JP5958431B2

JP5958431B2 - スイッチング電源装置

Info

Publication number: JP5958431B2
Application number: JP2013150244A
Authority: JP
Inventors: 良之鵜野
Original assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Current assignee: Murata Manufacturing Co Ltd
Priority date: 2013-07-19
Filing date: 2013-07-19
Publication date: 2016-08-02
Anticipated expiration: 2033-07-19
Also published as: JP2015023686A; CN104300791A; US9231484B2; US20150023068A1; CN104300791B

Description

本発明は、昇圧コンバータを備えたスイッチング電源装置に関する。

商用電源を入力とした電力容量の大きい電源装置の場合、高調波電流規制をクリアするためにＰＦＣ（力率改善）用の昇圧コンバータの搭載が事実上必須となる。また、太陽光などの再生可能エネルギーを入力とする電源装置の場合、入力電圧の変動が大きいため、この変動を補うために前段に昇圧コンバータを備えた電源装置を構成することもある。これらのように昇圧コンバータを備えた電源装置を構成する場合、昇圧コンバータは定電圧の出力を得るために、出力電圧を検出して基準電圧と比較し、その誤差がゼロとなるように制御される。ただし、配線中の抵抗や基準電圧のばらつきといった要因により出力電圧に誤差（ズレ）が生じる。この誤差に対しマージンを持たせた部品選定や回路設計をすると装置の大型化、コストアップ、効率の低下といった課題の要因となるため、より高精度の出力電圧を得る場合は補正を行う必要がある。そこで、特許文献１には、定電圧電源装置において基準電圧源のバラツキや分圧抵抗のバラツキによる出力電圧のズレを抑えることができる発明が開示されている。

特開２００９−２４００６３号公報

しかしながら、一般的に、回路途中には外部から電圧を測定するための測定用端子を備えていないため、前段に昇圧コンバータを備えた電源装置の場合、昇圧コンバータの出力電圧（中間バス電圧）を直接測定できない。このため、検出回路を用いて検出した中間バス電圧と、直接測定した中間バス電圧とを比較して、誤差を含む中間バス電圧の検出結果を補正するといった処理を行えない。その結果、中間バス電圧を所定の値に制御することができず、昇圧コンバータから精度よく定電圧を出力できないといった問題がある。この問題は、特許文献１では解決できない。

そこで、本発明の目的は、誤差を含む中間バス電圧の検出結果を補正できるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明に係るスイッチング電源装置は、電圧入力部に入力される入力電圧を、スイッチング素子のオンオフにより所定電圧に変換する前段コンバータと、前記前段コンバータの出力電圧を、スイッチング素子のオンオフにより所定電圧に変換する後段コンバータと、前記前段コンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、前記前段コンバータの出力電圧である中間バス電圧を検出する中間バス電圧検出回路と、前記入力電圧検出回路及び中間バス電圧検出回路により検出される検出信号を基準電圧と比較してサンプリングするサンプリング手段と、前記入力電圧検出回路及び中間バス電圧検出回路により検出される検出信号を用いて所定の算出式により前記入力電圧及び前記中間バス電圧の測定値を算出する電圧算出部と、前記算出式の係数を記憶する記憶手段と、前記電圧測定値を外部装置へ送信し前記係数を外部装置から受信する通信手段と、を有する制御部と、を備え、前記入力電圧検出回路及び前記中間バス電圧検出回路は、同一仕様の素子で構成された同一回路であり、前記入力電圧検出回路及び中間バス電圧検出回路により検出される検出信号をサンプリングするサンプリング手段の基準電圧は同一であり、前記入力電圧測定値及び前記中間バス電圧測定値を算出する前記所定の算出式及び前記算出式に用いる係数は同一であることを特徴とする。

この構成では、前段コンバータの入力電圧及び中間バス電圧（出力電圧）を検出した場合、検出用回路の各素子の影響による検出結果に誤差は含むものの、誤差のばらつきが無い（小さい）。このため、入力電圧及び中間バス電圧それぞれに対して、同様に誤差の影響がなくなるように測定値の算出を行うことができる。前段コンバータの入力電圧を測定するには、スイッチング電源装置の入力端子の電圧を直接測定すればよい。そして、この直接測定した入力電圧測定値と、入力電圧検出回路で検出した入力電圧から得られる測定値とが一致するように、入力電圧検出回路の検出信号から測定値を算出する算出式に用いる係数を算出し記憶させ、中間バス電圧検出回路の検出信号から中間バス電圧測定値を算出する算出式に同様の係数を用いることで、誤差のない（小さい）中間バス電圧の測定値も算出できる。したがって、中間バス電圧を直接測定する測定用端子を設けることなく、中間バス電圧の測定値を補正でき、小型で高効率なスイッチング電源装置を構成することができる。

前記入力電圧検出回路及び前記中間バス電圧検出回路は抵抗分圧回路であることが好ましい。

この構成では、簡易な構成で入力電圧及び中間バス電圧を検出できる。

前記抵抗分圧回路の各抵抗素子は製造ロットが同じであることが好ましい。

この構成では、検出回路の各素子の影響による検出結果のばらつきをより小さくできる。

前記抵抗分圧回路の各抵抗素子は、一つの薄膜ネットワーク抵抗の素子であることが好ましい。

この構成では、検出回路の各素子に起因する誤差をより小さくできる。

本発明に係るスイッチング電源装置は、前記入力電圧検出回路の検出信号を出力する出力側に接続された第１バッファと、前記中間バス電圧検出回路の検出信号を出力する出力側に接続された第２バッファと備えていることが好ましい。

この構成では、抵抗分圧回路の参照電圧を安定して生成でき、電圧検出結果の誤差を小さくできる。

前記第１バッファ及び前記第２バッファは、一つのチップ内のオペアンプを備える回路であることが好ましい。

この構成では、バッファの影響による誤差をなくすことができる。

前記前段コンバータは、基準電圧源と、中間バス電圧を検出する第２の中間バス電圧検出回路と、前記基準電圧源と前記第２の中間バス電圧検出回路の検出信号の誤差を増幅する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力に基づいてスイッチング素子のオンオフを制御する前段コンバータ制御部をさらに備え、前記誤差増幅器に入力される前記第２の中間バス電圧の検出信号、又は基準電圧が、補正された前記中間バス電圧測定値に基づいて調整され、その調整値は前記記憶手段に記憶されることが好ましい。

本発明によれば、誤差を含む中間バス電圧の検出結果を補正できる。

実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図コントローラがＡＤコンバータを一つ有している場合を示す図コントローラがＡＤコンバータを二つ有している場合を示す図実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図実施形態２の変形例であるスイッチング電源装置の回路図実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図実施形態４に係るスイッチング電源装置の回路図

（実施形態１）
図１は実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置１０１の電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２には直流電源Ｖｉｎが接続される。また、スイッチング電源装置１０１の電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２には、不図示の負荷が接続される。

スイッチング電源装置１０１は昇圧コンバータ１０を備えている。この昇圧コンバータ１０には、電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２から入力された電圧が入力される。昇圧コンバータ１０は、インダクタＬ１、スイッチング素子Ｑ１、ダイオードＤ１、及びコンデンサＣ１，Ｃ２を備えている。スイッチング素子Ｑ１はｎ型ＭＯＳ−ＦＥＴであり、後述の昇圧コンバータ制御部１１によりゲート信号が印加されてスイッチング制御される。

昇圧コンバータ１０の出力には、トランスＴの１次巻線が接続されている。この１次巻線ｎｐには、スイッチング素子Ｑ２が直列に接続されている。このスイッチング素子Ｑ２は、不図示の１次側にある後段コンバータ制御部によりスイッチング制御され、トランスＴの１次巻線ｎｐに印加される電圧をスイッチングする。トランスＴの２次巻線ｎｓと電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２との間には、ダイオードＤ２及びコンデンサＣｏによる整流平滑回路が構成されている。整流平滑回路は、トランスＴの２次巻線ｎｓに生じる交流電圧を整流平滑する。

なお、図示しないが電圧出力部Ｐ２１，Ｐ２２には出力電圧を検出する検出回路が接続されていて、検出された出力電圧の情報は１次側へ伝送される。そして、１次側にある後段コンバータ制御部は、出力電圧が既定値を保つように、スイッチング素子Ｑ２のオン時間定め、スイッチング素子Ｑ２をスイッチング制御する。

スイッチング電源装置１０１は、入力側抵抗分圧回路と出力側抵抗分圧回路とを備えている。入力側抵抗分圧回路は抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３を備え、昇圧コンバータ１０への入力電圧を検出する。出力側抵抗分圧回路は抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３を備え、昇圧コンバータ１０からの出力電圧（以下、中間バス電圧という。）を検出する。入力側抵抗分圧回路、及び出力側抵抗分圧回路の出力は、バッファＢｆ１，Ｂｆ２を介して、マイクロコントローラ２０に接続されている。バッファＢｆ１，Ｂｆ２は電圧フォロア回路である。このバッファＢｆ１，Ｂｆ２を抵抗分圧回路の出力に接続することで、安定した抵抗分圧回路の参照信号をマイクロコントローラ２０へ出力できる。

入力側抵抗分圧回路及び出力側抵抗分圧回路は、同一素子が同様に接続された回路である。具体的には、抵抗Ｒ１１，Ｒ２１が同一仕様の素子であり、抵抗Ｒ１２，Ｒ２２が同一仕様の素子であり、抵抗Ｒ１３，Ｒ２３が同一仕様の素子である。そして、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３が直列接続され、抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３も直列接続されている。ここで、同一仕様の素子とは、公称抵抗値が同じであることに加え、耐圧仕様や誤差許容範囲やサイズなどの製品仕様が同じ、いわゆる品番が同じであることを意味している。また、製造ロットが同じであることが望ましい。また、抵抗Ｒ１１，Ｒ２１は一つの薄膜ネットワーク抵抗素子であることが望ましい。

このように、入力側抵抗分圧回路、及び出力側抵抗分圧回路を、同一仕様の素子で同一構成の回路とすることで、それぞれの回路が電圧を検出した検出結果に含まれる、素子の影響による誤差は略同じ(小さい)である。したがって、誤差を含む検出結果を補正する場合、入力側抵抗分圧回路、及び出力側抵抗分圧回路それぞれに対して、同じ補正値を用いた補正を行える。補正については後述する。

スイッチング電源装置１０１は、抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３からなる抵抗分圧回路及び、基準電圧Ｖｒｅｆ、誤差増幅器３１、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４からなる位相補償回路、並びに、コンパレータ３２及び三角波発振器３３からなる昇圧コンバータ制御部１１を備えている。抵抗Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３からなる抵抗分圧回路は、昇圧コンバータ１０の出力側に接続されている。

誤差増幅器３１の非反転入力端子（＋）には、基準電圧Ｖｒｅｆが入力され、反転入力端子（−）には抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の接続点が接続される。この基準電圧Ｖｒｅｆは、マイクロコントローラ２０により値を調整することができる。また、誤差増幅器３１の出力は、コンデンサＣ３及び抵抗Ｒ４からなる位相補償回路を通って、反転入力端子（−）にフィードバックされている。この誤差増幅器３１は、各入力端子に入力された電圧の誤差を増幅して、コンパレータ３２の非反転入力端子（＋）へ出力する。

コンパレータ３２の反転入力端子（−）には、三角波発振器３３が接続されている。コンパレータ３２は、誤差増幅器３１からの出力電圧と、三角波発振器３３からの出力電圧とを比較し、比較結果に応じたデューティのＰＷＭ変調信号を生成する。スイッチング素子Ｑ１は、コンパレータ３２が生成したＰＷＭ変調信号に基づくゲート信号がゲートに入力され、駆動する。

マイクロコントローラ２０はコントローラ駆動電源ＶＤＤにより動作し、ＣＰＵ２１、ＡＤコンバータ２２、メモリ２３及びＤＡコンバータ２４を備えている。また、マイクロコントローラ２０は、外部入出力部Ｐ３１，Ｐ３２を通じて、外部装置（不図示）とデータ通信を行う通信手段も備えている。なお、マイクロコントローラ２０は、直接外部装置とデータ通信を行うようにしてもよいし、２次側にあるマイコンを介して外部装置とデータ通信を行うようにしてもよい。ＤＡコンバータ２４はサンプリング手段に相当する。

マイクロコントローラ２０は、抵抗分圧回路からの参照信号をＡＤコンバータ２２によりＡ−Ｄ変換し、入力電圧及び中間バス電圧を検出する。マイクロコントローラ２０は、ＡＤコンバータを一つ有していてもよいし、二つ有していてもよい。図２は、マイクロコントローラ２０がＡＤコンバータを一つ有している場合を示す図である。図３は、マイクロコントローラ２０がＡＤコンバータを二つ有している場合を示す図である。

図２の場合、マイクロコントローラ２０は、ＡＤコンバータ２２の前段にマルチプレクサ２０Ａを有し、入力側抵抗分圧回路及び出力側抵抗分圧回路からの参照信号の一方をＡＤコンバータ２２へ入力する。図３の場合、マイクロコントローラ２０は、同じ基準電圧で駆動する二つのＡＤコンバータ２２１，２２２を有し、ＡＤコンバータ２２１，２２２それぞれには、入力側抵抗分圧回路及び出力側抵抗分圧回路のそれぞれが接続される。なお、本実施例ではＡＤコンバータの基準電圧をコントローラ駆動電源ＶＤＤとしているが、これとは別の参照電圧を備えてＡＤコンバータ２２１，２２２の基準電圧としてもよい。

マイクロコントローラ２０は、検出した入力電圧信号から所定の演算式によりＣＰＵ２１で算出した入力電圧測定値の情報を、外部入出力部Ｐ３１，Ｐ３２を通じて外部装置へ出力する。ＣＰＵ２１は電圧算出部に相当する。外部装置は、例えば工場出荷時にスイッチング電源装置１０１の評価を行う評価設備であり、スイッチング電源装置１０１のマイクロコントローラ２０が電圧測定値を算出する際に用いる算出式の係数を算出する。外部装置は、その係数の算出を、例えばスイッチング電源装置１０１の工場出荷前に行う。以下に、係数の補正について説明する。

前段コンバータ制御部１１は、中間バス電圧が規定値となるように、スイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する。例えば、直流電源Ｖｉｎから３４０〜４００Ｖの直流電圧が入力された場合、中間バス電圧が４１０Ｖの一定電圧となるよう、前段コンバータ制御部１１はスイッチング素子Ｑ１をスイッチング制御する。これにより、スイッチング電源装置１０１からは定電圧が出力される。マイクロコントローラ２０が検出する中間バス電圧の検出結果には、出力側抵抗分圧回路の抵抗Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３の各素子の影響による誤差及びＡＤコンバータ２２の基準電圧による誤差が含まれている。このため、スイッチング電源装置１０１が定電圧を精度よく出力するためには、マイクロコントローラ２０は、中間バス電圧測定値の算出する式の係数を補正する必要がある。

この係数を算出する場合、昇圧コンバータ１０の中間バス電圧を直接測定し、その測定値と、マイクロコントローラ２０が検出した測定値とを比較する必要がある。しかしながら、一般に回路途中に測定用の端子はなく、昇圧コンバータ１０の中間バス電圧を直接測定することができない。そこで、本実施形態では、電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２から昇圧コンバータ１０の入力電圧を測定し、その測定値と、マイクロコントローラ２０が測定した測定値とを比較する。そして、外部装置は、昇圧コンバータ１０の入力電圧測定値を算出する式の係数を算出する。前記の通り、入力側抵抗分圧回路と出力側抵抗分圧回路との各素子、及びその回路構成及びＡＤコンバータ２２の基準電圧は同じである。すなわち、入力側抵抗分圧回路からの信号の検出結果と、出力側抵抗分圧回路からの信号の検出結果とには、同じ素子の影響に起因した誤差が含まれる。したがって、入力側抵抗分圧回路について算出した係数は、出力側抵抗分圧回路に対しても用いることができる。

ここで、マイクロコントローラ２０が検出した入力電圧の値をｘ、入力電圧測定値をｙとする。マイクロコントローラ２０は、入力電圧を検出すると、ｙ＝ａｘ＋ｂの式を用いて、入力電圧の測定値を求める。抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３による電圧の分圧比、及びＡＤコンバータ２２の分解能は既知である。また、外部装置には、高精度な測定装置により測定された昇圧コンバータ１０への入力電圧が入力される。外部装置は、測定装置により測定された入力電圧と、マイクロコントローラ２０が測定した入力電圧とを比較し、その比較結果と、既知の値とから、上記式の係数ａ，ｂを算出する。外部装置は、算出した係数ａ，ｂをスイッチング電源装置１０１のマイクロコントローラ２０へ送信する。

マイクロコントローラ２０は、補正値ａ，ｂをメモリ２３に記憶する。マイクロコントローラ２０は、スイッチング電源装置１０１の駆動時において、中間バス電圧を検出すると、メモリ２３に記憶した補正値ａ，ｂを用いて、測定値を外部装置へ伝える。外部装置は、誤差を補正した中間バス電圧測定値が所望の値となるようにマイクロコントローラ２０に信号を伝える。ＤＡコンバータ２４は信号を出力して、基準電圧Ｖｒｅｆの値を調整する。このときの調整値をメモリ２３に記憶しておくことにより、出荷後も中間バス電圧が一定となるように、スイッチング素子Ｑ１がスイッチング制御され、昇圧コンバータ１０からは安定した出力電圧が精度よく出力される。

以上説明したように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１０１は、入力電圧の誤差の補正を、中間バス電圧の誤差の補正として用いることができる。このため、中間バス電圧を直接測定するための測定端子を設ける必要がない。

なお、本実施形態では、バッファＢｆ１，Ｂｆ２を設けているが、必須ではない。ただし、バッファＢｆ１，Ｂｆ２を設けることで、入力インピーダンスが高くなるので、ＡＤコンバータ２２の前段にあるサンプルホールド回路（不図示）の動作により、抵抗分圧回路の参照信号に影響が及ぶことを防止でき、マイクロコントローラ２０は、より精度の高い検出結果を得ることができる。なお、バッファＢｆ１，Ｂｆ２を設ける場合、バッファＢｆ１，Ｂｆ２の影響による誤差のばらつきをなくすために、バッファＢｆ１，Ｂｆ２は一つのＩＣ内のオペアンプであることが好ましい。

また、逆接続保護のダイオードを電圧入力部Ｐ１１に接続した場合、抵抗Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３からなる入力側抵抗分圧回路は、その逆接続保護のダイオードの前段又は後段の何れに設けてもよい。ただし、入力側抵抗分圧回路を逆接続保護のダイオードの前段に設ける方が、ダイオードの順方向降下電圧による影響をなくすことができる点で好ましい。

（実施形態２）
以下に、実施形態２に係るスイッチング電源装置について説明する。実施形態２に係るスイッチング電源装置は、実施形態１に係るスイッチング電源装置の昇圧コンバータ１０を、ＰＦＣコンバータとして用いている。ＰＦＣコンバータは、スイッチング素子がオンオフされることで、インダクタに流れる電流が、ＰＦＣコンバータへの入力電圧と同じ正弦波状になるように制御する。以下、実施形態１との相違点について説明する。なお、ＰＦＣコンバータの回路構成は、実施形態１に係る昇圧コンバータと同じであるため、同符号を付して説明する。

図４は、実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置１０２Ａの電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２には、商用電源ＣＰが接続されている。スイッチング電源装置１０２ＡはダイオードブリッジＤＢを備え、電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２から入力された交流電圧は、ダイオードブリッジＤＢにより整流されてＰＦＣコンバータである昇圧コンバータ１０へ入力される。昇圧コンバータ制御部１１は昇圧コンバータ１０がＰＦＣコンバータとして制御されるように、出力電圧誤差増幅器３１、Ｒ４１，Ｒ４２，Ｒ４３からなる入力電圧検出回路、乗算器３４、インダクタ電流検出回路３５、電流誤差増幅器３６及びコンデンサＣ５及び抵抗Ｒ６からなる位相補償回路が追加されている。なお、スイッチング電源装置１０２Ａの他の構成は、実施形態１と同様である。

図５は、実施形態２の変形例であるスイッチング電源装置１０２Ｂの回路図である。この例では、スイッチング電源装置１０２Ｂは、電圧入力部Ｐ１１，Ｐ１２から入力された交流電圧を、ダイオードブリッジＤＢにより整流してＰＦＣコンバータである昇圧コンバータ１０へ入力する。また、スイッチング電源装置１０２Ｂは、ダイオードブリッジＤＢの接続点に接続されたダイオードＤ３，Ｄ４を備え、入力側抵抗分圧回路は、そのダイオードＤ３，Ｄ４のカソードに接続されている。すなわち、この例では、昇圧コンバータ１０へ入力する信号ラインとは別のラインで、昇圧コンバータ１０の入力電圧を検出している。ダイオードＤ３，Ｄ４は低電流容量（信号用）のダイオードであり、順方向降下電圧が小さく、かつ、そのばらつきが小さいので、入力電圧の検出精度を高めることができる。

この実施形態２の回路構成であっても、実施形態１と同様に、入力電圧の誤差の補正を、中間バス電圧の誤差の補正として用いることができる。このため、中間バス電圧を直接測定するための測定端子を設ける必要がない。

（実施形態３）
以下に、実施形態３に係るスイッチング電源装置について説明する。実施形態３に係るスイッチング電源装置は、実施形態１に係る昇圧コンバータ１０のスイッチング素子Ｑ１へゲート信号を出力する回路構成が実施形態１と相違する。

図６は、実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図である。この例では、スイッチング電源装置１０３が備える誤差増幅器３１の非反転入力端子（＋）には、一定の基準電圧Ｖｒｅｆが接続され、反転入力端子（−）には、抵抗Ｒ７を介して、マイクロコントローラ２０のＤＡコンバータ２４が接続されている。実施形態１と同様、誤差増幅器３１は、マイクロコントローラ２０により出力が補正される。なお、スイッチング電源装置１０３の他の構成は、実施形態１と同様である。

この実施形態３の回路構成であっても、実施形態１と同様に、入力電圧の誤差の補正を、中間バス電圧の誤差の補正として用いることができる。このため、中間バス電圧を直接測定するための測定端子を設ける必要がない。

（実施形態４）
以下に、実施形態４に係るスイッチング電源装置について説明する。実施形態４に係るスイッチング電源装置は、マスタコントローラ４０を備えている点で実施形態１と相違し、またＤＡコンバータ２４を備えていない点で実施形態１と相違する。実施形態４では、マイクロコントローラ２０はスイッチング電源装置の外部にあるマスタコントローラ４０と接続される。マスタコントローラ４０はスイッチング電源への指令や状態監視のため、通信により各種情報の送受信を行う。

図７は、実施形態４に係るスイッチング電源装置の回路図である。外部入出力部Ｐ３１，Ｐ３２を通じて、マスタコントローラ４０は接続されている。

中間バス電圧はコンデンサＣ２に蓄積されているエネルギーに関わるため、瞬停保持時間を算出するための重要な情報のひとつである。

実施形態１で説明したように、入力電圧の誤差の補正を、中間バス電圧の誤差の補正として用いることにより、精度の高い中間バス電圧情報をマスタコントローラ４０に送信することが可能となる。

図７に示す実施形態４では、実施形態１に示す昇圧コンバータの基準電圧Ｖｒｅｆの電圧を補正する構成や、実施形態３に示す抵抗Ｒ３２，Ｒ３３の接続点の電圧を補正する構成は備えていない。しかし、中間バス電圧情報にバラツキがあると、瞬停時の保持時間の算出に誤差が生じる。本発明によれば、このような誤差を補正することができるため、スイッチング電源装置の状態監視を高精度に実現することができる。

１０−昇圧コンバータ
１１−昇圧コンバータ制御部
２０−マイクロコントローラ
２０Ａ−マルチプレクサ
２１−ＣＰＵ
２２，２２１，２２２−ＡＤコンバータ
２３−メモリ
２４−ＤＡコンバータ
３１−誤差増幅器
３２−コンパレータ
３３−三角波発振器
４０−マスタコントローラ
１０１，１０２Ａ，１０２Ｂ，１０３−スイッチング電源装置
Ｌ１−インダクタ
Ｃ１，Ｃ２−コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４−ダイオード
ＤＢ−ダイオードブリッジ
Ｑ１，Ｑ２−スイッチング素子
Ｒ１１，Ｒ１２，Ｒ１３，Ｒ２１，Ｒ２２，Ｒ２３，Ｒ３１，Ｒ３２，Ｒ３３−抵抗
Ｖｉｎ−直流電源
ＣＰ−商用電源
Ｂｆ１，Ｂｆ２−バッファ
Ｐ１１，Ｐ１２−電圧入力部
Ｐ２１，Ｐ２２−電圧出力部
Ｐ３１，Ｐ３２−外部入出力部
Ｔ−トランス
ｎｐ−１次巻線
ｎｓ−２次巻線

Claims

電圧入力部に入力される入力電圧を、スイッチング素子のオンオフにより所定電圧に変換する前段コンバータと、
前記前段コンバータの出力電圧を、スイッチング素子のオンオフにより所定電圧に変換する後段コンバータと、
前記前段コンバータの入力電圧を検出する入力電圧検出回路と、
前記前段コンバータの出力電圧である中間バス電圧を検出する中間バス電圧検出回路と、
前記入力電圧検出回路及び前記中間バス電圧検出回路により検出される検出信号を基準電圧と比較してサンプリングするサンプリング手段と、
前記入力電圧検出回路及び前記中間バス電圧検出回路により検出される検出信号を用いて所定の算出式により前記入力電圧及び前記中間バス電圧の測定値を算出する電圧算出部と、
前記電圧算出部により算出される前記入力電圧の測定値を外部装置へ送信し、前記算出式の係数を外部装置から受信する通信手段と、
受信した前記係数を記憶する記憶手段と、
を有する制御部と、
を備え、
前記電圧算出部は、前記記憶手段に前記記憶された係数を用いた算出式により、前記中間バス電圧の測定値を算出し、
前記入力電圧検出回路及び前記中間バス電圧検出回路は、同一仕様の素子で構成された同一回路であり、
前記入力電圧検出回路及び前記中間バス電圧検出回路により検出される検出信号をサンプリングするサンプリング手段の基準電圧は同一であり、
前記入力電圧及び前記中間バス電圧の測定値を算出する前記所定の算出式及び前記算出式に用いる係数は同一である、
スイッチング電源装置。
前記入力電圧検出回路及び前記中間バス電圧検出回路は抵抗分圧回路である、
請求項１に記載のスイッチング電源装置。
前記抵抗分圧回路の各抵抗素子は製造ロットが同じである、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
前記抵抗分圧回路の各抵抗素子は、一つの薄膜ネットワーク抵抗の素子である、請求項２又は３に記載のスイッチング電源装置。
前記入力電圧検出回路の検出信号を出力する出力側に接続された第１バッファと、
前記中間バス電圧検出回路の検出信号を出力する出力側に接続された第２バッファと、
を備えている請求項１から４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
前記第１バッファ及び前記第２バッファは、一つのチップ内のオペアンプを備える回路である、請求項５に記載のスイッチング電源装置。
前記前段コンバータは、基準電圧源と、中間バス電圧を検出する第２の中間バス電圧検出回路と、前記基準電圧源と前記第２の中間バス電圧検出回路の検出信号の誤差を増幅する誤差増幅器と、前記誤差増幅器の出力に基づいてスイッチング素子のオンオフを制御する前段コンバータ制御部をさらに備え、
前記誤差増幅器に入力される前記第２の中間バス電圧の検出信号、又は前記基準電圧源の基準電圧が、補正された前記中間バス電圧測定値に基づいて調整され、その調整値は前記記憶手段に記憶される、
請求項１から６に記載のスイッチング電源装置。