JP5979472B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチング素子、リアクトル、コンデンサを有し、直流電源からの入力電圧を大きさの異なる出力電圧に変換して負荷へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータを備えたスイッチング電源装置に関する。

上記スイッチング電源装置は、スイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦ制御することにより、リアクトルにおけるエネルギーの蓄積と放出とを繰り返し行うことで、直流入力電圧を昇圧又は降圧して大きさの異なる直流出力電圧を得ることができるように構成されている。

上記構成のスイッチング電源装置は、直流出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの入力電圧を出力電圧に変換するように構成されている。具体的には、スイッチング電源装置は、上下に配置された２個のスイッチング素子と、上側のスイッチング素子のエミッタと下側のスイッチング素子のコレクタとを接続する接続線に一端が接続されたリアクトルと、このリアクトルの他端に接続線を介して負荷が接続され、その接続線から分岐して負荷に並列に接続されるコンデンサとを備えている。これら２個のスイッチング素子とリアクトルとコンデンサとから、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータを構成している。また、ＤＣ−ＤＣコンバータからリアクトルへ流れるリアクトル電流を検出する電流検出器と、コンデンサの両端の電圧を検出する電圧検出器とを備えている。さらに、目標の出力電圧値となる直流電圧設定値を設定するコントローラと、コントローラからの直流電圧設定値から電圧検出器で検出されるコンデンサの両端の電圧値を差し引くための第１減算器と、その結果得られる電圧誤差の値を０にするための電流指令値を出力するための自動電圧調整器（ＡＶＲ）と、電流検出器で検出されたリアクトル電流を前記出力された電流指令値から差し引くための第２減算器と、第２減算器からの減算結果に基づいて電圧指令値を発生する自動電流調整器（ＡＣＲ）と、電流検出器で検出されたリアクトル電流を平均したリアクトル電流の時間平均値を出力するローパスフィルタと、ローパスフィルタからのリアクトル電流の時間平均値に基づいて補償信号を出力する補償信号発生器と、自動電流調整器（ＡＣＲ）からの電圧指令値に補償信号発生器からの補償信号を加える加算器と、加算器により加算された電圧指令値に応じてパルス幅を変調するＰＷＭパルス発生手段とを備えている（例えば、特許文献１参照）。

このように構成されたスイッチング電源装置では、コントローラによって設定された直流電圧設定値から電圧検出器で検出されるコンデンサの両端の電圧値を第１減算器で差し引き、その結果得られる電圧誤差の値を０にするための電流指令値を自動電圧調整器（ＡＶＲ）から出力する。続いて、電流検出器で検出されたリアクトル電流を前記出力された電流指令値から第２減算器で差し引き、この減算結果に基づいて自動電流調整器（ＡＣＲ）から電圧指令値を加算器へ出力する。

前記加算器は、前記出力された電圧指令値に、補償信号発生器からの補償信号を加算し、その加算した電圧指令値をＰＷＭパルス発生手段に出力する。このＰＷＭパルス発生手段は、電圧指令値に応じてパルス幅が変調されたパルスを発生し、発生したパルスに基づいてスイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦするフィードバック制御を行っている。

特開２０００−２９５８６９号公報（図１参照）

上記のようにスイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦのためのフィードバック制御に用いるリアクトル電流は、コンデンサを流れる前の電流であるため、応答に対する時間の遅れがない。そのため、リアクトル電流に基づいてスイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦ制御を行うことによって、指令電圧に対する制御の応答性を良くすることができるものの、以下のような不都合があった。

かかるスイッチング電源装置は、電流検出器でリアクトル電流を検出し、それら検出した複数のリアクトル電流の平均値を演算し、その演算された平均リアクトル電流値に基づいてスイッチング素子のＯＮ−ＯＦＦを制御するように構成されているが、電流検出器が、例えばリアクトル電流を所定周期毎に検出（デジタルサンプリング）するように構成されている場合には、次のような不都合が発生する。つまり、リアクトル電流には、大きなリップル（スイッチング周波数に依存した交流電流）が含まれているため、このリアクトル電流を所定周期で検出して演算した平均リアクトル電流値は、出力電圧の大小によって、リアクトルに流れる電流を連続的（アナログ的）に検出しそれら検出した実リアクトル電流を平均した平均実リアクトル電流値に対して誤差を含んでしまう。

次に、前記誤差を含んでしまうことを説明する。スイッチング電源装置を構成する上側のトランジスタがＯＮ状態である場合に、リアクトルに流れるリアクトル電流を電流検出器により検出すると、検出したリアクトル電流はリップルを含むことになる。ここで、前記リアクトル電流を所定周期毎に検出しそれら検出した複数の電流の平均値を演算した平均リアクトル電流値と、リアクトルに流れる電流を連続的（アナログ的）に検出しそれら検出した実リアクトル電流を平均した平均実リアクトル電流値とをプロットしてグラフにしたものを、図６〜図１１に示している。

図６〜図１１は、特許文献１のスイッチング電源装置を用いて実験を行った時のデータをグラフにしたものである。尚、図においてｆcは、ＰＷＭの搬送波である。sampは、リアクトル電流Ｉdclを検出するためのタイミング信号である。ＶＧＰは、上側のスイッチング素子（特許文献１の図１では１１）のＯＮ信号である。ＶＧＮは、下側のスイッチング素子（特許文献１では１３）のＯＮ信号である。Ｉdclは、リアクトル（特許文献１の図１では１６）に流れる電流を連続的（アナログ的）に検出した連続リアクトル電流の値である。ＩdclAveは、リアクトル（特許文献１の図１では１６）に流れるリアクトル電流を連続的（アナログ的）に検出して平均することで得られる平均実リアクトル電流値、つまり、連続リアクトル電流の平均値である。ＩdclSampは、リアクトル電流を所定周期毎に検出した検出値（リアクトル電流値）である。ＩdclSampAveは、前記複数のリアクトル電流値を平均した平均リアクトル電流値である。

まず、図６（ａ），（ｂ），（ｃ）及び図７（ａ），（ｂ），（ｃ）は、いずれも出力電圧Ｖout＝０．５×入力電圧Ｖiの時、つまり出力電圧が入力電圧の半分になっている時で、誤差が発生しない例を挙げている。また、図６は、力行時の場合を示し、図７は、回生時の場合を示している。図６（ｃ）及び図７（ｃ）を見れば、いずれの場合も、リアクトル（特許文献１の図１では１６）に流れるリアクトル電流を連続的（アナログ的）に検出した電流値を平均したときの平均実リアクトル電流値ＩdclAveと、リアクトル電流を所定周期毎に検出し、それら検出したリアクトル電流値を平均した平均リアクトル電流値ＩdclSampAveとが同一線上にある。これは、両者の電流値の差が零になっており、よって、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveには、誤差は含まれていない。

これに対して、図８〜図１１は、誤差が発生している例を挙げている。図８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、出力電圧Ｖout＞０．５×入力電圧Ｖi時、つまり出力電圧が入力電圧の半分よりも大きい値の時で、力行時の場合を示し、図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図８と同様に、出力電圧Ｖout＞０．５×入力電圧Ｖi時であるが、回生時の場合を示している。また、図１０（ａ），（ｂ），（ｃ）は、出力電圧Ｖout＜０．５×入力電圧Ｖi時、つまり出力電圧が入力電圧の半分よりも小さい場合で、力行時の場合を示し、図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）は、図１０と同様に、出力電圧Ｖout＜０．５×入力電圧Ｖi時で、回生時の場合を示している。図８（ｃ）、図９（ｃ）、図１０（ｃ）、図１１（ｃ）を見れば、平均実リアクトル電流値ＩdclＡveと、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveとの間には差があり、よって、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveには、前記差に相当する誤差Ｓが含まれていることがわかる。尚、この例では、前記誤差Ｓをわかりやすくするために、デッドタイム（２つのスイッチング素子１１，１３のスイッチング空き時間）を極端に大きくした場合を示している。

このように、目標の出力電圧値が入力電圧値の半分の電圧値よりも大きい又は小さい値に設定されている場合に、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveと平均実リアクトル電流値ＩdclＡveとの間に誤差が発生してしまう。

上記誤差Ｓは、出力電圧値の大きさに応じてリアクトル電流の増減についての傾きが変化してしまうために発生する。具体的には、誤差Ｓの発生がない図６及び図７では、リアクトル電流値Ｉdclの立ち上がりの傾きＫ１と立ち下がりの傾きＫ２との絶対値が同一になっているのに対して、図８及び図９のリアクトル電流値Ｉdclの立ち上がりの傾きＫ１１と立ち下がりの傾きＫ２１との絶対値が異なっている。また、図１０及び図１１のリアクトル電流値Ｉdclの立ち上がりの傾きＫ１２と立ち下がりの傾きＫ２２の傾きとの絶対値が異なっている。このため、前記誤差Ｓが発生する。この誤差Ｓを無くすためには、リアクトル電流の検出回数を多くすることが考えられるが、平均リアクトル電流値を計算するＣＰＵの演算能力に限界があるため、検出回数を多くすることができない。そのため、特に精度を必要とする定常状態でのフィードバック制御時において、出力電圧（出力電流）が指令値に対してずれてしまい、出力電圧の精度を上げることができない不都合がある。

因みに、負荷への出力電流を検出し、検出した複数の出力電流値を平均して得られた平均出力電流値に基づいて、スイッチング素子をＯＮ−ＯＦＦ制御することが考えられる。しかし、出力電流値を用いたフィードバック制御では、過渡状態での応答性が悪く、使用し難いものである。

そこで本発明は、過渡状態における出力電圧への制御の応答性を良くしながらも、特に、定常状態における出力電圧の精度を高めることができるスイッチング電源装置を提供することを課題とする。

本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング素子、リアクトル、コンデンサを有し、直流電源からの入力電圧を大きさの異なる出力電圧に変換して負荷へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記負荷へ出力される電流の目標出力電流値を入力する入力手段と、前記リアクトルに流れる電流を所定周期毎に検出するリアクトル電流検出手段と、前記リアクトルから負荷へ出力される電流を検出する出力電流検出手段と、前記リアクトル電流検出手段により検出された複数の電流値の平均値を割り出す平均リアクトル電流値割出手段と、前記目標出力電流値に対する前記出力電流検出手段により検出された出力電流値の出力電流偏差に基づいて該目標出力電流値を補償し、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値として出力する目標出力電流値補償手段と、該目標出力電流値補償手段により補償されて出力された目標リアクトル電流値に対する前記平均リアクトル電流値割出手段により割り出された平均リアクトル電流値のリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、そのデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ制御手段と、を備え、前記出力電流検出手段により所定周期毎に検出された複数の電流値の平均値を割り出す平均出力電流値割出手段を更に備え、前記目標出力電流値補償手段は、前記出力電流偏差を、前記目標出力電流値から、前記平均出力電流値割出手段により割り出された平均出力電流値を差し引いて求め、前記出力電流偏差がプラスである場合には、前記目標出力電流値に該出力電流偏差を加算し、前記出力電流偏差がマイナスである場合には、前記目標出力電流値から該出力電流偏差を減算することで該目標出力電流値を補償する手段であることを特徴とする。

本発明によれば、ＰＷＭ制御手段が、目標リアクトル電流値に対する平均リアクトル電流値のリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、スイッチング素子を駆動制御する。この平均リアクトル電流値は、コンデンサへ流れる前の電流の平均値であるため、応答に対する時間の遅れがない。従って、平均リアクトル電流値を用いてスイッチング素子を駆動制御することによって、過渡状態における出力電圧への制御の応答性を良くすることができる。また、目標出力電流値補償手段より出力される目標リアクトル電流値は、目標出力電流値に対する出力電流値の出力電流偏差に基づいて目標出力電流値を補償して得られる値である。つまり、目標リアクトル電流値は、リップルが平滑にされた出力電流値に基づいて目標出力電流値を補償して得られる値である。ここで、前記出力電流偏差は、平均リアクトル電流値と、リアクトルに流れるリアクトル電流を連続的（アナログ的）に検出して平均することで得られる平均実リアクトル電流値との誤差に相当する。よって、目標出力電流値を前記出力電流偏差に基づいて補償することによって、平均リアクトル電流値と平均実リアクトル電流値との間に発生している誤差を見込んだ目標リアクトル電流値を得ることができる。よって、特に定常状態における出力電圧（出力電流）の精度を高めることができる。また、過渡状態においても出力電圧（出力電流）の精度も高めることが可能になる。
また、目標出力電流値から平均出力電流値を差し引いて出力電流偏差を求め、求めた出力電流偏差がプラスである場合には、目標出力電流値に出力電流偏差を加算し、該出力電流偏差がマイナスである場合には、目標出力電流値から出力電流偏差を減算した値を目標リアクトル電流値とすることによって、出力電流偏差の状態に応じて適切に目標出力電流値の補償を行うことができる。

また、本発明のスイッチング電源装置は、スイッチング素子、リアクトル、コンデンサを有し、直流電源からの入力電圧を大きさの異なる出力電圧に変換して負荷へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、前記負荷への出力電圧指令値に基づいて前記負荷へ出力される電流の目標出力電流値を入力する入力手段と、前記リアクトルに流れる電流を所定周期毎に検出するリアクトル電流検出手段と、前記リアクトルから負荷へ出力される電流を検出する出力電流検出手段と、前記リアクトル電流検出手段により検出された複数の電流値の平均値を割り出す平均リアクトル電流値割出手段と、該平均リアクトル電流値割出手段により割り出された平均リアクトル電流値の、リアクトルに流れるリアクトル電流を連続的（アナログ的）に検出して平均することで得られる平均実リアクトル電流値に対する誤差を、目標出力電流値に見込むことで該目標出力電流値を補償し、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値として出力する目標出力電流値補償手段と、該目標出力電流値補償手段より出力された目標リアクトル電流値に対する前記平均リアクトル電流値割出手段により割り出された平均リアクトル電流値のリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、そのデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ制御手段とを備えることを特徴とする。

上記構成によれば、ＰＷＭ制御手段は、目標リアクトル電流値に対する平均リアクトル電流値の偏差であるリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、スイッチング素子を駆動制御する。この平均リアクトル電流値は、コンデンサへ流れる前の電流の平均値であるため、応答に対する時間の遅れがない。従って、平均リアクトル電流値を用いてスイッチング素子を駆動制御することによって、過渡状態における出力電圧への制御の応答性を良くすることができる。また、目標出力電流値補償手段より出力される目標リアクトル電流値は、平均リアクトル電流値の平均実リアクトル電流値に対する誤差を目標出力電流値に見込む補償を行うことで得られる値である。よって、特に定常状態における出力電圧（出力電流）の精度を高めることができる。また、過渡状態においても出力電圧（出力電流）の精度も高めることが可能になる。

本発明によれば、平均リアクトル電流値割出手段により割り出された平均リアクトル電流値、つまり応答に対する時間の遅れがないリアクトルに流れる電流値を用いてスイッチング素子を駆動制御することによって、過渡状態における制御の応答性を良くすることができる。しかも、目標出力電流値補償手段より目標出力電流値を補償して目標リアクトル電流値とすることによって、平均リアクトル電流値と平均実リアクトル電流値との間の誤差を見込んだ目標リアクトル電流値を得ることができる。その目標リアクトル電流値と平均リアクトル電流値とのリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、その決定したデューティ比に基づいてスイッチング素子を駆動制御することによって、特に、定常状態における出力電圧の精度を高めることができる。

本発明のスイッチング電源装置の一実施形態を示す構成図である。 制御部の構成を示すブロック図である。 目標出力電流と出力電流補正無しの実際の出力電流とを示すグラフである。 目標出力電流と本発明の出力電流補正有りの実際の出力電流とを示すグラフである。 目標出力電流とＡＣＲ定数を安定に設定して出力電流のみでフィードバック制御したときの実際の出力電流とを示すグラフである。 出力電圧＝０．５×入力電圧時で力行時の場合を示し、（ａ）はｐｗｍ搬送波とサンプリングのタイミングを示すグラフ、（ｂ）は２つのスイッチング素子のＯＮ信号を示すグラフ、（ｃ）はリアクトルに流れる実際のリアクトル電流、そのリアクトル電流の平均値、リアクトル電流をサンプリングした電流値、そのリアクトル電流の平均値である。 出力電圧＝０．５×入力電圧時で回生時の場合を示し、（ａ）はｐｗｍ搬送波とサンプリングのタイミングを示すグラフ、（ｂ）は２つのスイッチング素子のＯＮ信号を示すグラフ、（ｃ）はリアクトルに流れる実際の電流、そのリアクトル電流の平均値、リアクトル電流をサンプリングした電流値、そのリアクトル電流の平均値である。 出力電圧＞０．５×入力電圧時で力行時の場合を示し、（ａ）はｐｗｍ搬送波とサンプリングのタイミングを示すグラフ、（ｂ）は２つのスイッチング素子のＯＮ信号を示すグラフ、（ｃ）はリアクトルに流れる実際のリアクトル電流、そのリアクトル電流の平均値、リアクトル電流をサンプリングした電流値、そのリアクトル電流の平均値である。 出力電圧＞０．５×入力電圧時で回生時の場合を示し、（ａ）はｐｗｍ搬送波とサンプリングのタイミングを示すグラフ、（ｂ）は２つのスイッチング素子のＯＮ信号を示すグラフ、（ｃ）はリアクトルに流れる実際のリアクトル電流、そのリアクトル電流の平均値、リアクトル電流をサンプリングした電流値、そのリアクトル電流の平均値である。 出力電圧＜０．５×入力電圧時で力行時の場合を示し、（ａ）はｐｗｍ搬送波とサンプリングのタイミングを示すグラフ、（ｂ）は２つのスイッチング素子のＯＮ信号を示すグラフ、（ｃ）はリアクトルに流れる実際のリアクトル電流値、そのリアクトル電流の平均値、リアクトル電流をサンプリングした電流値、そのリアクトル電流の平均値を示すグラフである。 出力電圧＜０．５×入力電圧時で回生時の場合を示し、（ａ）はＰＷＭ搬送波とサンプリングのタイミングを示すグラフ、（ｂ）は２つのスイッチング素子のＯＮ信号を示すグラフ、（ｃ）はリアクトルに流れる実際のリアクトル電流値、そのリアクトル電流の平均値、リアクトル電流をサンプリングした電流値、そのリアクトル電流の平均値を示すグラフである。

次に、本発明につき、実施形態を取り上げて説明を行う。

図１に示す本発明に係るスイッチング電源装置Ｄは、例えば電気自動車に搭載されるバッテリユニットを模擬したバッテリシミュレータ（バッテリエミュレータ）に可変電圧電源として用いられるものである。あるいは、スイッチング電源装置Ｄは、電気自動車に実際に搭載される製品としてのスイッチング電源装置であってもよい。特に、高い応答性と高い精度が要求されるバッテリシミュレータ（バッテリエミュレータ）にとって本発明に係るスイッチング電源装置Ｄは有効である。

スイッチング電源装置Ｄは、直流電源１、２つのスイッチング素子２，３、リアクトル４、コンデンサ５、２つの電流検出器６，７、制御部８を備えている。２つのスイッチング素子２，３とリアクトル４とコンデンサ５とから、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成し、図１のＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源１の入力電圧を下げて出力する降圧型に構成されている。

スイッチング素子２，３としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）素子を用いているが、これに限られず、ＦＥＴ（Field Effect Transistor）やバイポーラトランジスタを用いてもよい。また、２つのスイッチング素子２，３には、ダイオード９，１０が逆方向でそれぞれ並列に接続されている。

なお、スイッチング電源装置Ｄに２つのスイッチング素子２，３が用いられているのは、力行及び回生の動作の両方を実行するためである。

リアクトル４の一端（入力側端）は、一方（図の上側）のスイッチング素子２のエミッタと他方（図の下側）のスイッチング素子３のコレクタとを接続する接続線１１に接続されている。また、リアクトル４の他端（出力側端）には、接続線１２を介して負荷１３が接続されている。コンデンサ５は、接続線１２から分岐して負荷１３に並列に接続される。負荷１３としては、供試体としてのインバータが用いられる。

リアクトル４及びコンデンサ５は、スイッチング素子２，３からのリップル（スイッチング周波数に依存した交流電流）を含んだ出力を平滑化する平滑フィルタとして機能する。

一方の電流検出器６は、接続線１２からコンデンサ５へ分岐する前の電流（つまりリアクトル４に流れるリアクトル電流Ｉdcl）を検出するリアクトル電流検出手段を構成する。また、他方の電流検出器７は、コンデンサ５側とは反対側の負荷１３へ出力される出力電流Ｉoを検出する出力電流検出手段を構成する。

なお、出力電流検出手段７で検出される電流値は、力行時においては、スイッチング電源装置Ｄから負荷１３への出力電流Ｉoとなるが、回生時においては負荷１３からスイッチング電源装置Ｄへの入力電流Ｉinとなる。

制御部８は、電流検出器６，７で検出された電流値Ｉdcl、Ｉoに基づき、負荷１３への出力電圧Ｖoutが目標の出力電圧（出力電圧指令値）となるようにスイッチング素子２，３を制御するものである。

前記負荷１３への出力電圧を所定電圧とするための指令値に基づいて負荷１３へ出力される電流の目標出力電流値（Ｉref）を演算して制御部８に入力する入力手段１４（図２参照）を設けている。

図１及び図２に示すように、制御部８は、リアクトル電流検出手段６により所定周期毎に検出された複数のリアクトル電流値の平均値を割り出す平均リアクトル電流値割出手段８１と、出力電流検出手段７により所定周期毎に検出された複数の出力電流値の平均値を割り出す平均出力電流値割出手段８２と、入力手段１４から入力された目標出力電流値Ｉrefに対する平均出力電流値割出手段８２により割り出された平均出力電流値の出力電流偏差を求め、その出力電流偏差に基づいて目標出力電流値Ｉrefを補償し、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値Ｉdclrefとして出力する目標出力電流値補償手段８３と、目標出力電流値補償手段８３により補償されて出力された目標リアクトル電流値Ｉdclrefを受け取り、その目標リアクトル電流値Ｉdclrefに対する平均リアクトル電流値割出手段８１により割り出された平均リアクトル電流値のリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、そのデューティ比に基づいてスイッチング素子２，３を駆動制御するＰＷＭ制御手段８４とを備えている。

前記リアクトル電流検出手段６によりリアクトル電流を検出するタイミングは、例えば図６（ａ）に示すタイミング信号sampの立ち上がり時であり、図６（ｂ）に示すスイッチング素子２，３のスイッチングの一周期内に複数（ここでは２回であるが何回でもよい）の割合で検出している。また、前記出力電流検出手段７により出力電流を検出するタイミングは、リアクトル電流を検出するタイミングと同一に設定されている。

制御部８に備えている前記各種手段を更に具体的に説明する。平均リアクトル電流値割出手段８１は、ＣＰＵでリアクトル電流検出手段６により前述したタイミング（所定周期）で検出した複数の電流値を平均する演算を行い、演算された平均リアクトル電流値をＲＡＭ（メモリ）に順次記憶する手段である。また、平均出力電流値割出手段８２は、ＣＰＵで出力電流検出手段７により前述したタイミング（所定周期）で検出した複数の電流値を平均する演算を行い、演算された平均出力電流値をＲＡＭ（メモリ）に順次記憶する手段である。

目標出力電流値補償手段８３は、平均リアクトル電流値割出手段８１で割り出した平均リアクトル電流値の、リアクトル４に流れる電流を連続的（アナログ的）に検出して平均することで得られる平均実リアクトル電流値に対する誤差を目標出力電流値Ｉrefに盛り込んで補償する手段である。具体的には、目標出力電流値補償手段８３は、平均実リアクトル電流値に対する平均リアクトル電流値の誤差分だけ目標出力電流値Ｉrefを補償（補正）する機能を有している。詳細には、目標出力電流値補償手段８３は、入力手段１４から入力される目標出力電流値Ｉrefから、平均出力電流値割出手段８２により割り出（ここでは演算）された平均出力電流値を差し引いて出力電流偏差を演算する減算器８３１と、減算器８３１により演算された出力電流偏差を出力するＡＣＲ（Automatic Current Regulator）８３２と、ＡＣＲ８３２から出力された出力電流偏差を目標出力電流値Ｉrefに加える加算器８３３とから構成されている。本実施形態の加算器８３３では、前記出力電流偏差がプラスである場合には、目標出力電流値に出力電流偏差を加算し、該出力電流偏差がマイナスである場合には目標出力電流値に出力電流偏差を減算している。目標出力電流値補償手段８３は、補償した目標出力電流値を、目標リアクトル電流値Ｉdclrefとして（換言すると、目標リアクトル電流値という呼び名で）ＰＷＭ制御手段８４に送る。

ＰＷＭ制御手段８４は、目標リアクトル電流値Ｉdclrefから、平均リアクトル電流値割出手段８１により割り出（ここでは演算）された平均リアクトル電流値を減算してリアクトル電流偏差を演算する減算器８４１と、減算器８４１により演算されたリアクトル電流偏差を出力するＡＣＲ（Automatic Current Regulator）８４２と、ＡＣＲ８４２からのリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、デューティ比に基づいてスイッチング素子２，３を駆動制御するＰＷＭ制御部（Pulse Width Modulation）８４３とから構成されている。このＰＷＭ制御部８４３は、決定されたデューティ比に基づいて、２つのスイッチング素子２，３のゲートに加えられるゲート信号をそれぞれ制御する。つまり、ＡＣＲ８４２からのリアクトル電流偏差がプラスである場合には、デューティ比を増加させ、ＡＣＲ８４２からのリアクトル電流偏差がマイナスである場合には、デューティ比を減少させる。

加算器８３３と減算器８４１との間に、加算器８３３から出力される目標リアクトル電流値Ｉdclrefが上限の電流閾値と下限の電流閾値との間に位置しているか否かを監視する電流監視部８５を設けている。

前記のように補償された目標リアクトル電流値Ｉdclrefに対する平均リアクトル電流値のリアクトル電流偏差に基づいてスイッチング素子２，３のＯＮ−ＯＦＦを制御する。その際、目標出力電圧値が入力電圧値の半分の電圧値よりも大きい又は小さい値に設定されている場合において、平均リアクトル電流値と平均実リアクトル電流値との間に誤差が発生する。この誤差は、目標出力電流値Ｉrefから、平均出力電流値を差し引いたときの出力電流偏差に含まれる。本実施形態では、その出力電流偏差（誤差）を出力の目標値である目標出力電流値Ｉrefに見込んだ目標リアクトル電流値ＩdclrefをＰＷＭ制御の基準値とすることによって、誤差を含む平均リアクトル電流値を、目標出力電流値Ｉrefに対して誤差（補償量）を見込んだ目標リアクトル電流値Ｉdclrefに一致させることができ、その結果、誤差を含まない平均実リアクトル電流値（ひいては、平均出力電流値）を、誤差（補償量）を含まない出力の目標値である目標出力電流値Ｉrefに一致させることができる。

前記誤差が発生することは、前述したように、図６（ａ），（ｂ），（ｃ）〜図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）で示されている。

誤差が発生する場合と、誤差が発生しない場合について説明する。まず誤差が発生しない場合は、目標出力電圧が入力電圧の半分の電圧値に設定されている場合である。これは、図６（ａ），（ｂ），（ｃ）に力行時の場合を示し、図７（ａ），（ｂ），（ｃ）に回生時の場合を示し、いずれにおいても誤差が発生しない場合を示している。図６（ａ）及び図７（ａ）は、ＰＷＭの搬送波ｆcと、リアクトル電流Ｉdclを検出するためのタイミング信号sampとの関係を示すグラフであり、図６（ｂ）及び図７（ｂ）は、図１に示す上側のスイッチング素子２のＯＮ信号ＶＧＰと、図１に示す下側のスイッチング素子３のＯＮ信号ＶＧＮとの関係を示すグラフであり、図６（ｃ）及び図７（ｃ）は、リアクトル４に流れるリアクトル電流を連続的（アナログ的）に検出した電流値Ｉdclと、リアクトル４に流れるリアクトル電流を連続的（アナログ的）に検出し平均することで得られる平均実リアクトル電流値ＩdclAveと、リアクトル電流を所定周期毎（デジタル的）に検出したときのリアクトル電流値ＩdclSampと、リアクトル電流を所定周期毎（デジタル的）に検出した複数のリアクトル電流値を平均した平均リアクトル電流値ＩdclSampAveとの関係を示すグラフである。

図６（ｃ）及び図７（ｃ）を見れば、リアクトル電流値Ｉdclの三角波の立ち上がりの傾きＫ１と立下りの傾きＫ２との絶対値が同一になっている。このため、三角波の立ち上がりの周期と三角波の立ち下がりの周期が同一になり、三角波の最低値と最高値との中間値が平均実リアクトル電流値ＩdclAveとなる。一方、リアクトル電流の所定周期毎（デジタル的）の検出は、ＰＷＭ搬送波ｆcに同期したタイミングで行われるため、所定周期毎（デジタル的）に検出したリアクトル電流値ＩdclSampは、連続的（アナログ的）に検出したリアクトル電流値Ｉdclと同様に、最高値と最低値とが同一周期で切り換わる。よって、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveは、平均実リアクトル電流値ＩdclAveと一致し、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveには、誤差は含まれていないことがわかる。

これに対して、前記誤差が発生するのは、図８（ａ），（ｂ），（ｃ）〜図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）に示されている。図８（ａ），（ｂ），（ｃ）は、出力電圧が入力電圧の半分よりも大きい値の時で、力行時の場合を示し、図９（ａ），（ｂ），（ｃ）は、出力電圧が入力電圧の半分よりも大きい値の時で、回生時の場合を示している。また、図１０（ａ），（ｂ），（ｃ）は、出力電圧が入力電圧の半分よりも小さい場合で、力行時の場合を示し、図１１（ａ），（ｂ），（ｃ）は、出力電圧が入力電圧の半分よりも小さい場合で、回生時の場合を示している。図８〜図１１のグラフは、図６及び図７と波形が異なるだけで、同じ関係を示すグラフを示し、グラフに関する説明は省略する。

図８（ｃ）及び図９（ｃ）を見れば、リアクトル電流値Ｉdclの三角波の立ち上がりの傾きＫ１１と立下りの傾きＫ２１との絶対値が異なっている。このため、三角波の立ち上がりの周期と三角波の立ち下がりの周期が異なって、検出のタイミングとの間にズレが生じ、三角波の最低値と最高値との中間値が、平均実リアクトル電流値ＩdclAveとなっているのに対して、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveは、平均実リアクトル電流値ＩdclAveよりも下方へずれた位置に位置している。このため、平均実リアクトル電流値ＩdclAveと平均リアクトル電流値ＩdclSampAveとの間に差があり、よって、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveには、差に相当する誤差Ｓが含まれていることがわかる。

また、図１０（ｃ）及び図１１（ｃ）を見れば、リアクトル電流値Ｉdclの三角波の立ち上がりの傾きＫ１２と立下りの傾きＫ２２との絶対値が異なっている。このため、三角波の立ち上がりの周期と三角波の立ち下がりの周期が異なって、検出のタイミングとの間にズレが生じ、三角波の最低値と最高値との中間値が、平均実リアクトル電流値ＩdclAveとなっているのに対して、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveは、平均実リアクトル電流値ＩdclAveよりも上方へずれた位置に位置している。このため、平均実リアクトル電流値ＩdclAveと平均リアクトル電流値ＩdclSampAveとの間に差があり、よって、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveには、差に相当する誤差Ｓが含まれていることがわかる。

本実施形態におけるスイッチング電源装置Ｄにあっては、前記のように誤差Ｓが発生した場合でも、誤差Ｓを出力の目標値である目標出力電流値Ｉrefに見込むことで補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値Ｉdclrefとして出力し、目標リアクトル電流値ＩdclrefをＰＷＭ制御の基準値として平均リアクトル電流値ＩdclSampAveが目標リアクトル電流値Ｉdclrefに一致するようにスイッチング素子２，３をＰＷＭ制御する。その結果、平均リアクトル電流値ＩdclSampAveから誤差を除いた平均実リアクトル電流値ＩdclAve（出力電流値Ｉoに相当）と、目標リアクトル電流値Ｉdclrefから補償分を除いた目標出力電流値Ｉrefとが一致し、特に定常時における出力電圧Ｖoutの精度を高めることができる。

次に、スイッチング電源装置Ｄの動作説明に基づいて説明する。まず、出力電圧Ｖoutを得るために、スイッチング素子２がＯＮされ、スイッチング素子３がＯＦＦされる。これにより、負荷１３に電圧及び電流が印加され、負荷１３により電力が消費される。

続いて、スイッチング素子２がＯＦＦされ、スイッチング素子３がＯＮされる。これにより、コンデンサ５に充電された電荷が放電される。

なお、力行時においてスイッチング素子３がＯＮされる。これは、スイッチング素子２，３を交互にＯＮする制御が実行されているからであり、スイッチング回路の原理では、コンデンサ５に充電された電荷が放電されるためには、必ずしもスイッチング素子３がＯＮである必要はない。

回生時においても、力行時と同様に、スイッチング素子２，３は、交互にＯＮとなるようにスイッチングされる。スイッチング素子２がＯＮのときも、スイッチング素子３がＯＮのときも、負荷１３からスイッチング電源装置Ｄ側へ電力が供給される。

次に、スイッチング電源装置Ｄの制御部８の動作について説明する。

制御部８は、出力電流検出手段７により検出した複数の出力電流の平均値を平均出力電流値割出手段８２を用いて演算して減算器８３１に出力する。減算器８３１は、入力手段１４から入力された目標出力電流値Ｉrefから平均出力電流値を差し引いて出力電流偏差を演算する。続いて、演算された出力電流偏差をＡＣＲ８３２から加算器８３３に出力する。尚、出力電流偏差が零の場合も、零をＡＣＲ８３２から加算器８３３に出力し、加算器８３３は、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値ＩdclrefとしてＰＷＭ制御手段８４に出力する。また、加算器８３３は、出力電流偏差がプラスである場合には、目標出力電流値Ｉrefに出力電流偏差を加算し、出力電流偏差がマイナスである場合には、目標出力電流値Ｉrefに出力電流偏差を減算することで目標出力電流値Ｉrefを補償し、その補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値Ｉdclrefという呼び名でＰＷＭ制御手段８４の減算器８４１に出力する。尚、出力される目標リアクトル電流値Ｉdclrefは、電流監視部８５で上限の電流閾値と下限の電流閾値との間に位置しているか否かを確認し、位置している場合には、減算器８４１に出力する。また、制御部８は、リアルトル電流検出手段６により検出した複数のリアクトル電流の平均値を平均リアクトル電流値割出手段８１を用いて演算し、その演算された平均リアクトル電流値を減算器８４１に出力する。減算器８４１は、目標リアクトル電流値Ｉdclrefから平均リアクトル電流値を減算してリアクトル電流偏差を求める。そのリアクトル電流偏差をＡＣＲ８４２が増幅してＰＷＭ制御部８４３に出力する。ＰＷＭ制御部８４３は、リアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定（演算）し、そのデューティ比に基づいてスイッチング素子２，３を駆動制御する。

従って、応答に対する時間の遅れがないリアクトルに流れる電流値（平均リアクトル電流値）を用いてスイッチング素子２，３を駆動制御することによって、過渡状態における制御の応答性を良くすることができる。しかも、目標出力電流値補償手段８３により補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値Ｉdclrefとして出力することによって、平均リアクトル電流値と平均実リアクトル電流値との間の誤差を見込んだ目標リアクトル電流値Ｉdclrefを得ることができる。その目標リアクトル電流値Ｉdclrefと平均リアクトル電流値とのリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、その決定したデューティ比に基づいてスイッチング素子２，３を駆動制御することによって、特に、定常状態における出力電圧Ｖout（出力電流Ｉo）の精度を高めることができる。

前述のように、過渡状態における出力電圧Ｖoutへの制御の応答性を良くすることができるとともに、定常状態における出力電圧Ｖoutの精度を高めることができることを実験により確かめることができる。図３に従来のスイッチング電源装置（目標出力電流値を補償していない場合）の出力電流の波形を示し、図４に本発明のスイッチング電源装置（目標出力電流値を補償した場合）の出力電流の波形を示している。図において破線が目標出力電流値Ｉrefであり、実線が測定した出力電流値である。図３と図４を見てみると、過渡状態である立ち上がり部分Ｗ１の勾配の角度が図３よりも図４の方が大きくなっており、応答性が良いことがわかる。また、過渡状態から一定電流値となる定常状態Ｗ２において、図３では、目標出力電流値Ｉrefに対して実際の出力電流値が低い値になっているのに対して、図４では、目標出力電流値Ｉrefと実際の出力電流値とが同一の値になっており、出力電圧Ｖoutの精度を高めることができることがわかる。また、立ち下り部分の過渡状態Ｗ３においても、目標出力電流値Ｉrefへの追従性が、図３よりも図４の方が良好な結果である。

また、比較例として、図５のグラフを示している。図５では、ＡＣＲの定数を安定に設定した状態にし、出力電流を検出し、その検出した出力電流値でスイッチング素子２，３を制御した場合の出力電流波形を示している。この場合には、過渡状態Ｗ１における出力電流値の応答が非常に悪いため、出力電圧の応答性も非常に悪く、使用できないものとなる。

尚、本発明に係るスイッチング電源装置は、上記実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。

前記実施形態では、出力電流検出手段７を、所定周期毎に検出する手段で構成したが、常時出力電流を検出する（連続的に検出する）手段から構成してもよい。また、出力電流検出手段７で検出される電流は、リップルをほとんど含んでいないため、実際に流れている実出力電流値との差が少ない。よって、平均値を演算することなく、そのままの検出値を目標出力電流値補償手段８４に出力して目標出力電流Ｉrefを補償するように構成してもよい。

また、前記実施形態では、降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用した場合を示したが、昇圧型のＤＣ−ＤＣコンバータに本発明を適用してもよい。また、スイッチング素子の数は、２個に限定されるものではなく、１個又は３個以上のスイッチング素子を設けて実施することもできる。

また、前記実施形態では、リアクトル電流値割出手段８１及び出力電流値割出手段８２が、検出手段６，７により検出した複数の電流値を平均する計算（演算）を行うことによって、電流値を割り出す手段であったが、電流値に対する平均値がプロットされたグラフを読み出したり、電流値に対する平均値を表にしたテーブルを読み出すことにより電流値を割り出す構成であってもよい。

また、前記実施形態では、目標出力電流値補償手段８４が、入力手段１４から入力された目標出力電流値Ｉrefに対する平均出力電流値割出手段８２により割り出された平均出力電流値の出力電流偏差を求め、その出力電流偏差に基づいて目標出力電流値Ｉrefを補償し、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値Ｉdclrefとして出力する手段であったが、平均リアクトル電流値割出手段８１により割り出された平均リアクトル電流値ＩdclSampAveと、リアクトル４に流れる電流を連続的（アナログ的）に検出して平均することで得られる平均実リアクトル電流値ＩdclAveとの間の誤差を目標出力電流値Ｉrefに見込むことで目標出力電流値を補償し、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値Ｉdclrefとして出力する手段であってもよい。

また、前記実施形態では、リアクトル電流検出手段６をリアクトル４の負荷側で検出するように配置したが、リアクトル４のスイッチング素子２，３側で検出するように配置してもよい。

１…直流電源、２，３…スイッチング素子、４…リアクトル、５…コンデンサ、６…リアクトル電流検出手段（電流検出器）、７…出力電流検出手段（電流検出器）、８…制御部、９，１０…ダイオード、１１，１２…接続線、１３…負荷、８１…平均リアクトル電流値割出手段、８２…平均出力電流値割出手段、８３…目標出力電流値補償手段、８４…ＰＷＭ制御手段、８５…電流監視部、８３１…減算器、８３３…加算器、８４１…減算器、Ｄ…スイッチング電源装置

Claims (2)

1. スイッチング素子、リアクトル、コンデンサを有し、直流電源からの入力電圧を大きさの異なる出力電圧に変換して負荷へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記負荷へ出力される電流の目標出力電流値を入力する入力手段と、
   前記リアクトルに流れる電流を所定周期毎に検出するリアクトル電流検出手段と、
   前記リアクトルから負荷へ出力される電流を検出する出力電流検出手段と、
   前記リアクトル電流検出手段により検出された複数の電流値の平均値を割り出す平均リアクトル電流値割出手段と、
   前記目標出力電流値に対する前記出力電流検出手段により検出された出力電流値の出力電流偏差に基づいて該目標出力電流値を補償し、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値として出力する目標出力電流値補償手段と、
   該目標出力電流値補償手段により補償されて出力された目標リアクトル電流値に対する前記平均リアクトル電流値割出手段により割り出された平均リアクトル電流値のリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、そのデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ制御手段と、
   を備え、
   前記出力電流検出手段により所定周期毎に検出された複数の電流値の平均値を割り出す平均出力電流値割出手段を更に備え、前記目標出力電流値補償手段は、前記出力電流偏差を、前記目標出力電流値から、前記平均出力電流値割出手段により割り出された平均出力電流値を差し引いて求め、前記出力電流偏差がプラスである場合には、前記目標出力電流値に該出力電流偏差を加算し、前記出力電流偏差がマイナスである場合には、前記目標出力電流値から該出力電流偏差を減算することで該目標出力電流値を補償する手段であることを特徴とするスイッチング電源装置。
2. スイッチング素子、リアクトル、コンデンサを有し、直流電源からの入力電圧を大きさの異なる出力電圧に変換して負荷へ出力するＤＣ−ＤＣコンバータと、
   前記負荷へ出力される電流の目標出力電流値を入力する入力手段と、
   前記リアクトルに流れる電流を所定周期毎に検出するリアクトル電流検出手段と、
   前記リアクトルから負荷へ出力される電流を検出する出力電流検出手段と、
   前記リアクトル電流検出手段により検出された複数の電流値の平均値を割り出す平均リアクトル電流値割出手段と、
   該平均リアクトル電流値割出手段により割り出された平均リアクトル電流値の、リアクトルに流れるリアクトル電流を連続的に検出して平均することで得られる平均実リアクトル電流値に対する誤差を、目標出力電流値に見込むことで該目標出力電流値を補償し、補償された目標出力電流値を目標リアクトル電流値として出力する目標出力電流値補償手段と、
   該目標出力電流値補償手段より出力された目標リアクトル電流値に対する前記平均リアクトル電流値割出手段により割り出された平均リアクトル電流値のリアクトル電流偏差に基づいてＰＷＭ制御のデューティ比を決定し、そのデューティ比に基づいて前記スイッチング素子を駆動制御するＰＷＭ制御手段と、
   を備えることを特徴とするスイッチング電源装置。

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