JP6030511B2 - Motor control device, generator control device, and motor control method - Google Patents

Description

本発明は、モータ制御装置、発電機制御装置及びモータ制御方法に関する。   The present invention relates to a motor control device, a generator control device, and a motor control method.

従来から、ブラシレスＤＣモータ等の３相モータの駆動方法として、直接トルク制御（DTC:Direct Torque Control）が知られている。一般的な直接トルク制御では、まず、インバータに接続された３相モータの相電流及び相電圧を検出する。次に、相電流及び相電圧から、３相モータの電機子鎖交磁束及びモータトルクを求める。次に、求められたトルクと、トルク指令と、磁束指令と、電気子鎖交磁束の位置とから、目標磁束ベクトルを求める。トルク指令及び磁束指令は、例えば、速度コントローラで求められる。次に、目標磁束ベクトルと、電機子鎖交磁束とから、インバータから３相モータに印加されるべき電圧ベクトルを決定する。次に、決定された電圧ベクトルが３相モータに印加されるように、インバータのスイッチングを制御する。   Conventionally, direct torque control (DTC) is known as a driving method of a three-phase motor such as a brushless DC motor. In general direct torque control, first, the phase current and phase voltage of a three-phase motor connected to an inverter are detected. Next, the armature linkage flux and motor torque of the three-phase motor are obtained from the phase current and phase voltage. Next, a target magnetic flux vector is obtained from the obtained torque, torque command, magnetic flux command, and position of the interlinkage magnetic flux. The torque command and the magnetic flux command are obtained by, for example, a speed controller. Next, a voltage vector to be applied from the inverter to the three-phase motor is determined from the target magnetic flux vector and the armature flux linkage. Next, switching of the inverter is controlled so that the determined voltage vector is applied to the three-phase motor.

直接トルク制御の駆動アルゴリズムはシンプルである。また、エンコーダ、レゾルバ等の位置センサを省略できる。   The drive algorithm for direct torque control is simple. Further, position sensors such as encoders and resolvers can be omitted.

非特許文献１には、直接トルク制御を用いたモータ制御装置の一例が記載されている。   Non-Patent Document 1 describes an example of a motor control device using direct torque control.

井上、他３名，「直接トルク制御による埋込磁石同期モータのトルクリプル低減と弱め磁束制御（Torque ripple reduction, and flux-weakening control forinterior permanent magnet synchronous motor based on direct torque control）」，平成１８年電気学会全国大会講演論文集，電気学会，平成１８年３月，第４分冊，４−１０６，ｐ．１６６Inoue and three others, "Torque ripple reduction, and flux-weakening control for interior permanent magnet synchronous motor based on direct torque control", 2006 Electric Proceedings of National Conference of the Society, The Institute of Electrical Engineers of Japan, March 2006, 4th volume, 4-106, p. 166

直接トルク制御を用いた従来のモータ制御装置は、３相モータの高速化に十分には対応していない。本発明は、このような事情に鑑みてなされたものである。   The conventional motor control device using direct torque control does not sufficiently cope with the high speed of the three-phase motor. The present invention has been made in view of such circumstances.

すなわち、本開示は、
３相モータの電機子鎖交磁束及びモータトルクがそれぞれ目標磁束及び目標トルクに追従するように、インバータによって前記３相モータに電圧ベクトルを印加するモータ制御装置であって、
前記３相モータにおける３相交流座標上の相電流を、２相交流座標上の軸電流に変換する３相２相座標変換部と、
前記軸電流と、前記電圧ベクトルに対応する前記２相交流座標上の軸電圧とから、前記電機子鎖交磁束を推定する磁束演算部と、
前記軸電流と、推定された前記電機子鎖交磁束とから、前記モータトルクを推定するトルク演算部と、
前記目標トルクと推定された前記モータトルクとの間のトルク偏差と、推定された前記電機子鎖交磁束の位相と、前記目標磁束とから、前記電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルを特定する磁束指令演算部と、
前記目標磁束ベクトルと推定された前記電機子鎖交磁束との間の磁束偏差から、前記３
相モータに印加されるべき前記電圧ベクトルを表す前記軸電圧を特定する電圧指令演算部と、
推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値が前記目標磁束に近づくように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する位相調整部と、
を備えたモータ制御装置を提供する。 That is, this disclosure
A motor control device that applies a voltage vector to the three-phase motor by an inverter so that the armature interlinkage magnetic flux and the motor torque of the three-phase motor follow the target magnetic flux and the target torque, respectively.
A three-phase two-phase coordinate converter for converting a phase current on the three-phase AC coordinate in the three-phase motor into an axial current on the two-phase AC coordinate;
A magnetic flux calculator for estimating the armature flux linkage from the axial current and the axial voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector;
A torque calculator that estimates the motor torque from the shaft current and the estimated armature flux linkage;
The target magnetic flux vector that the armature linkage flux should follow from the torque deviation between the target torque and the estimated motor torque, the estimated phase of the armature linkage flux, and the target flux. A magnetic flux command calculation unit for identifying
From the magnetic flux deviation between the target magnetic flux vector and the estimated armature flux linkage, the 3
A voltage command calculation unit for specifying the shaft voltage representing the voltage vector to be applied to the phase motor;
I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the absolute value of the estimated armature linkage flux approaches the target flux, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) a phase adjuster for adjusting the phase of the shaft current;
A motor control device comprising:

上記の技術によれば、高速回転する３相モータを適切に制御できる。   According to the above technique, a three-phase motor that rotates at high speed can be appropriately controlled.

第１の実施形態のモータ制御装置のブロック図Block diagram of the motor control device of the first embodiment ＰＷＭインバータの構成図Configuration diagram of PWM inverter 第１の実施形態における位相補償角の決定方法を説明するブロック図FIG. 3 is a block diagram for explaining a method for determining a phase compensation angle in the first embodiment. 第１の実施形態の効果を確かめるためのシミュレーションの結果を示すグラフThe graph which shows the result of the simulation for confirming the effect of 1st Embodiment 第１の実施形態の変形例１に係るモータ制御装置のブロック図The block diagram of the motor control apparatus which concerns on the modification 1 of 1st Embodiment. 第１の実施形態の変形例１における位相補償角の決定方法を説明するブロック図FIG. 6 is a block diagram for explaining a method for determining a phase compensation angle in Modification 1 of the first embodiment. 第１の実施形態の変形例２に係るモータ制御装置のブロック図The block diagram of the motor control apparatus which concerns on the modification 2 of 1st Embodiment. 第１の実施形態の変形例２における位相補償角の決定方法を説明するブロック図A block diagram for explaining a method of determining a phase compensation angle in a second modification of the first embodiment 第２の実施形態のモータ制御装置のブロック図Block diagram of motor control apparatus of second embodiment 第２の実施形態における位相補償角の決定方法を説明するブロック図A block diagram for explaining a method of determining a phase compensation angle in the second embodiment 第２の実施形態の効果を確かめるためのシミュレーションの結果を示すグラフThe graph which shows the result of the simulation for confirming the effect of 2nd Embodiment 第２の実施形態の変形例における位相補償角の決定方法を説明するブロック図FIG. 6 is a block diagram for explaining a method for determining a phase compensation angle in a modification of the second embodiment. 第３の実施形態のモータ制御装置のブロック図Block diagram of a motor control device of a third embodiment 第３の実施形態における位相補償角の決定方法を説明するブロック図FIG. 6 is a block diagram for explaining a method for determining a phase compensation angle in the third embodiment. 第３の実施形態の効果を確かめるためのシミュレーションの結果を示すグラフThe graph which shows the result of the simulation for confirming the effect of 3rd Embodiment 第３の実施形態の変形例における位相補償角の決定方法を説明するブロック図A block diagram for explaining a method of determining a phase compensation angle in a modification of the third embodiment

直接トルク制御では、電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルは、磁束指令、サンプリングしたモータ電流等に基づいて特定される。この目標磁束ベクトルに電機子鎖交磁束が追従するように、３相モータに電圧ベクトルが印加される。   In direct torque control, the target magnetic flux vector that the armature flux linkage should follow is specified based on the magnetic flux command, the sampled motor current, and the like. A voltage vector is applied to the three-phase motor so that the armature flux linkage follows this target magnetic flux vector.

モータ電流をサンプリングするタイミングから、このモータ電流に基づいて生成された電圧ベクトルを３相モータに印加するタイミングまでの間に、３相モータの電気角は角度θ_E（≠０ｒａｄ）進む。しかし、モータ制御装置は、通常は、角度θ_Eが十分に小さくゼロに近似できるという仮定のもとで構成される。そのため、従来の直接トルク制御では、３相モータに実際に印加される電圧ベクトルが、３相モータに本来印加されるべき電圧ベクトルからずれる。電機子鎖交磁束の絶対値は、磁束指令が表す目標磁束に正確には一致しない。 The electrical angle of the three-phase motor advances by an angle θ _E (≠ 0 rad) from the timing at which the motor current is sampled to the timing at which the voltage vector generated based on this motor current is applied to the three-phase motor. However, the motor control device is normally configured on the assumption that the angle θ _E is sufficiently small and can be approximated to zero. Therefore, in the conventional direct torque control, the voltage vector actually applied to the three-phase motor deviates from the voltage vector that should be originally applied to the three-phase motor. The absolute value of the armature linkage magnetic flux does not exactly match the target magnetic flux represented by the magnetic flux command.

３相モータの回転数を増やすと、モータ電流のサンプリング周期に対する３相モータの電気角の１周期の比率が小さくなる。つまり、１サンプリング周期において３相モータの
電気角が大きく進む。角度θ_Eも大きくなる。従って、電機子鎖交磁束の絶対値の目標磁束からのずれが顕在化する。場合によっては、位置センサレス制御の破綻による脱調を招く。 When the number of rotations of the three-phase motor is increased, the ratio of one period of the electrical angle of the three-phase motor to the sampling period of the motor current is reduced. That is, the electrical angle of the three-phase motor advances greatly in one sampling period. The angle θ _E also increases. Therefore, a deviation of the absolute value of the armature linkage magnetic flux from the target magnetic flux becomes obvious. In some cases, step-out due to failure of position sensorless control is caused.

本発明者は、３相モータの挙動に関連するベクトル量の位相を補償することにより、３相モータを精度よく制御することを検討した。   The present inventor has studied to control the three-phase motor with high accuracy by compensating the phase of the vector amount related to the behavior of the three-phase motor.

すなわち、本開示の第１態様は、
３相モータの電機子鎖交磁束及びモータトルクがそれぞれ目標磁束及び目標トルクに追従するように、インバータによって前記３相モータに電圧ベクトルを印加するモータ制御装置であって、
前記３相モータにおける３相交流座標上の相電流を、２相交流座標上の軸電流に変換する３相２相座標変換部と、
前記軸電流と、前記電圧ベクトルに対応する前記２相交流座標上の軸電圧とから、前記電機子鎖交磁束を推定する磁束演算部と、
前記軸電流と、推定された前記電機子鎖交磁束とから、前記モータトルクを推定するトルク演算部と、
前記目標トルクと推定された前記モータトルクとの間のトルク偏差と、推定された前記電機子鎖交磁束の位相と、前記目標磁束とから、前記電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルを特定する磁束指令演算部と、
前記目標磁束ベクトルと推定された前記電機子鎖交磁束との間の磁束偏差から、前記３相モータに印加されるべき前記電圧ベクトルを表す前記軸電圧を特定する電圧指令演算部と、
推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値が前記目標磁束に近づくように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する位相調整部と、
を備えたモータ制御装置を提供する。 That is, the first aspect of the present disclosure is:
A motor control device that applies a voltage vector to the three-phase motor by an inverter so that the armature interlinkage magnetic flux and the motor torque of the three-phase motor follow the target magnetic flux and the target torque, respectively.
A three-phase two-phase coordinate converter for converting a phase current on the three-phase AC coordinate in the three-phase motor into an axial current on the two-phase AC coordinate;
A magnetic flux calculator for estimating the armature flux linkage from the axial current and the axial voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector;
A torque calculator that estimates the motor torque from the shaft current and the estimated armature flux linkage;
The target magnetic flux vector that the armature linkage flux should follow from the torque deviation between the target torque and the estimated motor torque, the estimated phase of the armature linkage flux, and the target flux. A magnetic flux command calculation unit for identifying
A voltage command calculation unit that specifies the shaft voltage representing the voltage vector to be applied to the three-phase motor from a magnetic flux deviation between the target magnetic flux vector and the estimated armature linkage flux;
I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the absolute value of the estimated armature linkage flux approaches the target flux, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) a phase adjuster for adjusting the phase of the shaft current;
A motor control device comprising:

第１態様によれば、３相モータに実際に印加される電機子鎖交磁束の絶対値が目標磁束に近づく。従って、高速回転する３相モータを適切に制御できる。   According to the first aspect, the absolute value of the armature flux linkage actually applied to the three-phase motor approaches the target magnetic flux. Therefore, the three-phase motor that rotates at high speed can be appropriately controlled.

本開示の第２態様は、第１態様に加え、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を進ませる、ii）前記軸電圧の位相を進ませる、又はiii）前記軸電流の位相を遅らせるモータ制御装置を提供する。第２態様の構成によれば、適切な方向に位相をシフトできる。   The second aspect of the present disclosure includes, in addition to the first aspect, i) advance the phase of the estimated armature flux linkage, ii) advance the phase of the shaft voltage, or iii) the phase of the shaft current. A motor control device for delaying the operation is provided. According to the configuration of the second aspect, the phase can be shifted in an appropriate direction.

本開示の第３態様は、第１態様又は第２態様に加え、前記位相調整部は、前記３相モータの回転数が大きければ大きいほど、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を大きくシフトさせる、ii）前記軸電圧の位相を大きくシフトさせる、又はiii）前記軸電流の位相を大きくシフトさせるモータ制御装置を提供する。第３態様の構成によれば、３相モータの回転数に応じて位相を調整できる。   According to a third aspect of the present disclosure, in addition to the first aspect or the second aspect, the phase adjustment unit increases i) the estimated phase of the armature interlinkage magnetic flux as the number of rotations of the three-phase motor increases. A motor control device that greatly shifts the phase of the shaft voltage, or iii) greatly shifts the phase of the shaft current. According to the structure of the 3rd aspect, a phase can be adjusted according to the rotation speed of a three-phase motor.

本開示の第４態様は、第１〜第３態様のいずれか１つに加え、前記位相調整部は、前記軸電流を用いて前記目標磁束を再導出し、推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値と再導出された前記目標磁束との差がゼロに収束するように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整するモータ制御装置を提供する。   According to a fourth aspect of the present disclosure, in addition to any one of the first to third aspects, the phase adjustment unit re-derived the target magnetic flux using the axial current, and the estimated armature linkage I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the difference between the absolute value of the magnetic flux and the re-derived target flux converges to zero; ii) adjust the phase of the shaft voltage Or iii) A motor control device for adjusting the phase of the shaft current is provided.

本開示の第５態様は、第１〜第３態様のいずれか１つに加え、前記位相調整部は、推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値と当該モータ制御装置に与えられた前記目標磁束との差がゼロに収束するように、推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整するモータ制御
装置を提供する。 According to a fifth aspect of the present disclosure, in addition to any one of the first to third aspects, the phase adjustment unit is configured to determine the absolute value of the estimated armature flux linkage and the motor control device Provided is a motor control device that adjusts the phase of the estimated armature flux linkage so that a difference from a target magnetic flux converges to zero.

本開示の第６態様は、第１〜第３態様のいずれか１つに加え、前記位相調整部は、ルックアップテーブルを用いて、前記軸電流及び前記３相モータの回転数に応じて、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整するモータ制御装置を提供する。   According to a sixth aspect of the present disclosure, in addition to any one of the first to third aspects, the phase adjustment unit uses a look-up table according to the shaft current and the rotation speed of the three-phase motor. i) adjusting a phase of the estimated armature flux linkage; ii) adjusting a phase of the shaft voltage; or iii) adjusting a phase of the shaft current.

第４態様又は第５態様の位相調整部は、電機子鎖交磁束の絶対値と目標磁束との差がゼロになるような制御（フィードバック制御）を行うので、３相モータの回転数が変動する場合も、高い精度で３相モータを制御できる。第６態様の位相調整部は、３相モータの回転数を用いた制御を行うため、３相モータの回転数が変動する場合も、高い精度で３相モータを制御できる。   The phase adjustment unit of the fourth aspect or the fifth aspect performs control (feedback control) so that the difference between the absolute value of the armature linkage flux and the target magnetic flux becomes zero, so the rotation speed of the three-phase motor varies. In this case, the three-phase motor can be controlled with high accuracy. Since the phase adjustment unit of the sixth aspect performs control using the rotation speed of the three-phase motor, the three-phase motor can be controlled with high accuracy even when the rotation speed of the three-phase motor varies.

本開示の第７態様は、３相発電機の電機子鎖交磁束及び発電機トルクがそれぞれ目標磁束及び目標トルクに追従するように、コンバータによって前記３相発電機に電圧ベクトルを印加する発電機制御装置であって、
前記３相発電機における３相交流座標上の相電流を、２相交流座標上の軸電流に変換する３相２相座標変換部と、
前記軸電流と、前記電圧ベクトルに対応する前記２相交流座標上の軸電圧とから、前記電機子鎖交磁束を推定する磁束演算部と、
前記軸電流と、推定された前記電機子鎖交磁束とから、前記発電機トルクを推定するトルク演算部と、
前記目標トルクと推定された前記発電機トルクとの間のトルク偏差と、推定された前記電機子鎖交磁束の位相と、前記目標磁束とから、前記電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルを特定する磁束指令演算部と、
前記目標磁束ベクトルと推定された前記電機子鎖交磁束との間の磁束偏差から、前記３相発電機に印加されるべき前記電圧ベクトルを表す前記軸電圧を特定する電圧指令演算部と、
推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値が前記目標磁束に近づくように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する位相調整部と、
を備えた発電機制御装置を提供する。 According to a seventh aspect of the present disclosure, the generator applies a voltage vector to the three-phase generator by a converter so that the armature linkage flux and the generator torque of the three-phase generator follow the target magnetic flux and the target torque, respectively. A control device,
A three-phase two-phase coordinate converter for converting a phase current on the three-phase AC coordinate in the three-phase generator into an axial current on the two-phase AC coordinate;
A magnetic flux calculator for estimating the armature flux linkage from the axial current and the axial voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector;
A torque calculator that estimates the generator torque from the shaft current and the estimated armature flux linkage;
The target magnetic flux that the armature linkage flux should follow from the torque deviation between the target torque and the estimated generator torque, the estimated phase of the armature linkage flux, and the target flux. A magnetic flux command calculation unit for specifying a vector;
A voltage command calculation unit for specifying the shaft voltage representing the voltage vector to be applied to the three-phase generator from a magnetic flux deviation between the target magnetic flux vector and the estimated armature linkage magnetic flux;
I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the absolute value of the estimated armature linkage flux approaches the target flux, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) a phase adjuster for adjusting the phase of the shaft current;
A generator control device comprising:

このような発電機制御装置によれば、第１態様により得られる効果と同様の効果が得られる。   According to such a generator control device, the same effect as that obtained by the first aspect can be obtained.

本開示の第８態様は、３相モータの電機子鎖交磁束及びモータトルクがそれぞれ目標磁束及び目標トルクに追従するように、インバータによって前記３相モータに電圧ベクトルを印加するモータ制御方法であって、
前記３相モータにおける３相交流座標上の相電流を、２相交流座標上の軸電流に変換する３相２相座標変換工程と、
前記軸電流と、前記電圧ベクトルに対応する前記２相交流座標上の軸電圧とから、前記電機子鎖交磁束を推定する磁束演算工程と、
前記軸電流と、推定された前記電機子鎖交磁束とから、前記モータトルクを推定するトルク演算工程と、
前記目標トルクと推定された前記モータトルクとの間のトルク偏差と、推定された前記電機子鎖交磁束の位相と、前記目標磁束とから、前記電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルを特定する磁束指令演算工程と、
前記目標磁束ベクトルと推定された前記電機子鎖交磁束との間の磁束偏差から、前記３相モータに印加されるべき前記電圧ベクトルを表す前記軸電圧を特定する電圧指令演算工
程と、
推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値が前記目標磁束に近づくように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する位相調整工程と、
を備えたモータ制御方法を提供する。 An eighth aspect of the present disclosure is a motor control method in which a voltage vector is applied to the three-phase motor by an inverter so that the armature interlinkage magnetic flux and the motor torque of the three-phase motor follow the target magnetic flux and the target torque, respectively. And
A three-phase two-phase coordinate conversion step of converting a phase current on a three-phase AC coordinate in the three-phase motor into a shaft current on a two-phase AC coordinate;
A magnetic flux calculation step for estimating the armature flux linkage from the axial current and the axial voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector;
A torque calculation step of estimating the motor torque from the axial current and the estimated armature flux linkage;
The target magnetic flux vector that the armature linkage flux should follow from the torque deviation between the target torque and the estimated motor torque, the estimated phase of the armature linkage flux, and the target flux. Magnetic flux command calculation process for identifying
A voltage command calculation step for specifying the shaft voltage representing the voltage vector to be applied to the three-phase motor from a magnetic flux deviation between the target magnetic flux vector and the estimated armature linkage magnetic flux;
I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the absolute value of the estimated armature linkage flux approaches the target flux, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) a phase adjusting step for adjusting the phase of the shaft current;
A motor control method is provided.

このようなモータ制御方法によれば、第１態様により得られる効果と同様の効果が得られる。   According to such a motor control method, the same effect as that obtained by the first aspect can be obtained.

以下、本発明の実施形態を図面に基づいて詳細に説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.

（第１の実施形態）
図１に示すように、モータ制御装置１００は、第１電流センサ１０５ａ、第２電流センサ１０５ｂ、３相２相座標変換部１０６、電圧指令演算部１０７、磁束演算部１０８、トルク演算部１０９、位相演算部１１０、トルク偏差演算部１１１、磁束指令演算部１１２、α軸磁束偏差演算部１１３ａ、β軸磁束偏差演算部１１３ｂ、２相３相座標変換部１１４、デューティ生成部１０３及び位相調整部１１５を備えている。モータ制御装置１００は、ＰＷＭインバータ１０４及び３相モータ１０２に接続される。 (First embodiment)
As shown in FIG. 1, the motor control device 100 includes a first current sensor 105a, a second current sensor 105b, a three-phase two-phase coordinate conversion unit 106, a voltage command calculation unit 107, a magnetic flux calculation unit 108, a torque calculation unit 109, Phase calculation unit 110, torque deviation calculation unit 111, magnetic flux command calculation unit 112, α-axis magnetic flux deviation calculation unit 113a, β-axis magnetic flux deviation calculation unit 113b, two-phase three-phase coordinate conversion unit 114, duty generation unit 103, and phase adjustment unit 115. The motor control device 100 is connected to the PWM inverter 104 and the three-phase motor 102.

モータ制御装置１００の一部又は全部の要素は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）又はマイクロコンピュータにおいて実行される制御アプリケーションによって提供され得る。ＤＳＰ又はマイクロコンピュータは、コア、メモリ、Ａ／Ｄ変換回路及び通信ポート等の周辺装置を含んでいてもよい。また、モータ制御装置１００の一部又は全部の要素は、論理回路によって構成されていてもよい。   Some or all of the elements of the motor control device 100 may be provided by a control application executed in a DSP (Digital Signal Processor) or a microcomputer. The DSP or the microcomputer may include peripheral devices such as a core, a memory, an A / D conversion circuit, and a communication port. Further, some or all of the elements of the motor control device 100 may be configured by a logic circuit.

（モータ制御装置１００による制御の概要）
モータ制御装置１００は、磁束指令及びトルク指令から、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wを生成する。ＰＷＭインバータ１０４は、この出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wを用いて、３相モータ１０２に印加するべき電圧ベクトルｖ_u，ｖ_v，ｖ_wを生成する。磁束指令及びトルク指令は、上位コントローラからモータ制御装置１００に与えられる。磁束指令は、３相モータ１０２の電機子鎖交磁束の絶対値が追従するべき目標磁束｜Ψ_s ^*｜を表す。トルク指令は、３相モータ１０２のモータトルクが追従するべき目標トルクＴ_e ^*を表す。本実施形態における目標磁束｜Ψ_s ^*｜は、モータ電流を最小とするための電機子鎖交磁束の絶対値である。以下、図１を参照しながら、モータ制御装置１００の動作の概要を説明する。 (Outline of control by the motor control device 100)
The motor control device 100 generates output duties D _u , D _v , D _w from the magnetic flux command and the torque command. The PWM inverter 104 generates voltage vectors v _u , v _v , v _w to be applied to the three-phase motor 102 using the output duties D _u , D _v , D _w . The magnetic flux command and the torque command are given to the motor control device 100 from the host controller. The magnetic flux command represents a target magnetic flux | Ψ _s ^* | that the absolute value of the armature linkage magnetic flux of the three-phase motor 102 should follow. The torque command represents a target torque _Te ^* that the motor torque of the three-phase motor 102 should follow. The target magnetic flux | Ψ _s ^* | in the present embodiment is an absolute value of the armature interlinkage magnetic flux for minimizing the motor current. Hereinafter, an outline of the operation of the motor control device 100 will be described with reference to FIG.

電流センサ１０５ａ，１０５ｂによって、相電流ｉ_u，ｉ_wを検出する。３相２相座標変換部１０６によって、相電流ｉ_u，ｉ_wを、軸電流ｉ_α，ｉ_βに変換する。軸電流ｉ_α，ｉ_βは、３相モータ１０２の固定されたα−β座標上におけるα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βをまとめて記載したものである。磁束演算部１０８によって、軸電流ｉ_α，ｉ_β及び軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*から、電機子鎖交磁束を推定する（推定磁束Ψ_sを求める）。軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*は、３相モータ１０２のα−β座標上におけるα軸電圧ｖ_α ^*及びβ軸電圧ｖ_β ^*をまとめて記載したものである。推定磁束Ψ_sのα軸成分及びβ軸成分をそれぞれ推定磁束Ψ_α，Ψ_βと記載する。位相調整部１１５によって、推定磁束Ψ_sから、推定磁束Ψ_scを求める。推定磁束Ψ_scのα軸成分及びβ軸成分をそれぞれ推定磁束Ψ_αc，Ψ_βcと記載する。位相演算部１１０によって、推定磁束Ψ_scから、推定磁束Ψ_scの位相θ_sを求める。トルク演算部１０９によって、推定磁束Ψ_sc及び軸電流ｉ_α，ｉ_βから、モータトルクを推定する（推定トルクＴ_eを求める）。トルク偏差演算部１１１によって、推定トルクＴ_eと目標トルクＴ_e ^*との偏差（トルク偏差）ΔＴを求める。磁束指令演算部１１２によって、目標磁束｜Ψ_s ^*｜、トルク偏差ΔＴ及び位相θ_sから、目標磁束ベクトルΨ_s ^*を
求める。目標磁束ベクトルΨ_s ^*のα軸成分及びβ軸成分をそれぞれα軸目標磁束Ψ_α ^*、β軸目標磁束Ψ_β ^*と記載する。α軸磁束偏差演算部１１３ａによって、α軸目標磁束Ψ_α ^*と推定磁束Ψ_αcとの偏差（磁束偏差）ΔΨ_αを求める。β軸磁束偏差演算部１１３ｂによって、β軸目標磁束Ψ_β ^*と推定磁束Ψ_βcとの偏差（磁束偏差）ΔΨ_βを求める。電圧指令演算部１０７によって、磁束偏差ΔΨ_α，ΔΨ_β及び軸電流ｉ_α，ｉ_βから、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*を求める。２相３相座標変換部１１４によって、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*を、３相モータ１０２に印加するべき目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に変換する。デューティ生成部１０３によって、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*から、３相モータ１０２の各相用の出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wを生成する。出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wは、ＰＷＭインバータ１０４に入力される。このような制御により、３相モータ１０２は、推定磁束Ψ_α，Ψ_β及びモータトルクＴ_eがそれぞれ目標磁束Ψ_α ^*，Ψ_β ^*及び目標トルク指令Ｔ_e ^*に追従するように制御される。 The phase currents i _u and i _w are detected by the current sensors 105a and 105b. The phase currents i _u and i _w are converted into axial currents i _α and i _β by the three-phase two-phase coordinate conversion unit 106. The shaft currents i _α and i _β are collectively described as the α-axis current i _α and the β-axis current i _β on the fixed α-β coordinates of the three-phase motor 102. The magnetic flux calculation unit 108 estimates the armature linkage magnetic flux from the axial currents i _α and i _β and the axial voltages v _α ^* and v _β ^* (determining an estimated magnetic flux Ψ _s ). The shaft voltages v _α ^* and v _β ^* are a summary of the α-axis voltage v _α ^* and the β-axis voltage v _β ^* on the α-β coordinate of the three-phase motor 102. The α-axis component and β-axis component of the estimated magnetic flux ψ _s are described as estimated magnetic fluxes ψ _α and ψ _β , respectively. The phase adjustment unit 115 obtains the estimated magnetic flux ψ _sc from the estimated magnetic flux ψ _s . The α-axis component and β-axis component of the estimated magnetic flux ψ _sc are described as estimated magnetic fluxes ψ _αc and ψ _βc , respectively. The phase calculator 110 obtains the phase θ _s of the estimated magnetic flux ψ _sc from the estimated magnetic flux ψ _sc . The torque calculation unit 109, the estimated magnetic flux [psi _sc and axis current i _alpha, from i _beta, estimates the motor torque (obtaining the estimated torque T _e). A torque deviation calculation unit 111 obtains a deviation (torque deviation) ΔT between the estimated torque _Te and the target torque _Te ^* . The magnetic flux command calculation unit 112 obtains the target magnetic flux vector ψ _s ^* from the target magnetic flux | ψ _s ^* |, the torque deviation ΔT, and the phase θ _s . The α-axis component and β-axis component of the target magnetic flux vector ψ _s ^* are described as α-axis target magnetic flux ψ _α ^* and β-axis target magnetic flux ψ _β ^* , respectively. A deviation (magnetic flux deviation) ΔΨ _α between the α-axis target magnetic flux Ψ _α ^* and the estimated magnetic flux Ψ _αc is obtained by the α-axis magnetic flux deviation calculator 113a. A deviation (magnetic flux deviation) ΔΨ _β between the β-axis target magnetic flux Ψ _β ^* and the estimated magnetic flux Ψ _βc is obtained by the β-axis magnetic flux deviation calculator 113b. The voltage command calculation unit 107 obtains the shaft voltages v _α ^* and v _β ^* from the magnetic flux deviations ΔΨ _α and ΔΨ _β and the shaft currents i _α and i _β . The two-phase / three-phase coordinate conversion unit 114 converts the shaft voltages v _α ^* , v _β ^* into target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* to be applied to the three-phase motor 102. The duty generation unit 103, the target voltage vector ^{_{v u *, v v *,}} v from _w ^*, the output duty D _u for each phase of the 3-phase motor 102, D _v, to produce a D _w. The output duties D _u , D _v , D _w are input to the PWM inverter 104. Such control 3-phase motor 102, the estimated magnetic flux [psi _alpha, [psi _beta and motor torque T _e is the target magnetic flux [psi _alpha respectively ^* is controlled so as to follow the [psi _beta ^* and the target torque command T _e ^* .

本明細書では、軸電流ｉ_α，ｉ_βは、実際に３相モータ１０２を流れる電流ではなく、情報として伝達される電流値（電流情報）を意味する。軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*は、実際に３相モータ１０２に印加される電圧ではなく、情報として伝達される電圧値（電圧情報）を意味する。同様に、推定磁束Ψ_s，Ψ_sc、推定トルクＴ_e、目標磁束｜Ψ_s ^*｜、目標トルクＴ_e ^*、目標磁束ベクトルΨ_s ^*、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wも、情報として伝達される値を意味する。 In the present specification, the shaft currents i _α and i _β mean current values (current information) transmitted as information, not currents actually flowing through the three-phase motor 102. The shaft voltages v _α ^* and v _β ^* are not actually applied to the three-phase motor 102 but mean voltage values (voltage information) transmitted as information. Similarly, the estimated magnetic flux Ψ _s, Ψ _sc, estimated torque T _e, the target magnetic flux | Ψ _s ^* |, the target torque T _e ^*, the target magnetic flux vector Ψ _s ^*, the target voltage vector ^{_{v u *, v v *,}} v w ^{* And} output duties _Du , _Dv , and _Dw also mean values transmitted as information.

次に、モータ制御装置１００、ＰＷＭインバータ１０４及び３相モータ１０２の詳細を以下で説明する。   Next, details of the motor control device 100, the PWM inverter 104, and the three-phase motor 102 will be described below.

（ＰＷＭインバータ１０４）
図２に示すように、ＰＷＭインバータ１０４は、スイッチング素子１１９ａ，１１９ｂ，１１９ｃ，１１９ｄ，１１９ｅ，１１９ｆ及び還流ダイオード１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ，１２０ｄ，１２０ｅ，１２０ｆが対になった変換回路、ベースドライバ１１６、平滑コンデンサ１１７及び直流電源１１８を含む。直流電源１１８は、ダイオードブリッジ等によって整流された出力を表す。なお、本明細書では、変換回路及び平滑コンデンサ１１７を併せた構成をインバータと記載する。 (PWM inverter 104)
As shown in FIG. 2, the PWM inverter 104 includes a switching circuit 119a, 119b, 119c, 119d, 119e, 119f and a conversion circuit, a base driver 116, which is a pair of freewheeling diodes 120a, 120b, 120c, 120d, 120e, 120f. A smoothing capacitor 117 and a DC power supply 118. The DC power supply 118 represents an output rectified by a diode bridge or the like. In the present specification, a configuration in which the conversion circuit and the smoothing capacitor 117 are combined is described as an inverter.

ＰＷＭインバータ１０４は、ＰＷＭ制御によって３相モータ１０２に電圧ベクトルを印加する。具体的には、３相モータ１０２への給電は、スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆを介して、直流電源１１８から行われる。より具体的には、まず、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wがベースドライバ１１６に入力される。次に、出力デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wがスイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆを電気的に駆動するためのドライブ信号に変換される。次に、ドライブ信号に従って各スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆが動作する。 The PWM inverter 104 applies a voltage vector to the three-phase motor 102 by PWM control. Specifically, power is supplied to the three-phase motor 102 from the DC power supply 118 via the switching elements 119a to 119f. More specifically, first, output duties D _u , D _v , and D _w are input to the base driver 116. Then, the output duty D _u, D _v, D _w is converted into a drive signal for electrically driving the switching elements 119A～119f. Next, each of the switching elements 119a to 119f operates according to the drive signal.

本実施形態では、ＰＷＭインバータ１０４は、スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆを用いた３相スイッチング回路である。スイッチング素子１１９ａ〜１１９ｆとしては、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）及びＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）が挙げられる。   In the present embodiment, the PWM inverter 104 is a three-phase switching circuit using switching elements 119a to 119f. Examples of the switching elements 119a to 119f include a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) and an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).

（３相モータ１０２）
３相モータ１０２は、モータ制御装置１００の制御対象である。３相モータ１０２には、ＰＷＭインバータ１０４によって、電圧ベクトルが印加される。「３相モータ１０２に電圧ベクトルが印加される」とは、３相モータ１０２における３相交流座標上の３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各々に電圧が印加されることを指す。本実施形態では、３相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の各々が、相対的に高電圧を有する高電圧相と、相対的に低電圧を有する低電圧相との２種類から選択されるいずれかとなるように、３相モータ１０２が制御される
。 (Three-phase motor 102)
The three-phase motor 102 is a control target of the motor control device 100. A voltage vector is applied to the three-phase motor 102 by the PWM inverter 104. “A voltage vector is applied to the three-phase motor 102” means that a voltage is applied to each of the three phases (U phase, V phase, W phase) on the three-phase AC coordinate in the three-phase motor 102. . In the present embodiment, each of the three phases (U phase, V phase, W phase) is selected from two types: a high voltage phase having a relatively high voltage and a low voltage phase having a relatively low voltage. The three-phase motor 102 is controlled so as to be one of the following.

３相モータ１０２は、例えば、永久磁石同期モータである。永久磁石同期モータとしては、ＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor）及びＳＰＭＳＭ（Surface Permanent Magnet Synchronous Motor）が挙げられる。ＩＰＭＳＭは、ｄ軸インダクタンスＬｄとｑ軸インダクタンスＬｑとが相違する突極性（一般には、Ｌｑ＞Ｌｄの逆突極性）を有し、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクも利用できる。このため、ＩＰＭＳＭの駆動効率は極めて高い。３相モータ１０２としては、誘導モータ、シンクロナスリラクタンスモータを用いることもできる。   The three-phase motor 102 is, for example, a permanent magnet synchronous motor. Examples of the permanent magnet synchronous motor include IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) and SPMSM (Surface Permanent Magnet Synchronous Motor). The IPMSM has a saliency in which the d-axis inductance Ld and the q-axis inductance Lq are different (generally, a reverse saliency such that Lq> Ld), and a reluctance torque can be used in addition to the magnet torque. For this reason, the driving efficiency of the IPMSM is extremely high. As the three-phase motor 102, an induction motor or a synchronous reluctance motor can be used.

（第１電流センサ１０５ａ、第２電流センサ１０５ｂ）
第１電流センサ１０５ａ、第２電流センサ１０５ｂとして、公知の電流センサを用いることができる。本実施形態では、第１電流センサ１０５ａは、ｕ相を流れる相電流ｉ_uを測定するように設けられ、第２電流センサ１０５ｂは、ｗ相を流れる相電流ｉ_wを測定するように設けられている。ただし、第１電流センサ１０５ａ及び第２電流センサ１０５ｂは、ｕ相及びｗ相の２相以外の組み合わせの２相の電流を測定するように設けられていてもよい。 (First current sensor 105a, second current sensor 105b)
As the first current sensor 105a and the second current sensor 105b, known current sensors can be used. In the present embodiment, the first current sensor 105a is provided to measure the phase current i _u flowing through the u phase, and the second current sensor 105b is provided to measure the phase current i _w flowing through the w phase. ing. However, the first current sensor 105a and the second current sensor 105b may be provided so as to measure a two-phase current of a combination other than the u-phase and w-phase two phases.

（３相２相座標変換部１０６）
３相２相座標変換部１０６は、３相モータ１０２における３相交流座標上の相電流ｉ_u，ｉ_wを、２相交流座標上の軸電流ｉ_α，ｉ_βに変換する。本実施形態では、３相２相座標変換部１０６は、式（１）、（２）により、相電流ｉ_u，ｉ_wを、α−β座標上のα軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βに変換して、α軸電流ｉ_α及びβ軸電流ｉ_βを出力する。 (3-phase 2-phase coordinate conversion unit 106)
The three-phase two-phase coordinate conversion unit 106 converts the phase currents i _u and i _w on the three-phase AC coordinates in the three-phase motor 102 into axial currents i _α and i _β on the two-phase AC coordinates. In the present embodiment, the three-phase / two-phase coordinate conversion unit 106 converts the phase currents i _u and i _w into α-axis current i _α and β-axis current i on the α-β coordinates according to equations (1) and (2). _By converting into _β , an α-axis current i _α and a β-axis current i _β are output.

（磁束演算部１０８）
磁束演算部１０８は、２相交流座標上の軸電流ｉ_α，ｉ_βと、２相交流座標上の軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*とから、推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α，Ψ_β）を求める。本実施形態では、磁束演算部１０８は、式（３）、（４）及び（５）を用いて、推定磁束Ψ_α，Ψ_β、及び推定磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_s｜を求める。式（３）及び（４）におけるΨ_α|t=0、Ψ_β|t=0は、それぞれ推定磁束Ψ_α，Ψ_βの初期値である。式（３）及び（４）におけるＲは、３相モータ１０２の巻線抵抗である。磁束演算部１０８は、ＤＳＰ、マイクロコンピュータ等のディジタル制御装置に組み込まれていてもよい。この場合は、式（３）及び（４）における演算のために必要となる積分器は、離散系で構成され得る。具体的には、１制御周期前における電機子鎖交磁束Ψ_α，Ψ_βに、現在の制御周期に由来する値を加減算すればよい。 (Magnetic flux calculator 108)
The magnetic flux calculation unit 108 calculates the estimated magnetic flux Ψ _s (estimated magnetic flux Ψ _α , Ψ) from the axial currents i _α and i _β on the two-phase AC coordinates and the axial voltages v _α ^* and v _β ^* on the two-phase AC coordinates. _β ) is obtained. In the present embodiment, the magnetic flux calculation unit 108 obtains the absolute values | Ψ _s | of the estimated magnetic fluxes ψ _α and Ψ _β and the estimated magnetic flux ψ _s using the equations (3), (4), and (5). In equations (3) and (4), ψ _{α | t = 0} and ψ _{β | t = 0} are initial values of the estimated magnetic fluxes ψ _α and ψ _β , respectively. R in equations (3) and (4) is the winding resistance of the three-phase motor 102. The magnetic flux calculation unit 108 may be incorporated in a digital control device such as a DSP or a microcomputer. In this case, the integrator required for the calculations in the equations (3) and (4) can be configured as a discrete system. Specifically, a value derived from the current control cycle may be added to or subtracted from the armature linkage magnetic fluxes ψ _α , ψ _β before one control cycle.

（位相調整部１１５）
位相調整部１１５は、推定磁束Ψ_sの絶対値が目標磁束｜Ψ_s ^*｜に近づくように、推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α，Ψ_β）の位相を調整（補償）する。すなわち、位相調整部１１５は、３相モータ１０２の電流（モータ電流）が最小値となるように、推定磁束Ψ_sの位相を調整する。位相調整部１１５は、軸電流ｉ_α，ｉ_β及び推定磁束Ψ_α，Ψ_βから、推定磁束Ψ_αc，Ψ_βcを求める。具体的には、位相調整部１１５は、式（６）を用いて、推定磁束Ψ_αc，Ψ_βcを求める。推定磁束Ψ_αc，Ψ_βcは、補償後の推定磁束である。式（６）におけるΔθは、位相補償角（位相のシフト量）である。 (Phase adjuster 115)
Phase adjustment section 115, the absolute value of the estimated flux [psi _s is the target magnetic flux | Ψ _s ^* | to approach, adjust the phase of the estimated magnetic flux [psi _s (estimated magnetic flux Ψ _α, Ψ _β) (compensation). That is, the phase adjustment unit 115 adjusts the phase of the estimated magnetic flux Ψ _s so that the current (motor current) of the three-phase motor 102 becomes a minimum value. The phase adjustment unit 115 obtains estimated magnetic fluxes ψ _αc and ψ _βc from the axial currents i _α and i _β and the estimated magnetic fluxes ψ _α and ψ _β . Specifically, the phase adjustment unit 115 obtains the estimated magnetic fluxes Ψ _αc and Ψ _βc using Expression (6). The estimated magnetic fluxes ψ _αc and ψ _βc are estimated magnetic fluxes after compensation. In the equation (6), Δθ is a phase compensation angle (phase shift amount).

本実施形態における位相調整部１１５は、図３に示すブロック図に従って位相補償角Δθを求める。具体的に、位相調整部１１５は、要素ＭＴＰＡ（maximum torque per ampere）と、要素ａｂｓと、要素ＰＩ（ＰＩ補償器）とを有している。要素ＭＴＰＡは、最大トルク／電流制御を行う要素である。最大トルク／電流制御は公知であるため、最大トルク／電流制御の説明は省略する。本実施形態では、要素ＭＴＰＡは、軸電流ｉα，ｉβから、モータ電流を最小とするための電機子鎖交磁束の絶対値として、仮想振幅（仮想磁束の振幅）Ψｓ_ｉ^*を特定する。要素ＭＴＰＡは、演算子であってもよく、テーブルであってもよい。要素ａｂｓは、補償前の推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α及びΨ_β）から、推定磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_s｜を求める。要素ＰＩは、仮想振幅Ψｓ_ｉ^*と絶対値｜Ψ_s｜との偏差から、補償後の推定磁束Ψ_sc（推定磁束Ψ_αc，Ψ_βc）の絶対値｜Ψ_sc｜が仮想振幅Ψｓ_ｉ^*に一致するように、位相補償角Δθを求める。式（６）に示したとおり、補償前の推定磁束Ψ_sの位相を−Δθｒａｄ回転させることにより、補償後の推定磁束Ψ_scが求まる。 The phase adjustment unit 115 in the present embodiment obtains the phase compensation angle Δθ according to the block diagram shown in FIG. Specifically, the phase adjustment unit 115 includes an element MTPA (maximum torque per ampere), an element abs, and an element PI (PI compensator). The element MTPA is an element that performs maximum torque / current control. Since the maximum torque / current control is known, the description of the maximum torque / current control is omitted. In the present embodiment, the element MTPA specifies the virtual amplitude (the amplitude of the virtual magnetic flux) Ψs_i ^* as the absolute value of the armature linkage magnetic flux for minimizing the motor current from the shaft currents iα and iβ. The element MTPA may be an operator or a table. The element abs obtains the absolute value | Ψ _s | of the estimated magnetic flux Ψ _s from the estimated magnetic flux Ψ _s (estimated magnetic flux Ψ _α and Ψ _β ) before compensation. In the element PI, the absolute value | Ψ _sc | of the compensated estimated magnetic flux Ψ _sc (estimated magnetic flux Ψ _αc , Ψ _βc ) matches the virtual amplitude Ψs_i ^* from the deviation between the virtual amplitude Ψs_i ^* and the absolute value | Ψ _s | Thus, the phase compensation angle Δθ is obtained. As shown in the equation (6), the phase of the estimated magnetic flux Ψ _s before compensation is rotated by −Δθrad to obtain the estimated magnetic flux Ψ _sc after compensation.

要素ＭＴＰＡは、軸電流を用いて、目標磁束を再導出していると捉えることができる。このため、仮想振幅は再導出された目標磁束であるといえる。また、位相調整部１１５（要素ＰＩ）は、推定磁束の絶対値を目標磁束に近づけるための補償機構であるといえる。   The element MTPA can be regarded as re-derived the target magnetic flux using the axial current. For this reason, it can be said that the virtual amplitude is the re-derived target magnetic flux. The phase adjustment unit 115 (element PI) can be said to be a compensation mechanism for bringing the absolute value of the estimated magnetic flux close to the target magnetic flux.

（トルク演算部１０９）
トルク演算部１０９は、軸電流ｉ_α，ｉ_β及び位相調整部１１５で調整された推定磁束Ψ_αc，Ψ_βcを取得し、これらから推定トルクＴ_eを求める。本実施形態では、トルク演
算部１０９は、式（７）を用いて、推定トルクＴ_eを求める。式（７）におけるＰ_nは、３相モータ１０２の極対数である。推定磁束Ψ_αc，Ψ_βcの代わりに推定磁束Ψ_α，Ψ_βを用いて、推定トルクＴ_eを求めてもよい。 (Torque calculation unit 109)
Torque computing section 109, the axial current i _alpha, i _beta and the estimated magnetic flux [psi _.alpha.c adjusted by the phase adjustment unit 115 obtains the [psi _.beta.c, obtaining the estimated torque T _e of these. In the present embodiment, a torque calculating unit 109, using Equation (7), obtains the estimated torque T _e. P _n in equation (7) is the _number of pole pairs of the three-phase motor 102. Estimated magnetic flux [psi _.alpha.c, estimated magnetic flux in place of _Ψ βc Ψ _α, using [psi _beta, it may be determined estimated torque T _e.

（位相演算部１１０）
位相演算部１１０は、位相調整部１１５で調整された推定磁束Ψ_αc，Ψ_βcを取得し、これらから推定磁束Ψ_scの位相θ_sを求める。本実施形態では、位相演算部１１０は、式（８）を用いて、推定磁束Ψ_scの位相θ_sを求める。位相演算部１１０は、例えば、公知の位相推定器である。 (Phase calculator 110)
The phase calculation unit 110 acquires the estimated magnetic fluxes ψ _αc and ψ _βc adjusted by the phase adjustment unit 115, and obtains the phase θ _s of the estimated magnetic flux ψ _sc from these. In the present embodiment, the phase calculation unit 110 obtains the phase θ _s of the estimated magnetic flux Ψ _sc using the equation (8). The phase calculation unit 110 is, for example, a known phase estimator.

（トルク偏差演算部１１１）
トルク偏差演算部１１１は、目標トルクＴ_e ^*と推定トルクＴ_eとの偏差（トルク偏差ΔＴ：Ｔ_e ^*−Ｔ_e）を求める。トルク偏差演算部１１１としては、公知の演算子を用いればよい。 (Torque deviation calculator 111)
Torque deviation calculation unit 111, the target torque T _e ^* and the estimated torque T _e and the deviation (torque deviation ΔT: T _e ^* -T _e) Request. A known operator may be used as the torque deviation calculation unit 111.

（磁束指令演算部１１２）
磁束指令演算部１１２は、目標磁束｜Ψ_s ^*｜、トルク偏差ΔＴ及び位相θ_sから、目標磁束ベクトルΨ_s ^*（目標磁束Ψ_α ^*，Ψ_β ^*）を求める。具体的には、式（９）を用いて、電機子鎖交磁束の回転量Δθ_sを求める。式（１０）を用いて、目標磁束ベクトルΨ_s ^*の位置θ_s ^*を求める。式（１１）及び（１２）を用いて、目標磁束Ψ_α ^*，Ψ_β ^*を求める。磁束指令演算部１１２は、トルク偏差ΔＴをゼロに近づける。この点で、磁束指令演算部１１２は、トルクの補償機構を構成するともいえる。磁束指令演算部１１２は、ＤＳＰ、マイクロコンピュータ等のディジタル制御装置に組み込まれていてもよい。この場合は、式（９）における演算のために必要となる積分器は、離散系で構成され得る。 (Magnetic flux command calculation unit 112)
The magnetic flux command calculation unit 112 obtains a target magnetic flux vector Ψ _s ^* (target magnetic flux Ψ _α ^* , Ψ _β ^* ) from the target magnetic flux | Ψ _s ^* |, torque deviation ΔT, and phase θ _s . Specifically, the amount of rotation Δθ _s of the armature flux linkage is obtained using Equation (9). Using the equation (10), the position θ _s ^* of the target magnetic flux vector Ψ _s ^* is obtained. Using the equations (11) and (12), the target magnetic fluxes ψ _α ^* and ψ _β ^* are obtained. The magnetic flux command calculation unit 112 brings the torque deviation ΔT close to zero. In this respect, it can be said that the magnetic flux command calculation unit 112 constitutes a torque compensation mechanism. The magnetic flux command calculation unit 112 may be incorporated in a digital control device such as a DSP or a microcomputer. In this case, the integrator required for the calculation in Expression (9) can be configured as a discrete system.

（α軸磁束偏差演算部１１３ａ、β軸磁束偏差演算部１１３ｂ）
α軸磁束偏差演算部１１３ａは、目標磁束Ψ_α ^*と位相調整部１１５で調整された推定磁束Ψ_αcを取得し、これらの偏差（磁束偏差ΔΨ_α：Ψ_α ^*−Ψ_αc）を求める。β軸磁束偏差演算部１１３ｂは、目標磁束Ψ_β ^*と位相調整部１１５で調整された推定磁束Ψ_βcを取得し、これらの偏差（磁束偏差ΔΨ_β：Ψ_β ^*−Ψ_βc）を求める。磁束偏差演算部１１３ａ，１１３ｂとしては、公知の演算子を用いればよい。 (Α-axis magnetic flux deviation calculator 113a, β-axis magnetic flux deviation calculator 113b)
alpha -axis magnetic flux deviation calculation unit 113a obtains the target magnetic flux [psi _alpha ^* and estimated flux [psi _.alpha.c adjusted by the phase adjustment unit 115, these deviations (the magnetic flux deviation ^{_{ΔΨ α: Ψ α * -Ψ αc}} ) Request. The β-axis magnetic flux deviation calculation unit 113b acquires the target magnetic flux Ψ _β ^* and the estimated magnetic flux Ψ _βc adjusted by the phase adjustment unit 115, and obtains these deviations (magnetic flux deviation ΔΨ _β : Ψ _β ^* −Ψ _βc ). As the magnetic flux deviation calculators 113a and 113b, known operators may be used.

（電圧指令演算部１０７）
電圧指令演算部１０７は、磁束偏差ΔΨ_α，ΔΨ_β及び軸電流ｉ_α，ｉ_βから、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*を求める。本実施形態では、電圧指令演算部１０７は、式（１３）を用いて、α軸電圧ｖ_α ^*を求める。また、本実施形態では、電圧指令演算部１０７は、式（１４）を用いて、β軸電圧ｖ_β ^*を求める。ここで、Ｔ_sは本制御における制御周期（サンプリング周期）を意味する。 (Voltage command calculation unit 107)
The voltage command calculation unit 107 obtains the axial voltages v _α ^* and v _β ^* from the magnetic flux deviations ΔΨ _α and ΔΨ _β and the axial currents i _α and i _β . In the present embodiment, the voltage command calculation unit 107 obtains the α-axis voltage v _α ^* using Expression (13). In the present embodiment, the voltage command calculation unit 107 obtains the β-axis voltage v _β ^* using Equation (14). Here, T _s means a control cycle (sampling cycle) in this control.

（２相３相座標変換部１１４）
２相３相座標変換部１１４は、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*を、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に変換する。目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*は、それぞれ３相交流座標上のＵ相電圧、Ｖ相電圧及びＷ相電圧に対応する。本実施形態では、２相３相座標変換部１１４は、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*を、式（１５）を用いて、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に変換して、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*を出力する。 (Two-phase three-phase coordinate conversion unit 114)
The two-phase / three-phase coordinate conversion unit 114 converts the shaft voltages v _α ^* , v _β ^* into target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* . The target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* correspond to the U-phase voltage, V-phase voltage, and W-phase voltage on the three-phase AC coordinates, respectively. In the present embodiment, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 114 converts the axial voltages v _α ^* and v _β ^* into target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* using Expression (15). Then, target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* are output.

（デューティ生成部１０３）
デューティ生成部１０３は、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*から、デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wを生成する。本実施形態では、デューティ生成部１０３は、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*の各々を、各相のデューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wに変換する。デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wの生成方法としては、一般的な電圧形ＰＷＭインバータに用いられる方法を用いればよい。例えば、デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wは、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*を、直流電源１１８の電圧値Ｖ_dcの半分の値で除すことにより求めてもよい。この場合、デューティＤ_uは、２×ｖ_u／Ｖ_dcである。デューティＤ_vは、２×ｖ_v／Ｖ_dcである。デューティＤ_wは、２×ｖ_w／Ｖ_dcである。デューティ生成部１０３は、デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wを出力する。デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wは、ＰＷＭインバータ１０４に入力される。ＰＷＭインバータ１０４は、デューティＤ_u，Ｄ_v，Ｄ_wによって駆動される。 (Duty generator 103)
Duty generation unit 103, the target voltage vector _{v u} ^*, v v ^*, the v _w ^*, the duty D _u, D _v, to produce a D _w. In the present embodiment, the duty generation unit 103 converts each of the target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* into the duties _Du , D _v , and D _w of each phase. Duty D _u, D _v, as the method of generating the D _w, the method may be used for use in general voltage-source PWM inverter. For example, the duty D _u, D _v, D _w is the target voltage vector ^{_{v u *, v v *,}} v and _w ^*, may be obtained by dividing the half value of the voltage value V _dc of the DC power supply 118 . In this case, the duty _Du is 2 * _vu / _Vdc . The duty D _v is 2 × v _v / V _dc . The duty D _w is 2 × v _w / V _dc . Duty generation unit 103, duty D _u, D _v, and outputs the D _w. Duty D _u, D _v, D _w is inputted to the PWM inverter 104. PWM inverter 104, the duty D _u, D _v, is driven by D _w.

上述のように、モータ電流をサンプリングするタイミングから、このモータ電流に基づいて生成された電圧ベクトルを３相モータに印加するタイミングまでの間に、３相モータ１０２の電気角は角度θ_E（≠０ｒａｄ）進む。位相調整部１１５は、軸電流を用いて目標磁束を再導出し、推定された電機子鎖交磁束の絶対値と再導出された目標磁束との差がゼロに収束するように、推定された電機子鎖交磁束の位相を調整する。モータ制御装置１００は、位相調整部１１５を備えているため、角度θ_E（上記両タイミング間の３相モータの進み角）を考慮して３相モータ１０２を制御できる。すなわち、モータ制御装置１００によれば、位置センサレス制御の信頼性の向上を図ることができる。具体的に、本実施形態のモータ制御装置１００は、電機子鎖交磁束の値を、モータ電流を最小とする値へと精度よく一致させることができる。 As described above, the timing of sampling a motor current, until the timing for applying the voltage vector that is generated based on the motor current to a three-phase motor, the electrical angle of the three-phase motor 102 is the angle theta _E (≠ 0 rad) Proceed. The phase adjustment unit 115 re-derived the target magnetic flux using the axial current, and was estimated so that the difference between the estimated absolute value of the armature linkage magnetic flux and the re-derived target magnetic flux converged to zero. Adjust the phase of the armature flux linkage. Since the motor control device 100 includes the phase adjustment unit 115, the three-phase motor 102 can be controlled in consideration of the angle θ _E (the advance angle of the three-phase motor between the two timings). That is, according to the motor control device 100, the reliability of the position sensorless control can be improved. Specifically, the motor control device 100 of this embodiment can accurately match the value of the armature flux linkage to a value that minimizes the motor current.

３相モータ１０２の回転数を増やすと、角度θ_Eは大きくなる。位相調整部１１５は、要素ＰＩを有しているため、位相補償角Δθを自動的に適切な値に設定できる。このため、本実施形態の位相調整部１１５は、３相モータ１０２の回転数が大きければ大きいほど、推定磁束Ψ_sの位相を大きくシフトさせることができる。従って、位相調整部１１５は、３相モータ１０２の回転数の増加に由来する制御精度の低下を防止する。このことは、３相モータ１０２が高速回転（例えば１０万回転）し得る場合に特に有利である。 Increasing the rotation speed of the three-phase motor 102 increases the angle θ _E. Since the phase adjustment unit 115 includes the element PI, the phase compensation angle Δθ can be automatically set to an appropriate value. For this reason, the phase adjustment unit 115 of the present embodiment can shift the phase of the estimated magnetic flux Ψ _s more as the rotation speed of the three-phase motor 102 is larger. Therefore, the phase adjustment unit 115 prevents a decrease in control accuracy resulting from an increase in the rotation speed of the three-phase motor 102. This is particularly advantageous when the three-phase motor 102 can rotate at a high speed (for example, 100,000 rotations).

位相調整部１１５によれば、電流のサンプリング周波数が低い場合にも、制御精度が維持される。従って、モータ制御装置１００によれば、制御精度を維持しつつ、ＤＳＰ、マイクロコンピュータ等のＣＰＵの演算量を抑えることができる。つまり、比較的性能の低いＤＳＰ又はマイクロコンピュータを使用したとしても、精度を落とさずに３相モータ１０２を制御できる。このことは、コストの観点から有利である。従って、モータ制御装置１００は、３相モータ１０２が低速回転する場合にも好適に使用できる。   According to the phase adjustment unit 115, control accuracy is maintained even when the current sampling frequency is low. Therefore, according to the motor control device 100, it is possible to suppress the calculation amount of a CPU such as a DSP or a microcomputer while maintaining control accuracy. That is, even if a relatively low performance DSP or microcomputer is used, the three-phase motor 102 can be controlled without reducing accuracy. This is advantageous from a cost standpoint. Therefore, the motor control device 100 can be suitably used even when the three-phase motor 102 rotates at a low speed.

位相調整部１１５に基づく効果を、図４に示す。図４は、３相モータ１０２の回転数及び３相モータ１０２にかかる負荷が一定の条件で行った、シミュレーション結果を表している。シミュレーションの条件の詳細を表１に示す。この結果から、表１の条件では、位相補償角Δθを約−０．１５ｒａｄとすれば、モータトルクが目標トルクに維持されつつ、モータ電流が最小となることが把握される。モータ制御装置１００の設定にもよるが、本発明者の検討によれば、位相調整部１１５によって推定磁束Ψ_sの位相を進ませることは、推定磁束Ψ_sの絶対値を目標磁束｜Ψ_s ^*｜に近づける観点から有効である。本明細書では、０ｒａｄよりも大きくπｒａｄ以下の範囲で位相を進ませることを、単に位相を進ませると記載する。同様に、０よりも大きくπｒａｄ以下の範囲で位相を遅らせることを、単に位相を遅らせると記載する。サンプリングの１周期におけるロータの回転に伴う位相の回転量等を考慮して、位相補償角Δθを、例えば、−０．２９３ｒａｄ以上０ｒａｄ未満とできる。つまり、推定磁束Ψ_sの位相を、例えば０ｒａｄよりも大きく０．２９３ｒａｄ以下の範囲で進ませることができる。この点は、後述の変形例１及び２においても
同様である。

The effect based on the phase adjustment unit 115 is shown in FIG. FIG. 4 shows a simulation result obtained under the condition that the rotation speed of the three-phase motor 102 and the load applied to the three-phase motor 102 are constant. Details of the simulation conditions are shown in Table 1. From this result, it can be seen that under the conditions in Table 1, if the phase compensation angle Δθ is about −0.15 rad, the motor current is minimized while the motor torque is maintained at the target torque. Although depending on the setting of the motor control device 100, according to the study of the present inventor, advancing the phase of the estimated magnetic flux ψ _s by the phase adjustment unit 115 determines the absolute value of the estimated magnetic flux ψ _s as the target magnetic flux | ψ _s. ^* Effective from the point of approaching |. In this specification, advancing the phase in a range greater than 0 rad and less than or equal to πrad is simply referred to as advancing the phase. Similarly, delaying the phase in a range greater than 0 and less than or equal to πrad is described as simply delaying the phase. The phase compensation angle Δθ can be set to, for example, −0.293 rad or more and less than 0 rad in consideration of the amount of phase rotation accompanying the rotation of the rotor in one sampling period. That is, the phase of the estimated magnetic flux Ψ _s can be advanced within a range of, for example, greater than 0 rad and less than or equal to 0.293 rad. This also applies to Modifications 1 and 2 described later.

本実施形態における目標磁束｜Ψ_s ^*｜は、モータ電流が最小となるように定められたものである。位相調整部１１５は、モータ電流を最小とするための位相補償角Δθを定めるように構成されている。具体的には、位相調整部１１５における要素ＭＴＰＡが、モータ電流を最小とするための仮想振幅Ψｓ_ｉ^*を特定している。これにより、精度よく最大トルク／電流（ＭＴＰＡ）制御を行っている。しかし、目標磁束｜Ψ_s ^*｜は、３相モータ１０２における電力が最小となるよう（効率が最大となるように）に定められたものであってもよい。この場合には、位相調整部１１５を、３相モータ１０２における電力を最小とするための位相補償角Δθを定めるように構成すればよい。例えば、要素ＭＴＰＡに代えて、軸電流等から電力を最小とするための仮想振幅を特定する要素を用いればよい。このようにすれば、電力最小（最大効率）制御を精度よく行うことができる。また、目標磁束｜Ψ_s ^*｜は、３相モータ１０２における力率が所定値となるように定められたものであってもよい。この場合には、位相調整部１１５を、３相モータ１０２における力率を所定値とするための位相補償角Δθを定めるように構成すればよい。例えば、要素ＭＴＰＡに代えて、軸電流等から力率を所定値とするための仮想振幅を特定する要素を用いればよい。このようにすれば、力率一定制御を精度よく行うことができる。通常時はＭＴＰＡ制御用に目標磁束｜Ψ_s ^*｜及び仮想振幅を定め、必要時に電力最小制御又は力率一定制御用に目標磁束｜Ψ_s ^*｜及び仮想振幅を定めるような切り替えも可能である。要するに、目標磁束｜Ψ_s ^*｜が、３相モータ１０２の所定の制御量が所定の目標値となるように定められている場合に、位相調整部１１５を、３相モータ１０２の所定の制御量を所定の目標値とするための位相補償角Δθを定めるように構成すればよい。この点は、後述の実施形態及び変形例についても同様である。また、本明細書では、「目標磁束を再導出する」とは、目標磁束｜Ψ_s ^*｜が、３相モータ１０２の所定の制御量（例えば相電流）が所定の目標値となるように定められている場合に、３相モータ１０２の所定の制御量を所定の目標値とするための電機子鎖交磁束の絶対値を特定することを意味する。 The target magnetic flux | Ψ _s ^* | in the present embodiment is determined so that the motor current is minimized. The phase adjustment unit 115 is configured to determine a phase compensation angle Δθ for minimizing the motor current. Specifically, the element MTPA in the phase adjustment unit 115 specifies the virtual amplitude Ψs_i ^* for minimizing the motor current. Thereby, maximum torque / current (MTPA) control is performed with high accuracy. However, the target magnetic flux | Ψ _s ^* | may be determined so that the electric power in the three-phase motor 102 is minimized (the efficiency is maximized). In this case, the phase adjustment unit 115 may be configured to determine the phase compensation angle Δθ for minimizing the power in the three-phase motor 102. For example, instead of the element MTPA, an element that specifies a virtual amplitude for minimizing power from an axial current or the like may be used. In this way, power minimum (maximum efficiency) control can be accurately performed. Further, the target magnetic flux | Ψ _s ^* | may be determined so that the power factor in the three-phase motor 102 becomes a predetermined value. In this case, the phase adjustment unit 115 may be configured to determine the phase compensation angle Δθ for setting the power factor in the three-phase motor 102 to a predetermined value. For example, instead of the element MTPA, an element that specifies a virtual amplitude for setting the power factor to a predetermined value from an axial current or the like may be used. In this way, constant power factor control can be performed with high accuracy. Normal state target magnetic flux for MTPA control | defines and virtual amplitude, the target magnetic flux for constant control power minimum control or power factor when needed ^{_{| | Ψ s * Ψ s *}} | and also the switching such as to define a virtual amplitude is there. In short, when the target magnetic flux | Ψ _s ^* | is determined so that a predetermined control amount of the three-phase motor 102 becomes a predetermined target value, the phase adjustment unit 115 performs predetermined control of the three-phase motor 102. What is necessary is just to comprise so that phase compensation angle (DELTA) (theta) for making quantity into a predetermined target value may be defined. This also applies to embodiments and modifications described later. Further, in this specification, “re-deriving the target magnetic flux” means that the target magnetic flux | Ψ _s ^* | is a predetermined control value (for example, phase current) of the three-phase motor 102 to a predetermined target value. When it is determined, this means that the absolute value of the armature linkage magnetic flux for setting the predetermined control amount of the three-phase motor 102 to the predetermined target value is specified.

仮想振幅を特定する（目標磁束を再導出する）ための上述の各種要素としては、ルックアップテーブルを有する要素、計算式（近似式）が格納された演算子を有する要素等が挙げられる。ルックアップテーブルを有する要素を用いる場合、軸電流等と仮想振幅との対応関係を表すルックアップテーブルを事前に準備すればよい。演算子を有する要素における計算式も、事前に準備できる。このようなルックアップテーブル及び計算式は、予め行った測定データ又は理論に基づいて設定できる。これらの仮想磁束の具体的な特定方法は、公知の文献（武田洋次、森本茂雄、松井信行、本田幸夫、「埋込磁石同期モータの設計と制御」、株式会社オーム社、２００１年１０月２５日発行、等）を参照することにより理解され得る。一例では、ＭＴＰＡ制御用の仮想磁束Ψ_ｓ__ｉ*は、I_a＝√（ｉ_α ²＋ｉ_β ²）としたときに、Ψ_ｓ__ｉ*＝√（Ψ_a ²＋（I_a×Ｌ_a）²）として特定できる。Ψ_aは、３相モータ１０２における永久磁石による鎖交磁束である。Ｌ_aは、３相モータ１０２の電機子巻線の一相当たりのインダクタンスである。電力最小制御用の仮想磁束Ψ_ｓ__ｉ*は、ＭＴＰＡ制御用の仮想磁束よりも若干小さな値とすればよい。ただし、電力最小制御用の仮想磁束Ψ_ｓ__ｉ*を理論に基づいて正確に特定することも可能である。力率一定制御用の仮想磁束Ψ_ｓ__ｉ*は、Ψ_ｓ__ｉ*＝√（（Ψ_a＋Ｉ_a×Ｌ_a）²＋（I_a×Ｌ_a）²）として特定できる。 Examples of the above-described various elements for specifying the virtual amplitude (re-derived target magnetic flux) include an element having a lookup table, an element having an operator storing a calculation formula (approximate expression), and the like. When using an element having a look-up table, a look-up table representing a correspondence relationship between an axial current and the like and a virtual amplitude may be prepared in advance. Calculation formulas for elements having operators can also be prepared in advance. Such a lookup table and calculation formula can be set based on measurement data or theory performed in advance. Specific methods for specifying these virtual magnetic fluxes are described in publicly known documents (Yoji Takeda, Shigeo Morimoto, Nobuyuki Matsui, Yukio Honda, “Design and Control of an Embedded Magnet Synchronous Motor”, Ohm Corporation, October 25, 2001. Day issue, etc.). In one example, the virtual magnetic flux Ψ _{s — i} * for MTPA control is Ψ _s _ _i * = √ (Ψ _a ² + (I _a × L) where I _a = √ (i _α ² + i _β ² ). _a ) can be specified as ² ). Ψ _a is a flux linkage caused by a permanent magnet in the three-phase motor 102. L _a is an inductance per phase of the armature winding of the 3-phase motor 102. The virtual magnetic flux Ψ _{s — i} * for minimum power control may be a value slightly smaller than the virtual magnetic flux for MTPA control. However, it is also possible to accurately specify the virtual magnetic flux Ψ _s _ _i * for minimum power control based on the theory. The virtual magnetic flux ψ _{s — i} * for constant power factor control can be specified as ψ _{s — i} * = √ ((ψ _a + I _a × L _a ) ² + (I _a × L _a ) ² ).

また、磁束演算部１０８は、３相モータ１０２に印加されている電圧の検出値を３相２相変換させて得た電圧を用いて推定磁束を求めてもよい。すなわち、「軸電流と、電圧ベクトルに対応する２相交流座標上の軸電圧とから、電機子鎖交磁束を推定する磁束演算部」における２相交流座標上の軸電圧は、電圧指令演算部において演算されたものであってもよく、３相モータ１０２に印加されている電圧の検出値に由来したものであってもよい。   Further, the magnetic flux calculation unit 108 may obtain the estimated magnetic flux using a voltage obtained by converting the detected value of the voltage applied to the three-phase motor 102 by three-phase to two-phase conversion. That is, the axis voltage on the two-phase AC coordinate in the “magnetic flux calculation unit for estimating the armature linkage flux from the axis current and the axis voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector” is the voltage command calculation unit. May be derived from the detected value of the voltage applied to the three-phase motor 102.

本実施形態においてモータ制御装置について説明した事項は、モータ制御方法にも適用できる。この点は、後述の変形例及び実施形態についても同様である。   The matters described for the motor control device in the present embodiment can also be applied to the motor control method. This also applies to the modified examples and embodiments described later.

３相モータ１０２は、上述のように、電動機として駆動して、力行運転を実施できる。３相モータ１０２はまた、発電機として駆動して、回生運転を実施することもできる。両方の場合において、制御の態様は実質的に同じである。従って、本実施形態のモータ制御装置について説明した事項は、３相モータ１０２を発電機として駆動する場合にも適用できる。この点は、後述の変形例及び実施形態においても同様である。ただし、３相モータ１０２を電動機として駆動する場合と発電機として駆動する場合とでは、３相モータ１０２を流れる電流の位相が逆となる等の相違がある。この点には注意が必要である。なお、モータ制御装置１００と同一の制御系を有する発電機制御装置を用いて、発電機として駆動する３相モータを制御する場合にも、この発電機制御装置における位相調整部は、ｉ）推定された電機子鎖交磁束の位相を進ませる、ii）軸電圧の位相を進ませる、又はiii）軸電流の位相を遅らせることとなる。   As described above, the three-phase motor 102 can be driven as an electric motor to perform a power running operation. The three-phase motor 102 can also be driven as a generator to perform regenerative operation. In both cases, the control aspects are substantially the same. Therefore, the matters described for the motor control device of the present embodiment can also be applied to the case where the three-phase motor 102 is driven as a generator. This is the same in the modified examples and embodiments described later. However, there is a difference between when the three-phase motor 102 is driven as an electric motor and when the three-phase motor 102 is driven as a generator, such that the phase of the current flowing through the three-phase motor 102 is reversed. Care must be taken in this regard. In addition, also when controlling the three-phase motor driven as a generator using the generator control apparatus which has the same control system as the motor control apparatus 100, the phase adjustment part in this generator control apparatus is i) estimation. The phase of the armature interlinkage magnetic flux is advanced, ii) the phase of the axial voltage is advanced, or iii) the phase of the axial current is delayed.

（変形例１）
変形例１に係るモータ制御装置２００は、図５及び６に示すように、再導出された目標磁束ではなくモータ制御装置２００の外部（上位コントローラ）から与えられた目標磁束を用い、推定磁束の絶対値及び外部から与えられた目標磁束の差がゼロに収束するように、推定磁束の位相を調整する位相調整部２１５を有する。位相調整部１１５が位相調整部２１５に置換されていることを除くと、モータ制御装置２００の構成はモータ制御装置１００の構成と同じである。本変形例によれば、先に記載した第１の実施形態の効果と同様の効果が得られる。なお、本明細書では、「推定された電機子鎖交磁束の絶対値が目標磁束に近づく」を、「推定された電機子鎖交磁束の絶対値が再導出された目標磁束に近づく」ことと、「推定された電機子鎖交磁束の絶対値が外部から与えられた目標磁束に近づく」こととの両方を含む意味で用いている。 (Modification 1)
As shown in FIGS. 5 and 6, the motor control device 200 according to the first modification uses a target magnetic flux given from the outside of the motor control device 200 (higher controller) instead of the re-derived target magnetic flux, A phase adjustment unit 215 that adjusts the phase of the estimated magnetic flux so that the difference between the absolute value and the target magnetic flux given from the outside converges to zero. The configuration of the motor control device 200 is the same as the configuration of the motor control device 100 except that the phase adjustment unit 115 is replaced with the phase adjustment unit 215. According to this modification, the same effect as the effect of the first embodiment described above can be obtained. In this specification, “the estimated absolute value of the armature linkage magnetic flux approaches the target magnetic flux” is referred to as “the estimated absolute value of the armature linkage magnetic flux approaches the re-derived target magnetic flux”. And “the absolute value of the estimated armature linkage magnetic flux approaches the target magnetic flux given from the outside” is used.

先に記載した第１の実施形態では、目標磁束を再導出しているのに対し、本変形例では、外部から与えられた目標磁束を利用している。従って、本変形例は、先に記載した第１の実施形態よりも、計算機資源の観点から有利である。   In the first embodiment described above, the target magnetic flux is derived again, whereas in this modification, the target magnetic flux given from the outside is used. Therefore, this modification is more advantageous from the viewpoint of computer resources than the first embodiment described above.

（変形例２）
以下、本発明における第１の実施形態の変形例２のモータ制御装置について、図７及び８を参照しながら説明する。なお、変形例２では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略する。 (Modification 2)
Hereinafter, a motor control device according to a second modification of the first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. In the second modification, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

変形例２のモータ制御装置３００は、モータ制御装置１００の位相調整部１１５とは異なる位相調整部３１５を有する。位相調整部３１５は、図８に示すダイアグラムに従って位相補償角Δθを求める。位相調整部３１５は、要素ａｂｓと、要素ＬＵＴとを有している。要素ａｂｓは、軸電流ｉ_α，ｉ_βから、軸電流ｉ_α，ｉ_βの絶対値｜ｉ_s｜を求める。要素ＬＵＴは、絶対値｜ｉ_s｜と、３相モータ１０２の回転数ωとから、位相補償角Δθを特定するルックアップテーブルである。このルックアップテーブルは、絶対値｜ｉ_s｜と回転数ωとの組み合わせから、モータ電流を最小とするための位相補償角Δθが特定
されるように構成されている。ルックアップテーブルの数は１つでもかまわないが、典型的には、採用され得るサンプリング周期Ｔ_s毎にルックアップテーブルが準備される。位相調整部３１５は、このような１又は複数のルックアップテーブルを有しているため、推定磁束Ψ_sの絶対値が目標磁束｜Ψ_s ^*｜に近づくように、推定磁束Ψ_sの位相を調整できる。ルックアップテーブルにおける絶対値｜ｉ_s｜、回転数ω及び位相補償角Δθの対応関係は、例えば、絶対値｜ｉ_s｜と回転数ωとの組み合わせ毎に、モータ電流を最小とするための位相補償角Δθを予め測定することにより設定すればよい。位相調整部３１５が取得する回転数ωは、上位コントローラから取得した値であってもよく、位相演算部１１０で得られた位相θ_sの時間微分等の計算された値であってもよい。 The motor control device 300 of Modification 2 includes a phase adjustment unit 315 that is different from the phase adjustment unit 115 of the motor control device 100. The phase adjustment unit 315 obtains the phase compensation angle Δθ according to the diagram shown in FIG. The phase adjustment unit 315 includes an element abs and an element LUT. The element abs obtains the absolute value | i _s | of the axial currents i _α and i _β from the axial currents i _α and i _β . The element LUT is a look-up table that specifies the phase compensation angle Δθ from the absolute value | i _s | and the rotational speed ω of the three-phase motor 102. This look-up table is configured such that the phase compensation angle Δθ for minimizing the motor current is specified from the combination of the absolute value | i _s | and the rotational speed ω. Although the number of lookup tables may be one, typically, a lookup table is prepared for each sampling period T _s that can be adopted. Phase adjustment section 315, because it has such one or more look-up table, the absolute value of the estimated flux [psi _s is the target magnetic flux | Ψ _s ^* | way closer to the phase of the estimated flux [psi _s Can be adjusted. The correspondence relationship between the absolute value | i _s |, the rotational speed ω, and the phase compensation angle Δθ in the lookup table is, for example, for minimizing the motor current for each combination of the absolute value | i _s | and the rotational speed ω. The phase compensation angle Δθ may be set by measuring in advance. The rotation speed ω acquired by the phase adjustment unit 315 may be a value acquired from the host controller, or may be a calculated value such as time differentiation of the phase θ _s obtained by the phase calculation unit 110.

位相調整部３１５は、ルックアップテーブルを用いて、軸電流及び３相モータ１０２の回転数に応じて、推定磁束の位相を調整する。モータ制御装置３００は、位相調整部３１５を備えているため、角度θ_E（サンプルの遅れ分）を考慮して３相モータ１０２を制御できる。すなわち、モータ制御装置３００によれば、位置センサレス制御の信頼性の向上を図ることができる。具体的に、本実施形態のモータ制御装置３００は、電機子鎖交磁束の値を、モータ電流を最小とする値へと精度よく一致させることができる。 The phase adjustment unit 315 adjusts the phase of the estimated magnetic flux according to the shaft current and the rotation speed of the three-phase motor 102 using a lookup table. Since the motor control device 300 includes the phase adjustment unit 315, the three-phase motor 102 can be controlled in consideration of the angle θ _E (sample delay). That is, according to the motor control device 300, the reliability of the position sensorless control can be improved. Specifically, the motor control device 300 of the present embodiment can accurately match the armature flux linkage value to a value that minimizes the motor current.

本変形例でも、３相モータ１０２の回転数が大きければ大きいほど、推定磁束の位相を大きくシフトさせるように、位相調整部３１５が構成されている。具体的には、位相調整部３１５は、回転数ωを用いるため、回転数ωに応じた位相補償角Δθを自動的に設定できる。従って、位相調整部３１５は、３相モータ１０２の回転数の増加に由来する制御精度の低下を防止する。位相調整部３１５によれば、電流のサンプリング周波数が低い場合にも、制御精度が維持される。   Also in this modification, the phase adjustment unit 315 is configured so that the phase of the estimated magnetic flux is largely shifted as the rotational speed of the three-phase motor 102 is larger. Specifically, since the phase adjustment unit 315 uses the rotational speed ω, the phase compensation angle Δθ can be automatically set according to the rotational speed ω. Therefore, the phase adjustment unit 315 prevents a decrease in control accuracy resulting from an increase in the rotation speed of the three-phase motor 102. According to the phase adjustment unit 315, control accuracy is maintained even when the current sampling frequency is low.

（第２の実施形態）
以下、本発明における第２の実施形態のモータ制御装置について説明する。なお、第２の実施形態では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略する。 (Second Embodiment)
Hereinafter, a motor control device according to a second embodiment of the present invention will be described. Note that in the second embodiment, the same parts as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.

図９に示す制御装置４００は、位相調整部１１５の代わりに、位相調整部４２１を有している。   A control device 400 illustrated in FIG. 9 includes a phase adjustment unit 421 instead of the phase adjustment unit 115.

（位相調整部４２１）
位相調整部４２１は、推定磁束Ψ_sの絶対値が目標磁束｜Ψ_s ^*｜に近づくように、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*の位相を調整（補償）する。すなわち、位相調整部４２１は、モータ電流が最小値となるように、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*の位相を調整する。位相調整部４２１は、推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α，Ψ_β）、軸電流ｉc，ｉ_β及び軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*から、軸電圧ｖ_αc ^*，ｖ_βc ^*を求める。具体的には、位相調整部４２１は、式（１６）を用いて、軸電圧ｖ_αc ^*，ｖ_βc ^*を求める。軸電圧ｖ_αc ^*，ｖ_βc ^*は、補償後の軸電圧である。 (Phase adjuster 421)
The phase adjustment unit 421 adjusts (compensates) the phases of the axial voltages v _α ^* and v _β ^* so that the absolute value of the estimated magnetic flux ψ _s approaches the target magnetic flux | ψ _s ^* |. That is, the phase adjustment unit 421 adjusts the phases of the shaft voltages v _α ^* and v _β ^* so that the motor current becomes the minimum value. The phase adjustment unit 421 obtains the axial voltages v _αc ^* and v _βc ^* from the estimated magnetic flux ψ _s (estimated magnetic fluxes ψ _α and ψ _β ), the axial currents ic and i _β and the axial voltages v _α ^* and v _β ^* . Specifically, the phase adjustment unit 421 obtains the axial voltages v _αc ^* and v _βc ^* using Expression (16). The shaft voltages v _αc ^* and v _βc ^* are the compensated shaft voltages.

本実施形態における位相調整部４２１は、図１０に示すブロック図に従って位相補償角Δθを求める。具体的に、位相調整部４２１は、要素ＭＴＰＡと、要素ａｂｓと、要素ＰＩとを有している。位相調整部４２１における要素ＭＴＰＡ及び要素ａｂｓは、位相調整部１１５における要素ＭＴＰＡ及び要素ａｂｓと同一である。位相調整部４２１における要素ＰＩは、仮想振幅Ψｓ_ｉ^*と絶対値｜Ψ_s｜との偏差がゼロに収束するように、位相
補償角Δθを求める。式（１６）に示したとおり、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*の位相を−Δθｒａｄ回転させることにより、補償後の軸電圧ｖ_αc ^*，ｖ_βc ^*が求まる。 The phase adjustment unit 421 in the present embodiment obtains the phase compensation angle Δθ according to the block diagram shown in FIG. Specifically, the phase adjustment unit 421 includes an element MTPA, an element abs, and an element PI. The element MTPA and the element abs in the phase adjustment unit 421 are the same as the element MTPA and the element abs in the phase adjustment unit 115. The element PI in the phase adjustment unit 421 obtains the phase compensation angle Δθ so that the deviation between the virtual amplitude ψs_i ^* and the absolute value | ψ _s | converges to zero. As shown in Expression (16), the compensated axial voltages v _αc ^* and v _βc ^* are obtained by rotating the phases of the axial voltages v _α ^* and v _β ^* by −Δθ rad.

第１の実施形態で説明した位相調整部１１５における要素ＰＩは、推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α，Ψ_β）に適用されるべき位相補償角Δθを出力する。これに対し、位相調整部４２１における要素ＰＩは、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*に適用されるべき位相補償角Δθを出力する。このため、制御条件が同じであっても、位相調整部１１５における要素ＰＩから出力される位相補償角Δθと、位相調整部４２１における要素ＰＩから出力される位相補償角Δθとは、通常は同一とはならない。要するに、位相調整部１１５における要素ＰＩと、位相調整部４２１における要素ＰＩとは、別の構成（計算式、テーブル等）を有している。 The element PI in the phase adjustment unit 115 described in the first embodiment outputs a phase compensation angle Δθ to be applied to the estimated magnetic flux ψ _s (estimated magnetic flux ψ _α , ψ _β ). On the other hand, the element PI in the phase adjustment unit 421 outputs the phase compensation angle Δθ to be applied to the axial voltages v _α ^* and v _β ^* . Therefore, even when the control conditions are the same, the phase compensation angle Δθ output from the element PI in the phase adjustment unit 115 and the phase compensation angle Δθ output from the element PI in the phase adjustment unit 421 are usually the same. It will not be. In short, the element PI in the phase adjustment unit 115 and the element PI in the phase adjustment unit 421 have different configurations (calculation formulas, tables, etc.).

（磁束演算部１０８）
磁束演算部１０８は、軸電流ｉ_α，ｉ_β及び位相調整部４２１で調整された軸電圧ｖ_αc ^*，ｖ_βc ^*を取得し、これらから推定磁束Ψ_sを求める。本実施形態では、磁束演算部１０８は、式（１７）、（１８）及び（１９）を用いて、推定磁束Ψ_α，Ψ_β、及び推定磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_s｜を求める。 (Magnetic flux calculator 108)
The magnetic flux calculating unit 108 acquires the axial currents i _α and i _β and the axial voltages v _αc ^* and v _βc ^* adjusted by the phase adjusting unit 421, and obtains the estimated magnetic flux ψ _s from these. In the present embodiment, the magnetic flux calculator 108 calculates the absolute values | Ψ _s | of the estimated magnetic fluxes ψ _α , Ψ _β , and the estimated magnetic flux ψ _s using the equations (17), (18), and (19).

（トルク演算部１０９）
トルク演算部１０９は、軸電流ｉ_α，ｉ_β及び推定磁束Ψ_α，Ψ_βから、推定トルクＴ_eを求める。本実施形態では、トルク演算部１０９は、式（２０）を用いて、推定トルクＴ_eを求める。 (Torque calculation unit 109)
Torque computing section 109, the axial current i _alpha, i _beta and the estimated magnetic flux [psi _alpha, from [psi _beta, obtaining the estimated torque T _e. In the present embodiment, a torque calculating unit 109, using Equation (20) determines the estimated torque T _e.

（位相演算部１１０）
位相演算部１１０は、推定磁束Ψ_α，Ψ_βから、推定磁束Ψ_sの位相θ_sを求める。本実施形態では、位相演算部１１０は、式（２１）を用いて、推定磁束Ψ_sの位相θ_sを求める。 (Phase calculator 110)
The phase calculation unit 110 obtains the phase θ _s of the estimated magnetic flux ψ _s from the estimated magnetic fluxes ψ _α and ψ _β . In the present embodiment, the phase calculation unit 110 obtains the phase θ _s of the estimated magnetic flux Ψ _s using the equation (21).

（２相３相座標変換部１１４）
２相３相座標変換部１１４は、位相調整部４２１で調整された軸電圧ｖ_αc ^*，ｖ_βc ^*を取得し、これらを目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に変換する。本実施形態では、２相３相座標変換部１１４は、軸電圧ｖ_αc，ｖ_βcを、式（２２）を用いて、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*に変換して、目標電圧ベクトルｖ_u ^*，ｖ_v ^*，ｖ_w ^*を出力する。 (Two-phase three-phase coordinate conversion unit 114)
The two-phase / three-phase coordinate conversion unit 114 acquires the axial voltages v _αc ^* and v _βc ^* adjusted by the phase adjustment unit 421 and converts them into target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* . . In the present embodiment, the two-phase / three-phase coordinate conversion unit 114 converts the shaft voltages v _αc and v _βc into target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , and v _w ^* using Expression (22). , Target voltage vectors v _u ^* , v _v ^* , v _w ^* are output.

位相調整部４２１は、軸電流を用いて目標磁束を再導出し、推定された電機子鎖交磁束の絶対値と再導出された目標磁束との差がゼロに収束するように、軸電圧の位相を調整する。本実施形態のモータ制御装置４００は、位相調整部４２１を備えているため、角度θ_Eを考慮して３相モータ１０２を制御できる。 The phase adjustment unit 421 re-derived the target magnetic flux using the axial current, and the axial voltage is adjusted so that the difference between the estimated absolute value of the armature linkage magnetic flux and the re-derived target magnetic flux converges to zero. Adjust the phase. Since the motor control device 400 of this embodiment includes the phase adjustment unit 421, the three-phase motor 102 can be controlled in consideration of the angle θ _E.

位相調整部４２１は、要素ＰＩを有しているため、位相補償角Δθを自動的に適切な値に設定できる。このため、本実施形態の位相調整部４２１は、３相モータ１０２の回転数が大きければ大きいほど、軸電圧の位相を大きくシフトさせることができる。   Since the phase adjustment unit 421 has the element PI, the phase compensation angle Δθ can be automatically set to an appropriate value. For this reason, the phase adjustment unit 421 of the present embodiment can shift the phase of the shaft voltage to a greater extent as the rotational speed of the three-phase motor 102 is larger.

位相調整部４２１に基づく効果を、図１１に示す。図１１は、表１に示す条件で行った、シミュレーション結果を表している。この結果から、表１の条件では、位相補償角Δθを約−０．３０ｒａｄとすれば、モータトルクが目標トルクに維持されつつ、モータ電流が最小となることが把握される。モータ制御装置４００の設定にもよるが、本発明者の検討によれば、位相調整部４２１によって軸電圧の位相を進ませることは、推定磁束Ψ_sの絶対値を目標磁束｜Ψ_s ^*｜に近づける観点から有効である。先に説明した第１の実施形態と同様、位相補償角Δθを、例えば、−０．２９３ｒａｄ以上０ｒａｄ未満とできる。つまり、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*の位相を、例えば０ｒａｄよりも大きく０．２９３ｒａｄ以下の範囲で進ませることができる。 The effect based on the phase adjustment unit 421 is shown in FIG. FIG. 11 shows a simulation result performed under the conditions shown in Table 1. From this result, under the conditions in Table 1, it is understood that if the phase compensation angle Δθ is about −0.30 rad, the motor current is minimized while the motor torque is maintained at the target torque. Although it depends on the setting of the motor control device 400, according to the study of the present inventor, advancing the phase of the shaft voltage by the phase adjustment unit 421 causes the absolute value of the estimated magnetic flux ψ _s to be the target magnetic flux | ψ _s ^* | It is effective from the viewpoint of approaching. As in the first embodiment described above, the phase compensation angle Δθ can be set to, for example, −0.293 rad or more and less than 0 rad. That is, the phases of the axial voltages v _α ^* and v _β ^* can be advanced within a range of, for example, greater than 0 rad and less than or equal to 0.293 rad.

なお、位相調整部４２１に代えて、図１２に示すダイアグラムに従って位相補償角Δθを求める位相調整部Ａを用いてもよい。位相調整部Ａは、要素ａｂｓと、要素ＬＵＴとを有している。図１２に示す要素ａｂｓは、図８に示す要素ａｂｓと同一である。図１２に示す要素ＬＵＴは、絶対値｜ｉ_s｜と、３相モータ１０２の回転数ωとから、位相補償角Δθを特定するルックアップテーブルである。このルックアップテーブルは、絶対値｜ｉ_s｜と回転数ωとの組み合わせから、モータ電流を最小とするための位相補償角Δθが自動的に特定されるように構成されている。これらの点で、図１２に示す要素ＬＵＴは、図８に示す要素ＬＵＴと共通している。ただし、図８に示す要素ＬＵＴは、推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α，Ψ_β）に適用されるべき位相補償角Δθを出力するのに対し、図１２に示す要素ＬＵＴは、軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*に適用されるべき位相補償角Δθを出力する。この
ため、制御条件が同じであっても、図８に示す要素ＬＵＴから出力される位相補償角Δθと、図１２に示す要素ＬＵＴから出力される位相補償角Δθとは、通常は同一とはならない。要するに、図１２に示す要素ＬＵＴは、図８に示す要素ＬＵＴとは別のルックアップテーブルである。 Instead of the phase adjustment unit 421, a phase adjustment unit A that obtains the phase compensation angle Δθ according to the diagram shown in FIG. 12 may be used. The phase adjustment unit A includes an element abs and an element LUT. The element abs shown in FIG. 12 is the same as the element abs shown in FIG. The element LUT shown in FIG. 12 is a look-up table that specifies the phase compensation angle Δθ from the absolute value | i _s | and the rotational speed ω of the three-phase motor 102. This look-up table is configured such that the phase compensation angle Δθ for minimizing the motor current is automatically specified from the combination of the absolute value | i _s | and the rotational speed ω. In these respects, the element LUT shown in FIG. 12 is common to the element LUT shown in FIG. However, the element LUT shown in FIG. 8 outputs the phase compensation angle Δθ to be applied to the estimated magnetic flux Ψ _s (estimated magnetic flux Ψ _α , Ψ _β ), whereas the element LUT shown in FIG. _The phase compensation angle Δθ to be applied to _α ^* and v _β ^* is output. For this reason, even if the control conditions are the same, the phase compensation angle Δθ output from the element LUT shown in FIG. 8 and the phase compensation angle Δθ output from the element LUT shown in FIG. Don't be. In short, the element LUT shown in FIG. 12 is a lookup table different from the element LUT shown in FIG.

（第３の実施形態）
以下、本発明における第３の実施形態のモータ制御装置について説明する。なお、第３の実施形態では、第１の実施形態と同様の部分については同一符号を付し、説明を省略する。 (Third embodiment)
Hereinafter, a motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described. Note that in the third embodiment, parts that are the same as in the first embodiment are given the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

図１３に示す制御装置５００は、位相調整部１１５の代わりに、位相調整部５２２を有している。   A control device 500 illustrated in FIG. 13 includes a phase adjustment unit 522 instead of the phase adjustment unit 115.

（位相調整部５２２）
位相調整部５２２は、推定磁束Ψ_sの絶対値が目標磁束｜Ψ_s ^*｜に近づくように、軸電流ｉ_α，ｉ_βの位相を調整（補償）する。すなわち、位相調整部５２２は、モータ電流が最小値となるように、軸電流ｉ_α，ｉ_βの位相を調整する。位相調整部５２２は、推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α，Ψ_β）及び軸電流ｉ_α，ｉ_βから、軸電流ｉ_αc，ｉ_βcを求める。具体的には、位相調整部５２２は、式（２３）を用いて、軸電流ｉ_αc，ｉ_βcを求める。軸電流ｉ_αc，ｉ_βcは、補償後の軸電流である。 (Phase adjuster 522)
The phase adjustment unit 522 adjusts (compensates) the phases of the axial currents i _α and i _β so that the absolute value of the estimated magnetic flux ψ _s approaches the target magnetic flux | ψ _s ^* |. That is, the phase adjustment unit 522 adjusts the phases of the axial currents i _α and i _β so that the motor current becomes the minimum value. The phase adjustment unit 522 obtains the axial currents i _αc and i _βc from the estimated magnetic flux ψ _s (estimated magnetic fluxes ψ _α and ψ _β ) and the axial currents i _α and i _β . Specifically, the phase adjustment unit 522 obtains the axial currents i _αc and i _βc using the equation (23). The axial currents i _αc and i _βc are axial currents after compensation.

本実施形態における位相調整部５２２は、図１４に示すブロック図に従って位相補償角Δθを求める。具体的に、位相調整部５２２は、要素ＭＴＰＡと、要素ａｂｓと、要素ＰＩとを有している。位相調整部５２２における要素ＭＴＰＡ及び要素ａｂｓは、磁束位相調整部１１５における要素ＭＴＰＡ及び要素ａｂｓと同一である。位相調整部５２２における要素ＰＩは、仮想振幅Ψｓ_ｉ^*と絶対値｜Ψ_s｜との偏差がゼロに収束するように、位相補償角Δθを求める。式（２３）に示したとおり、軸電流ｉ_α，ｉ_βの位相を−Δθｒａｄ回転させることにより、補償後の軸電流ｉ_αc，ｉ_βcが求まる。 The phase adjustment unit 522 in the present embodiment obtains the phase compensation angle Δθ according to the block diagram shown in FIG. Specifically, the phase adjustment unit 522 includes an element MTPA, an element abs, and an element PI. The element MTPA and the element abs in the phase adjustment unit 522 are the same as the element MTPA and the element abs in the magnetic flux phase adjustment unit 115. The element PI in the phase adjustment unit 522 determines the phase compensation angle Δθ so that the deviation between the virtual amplitude ψs_i ^* and the absolute value | ψ _s | converges to zero. As shown in the equation (23), the compensated axial currents i _αc and i _βc are obtained by rotating the phases of the axial currents i _α and i _β by −Δθrad.

位相調整部１１５における要素ＰＩは、推定磁束Ψｓ（推定磁束Ψα，Ψβ）に適用されるべき位相補償角Δθを出力するのに対し、位相調整部５２２における要素ＰＩは、軸電流ｉ_α，ｉ_βに適用されるべき位相補償角Δθを出力する。このため、制御条件が同じであっても、位相調整部１１５における要素ＰＩから出力される位相補償角Δθと、位相調整部５２２における要素ＰＩから出力される位相補償角Δθとは、通常は同一とはならない。要するに、位相調整部１１５における要素ＰＩと、位相調整部５２２における要素ＰＩとは、別の構成（計算式、テーブル等）を有している。 The element PI in the phase adjustment unit 115 outputs the phase compensation angle Δθ to be applied to the estimated magnetic flux Ψs (estimated magnetic flux Ψα, Ψβ), whereas the element PI in the phase adjustment unit 522 includes the axial currents i _α , i _The phase compensation angle Δθ to be applied to _β is output. Therefore, even if the control conditions are the same, the phase compensation angle Δθ output from the element PI in the phase adjustment unit 115 and the phase compensation angle Δθ output from the element PI in the phase adjustment unit 522 are usually the same. It will not be. In short, the element PI in the phase adjustment unit 115 and the element PI in the phase adjustment unit 522 have different configurations (calculation formulas, tables, etc.).

（磁束演算部１０８）
磁束演算部１０８は、位相調整部５２２で調整された軸電流ｉ_αc，ｉ_βc及び軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*を取得し、これらから推定磁束Ψ_s（推定磁束Ψ_α，Ψ_β）を求める。本実施形態では、磁束演算部１０８は、式（２４）、（２５）及び（２６）を用いて、推定磁束Ψ_α，Ψ_β、及び推定磁束Ψ_sの絶対値｜Ψ_s｜を求める。 (Magnetic flux calculator 108)
The magnetic flux calculation unit 108 acquires the axial currents i _αc and i _βc and the axial voltages v _α ^* and v _β ^* adjusted by the phase adjustment unit 522, and estimates magnetic flux Ψ _s (estimated magnetic fluxes Ψ _α and Ψ _β ) from these. Ask for. In the present embodiment, the magnetic flux calculator 108 calculates the absolute values | Ψ _s | of the estimated magnetic fluxes ψ _α , Ψ _β , and the estimated magnetic flux ψ _s using the equations (24), (25), and (26).

（トルク演算部１０９）
トルク演算部１０９は、位相調整部５２２で調整された軸電流ｉ_αc，ｉ_βc及び推定磁束Ψ_α，Ψ_βを取得し、これらから推定トルクＴ_eを求める。本実施形態では、トルク演算部１０９は、式（２７）を用いて、推定トルクＴ_eを求める。 (Torque calculation unit 109)
Torque calculating unit 109, the phase adjusting section 522 in a coordinated axis current i _.alpha.c, i _.beta.c and the estimated magnetic flux [psi _alpha, obtains the [psi _beta, obtaining the estimated torque T _e of these. In the present embodiment, a torque calculating unit 109, using Equation (27) determines the estimated torque T _e.

（位相演算部１１０）
位相演算部１１０は、推定磁束Ψ_α，Ψ_βから、推定磁束Ψ_sの位相θ_sを求める。本実施形態では、位相演算部１１０は、式（２８）を用いて、推定磁束Ψ_sの位相θ_sを求める。 (Phase calculator 110)
The phase calculation unit 110 obtains the phase θ _s of the estimated magnetic flux ψ _s from the estimated magnetic fluxes ψ _α and ψ _β . In the present embodiment, the phase calculation unit 110 obtains the phase θ _s of the estimated magnetic flux Ψ _s using the equation (28).

（電圧指令演算部１０７）
電圧指令演算部１０７は、磁束偏差ΔΨ_α，ΔΨ_β及び位相調整部５２２で調整された軸電流ｉ_αc，ｉ_βcを取得し、これらから軸電圧ｖ_α ^*，ｖ_β ^*を求める。本実施形態では、電圧指令演算部１０７は、式（２９）を用いて、α軸電圧ｖ_α ^*を求める。また、本実施形態では、電圧指令演算部１０７は、式（３０）を用いて、β軸電圧ｖ_β ^*を求める。 (Voltage command calculation unit 107)
The voltage command calculation unit 107 acquires the magnetic flux deviations ΔΨ _α and ΔΨ _β and the axial currents i _αc and i _βc adjusted by the phase adjustment unit 522, and obtains the axial voltages v _α ^* and v _β ^* from these. In the present embodiment, the voltage command calculation unit 107 obtains the α-axis voltage v _α ^* using Expression (29). In the present embodiment, the voltage command calculation unit 107 obtains the β-axis voltage v _β ^* using Expression (30).

位相調整部５２２は、軸電流を用いて目標磁束を再導出し、推定された電機子鎖交磁束の絶対値と再導出された目標磁束との差がゼロに収束するように、軸電流の位相を調整する。本実施形態のモータ制御装置５００は、位相調整部５２２を備えているため、角度θ_Eを考慮して３相モータ１０２を制御できる。 The phase adjustment unit 522 re-derived the target magnetic flux using the axial current, and the axial current is adjusted so that the difference between the estimated absolute value of the armature linkage magnetic flux and the re-derived target magnetic flux converges to zero. Adjust the phase. Since the motor control device 500 of the present embodiment includes the phase adjustment unit 522, the three-phase motor 102 can be controlled in consideration of the angle θ _E.

位相調整部５２２は、要素ＰＩを有しているため、位相補償角Δθを自動的に適切な値に設定できる。このため、本実施形態の位相調整部５２２は、３相モータ１０２の回転数が大きければ大きいほど、軸電流の位相を大きくシフトさせることができる。   Since phase adjustment unit 522 has element PI, phase compensation angle Δθ can be automatically set to an appropriate value. For this reason, the phase adjustment unit 522 of the present embodiment can shift the phase of the shaft current more greatly as the rotational speed of the three-phase motor 102 is larger.

位相調整部５２２に基づく効果を、図１５に示す。図１５は、表１に示す条件で行った、シミュレーション結果を表している。この結果から、表１の条件では、位相補償角Δθを約０．１５ｒａｄとすれば、モータトルクが目標トルクに維持されつつ、モータ電流が最小となることが把握される。モータ制御装置５００の設定にもよるが、本発明者の検討によれば、位相調整部５２１によって軸電流の位相を遅らせることは、推定磁束Ψ_sの絶対値を目標磁束｜Ψ_s ^*｜に近づける観点から有効である。先に説明した第１の実施形態と同様、位相補償角Δθを、例えば、０ｒａｄよりも大きく０．２９３ｒａｄ以下とできる。つまり、軸電流ｉ_α，ｉ_βの位相を、例えば０ｒａｄよりも大きく０．２９３ｒａｄ以下の範囲で遅らせることができる。 The effect based on the phase adjustment unit 522 is shown in FIG. FIG. 15 shows the results of simulation performed under the conditions shown in Table 1. From this result, it can be seen that under the conditions in Table 1, if the phase compensation angle Δθ is about 0.15 rad, the motor current is minimized while the motor torque is maintained at the target torque. Although depending on the setting of the motor control device 500, according to the study of the present inventors, delaying the phase of the shaft current by the phase adjustment unit 521 changes the absolute value of the estimated magnetic flux ψ _s to the target magnetic flux | ψ _s ^* | It is effective from the viewpoint of approaching. As in the first embodiment described above, the phase compensation angle Δθ can be set to be greater than 0 rad and equal to or less than 0.293 rad, for example. That is, the phases of the axial currents i _α and i _β can be delayed, for example, in a range greater than 0 rad and less than or equal to 0.293 rad.

なお、位相調整部５２２に代えて、図１６に示すブロック図に従って位相補償角Δθを求める位相調整部Ｂを用いてもよい。位相調整部Ｂは、要素ａｂｓと、要素ＬＵＴとを有している。図１６に示す要素ａｂｓは、図８に示す要素ａｂｓと同一である。図１６に示す要素ＬＵＴは、絶対値｜ｉ_s｜と、３相モータ１０２の回転数ωとから、位相補償角Δθを特定するルックアップテーブルである。このルックアップテーブルは、絶対値｜ｉ_s｜と回転数ωとの組み合わせから、モータ電流を最小とするための位相補償角Δθが自動的に特定されるように構成されている。これらの点で、図１６に示す要素ＬＵＴは、図８に示す要素ＬＵＴと共通している。ただし、図８に示す要素ＬＵＴは、推定磁束Ψｓ（推定磁束Ψα，Ψβ）に適用されるべき位相補償角Δθを出力するのに対し、図１６に示す要素ＬＵＴは、軸電流ｉ_α，ｉ_βに適用されるべき位相補償角Δθを出力する。このため、制御条件が同じであっても、図８に示す要素ＬＵＴから出力される位相補償角Δθと、図１６に示す要素ＬＵＴから出力される位相補償角Δθとは、通常は同一とはならない。要するに、図１６に示す要素ＬＵＴは、図８に示す要素ＬＵＴとは別のテーブルである。 Instead of the phase adjustment unit 522, a phase adjustment unit B that obtains the phase compensation angle Δθ according to the block diagram shown in FIG. 16 may be used. The phase adjustment unit B includes an element abs and an element LUT. The element abs shown in FIG. 16 is the same as the element abs shown in FIG. The element LUT shown in FIG. 16 is a look-up table that specifies the phase compensation angle Δθ from the absolute value | i _s | and the rotational speed ω of the three-phase motor 102. This look-up table is configured such that the phase compensation angle Δθ for minimizing the motor current is automatically specified from the combination of the absolute value | i _s | and the rotational speed ω. In these respects, the element LUT shown in FIG. 16 is common to the element LUT shown in FIG. However, elements LUT shown in FIG. 8, the estimated magnetic flux Pusaiesu (estimated magnetic flux Ψα, Ψβ) while outputting a phase compensation angle Δθ to be applied to the element LUT shown in FIG. 16, the axis current i _alpha, i _The phase compensation angle Δθ to be applied to _β is output. Therefore, even if the control conditions are the same, the phase compensation angle Δθ output from the element LUT shown in FIG. 8 and the phase compensation angle Δθ output from the element LUT shown in FIG. Don't be. In short, the element LUT shown in FIG. 16 is a different table from the element LUT shown in FIG.

上述の位相調整部５２２及び位相調整部Ｂは、軸電流ｉ_α，ｉ_βの位相を直接的に調整する。しかし、位相調整部５２２及び位相調整部Ｂは、電流センサ１０５ａ，１０５ｂに基づく相電流ｉ_u，ｉ_wの検出値が構成するベクトルの位相を調整するものであってもよい。この場合にも、位相調整部５２２又は位相調整部Ｂは、軸電流ｉ_α，ｉ_βの位相を（間接的に）調整することとなる。すなわち、「軸電流の位相を調整する」とは、軸電流の位相を直接的に調整することのみならず、相電流ｉ_u，ｉ_wの検出値が構成するベクトルの位相を調整することも含む概念である。 The phase adjustment unit 522 and the phase adjustment unit B described above directly adjust the phases of the axial currents i _α and i _β . However, the phase adjustment unit 522 and the phase adjustment unit B may adjust the phase of the vector formed by the detected values of the phase currents i _u and i _w based on the current sensors 105a and 105b. Also in this case, the phase adjustment unit 522 or the phase adjustment unit B adjusts (indirectly) the phases of the axial currents i _α and i _β . That is, “adjusting the phase of the axial current” not only directly adjusts the phase of the axial current but also adjusts the phase of the vector formed by the detected values of the phase currents i _u and i _w. It is a concept that includes.

本実施形態では、補償後の軸電流ｉ_αc，ｉ_βcが、電圧指令演算部１０７、磁束演算部１０８及びトルク演算部１０９の全てにおいて用いられている。しかし、軸電流ｉ_αc，ｉ_βcは、これらの少なくとも１つにおいて用いられることとしてもよい。 In this embodiment, the compensated shaft currents i _αc and i _βc are used in all of the voltage command calculation unit 107, the magnetic flux calculation unit 108, and the torque calculation unit 109. However, the axial currents i _αc and i _βc may be used in at least one of them.

本発明は、各種モータの制御に適用できる。具体的に、本発明は、ＳＰＭＳＭ、ＩＰＭＳＭ等の同期モータに適用できる。それらの同期モータは、冷暖房装置又は給湯機に使用されたヒートポンプ式冷凍装置に適している。また、本発明は、特に、高速駆動が求められるスピンドルモータ等に有用である。   The present invention can be applied to control of various motors. Specifically, the present invention can be applied to synchronous motors such as SPMSM and IPMSM. Those synchronous motors are suitable for a heat pump refrigeration apparatus used in an air conditioner or a water heater. The present invention is particularly useful for a spindle motor or the like that requires high-speed driving.

１００、２００、３００、４００、５００ モータ制御装置
１０２ ３相モータ
１０４ ＰＷＭインバータ
１０５ａ 第１電流センサ
１０５ｂ 第２電流センサ
１０６ ３相２相座標変換部
１０７ 電圧指令演算部
１０８ 磁束演算部
１０９ トルク演算部
１１０ 位相演算部
１１１ トルク偏差演算部
１１２ 磁束指令演算部
１１３ａ α軸磁束偏差演算部
１１３ｂ β軸磁束偏差演算部
１１４ ２相３相座標変換部
１１５，２１５，３１５，４２１，５２２ 位相調整部
１１６ ベースドライバ
１１７ 平滑コンデンサ
１１８ 直流電源
１１９ａ〜１１９ｆ スイッチング素子
１２０ａ〜１２０ｆ 還流ダイオード 100, 200, 300, 400, 500 Motor controller 102 Three-phase motor 104 PWM inverter 105a First current sensor 105b Second current sensor 106 Three-phase two-phase coordinate converter 107 Voltage command calculator 108 Magnetic flux calculator 109 Torque calculator 110 phase calculation unit 111 torque deviation calculation unit 112 magnetic flux command calculation unit 113a α-axis magnetic flux deviation calculation unit 113b β-axis magnetic flux deviation calculation unit 114 two-phase three-phase coordinate conversion unit 115, 215, 315, 421, 522 phase adjustment unit 116 base Driver 117 Smoothing capacitor 118 DC power supply 119a to 119f Switching element 120a to 120f Reflux diode

Claims (8)

３相モータの電機子鎖交磁束及びモータトルクがそれぞれ目標磁束及び目標トルクに追従するように、インバータによって前記３相モータに電圧ベクトルを印加するモータ制御装置であって、
前記３相モータにおける３相交流座標上の相電流を、２相交流座標上の軸電流に変換する３相２相座標変換部と、
前記軸電流と、前記電圧ベクトルに対応する前記２相交流座標上の軸電圧とから、前記電機子鎖交磁束を推定する磁束演算部と、
前記軸電流と、推定された前記電機子鎖交磁束とから、前記モータトルクを推定するトルク演算部と、
前記目標トルクと推定された前記モータトルクとの間のトルク偏差と、推定された前記電機子鎖交磁束の位相と、前記目標磁束とから、前記電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルを特定する磁束指令演算部と、
前記目標磁束ベクトルと推定された前記電機子鎖交磁束との間の磁束偏差から、前記３相モータに印加されるべき前記電圧ベクトルを表す前記軸電圧を特定する電圧指令演算部と、
推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値が前記目標磁束に近づくように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する位相調整部と、
を備えたモータ制御装置。 A motor control device that applies a voltage vector to the three-phase motor by an inverter so that the armature interlinkage magnetic flux and the motor torque of the three-phase motor follow the target magnetic flux and the target torque, respectively.
A three-phase two-phase coordinate converter for converting a phase current on the three-phase AC coordinate in the three-phase motor into an axial current on the two-phase AC coordinate;
A magnetic flux calculator for estimating the armature flux linkage from the axial current and the axial voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector;
A torque calculator that estimates the motor torque from the shaft current and the estimated armature flux linkage;
The target magnetic flux vector that the armature linkage flux should follow from the torque deviation between the target torque and the estimated motor torque, the estimated phase of the armature linkage flux, and the target flux. A magnetic flux command calculation unit for identifying
A voltage command calculation unit that specifies the shaft voltage representing the voltage vector to be applied to the three-phase motor from a magnetic flux deviation between the target magnetic flux vector and the estimated armature linkage flux;
I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the absolute value of the estimated armature linkage flux approaches the target flux, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) a phase adjuster for adjusting the phase of the shaft current;
A motor control device comprising: 前記位相調整部は、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を進ませる、ii）前記軸電圧の位相を進ませる、又はiii）前記軸電流の位相を遅らせる請求項１に記載のモータ制御装置。   2. The phase adjustment unit according to claim 1, wherein i) advances the phase of the estimated armature flux linkage, ii) advances the phase of the shaft voltage, or iii) delays the phase of the shaft current. Motor control device. 前記位相調整部は、前記３相モータの回転数が大きければ大きいほど、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を大きくシフトさせる、ii）前記軸電圧の位相を大きくシフトさせる、又はiii）前記軸電流の位相を大きくシフトさせる請求項１又は２に記載のモータ制御装置。   The phase adjustment unit i) shifts the estimated phase of the armature flux linkage to a greater extent as the rotational speed of the three-phase motor increases, or ii) shifts the phase of the shaft voltage significantly, or iii) The motor control device according to claim 1 or 2, wherein the phase of the shaft current is largely shifted. 前記位相調整部は、前記軸電流を用いて前記目標磁束を再導出し、推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値と再導出された前記目標磁束との差がゼロに収束するように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。   The phase adjustment unit re-derived the target magnetic flux using the axial current so that a difference between the estimated absolute value of the armature linkage magnetic flux and the re-derived target magnetic flux converges to zero. I) adjust the phase of the estimated armature flux linkage, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) adjust the phase of the shaft current. The motor control device described in 1. 前記位相調整部は、推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値と当該モータ制御装置に与えられた前記目標磁束との差がゼロに収束するように、推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。   The phase adjustment unit is configured to determine the estimated armature linkage flux so that a difference between the estimated absolute value of the armature linkage flux and the target flux provided to the motor control device converges to zero. The motor control device according to claim 1, wherein the phase of the motor is adjusted. 前記位相調整部は、ルックアップテーブルを用いて、前記軸電流及び前記３相モータの回転数に応じて、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する請求項１〜３のいずれか１項に記載のモータ制御装置。   The phase adjustment unit uses a look-up table to adjust i) the phase of the estimated armature flux linkage according to the shaft current and the rotation speed of the three-phase motor, ii) the shaft voltage The motor control device according to any one of claims 1 to 3, wherein the phase of the shaft current is adjusted, or iii) the phase of the shaft current is adjusted. ３相発電機の電機子鎖交磁束及び発電機トルクがそれぞれ目標磁束及び目標トルクに追従するように、コンバータによって前記３相発電機に電圧ベクトルを印加する発電機制御装置であって、
前記３相発電機における３相交流座標上の相電流を、２相交流座標上の軸電流に変換す
る３相２相座標変換部と、
前記軸電流と、前記電圧ベクトルに対応する前記２相交流座標上の軸電圧とから、前記電機子鎖交磁束を推定する磁束演算部と、
前記軸電流と、推定された前記電機子鎖交磁束とから、前記発電機トルクを推定するトルク演算部と、
前記目標トルクと推定された前記発電機トルクとの間のトルク偏差と、推定された前記電機子鎖交磁束の位相と、前記目標磁束とから、前記電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルを特定する磁束指令演算部と、
前記目標磁束ベクトルと推定された前記電機子鎖交磁束との間の磁束偏差から、前記３相発電機に印加されるべき前記電圧ベクトルを表す前記軸電圧を特定する電圧指令演算部と、
推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値が前記目標磁束に近づくように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する位相調整部と、
を備えた発電機制御装置。 A generator control device that applies a voltage vector to the three-phase generator by a converter so that an armature interlinkage magnetic flux and a generator torque of the three-phase generator follow the target magnetic flux and the target torque, respectively.
A three-phase two-phase coordinate converter for converting a phase current on the three-phase AC coordinate in the three-phase generator into an axial current on the two-phase AC coordinate;
A magnetic flux calculator for estimating the armature flux linkage from the axial current and the axial voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector;
A torque calculator that estimates the generator torque from the shaft current and the estimated armature flux linkage;
The target magnetic flux that the armature linkage flux should follow from the torque deviation between the target torque and the estimated generator torque, the estimated phase of the armature linkage flux, and the target flux. A magnetic flux command calculation unit for specifying a vector;
A voltage command calculation unit for specifying the shaft voltage representing the voltage vector to be applied to the three-phase generator from a magnetic flux deviation between the target magnetic flux vector and the estimated armature linkage magnetic flux;
I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the absolute value of the estimated armature linkage flux approaches the target flux, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) a phase adjuster for adjusting the phase of the shaft current;
A generator control device comprising: ３相モータの電機子鎖交磁束及びモータトルクがそれぞれ目標磁束及び目標トルクに追従するように、インバータによって前記３相モータに電圧ベクトルを印加するモータ制御方法であって、
前記３相モータにおける３相交流座標上の相電流を、２相交流座標上の軸電流に変換する３相２相座標変換工程と、
前記軸電流と、前記電圧ベクトルに対応する前記２相交流座標上の軸電圧とから、前記電機子鎖交磁束を推定する磁束演算工程と、
前記軸電流と、推定された前記電機子鎖交磁束とから、前記モータトルクを推定するトルク演算工程と、
前記目標トルクと推定された前記モータトルクとの間のトルク偏差と、推定された前記電機子鎖交磁束の位相と、前記目標磁束とから、前記電機子鎖交磁束が追従するべき目標磁束ベクトルを特定する磁束指令演算工程と、
前記目標磁束ベクトルと推定された前記電機子鎖交磁束との間の磁束偏差から、前記３相モータに印加されるべき前記電圧ベクトルを表す前記軸電圧を特定する電圧指令演算工程と、
推定された前記電機子鎖交磁束の絶対値が前記目標磁束に近づくように、ｉ）推定された前記電機子鎖交磁束の位相を調整する、ii）前記軸電圧の位相を調整する、又はiii）前記軸電流の位相を調整する位相調整工程と、
を備えたモータ制御方法。 A motor control method for applying a voltage vector to the three-phase motor by an inverter so that the armature interlinkage magnetic flux and the motor torque of the three-phase motor follow the target magnetic flux and the target torque, respectively.
A three-phase two-phase coordinate conversion step of converting a phase current on a three-phase AC coordinate in the three-phase motor into a shaft current on a two-phase AC coordinate;
A magnetic flux calculation step for estimating the armature flux linkage from the axial current and the axial voltage on the two-phase AC coordinate corresponding to the voltage vector;
A torque calculation step of estimating the motor torque from the axial current and the estimated armature flux linkage;
The target magnetic flux vector that the armature linkage flux should follow from the torque deviation between the target torque and the estimated motor torque, the estimated phase of the armature linkage flux, and the target flux. Magnetic flux command calculation process for identifying
A voltage command calculation step for specifying the shaft voltage representing the voltage vector to be applied to the three-phase motor from a magnetic flux deviation between the target magnetic flux vector and the estimated armature linkage magnetic flux;
I) adjust the phase of the estimated armature linkage flux so that the absolute value of the estimated armature linkage flux approaches the target flux, ii) adjust the phase of the shaft voltage, or iii) a phase adjusting step for adjusting the phase of the shaft current;
A motor control method comprising:

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