JP6021972B2 - Power converter - Google Patents

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Description

本発明はコンバータを2段構成とし、ソフトスタートが可能な電力変換装置に関するものである。   The present invention relates to a power conversion device having a two-stage converter and capable of soft start.

特許文献１に示される従来の電力変換装置では、非絶縁型コンバータと絶縁型ブリッジコンバータにより構成されたDC(Direct Current)-DCコンバータであり、絶縁型ブリッジコンバータはＬＬＣ（ｔｗｏ ｉｎｄｕｃｔｏｒｓ（ＬＬ） ａｎｄ ａ ｃａｐａｃｉｔｏｒ（Ｃ））共振コンバータ方式を用いると共に、該コンバータを固定オンデューティ比、かつ固定スイッチング周波数で駆動し、電力変換装置の出力電圧を前段の非絶縁型コンバータのPWM（Pulse Width Modulation）制御により調整する。この電力変換装置は、後段のコンバータへの入力電圧変動を制御できるため、入力電圧の範囲が広くなったとしても、定常時での高効率な電力変換を可能としている。   The conventional power conversion device disclosed in Patent Document 1 is a DC (Direct Current) -DC converter configured by a non-insulated converter and an isolated bridge converter, and the insulated bridge converter is an LLC (two inductors (LL) and). a capacitor (C)) Resonant converter system is used, the converter is driven at a fixed on-duty ratio and a fixed switching frequency, and the output voltage of the power converter is controlled by PWM (Pulse Width Modulation) of the previous non-insulated converter Adjust by. Since this power converter can control fluctuations in the input voltage to the converter at the subsequent stage, even if the range of the input voltage is widened, it is possible to perform highly efficient power conversion in the steady state.

また、特許文献２に示される電力変換装置では、AC(Alternating Current)-DCコンバータとDC-DCコンバータが平滑コンデンサを挟んで直列に接続された構成におけるソフトスタート方法として、前段のAC-DCコンバータ回路部によって平滑コンデンサの充電を完了した後に、後段のDC-DCコンバータの動作を開始する。これにより、起動時の突入電流の流入を回避するとともに、安定してDC-DCコンバータの動作開始を可能としている。   Further, in the power conversion device disclosed in Patent Document 2, as a soft start method in a configuration in which an AC (Alternating Current) -DC converter and a DC-DC converter are connected in series with a smoothing capacitor interposed therebetween, the previous stage AC-DC converter is used. After the smoothing capacitor is completely charged by the circuit unit, the operation of the subsequent DC-DC converter is started. As a result, inrush current flow during startup is avoided and stable operation of the DC-DC converter is enabled.

また、特許文献３ではLLC共振方式の電流共振型コンバータのソフトスタート方法について示しており、出力側に対して電力供給可能なスイッチング周波数にてソフトスタートを開始し、スイッチング周波数を漸減する。このようなソフトスタート制御方法によれば、ソフトスタート時に必ずスイッチング素子のZVS（Zero Voltage Switching）が成り立つため、電圧サージを抑制し、耐圧の低いスイッチング素子を選定できる。   Patent Document 3 shows a soft start method for an LLC resonance type current resonance converter. Soft start is started at a switching frequency at which power can be supplied to the output side, and the switching frequency is gradually reduced. According to such a soft-start control method, ZVS (Zero Voltage Switching) of the switching element always holds at the time of soft-start, so that a voltage surge can be suppressed and a switching element with a low breakdown voltage can be selected.

また、特許文献４ではLLC共振方式の電流共振型コンバータのソフトスタート方法について示しており、固定スイッチング周波数および可変オンデューティ比にてスイッチング制御開始し、負荷電圧が所定の電圧に達すると、可変スイッチング周波数および固定オンデューティ比にて制御される。これにより、出力開始時の出力コンデンサへのサージ電流を防止する。   Patent Document 4 shows a soft start method of an LLC resonance type current resonance converter. Switching control is started at a fixed switching frequency and a variable on-duty ratio, and when the load voltage reaches a predetermined voltage, variable switching is performed. Controlled by frequency and fixed on-duty ratio. This prevents a surge current to the output capacitor at the start of output.

特開２０１３−２５８８６０号公報JP 2013-258860 A 特許第５５３８６５８号公報Japanese Patent No. 5538658 特許第５５９１００２号公報Japanese Patent No. 5591002 特表２０１３−５１６９５５公報Special table 2013-516955 gazette

しかしながら、特許文献１においては、後段にLLC共振コンバータを備えた電力変換装置のソフトスタート方法については言及されておらず、例えば起動時にLLC共振コンバータを所定の固定オンデューティ比で起動した場合、出力コンデンサへの突入電流により素子故障を引き起こす恐れがあり、さらに前段の非絶縁型コンバータを先に動作させてLLC共振コンバータ入力部の平滑コンデンサを予め充電してしまうと、LLC共振コンバータ動作開始時の突入電流が一層大きくなってしまうなど、起動方法が考慮されていないという課題があった。   However, Patent Document 1 does not mention a soft start method of a power conversion device including an LLC resonant converter in the subsequent stage. For example, when the LLC resonant converter is started up at a predetermined fixed on-duty ratio at the time of startup, Inrush current to the capacitor may cause element failure, and if the non-insulated converter in the previous stage is operated first and the smoothing capacitor at the input of the LLC resonant converter is precharged, There was a problem that the start-up method was not taken into consideration, such as the inrush current becoming even larger.

また、特許文献２においては、２つのコンバータが直列に接続された構成において、先に前段のコンバータを動作させることにより後段のコンバータの入力電圧を予め増加させるソフトスタート方法であるが、後段のDC-DCコンバータがLLC共振コンバータである場合に同様のソフトスタート方法を適用したとすると、LLC共振コンバータの入力電圧が増加した後にLLC共振コンバータ動作開始されるため、LLC共振コンバータの出力コンデンサに突入電流を生じてしまい、素子や回路に損傷を与える可能性があるという課題があった。   Further, in Patent Document 2, in a configuration in which two converters are connected in series, a soft-start method in which an input voltage of a subsequent-stage converter is increased in advance by operating the previous-stage converter in advance. -If the same soft start method is applied when the DC converter is an LLC resonant converter, the LLC resonant converter operation starts after the input voltage of the LLC resonant converter increases, so an inrush current flows into the output capacitor of the LLC resonant converter. This causes a problem that the device and the circuit may be damaged.

また、特許文献３及び４においては、LLC共振コンバータ単体のソフトスタートについて示されているが、前段に他のコンバータが接続されるなどによりLLC共振コンバータの入力電圧が制御可能な場合については言及されておらず、例えばLLC共振コンバータ前段に他のコンバータが直列に接続され、LLC共振コンバータのスイッチング開始よりも先に前段のコンバータが動作開始し、LLC共振コンバータの入力電圧を増加させてしまうと、LLC共振コンバータの出力コンデンサに突入電流を生じてしまい、素子や回路に損傷を与える可能性があるという課題があった。   Patent Documents 3 and 4 show soft start of the LLC resonant converter alone, but mention is made of the case where the input voltage of the LLC resonant converter can be controlled by connecting another converter in the previous stage. For example, if another converter is connected in series to the previous stage of the LLC resonant converter, the previous stage converter starts operating before the start of switching of the LLC resonant converter, and the input voltage of the LLC resonant converter is increased. There has been a problem that an inrush current is generated in the output capacitor of the LLC resonant converter, which may cause damage to elements and circuits.

本発明は上記のような問題点を解消するためになされたものであり、直流電力を出力するコンバータの後段にLLC共振コンバータが接続された電力変換装置において、新たな部品の追加を必要とせず、起動時の突入電流や電圧サージの発生を抑えるソフトスタートが可能な電力変換装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made to solve the above problems, and in a power converter in which an LLC resonant converter is connected to a subsequent stage of a converter that outputs DC power, it is not necessary to add new components. An object of the present invention is to provide a power converter capable of soft start that suppresses the occurrence of inrush current and voltage surge at the time of startup.

本発明に係る電力変換装置は、
入力電源に接続され、スイッチング素子のスイッチングにより直流電圧を出力する直流コンバータと、
直流コンバータから出力された第１の直流電圧を入力して負荷へ第２の直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、
直流コンバータと絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、
絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、共振コンデンサおよび共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、トランスの2次側に接続された整流回路と、を有し、
制御部は、第２の直流電圧が出力電圧目標値に近づくように直流コンバータのスイッチング素子を制御して第１の直流電圧を調整する電力変換装置において、
制御部は、起動時に絶縁型共振コンバータの第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を出力電圧目標値への追従制御に先立ってスイッチングさせてスタートアップ処理を実施し、スタートアップ処理が開始された後に出力電圧目標値への追従制御を開始し、スタートアップ処理の完了後、第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子を、固定オンデューティ比かつ固定スイッチング周波数で、デッドタイムを挟んで交互にオンオフ制御するものである。 The power converter according to the present invention is
A DC converter connected to the input power source and outputting a DC voltage by switching of the switching element;
An isolated resonant converter that receives the first DC voltage output from the DC converter and outputs the second DC voltage to the load;
A control unit that controls the operation of the DC converter and the isolated resonant converter,
The isolated resonance converter is configured in series with a transformer having a primary winding and a secondary winding, a resonance capacitor and a resonance reactor connected to the primary side of the transformer, and energization to the resonance capacitor and the resonance reactor. A first switching element and a second switching element connected to each other, and a rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer,
Control unit, in the power conversion apparatus in which the second DC voltage to adjust the first DC voltage by controlling the switching elements of the DC converter so as to approach the output voltage target value,
The control unit performs startup processing by switching the first switching element and the second switching element of the isolated resonant converter prior to the follow-up control to the output voltage target value at startup, and after the startup process is started Start tracking control to the output voltage target value, and after the start-up process is completed, the first switching element and the second switching element are alternately turned on / off with a fixed on-duty ratio and a fixed switching frequency with a dead time in between. To do.

本発明に係る電力変換装置によれば、直流コンバータとLLC共振コンバータを直列接続した電力変換装置において、LLC共振コンバータのスタートアップ処理の開始後に電力変換装置の出力電圧制御を開始することにより、新たな部品を追加することなく、起動時の出力コンデンサへの突入電流を防止するとともに、大電流のスイッチングにより生じるサージ電圧を抑制することができ、素子や回路の損傷を防止することができる。   According to the power conversion device of the present invention, in the power conversion device in which the DC converter and the LLC resonance converter are connected in series, the output voltage control of the power conversion device is started after the start-up process of the LLC resonance converter is started. Without adding components, inrush current to the output capacitor at the start-up can be prevented, surge voltage generated by switching of large current can be suppressed, and damage to elements and circuits can be prevented.

本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device of Embodiment 1 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を説明する図である。It is a figure explaining each voltage current waveform at the time of operation | movement of the resonance converter circuit of the power converter device of Embodiment 1 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路の電流経路を説明する図である。It is a figure explaining the current path | route of the resonant converter circuit of the power converter device of Embodiment 1 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路のゲインとスイッチング周波数の関係を説明する図である。It is a figure explaining the relationship between the gain of the resonant converter circuit of the power converter device of Embodiment 1 which concerns on this invention, and switching frequency. 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路のスイッチング周波数を直列共振周波数よりも低くした場合の各電圧電流波形を説明する図である。It is a figure explaining each voltage current waveform at the time of making the switching frequency of the resonant converter circuit of the power converter device of Embodiment 1 which concerns on this invention lower than a series resonant frequency. 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の共振コンバータ回路のスイッチング周波数を直列共振周波数よりも高くした場合の各電圧電流波形を説明する図である。It is a figure explaining each voltage current waveform at the time of making the switching frequency of the resonant converter circuit of the power converter device of Embodiment 1 which concerns on this invention higher than a series resonant frequency. 本発明に係る実施の形態１の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。It is a figure explaining the soft start of the power converter device of Embodiment 1 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の構成図である。It is a block diagram of the power converter device of Embodiment 2 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の共振コンバータ回路の動作時における各電圧電流波形を説明する図である。It is a figure explaining each voltage current waveform at the time of operation | movement of the resonance converter circuit of the power converter device of Embodiment 2 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態２の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。It is a figure explaining the soft start of the power converter device of Embodiment 2 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態３の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。It is a figure explaining the soft start of the power converter device of Embodiment 3 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態４の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。It is a figure explaining the soft start of the power converter device of Embodiment 4 which concerns on this invention. 本発明に係る実施の形態５の電力変換装置のソフトスタートを説明する図である。It is a figure explaining the soft start of the power converter device of Embodiment 5 which concerns on this invention.

以下、本発明に係る電力変換装置によるソフトスタート方式に関して好適な実施の形態につき図面を用いて説明するが、各図において同一、または相当する部分については、同一符号を付して説明する。   Hereinafter, a preferred embodiment of a soft start method using a power conversion device according to the present invention will be described with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts will be described with the same reference numerals.

実施の形態１．
以下、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置の装置構成について説明する。図１は、本発明に係る実施の形態１の電力変換装置１０００の概略構成を示す図である。 Embodiment 1 FIG.
The device configuration of the power conversion device according to the first embodiment of the present invention will be described below. FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a power conversion apparatus 1000 according to the first embodiment of the present invention.

＜装置構成＞
図１に示すように、電力変換装置１０００は、直流コンバータを構成するDC-DC（直流―変換器とも称す）である昇降圧コンバータ回路１００と絶縁型のLLC共振コンバータである共振コンバータ回路２００を直列接続して構成される。電力変換装置１０００は昇降圧コンバータ回路１００と共振コンバータ回路２００を制御するための制御部２０を備える。 <Device configuration>
As shown in FIG. 1, a power conversion apparatus 1000 includes a step-up / down converter circuit 100 that is a DC-DC (also referred to as a DC-converter) constituting a DC converter and a resonance converter circuit 200 that is an insulated LLC resonance converter. Configured in series connection. The power conversion apparatus 1000 includes a control unit 20 for controlling the buck-boost converter circuit 100 and the resonant converter circuit 200.

電力変換装置１０００は、直流電源である直流電源５１からの入力電圧Ｖｉを昇降圧コンバータ回路１００によって任意の直流電圧に変換し、共振コンバータ回路２００から負荷５２へ出力電圧Ｖｏを出力する。   The power converter 1000 converts an input voltage Vi from a DC power source 51 that is a DC power source into an arbitrary DC voltage by the step-up / down converter circuit 100 and outputs an output voltage Vo from the resonant converter circuit 200 to the load 52.

昇降圧コンバータ回路１００は、ＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｅｒ）等の半導体スイッチング素子１、４と、ダイオード２、５と、昇降圧リアクトル３と、平滑コンデンサ６とを備えている。半導体スイッチング素子１のドレイン端子は直流電源５１の正側端子と接続され、ソース端子はダイオード２のカソード端子及び昇降圧リアクトル３の一端と接続される。昇降圧リアクトル３の他端は半導体スイッチング素子４のドレイン端子及びダイオード５のアノード端子と接続され、ダイオード５のカソード端子は平滑コンデンサ６の正極に接続される。ダイオード２のアノード端子、半導体スイッチング素子４のソース端子、平滑コンデンサ６の負極は直流電源５１の負側端子と接続される。   The step-up / down converter circuit 100 includes semiconductor switching elements 1 and 4 such as MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Ffect Transistors), diodes 2 and 5, a step-up / step-down reactor 3, and a smoothing capacitor 6. The drain terminal of the semiconductor switching element 1 is connected to the positive terminal of the DC power supply 51, and the source terminal is connected to the cathode terminal of the diode 2 and one end of the step-up / down reactor 3. The other end of the step-up / step-down reactor 3 is connected to the drain terminal of the semiconductor switching element 4 and the anode terminal of the diode 5, and the cathode terminal of the diode 5 is connected to the positive electrode of the smoothing capacitor 6. The anode terminal of the diode 2, the source terminal of the semiconductor switching element 4, and the negative electrode of the smoothing capacitor 6 are connected to the negative terminal of the DC power supply 51.

共振コンバータ回路２００は、ＭＯＳＦＥＴ等の半導体スイッチング素子（第１のスイッチング素子）７、半導体スイッチング素子（第２のスイッチング素子）８と、共振コンデンサ９と、共振リアクトル１０と、トランス１１と、整流回路であるダイオード１２、１３と、出力コンデンサ１４を備えている。半導体スイッチング素子７、８の直列回路は昇降圧コンバータ回路１００と並列に接続されてハーフブリッジインバータを構成し、当該ハーフブリッジインバータの出力には共振コンデンサ９、共振リアクトル１０、トランス１１の１次巻線が直列に接続される。また、トランス１１の２次巻線はセンタータップを有し、センタータップは出力コンデンサ１４の負極および負荷５２の負側端子と接続され、トランス１１の他の２次巻線はダイオード１２、１３により整流されるよう出力コンデンサ１４の正極に接続される。   The resonant converter circuit 200 includes a semiconductor switching element (first switching element) 7 such as a MOSFET, a semiconductor switching element (second switching element) 8, a resonant capacitor 9, a resonant reactor 10, a transformer 11, and a rectifier circuit. The diodes 12 and 13 and the output capacitor 14 are provided. The series circuit of the semiconductor switching elements 7 and 8 is connected in parallel with the step-up / down converter circuit 100 to constitute a half-bridge inverter, and the output of the half-bridge inverter has a primary winding of a resonant capacitor 9, a resonant reactor 10, and a transformer 11. Wires are connected in series. The secondary winding of the transformer 11 has a center tap. The center tap is connected to the negative electrode of the output capacitor 14 and the negative terminal of the load 52. The other secondary winding of the transformer 11 is connected to the diodes 12 and 13. The output capacitor 14 is connected to the positive electrode so as to be rectified.

なお、半導体スイッチング素子１、４、７、８のそれぞれのソース・ドレイン間には、ダイオードが逆並列に接続されているが、これらのダイオードは、半導体スイッチング素子１、４、７、８にそれぞれ内蔵された構成であっても良い。
また、半導体スイッチング素子１、４、７、８はＭＯＳＦＥＴ以外にもＩＧＢＴ等を用いても良い。
また、共振リアクトル１０はトランス１１の漏れインダクタンスにより形成されるものであっても良い。 A diode is connected in antiparallel between the source and drain of each of the semiconductor switching elements 1, 4, 7, and 8. These diodes are connected to the semiconductor switching elements 1, 4, 7, and 8, respectively. It may be a built-in configuration.
The semiconductor switching elements 1, 4, 7, and 8 may use IGBTs or the like in addition to MOSFETs.
The resonant reactor 10 may be formed by a leakage inductance of the transformer 11.

また、図１の電力変換装置では、半導体スイッチング素子７、８の接続点から順に共振コンデンサ９、共振リアクトル１０、トランス１１の順に接続しているが、これに限定されず、共振コンデンサ９、共振リアクトル１０、トランス１１が直列に接続されていればよい。   In the power conversion device of FIG. 1, the resonance capacitor 9, the resonance reactor 10, and the transformer 11 are connected in this order from the connection point of the semiconductor switching elements 7 and 8. It is only necessary that the reactor 10 and the transformer 11 are connected in series.

また、電力変換装置１０００は、直流電源５１の入力電圧Ｖｉを測定する入力電圧測定回路２１、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃを測定する平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧Ｖｏを測定する出力電圧測定回路２３を備えている。   The power converter 1000 also includes an input voltage measurement circuit 21 that measures the input voltage Vi of the DC power supply 51, a smoothing capacitor voltage measurement circuit 22 that measures the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 6, and an output voltage measurement that measures the output voltage Vo. A circuit 23 is provided.

制御部２０は、信号線４１、４２、４３により、入力電圧測定回路２１、平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧測定回路２３からの電圧検出値をそれぞれ取得し、制御線３１、３２、３３、３４により半導体スイッチング素子１、４、７、８をそれぞれオンオフ制御する。 The control unit 20 acquires the voltage detection values from the input voltage measurement circuit 21, the smoothing capacitor voltage measurement circuit 22, and the output voltage measurement circuit 23 through the signal lines 41, 42, and 43, respectively, and the control lines 31, 32, 33, The semiconductor switching elements 1, 4, 7, and 8 are controlled to be turned on and off by 34.

＜動作＞
このように構成される本実施の形態１の電力変換装置１０００の動作について説明する。まず昇降圧コンバータ回路１００と共振コンバータ回路２００の動作原理について示す。 <Operation>
The operation of the power conversion apparatus 1000 of the first embodiment configured as described above will be described. First, the operating principles of the buck-boost converter circuit 100 and the resonant converter circuit 200 will be described.

昇降圧コンバータ回路１００の降圧動作について、制御部２０は半導体スイッチング素子４をオフ固定させた状態で、半導体スイッチング素子１をＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御することにより、入力電流および平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃ（第１の直流電圧とも称す）を制御することができる。具体的なＰＷＭ動作としては、半導体スイッチング素子１をオンすることにより、入力電圧Ｖｉと平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃの差分電圧により昇降圧リアクトル３を励磁しつつ平滑コンデンサ６を充電する。また、半導体スイッチング素子１をオフすることにより、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃにより昇降圧リアクトル３を消磁しつつ平滑コンデンサ６を充電する。なお、降圧動作であるため、入力電圧Ｖｉ＞直流電圧Ｖｄｃとなる。   Regarding the step-down operation of the step-up / step-down converter circuit 100, the control unit 20 performs PWM (Pulse Width Modulation) control of the semiconductor switching element 1 in a state where the semiconductor switching element 4 is fixed to OFF, whereby the input current and the DC of the smoothing capacitor 6 are controlled. The voltage Vdc (also referred to as a first DC voltage) can be controlled. As a specific PWM operation, when the semiconductor switching element 1 is turned on, the smoothing capacitor 6 is charged while exciting the step-up / down reactor 3 by the differential voltage between the input voltage Vi and the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 6. Further, by turning off the semiconductor switching element 1, the smoothing capacitor 6 is charged while demagnetizing the step-up / step-down reactor 3 by the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 6. Since the step-down operation is performed, the input voltage Vi> the DC voltage Vdc.

昇降圧コンバータ回路１００の昇圧動作について、制御部２０は半導体スイッチング素子１をオン固定させた状態で、半導体スイッチング素子４をＰＷＭ制御することにより、入力電流および平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃを制御することができる。具体的なＰＷＭ動作としては、半導体スイッチング素子４をオンすることにより、入力電圧Ｖｉにより昇降圧リアクトル３を励磁する。また、半導体スイッチング素子４をオフすることにより、入力電圧Ｖｉと平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃの差分電圧により昇降圧リアクトル３を励磁しつつ平滑コンデンサ６を充電する。なお、昇圧動作であるため入力電圧Ｖｉ≦直流電圧Ｖｄｃとなる。   Regarding the step-up operation of the step-up / step-down converter circuit 100, the control unit 20 controls the input current and the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 6 by performing PWM control on the semiconductor switching element 4 while the semiconductor switching element 1 is fixed on. be able to. As a specific PWM operation, the semiconductor switching element 4 is turned on to excite the step-up / step-down reactor 3 by the input voltage Vi. Further, by turning off the semiconductor switching element 4, the smoothing capacitor 6 is charged while exciting the step-up / step-down reactor 3 by the differential voltage between the input voltage Vi and the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 6. Note that the input voltage Vi ≦ the DC voltage Vdc because of the boosting operation.

なお半導体スイッチング素子１、４を同時にオンまたはオフさせてＰＷＭ制御することにより昇降圧制御することも可能であり、ここではその説明は省略するが、このような方法により制御するものであっても良い。   It is also possible to perform step-up / step-down control by PWM control by turning on or off the semiconductor switching elements 1 and 4 at the same time. Although the description thereof is omitted here, even if it is controlled by such a method. good.

次に、本実施の形態１の共振コンバータ回路２００の動作原理について説明する。制御部２０は共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８をデッドタイムを挟んでほぼ５０％のオンデューティ比でそれぞれオンオフ制御する。   Next, the operation principle of the resonant converter circuit 200 according to the first embodiment will be described. The control unit 20 performs on / off control of the semiconductor switching elements 7 and 8 of the resonant converter circuit 200 with an on-duty ratio of approximately 50% with a dead time interposed therebetween.

図２は、共振コンバータ回路２００をスイッチング動作させたときの各電圧電流波形を示す説明図である。なお、共振コンデンサ９と共振リアクトル１０とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆｓｗで動作させた場合の波形を示している。   FIG. 2 is an explanatory diagram showing voltage and current waveforms when the resonant converter circuit 200 is switched. In addition, the waveform at the time of making it operate | move with the switching frequency fsw which makes the half period the time which added the dead time to the half period of the series resonance frequency fsr of the series resonance circuit comprised by the resonance capacitor 9 and the resonance reactor 10 is shown. Yes.

図２では、半導体スイッチング素子７、８のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７、Ｖｇｓ８、半導体スイッチング素子７、８のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ７、Ｖｄｓ８、トランス１１の１次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、共振コンデンサ９や共振リアクトル１０に流れる電流（以下、「共振電流」と称する）ＩＬｒ、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流ＩＬｍ、およびトランス１１の２次側整流用のダイオード１２、１３に流れる電流ＩＤ１２、ＩＤ１３の波形をそれぞれ示している。   In FIG. 2, gate voltages Vgs7 and Vgs8 applied between the gate and source of the semiconductor switching elements 7 and 8, voltages Vds7 and Vds8 applied between the drain and source of the semiconductor switching elements 7 and 8, and the primary of the transformer 11 The voltage Vtr1 applied to the side, the current flowing through the resonant capacitor 9 and the resonant reactor 10 (hereinafter referred to as “resonant current”) ILr, the exciting current ILm flowing through the exciting inductance Lm of the transformer 11, and the secondary side rectification of the transformer 11 The waveforms of currents ID12 and ID13 flowing in the diodes 12 and 13 are respectively shown.

また、図２において、時刻ｔ２、ｔ６は、半導体スイッチング素子７がターンオン、時刻ｔ３、ｔ７は、半導体スイッチング素子７がターンオフするタイミングを示している。また、時刻ｔ１、ｔ５は、半導体スイッチング素子８がターンオフ、時刻ｔ４、ｔ８は、半導体スイッチング素子８がターンオンするタイミングを示している。なお、半導体スイッチング素子７、８の一方がターンオフしてから他方がターンオンする間には、デッドタイム（ｔｄ）が設けられている。また、トランス１１の１次側に流れる電流は、共振コンデンサ９からトランス１１に流れる方向を正としている。   In FIG. 2, times t2 and t6 indicate the timing at which the semiconductor switching element 7 is turned on, and times t3 and t7 indicate the timing at which the semiconductor switching element 7 is turned off. Times t1 and t5 indicate the timing at which the semiconductor switching element 8 is turned off, and times t4 and t8 indicate the timing at which the semiconductor switching element 8 is turned on. A dead time (td) is provided between one semiconductor switching element 7 and 8 turning off and the other turning on. Further, the current flowing to the primary side of the transformer 11 is positive in the direction flowing from the resonant capacitor 9 to the transformer 11.

図３（ａ）〜（ｄ）は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８がオンオフしているときの電流経路を、図２の各時刻と対応して示す説明図である。   3A to 3D are explanatory diagrams showing current paths when the semiconductor switching elements 7 and 8 of the resonant converter circuit 200 are turned on and off corresponding to the respective times in FIG.

図３（ａ）に示した時刻ｔ１〜ｔ２において、半導体スイッチング素子８がターンオフした直後は、共振電流ＩＬｒはトランス１１→共振リアクトル１０→共振コンデンサ９→半導体スイッチング素子７のボディダイオードの経路で流れる。   At time t1 to t2 shown in FIG. 3 (a), immediately after the semiconductor switching element 8 is turned off, the resonance current ILr flows through the path of the body diode of the transformer 11 → resonance reactor 10 → resonance capacitor 9 → semiconductor switching element 7. .

また、図３（ｂ）に示した時刻ｔ２〜ｔ３において、半導体スイッチング素子７のボディダイオードには直前まで電流が流れているため、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ７は０Ｖである。そのため、半導体スイッチング素子７のターンオン時はＺＶＳが成立する。半導体スイッチング素子７のターンオン後は、共振電流ＩＬｒは半導体スイッチング素子７→共振コンデンサ９→共振リアクトル１０→トランス１１の経路で流れる。なお、図中の実線は時刻ｔ２〜ｔ３のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流ＩＬｒの電流経路である。   Further, at time t2 to t3 shown in FIG. 3B, since the current flows through the body diode of the semiconductor switching element 7 just before, the drain-source voltage Vds7 is 0V. Therefore, ZVS is established when the semiconductor switching element 7 is turned on. After the semiconductor switching element 7 is turned on, the resonance current ILr flows through the path of the semiconductor switching element 7 → the resonance capacitor 9 → the resonance reactor 10 → the transformer 11. Note that the solid line in the figure is the current path at times t2 to t3, and the dotted line is the current path of the resonance current ILr that has flowed until just before.

また、図３（ｃ）に示した時刻ｔ３〜ｔ４において、半導体スイッチング素子７がターンオフした直後は、共振電流ＩＬｒは共振コンデンサ９→共振リアクトル１０→トランス１１→半導体スイッチング素子８のボディダイオードの経路で流れる。   Also, at time t3 to t4 shown in FIG. 3C, immediately after the semiconductor switching element 7 is turned off, the resonance current ILr is the path of the body diode of the resonance capacitor 9 → resonance reactor 10 → transformer 11 → semiconductor switching element 8. It flows in.

また、図３（ｄ）で示した時刻ｔ４〜ｔ５において、半導体スイッチング素子８のボディダイオードには直前まで電流が流れているので、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ８は０Ｖである。そのため、半導体スイッチング素子８のターンオン時はＺＶＳが成立する。半導体スイッチング素子８のターンオン後は、共振電流ＩＬｒは半導体スイッチング素子８→トランス１１→共振リアクトル１０→共振コンデンサ９の経路で流れる。なお、図中の実線は時刻ｔ４〜ｔ５のときの電流経路であり、点線は直前まで流れていた共振電流ＩＬｒの電流経路である。   Further, at time t4 to t5 shown in FIG. 3D, since the current flows through the body diode of the semiconductor switching element 8 just before, the drain-source voltage Vds8 is 0V. Therefore, ZVS is established when the semiconductor switching element 8 is turned on. After the semiconductor switching element 8 is turned on, the resonance current ILr flows through the path of the semiconductor switching element 8 → the transformer 11 → the resonance reactor 10 → the resonance capacitor 9. Note that the solid line in the figure is the current path at time t4 to t5, and the dotted line is the current path of the resonance current ILr that has flowed until just before.

また、図３には示していないが、共振電流ＩＬｒと励磁電流ＩＬｍとの差分電流がトランス１１の２次側に流れ、ＩＬｒ＞ＩＬｍの場合にダイオード１２に電流ＩＤ１２が流れ、ＩＬｍ＞ＩＬｒの場合にダイオード１３に電流ＩＤ１３が流れる。   Although not shown in FIG. 3, a differential current between the resonance current ILr and the excitation current ILm flows to the secondary side of the transformer 11, and when ILr> ILm, the current ID12 flows to the diode 12, and ILm> ILr In this case, the current ID13 flows through the diode 13.

ここで、ＬＬＣ共振コンバータの周波数とゲインとの関係について説明する。なお、ゲインとはＬＬＣ共振コンバータである共振コンバータ回路２００の入出力電圧比のことである。   Here, the relationship between the frequency and gain of the LLC resonant converter will be described. The gain is the input / output voltage ratio of the resonant converter circuit 200 that is an LLC resonant converter.

図４は、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数とゲインとの関係を示す説明図である。ここで図４のＮｏｒｍａｌｉｚｅｄ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙとは規格化周波数ｆｎ（＝ｆｓｗ／ｆｓｒ）である。   FIG. 4 is an explanatory diagram showing the relationship between the switching frequency and the gain of the resonant converter circuit 200. Here, the Normalized Frequency in FIG. 4 is the normalized frequency fn (= fsw / fsr).

図４より、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍと共振リアクトル１０のインダクタンスＬｒとによって決まるインダクタンス比Ｌｎ（＝Ｌｍ／Ｌｒ）によって、スイッチング周波数ｆｓｗに対するゲイン特性は異なっている。図４において、インダクタンス比Ｌｎを小さく設計することにより、スイッチング周波数の変動に対するゲイン変動が大きくなる。この特性を利用し、ＬＬＣ共振コンバータは一般的にスイッチング周波数を制御してゲインを調整し、出力電圧Ｖｏを制御する。   From FIG. 4, the gain characteristic with respect to the switching frequency fsw varies depending on the inductance ratio Ln (= Lm / Lr) determined by the excitation inductance Lm of the transformer 11 and the inductance Lr of the resonance reactor 10. In FIG. 4, by designing the inductance ratio Ln to be small, the gain fluctuation with respect to the fluctuation of the switching frequency becomes large. Using this characteristic, the LLC resonant converter generally controls the switching frequency to adjust the gain and control the output voltage Vo.

また、図４よりインダクタンス比Ｌｎが大きくなるほどゲインが変化しづらいことが分かる。通常、図４に示したゲイン特性は負荷の大きさによっても変化するが、インダクタンス比Ｌｎが十分に大きければ負荷変動によるゲイン特性への影響は少ない。つまり、インダクタンス比Ｌｎが大きければ、急激な負荷変動に対しても安定した出力電圧Ｖｏを得ることができる。   Further, it can be seen from FIG. 4 that the gain is less likely to change as the inductance ratio Ln increases. Usually, the gain characteristic shown in FIG. 4 also changes depending on the size of the load, but if the inductance ratio Ln is sufficiently large, the influence of the load variation on the gain characteristic is small. That is, if the inductance ratio Ln is large, it is possible to obtain a stable output voltage Vo against sudden load fluctuations.

本実施の形態１では、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎを十分に大きくとり、周波数変動に対するゲイン変動が少なくなるよう、励磁インダクタンスＬｍと共振リアクトル１０のインダクタンスＬｒを決定することとする。   In the first embodiment, the inductance ratio Ln of the resonant converter circuit 200 is made sufficiently large, and the excitation inductance Lm and the inductance Lr of the resonant reactor 10 are determined so that the gain fluctuation with respect to the frequency fluctuation is reduced.

＜制御方法＞
以下では電力変換装置１０００の定常状態での制御について説明する。まず共振コンバータ回路２００の制御方法について説明する。 <Control method>
Below, control in the steady state of the power converter device 1000 is demonstrated. First, a method for controlling the resonant converter circuit 200 will be described.

制御部２０は、図２に示したとおり、デッドタイムを挟んでほぼ５０％のオンデューティ比で、かつ共振コンデンサ９と共振リアクトル１０とで構成される直列共振回路の直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆｓｗで半導体スイッチング素子７、８を交互にオンする。つまり、共振コンバータ回路２００を固定オンデューティ比、固定スイッチング周波数にて動作させる。   As shown in FIG. 2, the control unit 20 has an on-duty ratio of approximately 50% across the dead time, and a half cycle of the series resonance frequency fsr of the series resonance circuit constituted by the resonance capacitor 9 and the resonance reactor 10. The semiconductor switching elements 7 and 8 are alternately turned on at a switching frequency fsw in which a period obtained by adding the dead time to the half cycle. That is, the resonant converter circuit 200 is operated at a fixed on-duty ratio and a fixed switching frequency.

一般的に、ＬＬＣ共振コンバータではＺＣＳ（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ）により高効率化するために、スイッチング周波数ｆｓｗと直列共振周波数ｆｓｒとが等しくなるように制御することが推奨されているが、実際には、デッドタイム分だけ半導体スイッチング素子のオン時間が短くなるため、ターンオフ損失が発生する。このため、次式（１）で表されるように、スイッチング周波数ｆｓｗの半周期と、直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間とが等しくなるように、スイッチング周波数を決定する。これは、以降の実施の形態にて後述するが、２次側整流回路が同期整流の場合に最も効果を発揮する。   In general, it is recommended that the LLC resonant converter be controlled so that the switching frequency fsw is equal to the series resonant frequency fsr in order to increase the efficiency by ZCS (Zero Current Switching). Since the on-time of the semiconductor switching element is shortened by the dead time, a turn-off loss occurs. Therefore, as represented by the following equation (1), the switching frequency is determined so that the half cycle of the switching frequency fsw is equal to the time obtained by adding the dead time to the half cycle of the series resonance frequency fsr. As will be described later in the following embodiments, this is most effective when the secondary rectifier circuit is synchronous rectifier.

対比のために、半導体スイッチング素子７、８のスイッチング周波数ｆｓｗを直列共振周波数ｆｓｒよりも十分低くした場合の各電圧電流波形を図５に示し、スイッチング周波数ｆｓｗを直列共振周波数ｆｓｒよりも十分高くした場合の各電圧電流波形を図６に示す   For comparison, FIG. 5 shows voltage and current waveforms when the switching frequency fsw of the semiconductor switching elements 7 and 8 is sufficiently lower than the series resonance frequency fsr. The switching frequency fsw is sufficiently higher than the series resonance frequency fsr. FIG. 6 shows voltage and current waveforms in the case

次に昇降圧コンバータ回路１００の制御方法について説明する。上記のとおり、制御部２０は共振コンバータ回路２００を固定オンデューティ比かつ固定スイッチング周波数にて制御するため、ＬＬＣ共振コンバータとしてのゲインは一定となる。従って、制御部２０は、昇降圧コンバータ回路１００の半導体スイッチング素子１、４をＰＷＭ制御し、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃを調整することにより、出力電圧Ｖｏが目標値に近づくように制御する。   Next, a method for controlling the buck-boost converter circuit 100 will be described. As described above, since the control unit 20 controls the resonant converter circuit 200 with a fixed on-duty ratio and a fixed switching frequency, the gain as the LLC resonant converter is constant. Therefore, the control unit 20 performs PWM control on the semiconductor switching elements 1 and 4 of the step-up / down converter circuit 100 and adjusts the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 6 so as to control the output voltage Vo to approach the target value.

共振コンバータ回路２００のトランス１１の巻き数比をＮ：１：１（１次側がＮ）とすると、平滑コンデンサ６の直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏ（第２の直流電圧とも称す）の関係式として次式（２）が成り立つ。   When the turns ratio of the transformer 11 of the resonant converter circuit 200 is N: 1: 1 (the primary side is N), a relational expression between the DC voltage Vdc of the smoothing capacitor 6 and the output voltage Vo (also referred to as a second DC voltage) is obtained. The following equation (2) holds.

式（２）より、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏは単純な比例関係として表されることが分かる。制御部２０は、出力電圧Ｖｏ目標値またはそれから換算される直流電圧Ｖｄｃ目標値と、出力電圧測定回路２３または平滑コンデンサ電圧測定回路２２から得られた電圧値との差分を求め、ＰＩ制御によるフィードバック制御等によって昇降圧コンバータ回路１００の半導体スイッチング素子１、４をＰＷＭ制御することにより、出力電圧Ｖｏの追従制御を行う。   From equation (2), it can be seen that the DC voltage Vdc and the output voltage Vo are expressed as a simple proportional relationship. The control unit 20 obtains a difference between the output voltage Vo target value or the DC voltage Vdc target value converted from the target value and the voltage value obtained from the output voltage measurement circuit 23 or the smoothing capacitor voltage measurement circuit 22, and provides feedback by PI control. The semiconductor switching elements 1 and 4 of the buck-boost converter circuit 100 are subjected to PWM control by control or the like, thereby performing follow-up control of the output voltage Vo.

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態１における電力変換装置１０００のソフトスタート方法について図７を用いて説明する。図７は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。 <Soft start method>
Below, the soft start method of the power converter device 1000 in this Embodiment 1 is demonstrated using FIG. FIG. 7 shows the time transition waveform of the output voltage Vo target value, the output voltage Vo, the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7, 8 used for controlling the resonant converter circuit 200, and the DC voltage Vdc used for controlling the buck-boost converter circuit 100. Show. In addition, the thick broken line in a figure has shown about the case where DC voltage Vdc has an initial value.

図７のｔ１０〜ｔ１２の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ１０〜ｔ１１において共振コンバータ回路２００のスタートアップ、ｔ１１〜ｔ１２において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。   The period from t10 to t12 in FIG. 7 is the soft start period in the present embodiment, and the control unit 20 starts up the resonant converter circuit 200 from t10 to t11, and outputs the output voltage Vo from the buck-boost converter circuit 100 from t11 to t12. A soft start is performed by following control.

ｔ１０〜ｔ１１の期間では、制御部２０は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をデッドタイム分を差し引いたほぼ５０％のオンデューティ比まで漸増させる。またスイッチング周波数ｆｓｗは、上述した固定スイッチング周波数にて動作する。なお、ほぼ５０％のオンデューティ比は、図７では簡易的に０．５と記載している。これにより、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動した場合など、太破線で示すように直流電圧Ｖｄｃが初期値を持った状態で動作開始したとしても、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比は徐々に増加するため、平滑コンデンサ６が徐々に放電され、出力コンデンサ１４への突入電流を生じることなく、共振コンバータ回路２００のスイッチング動作を開始することができる。   In the period from t10 to t11, the control unit 20 gradually increases the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8 of the resonant converter circuit 200 to an on-duty ratio of approximately 50% obtained by subtracting the dead time. The switching frequency fsw operates at the above-described fixed switching frequency. The on-duty ratio of approximately 50% is simply indicated as 0.5 in FIG. As a result, even when the power conversion apparatus 1000 is restarted immediately after being stopped, even if the operation starts with the DC voltage Vdc having an initial value as indicated by a thick broken line, the on-duty of the semiconductor switching elements 7 and 8 is increased. Since the ratio gradually increases, the smoothing capacitor 6 is gradually discharged, and the switching operation of the resonant converter circuit 200 can be started without causing an inrush current to the output capacitor 14.

ｔ１１〜ｔ１２の期間では、制御部２０は、出力電圧Ｖｏ目標値を０Ｖから所定の制御目標値まで漸増させ、昇降圧コンバータ回路１００のスイッチング素子１、４を制御することにより、出力電圧Ｖｏの追従制御を行う。これにより、出力コンデンサ１４及び負荷５２への急激な電圧出力が防止され、突入電流を抑制できる。また、出力電圧Ｖｏ目標値の変化が緩やかなため、オーバーシュートなどの制御変動を抑制できる。   In the period from t11 to t12, the control unit 20 gradually increases the output voltage Vo target value from 0V to a predetermined control target value, and controls the switching elements 1 and 4 of the step-up / down converter circuit 100, thereby controlling the output voltage Vo. Follow-up control is performed. Thereby, a rapid voltage output to the output capacitor 14 and the load 52 is prevented, and an inrush current can be suppressed. Further, since the change in the output voltage Vo target value is gradual, control fluctuations such as overshoot can be suppressed.

以上説明した実施の形態１の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、昇降圧コンバータ回路１００と共振コンバータ回路２００を直列接続した構成において、共振コンバータ回路２００のスタートアップ処理を開始した後に昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御を開始することにより、共振コンバータ回路２００のスイッチング開始時に直流電圧Ｖｄｃを低電圧に保つことができ、共振コンバータ回路２００のスタートアップ期間に生じる突入電流や、その突入電流をスイッチングすることによって発生する電圧サージを抑えることができる。また、突入電流や電圧サージを新たな部品を追加することなく抑えることができ、素子や回路の損傷を防止することができる。   According to the soft start method of power conversion apparatus 1000 of the first embodiment described above, in the configuration in which buck-boost converter circuit 100 and resonant converter circuit 200 are connected in series, the buck-boost is increased after start-up processing of resonant converter circuit 200 is started. By starting the follow-up control of the output voltage Vo by the converter circuit 100, the DC voltage Vdc can be kept at a low voltage at the start of switching of the resonant converter circuit 200, and an inrush current generated during the startup period of the resonant converter circuit 200, A voltage surge generated by switching the inrush current can be suppressed. Further, inrush current and voltage surge can be suppressed without adding new parts, and damage to elements and circuits can be prevented.

また、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎを十分大きくし、固定オンデューティ比及び固定スイッチング周波数で制御し、昇降圧コンバータ回路１００のＰＷＭ制御により出力電圧Ｖｏ目標値への追従制御を実行するという構成であったとしても、出力コンデンサ１４に突入電流を生じることなくスイッチング動作の開始が可能である。   In addition, the inductance ratio Ln of the resonant converter circuit 200 is sufficiently increased, controlled with a fixed on-duty ratio and a fixed switching frequency, and the follow-up control to the output voltage Vo target value is executed by the PWM control of the buck-boost converter circuit 100. Even in this case, the switching operation can be started without causing an inrush current in the output capacitor 14.

また、共振コンバータ回路２００のオンデューティ比を漸増させることにより、共振コンバータ回路２００の出力電圧が徐々に増加し、出力コンデンサ１４への突入電流を生じることなく、共振コンバータ回路２００のスイッチング動作を開始することができる。オンデューティ比が十分に高くなるまでは共振電流がスイッチングされ、ＺＣＳ不成立のためトランス１１の２次側に電圧サージを生じるが、徐々にオンデューティ比を増加させながら直流電圧Ｖｄｃの電圧を低下させることで、電圧サージは抑えられる。また、オンデューティ比をほぼ５０％まで増加させることにより、昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏ制御の制御へ円滑につなげることができる。   Further, by gradually increasing the on-duty ratio of the resonant converter circuit 200, the output voltage of the resonant converter circuit 200 gradually increases, and the switching operation of the resonant converter circuit 200 is started without causing an inrush current to the output capacitor 14. can do. The resonance current is switched until the on-duty ratio becomes sufficiently high, and a voltage surge is generated on the secondary side of the transformer 11 because ZCS is not established, but the DC voltage Vdc is gradually lowered while the on-duty ratio is gradually increased. Thus, voltage surge can be suppressed. Further, by increasing the on-duty ratio to approximately 50%, it is possible to smoothly connect to the control of the output voltage Vo control by the buck-boost converter circuit 100.

また、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗを固定したままソフトスタート実行することにより、ソフトスタートを簡易に実現可能である。   Also, by executing soft start with the switching frequency fsw of the resonant converter circuit 200 fixed, soft start can be easily realized.

また、共振コンバータ回路２００によるスタートアップ処理が完了した後に昇降圧コンバータ回路１００の制御を開始することにより、直流電圧Ｖｄｃが完全に安定した状態でフィードバック制御を開始することができ、常に同じ制御性能にて動作開始可能となる。   Further, by starting the control of the buck-boost converter circuit 100 after the start-up process by the resonant converter circuit 200 is completed, the feedback control can be started in a state where the DC voltage Vdc is completely stable, and the control performance is always the same. The operation can be started.

また、出力電圧Ｖｏ目標値を定常状態での制御目標値まで漸増させることにより、出力コンデンサ１４及び負荷５２への急激な電圧出力が防止され、突入電流を抑制できる。また、出力電圧Ｖｏ目標値の変化が緩やかなため、オーバーシュートなどの制御変動を抑制できる。   Further, by gradually increasing the output voltage Vo target value to the control target value in the steady state, rapid voltage output to the output capacitor 14 and the load 52 is prevented, and the inrush current can be suppressed. Further, since the change in the output voltage Vo target value is gradual, control fluctuations such as overshoot can be suppressed.

また、共振コンバータ回路２００の入力電圧となる直流電圧Ｖｄｃを制御可能なＤＣＤＣコンバータである昇降圧コンバータ回路１００を前段に備えているため、共振コンバータ回路２００の起動時の突入電流および電圧サージを抑えることができる。   In addition, since the step-up / down converter circuit 100 which is a DCDC converter capable of controlling the DC voltage Vdc as the input voltage of the resonant converter circuit 200 is provided in the previous stage, the inrush current and voltage surge at the time of starting up the resonant converter circuit 200 are suppressed. be able to.

なお、上記実施の形態１では共振コンバータ回路２００の前段に昇降圧コンバータ回路１００を備える構成について記載したが、これに限らず、他のコンバータ回路を備えるものであっても良い。例えば昇降圧コンバータ回路１００ではなく降圧コンバータ回路を備えていた場合には、図１に示した半導体スイッチング素子４を除去、ダイオード５を短絡した回路となるが、上記のソフトスタート方法とすることにより、共振コンバータ回路２００のスイッチングを開始する時点での直流電圧Ｖｄｃを低く保つことができ、突入電流および電圧サージを抑制することができる。   In the first embodiment, the configuration including the step-up / step-down converter circuit 100 in the previous stage of the resonant converter circuit 200 is described. However, the present invention is not limited to this, and another converter circuit may be provided. For example, when the step-down converter circuit 100 is provided instead of the step-up / down converter circuit 100, the semiconductor switching element 4 shown in FIG. 1 is removed and the diode 5 is short-circuited. The DC voltage Vdc at the time of starting switching of the resonant converter circuit 200 can be kept low, and an inrush current and a voltage surge can be suppressed.

また、例えば昇降圧コンバータ回路１００ではなく昇圧コンバータ回路を備えていた場合、図１に示した半導体スイッチング素子１を短絡、ダイオード２を除去した回路となる。この場合、昇圧コンバータ回路が停止状態であっても平滑コンデンサ６が充電され、直流電圧Ｖｄｃは入力電圧Ｖｉｎと等しくなる。このような構成であっても上記のソフトスタート方法をとることにより、共振コンバータ回路２００のスイッチングを開始する時点で昇圧コンバータ回路は動作させず、直流電圧Ｖｄｃを極力低く保つことができ、突入電流および電圧サージを抑制することができる。   For example, when a boost converter circuit is provided instead of the buck-boost converter circuit 100, the semiconductor switching element 1 shown in FIG. 1 is short-circuited and the diode 2 is removed. In this case, the smoothing capacitor 6 is charged even when the boost converter circuit is stopped, and the DC voltage Vdc becomes equal to the input voltage Vin. Even with such a configuration, by using the soft start method described above, the boost converter circuit is not operated when switching of the resonant converter circuit 200 is started, and the DC voltage Vdc can be kept as low as possible. And voltage surge can be suppressed.

また、上記実施の形態１では入力に直流電源５１を備えているが、これに限るものではなく、交流電源を備え、共振コンバータ回路２００の前段にAC-DCコンバータ（交流−直流変換器とも称す）を備える構成であっても良い。例えば、AC-DCコンバータとして上述の昇圧コンバータと同様の回路を備えAC-DC変換制御を行った場合であっても、上記ソフトスタートは同様の効果を奏する。   In the first embodiment, the DC power supply 51 is provided at the input. However, the present invention is not limited to this, and an AC power supply is provided, and an AC-DC converter (also referred to as an AC-DC converter) is provided in front of the resonant converter circuit 200. ). For example, even when the AC-DC converter includes a circuit similar to the above-described boost converter and performs AC-DC conversion control, the soft start has the same effect.

実施の形態２．
以下、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置の装置構成について説明する。図８は、本発明に係る実施の形態２の電力変換装置１０００の概略構成を示す図である。 Embodiment 2. FIG.
The device configuration of the power conversion device according to the second embodiment of the present invention will be described below. FIG. 8 is a diagram showing a schematic configuration of the power conversion apparatus 1000 according to the second embodiment of the present invention.

＜装置構成＞
図８について、トランス１１の２次側整流回路は同期整流回路の構成とするため半導体スイッチング素子１５、１６を備え、負荷としてバッテリ等の電圧源負荷５３を備える。なお、図１に示した電力変換装置１０００と同一の構成については同一の符号を付し、重複する説明は省略する。 <Device configuration>
8, the secondary side rectifier circuit of the transformer 11 includes semiconductor switching elements 15 and 16 for the configuration of a synchronous rectifier circuit, and includes a voltage source load 53 such as a battery as a load. In addition, the same code | symbol is attached | subjected about the structure same as the power converter device 1000 shown in FIG. 1, and the overlapping description is abbreviate | omitted.

制御部２０は、制御線３５、３６により半導体スイッチング素子１５、１６をそれぞれオンオフ制御して同期整流することにより、ダイオード整流回路と比較して低導通損失とす
ることがきる。 The control unit 20 can reduce the conduction loss compared to the diode rectifier circuit by performing on-off control of the semiconductor switching elements 15 and 16 by the control lines 35 and 36 to perform synchronous rectification.

＜動作原理＞
昇降圧コンバータ回路１００及び共振コンバータ回路２００の定常状態での動作については上記実施の形態１と同様であるためここでは説明を省略し、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子１５、１６の同期整流動作について、図９を用いて説明する。図９は、実施の形態２における共振コンバータ回路２００の動作時における各電圧電流波形を示す説明図である。 <Operating principle>
Since the operations in the steady state of the step-up / down converter circuit 100 and the resonant converter circuit 200 are the same as those in the first embodiment, the description thereof is omitted here, and the synchronous rectifying operation of the semiconductor switching elements 15 and 16 of the resonant converter circuit 200 is omitted. Will be described with reference to FIG. FIG. 9 is an explanatory diagram showing voltage and current waveforms during operation of the resonant converter circuit 200 according to the second embodiment.

図９では、半導体スイッチング素子７、８のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ７、Ｖｇｓ８、半導体スイッチング素子７、８のドレイン・ソース間に印加される電圧Ｖｄｓ７、Ｖｄｓ８、トランス１１の１次側に印加される電圧Ｖｔｒ１、共振コンデンサ９や共振リアクトル１０に流れる共振電流ＩＬｒ、トランス１１の励磁インダクタンスＬｍに流れる励磁電流ＩＬｍ、半導体スイッチング素子１５、１６のゲート・ソース間に印加されるゲート電圧Ｖｇｓ１５、Ｖｇｓ１６、および半導体スイッチング素子１５、１６に流れる電流ＩＤ１５、ＩＤ１６の波形をそれぞれ示している。なお、１次側に流れる電流は、共振コンデンサ９からトランス１１に流れる方向を正としている。   In FIG. 9, the gate voltages Vgs7 and Vgs8 applied between the gate and source of the semiconductor switching elements 7 and 8, the voltages Vds7 and Vds8 applied between the drain and source of the semiconductor switching elements 7 and 8, and the primary of the transformer 11 Voltage Vtr1 applied to the side, resonance current ILr flowing through the resonance capacitor 9 and the resonance reactor 10, excitation current ILm flowing through the excitation inductance Lm of the transformer 11, and gate voltage applied between the gate and source of the semiconductor switching elements 15 and 16. Waveforms of currents ID15 and ID16 flowing through Vgs15 and Vgs16 and the semiconductor switching elements 15 and 16 are shown, respectively. The current flowing in the primary side is positive in the direction flowing from the resonant capacitor 9 to the transformer 11.

ここで、制御部２０は、半導体スイッチング素子７と半導体スイッチング素子１５とのオンオフ制御の同期をとっており、半導体スイッチング素子８と半導体スイッチング素子１６とのオンオフ制御の同期をとる。   Here, the control unit 20 synchronizes the on / off control between the semiconductor switching element 7 and the semiconductor switching element 15, and synchronizes the on / off control between the semiconductor switching element 8 and the semiconductor switching element 16.

昇降圧コンバータ回路１００及び共振コンバータ回路２００の制御方法については実施の形態１と同じであるため、ここでは説明を省略する。   Since the control method of the step-up / down converter circuit 100 and the resonant converter circuit 200 is the same as that of the first embodiment, the description thereof is omitted here.

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態２における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１０を用いて説明する。図１０は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。 <Soft start method>
Below, the soft start method by the power converter device 1000 in this Embodiment 2 is demonstrated using FIG. FIG. 10 shows an output voltage Vo target value and output voltage Vo used for controlling the buck-boost converter circuit 100, on-duty ratios of the semiconductor switching elements 7 and 8 used for controlling the resonant converter circuit 200, and a semiconductor switching element that is a synchronous rectifying element. The on-duty ratio of 15 and 16 and the time transition waveform of DC voltage Vdc are shown. In addition, the thick broken line in a figure has shown about the case where DC voltage Vdc has an initial value.

図１０のｔ２０〜ｔ２２の期間が本実施の形態２でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ２０〜ｔ２１において共振コンバータ回路２００のスタートアップ、ｔ２１〜ｔ２２において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。   The period from t20 to t22 in FIG. 10 is the soft start period in the second embodiment, and the control unit 20 starts up the resonant converter circuit 200 from t20 to t21, and the output voltage from the buck-boost converter circuit 100 from t21 to t22. Perform soft start by Vo tracking control.

ｔ２０〜ｔ２１の期間では、制御部２０は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をデッドタイム分を差し引いたほぼ５０％のオンデューティ比まで漸増させ、これと同期して、半導体スイッチング素子１５、１６もそれぞれほぼ５０％のオンデューティ比にて漸増させる。またスイッチング周波数ｆｓｗは、固定スイッチング周波数にて動作する。なお、ほぼ５０％のオンデューティ比は、図１０では簡易的に０．５と記載している。
図１０に細破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、負荷として電圧源負荷５３が接続されているため、直流電圧Ｖｄｃが低い条件では、半導体スイッチング素子１５、１６の同期整流動作により、負荷側から共振コンバータ回路２００のトランス１１を介して平滑コンデンサ６へ電力が逆流する動作となり、オンデューティ比増加により直流電圧Ｖｄｃが増加する。このとき、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎは十分大きくゲイン変動が少なく上記式（２）が成り立つため、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏは上記式（２）で示したＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの関係にて安定する。つまり、Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏのとき、同期整流により電力逆流して平滑コンデンサ６は充電される。
また、図１０に太破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動したときなどの電圧初期値を持つ場合を示しているが、Ｖｄｃ＞２Ｎ×Ｖｏのときは半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比の増加により電力出力され、Ｖｄｃ＝２Ｎ×ＶｏとなるまでＶｄｃは減少する。 During the period from t20 to t21, the control unit 20 gradually increases the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8 of the resonant converter circuit 200 to an on-duty ratio of approximately 50% obtained by subtracting the dead time, and in synchronization therewith. The semiconductor switching elements 15 and 16 are also gradually increased at an on-duty ratio of approximately 50%. The switching frequency fsw operates at a fixed switching frequency. Note that the on-duty ratio of approximately 50% is simply indicated as 0.5 in FIG.
Since the voltage source load 53 is connected as a load with respect to the DC voltage Vdc indicated by a thin broken line in FIG. 10, the resonance from the load side is caused by the synchronous rectification operation of the semiconductor switching elements 15 and 16 under the condition where the DC voltage Vdc is low. The power flows back to the smoothing capacitor 6 via the transformer 11 of the converter circuit 200, and the DC voltage Vdc increases due to an increase in the on-duty ratio. At this time, since the inductance ratio Ln of the resonant converter circuit 200 is sufficiently large and the gain fluctuation is small and the above equation (2) is established, the relationship between the DC voltage Vdc and the output voltage Vo is Vdc = 2N × Vo expressed by the above equation (2). Stable at. That is, when Vdc <2N × Vo, the smoothing capacitor 6 is charged by backflowing electric power by synchronous rectification.
Further, FIG. 10 shows a case where the DC voltage Vdc indicated by a thick broken line has a voltage initial value such as when the power conversion apparatus 1000 is restarted immediately after being stopped, but when Vdc> 2N × Vo, Electric power is output by increasing the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8, and Vdc decreases until Vdc = 2N × Vo.

ｔ２１〜ｔ２２の期間では、制御部２０は、ｔ２１の時点での出力電圧Ｖｏを目標値の初期値として、所定の制御目標値まで漸増させる。
なお、電圧源負荷５３が理想的な電圧源であれば、出力電圧Ｖｏは電圧源の電圧から変化しないが、ここでは電圧源負荷５３はバッテリのように内部抵抗を持ち、電流の導通により電圧源負荷５３の両端電圧が増加するものとする。 In the period from t21 to t22, the control unit 20 gradually increases the output voltage Vo at the time t21 to a predetermined control target value as an initial value of the target value.
If the voltage source load 53 is an ideal voltage source, the output voltage Vo does not change from the voltage of the voltage source. However, here, the voltage source load 53 has an internal resistance like a battery, and the voltage due to current conduction. It is assumed that the voltage across the source load 53 increases.

以上説明した実施の形態２の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、共振コンバータ回路２００のトランス１１の２次側の整流回路として半導体スイッチング素子１５、１６を備え、上記ｔ２０〜ｔ２１の共振コンバータ回路２００のスタートアップ時に同期整流動作を行うことにより、電圧源負荷５３が接続された場合であっても、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏが上記式（２）の関係となるよう、電圧源負荷５３から平滑コンデンサ６へ逆流して電力供給が行われる。このとき、突入電流を抑えてソフトスタートされる半導体スイッチング素子７、８のスイッチング動作と同期して半導体スイッチング素子1５、１６も動作するため、逆流時の突入電流も抑制される。また、上記式（２）の関係が保証された状態で昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏ制御を開始することにより、直流電圧Ｖｄｃの増加によって即時に電力出力可能となる（Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏの状態では共振コンバータ回路２００は電力出力できない）ため、制御開始時の不感時間が短く、制御オーバーシュートも抑制できる。   According to the soft start method of the power conversion apparatus 1000 of the second embodiment described above, the semiconductor switching elements 15 and 16 are provided as the rectifier circuits on the secondary side of the transformer 11 of the resonant converter circuit 200, and the resonance between t20 and t21 is performed. By performing the synchronous rectification operation at the start-up of the converter circuit 200, even when the voltage source load 53 is connected, the voltage source load is set so that the DC voltage Vdc and the output voltage Vo have the relationship of the above equation (2). The power is supplied by flowing backward from 53 to the smoothing capacitor 6. At this time, since the semiconductor switching elements 15 and 16 also operate in synchronization with the switching operation of the semiconductor switching elements 7 and 8 that are soft-started while suppressing the inrush current, the inrush current during backflow is also suppressed. Further, by starting the output voltage Vo control by the step-up / down converter circuit 100 in a state where the relationship of the above formula (2) is guaranteed, it is possible to immediately output power by increasing the DC voltage Vdc (Vdc <2N × Vo). In this state, the resonant converter circuit 200 cannot output power), so the dead time at the start of control is short and control overshoot can be suppressed.

また、昇降圧コンバータ回路１００の制御を開始する際に、開始時点の出力電圧Ｖｏの値を出力電圧Ｖｏ目標値の初期値とすることにより、円滑に出力電圧Ｖｏ制御を開始することが可能となる。例えば、出力電圧Ｖｏ目標値を０Ｖから漸増させた場合、０Ｖから電圧源負荷５３の電圧まで漸増する期間は出力電圧Ｖｏを制御できずソフトスタート時間が長くなってしまい、さらに制御できなかった期間にＰＩ制御の積分項が積算され制御可能な条件になった途端に制御のオーバーシュートを生じる可能性がある。   Further, when starting the control of the buck-boost converter circuit 100, the output voltage Vo can be smoothly started by setting the value of the output voltage Vo at the start time as the initial value of the output voltage Vo target value. Become. For example, when the target value of the output voltage Vo is gradually increased from 0 V, the period during which the output voltage Vo is gradually increased from 0 V to the voltage of the voltage source load 53 cannot be controlled, and the soft start time becomes longer. As soon as the integral term of PI control is integrated and controllable conditions are reached, there is a possibility that control overshoot will occur.

なお、上記実施の形態２では共振コンバータ回路２００のスタートアップが完了してから昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏ制御を開始していたが、これに限らず、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏの関係から出力電圧Ｖｏ制御の開始を判断するものであっても良い。例えば、上記ｔ２０〜ｔ２１の共振コンバータ回路２００のスタートアップ中にＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの関係に一致したときに出力電圧Ｖｏ制御を開始すれば、制御開始時の不感時間が短く、スムーズに出力制御が開始できる。   In the second embodiment, the output voltage Vo control by the buck-boost converter circuit 100 is started after the start-up of the resonant converter circuit 200 is completed. However, the present invention is not limited to this, and the relationship between the DC voltage Vdc and the output voltage Vo. From this, the start of the output voltage Vo control may be determined. For example, if the output voltage Vo control is started when the relationship of Vdc = 2N × Vo is satisfied during the startup of the resonant converter circuit 200 from t20 to t21, the dead time at the start of the control is short, and the output control is smoothly performed. You can start.

また、上記実施の形態２では共振コンバータ回路２００のオンデューティ比をほぼ５０％まで漸増させていたが、これに限らず、直流電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｏの関係から共振コンバータ回路２００のスタートアップの完了を判定するものであっても良い。例えば、上記ｔ２０〜ｔ２１の共振コンバータ回路２００のスタートアップ中にＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの関係に一致したとき、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は行われないため、共振コンバータ回路２００のスタートアップを完了して、オンデューティ比をほぼ５０％に急激に変化させることで、突入電流を生じることなく、ソフトスタートの時間を短縮することができる。   In the second embodiment, the on-duty ratio of the resonant converter circuit 200 is gradually increased to almost 50%. However, the present invention is not limited to this, and the startup of the resonant converter circuit 200 is completed based on the relationship between the DC voltage Vdc and the output voltage Vo. May be used. For example, when the relationship of Vdc = 2N × Vo coincides during the startup of the resonant converter circuit 200 from t20 to t21, power transfer between the smoothing capacitor 6 and the output capacitor 14 is not performed. When completed, the on-duty ratio is rapidly changed to approximately 50%, so that the soft start time can be shortened without causing an inrush current.

また、上記実施の形態２のようにバッテリ等の電圧源負荷５３を備えていた場合、共振コンバータ回路２００のスタートアップの前に昇降圧コンバータ回路１００を動作させて予め直流電圧Ｖｄｃを増加させておくことで、共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいて出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６へ電力逆流するときの電流を抑えることができるため、この時発生するスイッチング電圧サージを低減可能であり、これによりスタートアップ時のオンデューティ比の増加量を高めてソフトスタート時間を短縮することができる。また、共振コンバータ回路２００のスタートアップの前に直流電圧Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏまで増加させておくことで、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は行われない条件となるため、共振コンバータ回路２００のスタートアップ時間を短縮することができる。   Further, when the voltage source load 53 such as a battery is provided as in the second embodiment, the DC voltage Vdc is increased in advance by operating the buck-boost converter circuit 100 before the startup of the resonant converter circuit 200. As a result, the current when the power flows back from the output capacitor 14 to the smoothing capacitor 6 at the startup of the resonant converter circuit 200 can be suppressed, so that the switching voltage surge generated at this time can be reduced. The soft start time can be shortened by increasing the amount of increase in the duty ratio. Further, since the DC voltage Vdc is increased to 2N × Vo before the start-up of the resonant converter circuit 200, the smoothing capacitor 6 and the output capacitor 14 do not receive power. Startup time can be shortened.

実施の形態３．
以下、本発明に係る実施の形態３の電力変換装置について説明する。装置構成は上記実施の形態２と同様であり、図８にて示したとおりである。また制御方法についても上記実施の形態２と同様であり、説明は省略する。 Embodiment 3 FIG.
Hereinafter, the power conversion device according to the third embodiment of the present invention will be described. The apparatus configuration is the same as that of the second embodiment, as shown in FIG. The control method is the same as that in the second embodiment, and the description thereof is omitted.

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１１を用いて説明する。図１１は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。 <Soft start method>
Below, the soft start method by the power converter device 1000 in this Embodiment is demonstrated using FIG. FIG. 11 shows an output voltage Vo target value used for control of the buck-boost converter circuit 100, an output voltage Vo, on-duty ratios of the semiconductor switching elements 7 and 8 used for control of the resonant converter circuit 200, and a semiconductor switching element that is a synchronous rectifier element. The on-duty ratio of 15 and 16 and the time transition waveform of DC voltage Vdc are shown.

図１１のｔ３０〜ｔ３５の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ３０〜ｔ３１において共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のスタートアップ、ｔ３１〜ｔ３５において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。また、ｔ３２〜ｔ３４において同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のソフトスタートを実施する。   A period from t30 to t35 in FIG. 11 is a soft start period in the present embodiment, and the control unit 20 starts up the semiconductor switching elements 7 and 8 of the resonant converter circuit 200 from t30 to t31, and performs step-up / step-down from t31 to t35. Soft start is performed by tracking control of the output voltage Vo by the converter circuit 100. Moreover, the soft start of the semiconductor switching elements 15 and 16 which are synchronous rectification elements is implemented from t32 to t34.

ｔ３０〜ｔ３１の期間では、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比を漸増させる。直流電圧Ｖｄｃは０Ｖであり、半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比０で同期整流実施していないため、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は無く、直流電圧Ｖｄｃは変化しない。   During the period from t30 to t31, the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8 is gradually increased. The DC voltage Vdc is 0 V, and since the synchronous rectification is not performed with the on-duty ratio 0 of the semiconductor switching elements 15 and 16, there is no power transfer between the smoothing capacitor 6 and the output capacitor 14, and the DC voltage Vdc does not change.

ｔ３１〜ｔ３２の期間について、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比が、昇降圧コンバータ回路１００の制御開始する閾値であるＤｕｔｙ＿ｔｈを超過し、出力電圧Ｖｏ制御が開始する。昇降圧コンバータ回路１００のＰＷＭ制御により直流電圧Ｖｄｃが増加するが、Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏである間は電力出力できず、出力電圧Ｖｏのフィードバック制御により直流電圧Ｖｄｃが急増する動作となる。Ｄｕｔｙ＿ｔｈは、例えば、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をここまで漸増させれば、共振コンバータ回路２００において突入電流を生じない程度の直流電圧Ｖｄｃまで十分低下できるオンデューティ比を設定する。   During the period from t31 to t32, the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8 exceeds Duty_th, which is a threshold value for starting the control of the buck-boost converter circuit 100, and the output voltage Vo control starts. Although the DC voltage Vdc increases by PWM control of the step-up / down converter circuit 100, power cannot be output while Vdc <2N × Vo, and the DC voltage Vdc rapidly increases by feedback control of the output voltage Vo. For example, Duty_th sets an on-duty ratio that can be sufficiently reduced to a DC voltage Vdc that does not cause an inrush current in the resonant converter circuit 200 by gradually increasing the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8 to this point.

ｔ３２〜ｔ３４の期間について、Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏとなったｔ３２の時点から同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比を漸増させる。なお、Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの条件に一致していれば、ｔ３２の時点で半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比を半導体スイッチング素子７、８と同期させてほぼ５０％まで急変させても、理想的には出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６へ向けての電力逆流による突入電流を生じることなく同期整流開始可能である。しかし、平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧測定回路２３からの電圧検出値が誤差を含んでいた場合など、突入電流を生じる状態であるにもかかわらずオンデューティ比を急増させてしまう恐れが
ある場合には、ここで示したように同期整流素子のオンデューティ比を漸増させることで、突入電流を抑制することができる。 During the period from t32 to t34, the on-duty ratios of the semiconductor switching elements 15 and 16 that are synchronous rectifying elements are gradually increased from the time t32 when Vdc = 2N × Vo. If the condition of Vdc = 2N × Vo is satisfied, even if the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 15 and 16 is synchronized with the semiconductor switching elements 7 and 8 at t32, Ideally, synchronous rectification can be started without causing an inrush current due to a reverse power flow from the output capacitor 14 to the smoothing capacitor 6. However, there is a possibility that the on-duty ratio is suddenly increased in spite of a state where an inrush current is generated, such as when the voltage detection values from the smoothing capacitor voltage measurement circuit 22 and the output voltage measurement circuit 23 include an error. In this case, inrush current can be suppressed by gradually increasing the on-duty ratio of the synchronous rectifying element as shown here.

以上説明した実施の形態３の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、共振コンバータ回路２００のスタートアップ期間における半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比により昇降圧コンバータ回路１００の制御開始を判断することにより、共振コンバータ回路２００のスタートアップの完了を待たず出力制御開始するためソフトスタート時間の短縮が可能となる。また、半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比ではなく、スイッチング周波数があらかじめ定められた値に達したときに、出力電圧目標値への追従制御を開始するようにしても同様の作用効果を得ることができる。   According to the soft start method of power conversion apparatus 1000 of the third embodiment described above, the start of control of buck-boost converter circuit 100 is determined based on the on-duty ratio of semiconductor switching elements 7 and 8 during the startup period of resonant converter circuit 200. Thus, since the output control is started without waiting for the completion of the startup of the resonant converter circuit 200, the soft start time can be shortened. In addition, when the switching frequency reaches a predetermined value instead of the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8, the same operation and effect can be obtained even if the follow-up control to the output voltage target value is started. be able to.

また、半導体スイッチング素子７、８とは異なるあらかじめ決められたタイミングで半導体スイッチング素子１５、１６のスイッチングを開始することで、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６の方向への電力逆流を防止することができる。特に第１の直流電圧であるＶｄｃと第２の直流電圧であるＶｏの値、即ち、Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏに一致する時点で同期整流回路による同期整流を開始することにより、電力逆流を生じることなく、ソフトスタートの早期に同期整流を開始して高効率に動作可能とすることができる。   Further, by starting the switching of the semiconductor switching elements 15 and 16 at a predetermined timing different from that of the semiconductor switching elements 7 and 8, it is possible to prevent power backflow from the output capacitor 14 toward the smoothing capacitor 6. . In particular, a power reverse flow is generated by starting the synchronous rectification by the synchronous rectification circuit at the time when the value of the first DC voltage Vdc and the value of the second DC voltage Vo coincide, that is, Vdc = 2N × Vo. In addition, synchronous rectification can be started at an early stage of the soft start to enable high-efficiency operation.

また、同期整流の開始時点において半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比を漸増させることにより、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６への電力逆流による突入電流を抑制することができ、素子や回路の損傷を防ぐことができる。   In addition, by gradually increasing the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 15 and 16 at the start of synchronous rectification, inrush current due to power backflow from the output capacitor 14 to the smoothing capacitor 6 can be suppressed, and the elements and circuits are damaged. Can be prevented.

なお、上記実施の形態３では共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいてオンデューティ比を０から増加させる場合について示したが、オンデューティ比を０〜０．５の任意の値としてスタートアップを開始するものであっても良い。例えば本実施の形態で示したように電圧源負荷５３が接続されている場合、Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏの時には半導体スイッチング素子７、８をスイッチングさせても出力コンデンサ１４へ電力伝送されない。そのため、オンデューティ比を０より高い値としてスタートアップ開始することにより、スタートアップ時間を短縮することができる。実施の形態１、２においても同様の作用効果を得ることができる。   In the third embodiment, the case where the on-duty ratio is increased from 0 at the start-up of the resonant converter circuit 200 has been described. However, the start-up is started with the on-duty ratio set to an arbitrary value from 0 to 0.5. May be. For example, when the voltage source load 53 is connected as shown in the present embodiment, power is not transmitted to the output capacitor 14 even when the semiconductor switching elements 7 and 8 are switched when Vdc <2N × Vo. Therefore, the start-up time can be shortened by starting the start-up with the on-duty ratio being higher than 0. Similar effects can be obtained in the first and second embodiments.

また、上記実施の形態３では昇降圧コンバータ回路１００の制御開始を半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比で判断していたが、例えば半導体スイッチング素子７、８のスイッチング周波数を調整することでソフトスタートする場合に、該スイッチング周波数が所定値となったことで昇降圧コンバータ回路１００の制御開始を判断するものであっても、同様にソフトスタート時間の短縮が可能である。なおスイッチング周波数の調整によりソフトスタートする方法は、実施の形態４にて後述する。   In the third embodiment, the control start of the step-up / step-down converter circuit 100 is determined by the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8. For example, by adjusting the switching frequency of the semiconductor switching elements 7 and 8, soft switching can be performed. Even when the start of control of the buck-boost converter circuit 100 is determined when the switching frequency reaches a predetermined value when starting, the soft start time can be similarly reduced. A method for soft-starting by adjusting the switching frequency will be described later in a fourth embodiment.

また、上記実施の形態３ではＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏに一致する時点で同期整流を開始することにより、電力逆流を生じることなく同期整流を開始する方法について示したが、これに限らず、例えばトランス１１の２次側電流や電圧源負荷５３への出力電流を測定し、この電流が流れたことを検出した時点で同期整流を開始することにより、電力逆流を生じることなく、ソフトスタートの早期に同期整流を開始して高効率に動作可能となる。また、スタートアップ処理が完了してから所定時間の経過により同期整流開始を判断することによっても、出力電圧Ｖｏ制御の実行によって確実に電力出力が行われていると考えられる時点で同期整流を開始することができ、同様の効果を得ることができる。   In the third embodiment, the method of starting the synchronous rectification without starting the reverse power flow by starting the synchronous rectification at the time when Vdc = 2N × Vo is shown. 11 secondary side current and output current to the voltage source load 53 are measured, and synchronous rectification is started when it is detected that this current has flowed, so that power backflow does not occur and soft start is made early. Synchronous rectification is started and operation with high efficiency becomes possible. Also, by determining the start of synchronous rectification after a lapse of a predetermined time after the start-up process is completed, synchronous rectification is started when it is considered that power output is surely performed by executing the output voltage Vo control. And similar effects can be obtained.

実施の形態４．
以下、本発明に係る実施の形態４の電力変換装置について説明する。装置構成は上記実施の形態２と同様であり、図８にて示したとおりである。 Embodiment 4 FIG.
The power conversion apparatus according to the fourth embodiment of the present invention will be described below. The apparatus configuration is the same as that of the second embodiment, as shown in FIG.

＜制御方法＞
本実施の形態４では、共振リアクトル１０のインダクタンスＬｒとトランス１１の励磁インダクタンスＬｍの比であるＬｎ比（＝Ｌｍ／Ｌｒ）を低く設定する。図４に示したように、Ｌｎ比が小さくなるにつれて共振コンバータ回路２００のゲイン特性がスイッチング周波数に対して変動する特性となる。 <Control method>
In the fourth embodiment, the Ln ratio (= Lm / Lr), which is the ratio between the inductance Lr of the resonant reactor 10 and the excitation inductance Lm of the transformer 11, is set low. As shown in FIG. 4, the gain characteristic of the resonant converter circuit 200 varies with respect to the switching frequency as the Ln ratio decreases.

上記実施の形態１〜３で示した共振コンバータ回路２００は、Ｌｎ比を大きくしたため、半導体スイッチング素子７、８のスイッチング周波数を増減してもゲインの変化幅は小さくなっているため、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗは固定周波数とし、昇降圧コンバータ回路１００が直流電圧Ｖｄｃを調整することにより出力電圧Ｖｏの制御を行った。これに対し本実施の形態４では、Ｌｎ比を小さくするため、スイッチング周波数ｆｓｗを増減させることにより共振コンバータ回路２００のゲインを調整して出力電圧Ｖｏを制御し、昇降圧コンバータ回路１００は直流電圧Ｖｄｃを直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に維持する。   In the resonant converter circuit 200 shown in the first to third embodiments, since the Ln ratio is increased, the gain change width is reduced even if the switching frequency of the semiconductor switching elements 7 and 8 is increased or decreased. The switching frequency fsw of 200 is a fixed frequency, and the step-up / down converter circuit 100 controls the output voltage Vo by adjusting the DC voltage Vdc. On the other hand, in the fourth embodiment, in order to reduce the Ln ratio, the gain of the resonant converter circuit 200 is adjusted by increasing or decreasing the switching frequency fsw to control the output voltage Vo. Vdc is maintained at the DC voltage target value Vdc *.

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態４における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１２を用いて説明する。図１２は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗ、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。 <Soft start method>
Below, the soft start method by the power converter device 1000 in this Embodiment 4 is demonstrated using FIG. FIG. 12 shows an output voltage Vo target value used for controlling the buck-boost converter circuit 100, an output voltage Vo, on-duty ratios of the semiconductor switching elements 7 and 8 used for controlling the resonant converter circuit 200, and a semiconductor switching element that is a synchronous rectifying element. The on-duty ratio of 15 and 16, the switching frequency fsw of the resonant converter circuit 200, and the time transition waveform of the DC voltage Vdc are shown. In addition, the thick broken line in a figure has shown about the case where DC voltage Vdc has an initial value.

図１２のｔ４０〜ｔ４３の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ４０〜ｔ４１において共振コンバータ回路２００のスタートアップ、ｔ４１〜ｔ４２において昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃ制御、ｔ４２〜ｔ４３において共振コンバータ回路２００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。   The period from t40 to t43 in FIG. 12 is the soft start period in the present embodiment, and the control unit 20 starts up the resonant converter circuit 200 from t40 to t41, and the DC voltage Vdc by the buck-boost converter circuit 100 from t41 to t42. In the control, t42 to t43, the soft start is performed by the follow-up control of the output voltage Vo by the resonant converter circuit 200.

ｔ４０〜ｔ４１の期間では、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８、１５、１６のオンデューティ比はほぼ５０％にて固定して動作し、スイッチング周波数ｆｓｗを所定の初期値ｆｓｗ０から漸減させる。ｆｓｗ０は直列共振周波数ｆｓｒよりも十分高い周波数であり、図４より、スイッチング周波数ｆｓｗをこのようなｆｓｗ０から漸減することによりゲインが増加することが分かる。
図１２に細破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、負荷として電圧源負荷５３が接続されているため、直流電圧Ｖｄｃが低い条件では、半導体スイッチング素子１５、１６の同期整流動作により、負荷側から共振コンバータ回路２００のトランス１１を介して平滑コンデンサ６へ電力が逆流する動作となり、スイッチング周波数ｆｓｗ漸減によるゲイン増加によって直流電圧Ｖｄｃが増加する。
また、図１２に太破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動したときなどの電圧初期値を持つ場合を示しているが、スイッチング周波数ｆｓｗ漸減によるゲイン増加によって電力出力され直流電圧Ｖｄｃ低下する。
ｔ４１において、直流電圧Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏとなった時点で出力電圧Ｖｏ制御を開始する。 During the period from t40 to t41, the semiconductor switching elements 7, 8, 15 and 16 of the resonant converter circuit 200 operate with the on-duty ratio fixed at about 50%, and the switching frequency fsw is gradually decreased from the predetermined initial value fsw0. . Since fsw0 is a frequency sufficiently higher than the series resonance frequency fsr, it can be seen from FIG. 4 that the gain increases by gradually decreasing the switching frequency fsw from such fsw0.
Since the voltage source load 53 is connected as a load with respect to the DC voltage Vdc indicated by a thin broken line in FIG. 12, when the DC voltage Vdc is low, resonance occurs from the load side due to the synchronous rectification operation of the semiconductor switching elements 15 and 16. The power flows back to the smoothing capacitor 6 via the transformer 11 of the converter circuit 200, and the DC voltage Vdc increases due to the gain increase due to the gradual decrease of the switching frequency fsw.
Also, FIG. 12 shows a case where the DC voltage Vdc indicated by a thick broken line has a voltage initial value, for example, when the power conversion apparatus 1000 is restarted immediately after being stopped, but due to a gain increase due to a gradual decrease in the switching frequency fsw. Power is output and the DC voltage Vdc decreases.
At t41, the control of the output voltage Vo is started when the DC voltage Vdc = 2N × Vo.

ｔ４１〜ｔ４３の期間では、制御部２０は、ｔ４１の時点での出力電圧Ｖｏを目標値の初期値として、所定の制御目標値まで漸増させる。出力電圧Ｖｏは共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗの調整により制御される。ｔ４１〜ｔ４２は昇降圧コンバータ回路１００が直流電圧Ｖｄｃを直流電圧目標値Ｖｄｃ＊へ追従させる制御を行っており、このとき直流電圧Ｖｄｃの増加によって出力電圧Ｖｏも増加するため、共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗを増加させてゲイン低下させるなどの調整によって出力電圧Ｖｏを目標値に追従させる。ｔ４２〜ｔ４３では、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に追従した状態で維持され、出力電圧Ｖｏ目標値の漸増に伴い共振コンバータ回路２００のスイッチング周波数ｆｓｗを減少させてゲインを増加させている。
なお、電圧源負荷５３が理想的な電圧源であれば、出力電圧Ｖｏは電圧源の電圧から変化しないが、ここでは電圧源負荷５３はバッテリのように内部抵抗を持ち、電流の導通により電圧源負荷５３の両端電圧が増加するものとする。 In the period from t41 to t43, the control unit 20 gradually increases the output voltage Vo at the time point t41 to a predetermined control target value as an initial value of the target value. The output voltage Vo is controlled by adjusting the switching frequency fsw of the resonant converter circuit 200. At t41 to t42, the buck-boost converter circuit 100 performs control to cause the DC voltage Vdc to follow the DC voltage target value Vdc *. At this time, the output voltage Vo also increases as the DC voltage Vdc increases. The output voltage Vo is made to follow the target value by adjusting the gain by decreasing the gain by increasing the switching frequency fsw. From t42 to t43, the DC voltage Vdc is maintained in a state of following the DC voltage target value Vdc *, and the gain is increased by decreasing the switching frequency fsw of the resonant converter circuit 200 as the output voltage Vo target value gradually increases. .
If the voltage source load 53 is an ideal voltage source, the output voltage Vo does not change from the voltage of the voltage source. However, here, the voltage source load 53 has an internal resistance like a battery, and the voltage due to current conduction. It is assumed that the voltage across the source load 53 increases.

以上説明した実施の形態４の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、直流電圧Ｖｄｃが一定となるよう昇降圧コンバータ回路１００を制御し、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８、１５、１６のオンデューティ比をほぼ５０％固定値としつつスイッチング周波数ｆｓｗを調整することにより出力電圧Ｖｏを制御する場合であっても、起動時の突入電流を抑制し、素子や回路の損傷を防止することができる。また、実施の形態１〜３においても同様の作用効果を得ることができる。   According to the soft start method of power conversion apparatus 1000 of the fourth embodiment described above, step-up / step-down converter circuit 100 is controlled so that DC voltage Vdc is constant, and semiconductor switching elements 7, 8, 15 of resonant converter circuit 200 are controlled. Even when the output voltage Vo is controlled by adjusting the switching frequency fsw while keeping the on-duty ratio of 16 at a fixed value of about 50%, the inrush current at the start-up is suppressed, and damage to the elements and circuits is prevented. can do. Moreover, the same effect can be obtained also in the first to third embodiments.

また、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎを小さい条件としており、図４に示したように、スイッチング周波数ｆｓｗの変動によりゲインも変動するという特性となるため、十分に高いスイッチング周波数からスイッチング周波数ｆｓｗを漸減させることによりゲインを漸増させ、共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいて突入電流を抑制することができる。また、このとき固定オンデューティ比とすることにより、共振コンバータ回路２００のスタートアップをスイッチング周波数ｆｓｗの調整だけであり、簡易な方法にて実現可能である。   In addition, the inductance ratio Ln of the resonant converter circuit 200 is set to a small condition. As shown in FIG. 4, the gain fluctuates due to the fluctuation of the switching frequency fsw. By gradually decreasing the gain, the gain can be gradually increased, and the inrush current can be suppressed at the startup of the resonant converter circuit 200. At this time, by setting the fixed on-duty ratio, the startup of the resonant converter circuit 200 can be realized only by adjusting the switching frequency fsw, and can be realized by a simple method.

なお、上記実施の形態４では共振コンバータ回路２００のスタートアップにおいて、十分高い周波数からスイッチング周波数ｆｓｗを漸減させてゲインを漸増させる方法について示したが、図４より、十分低い周波数からスイッチング周波数を増加させてもゲインを増加させることができるため、この特性を利用してスイッチング周波数を漸増させることで共振コンバータ回路のスタートアップを実行する方法であったとしても、徐々に電力を出力するソフトスタートを実現することができる。   In the fourth embodiment, the method of gradually increasing the gain by gradually decreasing the switching frequency fsw from a sufficiently high frequency at the start-up of the resonant converter circuit 200 has been described. However, from FIG. 4, the switching frequency is increased from a sufficiently low frequency. However, even if it is a method to start up the resonant converter circuit by gradually increasing the switching frequency using this characteristic, the soft start that gradually outputs power is realized. be able to.

また、上記実施の形態４では、共振コンバータ回路２００のインダクタンス比Ｌｎが小さい条件にて、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させてスタートアップする方法について示したが、例えば上記実施の形態１〜３にて示したように、インダクタンス比Ｌｎが大きい条件にて、昇降圧コンバータ回路１００にて出力電圧Ｖｏを制御する制御方法を用いる場合においても、スイッチング周波数ｆｓｗを変化させてスタートアップする方法をとることができる。上記実施の形態１〜３ではインダクタンス比Ｌｎを十分大きくし、スイッチング周波数ｆｓｗに対するゲイン特性がほぼ一定となると説明したが、ゲイン特性は理想的な一定値とはならないため、十分高いスイッチング周波数ｆｓｗから漸減することにより、ゲインを漸増させてスタートアップし、突入電流を防止することができる。ここで、出力電圧Ｖｏ制御においては、直列共振周波数ｆｓｒの半周期にデッドタイムを加えた時間を半周期とするスイッチング周波数ｆｓｗで共振コンバータ回路２００を動作させるため、このスイッチング周波数ｆｓｗを目標値、換言すれば、直流共振周波数の半周期にデッドタイムを加えた時間の２倍を周期とする周波数を目標としてスタートアップを実施することにより、円滑に出力電圧Ｖｏ制御を開始することができる。   In the fourth embodiment, the method for starting up by changing the switching frequency fsw under the condition that the inductance ratio Ln of the resonant converter circuit 200 is small has been described. For example, the method is shown in the first to third embodiments. As described above, even when a control method for controlling the output voltage Vo in the buck-boost converter circuit 100 is used under a condition where the inductance ratio Ln is large, it is possible to start up by changing the switching frequency fsw. In the first to third embodiments, it has been described that the inductance ratio Ln is sufficiently large and the gain characteristic with respect to the switching frequency fsw is substantially constant. However, since the gain characteristic is not an ideal constant value, the switching frequency fsw is sufficiently high. By gradually decreasing, it is possible to start up by gradually increasing the gain and prevent inrush current. Here, in the output voltage Vo control, since the resonant converter circuit 200 is operated at the switching frequency fsw in which the half period is a time obtained by adding the dead time to the half period of the series resonance frequency fsr, the switching frequency fsw is set to the target value, In other words, the output voltage Vo control can be smoothly started by performing the start-up with a frequency having a period that is twice the time obtained by adding the dead time to the half period of the DC resonance frequency.

実施の形態５．
以下、本発明に係る実施の形態５の電力変換装置について説明する。装置構成は上記実施の形態２と同様であり、図８にて示したとおりである。また制御方法についても上記実
施の形態２と同様であり、説明は省略する。 Embodiment 5. FIG.
The power conversion apparatus according to the fifth embodiment of the present invention will be described below. The apparatus configuration is the same as that of the second embodiment, as shown in FIG. The control method is the same as that in the second embodiment, and the description thereof is omitted.

＜ソフトスタート方法＞
以下では、本実施の形態５における電力変換装置１０００によるソフトスタート方法について図１３を用いて説明する。図１３は、昇降圧コンバータ回路１００の制御に用いる出力電圧Ｖｏ目標値、出力電圧Ｖｏ、共振コンバータ回路２００の制御に用いる半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比、直流電圧Ｖｄｃの時間推移波形を示す。なお、図中の太破線は、直流電圧Ｖｄｃが初期値を持っている場合について示している。 <Soft start method>
Below, the soft start method by the power converter device 1000 in this Embodiment 5 is demonstrated using FIG. FIG. 13 shows an output voltage Vo target value used for control of the buck-boost converter circuit 100, an output voltage Vo, on-duty ratios of the semiconductor switching elements 7 and 8 used for control of the resonant converter circuit 200, and a semiconductor switching element that is a synchronous rectifier element. The on-duty ratio of 15 and 16 and the time transition waveform of DC voltage Vdc are shown. In addition, the thick broken line in a figure has shown about the case where DC voltage Vdc has an initial value.

図１３のｔ５０〜ｔ５３の期間が本実施の形態でのソフトスタート期間であり、制御部２０は、ｔ５０〜ｔ５１において共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のスタートアップ、ｔ５１〜ｔ５２において昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃの予備充電、ｔ５２〜ｔ５３において昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御によるソフトスタートを実施する。   A period from t50 to t53 in FIG. 13 is a soft start period in the present embodiment, and the control unit 20 starts up the semiconductor switching elements 7 and 8 of the resonant converter circuit 200 from t50 to t51, and performs step-up / step-down from t51 to t52. The DC voltage Vdc is precharged by the converter circuit 100, and the soft start is performed by the follow-up control of the output voltage Vo by the step-up / down converter circuit 100 from t52 to t53.

ｔ５０〜ｔ５１の期間では、制御部２０は、共振コンバータ回路２００の半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比をデッドタイム分を差し引いたほぼ５０％のオンデューティ比まで漸増させる。半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比０で同期整流を実施しない。なお、ほぼ５０％のオンデューティ比は、図１３では簡易的に０．５と記載している。またスイッチング周波数ｆｓｗは、固定スイッチング周波数にて動作する。
図１３に細破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、半導体スイッチング素子１５、１６のオンデューティ比０で同期整流を実施していないため、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６とへの電力供給は無く、直流電圧Ｖｄｃは０Ｖから変化しない。
図１３に太破線で示した直流電圧Ｖｄｃについて、例えば電力変換装置１０００が停止直後に再起動したときなどの電圧初期値を持つ場合を示しているが、Ｖｄｃ＞２Ｎ×Ｖｏのときは半導体スイッチング素子７、８のオンデューティ比の増加により電力出力され、Ｖｄｃ＝２Ｎ×ＶｏとなるまでＶｄｃは減少する。また、実際には半導体スイッチング素子７、８のスイッチング等による損失を生じるため、Ｖｄｃは２Ｎ×Ｖｏ以下まで低下する。 In the period from t50 to t51, the control unit 20 gradually increases the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 7 and 8 of the resonant converter circuit 200 to an on-duty ratio of approximately 50% obtained by subtracting the dead time. Synchronous rectification is not performed with the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 15 and 16 being zero. Note that the on-duty ratio of approximately 50% is simply indicated as 0.5 in FIG. The switching frequency fsw operates at a fixed switching frequency.
With respect to the DC voltage Vdc indicated by the thin broken line in FIG. 13, since the synchronous rectification is not performed with the on-duty ratio of the semiconductor switching elements 15 and 16, there is no power supply from the output capacitor 14 to the smoothing capacitor 6. The voltage Vdc does not change from 0V.
FIG. 13 shows a case where the DC voltage Vdc indicated by a thick broken line has a voltage initial value, for example, when the power conversion apparatus 1000 is restarted immediately after being stopped. However, when Vdc> 2N × Vo, semiconductor switching is performed. Electric power is output as the on-duty ratio of the elements 7 and 8 increases, and Vdc decreases until Vdc = 2N × Vo. Further, in actuality, loss due to switching of the semiconductor switching elements 7 and 8 occurs, so that Vdc decreases to 2N × Vo or less.

ｔ５１〜ｔ５２では、昇降圧コンバータ回路１００が直流電圧Ｖｄｃを直流電圧目標値Ｖｄｃ＊（＝２Ｎ×Ｖｏ）へ追従させる制御を実施し、出力電圧Ｖｏの追従制御のための予備充電を行う。Ｖｄｃ＜２Ｎ×Ｖｏの状態であれば、半導体スイッチング素子７、８がＰＷＭ制御されていたとしてもトランス１１の２次側へは電力出力されないため、直流電圧Ｖｄｃを所望の電圧まで増加させることが可能となる。
ｔ５２において、直流電圧Ｖｄｃ≧２Ｎ×Ｖｏとなった時点で昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃの制御を完了し、昇降圧コンバータ回路１００による出力電圧Ｖｏの追従制御を開始する。ただし、平滑コンデンサ電圧測定回路２２、出力電圧測定回路２３からの電圧検出値が誤差を含んでいた場合など、予備充電において直流電圧Ｖｄｃ＞２Ｎ×Ｖｏとなるまで制御され、電圧源負荷５３に対して電力が出力され始めてしまうため、電圧源負荷５３への電流出力を検出した場合においても予備充電を完了させる。また、直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に追従しきれず予備充電の期間が長くなってしまう場合に対応するため、予備充電を開始してから所定の時間が経過した時点で予備充電を完了させる。予備充電の期間が長くなってしまう条件について、例えば直流電圧Ｖｄｃを０Ｖから２Ｎ×Ｖｏまで増加させるときは昇降圧コンバータ回路１００を降圧から昇圧に切り替える必要があるが、入力電圧Ｖｉｎが２Ｎ×Ｖｏよりわずかに大きい動作条件であれば、降圧動作にて直流電圧Ｖｄｃが入力電圧Ｖｉｎと等しい電圧まで制御された後は直流電圧Ｖｄｃのフィードバック制御の偏差が小さくなり、昇圧動作に切り替わるオンデューティ比（降圧制御のオンデューティ比１以上）になるまで時間がかかり、直流電圧Ｖｄｃ≒２Ｎ×Ｖｏであるにもかかわらず予備充電を完了するまで長い時間がかかる場合がある。なお、予備充電の完了を判定する時間として、直流電圧Ｖｄｃの制御の時定数よりも十分に長い時間を設定し、直流電圧Ｖｄｃが直流電圧目標値Ｖｄｃ＊に十分追従できるようにしておく必要がある。 From t51 to t52, the step-up / step-down converter circuit 100 performs control for causing the DC voltage Vdc to follow the DC voltage target value Vdc * (= 2N × Vo), and performs pre-charging for follow-up control of the output voltage Vo. If Vdc <2N × Vo, even if the semiconductor switching elements 7 and 8 are PWM-controlled, no power is output to the secondary side of the transformer 11, so the DC voltage Vdc can be increased to a desired voltage. It becomes possible.
At t52, when the DC voltage Vdc ≧ 2N × Vo, the control of the DC voltage Vdc by the buck-boost converter circuit 100 is completed, and the follow-up control of the output voltage Vo by the buck-boost converter circuit 100 is started. However, when the voltage detection values from the smoothing capacitor voltage measurement circuit 22 and the output voltage measurement circuit 23 include an error, the precharge is controlled until the DC voltage Vdc> 2N × Vo, and the voltage source load 53 is controlled. Thus, power starts to be output, so that the preliminary charging is completed even when the current output to the voltage source load 53 is detected. In order to cope with the case where the DC voltage target value Vdc * cannot be followed and the period of the preliminary charging becomes long, the preliminary charging is completed when a predetermined time elapses after the preliminary charging is started. Regarding the condition that the precharge period becomes longer, for example, when the DC voltage Vdc is increased from 0 V to 2N × Vo, it is necessary to switch the buck-boost converter circuit 100 from step-down to step-up, but the input voltage Vin is 2N × Vo. If the operating condition is slightly larger, after the DC voltage Vdc is controlled to a voltage equal to the input voltage Vin in the step-down operation, the feedback control deviation of the DC voltage Vdc becomes small, and the on-duty ratio ( It may take a long time until the on-duty ratio of the step-down control is 1 or more), and it may take a long time to complete the preliminary charging despite the DC voltage Vdc≈2N × Vo. Note that it is necessary to set a time sufficiently longer than the control time constant of the DC voltage Vdc so that the DC voltage Vdc can sufficiently follow the DC voltage target value Vdc * as the time for determining completion of the preliminary charging. is there.

ｔ５２〜ｔ５３の期間について、同期整流素子である半導体スイッチング素子１５、１６をオンデューティ比０．５で動作させる。なお、ｔ５２にてＶｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏの条件に一致していれば、出力コンデンサ１４と平滑コンデンサ６の間での突入電流を生じることなく同期整流開始可能である。
また、制御部２０はｔ５２の時点での出力電圧Ｖｏを目標値の初期値として、所定の制御目標値まで漸増させる。
なお、電圧源負荷５３が理想的な電圧源であれば、出力電圧Ｖｏは電圧源の電圧から変化しないが、ここでは電圧源負荷５３はバッテリのように内部抵抗を持ち、電流の導通により電圧源負荷５３の両端電圧が増加するものとする。 During the period from t52 to t53, the semiconductor switching elements 15 and 16 that are synchronous rectification elements are operated at an on-duty ratio of 0.5. If the condition of Vdc = 2N × Vo is met at t52, synchronous rectification can be started without causing an inrush current between the output capacitor 14 and the smoothing capacitor 6.
Further, the control unit 20 gradually increases the output voltage Vo at the time point t52 to a predetermined control target value as an initial value of the target value.
If the voltage source load 53 is an ideal voltage source, the output voltage Vo does not change from the voltage of the voltage source. However, here, the voltage source load 53 has an internal resistance like a battery, and the voltage due to current conduction. It is assumed that the voltage across the source load 53 increases.

以上説明した実施の形態５の電力変換装置１０００のソフトスタート方法によれば、同期整流開始する前に昇降圧コンバータ回路１００による直流電圧Ｖｄｃの予備充電を実施することにより、出力コンデンサ１４から平滑コンデンサ６への電力逆流における突入電流を抑えることができるため、この時発生するスイッチング電圧サージを低減可能である。また、共振コンバータ回路２００のスタートアップの後に直流電圧Ｖｄｃを増加させることにより、スタートアップ中の半導体スイッチング素子７、８のスイッチングにより生じる損失を抑制できる。また予備充電における昇降圧コンバータ回路１００の制御オンデューティ比を引き継いで出力電圧Ｖｏへの追従制御を開始することにより、円滑に昇降圧制御を開始することができる。
また、同期整流開始する前に直流電圧Ｖｄｃ＝２Ｎ×Ｖｏまで増加させておくことで、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の電力授受は行われない条件となるため、同期整流開始時に生じる突入電流を最小とすることができる。 According to the soft start method of power conversion device 1000 of the fifth embodiment described above, smoothing capacitor is reduced from output capacitor 14 by performing precharging of DC voltage Vdc by buck-boost converter circuit 100 before starting synchronous rectification. Since the inrush current in the power reverse flow to 6 can be suppressed, the switching voltage surge generated at this time can be reduced. Further, by increasing the DC voltage Vdc after the startup of the resonant converter circuit 200, it is possible to suppress loss caused by switching of the semiconductor switching elements 7 and 8 during startup. In addition, by taking over the control on-duty ratio of the step-up / down converter circuit 100 in the preliminary charging and starting the follow-up control to the output voltage Vo, the step-up / step-down control can be started smoothly.
Also, by increasing the DC voltage to Vdc = 2N × Vo before starting synchronous rectification, power is not transferred between the smoothing capacitor 6 and the output capacitor 14, so the inrush current generated at the start of synchronous rectification is reduced. It can be minimized.

また、直流電圧Ｖｄｃの予備充電において電圧源負荷５３への出力電流を測定し、この電流が流れたことを検出した時点で出力電圧Ｖｏの制御を開始することにより、出力電圧Ｖｏが目標値を超えて制御されることを防止し、意図しない電流が出力されることを防止することができる。なお、電圧源負荷５３への出力電流に限らず、トランス１１の２次側電流などにより電力出力を検出するものであっても、同様の効果が得られる。   Further, the output current to the voltage source load 53 is measured in the preliminary charging of the DC voltage Vdc, and the control of the output voltage Vo is started when it is detected that this current has flowed, so that the output voltage Vo reaches the target value. It is possible to prevent over-controlling and to prevent an unintended current from being output. The same effect can be obtained not only by the output current to the voltage source load 53 but also by detecting the power output by the secondary side current of the transformer 11 or the like.

また、予備充電を開始してから所定時間の経過により出力電圧Ｖｏへの追従制御の開始を判断することにより、十分に直流電圧Ｖｄｃが増加した状態で予備充電を完了させつつ、ソフトスタート時間の短縮が可能である。
また、予備充電を開始してから所定時間の経過により同期整流の開始を判断することにより、直流電圧Ｖｄｃ≒２Ｎ×Ｖｏとなった状態で同期整流開始することができ、早い段階で同期整流開始することにより損失低減できると共に、平滑コンデンサ６と出力コンデンサ１４の間で生じる突入電流を抑制可能である。 Further, by determining the start of the follow-up control to the output voltage Vo after a lapse of a predetermined time since the start of the precharge, the precharge is completed while the DC voltage Vdc is sufficiently increased, and the soft start time is increased. Shortening is possible.
In addition, by determining the start of synchronous rectification after a lapse of a predetermined time since the start of preliminary charging, synchronous rectification can be started in a state where the DC voltage Vdc≈2N × Vo, and synchronous rectification is started at an early stage. By doing so, the loss can be reduced and the inrush current generated between the smoothing capacitor 6 and the output capacitor 14 can be suppressed.

なお、上記各実施の形態１〜５では、共振コンバータ回路２００は、トランス１１の１次側に半導体スイッチング素子を２つ用いたハーフブリッジ構成とした。しかしこれに限定されず、例えばフルブリッジ構成であってもよい。   In the first to fifth embodiments, the resonant converter circuit 200 has a half-bridge configuration using two semiconductor switching elements on the primary side of the transformer 11. However, the present invention is not limited to this, and for example, a full bridge configuration may be used.

また、上記各実施の形態１〜５では、トランス１１の２次側の整流回路はダイオードまたは半導体スイッチング素子を２つ用いたセンタータップ構成とした。しかしこれに限定されず、例えばフルブリッジ構成であってもよい。   In the first to fifth embodiments, the rectifier circuit on the secondary side of the transformer 11 has a center tap configuration using two diodes or semiconductor switching elements. However, the present invention is not limited to this, and for example, a full bridge configuration may be used.

なお、本発明は、その発明の範囲内において、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することができる。     It should be noted that the present invention can be freely combined with each other within the scope of the invention, and each embodiment can be appropriately modified or omitted.

１ 半導体スイッチング素子、３ 昇降圧リアクトル、４ 半導体スイッチング素子、６ 平滑コンデンサ、７ 半導体スイッチング素子、８ 半導体スイッチング素子、９ 共振コンデンサ、１０ 共振リアクトル、１１ トランス、１４ 出力コンデンサ、２０ 制御部、５１ 直流電源、１００ 昇降圧コンバータ回路、２００ 共振コンバータ回路、１５ 半導体スイッチング素子、１６ 半導体スイッチング素子   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Semiconductor switching element, 3 Buck-boost reactor, 4 Semiconductor switching element, 6 Smoothing capacitor, 7 Semiconductor switching element, 8 Semiconductor switching element, 9 Resonance capacitor, 10 Resonance reactor, 11 Transformer, 14 Output capacitor, 20 Control part, 51 DC Power supply, 100 buck-boost converter circuit, 200 resonant converter circuit, 15 semiconductor switching element, 16 semiconductor switching element

Claims (35)

入力電源に接続され、スイッチング素子のスイッチングにより第１の直流電圧を出力する直流コンバータと、
前記第１の直流電圧を入力して第２の直流電圧を出力する絶縁型共振コンバータと、
前記直流コンバータと前記絶縁型共振コンバータの動作を制御する制御部と、を備え、
前記絶縁型共振コンバータは、１次巻線および２次巻線を有するトランスと、前記トランスの１次側に接続された共振コンデンサおよび共振リアクトルと、前記共振コンデンサおよび前記共振リアクトルへの通電を制御する、互いに直列に接続された第１のスイッチング素子および第２のスイッチング素子と、前記トランスの２次側に接続された整流回路と、を有し、
前記制御部は、前記第２の直流電圧が出力電圧目標値に近づくように前記直流コンバータのスイッチング素子を制御して前記第１の直流電圧を調整する電力変換装置において、
前記制御部は、起動時に前記絶縁型共振コンバータの前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を前記出力電圧目標値への追従制御に先立ってスイッチングさせてスタートアップ処理を実施し、前記スタートアップ処理が開始された後に前記出力電圧目標値への追従制御を開始し、前記スタートアップ処理の完了後、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を、固定オンデューティ比かつ固定スイッチング周波数で、デッドタイムを挟んで交互にオンオフ制御することを特徴とする電力変換装置。 A DC converter connected to an input power source and outputting a first DC voltage by switching of the switching element;
An isolated resonant converter that inputs the first DC voltage and outputs a second DC voltage;
A controller for controlling the operation of the DC converter and the isolated resonant converter,
The insulated resonance converter controls a transformer having a primary winding and a secondary winding, a resonance capacitor and a resonance reactor connected to a primary side of the transformer, and energization to the resonance capacitor and the resonance reactor. A first switching element and a second switching element connected in series with each other, and a rectifier circuit connected to the secondary side of the transformer,
Wherein, in the power converter to adjust the second of said DC voltage by controlling the switching elements of the DC converter so as to approach the output voltage target value the first DC voltage,
The control unit performs startup processing by switching the first switching element and the second switching element of the isolated resonant converter prior to tracking control to the output voltage target value at startup, and After the process is started, the follow-up control to the output voltage target value is started. After the start-up process is completed, the first switching element and the second switching element are connected at a fixed on-duty ratio and a fixed switching frequency. A power conversion device that performs on / off control alternately with a dead time interposed therebetween . 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティ比を漸増させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1, wherein the control unit gradually increases an on-duty ratio of the first switching element and the second switching element in the startup process. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記オンデューティ比を５０％まで漸増することを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。 The power conversion apparatus according to claim 2, wherein the control unit gradually increases the on-duty ratio to 50% in the startup process . 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を０％から５０％の間をオンデューティ比の初期値として前記スタートアップ処理を開始することを特徴とする請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The control unit, according claim 1, characterized in that starting the start-up process the first switching element and the second switching element between 0% to 50% as an initial value of the on-duty ratio Item 4. The power conversion device according to any one of Items 3 to 3 . 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を固定スイッチング周波数で制御することを特徴とする請求項２から請求項４のいずれか一項に記載の電力変換装置。 Wherein, in the start-up process, according to any one of claims 4 to claim 2, wherein the controller controls the first switching element and the second switching element at a fixed switching frequency Power conversion device. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を漸減させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 1 , wherein the control unit gradually decreases switching frequencies of the first switching element and the second switching element in the startup process. 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のスイッチング周波数を漸増させることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 1, wherein the control unit gradually increases switching frequencies of the first switching element and the second switching element in the startup process . 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記共振コンデンサと前記共振リアクトルとで構成される直列共振回路の直列共振周波数の半周期にデッドタイムを加えた時間の２倍を周期とする周波数を目標として、前記スイッチング周波数を変化させることを特徴とする請求項６または請求項７に記載の電力変換装置。 In the start-up process, the control unit targets a frequency having a period that is twice the time obtained by adding a dead time to a half period of a series resonance frequency of a series resonance circuit formed of the resonance capacitor and the resonance reactor. The power conversion device according to claim 6 , wherein the switching frequency is changed . 前記制御部は、前記スタートアップ処理において、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子を固定オンデューティ比で制御することを特徴とする請求項６から請求項８のいずれか一項に記載の電力変換装置。 Wherein, in the start-up process, according to any one of claims 8 from claim 6, wherein the controller controls the first switching element and the second switching element at a fixed on-duty ratio Power converter. 前記制御部は、前記スタートアップ処理を完了した後に、前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 9 , wherein the control unit starts follow-up control to the output voltage target value after completing the startup process. 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のオンデューティ比またはスイッチング周波数があらかじめ定められた値に達したときに、前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The control unit starts tracking control to the output voltage target value when an on-duty ratio or a switching frequency of the first switching element and the second switching element reaches a predetermined value. power converter according to any one of claims 1 to 9, characterized in. 前記制御部は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比Ｎ（＝１次巻き数比Ｎ１／２次巻き数比Ｎ２）の２倍の値とを乗算した値が、前記第１の直流電圧の値と等しくなったときに、前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項９のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The control unit has a value obtained by multiplying the value of the second DC voltage by a value twice the transformer winding ratio N (= primary winding ratio N1 / 2 secondary winding ratio N2). when it becomes equal to the value of said first DC voltage, the power conversion device according to claims 1, characterized in that to start the follow-up control to the output voltage target value in any one of claims 9 . 前記制御部は、前記出力電圧目標値への追従制御を開始したとき、前記第２の直流電圧の制御目標値をあらかじめ定められた目標初期値から前記出力電圧目標値まで漸増することを特徴とする請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The control unit gradually increases the control target value of the second DC voltage from a predetermined target initial value to the output voltage target value when tracking control to the output voltage target value is started. The power conversion device according to any one of claims 1 to 12. 前記目標初期値は、前記出力電圧目標値への追従制御を開始した時点の前記第2の直流電圧の値であることを特徴とする請求項１３に記載の電力変換装置。 The power conversion device according to claim 13, wherein the target initial value is a value of the second DC voltage at the time when tracking control to the output voltage target value is started . 前記入力電源は直流であり、前記直流コンバータは直流−直流変換器であることを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 14 , wherein the input power source is a direct current, and the direct current converter is a direct current-direct current converter . 前記直流コンバータは、昇圧型であることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 15, wherein the DC converter is a step-up type . 前記直流コンバータは、降圧型であることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 15 , wherein the DC converter is a step-down type . 前記直流コンバータは、昇降圧型であることを特徴とする請求項１５に記載の電力変換装置。 The power converter according to claim 15, wherein the DC converter is a step-up / step-down type . 前記入力電源は交流であり、前記直流コンバータは交流−直流変換器であることを特徴とする請求項１から請求項１４のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 14, wherein the input power source is an alternating current, and the direct current converter is an alternating current-direct current converter . 前記整流回路は同期整流回路であり、前記制御部は前記同期整流回路のスイッチング素子をスイッチング制御することを特徴とする請求項１から請求項１９のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 19, wherein the rectifier circuit is a synchronous rectifier circuit, and the control unit performs switching control of a switching element of the synchronous rectifier circuit . 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子と同じオンデューティ比で前記同期整流回路をスイッチングすることを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。 21. The power conversion device according to claim 20 , wherein the control unit switches the synchronous rectification circuit at the same on-duty ratio as the first switching element and the second switching element . 前記制御部は、前記第１のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のスイッチング開始とは異なるあらかじめ定められたタイミングで前記同期整流回路のスイッチングを開始することを特徴とする請求項２０または請求項２１に記載の電力変換装置。 Wherein the control unit, according to claim 20 or claim, characterized in that to start the switching of the synchronous rectifier circuit at a timing different predetermined from the switching start of the first switching element and the second switching element The power converter according to 21 . 前記制御部は、前記第１の直流電圧と前記第２の直流電圧の値から前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２２に記載の電力変換装置。 23. The power converter according to claim 22 , wherein the control unit determines start of control of the synchronous rectifier circuit from values of the first DC voltage and the second DC voltage . 前記制御部は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比Ｎ（＝１次巻き数比Ｎ１／２次巻き数比Ｎ２）の２倍の値とを乗算した値よりも、前記第１の直流電圧の値が大きい場合に、前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２３に記載の電力変換装置。 The control unit is more than a value obtained by multiplying the value of the second DC voltage by a value twice the transformer turns ratio N (= primary turns ratio N1 / 2 secondary turns ratio N2). 24. The power conversion device according to claim 23 , wherein when the value of the first DC voltage is large, the control start of the synchronous rectification circuit is determined . 前記制御部は、前記絶縁型共振コンバータの出力電流が負荷へ出力されていることで前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２２に記載の電力変換装置。 23. The power converter according to claim 22, wherein the control unit determines the start of control of the synchronous rectifier circuit based on an output current of the isolated resonance converter being output to a load . 前記制御部は、前記スタートアップ処理の終了からあらかじめ定められた時間の経過により前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２２に記載の電力変換装置。 23. The power conversion device according to claim 22 , wherein the control unit determines the start of control of the synchronous rectifier circuit when a predetermined time elapses from the end of the start-up process . 前記制御部は、前記同期整流回路のスイッチング素子のオンデューティ比を漸増させて同期整流を開始することを特徴とする請求項２２から請求項２６のいずれか一項に記載の電力変換装置。 27. The power conversion device according to claim 22 , wherein the control unit starts synchronous rectification by gradually increasing an on-duty ratio of a switching element of the synchronous rectification circuit . 前記絶縁型共振コンバータの出力に電圧源が接続され、
前記制御部は、前記スタートアップ処理の前に前記第１の直流電圧があらかじめ定められた電圧値となるように前記直流コンバータを制御することを特徴とする請求項１から請求項２７のいずれか一項に記載の電力変換装置。 A voltage source is connected to the output of the isolated resonant converter,
The said control part controls the said DC converter so that a said 1st DC voltage may become a predetermined voltage value before the said start-up process, The any one of Claims 1-27 characterized by the above-mentioned. The power converter according to item . 前記電圧値は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比Ｎ（＝１次巻き数比Ｎ１／２次巻き数比Ｎ２）の２倍の値とを乗算した値であることを特徴とする請求項２８に記載の電力変換装置。 The voltage value is a value obtained by multiplying the value of the second DC voltage by a value twice the transformer turns ratio N (= primary turns ratio N1 / 2 secondary turns ratio N2). 29. The power conversion device according to claim 28 . 前記絶縁型共振コンバータの出力に電圧源が接続され、
前記制御部は、前記スタートアップ処理が開始された後に、予備充電として前記第１の直流電圧があらかじめ定められた電圧値となるように前記直流コンバータを制御し、その後に前記出力電圧目標値への追従制御を開始することを特徴とする請求項１から請求項２７のいずれか一項に記載の電力変換装置。 A voltage source is connected to the output of the isolated resonant converter,
The control unit controls the DC converter so that the first DC voltage becomes a predetermined voltage value as preliminary charging after the start-up process is started, and thereafter, the output voltage target value is set to the output voltage target value. power converter according to any one of claims 27 claim 1, characterized in that to start the tracking control. 前記電圧値は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比Ｎ（＝１次巻き数比Ｎ１／２次巻き数比Ｎ２）の２倍の値とを乗算した値であることを特徴とする請求項３０に記載の電力変換装置。 The voltage value is a value obtained by multiplying the value of the second DC voltage by a value twice the transformer turns ratio N (= primary turns ratio N1 / 2 secondary turns ratio N2). The power converter according to claim 30, wherein 前記制御部は、前記予備充電において、前記絶縁型共振コンバータの出力電流が負荷へ出力されていることで前記出力電圧目標値への追従制御の開始を判断することを特徴とする請求項３０に記載の電力変換装置。 30. The control unit according to claim 30 , wherein, in the preliminary charging, the control unit determines start of follow-up control to the output voltage target value based on an output current of the isolated resonance converter being output to a load. The power converter described. 前記制御部は、前記予備充電の開始からあらかじめ定められた時間の経過により前記出力電圧目標値への追従制御の開始を判断することを特徴とする請求項３０に記載の電力変換装置。 31. The power conversion apparatus according to claim 30, wherein the control unit determines the start of the follow-up control to the output voltage target value when a predetermined time elapses from the start of the preliminary charging . 前記絶縁型共振コンバータの出力に電圧源が接続され、
前記制御部は、前記スタートアップ処理が開始された後に、予備充電として前記第１の直流電圧があらかじめ定められた電圧値となるように前記直流コンバータを制御し、その後に前記出力電圧目標値への追従制御を開始するものであって、前記予備充電の開始からあらかじめ定められた時間の経過により前記同期整流回路の制御の開始を判断することを特徴とする請求項２０に記載の電力変換装置。 A voltage source is connected to the output of the isolated resonant converter,
The control unit controls the DC converter so that the first DC voltage becomes a predetermined voltage value as preliminary charging after the start-up process is started, and thereafter, the output voltage target value is set to the output voltage target value. 21. The power conversion apparatus according to claim 20 , wherein the tracking control is started, and the start of control of the synchronous rectifier circuit is determined based on elapse of a predetermined time from the start of the preliminary charging . 前記制御部は、前記第２の直流電圧の値と、前記トランスの巻き数比Ｎ（＝１次巻き数比Ｎ１／２次巻き数比Ｎ２）の２倍の値とを乗算した値が、前記第１の直流電圧の値と等しくなったときに、前記スタートアップ処理を完了することを特徴とする請求項１から請求項３４のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The control unit has a value obtained by multiplying the value of the second DC voltage by a value twice the transformer winding ratio N (= primary winding ratio N1 / 2 secondary winding ratio N2). The power converter according to any one of claims 1 to 34 , wherein the start-up process is completed when the value of the first DC voltage becomes equal .
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