JP6003328B2 - Inverter device for rotating electrical machine and driving method for rotating electrical machine - Google Patents
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Description
本発明は、相別に電流を供給して回転電機を駆動するための技術に関する。 The present invention relates to a technique for driving a rotating electrical machine by supplying currents for each phase.
3相モータのような回転電機の駆動には普通インバータ装置が用いられる。そのインバータ装置は通常、相別に2個のスイッチング素子(合計6個)を備えている。それにより、6個のスイッチング素子をON/OFF駆動して、3相の駆動電圧を制御し、回転電機に回転磁界を生成するようになっている。回転電機のインバータ装置は、そのようにスイッチング素子を用いて回転電機を駆動するものである。 An ordinary inverter device is used to drive a rotating electrical machine such as a three-phase motor. The inverter device usually includes two switching elements (6 in total) for each phase. As a result, the six switching elements are driven ON / OFF to control the three-phase driving voltage to generate a rotating magnetic field in the rotating electrical machine. The inverter device of the rotating electric machine drives the rotating electric machine using the switching element as described above.
回転電機に印加する電圧の大きさと周波数を制御する方法として、相ごとに、スイッチング素子をON/OFF駆動し、任意のパルス幅の電圧を印加するPWM制御がある。そのPWM制御としては、キャリア信号を予め定めた指令電圧値と比較し、その比較結果に応じて駆動電圧のレベルをH(High)或いはL(Low)にする方法(キャリア同期方法)が用いられるのが普通である。 As a method of controlling the magnitude and frequency of the voltage applied to the rotating electrical machine, there is PWM control in which a switching element is driven ON / OFF for each phase and a voltage having an arbitrary pulse width is applied. As the PWM control, a method (carrier synchronization method) is used in which the carrier signal is compared with a predetermined command voltage value, and the drive voltage level is set to H (High) or L (Low) according to the comparison result. Is normal.
このPWM制御では、スイッチング素子をON/OFFするスイッチング回数はキャリア周波数に応じて変化する。スイッチング損失を考慮した場合、スイッチング回数は少ないほうが望ましい。スイッチング回数は、キャリア周波数を低くすることにより、より少なくすることができる。このことから、従来の回転電機のインバータ装置のなかには、指令電圧値の提供に用いる基準正弦波信号の傾きに応じてキャリア周波数を変更するようにしたものがある(特許文献1)。 In this PWM control, the number of times of switching ON / OFF of the switching element changes according to the carrier frequency. When switching loss is taken into consideration, it is desirable that the number of times of switching is small. The number of times of switching can be reduced by lowering the carrier frequency. For this reason, some conventional inverter devices for rotating electrical machines change the carrier frequency in accordance with the slope of the reference sine wave signal used to provide the command voltage value (Patent Document 1).
特許文献1に記載されたような従来のインバータ装置では、基準正弦波信号の傾きに応じてキャリア周波数を変更している。このため、制御が複雑になる。また、出力波形の周波数の固定が前提であるため、周波数が可変の場合に同期PWM制御を実施することができない。それにより、スイッチング損失は、制御が複雑化することを抑えつつ、制御方法の選択肢の幅を狭めることなく実現することも重要と云える。 In the conventional inverter device described in Patent Document 1, the carrier frequency is changed according to the slope of the reference sine wave signal. This complicates the control. In addition, since the frequency of the output waveform is assumed to be fixed, synchronous PWM control cannot be performed when the frequency is variable. Thereby, it can be said that it is important to realize the switching loss without reducing the complexity of the control and without narrowing the range of options of the control method.
ところで、スイッチング損失を考慮してキャリア周波数を低くすると、キャリア周波数が可聴域に達し、このキャリア周波数に起因する雑音(発振音)が回転電機及びインバータ装置の近くにいる人にとって耳障りとなることがある。 By the way, if the carrier frequency is lowered in consideration of the switching loss, the carrier frequency reaches the audible range, and noise (oscillation sound) caused by this carrier frequency may be annoying for people near the rotating electrical machine and the inverter device. is there.
そこで、本発明は、スイッチング損失の低減と、キャリア周波数に起因する雑音が発生しても近くにいる人が気にならないようにすることとの両立を可能とする回転電機のインバータ装置、及び、回転電機の駆動方法を提供することを目的とする。 Accordingly, the present invention provides an inverter device for a rotating electrical machine that enables both reduction of switching loss and prevention of nearby people from being concerned even if noise due to carrier frequency occurs, and An object of the present invention is to provide a method for driving a rotating electrical machine.
本発明の回転電機のインバータ装置は、相別に備えたスイッチング素子を用いて、回転速度が変化する多相の回転電機を駆動するインバータ装置において、電気角一周を等分した所定の電気角ごとに、回転電機の各相の電流の位相に応じて、相ごとにスイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を決定して設定するキャリア周波数可変制御と、全電気角において前記各相の前記スイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を一定値として設定するキャリア周波数固定制御とを切り換え可能な周波数設定手段と、周波数設定手段が設定したキャリア周波数のキャリア信号を用いて、スイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する信号生成手段とを具備し、周波数設定手段は、回転電機の回転速度が所定の回転速度以上であるときにキャリア周波数可変制御にて各相のキャリア周波数を設定し、回転電機の回転速度が所定の回転速度未満であるときにキャリア周波数固定制御にて各相のキャリア周波数を設定することを特徴とする。 An inverter device for a rotating electrical machine according to the present invention is an inverter device that drives a multi-phase rotating electrical machine whose rotational speed changes by using switching elements provided for each phase. The carrier frequency variable control for determining and setting the carrier frequency of the carrier signal used for driving the switching element for each phase according to the phase of the current of each phase of the rotating electrical machine, and the switching of each phase at all electrical angles The switching element is driven using a frequency setting means capable of switching between carrier frequency fixed control for setting the carrier frequency of the carrier signal used for driving the element as a constant value, and the carrier signal of the carrier frequency set by the frequency setting means. Signal generating means for generating a drive signal for the frequency setting means, the frequency setting means The carrier frequency of each phase is set by the carrier frequency variable control when the rotation speed is equal to or higher than the predetermined rotation speed. Is set.
また、本発明の回転電機の駆動方法は、相別に備えたスイッチング素子を用いて回転電機を駆動する方法において、電気角一周を等分した所定の電気角ごとに、回転電機の各相の電流の位相に応じて、相ごとにスイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を決定して設定するキャリア周波数可変制御と、全電気角において各相のスイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を一定値として設定するキャリア周波数固定制御とを切り換え可能であり、回転電機の回転速度が所定の回転速度以上であるときにキャリア周波数可変制御にて各相のキャリア周波数を設定し、回転電機の回転速度が所定の回転速度未満であるときにキャリア周波数固定制御にて各相のキャリア周波数を設定し、設定したキャリア周波数のキャリア信号を用いて、スイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成することを特徴とする。 The rotating electrical machine driving method of the present invention is a method of driving a rotating electrical machine using a switching element provided for each phase, and the current of each phase of the rotating electrical machine for each predetermined electrical angle equally divided by one electrical angle. The carrier frequency variable control for determining and setting the carrier frequency of the carrier signal used for driving the switching element for each phase according to the phase of the carrier, and the carrier frequency of the carrier signal used for driving the switching element of each phase at all electrical angles Can be switched to a fixed carrier frequency control for setting the carrier frequency for each phase when the rotational speed of the rotating electrical machine is equal to or higher than a predetermined rotational speed. When the rotation speed is lower than the predetermined rotation speed, the carrier frequency of each phase is set by the carrier frequency fixed control, and the set carrier Using a carrier signal of the wave number, and generates a driving signal for driving the switching element.
この回転電機のインバータ装置、及び、回転電機の駆動方法によれば、回転電機の回転速度が所定の回転速度以上である高速回転時にのみ周波数設定手段によって各相のキャリア周波数を電流位相に基づいて可変にしている(例えば、電流指令値が高くなる領域でキャリア周波数を低く変更する)ので、全ての制御周期間においてキャリア周波数が一定の時に比較してスイッチング損失を低減することができるとともにキャリア周波数を低くしたことに起因する雑音が気にならないようにすることができる。つまり、回転電機の高速回転時には、回転電機の回転音や、回転電機に接続される装置、例えば、タイヤの音等、周囲環境音が比較的に大きくなるため、キャリア周波数を低くしても、それに起因する雑音(発振音)が気にならない。 According to the inverter device of the rotating electrical machine and the method for driving the rotating electrical machine, the frequency setting means sets the carrier frequency of each phase based on the current phase only at high speed rotation where the rotational speed of the rotating electrical machine is equal to or higher than a predetermined rotational speed. Since it is variable (for example, the carrier frequency is changed to be lower in the region where the current command value is higher), the switching loss can be reduced and the carrier frequency can be reduced compared to when the carrier frequency is constant during all the control cycles. It is possible to prevent noise caused by lowering the value. In other words, during high-speed rotation of the rotating electrical machine, since the ambient sound such as the rotating sound of the rotating electrical machine and the device connected to the rotating electrical machine, for example, the sound of the tire, is relatively large, even if the carrier frequency is lowered, I do not mind the noise (oscillation sound) resulting from it.
また、上記した周波数設定手段におけるキャリア周波数可変制御は、各相の電流値の絶対値が所定値以上となる電気角ではキャリア周波数を低く設定し、各相の電流値の絶対値が所定値未満となる電気角ではキャリア周波数を高く設定してもよい。 In addition, the carrier frequency variable control in the frequency setting means described above sets the carrier frequency low at an electrical angle where the absolute value of the current value of each phase is equal to or greater than a predetermined value, and the absolute value of the current value of each phase is less than the predetermined value. The carrier frequency may be set high for the electrical angle.
また、上記した回転電機は3相であり、上記した回転電機のインバータ装置は2相変調制御してもよい。 Further, the rotating electric machine described above has three phases, and the inverter device of the rotating electric machine described above may perform two-phase modulation control.
本発明によれば、スイッチング損失の低減と、キャリア周波数に起因する雑音が発生しても近くにいる人が気にならないようにすることとの両立を可能とする。 According to the present invention, it is possible to achieve both reduction of switching loss and prevention of a nearby person from being concerned even if noise caused by a carrier frequency occurs.
以下、本発明の実施形態について図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
図1は、本実施形態による回転電機のインバータ装置の構成を説明する図である。この回転電機のインバータ装置(以降「インバータ装置」と略記)1は、直流電源2から印加される電圧を用いて、回転電機であるモータ3を駆動するものである。図1に表すように、このインバータ装置1は、直流電源2と並列に接続された形のキャパシタ101と、このキャパシタ101の両端の電圧を検出する電圧検出部102と、相ごとに2つのスイッチング素子である例えばnチャネルのIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)が用意されたインバータ回路103と、インバータ回路103の各IGBTの駆動信号を生成・出力するドライブ回路104と、ドライブ回路104による駆動信号の生成を制御するCPU105と、2つの電流センサ106、及び107と、を備えている。 FIG. 1 is a diagram illustrating the configuration of an inverter device for a rotating electrical machine according to the present embodiment. This inverter device (hereinafter abbreviated as “inverter device”) 1 of a rotating electrical machine drives a motor 3 that is a rotating electrical machine using a voltage applied from a DC power supply 2. As shown in FIG. 1, the inverter device 1 includes a capacitor 101 connected in parallel with a DC power supply 2, a voltage detection unit 102 that detects a voltage at both ends of the capacitor 101, and two switching units for each phase. For example, an inverter circuit 103 in which an n-channel IGBT (insulated gate bipolar transistor), which is an element, is prepared, a drive circuit 104 that generates and outputs a drive signal for each IGBT of the inverter circuit 103, and a drive signal generation by the drive circuit 104 CPU 105 for controlling the two, and two current sensors 106 and 107 are provided.
モータ3は、3相の電流の供給によって駆動される回転電機である。このモータ3には、不図示の回転子の位置を電気角で特定可能な回転センサ31が搭載されている。その回転センサ31によって検出された値(以降「回転センサ値」)はCPU105に入力される。なお、回転電機は、複数の相に電流を供給することで駆動されるものであれば良い。 The motor 3 is a rotating electrical machine that is driven by supplying three-phase current. The motor 3 is equipped with a rotation sensor 31 that can specify the position of a rotor (not shown) by an electrical angle. The value detected by the rotation sensor 31 (hereinafter “rotation sensor value”) is input to the CPU 105. The rotating electrical machine may be any one that is driven by supplying current to a plurality of phases.
インバータ回路103には、相ごとに、2つのIGBTが直列にキャパシタ101と並列な形に接続されている。それにより、例えばU相用では、IGBT111のコレクタはキャパシタ101の一方の端子に接続され、IGBT111のエミッタはIGBT112のコレクタと接続され、IGBT112のエミッタはキャパシタ101の他方の端子に接続された形となっている。V相用ではIGBT121及び112が、W相用ではIGBT131及び132がそれぞれ同様に接続されている。 For each phase, two IGBTs are connected in series with the capacitor 101 in the inverter circuit 103. Thereby, for U phase, for example, the collector of the IGBT 111 is connected to one terminal of the capacitor 101, the emitter of the IGBT 111 is connected to the collector of the IGBT 112, and the emitter of the IGBT 112 is connected to the other terminal of the capacitor 101. It has become. The IGBTs 121 and 112 are connected in the same manner for the V phase, and the IGBTs 131 and 132 are connected in the same manner for the W phase.
上記インバータ回路103では、IGBT111とIGBT112とを接続する配線の電圧が、モータ3にU相電圧として印加される。同様にIGBT121とIGBT122を接続する配線の電圧が、モータ3のV相電圧として印加される。IGBT131とIGBT132を接続する配線の電圧が、モータ3にW相電圧として印加される。このことから、電流センサ106はU相電流を表す値を、電流センサ107はW相電流を表す値をそれぞれCPU105に出力する。以降、IGBT111、112、121、122、131、及び132のゲートに入力される駆動信号はそれぞれ「UP信号」「UN信号」「VP信号」「VN信号」「WP信号」「WN信号」と呼ぶことにする。「UP信号」「VP信号」「WP信号」は「P信号」と総称し、「UN信号」「VN信号」「WN信号」は「N信号」と総称する。 In the inverter circuit 103, the voltage of the wiring connecting the IGBT 111 and the IGBT 112 is applied to the motor 3 as a U-phase voltage. Similarly, the voltage of the wiring that connects the IGBT 121 and the IGBT 122 is applied as the V-phase voltage of the motor 3. The voltage of the wiring connecting the IGBT 131 and the IGBT 132 is applied to the motor 3 as a W-phase voltage. Therefore, the current sensor 106 outputs a value representing the U-phase current, and the current sensor 107 outputs a value representing the W-phase current to the CPU 105. Hereinafter, the drive signals input to the gates of the IGBTs 111, 112, 121, 122, 131, and 132 are referred to as “UP signal”, “UN signal”, “VP signal”, “VN signal”, “WP signal”, and “WN signal”, respectively. I will decide. “UP signal”, “VP signal” and “WP signal” are collectively referred to as “P signal”, and “UN signal”, “VN signal” and “WN signal” are collectively referred to as “N signal”.
CPU105は、例えば不図示の搭載されたメモリ、或いは接続されたメモリに格納されているプログラムを実行することで、インバータ装置1全体の制御を行うものである。本実施形態では、CPU105は、回転センサ31から得られた回転センサ値を監視することにより、予め定めた電気角ごとに、各相の状態に応じて、各相のキャリア周波数を決定して設定するキャリア周波数可変制御と、全電気角において各相のキャリア周波数を一定値として設定するキャリア周波数固定制御とを切り換える。それにより、CPU105は周波数設定手段として機能する。 The CPU 105 controls the entire inverter device 1 by executing a program stored in, for example, a mounted memory (not shown) or a connected memory. In this embodiment, the CPU 105 monitors the rotation sensor value obtained from the rotation sensor 31 to determine and set the carrier frequency of each phase according to the state of each phase for each predetermined electrical angle. Switching between carrier frequency variable control and carrier frequency fixed control for setting the carrier frequency of each phase as a constant value in all electrical angles. Thereby, the CPU 105 functions as a frequency setting unit.
CPU105は、相ごとに設定したキャリア周波数を用いて、各相の駆動信号をIGBTごとに生成し、ドライブ回路104に出力する。ドライブ回路104は、CPU105から入力した駆動信号をそれぞれ増幅して、対応するIGBTのゲートに出力する。このことから、CPU105及びドライブ回路104は、スイッチング素子である各IGBTに出力される駆動信号を生成する新合成性手段として機能する。 The CPU 105 generates a drive signal for each phase for each IGBT using the carrier frequency set for each phase, and outputs it to the drive circuit 104. The drive circuit 104 amplifies the drive signals input from the CPU 105 and outputs the amplified signals to the gates of the corresponding IGBTs. Therefore, the CPU 105 and the drive circuit 104 function as new synthesis means for generating a drive signal output to each IGBT that is a switching element.
本実施形態のキャリア周波数可変制御では、各相の状態として、電流位相に着目する。それにより、電流値の絶対値の比較的に大きい相ではキャリア周波数を低く設定し、電流値の絶対値の比較的に小さい相ではキャリア周波数を高く設定する。そのようにキャリア周波数を設定することにより、電流値の絶対値が大きくなる領域ではスイッチング回数がより少なくなるようにして、スイッチング損失を効率的に低減させる。このため、スイッチング損失をより抑えることができる。また、電流値の絶対値の比較的に大きい相では電流変化が小さく、電流値の絶対値の比較的に小さい相では電流変化が大きくなっている。そのため、電流変化の大きい相でキャリア周波数が高くなり、制御性を確保することができる。 In the carrier frequency variable control of this embodiment, attention is paid to the current phase as the state of each phase. Thereby, the carrier frequency is set low in the phase having a relatively large absolute value of the current value, and the carrier frequency is set high in the phase having a relatively small absolute value of the current value. By setting the carrier frequency in this way, the switching loss is efficiently reduced by reducing the number of times of switching in the region where the absolute value of the current value is large. For this reason, switching loss can be suppressed more. Further, the current change is small in the phase having a relatively large absolute value of the current value, and the current change is large in the phase having a relatively small absolute value of the current value. Therefore, the carrier frequency becomes high in a phase with a large current change, and controllability can be ensured.
また、本実施形態では、スイッチング損失のモータ(回転電機)の回転速度依存性、及び、キャリア周波数に起因する雑音(発振音)の耳障り度合のモータの回転速度依存性に着目する。すなわち、モータの高速回転時には、モータ自身の回転音や、モータに接続される装置(例えば、タイヤ)の音等、周囲環境音が比較的に大きくなるため、キャリア周波数を低くしても、これに起因する雑音(発振音)がさほど気にならないが、低速回転時には、周囲環境音が比較的に小さくなるため、キャリア周波数を低くした場合の雑音(発振音)が耳障りとなってしまう。このため、制御装置がモータの回転速度を取り込んで、その回転速度が所定の回転速度以上である高速回転であると判断した時には上記キャリア周波数可変制御にて電気角ごとに各相の電流位相に応じてキャリア周波数を設定し、回転速度が所定の回転速度未満である低速回転であると判断した時にはキャリア周波数固定制御にて全電気角において各相のキャリア周波数を一定値として設定する。このように高速回転時にのみキャリア周波数を各相の電流位相に合わせて変更することにより、全制御周期間でキャリア周波数を一定値とする場合と比較してスイッチング損失を低減することができるとともにキャリア周波数を低くしたことに起因する雑音(発振音)が気にならないようにすることができる。 In the present embodiment, attention is paid to the dependency of the switching loss on the rotational speed of the motor (rotating electrical machine) and the dependency of the noise (oscillation sound) on the rotational speed of the motor due to the carrier frequency. In other words, during high-speed rotation of the motor, the ambient sound such as the rotation sound of the motor itself and the sound of a device (for example, a tire) connected to the motor becomes relatively loud. The noise (oscillation sound) caused by the noise is not so much noticeable, but the ambient environment sound becomes relatively small during low-speed rotation, so the noise (oscillation sound) when the carrier frequency is lowered becomes annoying. For this reason, when the control device takes in the rotation speed of the motor and determines that the rotation speed is a high-speed rotation that is equal to or higher than a predetermined rotation speed, the current phase of each phase is changed for each electrical angle by the carrier frequency variable control. Accordingly, the carrier frequency is set, and when it is determined that the rotation speed is a low speed rotation less than the predetermined rotation speed, the carrier frequency of each phase is set as a constant value in all electrical angles by the carrier frequency fixed control. Thus, by changing the carrier frequency according to the current phase of each phase only during high-speed rotation, the switching loss can be reduced and the carrier frequency can be reduced as compared with the case where the carrier frequency is set to a constant value during the entire control period. The noise (oscillation sound) caused by lowering the frequency can be avoided.
図2は、上記CPU105の機能構成を説明する図である。また、図3(a)は、キャリア周波数可変制御を説明する図であり、図3(b)は、キャリア周波数固定制御を説明する図である。図2の説明を行う前に、図3(a)及び(b)を参照して、本実施形態におけるキャリア周波数可変制御及びキャリア周波数固定制御について具体的に説明する。 FIG. 2 is a diagram for explaining the functional configuration of the CPU 105. FIG. 3A is a diagram for explaining the carrier frequency variable control, and FIG. 3B is a diagram for explaining the carrier frequency fixed control. Before the description of FIG. 2, the carrier frequency variable control and the carrier frequency fixed control in the present embodiment will be specifically described with reference to FIGS. 3 (a) and 3 (b).
まず、図3(a)を参照してキャリア周波数可変制御について説明する。図3において、311はU相電圧波形、312はU相電流波形、321はV相電圧波形、322はV相電流波形、331はW相電圧波形、332はW相電流波形をそれぞれ表している。図3では、横軸は電気角(度)を表し、縦軸は電流値及び電圧値を表している。 First, the carrier frequency variable control will be described with reference to FIG. In FIG. 3, 311 is a U-phase voltage waveform, 312 is a U-phase current waveform, 321 is a V-phase voltage waveform, 322 is a V-phase current waveform, 331 is a W-phase voltage waveform, and 332 is a W-phase current waveform. . In FIG. 3, the horizontal axis represents the electrical angle (degrees), and the vertical axis represents the current value and the voltage value.
矢印301は、キャリア周波数の算出を行うタイミングを表している。302を付したのこぎり波形は、その上側の頂点がモータ3の制御のための割り込み信号(図3中「モータ制御割込み」と表記)の発生タイミングを表している。キャリア周波数の決定は、その割り込み信号の発生により、のこぎり波形302の各頂点で行うようになっている。 An arrow 301 represents the timing for calculating the carrier frequency. In the sawtooth waveform 302, the upper vertex represents the generation timing of an interrupt signal (indicated as “motor control interrupt” in FIG. 3) for controlling the motor 3. The carrier frequency is determined at each vertex of the sawtooth waveform 302 by the generation of the interrupt signal.
図3では矢印301は計13表している。矢印301及びのこぎり波形302によれば、キャリア周波数の算出はモータ3の回転子の1回転を12分割して得られる各領域で行われ、算出したキャリア周波数の設定(モータ制御割込み)は各領域で2回、行えるようになっている。 In FIG. 3, arrows 301 represent a total of 13. According to the arrow 301 and the sawtooth waveform 302, the calculation of the carrier frequency is performed in each region obtained by dividing one rotation of the rotor of the motor 3 into twelve, and the setting of the calculated carrier frequency (motor control interrupt) is performed in each region. Can be done twice.
期間T1〜T12は、本実施例のように回転子の1回転を12等分して得られたものであった場合、30度(deg)の電気角の変化分に相当する。それにより、キャリア周波数の算出は、電気角が30度変化するごとに行われることとなる。キャリア周波数の設定は、電気角が15度変化するごとに行うことができる。このことから、図3では、のこぎり波形302の下側に、電圧位相エリア、つまりのこぎり波形302の1周期を表す破線を描いている。 When the period T1 to T12 is obtained by dividing one rotation of the rotor into 12 parts as in the present embodiment, it corresponds to a change in electrical angle of 30 degrees (deg). Thereby, the calculation of the carrier frequency is performed every time the electrical angle changes by 30 degrees. The carrier frequency can be set every time the electrical angle changes by 15 degrees. Therefore, in FIG. 3, a broken line representing a voltage phase area, that is, one cycle of the sawtooth waveform 302 is drawn below the sawtooth waveform 302.
341を付した三角波波形は、U相に設定・適用されたキャリア信号である。図3(a)では、傾きが同じで振幅(高さ)の異なる2種類のキャリア信号341を表している。これは、キャリア信号341の傾きは固定としているためである。それにより、キャリア信号341の振幅(高さ)はその周波数(キャリア周波数)から決まる。つまり、キャリア信号341において、振幅が1:2の2つの部分の周波数比は2:1であることを表している。図3(a)では、振幅の大きい部分は4kHz、振幅の小さい部分は8kHzとなっている。 A triangular waveform with 341 is a carrier signal set and applied to the U phase. FIG. 3A shows two types of carrier signals 341 having the same inclination and different amplitudes (heights). This is because the slope of the carrier signal 341 is fixed. Thereby, the amplitude (height) of the carrier signal 341 is determined from the frequency (carrier frequency). That is, in the carrier signal 341, the frequency ratio of the two portions having an amplitude of 1: 2 is 2: 1. In FIG. 3A, the portion with a large amplitude is 4 kHz, and the portion with a small amplitude is 8 kHz.
キャリア周波数の算出及び設定は相ごとに行われる。各相のキャリア周波数は、次にキャリア周波数を算出するまでの期間に、整数分の周期が存在できる周波数としている。このことから、例えば電気角が0度のときの各相では、モータ電圧波形である相電圧(例えばU相電圧波形311)の周波数をfm(相電圧周波数)とし、fmの1周期あたりのキャリア周波数の算出回数をK(予め決まった1以上の整数)とすると、期間T1は次の式を満たす。
T1=(1/fm)/K
図3の場合Kは「12」である。(Kは小さすぎるとキャリア周波数が適切な値に変更しにくくなる。例えば4だと電気角で90度になるが、さらに大きい値のほうが好ましい。12以上でもよい。)
The calculation and setting of the carrier frequency is performed for each phase. The carrier frequency of each phase is a frequency at which a period of an integer can exist during the period until the next carrier frequency is calculated. From this, for example, in each phase when the electrical angle is 0 degree, the frequency of the phase voltage that is a motor voltage waveform (for example, the U-phase voltage waveform 311) is fm (phase voltage frequency), and the carrier per cycle of fm When the frequency calculation count is K (a predetermined integer of 1 or more), the period T1 satisfies the following equation.
T1 = (1 / fm) / K
In the case of FIG. 3, K is “12”. (If K is too small, it becomes difficult to change the carrier frequency to an appropriate value. For example, if it is 4, the electrical angle is 90 degrees, but a larger value is preferable. It may be 12 or more.)
T1の期間、つまり電気角が0〜30度の期間でのU相のキャリア周波数をfc1とすると、このキャリア周波数fc1は次式により算出することができる。
fc1=(1/T1)×n=fm×K×n
ここでnはT1の期間内にキャリア周波数fcがいくつ入るかという値で、決め方は後述する。この式からわかるとおり、キャリア周波数はキャリア周波数の算出タイミング(所定の電気角:矢印301のタイミング)での相電圧周波数fmの整数倍である。なお、のこぎり波形302の周波数はモータ電圧波形の周波数fmに対応して変化する。
Assuming that the carrier frequency of the U phase in the period of T1, that is, the period of electrical angle of 0 to 30 degrees is fc1, the carrier frequency fc1 can be calculated by the following equation.
fc1 = (1 / T1) × n = fm × K × n
Here, n is a value indicating how many carrier frequencies fc are included in the period of T1, and how to determine will be described later. As can be seen from this equation, the carrier frequency is an integer multiple of the phase voltage frequency fm at the carrier frequency calculation timing (predetermined electrical angle: timing of arrow 301). The frequency of the sawtooth waveform 302 changes corresponding to the frequency fm of the motor voltage waveform.
上記の演算が相ごとに行われ、キャリア周波数の演算タイミングで繰り返す。従って、モータ3の回転速度の変化(指令電圧値の設定に用いる正弦波波形の周波数:相電圧周波数fmの変更)にも対応することができる。このため、高い汎用性が得られる。 The above calculation is performed for each phase and repeated at the calculation timing of the carrier frequency. Accordingly, it is possible to cope with a change in the rotation speed of the motor 3 (frequency of the sine wave waveform used for setting the command voltage value: change of the phase voltage frequency fm). For this reason, high versatility is obtained.
次にnの決め方について説明する。nは、各相の電流波形の電気角(位相)から特定すべき整数である。電流波形の波形(例えばsin波)が予めわかるので、あとはその位相から電流波形の絶対値(電流量)がわかる。そして、たとえば電流量が大きいところでスイッチング回数を低減するためにキャリア周波数fcを小さくする、つまりnを小さくするように決める。つまり、電流波形の位相を予め設定した位相範囲と比較し、その比較結果に応じて、nとする値を選択することで実現させることができる。nを1以上の整数とすることでキャリア周波数を変更しても、常に同期PWM制御が可能となる。電流波形の位相の代わりとして、電流値の絶対値そのものからnを決定しても良い。 Next, how to determine n will be described. n is an integer to be specified from the electrical angle (phase) of the current waveform of each phase. Since the waveform of the current waveform (for example, a sin wave) is known in advance, the absolute value (current amount) of the current waveform can be determined from the phase. Then, for example, in order to reduce the number of switching when the amount of current is large, the carrier frequency fc is determined to be small, that is, n is decreased. That is, it can be realized by comparing the phase of the current waveform with a preset phase range and selecting a value n according to the comparison result. Even if the carrier frequency is changed by setting n to an integer of 1 or more, synchronous PWM control is always possible. As an alternative to the phase of the current waveform, n may be determined from the absolute value of the current value itself.
図3(a)に示す例では電流量が小さいところ(最大振幅の絶対値が1としたときの所定値0.5未満の位相)ときにはn=2、電流量が大きいところ(所定値0.5以上の位相)のときにはn=1としている。本実施例では、N=1または2の2段階にキャリア周波数を変更したが、3段階以上に変更してもよい。 In the example shown in FIG. 3A, when the amount of current is small (a phase of less than a predetermined value 0.5 when the absolute value of the maximum amplitude is 1), n = 2, and where the amount of current is large (the predetermined value 0. When the phase is 5 or more, n = 1. In the present embodiment, the carrier frequency is changed in two stages of N = 1 or 2, but may be changed in three or more stages.
次に、算出されたキャリア周波数fcからON/OFF信号を生成する方法について説明する。本実施の形態では、いわゆる2相変調制御を採用している。図3(a)のU相において、キャリア信号341と合わせて表記の直線342は、U相の指令電圧値を表している。直線342は対応する期間においてU相電圧波形311を代表する値であり、例えば平均値やキャリア周波数の算出タイミングの値である。なお、図3(a)に表す例では、指令電圧値342の大小が電圧指令値311から反転して示している。UP信号、及びUN信号は、指令電圧値(直線342)とキャリア信号341の比較によって生成される。図3(a)に表す例では、キャリア信号341が指令電圧値342以上となっている部分でのみUP信号がON(アクティブ。ここではHレベル)と、キャリア信号341が指令電圧値342未満となっている部分ではUN信号がONとされる。 Next, a method for generating an ON / OFF signal from the calculated carrier frequency fc will be described. In the present embodiment, so-called two-phase modulation control is employed. In the U phase of FIG. 3A, a straight line 342 together with the carrier signal 341 represents the command voltage value of the U phase. The straight line 342 is a value representative of the U-phase voltage waveform 311 in the corresponding period, and is, for example, an average value or a value for calculating the carrier frequency. In the example shown in FIG. 3A, the magnitude of the command voltage value 342 is shown inverted from the voltage command value 311. The UP signal and the UN signal are generated by comparing the command voltage value (straight line 342) with the carrier signal 341. In the example shown in FIG. 3A, the UP signal is ON (active, in this case, H level) only in a portion where the carrier signal 341 is equal to or higher than the command voltage value 342, and the carrier signal 341 is less than the command voltage value 342. The UN signal is turned ON in the portion where
電気角90〜150度の期間では、U相電流の絶対値が大きいため、キャリア信号341に対して常に指令電圧値342以上となるように指令電圧値342が調整される。同時に、V相、W相の指令電圧値である352,362は指令電圧342との相間電圧を保つように調整される。それにより、この電気角90〜150度の期間、UP信号は常にON、つまりIGBT111は常にONとなる。一方、電気角270〜330度の期間では、U相電流の絶対値が大きいため、キャリア信号341に対して常に指令電圧値342未満となるように指令電圧値342が調整される。同時に、V相、W相の指令電圧値である352,362は指令電圧342との相間電圧を保つように調整される。従って、UN信号は常にON、つまりIGBT112は常にONとなる。 Since the absolute value of the U-phase current is large during the electrical angle of 90 to 150 degrees, the command voltage value 342 is adjusted so that the carrier signal 341 is always equal to or greater than the command voltage value 342. At the same time, the V-phase and W-phase command voltage values 352 and 362 are adjusted to maintain the interphase voltage with the command voltage 342. Thereby, the UP signal is always ON during the period of the electrical angle of 90 to 150 degrees, that is, the IGBT 111 is always ON. On the other hand, since the absolute value of the U-phase current is large during the electrical angle of 270 to 330 degrees, the command voltage value 342 is adjusted so that the carrier signal 341 is always less than the command voltage value 342. At the same time, the V-phase and W-phase command voltage values 352 and 362 are adjusted to maintain the interphase voltage with the command voltage 342. Therefore, the UN signal is always ON, that is, the IGBT 112 is always ON.
ここで「ベタ」とは、このように同一の相の2つのIGBTのうち、UN信号に対応する下アームがON、UP信号に対応する上アームがOFFを維持し続けるか、或いは上アームがON、下アームがOFFを維持し続ける状態を示す用語である。なお、短絡を防ぐため2つのIGBTが共にONにはならない、図3中の「ベタ相」として表記の「UPベタ」及び「UNベタ」は、それぞれ、UP信号のONによってU相のIGBT111がベタになっている状況、UN信号のONによってU相のIGBT112がベタになっている状況、を表している。同様に「VPベタ」及び「VNベタ」は、それぞれ、UP信号のONによってV相のIGBT121がベタになっている状況、UN信号のONによってV相のIGBT122がベタになっている状況、を表している。「WPベタ」及び「WNベタ」は、それぞれ、UP信号のONによってW相のIGBT131がベタになっている状況、UN信号のONによってW相のIGBT132がベタになっている状況、を表している。 Here, “solid” means that the lower arm corresponding to the UN signal is kept on and the upper arm corresponding to the UP signal is kept off, or the upper arm is turned off. It is a term indicating a state in which the ON and lower arms continue to remain OFF. In order to prevent a short circuit, both IGBTs are not turned ON. In FIG. 3, “UP solid” and “UN solid” indicated as “solid phase” indicate that the U-phase IGBT 111 is turned on when the UP signal is turned on. This represents a solid state, and a situation where the U-phase IGBT 112 is solid due to ON of the UN signal. Similarly, “VP solid” and “VN solid” indicate that the V-phase IGBT 121 is solid when the UP signal is ON, and the V-phase IGBT 122 is solid when the UN signal is ON. Represents. “WP Solid” and “WN Solid” indicate the situation where the W-phase IGBT 131 is solid due to the ON of the UP signal, and the situation where the W-phase IGBT 132 is solid due to the ON of the UN signal, respectively. Yes.
UPベタ、及びUNベタではそれぞれIGBT111、IGBT112のスイッチング、つまりON→OFF、或いはOFF→ONは発生しない。UPベタとなるのはU相電流波形312の電流値が大きい状況であり、UNベタとなるのはU相電流波形312の電流値が小さい状況である。何れの状況でも電流値の絶対値は大きい。そのような状況時にスイッチングを行わないようにしているため、効率的にスイッチング損失の発生を抑えることができる。 In the UP solid and UN solid, switching of the IGBT 111 and the IGBT 112, that is, ON → OFF or OFF → ON does not occur. UP solid is a situation where the current value of the U-phase current waveform 312 is large, and UN solid is a situation where the current value of the U-phase current waveform 312 is small. In any situation, the absolute value of the current value is large. Since switching is not performed in such a situation, occurrence of switching loss can be efficiently suppressed.
351はV相に設定・適用されたキャリア信号、361はW相に設定・適用されたキャリア信号である。352はV相の指令電圧値、362はW相の指令電圧値である。V相、及びW相でもU相と同様に、ベタが発生する。このため、V相、及びW相でもU相と同様に、効率的にスイッチング損失の発生を抑えることができる。 Reference numeral 351 denotes a carrier signal set / applied to the V phase, and reference numeral 361 denotes a carrier signal set / applied to the W phase. 352 is a V-phase command voltage value, and 362 is a W-phase command voltage value. Similar to the U phase, solids are generated in the V phase and the W phase. For this reason, generation | occurrence | production of a switching loss can be efficiently suppressed also in V phase and W phase similarly to U phase.
キャリア周波数可変制御では、上記のようにして、予め定めた電気角ごと(キャリア周波数の算出タイミングごと)に、各相のキャリア周波数を算出し、次に定めた電気角となるまでの間、相ごとに、算出したキャリア周波数を適用してモータ3を駆動する。それにより、スイッチング損失が比較的に最大となる期間のスイッチングを回避して、スイッチング損失を効率的に低減させている。 In the carrier frequency variable control, as described above, the carrier frequency of each phase is calculated for each predetermined electrical angle (each carrier frequency calculation timing), and until the next specified electrical angle is reached, the phase is changed. Each time, the motor 3 is driven by applying the calculated carrier frequency. Thereby, switching during a period in which the switching loss is relatively maximum is avoided, and the switching loss is efficiently reduced.
本実施形態では、2相変調を採用し、キャリア周波数の算出はモータ3の回転子の1回転を12(=2×3×M(整数))分割して得られる各領域で行うようにしているが、2相変調の採用に限定されるものではなく、例えば3相変調を採用しても、スイッチング損失の発生を抑えることができる。 In this embodiment, two-phase modulation is adopted, and the carrier frequency is calculated in each region obtained by dividing one rotation of the rotor of the motor 3 into 12 (= 2 × 3 × M (integer)). However, the present invention is not limited to adopting two-phase modulation. For example, even if three-phase modulation is adopted, the occurrence of switching loss can be suppressed.
次に、図3(b)を参照してキャリア周波数固定制御について説明する。図3(b)には、図3(a)に対応して、各相のキャリア信号341,351,361、及び、各相の指令電圧値342,352,362のみが示されている。図3(b)に示すように、キャリア周波数固定制御では、例えばn=2に固定して1種類のキャリア信号341,351,361を生成する点でキャリア周波数可変制御と異なる。すなわち、キャリア周波数固定制御では、全電気角においてキャリア信号のキャリア周波数を一定値(例えば、8kHz)として設定する。設定したキャリア周波数のキャリア信号を用いてスイッチング信号の駆動信号を生成する方法は、上記と同一である。 Next, carrier frequency fixed control will be described with reference to FIG. FIG. 3B shows only the carrier signals 341, 351, 361 for each phase and the command voltage values 342, 352, 362 for each phase, corresponding to FIG. As shown in FIG. 3B, the carrier frequency fixed control is different from the carrier frequency variable control in that, for example, one type of carrier signals 341, 351, 361 is generated with n = 2 fixed. That is, in the carrier frequency fixed control, the carrier frequency of the carrier signal is set as a constant value (for example, 8 kHz) in all electrical angles. The method for generating the drive signal for the switching signal using the carrier signal having the set carrier frequency is the same as described above.
上述したキャリア周波数可変制御とキャリア周波数固定制御とは、モータの回転速度に応じて切り換えられる。具体的には、モータの回転速度を検出し、その回転速度が所定の回転速度以上であるか否かを判定する。モータの回転速度が所定の回転速度以上となる高速回転時にはキャリア周波数可変制御が適用され、回転速度が所定の回転速度未満である低速回転時にはキャリア周波数固定制御が適用される。このように高速回転時にのみキャリア周波数を電流位相に基づいて可変とする制御(電流値が高い領域でキャリア周波数を低く変更する)ことにより、全ての制御周期間においてキャリア周波数が一定の時と比較してスイッチング損失を低減することができるとともにキャリア周波数を低くしたことに起因する雑音(発振音)が気にならないようにすることができる。 The above-described carrier frequency variable control and carrier frequency fixed control are switched according to the rotational speed of the motor. Specifically, the rotational speed of the motor is detected, and it is determined whether or not the rotational speed is equal to or higher than a predetermined rotational speed. The carrier frequency variable control is applied during high-speed rotation where the rotation speed of the motor is equal to or higher than the predetermined rotation speed, and the carrier frequency fixed control is applied during low-speed rotation where the rotation speed is less than the predetermined rotation speed. Control that makes the carrier frequency variable based on the current phase only during high-speed rotation (changes the carrier frequency to a low value in the region where the current value is high), so that the carrier frequency is constant during all control cycles. Thus, switching loss can be reduced and noise (oscillation sound) caused by lowering the carrier frequency can be avoided.
なお、本実施形態では、所定の回転速度は、モータ回転音や、モータに接続される装置(例えば、タイヤ)の音等、周囲環境音が比較的に大きく、n=1のときのキャリア周波数4kHzに起因する雑音(発振音)が気にならなくなる車両速度5km/h相当に設定している。 In the present embodiment, the predetermined rotation speed is a carrier frequency when the ambient sound such as a motor rotation sound or a device (for example, a tire) connected to the motor is relatively loud and n = 1. The vehicle speed is set to be equivalent to 5 km / h so that noise (oscillation sound) caused by 4 kHz is not a concern.
次に、図2を参照して、上記のようなモータ3の駆動制御を実現させるCPU105の機能構成について詳細に説明する。その機能構成は、上記のように、CPU105が搭載、或いは接続された不図示のメモリに格納されているプログラムを実行することで実現される。 Next, a functional configuration of the CPU 105 that realizes the drive control of the motor 3 as described above will be described in detail with reference to FIG. The functional configuration is realized by executing a program stored in a memory (not shown) on which the CPU 105 is mounted or connected as described above.
モータ3の回転センサ31から得られた回転センサ値は、レジスタ201に格納され、電流センサ106及び107から得られたU相、及びW相の各電流値はレジスタ202に格納される。 The rotation sensor value obtained from the rotation sensor 31 of the motor 3 is stored in the register 201, and the U-phase and W-phase current values obtained from the current sensors 106 and 107 are stored in the register 202.
制御周波数設定部220はレジスタ201の回転センサ値を随時、参照し、図3の矢印301で表すタイミングの到来(所定の電気角)を認識し、その時点でのfmを求めることで、制御する期間(たとえば電気角が0のときはT1)が特定される。 The control frequency setting unit 220 refers to the rotation sensor value of the register 201 at any time, recognizes the arrival of the timing (predetermined electrical angle) indicated by the arrow 301 in FIG. 3, and controls by obtaining fm at that time. A period (for example, T1 when the electrical angle is 0) is specified.
出力電流位相特定部230は、レジスタ201に格納された回転センサ値から図3の矢印301で表すタイミングの到来(所定の電気角)を認識し、レジスタ202に格納されたU相、及び/或いは、W相の電流値を参照して、各相の電流位相を特定する。特定した各相の電流位相は各相キャリア周波数設定部250に通知する。 The output current phase identification unit 230 recognizes the arrival of the timing (predetermined electrical angle) indicated by the arrow 301 in FIG. 3 from the rotation sensor value stored in the register 201, and the U phase stored in the register 202, and / or The current phase of each phase is specified with reference to the current value of the W phase. The current phase of each identified phase is notified to each phase carrier frequency setting unit 250.
各相キャリア周波数設定部250は、回転センサ値に基づく回転速度(回転数)に応じて、上記したキャリア周波数可変制御とキャリア周波数固定制御とを切り換える。具体的には、各相キャリア周波数設定部250は、回転速度が所定の回転速度未満である低速回転時には、キャリア周波数固定制御にて全電気角において各相のキャリア周波数を一定値(例えば8kHz固定)として設定する。一方、回転速度が所定の回転速度以上である高速回転時には、各相キャリア周波数設定部250は、キャリア周波数可変制御にて電気角ごとに各相の電流位相に応じてキャリア周波数を設定する。このとき、各相キャリア周波数設定部250は、出力電流位相特定部230から通知された各相の電流位相からnの値を定め、制御周波数設定部220からfmの値を得ることにより、各相の電流値の絶対値が所定値未満となる電気角ではキャリア周波数を高く設定し(例えば8kHz)し、各相の電流値の絶対値が所定値以上となる電気角ではキャリア周波数を低く設定する(例えば4kHz)。相ごとに決定したキャリア周波数をそれぞれU相キャリア周波数出力部261、V相キャリア周波数出力部262、及びW相キャリア周波数出力部263に設定する。各キャリア周波数設定部261〜263は、それぞれ、設定されたキャリア周波数のキャリア信号を出力する。 Each phase carrier frequency setting unit 250 switches between the carrier frequency variable control and the carrier frequency fixed control described above according to the rotation speed (number of rotations) based on the rotation sensor value. Specifically, each phase carrier frequency setting unit 250 is configured to fix the carrier frequency of each phase to a constant value (for example, 8 kHz fixed) at all electrical angles by carrier frequency fixing control during low speed rotation where the rotation speed is less than a predetermined rotation speed. ). On the other hand, during high-speed rotation where the rotation speed is equal to or higher than a predetermined rotation speed, each phase carrier frequency setting unit 250 sets the carrier frequency according to the current phase of each phase for each electrical angle by carrier frequency variable control. At this time, each phase carrier frequency setting unit 250 determines the value of n from the current phase of each phase notified from the output current phase specifying unit 230, and obtains the value of fm from the control frequency setting unit 220. The carrier frequency is set high (for example, 8 kHz) at an electrical angle where the absolute value of the current value is less than a predetermined value, and the carrier frequency is set low at an electrical angle where the absolute value of the current value of each phase is greater than or equal to a predetermined value. (For example, 4 kHz). The carrier frequencies determined for each phase are set in the U-phase carrier frequency output unit 261, the V-phase carrier frequency output unit 262, and the W-phase carrier frequency output unit 263, respectively. Each carrier frequency setting unit 261 to 263 outputs a carrier signal having a set carrier frequency.
指令電圧設定部240は、相ごとに、指令電圧値をそれぞれ、U相コンペア値出力部211、V相コンペア値出力部212、及びW相コンペア値出力部213に出力する。各コンペア値出力部211〜213は、他に、各相キャリア周波数設定部250から対応する相のキャリア周波数を入力する。それにより、各コンペア値出力部211〜213は、対応する相で設定されたキャリア周波数に応じて、指令電圧設定部240から入力した指令電圧値を用いた乗算を行い、その乗算結果を出力する。この乗算結果は、キャリア信号と比較すべき指令電圧値として扱われる。 The command voltage setting unit 240 outputs the command voltage value to the U-phase compare value output unit 211, the V-phase compare value output unit 212, and the W-phase compare value output unit 213 for each phase. In addition, each of the compare value output units 211 to 213 inputs the carrier frequency of the corresponding phase from each phase carrier frequency setting unit 250. Thereby, each of the compare value output units 211 to 213 performs multiplication using the command voltage value input from the command voltage setting unit 240 according to the carrier frequency set in the corresponding phase, and outputs the multiplication result. . This multiplication result is treated as a command voltage value to be compared with the carrier signal.
図3に表すように、キャリア信号341、351及び361は、キャリア周波数に応じて振幅が異なる。このため、例えば低いほうのキャリア周波数を想定した指令電圧値を指令電圧設定部240が出力する場合、低いキャリア周波数が設定された相のコンペア値出力部211、212或いは213は、低いキャリア周波数のキャリア信号に応じた値を出力する。同様に、高いキャリア周波数が設定された相のコンペア値出力部211、212或いは213は、高いキャリア周波数のキャリア信号に応じた値を出力する。そのようにして、各コンペア値出力部211、212及び213は、設定されたキャリア周波数に応じた指令電圧値を出力する。すなわち各相のキャリア信号の振幅にあわせて指令電圧値を調整する。また、2相変調するために、出力電流位相を基にベタ相を決め、各相間の相関電圧を保つように指令電圧値を調整する。 As shown in FIG. 3, the carrier signals 341, 351, and 361 have different amplitudes depending on the carrier frequency. For this reason, for example, when the command voltage setting unit 240 outputs a command voltage value assuming a lower carrier frequency, the phase compare value output unit 211, 212 or 213 in which the low carrier frequency is set has a low carrier frequency. A value corresponding to the carrier signal is output. Similarly, the phase compare value output unit 211, 212, or 213 in which a high carrier frequency is set outputs a value corresponding to a carrier signal having a high carrier frequency. As such, each of the compare value output units 211, 212, and 213 outputs a command voltage value corresponding to the set carrier frequency. That is, the command voltage value is adjusted according to the amplitude of the carrier signal of each phase. In order to perform two-phase modulation, a solid phase is determined based on the output current phase, and the command voltage value is adjusted so as to maintain the correlation voltage between the phases.
U相スイッチング波形生成部271は、U相キャリア周波数出力部261からキャリア信号、U相コンペア値出力部211から指令電圧値をそれぞれ入力し、それらを比較して、UP信号、及びUN信号用の2つのスイッチング波形を生成し出力する。それらスイッチング波形がドライブ回路104に入力されることにより、ドライブ回路104はUP信号、及びUN信号を出力する。 The U-phase switching waveform generation unit 271 receives a carrier signal from the U-phase carrier frequency output unit 261 and a command voltage value from the U-phase compare value output unit 211, compares them, and uses the UP signal and UN signal. Two switching waveforms are generated and output. When these switching waveforms are input to the drive circuit 104, the drive circuit 104 outputs an UP signal and an UN signal.
V相スイッチング波形生成部272も同様に、V相キャリア周波数出力部262からキャリア信号、V相コンペア値出力部212から指令電圧値をそれぞれ入力し、それらを比較して、VP信号、及びVN信号用の2つのスイッチング波形を生成し出力する。W相スイッチング波形生成部273は、W相キャリア周波数出力部263からキャリア信号、W相コンペア値出力部213から指令電圧値をそれぞれ入力し、それらを比較して、WP信号、及びWN信号用の2つのスイッチング波形を生成し出力する。それらV相スイッチング波形生成部272、及びW相スイッチング波形生成部273がそれぞれ生成した2種類のスイッチング波形がドライブ回路104に入力されることにより、ドライブ回路104はVP信号、VN信号、WP信号及びWN信号を出力する。 Similarly, the V-phase switching waveform generation unit 272 receives a carrier signal from the V-phase carrier frequency output unit 262 and a command voltage value from the V-phase compare value output unit 212, compares them, and outputs a VP signal and a VN signal. Two switching waveforms are generated and output. The W-phase switching waveform generation unit 273 receives a carrier signal from the W-phase carrier frequency output unit 263 and a command voltage value from the W-phase compare value output unit 213, compares them, and generates a WP signal and a WN signal. Two switching waveforms are generated and output. The two types of switching waveforms generated by the V-phase switching waveform generation unit 272 and the W-phase switching waveform generation unit 273 are input to the drive circuit 104, so that the drive circuit 104 has a VP signal, a VN signal, a WP signal, and Outputs the WN signal.
指令電圧設定部240は、矢印301に示すキャリア周波数の算出タイミングで、各コンペア値出力部211〜213にそれぞれの相に対応する指令電圧値を出力し、各コンペア値出力部211〜213は、指令電圧値の入力によって、出力すべき指令電圧値を更新する。 The command voltage setting unit 240 outputs a command voltage value corresponding to each phase to each of the compare value output units 211 to 213 at the carrier frequency calculation timing indicated by the arrow 301, and each of the compare value output units 211 to 213 The command voltage value to be output is updated by inputting the command voltage value.
なお、本実施形態のキャリア周波数可変制御では、電流位相に着目して、各相のキャリア周波数を決定しているが、電圧位相に着目して、各相のキャリア周波数を決定するようにしても良い。電流波形と電圧波形には力率から特定される位相差が存在する。このことから、電圧波形への対応は、例えば図2の出力電流位相特定部230に、特定した電流位相から力率を用いて電圧波形を特定させることで行わせることができる。 In the carrier frequency variable control of this embodiment, the carrier frequency of each phase is determined by focusing on the current phase, but the carrier frequency of each phase may be determined by focusing on the voltage phase. good. There is a phase difference specified by the power factor between the current waveform and the voltage waveform. From this, correspondence to the voltage waveform can be performed, for example, by causing the output current phase specifying unit 230 of FIG. 2 to specify the voltage waveform using the power factor from the specified current phase.
1…回転電機のインバータ装置、2…直流電源、3…モータ(回転電機)、31…回転センサ、101…キャパシタ、102…電圧検出部、103…インバータ回路、104…ドライブ回路(信号生成手段)、105…CPU(周波数設定手段、信号生成手段)、106,107…電流センサ、111,112,121,122,131,132…IGBT(スイッチング素子)。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Inverter apparatus of a rotary electric machine, 2 ... DC power supply, 3 ... Motor (rotary electric machine), 31 ... Rotation sensor, 101 ... Capacitor, 102 ... Voltage detection part, 103 ... Inverter circuit, 104 ... Drive circuit (signal generation means) 105, CPU (frequency setting means, signal generation means), 106, 107 ... current sensor, 111, 112, 121, 122, 131, 132 ... IGBT (switching element).
Claims (4)
電気角一周を等分した所定の電気角ごとに、前記回転電機の各相の電流の位相に応じて、相ごとに前記スイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を決定して設定するキャリア周波数可変制御と、全電気角において前記各相の前記スイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を一定値として設定するキャリア周波数固定制御とを切り換え可能な周波数設定手段と、
前記周波数設定手段が設定したキャリア周波数のキャリア信号を用いて、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する信号生成手段と、
を具備し、
前記周波数設定手段は、前記回転電機の回転速度が所定の回転速度以上であるときに前記キャリア周波数可変制御にて前記各相のキャリア周波数を設定し、前記回転電機の回転速度が前記所定の回転速度未満であるときに前記キャリア周波数固定制御にて前記各相のキャリア周波数を設定することを特徴とする回転電機のインバータ装置。 In an inverter device that drives a multi-phase rotating electrical machine whose rotational speed changes using a switching element provided for each phase,
A carrier that determines and sets a carrier frequency of a carrier signal used for driving the switching element for each phase according to the phase of the current of each phase of the rotating electrical machine for each predetermined electrical angle that equally divides one round of electrical angle Frequency setting means capable of switching between frequency variable control and carrier frequency fixed control for setting the carrier frequency of the carrier signal used for driving the switching element of each phase as a constant value at all electrical angles;
Signal generating means for generating a drive signal for driving the switching element, using a carrier signal having a carrier frequency set by the frequency setting means;
Comprising
The frequency setting means sets the carrier frequency of each phase by the carrier frequency variable control when the rotational speed of the rotating electrical machine is equal to or higher than a predetermined rotational speed, and the rotational speed of the rotating electrical machine is the predetermined rotational speed. An inverter device for a rotating electrical machine, wherein the carrier frequency of each phase is set by the carrier frequency fixed control when the speed is less than the speed.
ことを特徴とする請求項1記載の回転電機のインバータ装置。 In the carrier frequency variable control in the frequency setting means, the carrier frequency is set low at an electrical angle where the absolute value of the current value of each phase is equal to or greater than a predetermined value, and the absolute value of the current value of each phase is the predetermined value. In the electrical angle that is less than the value, the carrier frequency is set high.
The inverter device for a rotating electrical machine according to claim 1.
電気角一周を等分した所定の電気角ごとに、前記回転電機の各相の電流の位相に応じて、相ごとに前記スイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を決定して設定するキャリア周波数可変制御と、全電気角において前記各相の前記スイッチング素子の駆動に用いるキャリア信号のキャリア周波数を一定値として設定するキャリア周波数固定制御とを切り換え可能であり、前記回転電機の回転速度が所定の回転速度以上であるときに前記キャリア周波数可変制御にて前記各相のキャリア周波数を設定し、前記回転電機の回転速度が前記所定の回転速度未満であるときに前記キャリア周波数固定制御にて前記各相のキャリア周波数を設定し、
前記設定したキャリア周波数のキャリア信号を用いて、前記スイッチング素子を駆動するための駆動信号を生成する、
ことを特徴とする回転電機の駆動方法。 In a method of driving a rotating electrical machine using a switching element provided for each phase,
A carrier that determines and sets a carrier frequency of a carrier signal used for driving the switching element for each phase according to the phase of the current of each phase of the rotating electrical machine for each predetermined electrical angle that equally divides one round of electrical angle It is possible to switch between frequency variable control and carrier frequency fixed control for setting the carrier frequency of the carrier signal used to drive the switching element of each phase as a constant value at all electrical angles, and the rotational speed of the rotating electrical machine is predetermined. When the rotation speed of the rotating electrical machine is less than the predetermined rotation speed, the carrier frequency is controlled by the carrier frequency variable control. Set the carrier frequency for each phase,
Using the carrier signal of the set carrier frequency to generate a drive signal for driving the switching element;
A method for driving a rotating electrical machine.
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