JP5987980B2 - 位相制御型ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータおよびその制御方法に関する。

従来、交流入力電力を整流した直流電力をインバータ回路で高周波交流電力に変換し、トランスで電圧調整された高周波交流電力を整流回路で溶接に適した直流出力電力に変換する溶接用スイッチング電源装置が知られている。ＪＰ２５３３３７８Ｂに記載の溶接用スイッチング電源装置では、負荷の出力要求に対する遅れを補償する構造が開示されている。

しかしながら、ＪＰ２５３３３７８Ｂに記載の遅れ補償制御をデジタル制御で行う場合、電流センサの検出遅れやコントローラの応答遅れ等により、トランスに流れる電流を目標電流に追従させることができず、実際の出力と目標出力との間に誤差が生じるという問題が生じる。

本発明は、電流センサの検出遅れやコントローラの応答遅れ等が存在する場合でも、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力が目標出力に追従する技術を提供することを目的とする。

本発明の一態様における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線に接続される１次側スイッチング回路と、２次巻線に接続される２次側スイッチング回路と、１次巻線と２次巻線とを磁気結合するトランスと、１次側スイッチング回路および２次側スイッチング回路の動作を制御して、トランスの１次側電圧と２次側電圧との位相差を制御することにより、トランスの１次側および２次側間で授受される電力を制御する制御手段とを備える。制御手段は、トランスの１次側および２次側間で電力の授受を行っている際に、トランスに流れる電流が目標電流を超えると、トランスの１次側電圧および２次側電圧がゼロとなる電圧ゼロ期間を設ける。

本発明の実施形態については、添付された図面とともに以下に詳細に説明される。

図１は、第１の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 図２は、従来の位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図３は、第１の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための図である。 図４は、電圧ゼロ期間の長さの設定方法を説明するための図である。 図５は、スナバ共振形ソフトスイッチングコンバータの構成を示す図である。 図６は、スナバ共振形ソフトスイッチングコンバータの制御方法を説明するための図である。 図７は、第３の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータを含むモータ駆動システムの全体概略図である。

−第１の実施形態−
図１は、第１の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。この位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、電気自動車に搭載されて使用される。ただし、本実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの適用先が車両に限定されることはない。

第１の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次側スイッチング回路１０と、２次側スイッチング回路２０と、トランス３０と、１次側平滑コンデンサＣ１０と、２次側平滑コンデンサＣ２０と、コントローラ４０とを備える。１次側スイッチング回路１０は、トランス３０の１次巻線３１と接続され、２次側スイッチング回路２０は、トランス３０の２次巻線３２と接続されている。トランス３０の１次巻線３１と２次巻線３２とは、磁気結合されている。

１次側スイッチング回路１０は、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ４と、逆並列ダイオードＤ１〜Ｄ４とを備える。また、２次側スイッチング回路２０は、スイッチング素子Ｈ５〜Ｈ８と、逆並列ダイオードＤ５〜Ｄ８とを備える。

コントローラ４０は、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力目標値に応じて、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ８のオン／オフを制御する。

図１に示す位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、既知の構成であるため、その基本的な動作の説明は省略するが、トランス３０の１次側電圧と２次側電圧との位相差を制御することにより、トランス３０に流れる電流値を変化させて、出力電力（伝送電力）を制御する。本実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法について説明する前に、従来の位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法における問題について、図２を参照しながら説明する。

電気自動車に搭載されて使用される本実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータのように、大出力伝送が要求される場合、電圧位相差に対するトランス電流変化率が高い構成となっている。このため、コントローラ４０の制御遅れ等に起因して、目標電圧位相差に対して実電圧位相差が誤差を有する場合、トランス３０に流れる電流と目標電流との間に誤差が生じ、結果として、目標の瞬時伝送電力に対して、実瞬時伝送電力に誤差が生じる。図２に示す例では、電流センサの検出遅れ、コントローラの応答遅れ、スイッチング素子の駆動遅れ等に起因して、目標電圧位相差に対する実電圧位相差の誤差Ｔ１１が生じており、これにより、目標伝送電力に対して誤差が生じている。

図３は、第１の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの動作を説明するための図であり、上から順に、トランス３０の１次側電圧、トランス３０の２次側電圧、トランス３０に流れる電流の時間変化をそれぞれ示している。

時刻Ｔ１では、トランス３０の１次側にプラスの電圧が印加されるように、また、トランス３０の２次側にマイナスの電圧が印加されるように、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ８を制御する。これにより、トランス３０には、１次側から２次側へと電流が流れる。

時刻Ｔ２において、トランス３０の１次側電圧と同じ大きさの電圧がトランス３０の２次側に印加されるように、スイッチング素子Ｈ５〜Ｈ８を制御する。これにより、トランス３０に流れる電流は一定値となる。ただし、トランス３０に流れる電流を検出する電流センサ（不図示）の検出遅れやコントローラ４０の制御遅れ等に起因して、トランス３０に流れる電流は、目標電流Ｉ１より大きい電流となる。

時刻Ｔ３では、トランス３０の１次側および２次側の電圧がそれぞれ０となるように、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ８を制御する。これにより、１次側から２次側への伝送電力は０となる。

時刻Ｔ４では、トランスの１次側にマイナスの電圧が印加されるように、また、トランス３０の２次側にプラスの電圧が印加されるように、スイッチング素子Ｈ１〜Ｈ８を制御する。これにより、トランス３０に流れる電流は、目標電流Ｉ２に向けて低下する。

本実施形態では、時刻Ｔ２〜Ｔ３の区間において、目標電流Ｉ１より大きい電流がトランス３０に流れることによって、目標伝送電力を超過した電力分を、時刻Ｔ３〜Ｔ４の区間（電圧ゼロ期間）において、伝送電力を０とすることによって相殺する。すなわち、図３のＳ１とＳ２の面積は等しい。また、Ｓ１とＳ２の面積が等しいので、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの伝送電力は、目標伝送電力と等しくなる。

なお、図３に示すように、トランス３０に流れる電流が目標電流Ｉ２となるように制御する際も、トランス３０に流れる電流を検出する電流センサ（不図示）の検出遅れやコントローラ４０の制御遅れ等に起因して、トランス３０に流れる電流は、目標電流Ｉ２より小さい（絶対値としては大きい）電流となる。この場合も、上述したＴ３〜Ｔ４の区間と同様に、トランス３０の１次側および２次側の電圧がそれぞれ０となるような制御を行うことによって、目標伝送電力と実伝送電力との差分を調整する。以後、同じような制御が繰り返し行われる。

ここで、目標伝送電力を超過した電力分を次のスイッチング周期で補正する方法も考えられるが、その方法では、応答性が悪くなる。本実施形態では、図３に示すように、同一周期内で目標伝送電力を超過した電力分を、電圧ゼロ期間中に相殺するので、応答性が悪化するのを防ぐことができる。

トランス３０の１次側および２次側の電圧を０とする電圧ゼロ期間（図３の時刻Ｔ３〜Ｔ４の期間）を設定する方法について、図４を用いて説明する。

スイッチング周期を定めるためにコントローラ４０によって生成される三角波の始めの１／４周期の間に、トランス３０に流れる電流を検出するとともに、検出した電流と目標電流との誤差を演算する。トランス３０に流れる電流は、図示しない電流センサによって検出してもよいし、後述するように、演算によって求めてもよい。そして、検出した電流と目標電流との誤差に基づいて変調率を求め、求めた変調率と三角波とを比較することによって、電圧ゼロ期間の長さを設定する。図４に示す例では、区間Ｔ１０の長さが電圧ゼロ期間の長さとなる。

なお、図５に示すようなスナバコンデンサを備えたスナバ共振形ソフトスイッチングコンバータの場合も同様の制御を行うことができるが、回路の特性上、図３に示す制御方法では損失が大きくなる。従って、図６に示すように、時刻Ｔ１にトランス３０の２次側の電圧をマイナス電圧とする代わりに０となるようにスイッチング素子Ｈ５〜Ｈ８を制御して、図３に示す制御方法と比べて、トランス３０に流れる電流の時間変化が小さくなるようにする。また、時刻Ｔ４でトランス３０の２次側電圧をプラス電圧とする代わりに０となるようにスイッチング素子Ｈ５〜Ｈ８を制御して、図３に示す制御方法と比べて、トランス３０に流れる電流の時間変化が小さくなるようにする。これにより、スナバ共振形ソフトスイッチングＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、図３に示す制御方法に比べて、損失を低減することができる。

以上、第１の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線３１に接続される１次側スイッチング回路１０と、２次巻線３２に接続される２次側スイッチング回路２０と、１次巻線３１と２次巻線３２とを磁気結合するトランス３０と、１次側スイッチング回路１０および２次側スイッチング回路２０の動作を制御して、トランス３０の１次側電圧と２次側電圧との位相差を制御することにより、トランス３０の１次側および２次側間で授受される電力を制御するコントローラ４０とを備える。コントローラ４０は、トランス３０の１次側および２次側間で電力の授受を行っている際に、トランス３０に流れる電流が目標電流を超えると、１次側スイッチング回路１０および２次側スイッチング回路２０の動作を制御することによって、トランス３０の１次側電圧および２次側電圧がゼロとなる電圧ゼロ期間を設ける。これにより、電流センサの検出遅れやコントローラの応答遅れ等が存在する場合でも、トランス３０に流れる電流が目標電流を超えることに起因する伝送電力の超過分を、電圧ゼロ期間において相殺することができるので、コンバータの出力電力を目標電力に精度良く追従させることができる。

コントローラ４０は、トランス３０に流れる電流と目標電流との差に基づいて変調率を求め、求めた変調率とスイッチング周期を定めるための三角波とを比較することにより、電圧ゼロ期間の長さを設定する。これにより、高速な演算器を必要とせずに、電圧ゼロ期間の長さを精度良く求めることができる。

−第２の実施形態−
第２の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータが第１の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータと異なるのは、変調率の算出方法である。第２の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランス３０に流れる電流の検出は行わずに、回路特性から、トランス３０に流れる電流と目標電流との誤差を予測し、予測した誤差に基づいて変調率を求める。これにより、トランス３０に流れる電流の検出が不要となり、また、変調率の演算負荷が軽減されるので、電流センサおよび高速なコントローラが不要となり、コストを低減することができる。

−第３の実施形態−
図７は、第３の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータを含むモータ駆動システムの全体概略図である。

図７に示すモータ駆動システムは、バッテリ５０の電圧を、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１を用いて昇圧し、昇圧後の電圧をコンデンサＣ３０およびインバータ６０を介して、三相交流モータ７０に印加する構成となっている。すなわち、バッテリ５０の電圧Ｖｂａｔに、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の２次側出力電圧Ｖｃａｐが重畳された電圧Ｖｉｎがインバータ６０の入力電圧となる。図７に示すように、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力電圧は、バッテリの電圧Ｖｂａｔとなる。

位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の２次側出力電圧Ｖｃａｐは、インバータ６０の入力電圧Ｖｉｎから、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の１次側（入力側）電圧Ｖｂａｔを減算することにより求めることができる。インバータ６０の入力電圧Ｖｉｎは、電圧センサ８０により検出され、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の１次側（入力側）電圧Ｖｂａｔは、電圧センサ９０により検出される。

位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の１次側から２次側への伝送電力Ｐｄｃｄｃは、次式（１）により算出される。
Ｐｄｃｄｃ＝Ｐｉｎｖ×（Ｖｉｎ−Ｖｂａｔ）／Ｖｉｎ （１）

式（１）において、Ｐｉｎｖは、インバータ６０の出力目標電力であり、コントローラ０が内部指令値として保持している。すなわち、電圧センサ８０、９０によって検出される電圧値Ｖｉｎ、Ｖｂａｔと、コントローラ４０が内部指令値として保持している出力目標電力Ｐｉｎｖを用いて、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の伝送電力Ｐｄｃｄｃを算出することができる。これにより、伝送電力Ｐｄｃｄｃを求めるために、トランス３０に流れる電流を計測するための電流センサを設ける必要がなくなるので、コストを低減することができる。

以上、第３の実施形態における位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側に電力変換機器（インバータ６０）が接続されており、コントローラ４０は、電力変換機器（インバータ６０）の出力目標電力Ｐｉｎｖ、電力変換機器（インバータ６０）の入力側電圧Ｖｉｎ、および、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力側電圧Ｖｂａｔに基づいて、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の伝送電力Ｐｄｃｄｃを求める。これにより、伝送電力Ｐｄｃｄｃを求めるために、トランス３０に流れる電流を計測するための電流センサを設ける必要がなくなるので、コストを低減することができる。

また、電力変換機器（インバータ６０）の入力側電圧Ｖｂａｔおよび位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力側電圧Ｖｉｎに基づいて、位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力側電圧Ｖｃａｐを求める。これにより、出力側電圧Ｖｃａｐを求めるための電圧センサを設ける必要がなくなるので、コストを低減することができる。

本発明は、上述した実施形態に限定されることはない。例えば、第２の実施形態および第３の実施形態においても、スナバコンデンサを備えたスナバ共振形ソフトスイッチングコンバータに適用することができる。また、本発明を適用可能な位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示す構成のものに限定されることはない。

本願は、２０１３年５月３０日に日本国特許庁に出願された特願２０１３−１１３８１２に基づく優先権を主張し、この出願の全ての内容は参照により本明細書に組み込まれる。

Claims (6)

1. １次巻線に接続される１次側スイッチング回路と、２次巻線に接続される２次側スイッチング回路と、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスと、前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路の動作を制御して、前記トランスの１次側電圧と２次側電圧との位相差を制御することにより、前記トランスの１次側および２次側間で授受される電力を制御する制御手段とを備えた位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御手段は、前記トランスの１次側および２次側間で電力の授受を行っている際に、前記トランスに流れる電流が目標電流を超えると、前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路の動作を制御することによって、前記トランスの１次側電圧および２次側電圧がゼロとなる電圧ゼロ期間を設ける位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載の位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御手段は、前記トランスに流れる電流と目標電流との差に基づいて変調率を求める変調率演算手段と、求めた変調率とスイッチング周期を定めるための三角波とを比較することにより、前記電圧ゼロ期間の長さを設定する電圧ゼロ期間演算手段とを備える位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１に記載の位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御手段は、前記トランスに流れる電流と目標電流との差を予測する電流誤差予測手段と、予測した電流誤差に基づいて変調率を求める変調率演算手段と、求めた変調率とスイッチング周期を定めるための三角波とを比較することにより、前記電圧ゼロ期間の長さを設定する電圧ゼロ期間演算手段とを備える位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   当該位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの２次側には電力変換機器が接続されており、
   前記制御手段は、前記電力変換機器の出力目標電力、前記電力変換機器の入力側電圧、および、当該位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側電圧に基づいて、当該位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの伝送電力を求める位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項４に記載の位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   前記制御手段は、前記電力変換機器の入力側電圧および当該位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの入力側電圧に基づいて、当該位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの出力側電圧を求める位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. １次巻線に接続される１次側スイッチング回路と、２次巻線に接続される２次側スイッチング回路と、前記１次巻線と前記２次巻線とを磁気結合するトランスとを備え、前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路の動作を制御して、前記トランスの１次側電圧と２次側電圧との位相差を制御することにより、前記トランスの１次側および２次側間で授受される電力を制御する位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
   前記トランスの１次側および２次側間で電力の授受を行っている際に、前記トランスに流れる電流が目標電流を超えると、前記１次側スイッチング回路および前記２次側スイッチング回路の動作を制御することによって、前記トランスの１次側電圧および２次側電圧がゼロとなるゼロ電圧期間を設ける位相制御型ＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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