JP6007511B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に係り、特に交流電動機をインバータで駆動する場合において、キャリア周波数とインバータの一次周波数が比較的近い場合に好適な電力変換装置に関する。

近時、インバータを用いて交流電動機を可変速制御する電力変換装置が広く用いられている。このインバータには、高圧の半導体素子を用いるためにスイッチング周波数が限られている電力変換装置（インバータ）や、一次周波数が比較的高い周波数になるものがある。この種のインバータは、出力交流電圧の一次周波数とキャリア周波数が近くなることがある。この場合、例えば一次周波数とキャリア周波数の差が１０倍程度以下になると低次の高調波電流が無視できなくなる。このようなときでも、電流制御や検出した電流に基づいて電動機の速度推定をしなければならないことがある。この場合、検出した高調波電流に電流制御や速度推定の調節器が反応してしまい、調節器の出力にリプルが重畳するという問題が発生する。そこで過去に検出された電流を平均化して用い、制御器に入力して高調波を低減する方法が考えられる。しかしながらこの方法は、制御周期が比較的長いため、制御遅れを無視することができず、またゲインをあげることができないなどの新たな問題を招来する。

その一方で、インバータの交流電圧の一次周波数に比べてキャリア周波数が十分高い場合であっても、検出電流に重畳する電流リプルが問題になることがある。この種の問題を解決するべく制御遅れを回避しながら、移動平均による平均化によって電流リプルを低減する技術が提案されている（例えば、非特許文献１を参照）。この非特許文献１には、移動平均による遅れを低減するため、固定座標系上における三相電流に対して、予測されたゲートパルスおよび誘起電圧を用いて未来のサンプリング電流を予測し、ＰＷＭ割り込み時点での電流検出値として用いる技術が開示されている。

また回転ｄｑ軸上の誘導電動機のモデルを用いて電圧指令値、誘起電圧から電流の予測値を求め、制御遅れを回避してモータ電流を指令値どおりに制御する技術も知られている（例えば、非特許文献２，３を参照）。

これら非特許文献２，３に記載される技術は、短い制御区間で電流が時間に対して直線的（一次の近似）で予測できる領域では十分に適用可能である。また、ＰＷＭ割り込みと同期したある時刻の電流を推定しているが、これもキャリア周波数が高ければＰＷＭ割り込み時点で検出した電流とモータの一次周波数と同期した基本波成分の電流成分はほぼ一致するので問題ないと考えられる。

漆畑正太他１名、「予測を用いた電流検出の遅れの補償法」、電気学会研究会資料、SPC-08-170（IEA-08-30）、pp1〜pp5、2008年11月 Sheng-MingYang他１名、「A Deadbeat Current Controller for Field Oriented Induction Motor Drives」IEEE Transon Power Electron、vol.17、No5、pp773-778、2002年 古谷真一他１名、「ＡＣモータの高速運転に適した電流制御系の提案」電学論D、Vol.128、No12、pp1396-pp402、2008年

上述した非特許文献１に記載の方法では、固定座標系においてＰＷＭ割り込み付近の電流を平均化している。このためこの方法は、キャリア周波数が低い場合、電動機の一次周波数と同期した基本波成分の電流を正確に検出できないという問題がある。

また、非特許文献２，３に記載される技術は、キャリア周波数が低い場合、一次の近似では電流を正確に予測することができない。また、これらの技術では、ＰＷＭ割り込み時点で検出した電流と電動機の一次周波数と同期した基本波成分との間で乖離が見られるという問題がある。

そこで本発明の電力変換装置は、上述した課題を解決するべくなされたもので、その目的とするところは、キャリア周波数が低い場合であっても電流の高調波が外乱として電流制御系や速度推定系に悪影響を及ぼすことを回避でき、かつ、制御遅れの影響も低減することができる電力変換装置を提供することにある。

上述した課題を解決するため本発明の電力変換装置は、入力された三相交流を直流に変換した後、インバータによって可変電圧可変周波数の三相交流を生成して電動機に与えるものである。即ち本発明の電力変換装置は、前記電動機に流れる三相交流の電流値を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段により検出された三相交流の電流値を電動機に与える三相交流をｄ軸電流値およびｑ軸電流値に変換する三相二相座標変換手段と、ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とを生成する電流指令値生成手段と、を具備している。

そして本発明の電力変換装置は、前記インバータにおけるＰＷＭ変調を行うキャリア信号の半周期を制御周期とし、前記ｄ軸電流値を用いて過去の制御周期におけるｄ軸電流の平均値を算出する検出電流平均化手段と、前記キャリア信号の開始時点で流れている電流の影響で流れる電流の積算値から求めた平均値と、前記電動機の二次磁束による誘起電圧の影響で流れる電流の積算値から求めた平均値と、前記電動機に与えられる三相のパルスのうち１相だけがオンになる期間に流れる電流の積算値から求めた平均値と、前記電動機に与えられる三相のパルスのうち２相だけがオンになる期間に流れる電流の積算値から求めた平均値と、を加算することにより１制御周期先のｄ軸電流の平均値を予測する平均電流予測部と、過去２制御周期分のｄ軸電流の平均値と、１制御周期先と過去１制御周期のｄ軸電流の平均値とを前記ｄ軸電流指令値と比較し、前記ｄ軸電流指令値に近い方の値を電流補償値とする電流指令値補償手段と、前記ｑ軸電流が前記ｑ軸電流指令値と一致し、前記電流補償値が前記ｄ軸電流指令値と一致するように、ｑ軸電圧指令値およびｄ軸電圧指令値を生成する電流制御手段と、前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を座標変換して前記インバータに与える電圧指令値を求める二相三相座標変換手段と、を備えることを特徴としている。

また本発明の電力変換装置は、前記ｑ軸電流値と、前記電流補償値とに基づいて前記電動機の速度を推定することを特徴とする。

上述した本発明の電力変換装置によれば、キャリア周波数が低いときでも、過去の検出電流の平均値と未来の制御周期の電流平均値を用いて電流補償値を作成するため、制御遅れの影響を回避しつつ、電流制御および速度制御系に外乱となる高調波電流の入力を低減することができるという優れた効果を奏し得る。

本発明の第一の実施形態の誘導電動機の制御装置の構成を示す図。 キャリア信号発生手段が生成するキャリア信号と制御周期の関係を説明した図。 ｄｑ軸とＭＴ軸の関係について説明した図。 検出電流平均化手段が電流をサンプリングする様子を説明した図。 検出電流平均化手段の構成を示す図。 平均電流予測手段の構成を示す図。 時間関係を説明した図。 電流積算手段の構成を示す図。 ｄ軸電流の波形（模式図）と制御区間ごとのｄ軸電流の平均値を時系列的に示した図。 ｄ軸電流の波形と過去２制御周期分の平均値、および過去１制御周期＋１制御周期先の予測平均値を時系列的に示した図。

以下、本発明の実施の形態について添付図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の第一の実施形態における電力変換装置の構成を示すものである。詳細は後述するがこの図に示すように本発明の電力変換装置は、インバータ２０、直流電圧検出手段３０、電流検出手段４０、キャリア信号発生手段６０、電流指令値作成手段７０、磁束推定手段８０、すべり周波数作成手段９０、電流制御手段１００、二相三相座標変換手段１１０、速度推定器１２０、積分器１３０、三相二相座標変換手段１４０、ｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０、電流指令値補償手段１７０、検出電流平均化手段１８０、平均電流予測手段２００を備える。そして、この電力変換装置は、直流電源１０の電力を受けて誘導電動機５０を駆動する。なお、この直流電源１０に代えて、例えば商用交流から交流電力を受けて、直流電力に変換してもかまわない。

さて、直流電源１０は、インバータ２０に直流電圧を供給する。直流電圧検出手段３０は、二相三相座標変換手段１１０と平均電流予測手段２００に検出した直流電圧の検出値を与える。

インバータ２０は、二相三相座標変換手段１１０からのインバータの電圧指令値に基づいて、キャリア信号発生手段６０から得られたキャリア信号との三角波比較を行い、直流電圧をスイッチングすることで、誘導電動機５０にＰＷＭ変調された三相の交流電圧を供給する。また、電流検出手段４０は、誘導電動機５０に流れる三相電流を検出し、三相二相座標変換手段１４０にその電流検出値を与える。

積分器１３０は、速度推定器１２０とすべり周波数作成手段９０の出力の和である一次周波数を積分して、角度θを出力する。なお、本実施例では、制御周期の開始時点だけではなく、制御周期中においても逐次積分動作を行っている。

キャリア信号発生手段６０は、ＰＷＭ変調を行うインバータ２０で用いるキャリア信号を生成する。本実施例におけるキャリア信号の周波数は、一次周波数の整数倍の値に設定されているものとする。具体的には、図２にキャリア信号の波形と本発明の電力変換装置における制御周期Ｔの関係の一例を示す。

三相二相座標変換手段１４０は、積分器１３０から与えられた角度θを用いて、検出された三相の電流をｄｑ軸上の値へ変換する。なお、本実施例では、制御周期の開始時点だけではなく、制御周期中においても逐次変換を行っている。

電流指令値作成手段７０は、誘導電動機５０の仕様に基づく所定のｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊と、発生トルクの大きさに応じてｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊を作成する。
磁束推定手段８０は、ｄ軸電流から誘導電動機５０のｄ軸磁束を推定する。すべり周波数作成手段９０では、推定されたｄ軸磁束と、ｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊からすべり周波数ω_seを求める。なお、ｄ軸磁束の推定と、すべり周波数の作成方法は、よく知られているのでその説明を省略する（例えば、参考文献として杉本・小山・玉井「ＡＣサーボシステムの理論と設計の実際」、総合電子出版社、1990、p.１２１、ｐ．１０２などを参照）。

電流制御手段１００は、電流指令値作成手段７０からのｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊と軸電流指令値i_ｄ ^＊および検出されたｑ軸電流i_ｑと、後述する電流指令値補償手段１７０の出力である電流補償値i_ｄ'を用いて、ｑ軸電流i_ｑ、電流補償値i_ｄ'が、それぞれｑ軸電流指令値i_ｑ ^＊と軸電流指令値i_ｄ ^＊に一致するようにｄ軸電圧指令値v_ｄ ^＊およびｑ軸電圧指令値v_ｑ ^＊を調節する。具体的には、電流の偏差をＰＩ調節器を用いて制御する。また、ｄｑ軸のｑ軸と、電圧指令値のベクトルの間の角度δを数１に示すように計算する。

これを負荷角δとして出力する。また、この負荷角δをｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０と、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０に与える。
速度推定器は、数２の式に示されるように電圧指令値と電流値を用いて速度を推定する。また、電流指令値補償手段１７０の電流補償値i_ｄ'をｄ軸電流として入力している。

ここに、Φ_q,Φ_d：誘導電動機の推定ｑ軸磁束および推定ｄ軸磁束、Ｒ_ｓ,Ｒ_ｒ：誘導電動機の等価回路における一次抵抗および二次抵抗（一次換算値）、Ｌ_ｓ,Ｌ_ｒ：同等価回路における一次インダクタンスおよび二次インダクタンス（一次換算値）、σ：漏れ係数、ω_１：一次周波数、ω_rest：速度推定値、Kω_c：速度推定器の制御応答を決めるゲインである。

二相三相座標変換手段１１０は、ｄｑ軸の電圧指令値を固定座標系の三相の電圧指令値に変換する。この二相三相座標変換手段１１０は、直流電圧検出手段３０から入力された直流電圧の検出値を用いて三相の電圧指令値を除算し、インバータ２０に与える三相電圧指令値に変換する。また、二相三相座標変換手段１１０は、インバータ２０の電圧指令値に現在の制御周期の時間を掛けることで、三相のパルスがスイッチングを行うスイッチング時刻ｔ_ｕ，ｔ_ｖ，ｔ_ｗを算出する。

ｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０は、電流制御手段１００が出力する負荷角δを入力とし、ｄｑ軸のそれぞれの電流i_ｄ，i_ｑを電圧指令値のベクトルの方向をＴ軸、それと直交する方向をＭ軸とするＭＴ軸へ変換する回転座標変換を行い、ＭＴ軸の電流i_Ｍ、i_Ｔを出力する。なお、図３には、ｄｑ軸とＭＴ軸との二つの座標関係を示す。

また、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０は、ＭＴ軸からｄｑ軸への座標変換を行い、平均電流予測手段２００が出力するＭＴ軸の平均予測電流i_Ｍｐ，i_Ｔｐをそれぞれｄｑ軸の平均予測電流i_ｄｐ，i_ｑｐに変換する。

具体的にｄｑ軸電圧軸座標変換手段１５０は、数３に示される回転変換を用い、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０は、数３の逆回転変換を用いる。

次に検出電流平均化手段１８０の構成を図４に示す。検出電流平均化手段１８０は、三相二相座標変換手段１４０からの出力のｄ軸電流と、キャリア信号発生手段６０が生成するキャリア信号を入力とし、また、タイマー１８１、積算・平均化手段１８２と記憶手段(1)１８３、記憶手段(2)１８４を備える。

検出電流平均化手段１８０は、図５に示すように、キャリア周期の開始から終了までの間、複数回検出を行い、キャリア周期の開始〜終了までの積算値を求める。
このような動作をするため、タイマー１８１は、キャリア周期に比べて十分に短い周期の信号を積算・平均化手段１８２に送る。ｄ軸電流は高調波を含んでいるため、周期は４倍以上に設定する。積算・平均化手段１８２は、キャリア信号の開始点でないときには、タイマー１８１からの信号を受けると、新しいｄ軸電流を、これまで積算した値に加算する。

また、積算・平均化手段１８２は、キャリア信号の開始点（終了点）となった時点では、これまで積算された信号を積算回数で除算して平均値を求め、記憶手段(1)１８３の内容を記憶手段(2)１８４に保存してから記憶手段(1)１８３に平均値を記憶する。

したがって、記憶手段(1)１８３には、前回のキャリア周期の開始点〜終了時点までの１周期分の平均値が格納される。さらに、記憶手段(2)１８４では、前々回のキャリア周期から前回のキャリア周期までの平均値が格納されている。記憶手段(1)１８３に格納されている値を、平均ｄ軸電流1i_{ｄａｖｅ１}、記憶手段(2)１８４に格納されている値を平均ｄ軸電流2i_{ｄａｖｅ２}として、出力する。

次に、平均電流予測手段２００について説明する。図６にその構成を示す。平均電流予測手段２００は、パラメータ行列演算手段(1)２０１、パラメータ行列演算手段(2)２０２、ＭＴ軸誘起電圧演算手段２０５、電流積算手段(1)２０３、電流積算手段(2)２０４、電流積算手段(3-1)２２０、電流積算手段(3-2)２３０、とパルス幅演算手段２０６、加算手段２５０を備えている。

パラメータ行列演算手段(1) ２０１は、数４に示すように、誘導電動機５０のパラメータ行列を演算する。

パラメータ行列演算手段(2)２０２は、数５に示すように、行列Ａの行列指数関数を演算する。なお、Ｔは１制御周期としている。

電流積算手段(1)２０３は、ＭＴ軸のそれぞれの電流i_Ｍ，i_Ｔを入力とし、数６に示す演算を行い、ＭＴ軸の電流i_Ｍ，i_Ｔの影響で発生する電流予測値の平均値i_{Ｍａｖｅｉｓ}，i_{Ｔａｖｅｉｓ}を求め、加算手段２５０に与える。なお、ＭＴ軸の電流i_Ｍ，i_Ｔは、キャリア信号の山谷のピークの時点でサンプリングされた値を用いる。

ＭＴ軸誘起電圧演算手段２０５は、一次周波数とｄ軸磁束推定値Φ_dと負荷角δを入力とし、誘起電圧を数７のように演算して求め、電流積算手段(2)２０４へ与える。

また、電流積算手段(2)２０４は数８に示すように、ＭＴ軸における誘起電圧の影響で発生する電流予測値の平均値i_{Ｍａｖｅφ}、i_{Ｔａｖｅφ}を演算し、加算手段２５０に与える。

パルス幅演算手段２０６は、三相のパルス電圧がスイッチングする時間t_ｕ，t_ｖ，t_ｗを二相三相座標変換手段１１０から得ている。
ところで、上述した参考文献に示されるように三相電圧型インバータは、７種類の電圧ベクトルを出力することができる。この参考文献には、１制御周期の中では電圧指令値の電圧位相角に近い２つの電圧ベクトルが選択されて電圧指令値の大きさと位相から２種類の電圧ベクトルの出力時間幅が決まることが述べられている。

三角波比較または空間ベクトル変調を行うインバータでは、１制御区間内では全部の相がオンまたはオフの期間となるゼロ電圧ベクトルが出力されている期間と、三相のうちいずれか一相だけがオンしている期間と、三相のうちいずれか二相がオンしている期間が存在する。

本実施例では、説明のために三相のパルスのうち１相だけがオンになる期間を第一の電圧ベクトルが出力されている期間とし、２相がオンになっている期間を第二の電圧ベクトルが出力されている期間と定義する。

パルス幅演算手段２０６は、スイッチング時間t_ｕ，t_ｖ，t_ｗに基づいて、第一の電圧ベクトルの期間幅t_ｐ１と、第一の電圧ベクトルの期間が終了してから制御周期が終わるまでの時間t_ｑ１、第二の電圧ベクトルの期間幅t_ｐ２と、第二の電圧ベクトルの期間が終了してから制御周期が終わるまでの時間t_ｑ２をそれぞれ演算する。図７にこれらスイッチング時間t_ｕ，t_ｖ，t_ｗと各電圧ベクトルの期間幅t_ｐ１，t_ｑ１，t_ｐ２，t_ｑ２との関係を示す。

パルス幅演算手段２０６は、これらの時間および期間幅t_ｐ１〜t_ｑ２を、電流積算手段(3-1)２２０、電流積算手段(3-2)２３０に与える。
次に電流積算手段(3-1)２２０の説明を行う。図８にその構成図を示す。

電流積算手段(3-1)２２０は、パラメータ行列演算手段(3)２２１、パラメータ行列演算手段(4)２２２、パラメータ行列演算手段(5)２２３、パラメータ行列演算手段(6)２２４および電流積算手段(3-1-1)２２５を備える。また、パラメータ行列演算手段(1)２０１の出力と、一次周波数と、パルス幅演算手段２０６から出力される電圧ベクトルの期間幅t_ｐ１，t_ｑ１を入力としている。

なお、電流積算手段(3-2)２３０は、電流積算手段(3-1)２２０と入力がパルス幅演算手段２０６から出力される電圧ベクトルの期間幅t_ｐ１，t_ｑ１から、パルス幅演算手段２０６の電圧ベクトルの期間幅t_ｐ２，t_ｑ２となっているだけであり、同様の動作をする。したがって、以下の説明では、電流積算手段(3-2)２３０も共通の動作を行うため、電圧ベクトルの期間幅t_ｐ１，t_ｑ１をそれぞれ変数t_ｐ、t_ｑで読み替えて説明を行う。

パラメータ行列演算手段(3)２２１は、数９のように演算を行い、行列Ｆを電流積算手段(3-1-1)２２５に与える。

パラメータ行列演算手段(4)２２２は、数１０に示される演算を行い、行列Ｇを電流積算手段(3-1-1)２２５に与える。

パラメータ行列演算手段(5)２２３は、数１１に示される演算を行い、行列e^Ｃｔｐを電流積算手段(3-1-1)２２５に与える。

パラメータ行列演算手段(6)２２４は、パルス幅演算手段の出力t_ｑを入力とし、数１２に示される演算を行う。

また、電流積算手段(3-1-1)２２５は、パラメータ行列演算手段(3)２２１〜パラメータ行列演算手段(6)２２４から出力される値（Ｆ,Ｇ,e^Ｃｔｐ,e^Ａｔｑ）を用いて、数１３に示すように第一の電圧ベクトルの影響で流れる電流予測値の平均値i_{Ｍａｖｅｖｓ１}，i_{Ｔａｖｅｖｓ１}をそれぞれ演算する。

ここに、E_ｄｃ：インバータの直流電圧に対応する値、φ：ＭＴ軸座標系からみたインバータ電圧との位相角である。
なお、電流積算手段(3-2)２３０は、同様に第二の電圧ベクトルの影響で流れる電流予測値の平均値i_{Ｍａｖｅｖｓ２}，i_{Ｔａｖｅｖｓ２}を演算する。

以上をまとめると、平均電流予測手段２００において電流積算手段(1)２０３は、キャリアの開始時点で流れている電流の影響で流れる電流の積算値から平均値を求めている。
電流積算手段(2)２０４は、二次磁束による誘起電圧の影響で流れる電流の積算値から平均値を求めている。

電流積算手段(3-1)２２０は、第一の電圧ベクトルの影響で流れる電流の積算値から平均値を求めている。
電流積算手段(3-2)２３０は、第一の電圧ベクトルの影響で流れる電流の積算値から平均値を求めている。

このようにして各電流が流れる要因ごとの平均電流i_{Ｍａｖｅｉｓ}，i_{Ｔａｖｅｉｓ}，i_{Ｍａｖｅφ}，i_{Ｔａｖｅφ},i_Ｍｖｓ１，i_Ｔｖｓ１,i_Ｍｖｓ２，i_Ｔｖｓ２を加算手段２５０で加算することにより、１制御周期先までの電流の平均値i_Ｍｐ、i_Ｔｐを求める。

次に平均電流予測手段２００が平均電流を求める演算に関して説明をする。
電圧ベクトルと同じ方向をＴ軸としたＭＴ軸の座標系において誘導電動機の電流の状態方程式は数１４のように表すことができる。ただし、この式において周期は二次磁束が変化する時定数に比べ十分に短いため、二次磁束が一定値であると仮定している。

ただし、v_Ｍ(t),v_Ｔ(t)：インバータ電圧をＭＴ軸上に座標変換した値の瞬時値である。
数１５は、数１４の解であり、制御期間の始まりをt=0とした場合、t=ε経過したときの電流i_Ｍ,i_Ｔの値である。

ここに、τ:τ=０〜τ=εまでの積分に用いられる変数であり、時間を表す。
したがって、制御周期が開始されてから次のキャリア信号までの時間の電流の平均値を求めるには、電流i_Ｍ,i_Ｔの瞬時値の関数をさらに１制御周期分積分して平均化した数１６に示される計算をする必要がある。

この式の中で、右辺第一項の積分結果と右辺第二項の積分結果は、前述した数６と数８に対応している。
次に数１６の中でインバータ電圧瞬時値v_Ｍ,v_Ｔが関係する二重積分を考える。ここで、三相の中で１相または２相の電圧がオンしている状態で電圧v_Ｍ,v_Ｔは、数１７に示すように表すことができる。

ここで、第一の電圧ベクトルに関して数１６の右辺第三項がどの様な結果となるかを述べる。第一の電圧ベクトルが出力され始めた時刻をξ=0と置いて、時刻ξ=tのときに、この第一の電圧ベクトルによって発生する電流を考える。e^ＡＴは、数５のように回転変換を含む式であることを考慮すると、数１８の関係が成り立つ。ただし、ξ=t<t_Ｐで、第一の電圧ベクトルが出力されている最中であるとする。

ここに、Ｃは行列であり数９で定義している。また、ξは第一の電圧ベクトルが出力され始めた時間を零とする時間を表す変数である。
次に、電圧ベクトルがξ=t_ｐでオフした後の状態を考える。ξ=t_ｐよりさらに時間がt_ｑ経過した後では、この第一の電圧ベクトルによって発生する電流は数１９に示すように表すことができる。

ここに、ζは第一の電圧ベクトルの出力が終了する時刻を例とする時間を表す変数である。そこで、第一の電圧ベクトルが出力され始めてから、制御周期Ｔの終了が来るまで発生する電流の積算値は、数１８、数１９を用いて表すことができる。

数２０の積分結果を制御周期Ｔで割った値が、電流積算手段(3-1-1)２２５の出力となる数１３に対応している。同様にして、第二の電圧ベクトルの影響で発生する電流の積分結果も演算することができる。したがって、電流積算手段(3-1)２２０、電流積算手段(3-2)２３０の出力結果の和によって、数１６の右辺第三項も求められることになる。

次に、電流指令値補償手段１７０の説明をする。
電圧軸ｄｑ軸座標変換手段１６０は、ＭＴ軸の平均予測電流i_Ｍｐ，i_Ｔｐを座標変換してｄｑ軸の平均予測電流i_ｄｐ，i_ｑｐを出力しているが、そのうちｄ軸の平均予測電流i_ｄｐを電流指令値補償手段１７０に入力する。電流指令値補償手段１７０は、検出電流平均化手段１８０が出力している平均ｄ軸電流1i_{ｄａｖｅ１}、平均ｄ軸電流2i_{ｄａｖｅ２}、電圧軸ｄｑ軸座標変換手段が出力した１制御周期先の平均電流i_ｄｐおよびｄ軸電流指令値i_ｄ ^＊を入力としている。電流指令値補償手段１７０は、補償用電流1i_ｄ１'、補償用電流2i_d２'を数２１のように演算する。

この補償用電流i_ｄ１'は、過去２制御周期分の電流平均値、補償用電流i_d２'は、１制御周期先と過去１制御周期の電流平均値である。電流指令値補償手段１７０は、電流指令値i_ｄ ^＊と比較を行い、差が少ない方の値を、電流補償値i_ｄ'として、電流制御手段１００と速度推定器１２０に入力する。

図９には、交流１周期あたり１２パルスの場合のｄ軸電流の波形（模式図）と、制御区間ごとのｄ軸電流の平均値を時系列的に示している。
この図に示すようにｄ軸電流は、制御割り込み付近では電流指令値に近い値をとるが、高調波が含まれており、制御区間ごとに見た場合に、平均値は電流指令値と一致していない。

一方、図１０にはｄ軸電流の波形と過去２制御周期分の平均値と過去1制御周期＋１制御周期先の予測平均値を時系列的に示しており、平均値が演算されて、制御演算で使用される時点での値を点で示している。

この二つの平均値は、電圧位相角によって異なる周期性が含まれている。そこで、電流指令値補償手段１７０によって、これら２つのうち電流指令値に近い値を補償した電流値id'として電流制御手段１００および速度推定器１２０に与える。

この電流の検出遅れは、平均で制御周期０.５周期分であるが、制御区間ごとの平均電流を用いた場合に比べ、高調波分が打ち消されて、指令値に近い値となっている。このため、ＰＩ制御器への影響が少ない。

なお、本実施例は、誘導電動機を駆動する制御装置に関して述べているが、数１４と同様な形で電流に関する状態方程式が成り立つ表面磁石形永久磁石同期電動機を用いても同様な制御を行うことができる。

１０ 直流電源
２０ インバータ
３０ 直流電圧検出手段
４０ 電流検出手段
５０ 誘導電動機
６０ キャリア信号発生手段
７０ 電流指令値作成手段
８０ 磁束推定手段
９０ 周波数作成手段
１００ 電流制御手段
１１０ 二相三相座標変換手段
１２０ 速度推定器
１３０ 積分器
１４０ 三相二相座標変換手段
１５０ 軸電圧軸座標変換手段
１６０ 軸座標変換手段
１７０ 電流指令値補償手段
１８０ 検出電流平均化手段
２００ 平均電流予測手段

Claims (2)

1. 入力された三相交流を直流に変換した後、インバータによって可変電圧可変周波数の三相交流を生成して電動機に与える電力変換装置であって、
   前記電動機に流れる三相交流の電流値を検出する電流検出手段と、
   前記電流検出手段により検出された三相交流の電流値をｄ軸電流値およびｑ軸電流値に変換する三相二相座標変換手段と、
   ｄ軸電流指令値とｑ軸電流指令値とを生成する電流指令値生成手段と、
   前記インバータにおけるＰＷＭ変調を行うためのキャリア信号の半周期を制御周期とし、前記ｄ軸電流値を用いて過去の制御周期におけるｄ軸電流の平均値を算出する検出電流平均化手段と、
   前記キャリア信号の開始時点で流れている電流の影響で流れる電流の積算値から求めた平均値と、前記電動機の二次磁束による誘起電圧の影響で流れる電流の積算値から求めた平均値と、前記電動機に与えられる三相のパルスのうち１相だけがオンになる期間に流れる電流の積算値から求めた平均値と、前記電動機に与えられる三相のパルスのうち２相だけがオンになる期間に流れる電流の積算値から求めた平均値と、を加算することにより１制御周期先のｄ軸電流の平均値を予測する平均電流予測部と、
   過去２制御周期分のｄ軸電流の平均値と、１制御周期先と過去１制御周期のｄ軸電流の平均値とを前記ｄ軸電流指令値と比較し、前記ｄ軸電流指令値に近い方の値を電流補償値とする電流指令値補償手段と、
   前記ｑ軸電流が前記ｑ軸電流指令値と一致し、前記電流補償値が前記ｄ軸電流指令値と一致するように、ｑ軸電圧指令値およびｄ軸電圧指令値を生成する電流制御手段と、
   前記ｄ軸電圧指令値と前記ｑ軸電圧指令値を座標変換して前記インバータに与える電圧指令値を求める二相三相座標変換手段と、
   を備えることを特徴とする電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置であって、
   前記ｑ軸電流値と、前記電流補償値とに基づいて前記電動機の速度を推定することを特徴とする電力変換装置。