１を出力する矢印１本は実際にはReal[Ｅ_１Ｘ・exp（ｊ２πδｆ_１ｔ）]、Imag[Ｅ_１Ｘ・exp（ｊ２πδｆ_１ｔ）]、Real[Ｅ_１Ｙ・exp（ｊ２πδｆ_１ｔ）]、Imag[Ｅ_１Ｙ・exp（ｊ２πδｆ_１ｔ）]のそれぞれの信号を出力する計４本の物理配線に対応する。

図４は、第１の実施形態における送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光と光ベクトル変調手段の出力光信号とのそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。図４中の点線は送信ＣＷ光源の周波数を表し、一点鎖線はサブキャリア周波数をそれぞれ表す。周波数ｆ_ｎの入力ＣＷ光に対し、位相回転を受けた複素電界信号すなわち駆動信号Ｅ_ｎ・exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）で光ベクトル変調手段を駆動すると、光ベクトル変調手段から出力されるサブチャネル信号はＥ_ｎ・exp｛２π（ｆ_ｎ＋δｆ_ｎ）ｔ｝となる。これは入力ＣＷ光の周波数ｆ_ｎに対しδｆ_ｎだけＣＷ光周波数をシフトさせた後に複素電界信号Ｅ_ｎで変調をかけて得られる信号と同等である。すなわち、光ベクトル変調手段が周波数シフタ機能とデータ変調機能（送信データに基づく複素電界変調機能）とを兼ねている。これにより光ベクトル変調手段から出力されるサブチャネル信号間の周波数間隔は、（式１）〜（式６）より、所望値であるΔｆ_{ｉｄｅａｌ＿１２}、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２３}、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３４}となる。

周波数間隔の所望値は必ずしも等間隔である必要はないが、一般的なナイキストＷＤＭやＯＦＤＭの場合は等間隔である。例えば、各サブチャネルの変調シンボルレートが３２ＧｂａｕｄのナイキストＷＤＭ（図３に示される複素電界信号生成回路３１０においてナイキストパルス整形を行う）の場合、各サブチャネルの光信号スペクトルは全幅約３２ＧＨｚの矩形に近いスペクトルとなり、周波数間隔は３５ＧＨｚ程度（ガードバンド３ＧＨｚ程度）が用いられる。ＯＦＤＭの場合は、周波数間隔＝変調シンボルレートである。

以上説明した通り、本実施形態では、送信ＣＷ光源間の出力光の周波数間隔を検出し、それに基づく位相回転を加えた駆動信号で光ベクトル変調信号を駆動することにより、サブキャリア間の周波数間隔の所望値からのズレをフィードフォワード補償することが可能である。各送信ＣＷ光源自体に対しては特別な周波数制御を行う必要がなく、また光ベクトル変調手段が周波数シフタ機能とデータ変調機能とを兼ねることになるため、送信器全体として簡易な構成で、サブキャリア間の周波数間隔制御が可能なマルチキャリア光送信器を提供することができる。

なお、本実施形態における補償周波数δｆ_ｎ（ｎ＝１，２，３，４）の値の範囲、すなわち補償可能範囲を±δｆ_{ｒａｎｇｅ}（δｆ_{ｒａｎｇｅ}＞０）とすると、δｆ_{ｒａｎｇｅ}は図３に示される出力インターフェース回路３５１〜３５４に含まれるＤＡＣのサンプリングレートｆ_ｓにより制約される。標本化定理より、駆動信号Ｅ_ｎ・exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）（図３に示される３６１〜３６４に対応）の信号スペクトルは、−ｆ_ｓ／２〜＋ｆ_ｓ／２の範囲内に収める必要がある。すなわち、位相回転前の複素電界信号Ｅ_ｎの信号スペクトル全幅をＢとすると、δｆ_{ｒａｎｇｅ}≒ｆ_ｓ／２−Ｂ／２である。例えば、シンボルレート３２ＧｂａｕｄのナイキストＷＤＭの場合、一般にサンプリングレートはシンボルレートの２倍とするためｆ_ｓ＝６４ＧＨｚであり、信号スペクトル全幅はシンボルレート程度であるためＢ〜３２ＧＨｚであり、従ってδｆ_{ｒａｎｇｅ}≒１６ＧＨｚ程度である。高密度ＷＤＭ（Dense WDM：ＤＷＤＭ）用レーザダイオードの周波数変動は±２．５ＧＨｚ以下程度であるため、δｆ_{ｒａｎｇｅ}≒１６ＧＨｚはマージンを見込んでも充分な補償可能範囲といえる。但し、一般に、ドライバアンプや光変調器の応答特性は、周波数（絶対値）が大きくなるほど劣化するため、｜δｆ_ｎ｜はできるだけ小さいことが望ましい。

また、上記の補償周波数範囲を最大限利用するためには、図３に示される出力インターフェース回路３５１〜３５４に含まれる広帯域増幅回路及び図１に示される光ベクトル変調手段１２１〜１２４の応答帯域は、いずれも〜ｆ_ｓ／２以上とする必要がある。また、図２に示されるバランス受光器２３１及び図３に示されるビート周波数検出回路３２１〜３２３の動作帯域については、少なくとも周波数間隔の所望値Δｆ_{ｉｄｅａｌ}を中心に±δｆ_{ｒａｎｇｅ}の範囲をカバーする必要がある。

また、複素電界信号生成手段３１０において、出力インターフェース回路３５１〜３５４や光ベクトル変調手段１２１〜１２４の帯域制限による信号歪みを予め補償する予等化を行う場合、最適な予等化フィルタ係数は補償周波数δｆ_ｎに依存する。このため、図３において破線矢印で示した通り、周波数制御回路３３０から複素電界信号生成回路３１０に対し補償周波数δｆ_ｎの情報を出力するパスを設けてもよい。

また、図１に示した全体構成においては、送信ＣＷ光源１０１〜１０４の周波数間隔が変動した場合、周波数間隔モニタ手段１５０、駆動信号生成手段１６０を経て光ベクトル変調手段１２１〜１２４において周波数間隔ズレが補償されるまでには一定の時間を要する。このため、モニタ光取り出し手段１１１〜１１４と光ベクトル変調手段１２１〜１２４の間にファイバコイルなどの光遅延線を設けてもよい。

（第２の実施形態）
図５は、本発明の第２の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。第２の実施形態のマルチキャリア光送信器の全体構成は、第１の実施形態における周波数間隔モニタ手段１５０を周波数間隔モニタ手段５００に置換した点を除き、図１に示した第１の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の構成と同じである。図５に示されるように、周波数間隔モニタ手段５００は、光分岐器５１２及び５１３と、光カプラ５２１〜５２３と、バランス受光器５３１〜５３３と、クロック源５５０と、アナログ乗算器５６１〜５６３と、ローパスフィルタ５７１〜５７３とを備える。

光分岐器５１２及び５１３は、入力されるモニタ光５０１〜５０４（光周波数ｆ_１〜ｆ_４）のうち両端を除く２チャネル（モニタ光５０２及び５０３）をそれぞれ２分岐する。光カプラ５２１〜５２３は隣接チャネルのモニタ光同士を干渉させ、バランス受光器５３１〜５３３は干渉によるビート信号を出力する。バランス受光器５３１〜５３３から出力されたビート信号は、それぞれアナログ乗算器５６１〜５６３において、クロック源５５０から出力される周波数ｆ_ｒｅｆのクロック信号（sin波）と混合（乗算）され、ローパスフィルタ５７１〜５７３を通して高周波成分をカットされた後、ビート信号５４１〜５４４として出力される。ビート信号５４１〜５４３の周波数ｆ_{ｂｅａｔ＿２１}、ｆ_{ｂｅａｔ＿３２}、ｆ_{ｂｅａｔ＿４３}については、以下の（式７）〜（式９）が成り立つ。
ｆ_{ｂｅａｔ＿２１}＝ｆ_２−ｆ_１−ｆ_ｒｅｆ （式７）
ｆ_{ｂｅａｔ＿３２}＝ｆ_３−ｆ_２−ｆ_ｒｅｆ （式８）
ｆ_{ｂｅａｔ＿４３}＝ｆ_４−ｆ_３−ｆ_ｒｅｆ （式９）

すなわち、本実施形態では、スーパーヘテロダイン方式を用いることで第１の実施形態に比べてビート周波数を落としている。このため、図３に示した駆動信号生成手段におけるビート周波数検出回路３２１〜３２３として、より低速な回路を用いることができる。但し、本実施形態においては、ビート周波数ｆ_ｂｅａｔの正負を判別する手段が無いので、常にｆ_ｂｅａｔ＞０となるようにする必要がある。例えば、ＣＷ光源間の出力周波数間隔（ｆ_ｎ＋１−ｆ_ｎ）が最小で３０ＧＨｚと見込まれる場合、ｆ_ｒｅｆ＜３０ＧＨｚとする必要がある。

なお、本実施形態においては、補償周波数δｆ_１〜δｆ_４の決定にあたり、上記（式４）〜（式６）ではなく、下記の（式１０）〜（式１２）を満たすように決定する必要がある。
δｆ_２−δｆ_１＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２１}−ｆ_{ｂｅａｔ＿２１}−ｆ_ｒｅｆ （式１０）
δｆ_３−δｆ_２＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３２}−ｆ_{ｂｅａｔ＿３２}−ｆ_ｒｅｆ （式１１）
δｆ_４−δｆ_３＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿４３}−ｆ_{ｂｅａｔ＿４３}−ｆ_ｒｅｆ （式１２）

（第３の実施形態）
図６は、本発明の第３の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。第３の実施形態のマルチキャリア光送信器の全体構成は、第１の実施形態における周波数間隔モニタ手段１５０を周波数間隔モニタ手段６００に置換した点、及び第１の実施形態における駆動信号生成手段１６０を駆動信号生成手段７００に置換した点を除き、図１に示した第１の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の構成と同じである。図６に示されるように、周波数間隔モニタ手段６００は、光分岐器６１２と、光９０度ハイブリッド回路６２１〜６２３と、バランス受光器６３１〜６３６と、クロック源６５０と、光変調器６６２と、ローパスフィルタ６７１〜６７６とを備える。

本実施形態では、所望のサブキャリア間隔は等間隔としており、すなわち、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２１}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３２}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿４３}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}である。また、クロック源６５０の周波数ｆ_ｒｅｆは所望のサブキャリア間隔に合わせており、すなわちｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}としている。

光変調器６６２としては、例えば直線型のＬＮ位相変調器を用いることができる。光変調器６６２は、クロック源６５０から出力されるクロック信号（sin波）により駆動され、モニタ光６０２（光周波数ｆ_２）をクロック変調する。クロック信号は、必要に応じて増幅器（ドライバアンプ）で増幅してから光変調器６６２に入力する。光変調器６６２の出力信号スペクトルには、周波数ｆ_２の両側にｆ_ｒｅｆ間隔でサブピークが生じる。光変調器６６２の出力光は光分岐器６１２により３分岐され、それぞれ光９０度ハイブリッド回路６２１、６２２、６２３においてモニタ光６０１、６０３、６０４（光周波数がそれぞれｆ_１、ｆ_３、ｆ_４）と干渉させる。バランス受光器６３１〜６３６は、それぞれ光９０度ハイブリッド回路６２１〜６２３のＩ成分またはＱ成分出力を受光して、アナログ電気信号として出力する。バランス受光器６３１〜６３６の出力は、ローパスフィルタ６７１〜６７６により高周波成分をカットされた後、ビート信号６４１〜６４６として出力される。各ビート信号６４１〜６４６のビート周波数（低周波成分）は、以下の（式１３）〜（式１５）で表される。
ｆ_{ｂｅａｔ＿１}＝ｆ_１−（ｆ_２−ｆ_ｒｅｆ）＝ｆ_１−（ｆ_２−Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）
（式１３）
ｆ_{ｂｅａｔ＿３}＝ｆ_３−（ｆ_２＋ｆ_ｒｅｆ）＝ｆ_３−（ｆ_２＋Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）
（式１４）
ｆ_{ｂｅａｔ＿４}＝ｆ_４−（ｆ_２＋２ｆ_ｒｅｆ）＝ｆ_４−（ｆ_２＋２Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）
（式１５）

すなわち、クロック変調されたモニタ光６０２（光変調器６６２の出力光）の１次と２次のサイドピークが基準光となり、当該基準光とモニタ光６０１、６０３、６０４とのビート信号が得られる。出力されるビート信号６４１〜６４６の時間波形は、それぞれcos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿１}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿１}ｔ）、cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿３}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿３}ｔ）、cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿４}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿４}ｔ）となる。

本実施形態において、ビート周波数はゼロを中心に正負両側に分布することになる。なぜならば、仮にもともと送信ＣＷ光源の周波数がΔｆ_{ｉｄｅａｌ}（＝ｆ_ｒｅｆ）間隔で並んでいるような理想状態であれば、本実施形態においてビート周波数は全てゼロとなる。ビート周波数の分布する範囲は、送信ＣＷ光源の周波数精度（経時変化分含む）と一致する。このため、第３の実施形態で使用されるバランス受光器６２１〜６２６としては、これまでに説明した第１および第２の実施形態で使用されるバランス受光器に比べ、狭帯域（低速）なものを用いることができる。但し、第３の実施形態では、ビート周波数の正負（周波数ズレの方向）を判別する必要があるため、光カプラではなく光９０度ハイブリッド回路を用い、ビート信号のＩ成分とＱ成分（cos成分とsin成分）を同時にモニタできるような構成としている。また、バランス受光器６３１〜６３６として充分動作帯域の狭いものを用いれば、ローパスフィルタ６７１〜６７６は不要である。

図７は、本発明の第３の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。図７に示される駆動信号生成手段７００の構成において、ビート周波数検出回路７２１〜７２６及び周波数制御回路７３０を除く全ての部分については、図３に示した駆動信号生成手段と同等であるため、説明は省く。

ビート周波数検出回路７２１〜７２６としてはＡＤＣを用い、単純に周波数間隔モニタ手段６００から送られるビート信号７０１〜７０６（図６に示されるビート信号６４１〜６４６に対応）の時間波形をデジタル信号化して出力する。前述の通り、光領域での変調を用いることでビート周波数をゼロ近傍に落としているので、ＡＤＣは低速のものでよい。周波数制御回路７３０はデジタル回路であり、入力されたビート信号の時間波形から補償信号exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）（ｎ＝１、２、３、４）を生成し出力する。補償信号は、ｉ＝１，３，４については、下記の（式１６）の演算により生成すればよい。
exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）＝exp（−ｊ２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ）
＝cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ）−ｊ＊sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ）
（式１６）

なお、δｆ_２は常にゼロとする。従って、乗算回路７４２は省いてもよい。他の方法としては、入力ビート信号をそれぞれフーリエ変換してピーク周波数を求め、適宜操作した後にδｆ_ｎを決定する方法も考えられるが、フーリエ変換を使うと演算量が増えてしまう欠点がある。

図８は、本発明の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器における、送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光、光変調器の出力スペクトル、及び光ベクトル変調手段の出力光信号のそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。図８中の点線は送信ＣＷ光源の周波数を表し、一点鎖線はサブキャリア周波数をそれぞれ表す。本実施形態においては、光変調器の出力スペクトルにおいてｆ_ｒｅｆ（＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）間隔で現れるサブピークを基準とし、そこからのズレをビート周波数として検出した後に、これまでに説明した第１および第２の実施形態と同様、デジタル領域での位相回転によってこの周波数ズレを補償している。

本実施形態に係るマルチキャリア光送信器は、これまでに説明した第１および第２の実施形態に係るマルチキャリア光送信器と比べ、光領域でのクロック変調を用いることで、低速（狭帯域）な受光器およびＡＤＣの使用を可能にし、技術的難度の低下を可能にしている。具体的には、送信ＣＷ光源の周波数精度（経時変化分含む）が所望値に対し±２．５ＧＨｚ程度の場合、受光器およびＡＤＣの動作帯域は±２．５ＧＨｚ程度（マージンを見込んで±５ＧＨｚ程度）でよい。

なお、本実施形態では、モニタ光６０２を基準として用いたが、基準として用いるモニタ光の選択は任意である。但し、クロック変調において高次のサブピークで充分な強度を得るためには大きな変調電圧振幅が必要となるため、中央付近のチャネルを基準として選ぶことが望ましい。

また、本実施形態ではｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}としたが、両者を既知量だけずらしてｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＋ｆ_ｇａｐとし、周波数制御回路７３０において適宜補正をかける構成としても良い。この場合、ｆ_{ｂｅａｔ＿１}、ｆ_{ｂｅａｔ＿３}及びｆ_{ｂｅａｔ＿４}は以下の（式１７）〜（式１９）で表される。
ｆ_{ｂｅａｔ＿１}＝ｆ_１−(ｆ_２−ｆ_ｒｅｆ)＝ｆ_１−{ｆ_２−(Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＋ｆ_ｇａｐ)} （式１７）
ｆ_{ｂｅａｔ＿３}＝ｆ_３−(ｆ_２＋ｆ_ｒｅｆ)＝ｆ_３−{ｆ_２＋(Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＋ｆ_ｇａｐ)} （式１８）
ｆ_{ｂｅａｔ＿４}＝ｆ_４−(ｆ_２＋２ｆ_ｒｅｆ)＝ｆ_４−{ｆ_２＋２(Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＋ｆ_ｇａｐ)}
（式１９)

従って、ｆ_ｇａｐ分を補償するには、周波数制御回路７３０において補償信号を生成する際の演算を以下の（式２０）とし、ｎ＝１、３、４に対しそれぞれｍ＝＋１、−１、−２とすればよい。
exp(ｊ２πδｆ_ｎｔ)
＝exp(−ｊ２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ)＊exp(ｊ２πｍｆ_{ｂｅｇａｐ}ｔ)
＝{cos(２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ)−ｊ＊sin(２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｉ}ｔ)}＊exp(ｊ２πｍｆ_ｇａｐｔ) （式２０）

ｆ_ｒｅｆ≠Δｆ_{ｉｄｅａｌ}とする例としては、例えば３２Ｇｂａｕｄ、Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＝３５ＧＨｚのナイキストＷＤＭの場合において、クロック源６５０を駆動信号生成手段７００内で用いるシンボルレートクロック源と共通化し、ｆ_ｒｅｆ＝３２ＧＨｚ（ｆ_ｇａｐ＝３ＧＨｚ）とする場合などが考えられる。

また、本実施形態においては、光９０度ハイブリッド回路の２個の入力ポートのうち信号光側入力ポートにモニタ光６０１、６０３、６０４を、局発側入力ポートに光変調器６６２の出力光をそれぞれ入力することを想定している。これを逆転し、信号光側入力ポートに光変調器６６２の出力光を入力し、局発側入力ポートにモニタ光６０１、６０３、６０４をそれぞれ入力した場合、上記（式１３）〜（式１５）の右辺の符号が逆転するが、その場合は周波数制御回路７３０において補償信号を生成する際の演算を以下の（式２１）とすればとすれば全く同じ効果を得ることができる。
exp（２πδｆ_ｎｔ）
＝exp（２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ）
＝cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ）＋ｊ＊sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ） （式２１）

（第４の実施形態）
図９は、本発明の第４の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。第４の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の全体構成は、第１の実施形態における周波数間隔モニタ手段１５０を周波数間隔モニタ手段１０００に置換した点、及び第１の実施形態における駆動信号生成手段１６０を駆動信号生成手段９００に置換した点を除き、図１に示した第１の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の構成と同じである。図９において、周波数間隔モニタ手段９００は、光分岐器９１０と、光９０度ハイブリッド回路９２１〜９２４と、バランス受光器９３１〜９３８と、ローパスフィルタ９７１〜９７８と、基準光源９８０とを備える。

本実施形態では、所望のサブキャリア間隔は等間隔としており、すなわち、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２１}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３２}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿４３}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}である。基準光源９８０は、周波数間隔ｆ_ｒｅｆで並んだサブピークを有する基準光を発生させる光源である。但し、サブピークのうち１本の周波数ｆ_{ｒｅｆ＿０}は、ｆ_１近傍に立つように予め調整する。基準光源９８０の構成としては、例えば図９中に模式的に示した通り、ＣＷ光を周波数ｆ_ｒｅｆでクロック変調してサブピークを立てて出力する構成を用いてもよいし、非線形媒質を使ってサブピークを立てる構成を用いてもよい。基準光源自体をデータ送信に用いるわけではないので、周波数間隔がｆ_ｒｅｆにロックされてさえいれば、サブピーク成分あたりの光パワーは小さくてもよく、またサブピーク成分ごとに強度のばらつきがあってもよい。本実施形態においては、ｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}とする。

基準光源９８０の出力光は光分岐器９１０により４分岐され、それぞれ光９０度ハイブリッド回路９２１〜９２４においてモニタ光９０１〜９０４と干渉させられる。バランス受光器９３１〜９３８は、それぞれ光９０度ハイブリッド回路９２１〜９２４からのＩ成分またはＱ成分出力を受光し、アナログ電気信号として出力する。バランス受光器９３１〜９３８の出力は、ローパスフィルタ９７１〜９７８により高周波成分をカットされた後、ビート信号９４１〜９４８として出力される。各ビート信号９４１〜９４８のビート周波数（低周波成分）は以下の（式２２）〜（式２５）で表される。
ｆ_{ｂｅａｔ＿１}＝ｆ_１−ｆ_{ｒｅｆ＿０} （式２２）
ｆ_{ｂｅａｔ＿２}＝ｆ_２−(ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋ｆ_ｒｅｆ)＝ｆ_２−(ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋Δｆ_{ｉｄｅａｌ}) (式２３)
ｆ_{ｂｅａｔ＿３}＝ｆ_３−(ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋２ｆ_ｒｅｆ)＝ｆ_３−(ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋２Δｆ_{ｉｄｅａｌ}) (式２４)
ｆ_{ｂｅａｔ＿４}＝ｆ_４−(ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋３ｆ_ｒｅｆ)＝ｆ_４−(ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋３Δｆ_{ｉｄｅａｌ}) (式２５)

出力されるビート信号９４１〜９４８の時間波形は、それぞれcos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿１}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿１}ｔ）、cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿２}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿２}ｔ）、cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿３}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿３}ｔ）、cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿４}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿４}ｔ）となる。

本実施形態に係るマルチキャリア光送信器においても、前述の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器と同様、ビート周波数はゼロを中心に正負両側に分布することになるため、バランス受光器９３１〜９３８としては前述の第１および第２の実施形態で使用されるバランス受光器に比べ狭帯域（低速）なものを用いることができる。また、ビート周波数の正負（周波数ズレの方向）を判別する必要があるため、光カプラではなく光９０度ハイブリッド回路を用い、ビート信号のＩ成分とＱ成分（cos成分とsin成分）を同時にモニタできるような構成としている。また、バランス受光器９３１〜９３８として充分動作帯域の狭いものを用いれば、ローパスフィルタ９７１〜９７８は不要である。

図１０は、本発明の第４の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。図１０に示される駆動信号生成手段１０００は、ビート周波数検出回路１０２１〜１０２８が１セット（２個）多いという点を除いては図７に示した第３の実施形態に係る駆動信号生成手段７００の構成と同等である。

ビート周波数検出回路１０２１〜１０２８としてはＡＤＣを用い、単純に周波数間隔モニタ手段９００から送られるビート信号１００１〜１００８（図９のビート信号９４１〜９４８に対応）の時間波形をデジタル信号化して出力する。前述の通り、光領域での変調を用いることでビート周波数をゼロ近傍に落としているので、ＡＤＣは低速のものでよい。周波数制御回路１０３０はデジタル回路であり、入力されたビート信号の時間波形から補償信号exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）（ｎ＝１、２、３、４）を生成して出力する。補償信号は、以下の（式２６）で示される演算により生成すればよい。
exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）
＝exp（−ｊ２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ）
＝cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ）−ｊ＊sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}ｔ） （式２６）

他の方法としては、入力ビート信号をそれぞれフーリエ変換しピーク周波数を求め、適宜操作した後にδｆ_ｎを決定する方法も考えられるが、フーリエ変換を使うと演算量が増えてしまう欠点がある。

図１１は、本発明の第４の実施形態に係るマルチキャリア光送信器における、送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光、基準光源９８０の出力スペクトル、及び光ベクトル変調手段の出力光信号のそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。図１１中の点線は送信ＣＷ光源の周波数を、一点鎖線はサブキャリア周波数をそれぞれ表す。本実施形態においては、基準光源９８０の出力光スペクトルにおいてｆ_ｒｅｆ（＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）間隔で現れるサブピークを基準とし、そこからのズレをビート周波数として検出した後に、これまでに説明した第１および第２の実施形態と同様、デジタル領域での位相回転によってこの周波数ズレを補償している。

本実施形態に係るマルチキャリア光送信器は、前述の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器と同様、光領域でのクロック変調を用いることで、低速（狭帯域）な受光器およびＡＤＣの使用を可能にし、技術的難度の低下を可能にしている。具体的には、送信ＣＷ光源の周波数精度（経時変化分含む）が所望値に対し±２．５ＧＨｚ程度の場合、受光器およびＡＤＣの動作帯域は±２．５ＧＨｚ程度（マージンを見込んで±５ＧＨｚ程度）でよい。

なお、前述の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器と同様、本実施形態に係るマルチキャリア光送信器でもｆ_ｒｅｆとΔｆ_{ｉｄｅａｌ}とを既知量だけずらしてｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＋ｆ_ｇａｐとし、周波数制御回路１０３０において適宜補正をかける構成としてもよい。また、光９０度ハイブリッド回路の信号光側入力ポートと局発側入力ポートを逆転させｆ_ｂｅａｔの符号を反転させた場合の扱いについても、前述の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の場合と同様である。

（第５の実施形態）
図１２は、本発明の第５の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。第５の実施形態のマルチキャリア光送信器の全体構成は、第１の実施形態における周波数間隔モニタ手段１５０を周波数間隔モニタ手段１２００に置換した点、及び第１の実施形態における駆動信号生成手段１６０を第５の実施形態に係る駆動信号生成手段に置換した点を除き、図１に示した第１の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の構成と同じである。また、第５の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成は、図７に示した第３の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成と同じであるが、両者は後述の通り周波数制御手段における演算の内容が異なる。

図１２に示されるように、周波数間隔モニタ手段１２００は、光分岐器１２１２及び１２１３と、光９０度ハイブリッド回路１２２１〜１２２３と、バランス受光器１２３１〜１２３６と、クロック源１２５０と、光変調器１２６２及び１２６４と、ローパスフィルタ１２７１〜１２７６とを備える。

本実施形態では、所望のサブキャリア間隔は等間隔としており、すなわち、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２１}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３２}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿４３}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}である。また、クロック源１２５０の周波数ｆ_ｒｅｆは所望のサブキャリア間隔に合わせており、すなわちｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}とする。

光変調器１２６２及び１２６４としては、例えば直線型のＬＮ位相変調器を用いることができる。光変調器１２６２及び１２６４は、クロック源１２５０から出力されるクロック信号（sin波）により駆動され、モニタ光１２０２（光周波数ｆ_２）及び１２０４（光周波数ｆ_４）をそれぞれクロック変調する。すなわち、偶数サブチャネルのモニタ光のみクロック変調する。クロック信号は必要に応じて増幅器（ドライバアンプ）で増幅してから光変調器１２６２及び１２６４に入力する。光変調器１２６２及び１２６４の出力信号スペクトルには、周波数ｆ_２及びｆ_４の両側にｆ_ｒｅｆ間隔でサブピークが生じる。

光変調器１２６２の出力光及びモニタ光１２０３は、それぞれ光分岐器１２１２及び１２１３によりそれぞれ２分岐される。光９０度ハイブリッド回路１２２１、１２２２、１２２３においては、モニタ光１２０１と光変調器１２６２の出力光、光変調器１２６２の出力光とモニタ光１２０３、モニタ光１２０３と光変調器１２６４の出力光がそれぞれ干渉させられる。バランス受光器１２３１〜１２３６は、それぞれ光９０度ハイブリッド回路１２２１〜１２２３のＩ成分またはＱ成分出力を受光してアナログ電気信号として出力する。バランス受光器１２３１〜１２３６の出力は、ローパスフィルタ１２７１〜１２７６により高周波成分をカットされた後、ビート信号１２４１〜１２４６として出力される。各ビート信号１２４１〜１２４６のビート周波数（低周波成分）は以下の（式２７）〜（式２９）で表される。
ｆ_{ｂｅａｔ＿１２}＝ｆ_１−（ｆ_２−ｆ_ｒｅｆ）＝ｆ_１−（ｆ_２−Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）
（式２７）
ｆ_{ｂｅａｔ＿２３}＝（ｆ_２＋ｆ_ｒｅｆ）−ｆ_３＝（ｆ_２＋Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）−ｆ_３
（式２８）
ｆ_{ｂｅａｔ＿３４}＝ｆ_３−（ｆ_４−ｆ_ｒｅｆ）＝ｆ_３−（ｆ_４−Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）
（式２９）

すなわち、全ての隣接サブチャネルペアにおいて、奇数サブチャネルのモニタ光と、クロック変調された偶数サブチャネルのモニタ光の１次のサブピークとの干渉によるビート信号が得られる。出力されるビート信号１２４１〜１２４６の時間波形は、それぞれcos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿１２}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿１２}ｔ）、cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿２３}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿２３}ｔ）、cos（２πｆ_{ｂｅａｔ＿３４}ｔ）、sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿３４}ｔ）となる。

本実施形態においても、前述の第３の実施形態と同様、ビート周波数はゼロを中心に正負両側に分布することになるため、バランス受光器１２３１〜１２３６としては前述の第１および第２の実施形態で使用されるバランス受光器に比べ狭帯域（低速）なものを用いることができる。また、ビート周波数の正負（周波数ズレの方向）を判別する必要があるため、光カプラではなく光９０度ハイブリッド回路を用い、ビート信号のＩ成分とＱ成分（cos成分とsin成分）を同時にモニタできるような構成としている。また、バランス受光器１２３１〜１２３６として充分動作帯域の狭いものを用いれば、ローパスフィルタ１２７１〜１２７６は不要である。

前述の通り、本実施形態に係る駆動信号生成手段の構成は図７に示した第３の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成と同じであるため、以下図７を参照しながら本実施形態の駆動信号生成手段について説明する。本実施形態に係る駆動信号生成手段においても、第３の実施形態に係る駆動信号生成手段７００と同様、ビート周波数検出回路７２１〜７２６としてはＡＤＣを用い、単純に周波数間隔モニタ手段から送られるビート信号７０１〜７０６（図１２のビート信号１２４１〜１２４６に対応）の時間波形をデジタル信号化して出力する。前述の通り、光領域での変調を用いることでビート周波数をゼロ近傍に落としているので、ＡＤＣは低速のものでよい。周波数制御回路１２３０はデジタル回路であり、入力されたビート信号の時間波形から補償信号exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）（ｎ＝１、２、３、４）を生成し出力する。補償信号は以下の（式２６）で示される演算により求める。
exp(ｊ２πδｆ_１ｔ)＝１ （式３０）
exp(ｊ２πδｆ_２ｔ)
＝exp(ｊ２πｆ_{ｂｅａｔ＿１２}ｔ)＊exp(ｊ２πδｆ_１ｔ）
＝{cos(２πｆ_{ｂｅａｔ＿１２}ｔ)＋ｊ＊sin(２πｆ_{ｂｅａｔ＿１２}ｔ)}＊exp(ｊ２πδｆ_１ｔ) (式３１)
exp(ｊ２πδｆ_３ｔ)
＝exp(ｊ２πｆ_{ｂｅａｔ＿２３}ｔ)＊exp（ｊ２πδｆ_２ｔ）
＝{cos(２πｆ_{ｂｅａｔ＿２３}ｔ)＋ｊ＊sin（２πｆ_{ｂｅａｔ＿２３}ｔ)}＊exp(ｊ２πδｆ_２ｔ) (式３２)
exp(ｊ２πδｆ_４ｔ)
＝exp(ｊ２πｆ_{ｂｅａｔ＿３４}ｔ)＊exp(ｊ２πδｆ_３ｔ)
＝{cos(２πｆ_{ｂｅａｔ＿３４}ｔ)＋ｊ＊sin(２πｆ_{ｂｅａｔ＿３４}ｔ)}＊exp(ｊ２πδｆ_３ｔ) (式３３)

（式２７）〜（式３３）より、以下の（式３４）〜（式３７）となることがわかる。
δｆ_１＝０ （式３４）
δｆ_２＝ｆ_１＋Δｆ_{ｉｄｅａｌ}−ｆ_２ （式３５）
δｆ_３＝ｆ_１＋２Δｆ_{ｉｄｅａｌ}−ｆ_３ （式３６）
δｆ_４＝ｆ_１＋３Δｆ_{ｉｄｅａｌ}−ｆ_４ （式３７）

すなわち、補償信号exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）（ｎ＝１、２、３、４）により、サブキャリア周波数をｆ_１を基準としてΔｆ_{ｉｄｅａｌ}間隔で並ぶよう補償することができる。なお、δｆ_１は常にゼロとしているため、乗算回路７４１は省いてもよい。周波数制御手段７３０の演算内容としては、上記の他に、入力ビート信号をそれぞれフーリエ変換してピーク周波数を求め、適宜操作した後にδｆ_ｎを決定する方法も考えられるが、フーリエ変換を使うと演算量が増えてしまう欠点がある。

本実施形態に係るマルチキャリア光送信器は、前述の第３及び第４の実施形態に係るマルチキャリア光送信器と同様、光領域でのクロック変調を用いることで、低速（狭帯域）な受光器およびＡＤＣの使用を可能にし、技術的難度の低下を可能にしている。具体的には、送信ＣＷ光源の周波数精度（経時変化分含む）が所望値に対し±２．５ＧＨｚ程度の場合、受光器およびＡＤＣの動作帯域は±２．５ＧＨｚ程度（マージンを見込んで±５ＧＨｚ程度）でよい。

なお、前述の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器と同様、本実施形態に係るマルチキャリア光送信器でもｆ_ｒｅｆとΔｆ_{ｉｄｅａｌ}とを既知量だけずらしてｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＋ｆ_ｇａｐとし、周波数制御回路７３０において適宜補正をかける構成としてもよい。また、本実施形態に係るマルチキャリア光送信器のおいては、光９０度ハイブリッド回路の信号光側入力ポートと局発側入力ポートを逆転させｆ_ｂｅａｔの符号を反転させた場合の扱いについても、前述の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の場合と同様である。

前述の第３の実施形態に係るマルチキャリア光送信器では光変調器６６２の出力の２次までのサブピークを利用していたが、本実施形態に係るマルチキャリア光送信器では１次のサブピークしか利用しないため、サブピークを立てるためのクロック信号の電圧振幅を小さくすることができる。また、サブキャリア数をさらに増加させた場合であっても、全ての偶数サブチャネルのモニタ光についてクロック変調をかけることで、１次のサブピークのみを使ったビート検出が可能である。

（第６の実施形態）
図１３は、本発明の第６の実施形態に係る周波数間隔モニタ手段の構成を示すブロック図である。第６の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の全体構成は、第１の実施形態における周波数間隔モニタ手段１５０を周波数間隔モニタ手段１３００に置換した点、及び第１の実施形態における駆動信号生成手段１６０を駆動信号生成手段１４００に置換した点を除き、図１に示した第１の実施形態に係るマルチキャリア光送信器の構成と同じである。図１３に示されるように、周波数間隔モニタ手段１３００は、光分岐器１３１０と、光カプラ１３２１〜１３２４と、バランス受光器１３３１〜１３３４と、ローパスフィルタ１３７１〜１３７４と、基準光源１３８０とを備える。

本実施形態では所望のサブキャリア間隔は等間隔としており、すなわち、Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿２１}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿３２}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ＿４３}＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}である。基準光源１３８０は、周波数間隔ｆ_ｒｅｆで並んだサブピークを有する基準光を発生させる光源である。但し、サブピークのうち１本の周波数をｆ_{ｒｅｆ＿０}としたとき、ｆ_{ｒｅｆ＿０}がｆ_１近傍であり、かつｆ_ｎ（ｎ＝１，２，３，４）に最近接のサブピークが常にｆ_ｎに対して周波数軸上でマイナス側に来るように予め調整する。すなわち、以下の（式３８）〜（式４１）が常に成り立つよう予め調整する。
ｆ_{ｒｅｆ＿０}＜ｆ_１ （式３８）
（ｆ_１＋ｆ_２）／２＜ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋ｆ_ｒｅｆ＜ｆ_２ （式３９）
（ｆ_２＋ｆ_３）／２＜ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋２ｆ_ｒｅｆ＜ｆ_３ （式４０）
（ｆ_３＋ｆ_４）／２＜ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋３ｆ_ｒｅｆ＜ｆ_４ （式４１）

ｆ_{ｒｅｆ＿０}の調整にあたっては、上式がｆ_ｎの経時変化による変動幅を考慮に入れても成立するよう、適宜マージンを設ける。

基準光源１３８０の構成としては、例えば図１３中に模式的に示した通り、ＣＷ光を周波数ｆ_ｒｅｆでクロック変調してサブピークを立てて出力する構成を用いてもよいし、非線形媒質を使ってサブピークを立てる構成を用いてもよい。基準光源自体をデータ送信に用いるわけではないので、周波数間隔がｆ_ｒｅｆにロックされてさえいれば、サブピーク成分あたりの光パワーは小さくてもよく、またサブピーク成分ごとに強度のばらつきがあってもよい。本実施形態においては、ｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}とする。

基準光源１３８０の出力光は光分岐器１３１０により４分岐され、それぞれ光カプラ１３２１〜１３２４においてモニタ光１３０１〜１３０４と干渉させられる。光カプラ１３２１〜１３２４は一般的な２×２の３ｄＢカプラであり、その出力はバランス受光器１３３１〜１３３４、ローパスフィルタ１３７１〜１３７４を介してビート信号１３４１〜１３４４として出力される。（式３８）〜（式４１）より、モニタ光と基準光との間の周波数差ｆ_ｂｅａｔについて、以下の（式４２）〜（式４５）が成り立つ。
ｆ_{ｂｅａｔ＿１}＝ｆ_１−ｆ_{ｒｅｆ＿０}＞０ （式４２）
ｆ_{ｂｅａｔ＿２}＝ｆ_２−（ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋ｆ_ｒｅｆ）＞０ （式４３）
ｆ_{ｂｅａｔ＿３}＝ｆ_３−（ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋２ｆ_ｒｅｆ）＞０ （式４４）
ｆ_{ｂｅａｔ＿４}＝ｆ_４−（ｆ_{ｒｅｆ＿０}＋３ｆ_ｒｅｆ）＞０ （式４５）

すなわち、ｆ_ｂｅａｔは常に正であり、正負を判別する必要が無いので、光９０度ハイブリッド回路ではなく単純な光カプラ１３２１〜１３２４を用いることができる。ビート信号１３４１〜１３４４の周波数はｆ_{ｂｅａｔ＿１}〜ｆ_{ｂｅａｔ＿４}となる。

図１４は、本発明の第６の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成を示すブロック図である。図１４に示される駆動信号生成手段１４００の構成は、ビート周波数検出回路１４２１〜１４２４が１個多いという点を除いては図３に示した第１の実施形態に係る駆動信号生成手段の構成と同等である。

ビート周波数検出回路１４２１〜１４２４としては周波数カウンタを用い、それぞれｆ_{ｂｅａｔ＿１}〜ｆ_{ｂｅａｔ＿４}をデジタル値として出力する。周波数制御回路１４３０はデジタル回路であり、ビート周波数ｆ_{ｂｅａｔ＿１}〜ｆ_{ｂｅａｔ＿４}の値から補償信号exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）（ｎ＝１、２、３、４）を生成し出力する。具体的には、以下の（式４６）で示される演算により補償信号を生成する。

exp（ｊ２πδｆ_ｎｔ）＝exp｛ｊ２π（ｆ_ｏｆｓｔ−ｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}）ｔ｝ （式４６）
ここで、オフセット周波数ｆ_ｏｆｓｔの値は任意だが、｜δｆ_ｎ｜の最大値をできるだけ小さくする観点から、ｆ_ｏｆｓｔはｆ_{ｂｅａｔ＿ｎ}の分布の中間値（上記（式４２）〜（式４５）より、必ず正値となる）に近い値とすることが望ましい。

図１５は、本発明の第６の実施形態に係るマルチキャリア光送信器における、送信ＣＷ光源の出力ＣＷ光、基準光源１３８０の出力光スペクトル、及び光ベクトル変調手段の出力光信号のそれぞれのスペクトルの関係を模式的に説明する図である。図１５中の点線は送信ＣＷ光源の周波数を、一点鎖線はサブキャリア周波数をそれぞれ表す。本実施形態においては、基準光源１３８０の出力光スペクトルにおいてｆ_ｒｅｆ（＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}）間隔で現れるサブピークを基準としてビート信号を検出しているが、最終的に基準光源のサブピーク周波数そのものにサブキャリア周波数を合わせるのではなく、サブピーク周波数＋オフセット周波数ｆ_ｏｆｓｔにサブキャリア周波数を合わせるように周波数補償を行っている。

なお、前述の第３の実施形態と同様、本実施形態でもｆ_ｒｅｆとΔｆ_{ｉｄｅａｌ}とを既知量だけずらしてｆ_ｒｅｆ＝Δｆ_{ｉｄｅａｌ}＋ｆ_ｇａｐとし、周波数制御回路１４３０において適宜補正をかける構成としても良い。

マルチキャリア光送信器 １００
送信ＣＷ光源 １０１〜１０４
モニタ光取り出し手段 １１１〜１１４
光ベクトル変調手段 １２１〜１２４
光合波手段 １３０
出力ポート １４０
周波数間隔モニタ手段 １５０、２００、３００、５００、６００、９００、１２００、１３００
駆動信号生成手段 １６０、７００、１０００、１４００
光分岐器 ２１２、２１３、５１２、５１３、６１２、９１０、１２１２、１２１３、１３１０
光カプラ ２２１〜２２３、５２１〜５２３、１３２１〜１３２４
バランス受光器 ２３１〜２３３、５３１〜５３３、６３１〜６３６、９３１〜９３８、１２３１〜１２３６、１３３１〜１３３４
複素電界信号生成回路 ３１０、７１０、１０１０
ビート周波数検出回路 ３２１〜３２３、７２１〜７２６、１０２１〜１０２８、１４２１〜１０２４
周波数制御回路 ３３０、７３０、１０３０、１４３０
乗算回路 ３４１〜３４４、７４１〜７４４、１０４１〜１０４４、１４４１〜１４４４
出力インターフェース回路 ３５１〜３５４、７５１〜７５４、１０５１〜１０５４、１４５１〜１４５４
クロック源 ５５０、６５０、１２５０
アナログ乗算器 ５６１〜５６３
ローパスフィルタ ５７１〜５７３、６７１〜６７６、９７１〜９７８、１２７１〜１２７６、１３７１〜１３７４
光９０度ハイブリッド回路 ６２１〜６２３、９２１〜９２４、１２２１〜１２２３
光変調器 ６６２、１２６２、１２６４
基準光源 ９８０、１３８０
偏波多重ＩＱ変調器 １６００

Claims (4)

1. Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源と、
   前記Ｎ個の送信ＣＷ光源から出力されたＮ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するモニタ光取り出し手段と、
   前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力する周波数間隔モニタ手段と、
   外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力する駆動信号生成手段と、
   前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光を入力して、Ｎ個のサブチャネル信号を生成して出力する光ベクトル変調手段であって、前記光ベクトル変調手段は、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、前記光ベクトル変調手段と、
   前記光ベクトル変調手段から出力された前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信する光合波手段と
   を備え、前記周波数間隔モニタ手段は、前記Ｎ個の送信ＣＷ光源のうちの少なくとも１個から取り出された前記モニタ光をクロック信号で変調した後に、当該変調したモニタ光と前記モニタ光とを相互に干渉させてビート信号を得る手段を有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号生成手段は、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出することを特徴とするマルチキャリア光送信器。
2. Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源と、
   前記Ｎ個の送信ＣＷ光源から出力されたＮ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するモニタ光取り出し手段と、
   前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力する周波数間隔モニタ手段と、
   外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力する駆動信号生成手段と、
   前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光を入力して、Ｎ個のサブチャネル信号を生成して出力する光ベクトル変調手段であって、前記光ベクトル変調手段は、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、前記光ベクトル変調手段と、
   前記光ベクトル変調手段から出力された前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信する光合波手段と
   を備え、前記周波数間隔モニタ手段は、基準光源を備え、前記モニタ光と前記基準光源の出力光とを干渉させてビート信号を得る手段を有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号生成手段は、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出し、前記基準光源の出力光スペクトルは、Ｎ本以上の等周波数間隔で並んだサブピークを有することを特徴とするマルチキャリア光送信器。
3. Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源からＮ個の出力光を出力するステップと、
   前記Ｎ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するステップと、
   前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力するステップと、
   外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力するステップと、
   前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光からＮ個のサブチャネル信号を生成して出力するステップであって、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、ステップと、
   前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信するステップと
   を備え、前記周波数間隔情報を生成して出力するステップは、前記Ｎ個の送信ＣＷ光源のうちの少なくとも１個から取り出された前記モニタ光をクロック信号で変調した後に、当該変調したモニタ光と前記モニタ光とを相互に干渉させてビート信号を得るステップを有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号を生成して出力するステップは、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出することを特徴とするマルチキャリア光送信方法。
4. Ｎ個（Ｎは２以上の整数）のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の送信ＣＷ光源からＮ個の出力光を出力するステップと、
   前記Ｎ個の出力光からＮ個のモニタ光を取り出して出力するステップと、
   前記Ｎ個のモニタ光を用いて前記Ｎ個の出力光間の周波数間隔をそれぞれ検出し、当該検出した周波数間隔の各々から周波数間隔情報を生成して出力するステップと、
   外部から入力されるデータ変調のための送信データ信号に基づいて前記Ｎ個のサブチャネルの各々に対する複素電界信号を生成し、前記複素電界信号の周波数を前記周波数間隔情報の各周波数間隔と所定の周波数間隔との差分だけシフトすることにより、前記Ｎ個のサブチャネルにそれぞれ対応するＮ個の駆動信号を生成して出力するステップと、
   前記Ｎ個の駆動信号及び前記Ｎ個の出力光からＮ個のサブチャネル信号を生成して出力するステップであって、前記Ｎ個の駆動信号に基づいて前記Ｎ個の出力光を変調し前記Ｎ個の出力光の周波数をシフトすることにより、前記サブチャネル信号間で前記所定の周波数間隔を有するように前記Ｎ個のサブチャネル信号を生成する、ステップと、
   前記Ｎ個のサブチャネル信号を合波してマルチキャリア信号を送信するステップと
   を備え、前記周波数間隔情報を生成して出力するステップは、基準光源を用いて、前記モニタ光と前記基準光源の出力光とを干渉させてビート信号を得るステップを有し、前記周波数間隔情報は前記ビート信号を含み、前記駆動信号を生成して出力するステップは、前記ビート信号のビート周波数に基づいて前記各周波数間隔と所定の周波数間隔との前記差分を算出し、前記基準光源の出力光スペクトルは、Ｎ本以上の等周波数間隔で並んだサブピークを有することを特徴とするマルチキャリア光送信方法。

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