JP5969693B2 - 帯域通過デルタシグマ変調器を用いて後方散乱ｒｆｉｄシステム内に専用データチャネルを生成する装置 - Google Patents

Description

本発明は、概して、帯域通過信号変調を使用する、後方散乱無線周波数通信ネットワーク内に専用データ伝送チャネルを生成する方法および装置に関する。

無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システムは、一般に、リーダデバイスと少なくとも１つの無線端子またはタグとを含み、近距離通信ネットワーク内のアイテムの位置を特定および追跡するために使用される。搬送波信号を含む励起された時変電磁無線周波数（ＲＦ）波が、所与のＲＦＩＤネットワークまたはシステム内でリーダからタグに伝送される。タグは、後方散乱技術を使用して、リーダのＲＦ信号をリーダに反射し、信号を変調し、データをエンコードおよび伝送する。

図１は、タグｌ０ｌａ−ｃからリーダデバイス１０３へのデータ伝送が、同一の周波数チャネルまたはスペクトル１０４上で行なわれる、従来技術ＲＦＩＤシステムを描写する。確立された後方散乱技術を使用して、典型的には、ＲＦＩＤシステムまたはネットワーク内にある複数のタグの各々は、同一の後方散乱された搬送波信号上でＲＦ信号を送信する。故に、各タグから後方散乱されたＲＦ信号は、所与のリーダデバイス／ＲＦＩＤネットワークに関連付けられた同一のＲＦスペクトル内の他のタグのものと重複する。

結果として、複数のタグが、同一のＲＦＩＤリーダデバイスによって励起され、同時に、所与の周波数チャネルを使用して、それらのそれぞれの重複信号をリーダに反射する場合、ＲＦＩＤシステム内でタグ衝突が生じる。したがって、タグ衝突問題は、多数のタグが同一のＲＦ場内で一緒に読み取られなければならないときは常時、悪化する。リーダは、同時に生成された信号が衝突するとき、これらの信号を区別することができない。タグ衝突は、リーダを混乱させ、データ伝送誤差を生成し、概して、ＲＦＩＤシステムまたはネットワーク内のデータ処理量を低減させる。

種々のシステムが、個々のタグを分離するために提案されている。例えば、衝突誤差を低減させることを目的とした技法の１つでは、リーダが、タグ衝突が発生したことを認識すると、特別な「間隙パルス」信号を送信する。この信号を受信すると、各タグは、乱数カウンタを調べ、そのデータを送信する前に、待機すべき間隔を決定する。各タグは、一意の数の間隔を得るので、タグは、異なる時にそれらのデータを送信する。しかしながら、データ処理量レートの観点から、全体的ＲＦＩＤシステム性能への悪影響が、依然として、存在する。

位相偏移変調（ＰＳＫ）および振幅偏移変調（ＡＳＫ）等の信号変調方式を使用して、タグによって受信された信号を変調し、後方散乱される変調信号をリーダデバイスに再放射することが、知られており、タグは、状態間のインピーダンス整合を変化させることによって、その反射係数を変化させる。しかしながら、所与の周波数チャネル上に重複する後方散乱された信号から生じるタグ衝突の悪影響が、依然として、残る。

さらに、特に、高周波数ＲＦ信号の状況で関連するのは、リーダデバイス内のＤＣオフセットの影響およびリーダの位相雑音の影響である。

ＲＦＩＤネットワーク内の後方散乱タグ端子の設計は、いくつかのさらなる特別な課題を伴う。後方散乱されたタグ信号は、存在する唯一の反射信号ではない。すなわち、単一アンテナシステムでは、通常、リーダデバイスの伝送アンテナから種々の周囲物体への意図されない反射のため、より大きな信号さえ存在する。望ましくない反射信号は、リーダデバイス内の局部発振器信号と混在する。これらは、（通常）変調されないため、ＤＣオフセット、すなわち、ミキサから出力される大量のＤＣ電圧をもたらす。幸いにも、所望の信号が、ＤＣ近傍に多くの情報を含まない場合（これは、データが１または０の長いストリングを有するときでも、タグ記号がタグ状態に頻繁な遷移を確実にするように選定される限り、該当するであろう）、このオフセットを簡単にフィルタ除去し得る。しかしながら、これは、概して、好ましくない。ミキサ出力に結果として生じる大きな変動は、フィルタ除去をより困難にし、受信機が回復するために数マイクロ秒経過するまで、タグからいかなる反射も確認することを難しくする。

前述の問題は、別個の伝送および受信アンテナ（バイスタティック構成）を使用することによって、改良され得る。この場合、（単一）アンテナからの反射信号の代わりに、受信機は、典型的には、反射信号よりはるかに小さい、受信アンテナに作用する伝送された信号の一部のみに対処しなければならない。約４０ｄＢの分離は、市販のリーダとともに一般に使用される大型バイスタティックアンテナを用いて得られ、それは、単一アンテナからの反射減衰量より優れた２０−２５ｄＢを表す。しかしながら、一対のアンテナの使用は、リーダにコスト、複雑性、および増加した空間要件を加える。単一（モノスタティック）アンテナからの反射を低減させるための適応アンテナチューナまたはヌラーが、代替として、使用され得るが、この解決策は、再び、費用および複雑性の増大を伴う。

例えば、リーダデバイス内で使用されるような発振器は、信号の位相および振幅の両方が変動し得るので、完璧にきれいな搬送波信号をもたらすものではない。位相雑音は、大規模な固定反射が局部発振器と混在するとき、受信された信号内の振幅雑音に変換され得る。位相雑音は、通常、搬送波信号の周波数に非常に近い周波数において最高となり、これは、混在に応じて、ほぼＤＣに変換される。位相雑音の影響を低減させるために、タグからの所望の信号を含む周波数のみを通過させる比較的に狭いフィルタを使用し、最も高い、または実践として、帯域通過タグ変調周波数を使用することが望ましい。しかしながら、これは、使用され得る変調のタイプおよびデータストリームのタイプを制限する。

提供されるのは、着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させるためのアンテナ装置である。アンテナ装置は、アンテナの反射係数特性に従って、着信ＲＦ信号を後方散乱させるためのアンテナと、アンテナに電気的に接続された出力を有する可変インピーダンス回路と、可変インピーダンス回路に結合され、可変インピーダンス回路の出力をデジタル的に制御する帯域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器とを備え、アンテナの反射係数（Γ）は、可変インピーダンス回路のデジタル的に制御される出力に基づいて、調節される。

アンテナ装置は、一実施形態では、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、帯域通過デルタシグマ変調器のクロッキングは、タグ端子内のクロック回路を介して生成される。

代替構成では、アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、帯域通過デルタシグマ変調器のクロッキングは、Ｌで除算されたリーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆに基づいて生成され、式中、Ｌは、正数値を表す。

アンテナ装置の別の実施形態では、帯域通過デルタシグマ変調器の出力は、２つの状態間で可変インピーダンス回路の出力を切り替え、反射係数を調節する。

別の実施形態では、アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、帯域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、＋／−ω_０だけリーダデバイスからの着信ＲＦ信号からオフセットされた複素変調信号から成り、式中、ω_０は、着信ＲＦ信号からオフセットされた周波数を表す。複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号のいずれかから成り得る。

さらにアンテナ装置の別の実施形態では、デジタル的に制御される出力は、帯域通過デルタシグマ変調器に入力された同相−直交（ＩＱ）上方変換信号から生成される。

アンテナ装置は、別の実施形態では、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、タグ端子の内部のクロック回路に基づく。

代替構成では、アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、Ｍで除算されたリーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆを使用するクロック回路に基づき、式中、Ｍは、正数値を表す。

さらに別の実施形態では、上方変換変調器は、およそ４で除算されたｆｓにデータを上方変換し、ｆｓは、帯域通過デルタシグマ変調器のサンプリング周波数である。

別の構成では、上方変換モジュールに提供される入力データは、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号形式のうちの１つから成り得る。
本発明は、例えば、以下を提供する。
（項目１）
着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させるためのアンテナ装置であって、
アンテナであって、前記アンテナは、前記アンテナの反射係数特性に従って、前記着信ＲＦ信号を後方散乱させる、アンテナと、
前記アンテナに電気的に接続された出力を有する可変インピーダンス回路と、
前記可変インピーダンス回路に結合され、前記可変インピーダンス回路の前記出力をデジタル的に制御する帯域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器と
を備え、前記アンテナの反射係数（Γ）は、前記可変インピーダンス回路のデジタル的に制御される出力に基づいて調節される、アンテナ装置。
（項目２）
前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え、前記帯域通過デルタシグマ変調器のクロッキングは、前記タグ端子内のクロック回路を介して生成される、項目１に記載のアンテナ装置。
（項目３）
前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え、前記帯域通過デルタシグマ変調器のクロッキングは、Ｌで除算された前記リーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆに基づいて生成され、Ｌは、正数値を表す、項目１に記載のアンテナ装置。
（項目４）
前記帯域通過デルタシグマ変調器の出力は、２つの状態間で前記可変インピーダンス回路の前記出力を切り替えることにより、前記反射係数を調節する、項目１から３のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目５）
前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え、前記帯域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、＋／−ω _０ だけ前記リーダデバイスからの着信ＲＦ信号からオフセットされた複素変調信号から成り、ω _０ は、前記着信ＲＦ信号からオフセットされた周波数を表す、項目１から４のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目６）
前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つから成る、項目５に記載のアンテナ装置。
（項目７）
前記帯域通過デルタシグマ変調器の出力は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）および非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号のうちの１つである、項目１から６のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目８）
前記デジタル的に制御される出力は、前記帯域通過デルタシグマ変調器に入力された同相−直交（ＩＱ）上方変換信号から生成される、項目１から７のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目９）
前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え、前記ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、前記タグ端子の内部のクロック回路に基づく、項目８に記載のアンテナ装置。
（項目１０）
前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え、前記ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、Ｍで除算された前記リーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆを使用するクロック回路に基づき、Ｍは、正数値を表す、項目８に記載のアンテナ装置。
（項目１１）
前記上方変換変調器は、およそ４で除算されたｆｓにデータを上方変換し、ｆｓは、前記帯域通過デルタシグマ変調器のサンプリング周波数である、項目８に記載のアンテナ装置。
（項目１２）
前記ＩＱ上方変換変調器に入力されるデータは、サンプリングされない、項目８に記載のアンテナ装置。
（項目１３）
前記上方変換モジュールに提供される入力データは、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号形式のうちの１つから成る、項目８に記載のアンテナ装置。
（項目１４）
前記帯域通過デルタシグマ変調器から出力される帯域雑音をフィルタ除去するための前記可変インピーダンス回路における少なくとも１つのフィルタデバイスをさらに備えている、項目１から１３のいずれかに記載のアンテナ装置。
（項目１５）
前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システムのタグ端子内に含まれ、前記ＲＦＩＤシステムは、リーダデバイスを備え、前記アンテナ装置は、前記タグ端子が前記リーダデバイスの所定の臨界距離内にあるときのみ、ＲＦ信号を後方散乱させるためにアクティブ化される、項目１から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。

ここで、本発明が、以下の図面を参照して、一例としてのみ説明される。
図１は、タグからリーダへのデータ伝送が、同一の周波数チャネル上で行なわれる、従来技術ＲＦＩＤシステムを示す。 図２は、一実施形態における、後方散乱させるために、可変インピーダンスを生成するための装置を示す。 図３は、一実施形態における、直接デジタルシンセサイザ等のデジタル信号源の周波数だけオフセットされたＩＱ信号を生成するための装置を示す。 図４は、一実施形態における、直接デジタルシンセサイザ等のデジタル信号源の周波数だけオフセットされたＯＦＤＭ信号を生成するための装置を示す。 図５は、データ伝送が、タグからリーダへの後方散乱を介して、専用周波数チャネル上で行なわれる、ＲＦＩＤシステムの実施形態を示す。 図６ａは、一実施形態における、ＱＡＭ信号を生成するための装置を示す。 図６ｂは、一実施形態における、６４ＱＡＭデータを生成するシステムの実装のためのプロセスを示す。 図６ｃは、１３ｄＢの信号対雑音比を伴う、６４ＱＡＭシステム出力の信号空間図表現を示す。 図６ｄは、２２ｄＢの信号対雑音比を伴う、６４ＱＡＭシステム出力の信号空間図表現を示す。 図７ａは、データレート対電力を制御する表現を示す。 図７ｂは、タグとリーダとの間のリンクバジェット対距離の表現を示す。

用語「変調」とは、本明細書で使用される場合、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）無線端子またはタグが、リーダアンテナの搬送波無線周波数（ＲＦ）信号を変化させ、情報を伝達するプロセスを指す。例えば、位相変調では、リーダデバイスからタグに伝送されるデータは、ＲＦＩＤリーダデバイスによって送信される搬送波の位相の変化においてエンコードされる。

図２は、一実施形態における、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）通信ネットワーク等の無線通信システム内のアンテナ装置２００を示し、アンテナ装置２００は、受動または半受動であり得、ＲＦＩＤネットワークのリーダデバイスから等の着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させるために、アンテナ２０３において可変インピーダンス２０５を生成する。ＲＦＩＤ通信ネットワークのタグ端子の一部であり得るアンテナ２０３は、その反射係数（Γ）特性に従って、着信リーダデバイスまたは搬送波ＲＦ信号を後方散乱させる。

依然として、図２に関して、図示されるのは、アンテナ２０３から後方散乱波を生成するために使用される、可変インピーダンス回路２０５を設計するための一実施形態である。ここで、インピーダンスＺ_Ｌは、制御ビットに応じて、２つの状態間で切り替えられる。制御ビットが、帯域であるとき、Ｚ_Ｌは、ｆ_ｒｆでゼロインピーダンスであると考えられ、故に、後方散乱Γ（ｆ_ｒｆ）＝１となる。Ｚ_Ｌは、ｆ_ｒｆ以外で帯域インピーダンスを有するように設計されることに留意されたい。２ｆ_ｒｆでは、インピーダンスは、２ｆ_ｒｆの折り畳みを低減させるために役立つ。制御が帯域であるとき、Ｚ_Ｌ＞＞５０オームである。したがって、Γ＝０であり、信号は、後方散乱されない。

可変インピーダンスはさらに、後方散乱波に位相偏移をもたらすように設計されることができる。すなわち、

であり、式中、φは、２つの状態、すなわち、φ_１およびφ_２を有し、αは、定数である。後方散乱インピーダンスは、したがって、

で与えられる、式中、Ｚｉは、２つの状態、すなわち、Ｚ_１およびＺ_２を有する。ここで、φ_ｉは、状態φ_１＝０°およびφ_２＝１８０°を有するように設計されることができる。ここで、Ｚ_ｓは、アンテナのインピーダンスである。アンテナインピーダンスは、所与のその環境を調節するので、アンテナが、金属物体の正面にある場合等、事実上のΓは、単に、回転およびスケーリングされる。これは、ＺｓがΖｓβｅｘｐ（ｊψ）に変化すると仮定することによって説明されることができ、式中、βは、スケーリング係数であり、ψは、回転である。したがって、Γは、

または、

に変化する。これを前提として、Ｚ_ｓの変化は、それぞれ、β^−１および−ψだけＺのスケーリングおよび回転をもたらす。この複素変調方式では、振幅変化ではなく、Γの位相変化が、利用され得る。

ある実施形態では、１つのフィルタまたはそれ以上のフィルタが、高域通過または帯域通過デルタシグマ変調器から出力される帯域雑音をフィルタ除去するために、可変インピーダンス回路内で使用され得る。

図３は、同相−直交（ＩＱ）信号が、どのようにΓ−ΔΣ方式３００を使用する帯域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器を介して、複素波形を生成するために使用され得るかを示す。帯域通過デルタシグマ変調のための複素変調方法および装置は、「Γ−ΔΣ方式」と称され、本明細書に示される。ここでは、ミキサへの信号は、ｆｓ／４において、直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）３０７またはクロックによって、ＩＱ上方変換される。信号は、次いで、帯域通過デルタシグマ変調器３０２に印加される。帯域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器３０２は、サンプルレートｆｓで適用され、複素変調信号を生成する。本明細書で参照される場合、帯域通過デルタシグマ変調器は、以下の範囲の入力データを表す、出力ビットストリームを生成する。
ｆｓ／４−ＢＷ／２
から
ｆｓ／４＋ＢＷ／２
式中、ｆｓは、帯域通過デルタシグマ変調器のサンプリング周波数を表し、ＢＷは、帯域通過デルタシグマ変調器が設計される所定の帯域幅を表す。タグアンテナの複素ＩＱ後方散乱信号は、ほぼｆｒｆ＋／−ｆｓ／４であり、式中、ｆｒｆは、ＲＦＩＤネットワーク内のリーダデバイス信号の周波数である。出力ビットストリームは、リーダデバイス信号の周波数からｆｓ／４だけオフセットされるので、これは、リーダデバイス内のＤＣオフセットの影響を低減させ、かつリーダデバイスの位相雑音の影響を低減させる。この方式では、ガウス最小偏移変調（ＧＭＳＫ）、ｎＰＳＫ、直交位相偏移変調（ＱＰＳＫ）、ｎＱＡＭ、およびＯＦＤＭ信号を含む、任意のタイプの複素変調が、適用され得（ｎは、整数を表す）、帯域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、リーダデバイスの着信無線周波数信号から＋／−ω_０だけオフセットされた複素変調信号から成る（ω_０は、着信ＲＦ信号からオフセットされた周波数を表す）。

ある実施形態では、タグアンテナ装置は、ＲＦＩＤネットワークまたはシステム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、帯域通過デルタシグマ変調器のクロッキングは、Ｌで除算されたリーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆに基づいて駆動され得、Ｌは、正数値を表す。

さらなる実施形態では、アンテナ装置は、ＲＦＩＤネットワークまたはシステム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、タグ端子の内部のクロック回路によって駆動される。

代替実施形態では、アンテナ装置は、ＲＦＩＤネットワークまたはシステム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグ端子の一部を備え得、ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、Ｍで除算されたリーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆに基づいて、クロック回路によって駆動され、Ｍは、正数値を表す。

一実施形態では、帯域通過デルタシグマ変調器の出力３０２は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）であり得、したがって、データが、１１０１１０１である場合、出力は、１０１０００１０１０００１０となるであろう。各ビット間にはゼロがあることに留意されたい。代替実施形態では、帯域通過デルタシグマ変調器３０２の出力は、非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号であり得る。例えば、データが、１１０１１０１である場合、出力は、１１０１１０１であり、何もデータストリームに追加されない。

図４は、一実施形態における、ＤＤＳ４０７等のデジタル信号源の周波数だけオフセットされた直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）信号を生成するためのΓ−ΔΣ方式４００のための装置を示す。ミキサへの入力信号は、ｆｓ／４において、直接デジタルシンセサイザ（ＤＤＳ）３０７またはクロックによって上方変換される。信号は、次いで、帯域通過デルタシグマ変調器４０２に印加される。帯域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器４０２は、サンプリングレートｆｓで適用され、複素変調信号を生成する。

図５は、データ伝送が、タグからリーダへの後方散乱を介して、帯域通過デルタシグマ変調のためのΓ−ΔΣ方式の複素変調装置および方法を使用して、専用周波数チャネル上で行なわれ得る、ＲＦＩＤ通信ネットワーク５００の実施形態を示す。一意のまたは専用のチャネル５０５、５０６、５０７が、ＲＦＩＤ通信ネットワーク５００内で使用されるタグ５０１ａ−ｃの各々のタグのために生成され得る。生成されるチャネルは、周波数ｆｒｆ＋／−ｆｓ／４の近傍に位置し、式中、再び、ｆｒｆは、リーダデバイスからの搬送波信号の周波数を表す。タグ端子５０１ａ−ｃのそれぞれのタグ端子内のアンテナ５０３ａ−ｃは、アンテナ５０３ａ−ｃの各々に特定の反射係数特性に従って、リーダデバイス５０２等からの着信ＲＦ信号を後方散乱させる。可変インピーダンス回路（図５には図示せず）は、アンテナ５０３ａ−ｃに電気的に接続された出力を有する。帯域通過デルタシグマ変調器は、アンテナ５０３ａ−ｃの特定のアンテナの反射係数Γが、可変インピーダンス回路の出力を変化させることによって調節され得るように、可変インピーダンス回路の入力に結合され、可変インピーダンス回路の出力をデジタル的に制御する。

図６ａは、一実施形態における、直交振幅（ＱＡＭ）信号を生成するための変調器装置６００Ａを示す。入力データビットが、ＬＵＴ（ルックアップテーブル）６０１に適用され、ＩおよびＱ信号を生成する。ＩおよびＱ信号は、次いで、ｆｓ／４に上方変換され、次いで、帯域通過デルタシグマ変調器５０２に適用され、ｆｓでサンプリングされる。

図６ｂは、一実施形態における、６４ＱＡＭデータを生成するシステムの実装のためのプロセス６００Ｂを示す。ステップ６１０における着信ＩＱデータは、ステップ６１１において、６４ＱＡＭデータを生成するために使用される。データは、次いで、ステップ６１２において、上方サンプリングされ、ステップ６１３において、ｆｓ／４に上方変換される。四次帯域通過デルタシグマ変調器が、次いで、ステップ６１４において、信号に適用され、特定のタグアンテナの反射係数を変調させ得る。出力は、次いで、リーダによって復調され、付帯出力信号空間図が、所与の異なるレベルの信号対雑音（ＳＮＲ）比に対してプロットされることができる。

図６ｃは、１３ｄＢの信号対雑音比を伴う、６４ＱＡＭシステム出力の信号空間図表現を示す。

図６ｄは、２２ｄＢの信号対雑音比を伴う、６４ＱＡＭシステム出力の信号空間図表現を示す。

図６ｃおよび６ｄの信号空間図は、帯域通過デルタシグマ変調器を含む、Γ−ΔΣ方式を適用することによってもたらされる６４ＱＡＭ変調を示す。信号空間図は、タグアンテナからの出力、すなわち、帯域通過デルタシグマ変調器が駆動し、次いで、リーダデバイスを通過させるものを採取することによってもたらされる。リーダデバイスは、リーダデバイスの搬送波信号ＲＦ周波数を使用して、下方変換を行い、アナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を介して、データをデジタル化し、次いで、データを下方サンプリングし、それをデジタルフィルタを通過させ、最後に、ＩＱデータを復調する。示される図６ｃおよび６ｄの信号空間プロットは、復調されたデータを表す。

帯域通過デルタシグマ変調器を駆動させるため等、無線タグ端子によって利用されるクロッキング関数に関して、クロッキングの生成関数は、タグリーダ内のクロック回路によって、またはＲＦＩＤネットワークのリーダデバイスによって提供される着信ＲＦ搬送波信号の周波数に基づくクロック回路生成を介して、提供され得る。

例えば、クロックとしてリーダからの信号を使用する事例では、リーダが、ｆｒｆである場合、タグによって使用されるクロックは、ｆｒｆまたはある周波数ｆｒｆ／Ｎであり、式中、Ｎは、ある整数である（すなわち、ｆｒｆは、クロックを生成するためにＮで除算される）。

図７ａは、データレート対電力を制御する表現を示す。電力管理システムは、タグとリーダｒとの間の距離に基づくデータレートおよび変調タイプに依存して導入され得る。リーダが、十分に近くなるにつれて（すなわち、ｒ＜ｒ_ｍｉｎ）、タグは、オンにするために十分な電力を得る。ｒ_ｍｉｎからｒ_{ｃｒｉｔｉｃａｃｌ}まで、タグは、低速クロックおよびＡＳＫまたはＰＳＫを使用して伝送する。ｒ＜ｒ_{ｃｒｉｔｉｃａｃｌ}の場合、タグは、６４ＱＡＭを使用して、伝送を開始することができる。ＲＦ後方散乱技術の場合、タグによって受信される電力（すなわち、Ｐ_ＲＸ（ｒ））は、

で与えられ、式中、λは、搬送波信号の波長であり、ｒは、タグとリーダとの間の距離であり、Ｐ_ＴＸは、送信機の電力であり、Ｇ_ＴＸは、リーダのアンテナ利得であり、Ｇ_ＲＸは、タグのアンテナ利得である。タグからの変調電力は、次いで、リーダによって受信される。

図７ｂは、タグとリーダとの間のリンクバジェット対距離の表現を示す。タグとリーダとの間のリンクバジェットは、タグ−リーダ距離の関数として示される。タグによって受信される電力は、リーダから離れて移動するにつれて減少される。あるそのような位置では、タグの後方散乱電力は、リーダに戻るように移動するにつれて減衰される。信号対雑音比（ＳＮＲ）は、リーダ内の発振器の位相雑音に対する、リーダによって受信される電力によって与えられる。

例えば、リーダからの電力は、（１／ｒ^＾２）として降下するので、複素変調技術は、リーダがより接近するときに適用され得る。リーダが離れるにつれて、より低い変調が、使用されることができる。複素変調の適用は、より高いＳＮＲおよびより多い電力を要求することを理解されるであろう。

本発明の好ましい実施形態が、受動および半受動ＲＦＩＤ通信ネットワークに関して、本明細書に説明されたが、本明細書に提示される解決策は、無線通信の他の側面にも適用され得ることが想定され、実際、当業者によって理解されるであろう。故に、当業者は、本明細書に説明される具体的実施形態が、例証的であり、必ずしも、包括的ではないことを理解するであろう。したがって、他の種々の修正も、請求項によって定義される本発明の範囲から逸脱することなく、当業者によって行なわれ得る。

Claims (15)

1. 着信無線周波数（ＲＦ）信号を後方散乱させるためのアンテナ装置であって、
   アンテナであって、前記アンテナは、前記アンテナの反射係数特性に従って、前記着信ＲＦ信号を後方散乱させる、アンテナと、
   前記アンテナに電気的に接続された出力を有する可変インピーダンス回路と、
   前記可変インピーダンス回路に結合され、前記可変インピーダンス回路の前記出力をデジタル的に制御する帯域通過デルタシグマ（ΔΣ）変調器と
   を備え、前記アンテナの反射係数（Γ）は、前記可変インピーダンス回路のデジタル的に制御される出力に基づいて調節される、アンテナ装置。
2. 前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグの一部を備え、前記帯域通過デルタシグマ変調器のクロック信号は、前記タグ内のクロック回路によって生成される、請求項１に記載のアンテナ装置。
3. 前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグの一部を備え、前記帯域通過デルタシグマ変調器のクロック信号は、Ｌで除算された前記リーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆに基づいて生成され、Ｌは、正数値を表す、請求項１に記載のアンテナ装置。
4. 前記帯域通過デルタシグマ変調器の出力は、２つの状態間で前記可変インピーダンス回路の前記出力を切り替えることにより、前記反射係数を調節する、請求項１から３のいずれかに記載のアンテナ装置。
5. 前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグの一部を備え、前記帯域通過デルタシグマ変調器に印加される入力信号は、＋／−ω_０だけ前記リーダデバイスからの着信ＲＦ信号からオフセットされた複素変調信号から成り、ω_０は、前記着信ＲＦ信号からオフセットされた周波数を表す、請求項１から４のいずれかに記載のアンテナ装置。
6. 前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、ＯＦＤＭ信号のうちの１つから成る、請求項５に記載のアンテナ装置。
7. 前記帯域通過デルタシグマ変調器の出力は、ゼロ復帰（ＲＴＺ）および非ゼロ復帰（ＮＲＺ）タイプ信号のうちの１つである、請求項１から６のいずれかに記載のアンテナ装置。
8. 前記デジタル的に制御される出力は、前記帯域通過デルタシグマ変調器に入力された同相−直交（ＩＱ）上方変換信号から生成される、請求項１から７のいずれかに記載のアンテナ装置。
9. 前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグの一部を備え、ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、前記タグの内部のクロック回路に基づく、請求項８に記載のアンテナ装置。
10. 前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システム内のリーダデバイスに電磁的に結合されたタグの一部を備え、ＩＱ上方変換変調器からのデータの生成は、Ｍで除算された前記リーダデバイスの搬送波信号周波数ｆｒｆを使用するクロック回路に基づき、Ｍは、正数値を表す、請求項８に記載のアンテナ装置。
11. ＩＱ上方変換変調器は、４で除算されたｆｓにデータを上方変換し、ｆｓは、前記帯域通過デルタシグマ変調器のサンプリング周波数である、請求項８に記載のアンテナ装置。
12. ＩＱ上方変換変調器に入力されるデータは、上方サンプリングされたデータである、請求項８に記載のアンテナ装置。
13. ＩＱ上方変換変調器に提供される入力データは、ＧＭＳＫ、ＱＰＳＫ、ｎＰＳＫ、ｎＱＡＭ、ＯＦＤＭ信号形式のうちの１つから成る、請求項８に記載のアンテナ装置。
14. 前記帯域通過デルタシグマ変調器から出力される帯域雑音をフィルタ除去するための前記可変インピーダンス回路における少なくとも１つのフィルタデバイスをさらに備えている、請求項１から１３のいずれかに記載のアンテナ装置。
15. 前記アンテナ装置は、無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システムのタグ内に含まれ、前記ＲＦＩＤシステムは、リーダデバイスを備え、前記アンテナ装置は、前記タグが前記リーダデバイスの所定の臨界距離内にあるときのみ、ＲＦ信号を後方散乱させるためにアクティブ化される、請求項１から１４のいずれかに記載のアンテナ装置。

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