JP5925114B2 - Motor drive device, multi-winding motor, and electric power steering device - Google Patents
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Description
この発明は、多重巻線を備えた多重巻線モータを駆動するモータ駆動装置、このモータ駆動装置により駆動される多重巻線モータ、及び前記モータ駆動装置により駆動される多重巻線モータによりアシストトルクを発生する電動パワーステアリング装置に関するものである。 The present invention relates to a motor driving device for driving a multi-winding motor having multiple windings, a multi-winding motor driven by the motor driving device, and an assist torque by the multi-winding motor driven by the motor driving device. The present invention relates to an electric power steering apparatus that generates
モータの電機子巻線に印加する電圧やモータの電機子巻線に流れる電流を矩形波若しくは台形波にすることで、正弦波を印加する場合に比べてモータの出力を向上させる手法は周知である。しかし、この場合、矩形波や台形波に含まれる高調波成分によりトルク脈動が発生する。 A technique for improving the output of the motor compared to the case of applying a sine wave by making the voltage applied to the armature winding of the motor or the current flowing through the armature winding of the motor into a rectangular wave or a trapezoidal wave is well known. is there. However, in this case, torque pulsation occurs due to harmonic components included in the rectangular wave or trapezoidal wave.
そこで、従来、電機子巻線を、互いに３０［ｄｅｇ］の位相差を持つ２組の三相巻線により構成し、各三相巻線に矩形波状の電流を供給することで、電機子巻線が１組の場合よりもトルク脈動を軽減することができるようにした、多重巻線モータの制御装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。 Therefore, conventionally, an armature winding is constituted by two sets of three-phase windings having a phase difference of 30 [deg], and a rectangular wave current is supplied to each of the three-phase windings. A control device for a multi-winding motor has been proposed in which torque pulsation can be reduced more than in the case of a set of wires (see, for example, Patent Document 1).
又、従来、モータの電機子巻線に誘起される誘起電圧を略台形とすることにより、電機子巻線に流れる電流も台形波形となるようにして、正弦波の場合に比べてモータの出力向上を図るようにしたモータの制御装置が提案されている（例えば特許文献２参照）。更に、従来、電圧指令信号に３倍調波（３次高調波）を重畳するようにした三相ＰＷＭインバータの制御装置が開示されている（例えば、特許文献３参照）。尚、後述する台形波を作成する具体的な方法については、周知である（例えば、非特許文献１参照）。又、回転電機の制御装置に於いて、回転子の磁極・磁束位置を推定する技術は周知である（例えば、特許文献４、特許文献５参照）。 Conventionally, by making the induced voltage induced in the armature winding of the motor substantially trapezoidal, the current flowing in the armature winding also becomes a trapezoidal waveform, and the output of the motor compared to the case of a sine wave. There has been proposed a motor control device that is improved (see, for example, Patent Document 2). Furthermore, conventionally, there has been disclosed a control device for a three-phase PWM inverter in which a third harmonic (third harmonic) is superimposed on a voltage command signal (see, for example, Patent Document 3). A specific method for creating a trapezoidal wave to be described later is well known (for example, see Non-Patent Document 1). Further, a technique for estimating the magnetic pole / magnetic flux position of a rotor in a control device for a rotating electrical machine is well known (see, for example, Patent Document 4 and Patent Document 5).
特許文献１に示された従来の装置によれば、各巻線組に矩形波状の電流を供給するようにしているが、矩形波は高調波成分が大きいため、多重巻線モータの２つの巻線組間で抑制されない大きなトルク脈動が発生し、又、高調波による騒音や振動も大きくなる。尚、特許文献１には、台形波についても触れられてはいるが（特許文献１、第８ページ、右上欄第９〜１１行目参照）、台形波を用いた具体的な手法については何ら示されていない。 According to the conventional apparatus disclosed in Patent Document 1, a rectangular wave-like current is supplied to each winding group. Since the rectangular wave has a large harmonic component, the two windings of the multi-winding motor are used. Large torque pulsations that are not suppressed between the groups occur, and noise and vibration due to harmonics also increase. Patent Document 1 also mentions trapezoidal waves (see Patent Document 1, page 8, upper right column, lines 9 to 11), but there is no specific method using trapezoidal waves. Not shown.
一方、特許文献２に示された従来の装置は、台形波を用いてモータを駆動するようにしているが、台形波に含まれる高調波成分により発生するトルク脈動については何ら対策されていない。 On the other hand, the conventional device shown in Patent Document 2 drives a motor using a trapezoidal wave, but does not take any measures against torque pulsation generated by a harmonic component included in the trapezoidal wave.
この発明は、従来のモータの制御装置に於ける前述のような課題を解決するためになされたもので、モータのトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま効果的にモータの出力を向上させることができるモータ駆動装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems in conventional motor control devices, and effectively improves motor output while suppressing motor torque pulsation, noise, and vibration. An object of the present invention is to provide a motor drive device that can perform the above.
又、この発明は、モータのトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま効果的に出力を向上させることができる多重巻線モータを提供することを目的とする。 It is another object of the present invention to provide a multi-winding motor capable of effectively improving output while suppressing torque pulsation, noise and vibration of the motor.
更に、この発明は、モータのトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま効果的にモータのアシストトルクを向上させることができる電動パワーステアリング装置を提供することを目的とする。 It is another object of the present invention to provide an electric power steering apparatus capable of effectively improving the assist torque of the motor while suppressing the torque pulsation, noise and vibration of the motor.
この発明によるモータ駆動装置は、
巻線組間で位相差を持つ複数の巻線組毎に複数相の巻線を持つ多重巻線モータを駆動するモータ駆動装置であって、
前記複数の巻線組に対する電圧指令を前記位相差に基づいて演算する制御手段と、
前記電圧指令に基づいて前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記多重巻線モータの電圧と電流とのうちの少なくとも一方が、基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分と前記基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分との振幅の和が前記基本波成分に対して所定の割合以下となる台形状の波形となるように、前記電圧指令を演算し、
前記位相差は、前記台形状の波形の電圧又は電流により生じるトルクリップルを低減する位相である、
ことを特徴とするものである。
The motor driving device according to the present invention is:
A motor driving device for driving a multi-winding motor having a plurality of windings for each of a plurality of windings having a phase difference between windings,
Control means for calculating a voltage command for the plurality of winding sets based on the phase difference;
Voltage application means for applying a voltage to the plurality of winding sets based on the voltage command;
With
The control means is configured such that at least one of the voltage and current of the multi-winding motor has a fifth harmonic component having a frequency component five times the fundamental wave component and a frequency component seven times the fundamental wave component. The voltage command is calculated so that the sum of the amplitude of the seventh harmonic component has a trapezoidal waveform with a predetermined ratio or less with respect to the fundamental component,
The phase difference is a phase that reduces torque ripple caused by the voltage or current of the trapezoidal waveform.
It is characterized by this.
又、この発明による多重巻線モータは、
前記モータ駆動装置により駆動される多重巻線モータであって、
巻線組間で位相差を持つ複数の巻線組毎に複数相の巻線を備えた電機子と、
前記巻線に鎖交する磁束を発生し、前記電機子に対して相対的に移動する界磁極と、
を備え、
前記巻線は、前記界磁極の前記移動により台形状の誘起電圧を発生し、
前記位相差は、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する位相である、
ことを特徴とするものである。
The multi-winding motor according to the present invention is
A multi-winding motor driven by the motor drive device,
An armature including a plurality of windings for each of a plurality of winding sets having a phase difference between the winding sets;
A magnetic field that generates a magnetic flux interlinking with the winding, and moves relative to the armature; and
With
The winding generates a trapezoidal induced voltage by the movement of the field pole,
The phase difference is a phase that reduces torque ripple caused by the induced voltage.
It is characterized by this.
更に、この発明による電動パワーステアリング装置は、
前記モータ駆動装置により駆動される多重巻線モータを備え、
前記多重巻線モータにより、車両の運転者による操舵トルクに対応したアシストトルクを発生し、
前記発生したアシストトルクを前記車両のステアリング系に加える、
ようにしたことを特徴とするものである。
Furthermore, the electric power steering apparatus according to the present invention is
A multi-winding motor driven by the motor driving device;
The multi-winding motor generates an assist torque corresponding to the steering torque by the vehicle driver,
Applying the generated assist torque to the steering system of the vehicle;
It is characterized by doing so.
この発明によるモータ駆動装置によれば、制御手段は、多重巻線モータの電圧と電流とのうちの少なくとも一方が、基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分と前記基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分との振幅の和が前記基本波成分に対して所定の割合以下となる台形状の波形となるように、前記電圧指令を演算し、前記多重巻線モータの巻線組間の位相差は、前記台形状の波形の電圧又は電流により生じるトルクリップルを低減する位相であるように構成されているので、モータのトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま効果的にモータの出力を向上できるといった顕著な効果を奏することができる。 According to the motor driving apparatus of the present invention, the control means includes at least one of the voltage and current of the multi-winding motor, the fifth harmonic component having a frequency component five times the fundamental component, and the fundamental wave. Calculating the voltage command so that the sum of the amplitudes of the seventh harmonic component having a frequency component seven times that of the component is a trapezoidal waveform having a predetermined ratio or less with respect to the fundamental component; Since the phase difference between the winding sets of the multi-winding motor is configured to reduce the torque ripple caused by the voltage or current of the trapezoidal waveform, the torque pulsation, noise, and vibration of the motor are reduced. The remarkable effect that the output of the motor can be effectively improved while being suppressed can be achieved.
又、この発明による多重巻線モータによれば、前記モータ駆動装置により駆動され、複数の巻線組は、台形状の波形を有する誘起電圧を発生し、前記位相差は、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する位相であるように構成されているので、モータのトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま効果的にモータの出力を向上できるといった顕著な効果を奏することができる。 According to the multiple winding motor of the present invention, the plurality of winding sets driven by the motor driving device generate an induced voltage having a trapezoidal waveform, and the phase difference is generated by the induced voltage. Since the phase is such that the torque ripple is reduced, the motor output can be effectively improved while suppressing the torque pulsation, noise and vibration of the motor.
更に、この発明による電動パワーステアリング装置によれば、前記モータ駆動装置により駆動される多重巻線モータを備え、前記多重巻線モータによりアシストトルクを発生するように構成されているので、モータのトルク脈動や騒音、振動を抑制したまま効果的にモータのアシストトルクを向上させることができる電動パワーステアリング装置を得ることができる。 Furthermore, according to the electric power steering device of the present invention, the multi-winding motor driven by the motor driving device is provided, and the multi-winding motor generates the assist torque. An electric power steering apparatus that can effectively improve the assist torque of the motor while suppressing pulsation, noise, and vibration can be obtained.
実施の形態１．
図１は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の構成図である。図１に於いて、多重巻線モータ１は、第１乃至第４の巻線組１１、１２、１３、１４の４組の三相巻線を固定子に備えた誘導モータである。第２の巻線組１２は第１の巻線組１１に対して１５［deg］の位相差を持ち、第３の巻線組１３は第１の巻線組１１に対して３０［deg］の位相差を持ち、第４の巻線組１４は第１の巻線組１１に対して４５［deg］の位相差を持つ。
Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a configuration diagram of a motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, a multi-winding motor 1 is an induction motor having a stator including four sets of three-phase windings of first to fourth winding sets 11, 12, 13, and 14. The second winding set 12 has a phase difference of 15 [deg] with respect to the first winding set 11, and the third winding set 13 is 30 [deg] with respect to the first winding set 11. The fourth winding set 14 has a phase difference of 45 [deg] with respect to the first winding set 11.
電圧印加手段２は、第１乃至第４の巻線組１１、１２、１３、１４に夫々接続された第１乃至第４の電圧印加器２１、２２、２３、２４により構成されている。第１の電圧印加器２１は、後述する制御手段３から出力される各相の第１の制限後電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に基づいて発生した電圧を第１の巻線組１１の各相に印加する。第２の電圧印加器２２は、後述する制御手段３から出力される各相の第２の制限後電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に基づいて発生した電圧を第２の巻線組１２の各相に印加する。 The voltage application means 2 includes first to fourth voltage applicators 21, 22, 23, and 24 connected to the first to fourth winding sets 11, 12, 13, and 14, respectively. The first voltage applicator 21 generates a voltage generated based on a first post-restriction voltage command v1u *, v1v *, v1w * of each phase output from the control means 3 described later. Applied to each of the phases. The second voltage applicator 22 generates a voltage generated based on the second post-restriction voltage commands v2u *, v2v *, v2w * of each phase output from the control means 3 described later. Applied to each of the phases.
第３の電圧印加器２３は、後述する制御手段３から出力される各相の第３の制限後電圧指令v3u*、v3v*、v3w*に基づいて発生した電圧を第３の巻線組１３の各相に印加する。第４の電圧印加器２４は、後述する制御手段３から出力される各相の制限後電圧指令v4u*、v4v*、v4w*に基づいて発生した電圧を第４の巻線組１４の各相に印加する。なお、電圧印加手段２の出力可能な線間電圧の振幅の最大値は、後述するようにVllmaxに制限されている。 The third voltage applicator 23 generates a voltage generated based on a third post-restricted voltage command v3u *, v3v *, v3w * of each phase output from the control means 3 to be described later. Applied to each of the phases. The fourth voltage applicator 24 generates a voltage generated based on the post-restricted voltage commands v4u *, v4v *, v4w * of each phase output from the control means 3 to be described later for each phase of the fourth winding set 14. Apply to. The maximum value of the amplitude of the line voltage that can be output by the voltage application means 2 is limited to Vllmax as will be described later.
制御手段３は、電圧振幅指令演算器３１と、積分器３２と、電圧指令制限器（Ａ）３３と、第１乃至第４の三相電圧指令演算器３４、３５、３６、３７と、第１乃至第４の三次高調波重畳器３８、３９、４０、４１と、第１乃至第４の電圧指令制限器（Ｂ）４２、４３、４４、４５とを備えている。 The control means 3 includes a voltage amplitude command calculator 31, an integrator 32, a voltage command limiter (A) 33, first to fourth three-phase voltage command calculators 34, 35, 36, 37, First to fourth third harmonic superimposing devices 38, 39, 40, and 41 and first to fourth voltage command limiters (B) 42, 43, 44, and 45 are provided.
電圧振幅指令演算器３１は、多重巻線モータ１の所望の速度指令ω*に基づいて、例えば所望の速度指令ω*に比例するように、制限前電圧振幅指令V*1を演算して出力する。尚、制限前電圧振幅指令V*1は、線間電圧振幅に相当する。積分器３２は、速度指令ω*を積分して、後述する電圧指令の位相θ1を出力する。電圧指令制限器（Ａ）３３は、電圧振幅指令演算器３１から出力された制限前電圧振幅指令V*1を、制限値Vlim以下に制限して制限後電圧振幅指令V*を出力する。ここでは、前述の電圧振幅指令の制限値Vlimは、電圧印加手段２の出力可能な線間電圧の振幅の最大値Vllmaxの１３２［％］とする。 The voltage amplitude command calculator 31 calculates and outputs the pre-limit voltage amplitude command V * 1 based on the desired speed command ω * of the multi-winding motor 1 so as to be proportional to the desired speed command ω *, for example. To do. The pre-limit voltage amplitude command V * 1 corresponds to the line voltage amplitude. The integrator 32 integrates the speed command ω * and outputs a voltage command phase θ1 described later. The voltage command limiter (A) 33 limits the pre-limit voltage amplitude command V * 1 output from the voltage amplitude command calculator 31 to a limit value Vlim or less and outputs the post-limit voltage amplitude command V *. Here, the aforementioned limit value Vlim of the voltage amplitude command is set to 132 [%] of the maximum value Vllmax of the amplitude of the line voltage that can be output by the voltage applying means 2.
第１の三相電圧指令演算器３４は、第１の巻線組１１に対応して設けられており、電圧指令制限器（Ａ）３３から出力された制限後電圧振幅指令V*と、積分器３２から出力された位相θ1に基づいて、第１の高調波重畳前三相電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11を次式（１）により演算して出力する。
第２の三相電圧指令演算器３５は、第２の巻線組１２に対応して設けられており、電圧指令制限器（Ａ）３３から出力された制限後電圧振幅指令V*と、積分器３２から出力された位相θ1に１５［deg］を加えた位相θ２に基づいて、第２の高調波重畳前三相電圧指令v2u*11、v2v*11、 v2w*11を、前述の式（１）と同様の式により演算して出力する。 The second three-phase voltage command calculator 35 is provided corresponding to the second winding set 12 and is integrated with the post-limit voltage amplitude command V * output from the voltage command limiter (A) 33. Based on the phase θ2 obtained by adding 15 [deg] to the phase θ1 output from the device 32, the second pre-harmonic three-phase voltage commands v2u * 11 , v2v * 11 , v2w * 11 are expressed by the above-described formula ( Calculate and output the same formula as in 1).
第３の三相電圧指令演算器３６は、第３の巻線組１３に対応して設けられており、電圧指令制限器（Ａ）３３から出力された制限後電圧振幅指令V*と、積分器３２から出力された位相θ1に３０［deg］を加えた位相θ３に基づいて、第３の高調波重畳前三相電圧指令v3u*11、v3v*11、 v3w*11を、前述の式（１）と同様の式により演算して出力する。 The third three-phase voltage command calculator 36 is provided corresponding to the third winding set 13, and integrates the post-limit voltage amplitude command V * output from the voltage command limiter (A) 33 and the integration. Based on the phase θ3 obtained by adding 30 [deg] to the phase θ1 output from the device 32, the third pre-harmonic three-phase voltage commands v3u * 11 , v3v * 11 , v3w * 11 are expressed by the above-described formula ( Calculate and output the same formula as in 1).
第４の三相電圧指令演算器３７は、第４の巻線組１４に対応して設けられており、電圧指令制限器（Ａ）３３から出力された制限後電圧振幅指令V*と、積分器３２から出力された位相θ1に４５［deg］を加えた位相θ４に基づいて、第４の高調波重畳前三相電圧指令v4u*11、v4v*11、 v4w*11を、前述の式（１）と同様の式により演算して出力する。 The fourth three-phase voltage command calculator 37 is provided corresponding to the fourth winding set 14, and integrates the post-limit voltage amplitude command V * output from the voltage command limiter (A) 33 and the integration. Based on the phase θ4 obtained by adding 45 [deg] to the phase θ1 output from the device 32, the fourth pre-harmonic three-phase voltage commands v4u * 11 , v4v * 11 , v4w * 11 are expressed by the above formula ( Calculate and output the same formula as in 1).
第1の三次高調波重畳器３８は、第１の巻線組１１に対応して設けられており、第1の電圧印加器２１の出力電圧を有効利用するために、第１の三相電圧指令演算器３４から出力された第１の高調波重畳前三相電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11に、３次高調波を重畳して第１の制限前三相電圧指令v1u*1、v1v*1、v1w*1を出力する。第１の高調波重畳前三相
電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11に３次高調波を重畳する方法は、例えば特許文献３に示されているように、三相正弦波電圧指令の最大値と最小値との和を取ることにより３次高調波信号を形成し、この３次高調波信号を第１の高調波重畳前三相電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11に重畳するする方法を用いることができる。
The first third harmonic superimposer 38 is provided corresponding to the first winding set 11, and the first three-phase voltage is used in order to effectively use the output voltage of the first voltage applicator 21. The first pre-limit three-phase voltage command v1u by superimposing the third harmonic on the first pre-harmonic three-phase voltage command v1u * 11 , v1v * 11 , v1w * 11 output from the command calculator 34 * 1 , v1v * 1 , and v1w * 1 are output. The method of superimposing the third harmonic on the first three-phase voltage command v1u * 11 , v1v * 11 , v1w * 11 before superimposing the first harmonic is, for example, as shown in Patent Document 3, The third harmonic signal is formed by taking the sum of the maximum value and the minimum value of the command, and this third harmonic signal is converted into the first three-phase voltage command v1u * 11 , v1v * 11 , v1w before the first harmonic is superimposed. * The method of superimposing on 11 can be used.
第２の三次高調波重畳器３９は、第２の巻線組１２に対応して設けられており、第２の電圧印加器２２の出力電圧を有効利用するために、第２の三相電圧指令演算器３５から出力された第２の高調波重畳前三相電圧指令v2u*11、v2v*11、v2w*11に３次高調波を重畳して第２の制限前三相電圧指令v2u*1、v2v*1、v2w*1を出力する。第２の高調波重畳前電圧指令v2u*11、v2v*11、v2w*11に３次高調波を重畳する方法は、第１の三次高調波重畳器３８の場合と同様である。 The second third-harmonic superimposing device 39 is provided corresponding to the second winding set 12, and in order to effectively use the output voltage of the second voltage applicator 22, the second three-phase voltage The second pre-limit three-phase voltage command v2u * by superimposing the third harmonic on the second pre-harmonic three-phase voltage command v2u * 11 , v2v * 11 , v2w * 11 output from the command calculator 35 1 , v2v * 1 , v2w * 1 are output. The method of superimposing the third harmonic on the second pre-harmonic voltage command v2u * 11 , v2v * 11 , v2w * 11 is the same as that of the first third harmonic superimposer 38.
第３の三次高調波重畳器４０は、第３の巻線組１３に対応して設けられており、第３の電圧印加器２３の出力電圧を有効利用するために、第３の三相電圧指令演算器３６から出力された第３の高調波重畳前三相電圧指令v3u*11、v3v*11、v3w*11に三次高調波を重畳して第３の制限前三相電圧指令v3u*1、v3v*1、v3w*1を出力する。第３の高調波重畳前電圧指令v3u*11、v3v*11、v3w*11に３次高調波を重畳する方法は、第１の三次高調波重畳器３８の場合と同様である。 The third third-order harmonic superimposer 40 is provided corresponding to the third winding set 13, and in order to effectively use the output voltage of the third voltage applicator 23, a third three-phase voltage is provided. The third pre-limit three-phase voltage command v3u * 1 by superimposing the third harmonic on the third pre-harmonic three-phase voltage command v3u * 11 , v3v * 11 , v3w * 11 output from the command calculator 36 , V3v * 1 and v3w * 1 are output. The method of superimposing the third harmonic on the third pre-harmonic voltage command v3u * 11 , v3v * 11 , v3w * 11 is the same as the case of the first third harmonic superimposer 38.
第４の三次高調波重畳器４１は、第４の巻線組１４に対応して設けられており、第４の電圧印加器２２の出力電圧を有効利用するために、第４の三相電圧指令演算器３７から出力された第４の高調波重畳前三相電圧指令v4u*11、v4v*11、v4w*11に三次高調波を重畳して第４の制限前三相電圧指令v4u*1、v4v*1、v4w*2を出力する。第４の高調波重畳前電圧指令v4u*11、v4v*11、v4w*11に３次高調波を重畳する方法は、第１の三次高調波重畳器３８の場合と同様である。 The fourth third-harmonic superimposer 41 is provided corresponding to the fourth winding set 14, and in order to effectively use the output voltage of the fourth voltage applicator 22, a fourth three-phase voltage is provided. The fourth pre-limit three-phase voltage command v4u * 1 by superimposing the third harmonic on the fourth pre-harmonic three-phase voltage command v4u * 11 , v4v * 11 , v4w * 11 output from the command calculator 37 , V4v * 1 , and v4w * 2 are output. The method of superimposing the third harmonic on the fourth pre-harmonic voltage command v4u * 11 , v4v * 11 , v4w * 11 is the same as that of the first third harmonic superimposer 38.
第１の電圧指令制限器（Ｂ）４２は、第１の三次高調波重畳器３８から出力された第１の制限前三相電圧指令v1u*1、v1v*1、v1w*1に対して制限処理を行う。ここで、第１の制限前三相電圧指令v1u*1、v1v*1、v1w*1の振幅の最大値Vphmaxは、前述の線間電圧振幅の最大値Vllmaxの１／２である。第１の電圧指令制限器（Ｂ）４２は、第１の巻線組１１に対応して設けられており、第１の三次高調波重畳器３８から出力された第１の制限前三相電圧指令v1u*1、v1v*1、v1w*1に対して、それらの振幅が最大値Vphmaxを超えるピーク部を平らに制限して台形状の波形とした第１の制限後三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*を出力する。 The first voltage command limiter (B) 42 limits the first three-phase voltage commands v1u * 1 , v1v * 1 , and v1w * 1 output from the first third-order harmonic superimposing unit 38. Process. Here, the maximum amplitude value Vphmax of the first three-phase voltage commands v1u * 1 , v1v * 1 , and v1w * 1 before the restriction is ½ of the maximum value Vllmax of the line voltage amplitude described above. The first voltage command limiter (B) 42 is provided corresponding to the first winding set 11, and the first pre-limit three-phase voltage output from the first third harmonic superimposing unit 38. For the commands v1u * 1 , v1v * 1 , and v1w * 1 , the first three-phase voltage command v1u * after the first restriction is made to have a trapezoidal waveform by flatly limiting the peaks where their amplitude exceeds the maximum value Vphmax , V1v *, v1w * are output.
第２の電圧指令制限器（Ｂ）４３は、第２の三次高調波重畳器３９から出力された第２の制限前三相電圧指令v2u*1、v2v*1、v2w*1に対して制限処理を行う。ここで、第２の制限前三相電圧指令v2u*1、v2v*1、v2w*1の振幅の最大値Vphmaxは、前述の線間電圧振幅の最大値Vllmaxの１／２である。第２の電圧指令制限器（Ｂ）４３は、第２の巻線組１２に対応して設けられており、第２の三次高調波重畳器３９から出力された第２の制限前三相電圧指令v2u*1、v2v*1、v2w*1に対して、それらの振幅が最大値Vphmaxを超えるピーク部を平らに制限して台形状の波形とした第２の制限後三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*を出力する。 The second voltage command limiter (B) 43 is limited to the second pre-limit three-phase voltage commands v2u * 1 , v2v * 1 , and v2w * 1 output from the second third harmonic superimposing device 39. Process. Here, the maximum amplitude Vphmax of the second pre-limit three-phase voltage commands v2u * 1 , v2v * 1 , and v2w * 1 is ½ of the aforementioned maximum value Vllmax of the line voltage amplitude. The second voltage command limiter (B) 43 is provided corresponding to the second winding set 12, and the second unrestricted three-phase voltage output from the second third harmonic superimposing device 39. For command v2u * 1 , v2v * 1 , v2w * 1 , the second limited three-phase voltage command v2u * with a trapezoidal waveform by flatly limiting the peaks where their amplitude exceeds the maximum value Vphmax , V2v *, and v2w * are output.
第３の電圧指令制限器（Ｂ）４４は、第３の三次高調波重畳器４０から出力された第３の制限前三相電圧指令v3u*1、v3v*1、v3w*1に対して制限処理を行う。ここで、第３の制限前三相電圧指令v3u*1、v3v*1、v3w*1の振幅の最大値Vphmaxは、前述の線間電圧振幅の最大値Vllmaxの１／２である。第３の電圧指令制限器（Ｂ）４４は、第３の巻線組１３に対応して設けられており、第３の三次高調波重畳器４０から出力された第３の制限前三相電圧指令v3u*1、v3v*1、v3w*1に対して、それらの振幅が最大値Vphmaxを超えるピーク部を平らに制限して台形状の波形とした第３の制限後三相電圧指令v3u*、v3v*、v3w*を出力する。 The third voltage command limiter (B) 44 limits the third pre-limit three-phase voltage commands v3u * 1 , v3v * 1 , and v3w * 1 output from the third third-order harmonic superimposer 40. Process. Here, the maximum value Vphmax of the amplitude of the third three-phase voltage command v3u * 1 , v3v * 1 , and v3w * 1 before the restriction is ½ of the maximum value Vllmax of the line voltage amplitude described above. The third voltage command limiter (B) 44 is provided corresponding to the third winding set 13, and the third pre-limit three-phase voltage output from the third third-order harmonic superimposer 40. For command v3u * 1 , v3v * 1 , v3w * 1 , the third post-limitation three-phase voltage command v3u * with a trapezoidal waveform by flatly limiting the peaks where their amplitude exceeds the maximum value Vphmax , V3v *, v3w * are output.
第４の電圧指令制限器（Ｂ）４５は、第４の三次高調波重畳器４１から出力された第４の制限前三相電圧指令v4u*1、v4v*1、v4w*1に対して制限処理を行う。ここで、第４の制限前三相電圧指令v4u*1、v4v*1、v4w*1の振幅の最大値Vphmaxは、前述の線間電圧振幅の最大値Vllmaxの１／２である。第４の電圧指令制限器（Ｂ）４５は、第４の巻線組１４に対応して設けられており、第４の三次高調波重畳器４１から出力された第４の制限前三相電圧指令v4u*1、v4v*1、v4w*1に対して、それらの振幅が最大値Vphmaxを超えるピーク部を平らに制限して台形状の波形とした第４の制限後三相電圧指令v4u*、v4v*、v4w*を出力する。 The fourth voltage command limiter (B) 45 limits the fourth pre-limit three-phase voltage commands v4u * 1 , v4v * 1 , and v4w * 1 output from the fourth third harmonic superimposer 41. Process. Here, the maximum amplitude value Vphmax of the fourth pre-restriction three-phase voltage commands v4u * 1 , v4v * 1 , and v4w * 1 is ½ of the maximum value Vllmax of the line voltage amplitude described above. The fourth voltage command limiter (B) 45 is provided corresponding to the fourth winding set 14, and the fourth pre-limit three-phase voltage output from the fourth third-order harmonic superimposer 41. For the commands v4u * 1 , v4v * 1 , and v4w * 1 , the fourth post-restricted three-phase voltage command v4u * with a trapezoidal waveform by flatly limiting the peaks where their amplitude exceeds the maximum value Vphmax , V4v *, v4w * are output.
図２は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の動作波形図であって、（a）は、制限後電圧振幅指令V*が、制限値Vlim、即ち電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１３２［％］である場合の、第１の制限前三相電圧指令v1u*1、v1v*1、v1w*1の波形（破線）と、第１の制限後三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*の波形（実線）とを示している。第１の制限後三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*の波形は、図示のように台形状に形成されている。（ｂ）は、第１の制限前三相電圧指令v1u*1、v1v*1、v1w*1の場合の線間電圧（破線）と、第１の制限後三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*の場合の線間電圧の波形（実線）とを示している。尚、第２乃至第４の制限前三相電圧指令と、第２乃至第４の制限後三相電圧指令の場合については、図２と同様であるので説明を省略する。 FIG. 2 is an operation waveform diagram of the motor drive device according to the first embodiment of the present invention. FIG. 2A shows that the post-restriction voltage amplitude command V * is the limit value Vlim, that is, the voltage application means 2 can output When the maximum line voltage amplitude Vllmax is 132 [%], the waveform (dashed line) of the first three-phase voltage commands v1u * 1 , v1v * 1 , v1w * 1 before the first restriction and the three after the first restriction The waveforms (solid lines) of phase voltage commands v1u *, v1v *, and v1w * are shown. The waveforms of the first post-limit three-phase voltage commands v1u *, v1v *, and v1w * are formed in a trapezoidal shape as illustrated. (B) shows the line voltage (dashed line) in the case of the first three-phase voltage commands v1u * 1 , v1v * 1 , and v1w * 1 before the first restriction, and the first three-phase voltage commands v1u * and v1v * after the first restriction. , And the waveform of the line voltage in the case of v1w * (solid line). The second to fourth pre-limit three-phase voltage commands and the second to fourth post-limit three-phase voltage commands are the same as in FIG.
図３は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置と比較するための、一般技術の場合の動作波形図であって、（a）は、制限後電圧振幅指令V*が、電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１００［％］である場合の、制限前三相電圧指令の波形と、制限後三相電圧指令の波形とを示している。この一般技術の場合は、制限前と制限後とで三相電圧指令は同一となる。（ｂ）は、制限前三相電圧指令の場合の線間電圧と、制限後の三相電圧指令の場合の線間電圧の波形を示しており、制限前と制限後とで線間電圧は同一となる。 FIG. 3 is an operation waveform diagram in the case of a general technique for comparison with the motor drive device according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3A shows a voltage application means after a limited voltage amplitude command V *. 2 shows a waveform of a three-phase voltage command before limitation and a waveform of a three-phase voltage command after limitation when the maximum outputable line voltage amplitude Vllmax is 100 [%]. In the case of this general technique, the three-phase voltage command is the same before and after the restriction. (B) shows the waveform of the line voltage in the case of the three-phase voltage command before the limit and the line voltage in the case of the three-phase voltage command after the limit. It will be the same.
図３に示す従来の技術の場合のように制限後電圧振幅指令V*が、電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１００［％］である正弦波形の場合に比べて、図２に示すこの発明の実施の形態１のモータ駆動装置の場合には、三相線間電圧指令v1uv*、v1vw*、v1wu*の基本波成分が６．６｛％｝増加する。その結果、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置によれば、多重巻線モータ１の出力を向上させることができる。 Compared to a sinusoidal waveform in which the post-restricted voltage amplitude command V * is 100 [%] of the maximum line voltage amplitude Vllmax that can be output by the voltage applying means 2 as in the case of the prior art shown in FIG. In the case of the motor drive apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 2, the fundamental wave components of the three-phase line voltage commands v1uv *, v1vw *, v1wu * are increased by 6.6 {%}. As a result, according to the motor drive apparatus of the first embodiment of the present invention, the output of the multiple winding motor 1 can be improved.
台形状の波形は、基本波成分のk倍の周波数成分をk次高調波として、５次、7次、１１次、及び１３次の各高調波を含んでいるため、一般的に６次、１２次のトルク脈動を発生する。この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の場合では、多重巻線モータ１の第１乃至第４の４つの巻線組１１〜１４は、基本波成分に対して１５［deg］の位相差を持つので、６次のトルク脈動は各巻線組で９０［deg］の位相差、１２次のトルク脈動は各巻線組で１８０［deg］の位相差となり、各巻線組でトルク脈動をキャンセルすることができる。 Since the trapezoidal waveform includes the 5th, 7th, 11th, and 13th harmonics, with the frequency component being k times the fundamental wave component as the kth harmonic, generally the 6th, A 12th order torque pulsation is generated. In the case of the motor driving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention, the first to fourth four winding sets 11 to 14 of the multiple winding motor 1 have a phase difference of 15 [deg] with respect to the fundamental wave component. Therefore, the sixth-order torque pulsation has a phase difference of 90 [deg] in each winding group, and the twelfth torque pulsation has a phase difference of 180 [deg] in each winding group, and the torque pulsation is canceled in each winding group. be able to.
ここで、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置と比較するために、従来の技術について説明する。図４は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置と比較するための、矩形波を用いた従来技術の動作波形図であって、特許文献１に開示された技術の場合を示している。特許文献１では、図４に示す矩形波を用いた場合について述べられている。図４では、各相間の線間電圧を明確に区別できるように、実線と、点線と、破線を用いて表している。 Here, in order to compare with the motor drive device according to the first embodiment of the present invention, a conventional technique will be described. FIG. 4 is an operation waveform diagram of the prior art using a rectangular wave for comparison with the motor drive device according to the first embodiment of the present invention, and shows the case of the technique disclosed in Patent Document 1. . Patent Document 1 describes a case where a rectangular wave shown in FIG. 4 is used. In FIG. 4, a solid line, a dotted line, and a broken line are used to clearly distinguish the line voltage between the phases.
矩形波の場合、基本波成分は正弦波の場合に比べて１１０［％］と大きくなるが、高調波成分も非常に大きくなる。５次、７次、１１次、及び１３次の各高調波成分は、夫々２０［％］、１４［％］、９［％］、及び８［％］である。従って、トルクリップルが複数の巻線組でキャンセルされても、騒音が発生する課題や、また損失と発熱が大きいため、結果としてモータの出力は低下するという課題がある。 In the case of a rectangular wave, the fundamental wave component is as large as 110 [%] compared to the case of a sine wave, but the harmonic component is also very large. The fifth, seventh, eleventh, and thirteenth harmonic components are 20 [%], 14 [%], 9 [%], and 8 [%], respectively. Therefore, even if the torque ripple is canceled by a plurality of winding sets, there are problems that noise is generated, and that loss and heat generation are large, resulting in a problem that the output of the motor decreases.
特許文献１には、矩形波に対する前述の課題を改善するための折衷的な方法として台形波とすることについて述べられており、又、非特許文献１の１９０ページに台形波を作成する具体的な方法が示されている。図５は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置と比較した従来技術の動作波形図であって、非特許文献１に示されている上辺が電気角で６０［deg］である一般的な台形波とした場合の、各相間の線間電圧の波形を示している。 Patent Document 1 describes that a trapezoidal wave is used as an eclectic method for improving the above-mentioned problem with respect to a rectangular wave, and a specific example of creating a trapezoidal wave on page 190 of Non-Patent Document 1. The method is shown. FIG. 5 is an operation waveform diagram of the prior art compared with the motor driving apparatus according to Embodiment 1 of the present invention, and the general upper side shown in Non-Patent Document 1 is 60 [deg] in electrical angle. The waveform of the line voltage between each phase in the case of a simple trapezoidal wave is shown.
図５に示す台形波の場合、基本波成分は正弦波に比べて１０５［％］と大きくなり、５次、７次、１１次、及び１３次の各高調波成分は、夫々４［％］、２［％］、１［％］、及び０．８［％］となり、前述の矩形波の場合より小さくなる。 In the case of the trapezoidal wave shown in FIG. 5, the fundamental wave component is as large as 105 [%] compared to the sine wave, and the fifth, seventh, eleventh, and thirteenth harmonic components are 4 [%], respectively. 2 [%], 1 [%], and 0.8 [%], which are smaller than those of the rectangular wave described above.
図６は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と５次高調波及び７次高調波との関係を示す説明図であって、（ａ）は、制限前電圧振幅指令V*1に対する制限値Vlimを、電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１００［％］〜１５０［％］に変化させた場合の、制限後電圧振幅指令V*の基本波成分［％］の変化を示し、（ｂ）は、前述の制限値Vlimを、電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１００［％］〜１５０［％］に変化させた場合の、５次及び７次の各高調波成分［％］の変化を示す。 FIG. 6 is an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the fifth and seventh harmonics in the motor drive apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. FIG. The voltage amplitude command V * after limitation when the limit value Vlim for the amplitude command V * 1 is changed to 100 [%] to 150 [%] of the maximum line voltage amplitude Vllmax that can be output by the voltage applying means 2 (B) shows the change of the above-mentioned limit value Vlim to 100 [%] to 150 [%] of the maximum line voltage amplitude Vllmax that the voltage applying means 2 can output. The change of each 5th-order and 7th-order harmonic components [%] when changed is shown.
図６に示すように、制限値Vlimを大きくするに従って、基本波成分と高調波成分がともに大きくなることが確認できる。又、制限値Vlimをある程度大きくすると基本波成分の増加率は減少し、高調波成分だけが大きく増加することが確認できる。 As shown in FIG. 6, it can be confirmed that both the fundamental component and the harmonic component increase as the limit value Vlim is increased. Further, it can be confirmed that when the limit value Vlim is increased to some extent, the increase rate of the fundamental wave component decreases, and only the harmonic component increases greatly.
図７は、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と５次高調波及び７次高調波との関係を、従来技術と比較する説明図である。図７に於いて、実線は、図６に於ける基本波成分の増分（１００％から増加した分）と、５次高調波と７次高調波の振幅和の比を示し、破線は、一般的な台形波の場合の、基本波成分の増分と５次と７次高調波の振幅和の比を示している。図７に示すように、破線で示す一般的な台形波の場合よりも図の左上側では、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置の場合（実線）によれば一般的な台形波の場合（破線）よりも５次高調波成分と７次高調波成分を有効利用して基本波成分を増加させることができる。 FIG. 7 is an explanatory diagram comparing the relationship between the output improvement and the fifth and seventh harmonics in the motor driving apparatus according to the first embodiment of the present invention, compared with the prior art. In FIG. 7, the solid line indicates the increase of the fundamental wave component in FIG. 6 (the amount increased from 100%) and the ratio of the sum of the amplitudes of the fifth harmonic and the seventh harmonic. In the case of a typical trapezoidal wave, the ratio of the increment of the fundamental wave component and the sum of the amplitudes of the fifth and seventh harmonics is shown. As shown in FIG. 7, on the upper left side of the figure than in the case of a general trapezoidal wave indicated by a broken line, according to the case of the motor drive device according to Embodiment 1 of the present invention (solid line), The fundamental wave component can be increased by effectively using the fifth harmonic component and the seventh harmonic component than in the case (broken line).
そこで、図７に示すように、５次高調波と７次高調波の振幅和が約８［％］（正確には７．６［％］）以下の範囲で制限値Vlimを設定すれば、一般的な台形波よりも５次高調波成分と７次高調波成分を有効利用して基本波成分を増加させることができる。この時の制限値Vlimは、１３２［％］である。又、図６、図７に示すように、５次高調波と７次高調波の振幅和が７［％］、制限値Vlimが１３０［％］の場合は、７次高調波成分がゼロとなり（図６の（ｂ）参照）、更に効果的に、基本波成分を増加させることができる。又、５次高調波と７次高調波の振幅和が６［％］、制限値Vlimが１１５［％］の場合は、一般的な台形波の場合（５次高調波成分は４［％］、７次高調波成分は２［％］）よりも５次高調波と７次高調波の振幅和が小さい範囲で、基本波成分を増加させることができる。 Therefore, as shown in FIG. 7, if the limit value Vlim is set in a range where the amplitude sum of the fifth harmonic and the seventh harmonic is about 8 [%] (more precisely, 7.6 [%]), The fundamental wave component can be increased by effectively using the fifth harmonic component and the seventh harmonic component than the general trapezoidal wave. The limit value Vlim at this time is 132 [%]. As shown in FIGS. 6 and 7, when the sum of the amplitudes of the fifth and seventh harmonics is 7 [%] and the limit value Vlim is 130 [%], the seventh harmonic component is zero. (Refer to FIG. 6B), the fundamental wave component can be increased more effectively. When the sum of the amplitudes of the fifth and seventh harmonics is 6 [%] and the limit value Vlim is 115 [%], in the case of a general trapezoidal wave (the fifth harmonic component is 4 [%]) The fundamental wave component can be increased in the range where the sum of the amplitudes of the fifth and seventh harmonics is smaller than 2 [%]).
又、特許文献２に示された技術は、モータの誘起電圧やモータ電流を台形波にすることでモータの出力を向上するものであるが、台形波によってトルク脈動が発生する。これに対してこの発明の実施の形態１によるモータ駆動装置は、台形波により発生するトルク脈動を低減する位相差を持つ複数の巻線組を備えた多重巻線モータを用いるので、台形波に伴うトルク脈動を抑制することができる。更にこの発明の実施の形態１によるモータ駆動装置は、台形状の波形にする対象はモータ誘起電圧ではなく、モータを駆動する電圧と電流のうちの少なくとも一方である。ただし、モータ誘起電圧を、この発明の実施の形態１のモータ駆動装置のような台形状の波形にしてもよいことは言うまでもない。 The technique disclosed in Patent Document 2 improves the motor output by making the induced voltage or motor current of the motor a trapezoidal wave, but torque pulsation is generated by the trapezoidal wave. On the other hand, the motor driving apparatus according to the first embodiment of the present invention uses a multi-winding motor having a plurality of winding sets having phase differences that reduce torque pulsation generated by trapezoidal waves. The accompanying torque pulsation can be suppressed. Furthermore, in the motor drive device according to the first embodiment of the present invention, the trapezoidal waveform is not a motor-induced voltage but at least one of a voltage and a current for driving the motor. However, it goes without saying that the motor induced voltage may be a trapezoidal waveform as in the motor drive device of the first embodiment of the present invention.
以上のように、この発明の実施の形態１によるモータ駆動装置によれば、台形状の波形に伴うトルク脈動を抑制したまま、５次高調波成分と７次高調波成分を有効利用して台形状の波形を作成することで基本波成分を増加させることによりモータ出力を向上できる、といった、従来の装置にない効果を奏することができる。 As described above, according to the motor drive device of the first embodiment of the present invention, the fifth harmonic component and the seventh harmonic component are effectively used while suppressing the torque pulsation accompanying the trapezoidal waveform. By creating a waveform having a shape, it is possible to improve the motor output by increasing the fundamental wave component.
実施の形態２．
この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置は、その構成は前述の実施の形態１の図１と同じであるが、制御手段３の電圧指令制限器（Ａ）３３に設定する制限前電圧振幅指令に対する制限値Vlimの値が実施の形態１の場合と異なり、１２６［％］とするものである。
Embodiment 2. FIG.
The motor drive device according to the second embodiment of the present invention has the same configuration as that of FIG. 1 of the first embodiment, but the pre-limit voltage amplitude set in the voltage command limiter (A) 33 of the control means 3. Unlike the first embodiment, the limit value Vlim for the command is set to 126 [%].
図８は、この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置の動作波形図であって、制限後電圧振幅指令V*が、制限値Vlim、即ち電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１２６［％］の場合の、制限前三相電圧指令v1u*1、v1v*1、v1w*1と制限後三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*、及びその線間電圧の波形を示している。図８示すように、制限後電圧振幅指令V*が制限値Vllmaxの１２６［％］の場合の台形状の波形は、図３の場合の制限後電圧振幅指令V*が制限値Vllmaxの１００［％］の場合の正弦波に比べて、制限後の三相線間電圧指令v1uv*、v1vw*、v1wu*の基本波成分が６．３［％］増加するので、多重
巻線モータ１の出力を向上することができる。
FIG. 8 is an operation waveform diagram of the motor drive device according to the second embodiment of the present invention, in which the post-limit voltage amplitude command V * is the limit value Vlim, that is, the maximum line voltage that can be output by the voltage applying means 2. When the amplitude Vllmax is 126 [%], the three-phase voltage commands v1u * 1 , v1v * 1 , v1w * 1 before restriction and the three-phase voltage commands v1u *, v1v *, v1w * after restriction and the line voltage The waveform is shown. As shown in FIG. 8, the trapezoidal waveform when the post-limit voltage amplitude command V * is 126 [%] of the limit value Vllmax is 100 [ %], The fundamental wave component of the three-phase line voltage commands v1uv *, v1vw *, v1wu * after the restriction is increased by 6.3 [%], so the output of the multi-winding motor 1 Can be improved.
ここで従来の技術の場合について説明する。一般的な台形波の場合、実施の形態１で述べたように、基本波成分は正弦波に比べて１０５［％］、１１次高調波成分、１３次高調波成分は、夫々０．８［％］、０．６［％］である。 Here, the case of the prior art will be described. In the case of a general trapezoidal wave, as described in the first embodiment, the fundamental wave component is 105% compared to the sine wave, the 11th harmonic component, and the 13th harmonic component are 0.8 [ %] And 0.6 [%].
図９は、この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と１１次高調波及び１３次高調波との関係を示す説明図であって、（ａ）は、制限前電圧振幅指令V*1に対する制限値Vlimを、電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１００［％］〜１５０［％］に変化させた場合の、制限後電圧振幅指令V*の基本波成分［％］の変化を示し、（ｂ）は、前述の制限値Vlimを、電圧印加手段２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxの１００［％］〜１５０［％］に変化させた場合の、１１次及び１３次の各高調波成分［％］の変化を示す。 FIG. 9 is an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the 11th and 13th harmonics in the motor drive apparatus according to Embodiment 2 of the present invention. FIG. The voltage amplitude command V * after limitation when the limit value Vlim for the amplitude command V * 1 is changed to 100 [%] to 150 [%] of the maximum line voltage amplitude Vllmax that can be output by the voltage applying means 2 (B) shows the change of the above-mentioned limit value Vlim to 100 [%] to 150 [%] of the maximum line voltage amplitude Vllmax that the voltage applying means 2 can output. The change of each 11th-order and 13th-order harmonic components [%] when changed is shown.
図９に示すように、制限値Vlimを大きくするに従って、基本波成分と高調波成分がともに大きくなることが確認でき、また、制限値Vlimをある程度大きくすると基本波成分の増加率は減少し高調波成分だけが大きく増加することが確認できる。 As shown in FIG. 9, it can be confirmed that as the limit value Vlim is increased, both the fundamental wave component and the harmonic component are increased, and when the limit value Vlim is increased to some extent, the increase rate of the fundamental wave component is decreased and the harmonic component is increased. It can be confirmed that only the wave component greatly increases.
図１０は、この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と１１次高調波及び１３次高調波との関係を、従来技術と比較する説明図である。図１０に於いて、実線は、図９に於ける基本波成分の増分（１００％から増加した分）と、１１次高調波と１３次高調波の振幅和の比を示し、破線は、一般的な台形波の場合の、基本波成分の増分と１１次と１３次高調波の振幅和の比を示している。破線よりも図の左上側は、一般的な台形波よりも１１次高調波成分と１３次高調波成分を有効利用して基本波成分を増加させることができる。 FIG. 10 is an explanatory diagram comparing the relationship between the output improvement and the 11th and 13th harmonics in the motor driving apparatus according to Embodiment 2 of the present invention, compared with the prior art. In FIG. 10, the solid line shows the increment of the fundamental wave component in FIG. 9 (the amount increased from 100%) and the ratio of the amplitude sum of the 11th harmonic and the 13th harmonic. In the case of a typical trapezoidal wave, the ratio of the increment of the fundamental wave component and the sum of the amplitudes of the 11th and 13th harmonics is shown. On the upper left side of the figure from the broken line, the fundamental wave component can be increased by effectively using the 11th harmonic component and the 13th harmonic component than the general trapezoidal wave.
そこで、１１次高調波と１３次高調波の振幅和が約２［％］（正確には１．７［％］）以下の範囲で制限値Vlimを設定すれば、一般的な台形波よりも１１次高調波成分と１３次高調波成分を有効利用して基本波成分を増加させることができる。この時の制限値Vlimは、１２６［％］である。又、図９、図１０に示すように、１１次高調波と１３次高調波の振幅和が１．４［％］、制限値Vlimが１２４［％］の場合は、１３次高調波成分がゼロとなり、更に効果的に基本波成分を増加させることができる。又、同じく、１１次高調波と１３次高調波の振幅和が約１．４［％］、制限値Vlimが１２４［％］の場合は、一般的な台形波の場合（１１次高調波、１３次高調波は、夫々０．８［％］、０．６［％］）よりも１１次高調波と１３次高調波の振幅和が小さい範囲で、基本波成分を増加させることができる。 Therefore, if the limit value Vlim is set in a range where the sum of the amplitudes of the 11th harmonic and the 13th harmonic is less than about 2 [%] (more precisely, 1.7 [%]), it becomes more than a general trapezoidal wave. The fundamental wave component can be increased by effectively using the 11th harmonic component and the 13th harmonic component. The limit value Vlim at this time is 126 [%]. Further, as shown in FIGS. 9 and 10, when the sum of the amplitudes of the 11th harmonic and the 13th harmonic is 1.4 [%] and the limit value Vlim is 124 [%], the 13th harmonic component is It becomes zero, and the fundamental wave component can be increased more effectively. Similarly, when the sum of amplitudes of the 11th harmonic and the 13th harmonic is about 1.4 [%] and the limit value Vlim is 124 [%], in the case of a general trapezoidal wave (11th harmonic, For the 13th harmonic, the fundamental wave component can be increased in a range where the sum of the amplitudes of the 11th harmonic and the 13th harmonic is smaller than 0.8 [%] and 0.6 [%], respectively.
以上のように、この発明の実施の形態２によるモータ駆動装置によれば、前述の実施の形態１の場合の効果に加えて、１１次高調波と１３次高調波成分を有効利用して台形状の波形を作成して基本波成分を増加させることによりモータ出力を向上できる、といった、従来の装置にない効果を奏することができる。 As described above, according to the motor drive device according to the second embodiment of the present invention, in addition to the effects of the first embodiment, the 11th harmonic and the 13th harmonic components are effectively utilized and It is possible to produce an effect not found in conventional devices, such as the ability to improve the motor output by creating a waveform having a shape and increasing the fundamental wave component.
実施の形態３．
図１１は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置の構成図である。多重巻線モータ３０１は、固定子に第１の巻線組３１１と第２の巻線組３１２の２組の三相巻線を備え、回転子に永久磁石からなる磁極を用いた同期モータであり、第２の巻線組３１２は第１の巻線組３１１に対して３０［ｄｅｇ］の位相差を持つ。電圧印加手段３０２は、電流検出手段３０５を介して多重巻線モータ３０１の第１の巻線組３１１、及び第２の巻線組３１２に接続されている。制御手段３０３は、電圧印加手段３０２へ電圧指令を出力する。又、多重巻線モータ３０１の回転子の磁極位置を検出するための磁極位置検出手段３０６が、多重巻線モータ３０１に設けられている。
Embodiment 3 FIG.
FIG. 11 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 3 of the present invention. The multi-winding motor 301 is a synchronous motor using a stator having two sets of three-phase windings of a first winding set 311 and a second winding set 312 and using a magnetic pole made of a permanent magnet as a rotor. The second winding set 312 has a phase difference of 30 [deg] with respect to the first winding set 311. The voltage application unit 302 is connected to the first winding set 311 and the second winding set 312 of the multi-winding motor 301 via the current detection unit 305. The control unit 303 outputs a voltage command to the voltage application unit 302. The multiplex winding motor 301 is provided with magnetic pole position detection means 306 for detecting the magnetic pole position of the rotor of the multiplex winding motor 301.
電流検出手段３０５は、多重巻線モータ３０１の第１の巻線組３１１の各相に流れる第１のモータ電流i1u、i1v、i1w、及び第２の巻線組３１２の各相に流れる第２のモータ電流i2u、i2v、i2wを夫々検出する。電圧印加手段３０２は、第１の巻線組３１１に電圧を印加する第１の電圧印加器３２１と、第２の巻線組３１２に電圧を印加する第２の電圧印加器３２２とを備えている。第１の電圧印加器３２１は、後述する制御手段３０３から出力される第１の高調波重畳後電圧指令v1u*、v1v*、v1w*に基づいて、インバータ等の電源により、第１の巻線組３１１に電圧を印加する。第２の電圧印加器３２２は、制御手段３０３から出力される後述の第２の高調波重畳後電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に基づいて、インバータ等の電源により、第２の巻線組３１２に電圧を供給する。ここで、後述するように、線間電圧振幅の最大値は、Vllmaxに制限されている。 The current detection means 305 includes a first motor current i1u, i1v, i1w that flows in each phase of the first winding set 311 of the multi-winding motor 301, and a second current that flows in each phase of the second winding set 312. Motor currents i2u, i2v, and i2w are detected. The voltage applying means 302 includes a first voltage applicator 321 that applies a voltage to the first winding set 311 and a second voltage applicator 322 that applies a voltage to the second winding set 312. Yes. The first voltage applicator 321 uses a power source such as an inverter to generate a first winding based on a first post-harmonic voltage command v1u *, v1v *, v1w * output from a control unit 303 described later. A voltage is applied to the set 311. The second voltage applicator 322 is connected to the second winding by a power source such as an inverter based on a second harmonic superimposed voltage command v2u *, v2v *, v2w *, which will be described later, output from the control means 303. A voltage is supplied to the set 312. Here, as will be described later, the maximum value of the line voltage amplitude is limited to Vllmax.
次に、制御手段３０３について説明する。電流指令演算器３３１は、多重巻線モータ３０１の所望のトルクτ*に基づいて、多重巻線モータ３０１の磁極位置θreに同期した回転座標上のD軸電流指令id*とQ軸電流指令iq*を演算する。第１の三相・二相変換器３３２は、第１の巻線組３１１に対応して設けられており、第１のモータ電流i1u、i1v、i1wを静止二軸座標上の第１の電流値i1α、i1βに変換する。第２の三相・二相変換器３３３は、第２の巻線組３１２に対応して設けられており、第２のモータ電流i2u、i2v、i2wを静止二軸座標上の第２の電流値i2α、i2βに変換する。ここで、静止二軸座標上の値α、βは、三相座標上の値U、V、Wを次式（２）により変換した値である。
第１の座標変換器（Ａ）３３４は、第１の巻線組３１１に対応して設けられており、静止二軸座標上の第１の電流値i1α、i1βを回転座標上の第１の電流値i1d、i1qに変換する。第２の座標変換器（Ａ）３３５は、第２の巻線組３１２に対応して設けられており、静止二軸座標上の第２の電流値i2α、i2βを回転座標上の第２の電流値i2d、i2qに変換する。ここで、回転座標上の値D、Qは、静止二軸座標上の値α、βを磁極位置θreを用いて次式（３）により変換した値である。
第１の電流制御器（Ａ）３３６は、第１の巻線組３１１に対応して設けられており、電流指令演算器３３１からのD軸電流指令id*と回転座標上の第１の電流値i1dとの差分、及び電流指令演算器３３１からのＱ軸電流指令iq*と回転座標上の第１の電流値i1qとの差分を、例えば比例積分制御することにより、第１の巻線組D軸電圧指令v1d*と、第１の巻線組Q軸電圧指令v1q*とを演算する。第２の電流制御器（Ａ）３３７は、第２の巻線組３１２に対応して設けられており、電流指令演算器３３１からのD軸電流指令id*と回転座標上の第２の電流値i2dとの差分、及び電流指令演算器３３１からのＱ軸電流指令iq*と回転座標上の第２の電流値i2qとの差分を、例えば比例積分制御することにより、第２の巻線組D軸電圧指令v2d*と、第２の巻線組Q軸電圧指令v2q*とを演算する。 The first current controller (A) 336 is provided corresponding to the first winding set 311, and the D-axis current command id * from the current command calculator 331 and the first current on the rotation coordinate. For example, proportional integral control is performed on the difference between the value i1d and the difference between the Q-axis current command iq * from the current command computing unit 331 and the first current value i1q on the rotation coordinate, so that the first winding set The D-axis voltage command v1d * and the first winding set Q-axis voltage command v1q * are calculated. The second current controller (A) 337 is provided corresponding to the second winding set 312, and the D-axis current command id * from the current command calculator 331 and the second current on the rotation coordinate. The difference between the value i2d and the difference between the Q-axis current command iq * from the current command calculator 331 and the second current value i2q on the rotation coordinate is controlled by, for example, proportional integral control, whereby the second winding set The D-axis voltage command v2d * and the second winding set Q-axis voltage command v2q * are calculated.
第１の座標変換器（Ｂ）３３８は、第１の巻線組３１１に対応して設けられており、回転座標上の第１のD軸電圧指令v1d*、回転座標上の第１のQ軸電圧指令v1q*を、静止二軸上の第１の電圧指令v1α*、v1β*に変換する。第２の座標変換器（Ｂ）３３９は、第２の巻線組３１２に対応して設けられており、回転座標上の第２のD軸電圧指令v2d*、回転座標上の第２のQ軸電圧指令v2q*を、静止二軸上の第２の電圧指令v2α*、v2β*に変換する。 The first coordinate converter (B) 338 is provided corresponding to the first winding set 311, and includes the first D-axis voltage command v1d * on the rotation coordinate and the first Q on the rotation coordinate. The shaft voltage command v1q * is converted into first voltage commands v1α * and v1β * on two stationary axes. The second coordinate converter (B) 339 is provided corresponding to the second winding set 312, and the second D-axis voltage command v2d * on the rotational coordinates and the second Q on the rotational coordinates. The shaft voltage command v2q * is converted into second voltage commands v2α * and v2β * on the stationary two axes.
第１のニ相・三相変換器３４０は、第１の巻線組３１１に対応して設けられており、静止二軸上の第１の電圧指令v1α*、v1β*を、第１の高調波重畳前三相電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11に変換する。第２のニ相・三相変換器３４１は、第２の巻線組３１２に対応して設けられており、静止二軸上の第２の電圧指令v2α*、v2β*を、第２の高調波重畳前三相電圧指令v2u*11、v2v*11、v2w*11に変換する。 The first two-phase / three-phase converter 340 is provided corresponding to the first winding set 311, and receives the first voltage commands v1α * and v1β * on the stationary two axes as the first harmonics. Convert to three-phase voltage command v1u * 11 , v1v * 11 , v1w * 11 before wave superposition. The second two-phase / three-phase converter 341 is provided corresponding to the second winding set 312 and receives the second voltage commands v2α * and v2β * on the stationary two axes as the second harmonic. Convert to three-phase voltage command v2u * 11 , v2v * 11 , v2w * 11 before wave superposition.
第１の高調波演算器（Ａ）３４２、及び第２の高調波演算器（Ａ）３４３は、第１の高調波重畳前三相電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11、及び第２の高調波重畳前三相電圧指令v2u*11、v2v*11、v2w*11の線間電圧の基本波成分に対して位相が１８０［deg］の５次高調波と７次高調波電圧を演算する。 The first harmonic computing unit (A) 342 and the second harmonic computing unit (A) 343 are configured to include a first pre-harmonic three-phase voltage command v1u * 11 , v1v * 11 , v1w * 11 , and 5th harmonic and 7th harmonic voltage with a phase of 180 [deg] relative to the fundamental component of the line voltage of the three-phase voltage command v2u * 11 , v2v * 11 , v2w * 11 before superimposing the second harmonic Is calculated.
第１の高調波演算器（Ａ）３４２は、第１の巻線組３１１に対応して設けられており、回転座標上の第１の電圧指令の振幅V1dqを次式（４）により演算する。尚、回転座標上の第１の電圧指令振幅V1dqは、線間電圧実効値に相当する。
次に、回転座標上の第１の電圧指令の位相θ1vdqを、次式（５）により演算する。
この時、式（２）、式（３）に基づけば、第１の高調波重畳前三相電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11は次式（６）で表される。
この余弦波での表現を、正弦波を基準に表すと次式（７）、（８）となる。
その線間電圧は次式（９）、（１０）で表される。
５次高調波電圧と７次高調波電圧は、その位相が線間電圧の基本波成分に対して１８０［ｄｅｇ］となるように重畳されるので、５次高調波電圧と７次高調波電圧の線間電圧を次式（１１）により演算する。ただし、K5は、５次高調波電圧振幅の基本は成分に対する比、K７は、７次高調波電圧振幅の基本波成分に対する比である。
この線間電圧を、三相の和がゼロであることを利用して三相電圧へ変換すると、次式（１２）に示すとおりとなる。尚、５次高調波電圧と７次高調波電圧の位相は、１８０［ｄｅｇ］変化する。
この実施の形態３によるモータ駆動装置では、前述の式（１２）と関連する前述の式（
４）〜（１１）に基づいて、前述したように５次高調波電圧と７次高調波電圧を演算する。又、K5は６．２［％］、K7は０．８［％］とする。
In the motor drive device according to the third embodiment, the above-described formula (12) related to the above-described formula (12)
Based on 4) to (11), the fifth harmonic voltage and the seventh harmonic voltage are calculated as described above. K5 is 6.2 [%], and K7 is 0.8 [%].
第２の高調波演算器（Ａ）３４３は、第２の巻線組３１２に対応して設けられており、前述の第１の高調波演算器（Ａ）と同様の処理を行なう。 The second harmonic calculator (A) 343 is provided corresponding to the second winding set 312 and performs the same processing as the first harmonic calculator (A) described above.
第１の高調波重畳前三相電圧指令v1u*11、v1v*11、v1w*11に第１の高周波演算器（Ａ）３４２からの５次高調波電圧と７次高調波電圧を加算した後、第１の三次高調波重畳器３４４は、前述の実施の形態１の場合に於ける第１乃至第４の三次高調波重畳器３８〜４１と同様の処理を行い、第1の高調波重畳後三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*を得る。同様に、第２の高調波重畳前三相電圧指令v2u*11、v2v*11、v2w*11に第２の高調波演算器（Ａ）３４３からの５次高調波電圧と７次高調波電圧を加算した後、第２の三次高調波重畳器３４５は、前述の実施の形態１の場合に於ける第１乃至第４の三次高調波重畳器３８〜４１と同様の処理を行い、第２の高調波重畳後三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*を得る。 After adding the 5th harmonic voltage and 7th harmonic voltage from the 1st high frequency calculator (A) 342 to the first three-phase voltage command v1u * 11 , v1v * 11 , v1w * 11 before superimposing the first harmonic The first third harmonic superimposing unit 344 performs the same processing as the first to fourth third harmonic superposing units 38 to 41 in the case of the first embodiment, and performs the first harmonic superimposing. After three-phase voltage command v1u *, v1v *, v1w * is obtained. Similarly, the fifth harmonic voltage and the seventh harmonic voltage from the second harmonic calculator (A) 343 are added to the three-phase voltage commands v2u * 11 , v2v * 11 , v2w * 11 before the second harmonic superposition. Are added, the second third-order harmonic superimposing unit 345 performs the same processing as the first to fourth third-order harmonic superposing units 38 to 41 in the case of the first embodiment, and the second The three-phase voltage commands v2u *, v2v *, and v2w * are obtained after the harmonics are superimposed.
図１２は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置の動作波形図であって、（ａ）は、三相電圧指令の基本波成分が１０５．６［％］の場合の、高調波重畳前と高調波重畳後の三相電圧指令、（ｂ）は、その線間電圧の波形を示す。ただし、基本波成分の線間電圧振幅が、電圧印加手段３０２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxと等しい場合を、１００［％］とする。又、比較のため、高調波重畳前三相電圧指令も三次高調波重畳器で処理後の波形で示す。 FIG. 12 is an operation waveform diagram of the motor drive device according to the third embodiment of the present invention. FIG. 12A shows harmonic superposition when the fundamental component of the three-phase voltage command is 105.6 [%]. The three-phase voltage command before and after the harmonic superposition, (b) shows the waveform of the line voltage. However, the case where the line voltage amplitude of the fundamental wave component is equal to the maximum line voltage amplitude Vllmax that can be output by the voltage applying means 302 is 100 [%]. For comparison, the three-phase voltage command before harmonic superimposition is also shown as a waveform after processing by the third harmonic superimposer.
高調波重畳前は、三相電圧指令の基本波成分が１００［％］を超える場合はその線間電圧振幅が電圧印加手段３０２の出力可能な最大の線間電圧振幅Vllmaxを超えるため電圧指令どおりの電圧を出力することができない。これに対して高調波重畳後は、線間電圧振幅のピーク値が低減されてVllmaxを超えないため基本波成分１０５．６［％］を出力でき、モータ出力が向上する。 Before harmonic superposition, if the fundamental wave component of the three-phase voltage command exceeds 100 [%], the line voltage amplitude exceeds the maximum line voltage amplitude Vllmax that can be output by the voltage application means 302, so that it conforms to the voltage command. The voltage cannot be output. On the other hand, after the harmonics are superimposed, the peak value of the line voltage amplitude is reduced and does not exceed Vllmax, so that the fundamental wave component 105.6 [%] can be output, and the motor output is improved.
三相電圧指令に重畳した５次高調波と7次高調波は、一般的に６次のトルク脈動を発生する。この実施の形態３の場合では、多重巻線モータ３０１の第1及び第2の２つの巻線組３１１、３１２は基本波成分に対して３０［ｄｅｇ］の位相差を持つので、６次のトルク脈動は２つの巻線組３１１、３１２で１８０［ｄｅｇ］の位相差となり、キャンセルすることができる。これに対して、従来の矩形波や台形波の場合は、５次、7次に加えて、１１次、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波を含んでおり、１２次、１８次、・・・のトルク脈動を発生するが、多重巻線モータの巻線組数が少ない場合はこれらのトルク脈動をキャンセルできない。この発明の実施の形態３では、１１次、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波及びそれらに伴うトルク脈動を発生することなく、モータの出力を向上することができる。 The fifth harmonic and the seventh harmonic superimposed on the three-phase voltage command generally generate sixth-order torque pulsation. In the case of the third embodiment, the first and second winding sets 311 and 312 of the multi-winding motor 301 have a phase difference of 30 [deg] with respect to the fundamental wave component. The torque pulsation has a phase difference of 180 [deg] between the two winding sets 311 and 312 and can be canceled. On the other hand, in the case of the conventional rectangular wave and trapezoidal wave, in addition to the 5th order and the 7th order, the harmonics of the 11th order, the 13th order, the 17th order, the 19th order,. , 18th,... Torque pulsations are generated, but when the number of winding sets of the multi-winding motor is small, these torque pulsations cannot be canceled. In the third embodiment of the present invention, the output of the motor can be improved without generating 11th, 13th, 17th, 19th,... Harmonics and torque pulsation associated therewith.
図１３は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と５次７次高調波の振幅和との関係を示す説明図であって、５次高調波電圧と７次高調波電圧の振幅和を変化させた場合に、線間電圧振幅がVllmaxを超えない条件において、基本波成分が１００［％］から増加する様子を示している。又、図１４は、同じくこの発明の実施の形態３によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と５次７次高調波の振幅和との関係を示す説明図であって、５次高調波成分と７次高調波成分夫々を個別に重畳した量を示しており、図１３に於ける５次高調波と７次高調波を個別に分解して示したものに相当する。これ等の図から明らかなように、５高調波電圧次と７次高調波電圧を三相電指令に重畳すると、同じ線間電圧振幅Vllmaxでも基本波成分を大きくすることができる。 FIG. 13 is an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the amplitude sum of the fifth-order seventh harmonic in the motor drive apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. When the sum of the amplitudes of the harmonic voltages is changed, the fundamental wave component increases from 100 [%] under the condition that the line voltage amplitude does not exceed Vllmax. FIG. 14 is also an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the amplitude sum of the fifth and seventh harmonics in the motor driving apparatus according to the third embodiment of the present invention. And 7th harmonic components are individually superimposed on each other, which corresponds to the separately decomposed 5th and 7th harmonics in FIG. As is clear from these figures, when the fifth harmonic voltage order and the seventh harmonic voltage are superimposed on the three-phase power command, the fundamental wave component can be increased even with the same line voltage amplitude Vllmax.
更に、図１５は、この発明の実施の形態３によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と５次７次高調波の位相との関係を示す説明図であって、５次高調波電圧と７次高調波電圧の位相を線間電圧の基本波成分に対して１８０［ｄｅｇ］から変化させた場合に、線間電圧振幅がVllmaxを超えない条件に於いて、基本波成分が１００［％］から増加する様子を示している。ただし、５次高調波電圧と７次高調波電圧の位相は等しいものとする。位相は線間電圧の基本波成分に対して１８０［ｄｅｇ］の場合が最も大きく基本波成分を増加できる。又、位相が１８０±６０［ｄｅｇ］の範囲であれば基本波成分を大きくでき、１８０±３０［ｄｅｇ］（ほぼ１８０［ｄｅｇ］）の範囲であれば、おおよそ最大時の半分の効果を期待することができる。 Further, FIG. 15 is an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the phase of the fifth and seventh harmonics in the motor drive apparatus according to Embodiment 3 of the present invention. When the phase of the second harmonic voltage is changed from 180 [deg] to the fundamental wave component of the line voltage, the fundamental wave component is 100 [%] under the condition that the line voltage amplitude does not exceed Vllmax. It shows how it increases. However, the fifth harmonic voltage and the seventh harmonic voltage have the same phase. When the phase is 180 [deg] with respect to the fundamental component of the line voltage, the fundamental component can be increased. Further, if the phase is in the range of 180 ± 60 [deg], the fundamental wave component can be increased, and if the phase is in the range of 180 ± 30 [deg] (approximately 180 [deg]), the effect of about half of the maximum is expected. can do.
以上のようにこの発明の実施の形態３によるモータ駆動装置によれば、実施の形態１の場合の効果に加えて、１１次、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波、及びそれらに伴うトルク脈動を発生することなく台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ち、モータ出力を向上できるという従来にない効果を奏することができる。 As described above, according to the motor drive device of the third embodiment of the present invention, in addition to the effects of the first embodiment, the 11th, 13th, 17th, 19th,. In addition, it is possible to produce a trapezoidal waveform without generating torque pulsation associated therewith to increase the fundamental wave component, that is, to achieve an unprecedented effect of improving the motor output.
実施の形態４．
図１６は、この発明の実施の形態４によるモータ駆動装置の構成図である。この発明の実施の形態４が前述の実施の形態３と異なる部分は、電圧印加手段４０２と制御手段４０３である。図１６に於いて、電圧印加手段４０２は、第１及び第２の巻線組３１１、３１２に対応する第１及び第２の電圧印加器４２１、４２２により構成され、制御手段４０３から出力される第１の高調波重畳後三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*、及び第２の高調波重畳後三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*に基づいて、インバータなどの電源により、多重巻線モータ３０１に電圧を供給する。ここでは、線電流振幅の最大値は、Iphmaxに制限されている。
Embodiment 4 FIG.
FIG. 16 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 4 of the present invention. The difference between the fourth embodiment of the present invention and the third embodiment is a voltage applying means 402 and a control means 403. In FIG. 16, the voltage applying means 402 is composed of first and second voltage applicators 421 and 422 corresponding to the first and second winding sets 311 and 312, and is output from the control means 403. Based on the first three-phase voltage command v1u *, v1v *, v1w * after superimposing harmonics and the second three-phase voltage command v2u *, v2v *, v2w * after superimposing, A voltage is supplied to the multi-winding motor 301. Here, the maximum value of the line current amplitude is limited to Iphmax.
次に、制御手段４０３について説明する。前述の実施の形態３による制御手段３０３と異なる部分は、第１の高調波演算器（Ｂ）４３１、及び第２の高調波演算器（Ｂ）４３２を備え、実施の形態３に於ける第１の高調波演算器（Ａ）３４２、及び第２の高調波演算器（Ａ）３４３を備えないことである。 Next, the control means 403 will be described. The portion different from the control means 303 according to the third embodiment described above includes a first harmonic calculator (B) 431 and a second harmonic calculator (B) 432, and the first harmonic calculator (B) 432 in the third embodiment. The first harmonic calculator (A) 342 and the second harmonic calculator (A) 343 are not provided.
第１及び第２の高周波演算器（Ｂ）４３１、４３２は、高調波重畳前のＤ軸電流指令id*1とQ軸電流指令iq*1に対して、その線電流の基本波成分に対して位相が１８０［ｄｅｇ
］度なる５次高調波電流を回転座標上で演算する。第１の高周波演算器（Ｂ）４３１は、第１の巻線組３１１に対応して設けられており、回転座標上の電流指令の振幅を次式（１３）により演算する。なおI1dqは線電流実効値の√３倍に相当する。
] The fifth harmonic current is calculated on the rotating coordinates. The first high-frequency calculator (B) 431 is provided corresponding to the first winding set 311 and calculates the amplitude of the current command on the rotation coordinate by the following equation (13). Note that I1dq corresponds to √3 times the effective line current value.
次に、回転座標上の電流指令の位相θi1dqを、次式で演算する。
この余弦波での表現を、正弦波を基準に表すと次式（１７）、（１８）、（１９）となる。
５次高調波電流は、その位相が線電流の基本波成分に対して１８０［ｄｅｇ］となるよう重畳するので、次式（２０）により演算する。ただし、Kh5は５次高調波電圧振幅の基
本波成分に対する比である。
これを、前述の式（２）、（３）に基づいて回転座標上の値へ変換すると、次式（２１）となる。
この実施の形態４によるモータ駆動装置では、この式（２１）と関連する式（１３）〜式（２０）に基づいて、５次高調波電流を演算する。又、Kh5は５［％］とする。以上は
第１の高調波演算器（Ｂ）４３１の処理の内容であるが、第２の巻線組３１２に対応して設けられている第２の高調波演算器（Ｂ）４３２は、第１の高調波演算器（Ｂ）４３１と同様の処理を行う。
In the motor drive device according to the fourth embodiment, the fifth harmonic current is calculated based on the equations (13) to (20) related to the equation (21). Kh5 is 5%. The above is the contents of the processing of the first harmonic computing unit (B) 431. The second harmonic computing unit (B) 432 provided corresponding to the second winding set 312 is The same processing as that of the first harmonic calculator (B) 431 is performed.
図１７は、この発明の実施の形態４によるモータ駆動装置の動作波形図であって、電流指令の基本波成分が１０５［％］の場合の、高調波重畳前と高調波重畳後の三相電流の波形を示している。ただし、基本波成分の線電流振幅が、電圧印加手段４０２の出力可能な最大の線電流振幅Iphmaxと等しい場合を、１００［％］とする。 FIG. 17 is an operation waveform diagram of the motor drive device according to the fourth embodiment of the present invention. When the fundamental wave component of the current command is 105 [%], the three phases before and after the harmonic superposition are shown. A current waveform is shown. However, the case where the line current amplitude of the fundamental wave component is equal to the maximum line current amplitude Iphmax that can be output by the voltage applying unit 402 is 100 [%].
図１７に示すように、破線で示す高調波重畳前の三相電流は、三相電流の基本波成分が１００［％］を超える場合は、その線電流振幅が電圧印加手段４０２の出力可能な最大の線電流振幅Iphmaxを超えるため、その電流を出力することができない。これに対して実線で示す高調波重畳後の三相電流は、線電流振幅のピーク値が低減されてIphmaxを超えないため、基本波成分１０５［％］を出力でき、モータ出力が向上する。重畳した５次高調波は、一般的に６次のトルク脈動を発生するが、実施の形態３の場合と同様に２つの巻線組でキャンセルすることができる。 As shown in FIG. 17, when the fundamental component of the three-phase current before the harmonic superposition indicated by the broken line exceeds 100%, the line current amplitude can be output by the voltage applying unit 402. Since the maximum line current amplitude Iphmax is exceeded, the current cannot be output. On the other hand, since the peak value of the line current amplitude is reduced and does not exceed Iphmax in the three-phase current after the harmonic superposition indicated by the solid line, the fundamental wave component 105 [%] can be output, and the motor output is improved. The superimposed fifth-order harmonic generally generates sixth-order torque pulsation, but can be canceled by two winding sets as in the third embodiment.
図１８は、この発明の実施の形態４によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と５次高調波の振幅との関係を示す説明図であって、５次高調波電流の振幅を変化させた場合に、線電流振幅がIphmaxを超えない条件に於いて、基本波成分が１００［％］から増加する様子を示している。図１８に示すように、５次高調波電流を重畳すると、同じ線電流振幅Iphmaxでも基本波成分を大きくすることができる。 FIG. 18 is an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the amplitude of the fifth harmonic in the motor drive apparatus according to Embodiment 4 of the present invention, in which the amplitude of the fifth harmonic current is changed. In this case, the fundamental wave component increases from 100 [%] under the condition that the line current amplitude does not exceed Iphmax. As shown in FIG. 18, when the fifth harmonic current is superimposed, the fundamental wave component can be increased even with the same line current amplitude Iphmax.
図１９は、この発明の実施の形態４によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と５次高調波の位相との関係を示す説明図であって、５次高調波電流の位相を線電流の基本波成分
に対して１８０［ｄｅｇ］から変化させた場合に、線電流振幅がIphmaxを超えない条件に於いて、基本波成分が１００［％］から増加する様子を示している。位相は線電流の基本波成分に対して１８０［ｄｅｇ］の場合が最も大きく基本波成分を増加できる。又、位相が１８０±６０［ｄｅｇ］の範囲であれば基本波成分を大きくでき、１８０±３０［ｄｅｇ］（ほぼ１８０［ｄｅｇ］）の範囲であれば、おおよそ、最大時の半分の効果が期待できる。
FIG. 19 is an explanatory view showing the relationship between the output improvement and the phase of the fifth harmonic in the motor drive apparatus according to Embodiment 4 of the present invention. The phase of the fifth harmonic current is expressed as the line current. When the fundamental wave component is changed from 180 [deg], the fundamental wave component increases from 100 [%] under the condition that the line current amplitude does not exceed Iphmax. When the phase is 180 [deg] with respect to the fundamental component of the line current, the fundamental component can be increased most. If the phase is in the range of 180 ± 60 [deg], the fundamental wave component can be increased. If the phase is in the range of 180 ± 30 [deg] (approximately 180 [deg]), the effect is about half of the maximum. I can expect.
以上のようにこの発明の実施の形態４によるモータ駆動装置によれば、実施の形態３の場合の効果に加えて、５次高調波成分のみを用いるといったより簡易な手法で台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、すなわちモータ出力を向上できるといった、従来にない効果を奏することができる。 As described above, according to the motor drive apparatus of the fourth embodiment of the present invention, in addition to the effects of the third embodiment, a trapezoidal waveform can be generated by a simpler method using only the fifth harmonic component. It is possible to produce an unprecedented effect that the fundamental wave component can be increased by creating the motor, that is, the motor output can be improved.
実施の形態５．
図２０は、この発明の実施の形態５によるモータ駆動装置の構成図である。この実施の形態５が実施の形態４の場合と異なる部分は、制御手段５０３である。即ち、図２０に於いて、第１の座標変換器（Ｃ）５３１と、第２の座標変換器（Ｃ）５３２と、第３の電流制御器（Ａ）５３３と、第４の電流制御器（Ａ）５３４と、第１の座標変換器（Ｄ）５３５と、第２の座標変換器（Ｄ）５３６と、第１の高調波演算器（Ｃ）５３７と、第２の高調波演算器（Ｃ）５３８を備え、図１６に於ける第１の高調波演算器（Ｂ）４３１と第２の高調波演算器（Ｂ）４３２を備えていないことが、実施の形態４とは異なる。
Embodiment 5 FIG.
FIG. 20 is a block diagram of a motor drive device according to Embodiment 5 of the present invention. The difference between the fifth embodiment and the fourth embodiment is a control means 503. That is, in FIG. 20, the first coordinate converter (C) 531, the second coordinate converter (C) 532, the third current controller (A) 533, and the fourth current controller (A) 534, first coordinate converter (D) 535, second coordinate converter (D) 536, first harmonic calculator (C) 537, and second harmonic calculator (C) 538 is different from the fourth embodiment in that the first harmonic calculator (B) 431 and the second harmonic calculator (B) 432 in FIG. 16 are not provided.
図２０に於いて、第１の座標変換器（Ｃ）５３１は、第１の巻線組３１１に対応して設けられ、静止二軸座標上の電流値i1α、i1βを、多重巻線モータ３０１の磁極位置θreの（６ｎ±１）倍（ｎは自然数）、ここでは７倍に同期した高調波回転座標上の第１の電流値i1dh、i1qhに変換する。第２の座標変換器（Ｃ）５３２は、第２の巻線組３１２に対応して設けられ、静止二軸座標上の電流値i2α、i2βを、多重巻線モータ３０１の磁極位置θreの（６ｎ±１）倍（ｎは自然数）、ここでは７倍に同期した高調波回転座標上の第２の電流値i2dh、i2qhに変換する。 In FIG. 20, the first coordinate converter (C) 531 is provided corresponding to the first winding set 311, and the current values i1α and i1β on the stationary biaxial coordinates are converted into the multi-winding motor 301. Is converted to first current values i1dh and i1qh on harmonic rotation coordinates synchronized with (6n ± 1) times (n is a natural number), that is, 7 times here. The second coordinate converter (C) 532 is provided corresponding to the second winding set 312 and converts the current values i2α and i2β on the stationary biaxial coordinates to the magnetic pole position θre ( 6n ± 1) times (n is a natural number), here converted to second current values i2dh and i2qh on harmonic rotation coordinates synchronized with 7 times.
ここで、θreの７倍に同期した回転座標上の値D７、Q７は、静止二軸座標上の値α、βを磁極位置θreを用いて次式（２２）により変換する。
第３の電流制御器（Ａ）５３３は、第１の巻線組３１１に対応して設けられ、高調波回転座標上の第１のD軸電流指令i1dh*と第１の電流値i1dhとの差分、及び高調波回転座標上の第１のQ軸電流指令i1qh*と第１の電流値i1qhとの差分を、夫々、例えば比例積分制御して、高調波回転座標上の第１の巻線組D軸電圧指令v1dh*、及び第１の巻線組Q軸電圧指令v1qh*を演算する。第４の電流制御器（Ａ）５３４は、第２の巻線組３１２に対応して設けられ、高調波回転座標上の第２のD軸電流指令i2dh*と第２の電流値i2dhとの差分、及び高調波回転座標上の第２のQ軸電流指令i2qh*と第２の電流値i2qhとの差分を、夫々、例えば比例積分制御して、高調波回転座標上の第２の巻線組D軸電圧指令v2dh*、及び第２の巻線組Q軸電圧指令v2qh*を演算する。 The third current controller (A) 533 is provided corresponding to the first winding set 311, and includes a first D-axis current command i1dh * and a first current value i1dh on the harmonic rotation coordinates. The differential and the difference between the first Q-axis current command i1qh * on the harmonic rotation coordinate and the first current value i1qh are proportionally integrated, for example, so that the first winding on the harmonic rotation coordinate is obtained. The set D-axis voltage command v1dh * and the first winding set Q-axis voltage command v1qh * are calculated. The fourth current controller (A) 534 is provided corresponding to the second winding set 312, and includes a second D-axis current command i2dh * and a second current value i2dh on the harmonic rotation coordinates. The difference and the difference between the second Q-axis current command i2qh * on the harmonic rotation coordinate and the second current value i2qh are proportionally integrated, for example, so that the second winding on the harmonic rotation coordinate is obtained. The set D-axis voltage command v2dh * and the second winding set Q-axis voltage command v2qh * are calculated.
第１の座標変換器（Ｄ）５３５は、第１の巻線組３１１に対応して設けられ、高調波回転座標上の第１のD軸電圧指令v1dh*、及び第１のQ軸電圧指令v1qh*を、静止二軸上の第１の高調波電圧指令v1αh*、v1βh*に変換する。第２の座標変換器（Ｄ）５３６は、第２の巻線組３１２に対応して設けられ、高調波回転座標上の第２のD軸電圧指令v2dh*、及び第２のQ軸電圧指令v2qh*を、静止二軸上の第２の高調波電圧指令v2αh*、v2βh*に変換する。 The first coordinate converter (D) 535 is provided corresponding to the first winding set 311, and includes a first D-axis voltage command v1dh * and a first Q-axis voltage command on the harmonic rotation coordinates. v1qh * is converted into first harmonic voltage commands v1αh * and v1βh * on two stationary axes. The second coordinate converter (D) 536 is provided corresponding to the second winding set 312, and the second D-axis voltage command v2dh * and the second Q-axis voltage command on the harmonic rotation coordinates. v2qh * is converted into second harmonic voltage commands v2αh * and v2βh * on two stationary axes.
第１の巻線組３１１に対応して生成された静止二軸上の第１の高調波電圧指令v1αh*、v1βh*は、基本波の静止二軸上の第１の電圧指令v1α1*、v1β1*に加算された後、第１のニ相・三相変換器３４０と第１の三次高調波重畳器３４４により、実施の形態３の場合と同様の演算が行われ、第１の三相電圧指令v1u*、v1v*、v1w*として出力される。第２の巻線組３１２に対応して生成された静止二軸上の第２の高調波電圧指令v2αh*、v2βh*は、基本波の静止二軸上の第２の電圧指令v2α1*、v2β1*に加算された後、第２のニ相・三相変換器３４１と第２の三次高調波重畳器３４５により、実施の形態３の場合と同様の演算が行われ、第２の三相電圧指令v2u*、v2v*、v2w*として出力される。 The first harmonic voltage commands v1αh * and v1βh * on the stationary two axes generated corresponding to the first winding set 311 are the first voltage commands v1α1 * and v1β1 on the fundamental stationary two axes. After the addition to *, the first two-phase / three-phase converter 340 and the first third-order harmonic superimposing device 344 perform the same calculation as in the third embodiment, and the first three-phase voltage Output as commands v1u *, v1v *, v1w *. The second harmonic voltage commands v2αh * and v2βh * on the stationary two axes generated corresponding to the second winding set 312 are the second voltage commands v2α1 * and v2β1 on the stationary two axes of the fundamental wave. After being added to *, the second two-phase / three-phase converter 341 and the second third-order harmonic superimposing device 345 perform the same calculation as in the third embodiment, and the second three-phase voltage Output as commands v2u *, v2v *, v2w *.
第１の高調波演算器（Ｃ）５３７、及び第２の高調波演算器（Ｃ）５３８は、高調波重畳前のD軸電流指令id*1とQ軸電流指令iq*1に対して、その線電流の基本波成分に対して位相が０［ｄｅｇ］となる７次高調波電流を、多重巻線モータ３０１の磁極位置θreの（６ｎ±１）倍（ｎは自然数）、ここでは７倍に同期した高調波回転座標上で演算する。先ず第１の巻線組３１１に対する第１の高調波演算器（Ｃ）５３７の処理について以下説明する。 The first harmonic calculator (C) 537 and the second harmonic calculator (C) 538 are for the D-axis current command id * 1 and the Q-axis current command iq * 1 before the harmonics are superimposed. A seventh harmonic current having a phase of 0 [deg] with respect to the fundamental wave component of the line current is (6n ± 1) times (n is a natural number) times the magnetic pole position θre of the multi-winding motor 301, where 7 Calculation is performed on the harmonic rotation coordinate synchronized to double. First, the processing of the first harmonic calculator (C) 537 for the first winding set 311 will be described below.
実施の形態４に於いて説明したように、高調波重畳前のD軸電流指令id*1とQ軸電流指令iq*1を、三相電流で表すと前述の式（１３）〜式（１９）となる。７次高調波電流は、その位相が線電流の基本波成分に対して０［ｄｅｇ］となるように重畳するので、次式（２３）により演算する。ただし、Kh7は７次高調波電圧振幅の基本波成分に対する比である
。
これを、前述の式（２）、式（２２）に基づいて高調波回転座標上の値へ変換すると、次式（２４）となる。
７次高調波成分は、高調波回転座標上では直流量となる。この実施の形態５では、前述の式（１３）〜（１９）、（２３）、及び（２４）に基づいて、高調波回転座標上で７次高調波電流を演算する。また、Kh7は２．５［％］とする。第２の高調波演算器（Ｃ）５
３８は、第２の巻線組３１２に関して、前述の第１の高調波演算器（Ｃ）と同様の処理を行う。
The seventh harmonic component is a direct current amount on the harmonic rotation coordinates. In the fifth embodiment, the seventh harmonic current is calculated on the harmonic rotation coordinates based on the aforementioned equations (13) to (19), (23), and (24). Kh7 is set to 2.5 [%]. Second harmonic calculator (C) 5
38 performs the same processing as the above-described first harmonic calculator (C) for the second winding set 312.
図２１は、この発明の実施の形態５によるモータ駆動装置の動作波形図であって、電流指令の基本波成分が１０２．５［％］の場合の、高調波重畳前と高調波重畳後の三相電流の波形を示している。ただし、基本波成分の線電流振幅が、電圧印加手段４０２の出力可能な最大の線電流振幅Iphmaxと等しい場合を、１００［％］とする。 FIG. 21 is an operation waveform diagram of the motor drive device according to the fifth embodiment of the present invention. In the case where the fundamental wave component of the current command is 102.5 [%], before and after harmonics are superimposed. The waveform of the three-phase current is shown. However, the case where the line current amplitude of the fundamental wave component is equal to the maximum line current amplitude Iphmax that can be output by the voltage applying unit 402 is 100 [%].
図２１に示すように、高調波重畳前は、三相電流の基本波成分が１００［％］を超える場合は、その線電流振幅が電圧印加手段３０２の出力可能な最大の線電流振幅Iphmaxを超えるためその電流を出力することができない。これに対して高調波重畳後は、線電流振幅のピーク値が低減されてIphmaxを超えないため基本波成分１０２．５［％］を出力でき、モータ出力が向上することができる。重畳した７次高調波は、一般的に６次のトルク脈動を発生するが、実施の形態３と同様に２つの巻線組でキャンセルすることができる。 As shown in FIG. 21, before the harmonics are superimposed, when the fundamental wave component of the three-phase current exceeds 100 [%], the maximum line current amplitude Iphmax that the voltage applying means 302 can output is the line current amplitude. The current cannot be output because of exceeding. On the other hand, after the harmonics are superimposed, the peak value of the line current amplitude is reduced and does not exceed Iphmax, so that the fundamental wave component 102.5 [%] can be output and the motor output can be improved. The superimposed seventh harmonic generally generates sixth-order torque pulsation, but can be canceled by two winding sets as in the third embodiment.
従来技術や実施の形態４では、高調波電流はモータの磁極位置θreの（６ｎ±１）倍（ｎは自然数）の周波数で変化するため、特にモータが高回転の場合は高調波電流を指令値どおりに応答良く制御することができなかった。或いは、高速な制御演算を実現する高価なマイコンが必要であった。これに対してこの発明の実施の形態５によるモータ駆動装置によれば、高調波成分をその周波数に同期した回転座標に変換することで高調波成分は直流量となるので、高速な制御演算を必要とすることなく応答良く制御することができる。 In the prior art and the fourth embodiment, the harmonic current changes at a frequency (6n ± 1) times (n is a natural number) times the magnetic pole position θre of the motor. It was not possible to control with good response according to the value. Alternatively, an expensive microcomputer that realizes high-speed control calculation is required. On the other hand, according to the motor drive apparatus according to the fifth embodiment of the present invention, the harmonic component becomes a direct current amount by converting the harmonic component into a rotation coordinate synchronized with the frequency, so that high-speed control calculation is performed. It is possible to control with good response without need.
図２２は、この発明の実施の形態５によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と７次高調波の振幅との関係を示す説明図であって、７次高調波電流の振幅を変化させた場合に、線電流振幅がIphmaxを超えない条件に於いて、基本波成分が１００［％］から増加する様子を示している。図２２から明らかなように、７次高調波電流を重畳すると、同じ線電流振幅Iphmaxでも基本波成分を大きくすることができる。 FIG. 22 is an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the amplitude of the seventh harmonic in the motor driving apparatus according to Embodiment 5 of the present invention, and the amplitude of the seventh harmonic current is changed. In this case, the fundamental wave component increases from 100 [%] under the condition that the line current amplitude does not exceed Iphmax. As is apparent from FIG. 22, when the seventh harmonic current is superimposed, the fundamental wave component can be increased even with the same line current amplitude Iphmax.
図２３は、この発明の実施の形態５によるモータ駆動装置に於ける、出力向上と７次高調波の位相との関係を示す説明図であって、７次高調波電流の位相を線電流の基本波成分に対して０［ｄｅｇ］から変化させた場合に、線電流振幅がIphmaxを超えない条件に於いて、基本波成分が１００［％］から増加する様子を示している。位相は線電流の基本波成分に対して０［ｄｅｇ］の場合が最も大きく基本波成分を増加できる。又、位相が０±６０［ｄｅｇ］の範囲であれば基本波成分を大きくでき、±３０［ｄｅｇ］（ほぼ０［ｄｅｇ］）の範囲であれば、おおよそ最大時の半分の効果が期待できる。 FIG. 23 is an explanatory diagram showing the relationship between the output improvement and the phase of the seventh harmonic in the motor drive apparatus according to Embodiment 5 of the present invention. The phase of the seventh harmonic current is expressed as the line current. When the fundamental wave component is changed from 0 [deg], the fundamental wave component increases from 100 [%] under the condition that the line current amplitude does not exceed Iphmax. When the phase is 0 [deg] with respect to the fundamental wave component of the line current, the fundamental wave component can be increased most. Further, if the phase is in the range of 0 ± 60 [deg], the fundamental wave component can be increased, and if it is in the range of ± 30 [deg] (approximately 0 [deg]), an effect about half of the maximum can be expected. .
以上のようにこの発明の実施の形態５によるモータ駆動装置によれば、実施の形態３の場合の効果に加えて、７次高調波成分のみを用いるといったより簡易な手法で台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上させることができる。更に、（６ｎ±１）倍（ｎは自然数）、ここでは７次高調波電流を応答良く制御して上記の効果が得られるといった、従来の装置にない効果を奏することができる。 As described above, according to the motor drive device of the fifth embodiment of the present invention, in addition to the effects of the third embodiment, a trapezoidal waveform can be generated by a simpler method using only the seventh harmonic component. It is possible to increase the fundamental wave component, that is, to improve the motor output. Furthermore, the present invention can provide an effect that is not found in conventional devices, such as (6n ± 1) times (n is a natural number), in which the above effect is obtained by controlling the seventh harmonic current with good response.
以上述べたこの発明によるモータ駆動装置は、以下の特徴を備えている。
（１） 巻線組間で位相差を持つ複数の巻線組毎に複数相の巻線を持つ多重巻線モータの駆動装置であって、前記複数の巻線組に対する電圧指令を前記位相差に基づいて演算する制御手段と、前記電圧指令に基づいて前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段とを備え、前記制御手段は、前記多重巻線モータの電圧と電流とのうちの少なくとも一方が
、基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分と前記基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分との振幅の和が前記基本波成分に対して所定の割合以下となる台形状の波形となるように、前記電圧指令を演算し、前記位相差は、前記台形状の波形の電圧又は電流により生じるトルクリップルを低減する位相であることを特徴とするモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態１乃至５、図１乃至２３に対応する。
このように構成したこの発明によれば、台形状の波形に伴うトルク脈動を抑制したまま、５次と７次高調波成分を有効利用して台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上することができる。ここで、トルクリップルを低減する位相とは、具体的には、巻線組の組数の１を除いた約数で６０［ｄｅｇ］を除した値の位相差である。
The motor driving device according to the present invention described above has the following features.
(1) A drive device for a multi-winding motor having a plurality of windings for each of a plurality of winding sets having a phase difference between the winding sets, wherein a voltage command for the plurality of winding sets is set to the phase difference Control means for calculating based on the voltage command, and voltage applying means for applying a voltage to the plurality of winding sets based on the voltage command, wherein the control means includes a voltage and a current of the multiple winding motor. The sum of the amplitudes of the fifth harmonic component having a frequency component five times the fundamental wave component and the seventh harmonic component having a frequency component seven times the fundamental wave component is the fundamental wave component. The voltage command is calculated so as to have a trapezoidal waveform with a predetermined ratio or less, and the phase difference is a phase that reduces torque ripple caused by the voltage or current of the trapezoidal waveform. A motor drive device.
The configuration of the present invention corresponds to Embodiments 1 to 5 and FIGS.
According to the present invention configured as described above, while suppressing the torque pulsation accompanying the trapezoidal waveform, the fundamental wave component is increased by creating the trapezoidal waveform by effectively using the fifth and seventh harmonic components. That is, the motor output can be improved. Here, the phase for reducing the torque ripple is specifically a phase difference of a value obtained by dividing 60 [deg] by a divisor excluding 1 of the number of winding pairs.
（２） 前記所定の割合は、８［％］であることを特徴とする（１）に記載のモータ駆動装置。 (2) The motor driving apparatus according to (1), wherein the predetermined ratio is 8 [%].
（３） 前記台形状の波形は、正弦波状の基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分と、前記基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分と、のうちの少なくとも一方を前記正弦波状の基本波成分に重畳するように演算されることを特徴とする前記（１）又は（２）に記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態３乃至５、図.１１乃至２３に対応する。
このように構成したこの発明によれば、１１次、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波及びそれらに伴うトルク脈動を発生することなく台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上することができる。
(3) The trapezoidal waveform includes a fifth-order harmonic component having a frequency component that is five times the sinusoidal fundamental component, a seventh-order harmonic component having a frequency component that is seven times the fundamental component, The motor driving device according to (1) or (2), wherein at least one of them is calculated so as to be superimposed on the sinusoidal fundamental wave component.
The configuration of the present invention corresponds to the third to fifth embodiments and FIGS.
According to the present invention configured as described above, a fundamental wave is generated by generating a trapezoidal waveform without generating harmonics of 11th, 13th, 17th, 19th,... And torque pulsation associated therewith. The component can be increased, that is, the motor output can be improved.
（４） 前記台形状の波形は、正弦波状の波形の振幅ピーク部を平坦にするように演算されることを特徴とする前記（１）又は（２）に記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態１及び２、図１乃至１０に対応する。
このように構成したこの発明によれば、簡易な方法で台形状の波形を作成することができる。
(4) The motor driving device according to (1) or (2), wherein the trapezoidal waveform is calculated so as to flatten an amplitude peak portion of a sinusoidal waveform.
The configuration of the present invention corresponds to the first and second embodiments and FIGS.
According to the present invention configured as described above, a trapezoidal waveform can be created by a simple method.
（５） 前記台形状の波形は、正弦波状の基本波成分の１１倍の周波数成分を持つ１１次高調波成分及び１３倍の周波数成分を持つ１３次高調波成分の振幅の和が前記基本波成分に対して約２［％］以下であることを特徴とする（１）又は（３）に記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態２、図１、８乃至１０に対応する。
このように構成したこの発明によれば、１１次と１３次高調波成分を有効利用して台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上することができる。
(5) In the trapezoidal waveform, the sum of the amplitudes of the 11th harmonic component having 11 times the frequency component of the sine wave fundamental wave component and the 13th harmonic component having 13 times the frequency component is the fundamental wave. The motor driving device according to (1) or (3), wherein the motor driving device is about 2% or less with respect to the component.
The configuration of the present invention corresponds to the second embodiment, FIGS.
According to the present invention configured as described above, the fundamental wave component can be increased by creating a trapezoidal waveform by effectively using the 11th and 13th harmonic components, that is, the motor output can be improved.
（６） 前記台形状の波形は、正弦波状の基本波成分に対して周波数が５倍で位相がほぼ１８０［ｄｅｇ］となる５次高調波成分と、周波数が７倍で位相がほぼ１８０［ｄｅｇ］となる７次高調波成分とを重畳して演算することを特徴とする前記（２）に記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態３、図１１乃至１５に対応する。
このように構成したこの発明によれば、１１次、１３次、１７次、１９次、・・・の高調波及びそれらに伴うトルク脈動を発生することなく台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上することができる。
(6) The trapezoidal waveform has a fifth harmonic component whose frequency is five times that of a sinusoidal fundamental wave component and a phase of approximately 180 [deg], and a frequency of seven times and a phase of approximately 180 [ [7] The motor drive device according to (2), wherein the calculation is performed by superimposing a seventh-order harmonic component that is [deg].
The configuration of the present invention corresponds to the third embodiment and FIGS.
According to the present invention configured as described above, a fundamental wave is generated by generating a trapezoidal waveform without generating harmonics of 11th, 13th, 17th, 19th,... And torque pulsation associated therewith. The component can be increased, that is, the motor output can be improved.
（７） 前記台形状の波形は、正弦波状の基本波成分に対して周波数が５倍で位相がほぼ１８０［ｄｅｇ］となる５次高調波成分を重畳して演算することを特徴とする前記（２）に記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態４、図１６乃至１９に対応する。
このように構成したこの発明によれば、５次高調波成分のみを用いるといった簡易な手法で台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上することができる。
(7) The trapezoidal waveform is calculated by superimposing a fifth harmonic component having a frequency five times and a phase of approximately 180 [deg] with respect to a sinusoidal fundamental wave component. The motor drive device according to (2).
The configuration of the present invention corresponds to the fourth embodiment and FIGS.
According to the present invention configured as described above, it is possible to create a trapezoidal waveform by a simple method using only the fifth harmonic component and increase the fundamental wave component, that is, improve the motor output.
（８） 前記台形状の波形は、正弦波状の基本波成分に対して周波数が７倍で位相がほぼ０［ｄｅｇ］となる７次高調波成分を重畳して演算することを特徴とする前記（２）に記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態５、図２０乃至２３に対応する。
このように構成したこの発明によれば、７次高調波成分のみを用いるといった簡易な手法で台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上することができる。
(8) The trapezoidal waveform is calculated by superimposing a seventh-order harmonic component having a frequency seven times and a phase of approximately 0 [deg] with respect to a sinusoidal fundamental wave component. The motor drive device according to (2).
The configuration of the present invention corresponds to the fifth embodiment and FIGS.
According to the present invention configured as described above, it is possible to create a trapezoidal waveform by a simple method using only the 7th harmonic component and increase the fundamental wave component, that is, improve the motor output.
（９） 前記位相差は、巻線組の組数の１を除いた約数で６０［ｄｅｇ］を除した値であることを特徴とする前記（１）乃至（８）のうちの何れかに記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態１乃至５、図１乃至２３に対応する。
このように構成したこの発明によれば、巻線組数を有効利用して、台形波に伴うトルク脈動を抑制できる。
(9) Any one of (1) to (8), wherein the phase difference is a value obtained by dividing 60 [deg] by a divisor excluding 1 of the number of winding pairs. The motor drive device described in 1.
The configuration of the present invention corresponds to Embodiments 1 to 5 and FIGS.
According to this invention comprised in this way, the torque pulsation accompanying a trapezoid wave can be suppressed effectively using the number of winding groups.
（１０） 前記多重巻線モータのモータ電流を検出する電流検出手段を備え、
前記制御手段は、前記モータ電流に基づいて、モータの電圧又は電流の基本波成分に対して（６ｎ±１）倍（ｎは自然数）の周波数で回転する回転座標上に於いて電流制御演算を行なって前記電圧指令を演算することを特徴とする前記（１）乃至（９）のうちの何れかに記載のモータ駆動装置。
この発明の構成は、実施の形態５、図２０乃至２３に対応する。
このように構成したこの発明によれば、台形状の波形を作成するための（６ｎ±１）次高調波電流（ｎは自然数）を、応答良く制御して、台形状の波形を作成して基本波成分を増加させる、即ちモータ出力を向上することができる。
(10) comprising current detection means for detecting a motor current of the multiple winding motor;
Based on the motor current, the control means performs a current control calculation on a rotating coordinate rotating at a frequency of (6n ± 1) times (n is a natural number) with respect to the fundamental voltage component of the motor voltage or current. The motor driving device according to any one of (1) to (9), wherein the voltage command is calculated by performing the operation.
The configuration of the present invention corresponds to the fifth embodiment and FIGS.
According to the present invention configured as described above, a (6n ± 1) -order harmonic current (n is a natural number) for creating a trapezoidal waveform is controlled with good response to create a trapezoidal waveform. The fundamental wave component can be increased, that is, the motor output can be improved.
尚、以上の説明では、多重巻線モータを、誘導モータと永久磁石を用いた同期モータとした場合について説明したが、巻線組間で位相差を持つ複数の巻線組ごとに複数相の巻線を持つ多重巻線モータであれば、界磁巻線を用いた同期モータやシンクロナスリラクタンスモータなど、他の種類のモータにも同様にこの発明を適用することができる。 In the above description, the case where the multi-winding motor is a synchronous motor using an induction motor and a permanent magnet has been described. However, a plurality of phases are set for each of a plurality of winding sets having a phase difference between the winding sets. The present invention can be similarly applied to other types of motors such as a synchronous motor using a field winding and a synchronous reluctance motor as long as it is a multi-winding motor having windings.
又、前述の説明では、多重巻線モータの巻線組数と位相差について、４組で１５［ｄｅｇ］、２組で３０［ｄｅｇ］の場合について説明したが、その関係は、位相差が巻線組の組数の１を除いた約数で６０［ｄｅｇ］を除した値であればよい。例えば４組の場合に２組ごとに３０［ｄｅｇ］の位相差、つまり４つの巻線組の位相を０［ｄｅｇ］、０［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］としてもよい。 In the above description, the number of winding sets and the phase difference of the multi-winding motor have been described in the case of 15 [deg] for 4 sets and 30 [deg] for 2 sets. A value obtained by dividing 60 [deg] by a divisor excluding 1 of the number of winding sets. For example, in the case of four sets, the phase difference of 30 [deg] may be set for every two sets, that is, the phases of the four winding sets may be set to 0 [deg], 0 [deg], 30 [deg], and 30 [deg].
更に、前述の説明では、電流検出手段は、電流センサ若しくは検出器を多重巻線モータの各巻線組の全ての相に設けた場合について説明したが、電圧印加手段の１つであるインバータのスイッチング素子に内蔵したり、スイッチング素子と直列に設けてもよい。更に、複数相のうち１相の電流センサを省略して、省略した相の電流を全ての相の電流和がゼロになることを利用して演算してもよい。又、インバータの直流母線とスイッチング素子との間に設けて、その検出電流とスイッチング素子のオンオフ状態とからモータ電流を演算するようにしてもよい。 Furthermore, in the above description, the current detection means has been described with respect to the case where the current sensor or detector is provided in all the phases of each winding set of the multi-winding motor, but switching of the inverter which is one of the voltage application means It may be built in the element or provided in series with the switching element. Further, the current sensor of one phase among a plurality of phases may be omitted, and the current of the omitted phase may be calculated using the fact that the current sum of all phases becomes zero. Further, it may be provided between the DC bus of the inverter and the switching element, and the motor current may be calculated from the detected current and the on / off state of the switching element.
又、前述の説明では、モータの磁極・磁束位置を検出するとして説明したが、例えば特許文献４や特許文献５に示されているように、磁極・磁束位置を推定するような構成にしてもよい。 In the above description, the magnetic pole / magnetic flux position of the motor is detected. However, as shown in Patent Document 4 and Patent Document 5, for example, the magnetic pole / magnetic flux position is estimated. Good.
実施の形態６．
次に、前記（１）乃至（１０）のうちの何れか一つに記載の、この発明によるモータ駆動装置により駆動され得る多重巻線モータについて説明する。図２４は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータの一例を示す断面図である。この実施の形態６に於ける多重巻線モータは、ブラシレスモータとして構成されている。図２４に於いて、ブラシレスモータの電機子は、電機子巻線５０１を有する電機子鉄心５０２からなり、界磁極は、複数個の永久磁石５０３と、これ等の永久磁石５０３を外周面に備えた界磁極鉄心５０４からなる。界磁極鉄心５０４の周面に固定されている複数個の永久磁石５０３は、界磁極鉄心５０４の径方向に着磁され、且つ隣接する永久磁石の極性は互いに逆極性となるように界磁極鉄心５０４の周面に等間隔に配置されている。
Embodiment 6 FIG.
Next, a multi-winding motor that can be driven by the motor driving device according to the present invention described in any one of (1) to (10) will be described. 24 is a sectional view showing an example of a multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention. The multiple winding motor according to the sixth embodiment is configured as a brushless motor. In FIG. 24, the armature of the brushless motor includes an armature core 502 having an armature winding 501, and the field pole includes a plurality of permanent magnets 503 and these permanent magnets 503 on the outer peripheral surface. Field pole iron core 504. The plurality of permanent magnets 503 fixed to the peripheral surface of the field pole iron core 504 are magnetized in the radial direction of the field pole iron core 504, and the field magnet cores are arranged so that the polarities of adjacent permanent magnets are opposite to each other. It arrange | positions at equal intervals on the surrounding surface of 504.
又、ブラシレスモータの電機子巻線５０１は、電気的に接続されていない２つの３相巻線群である第１の巻線組（u１、v１、w１）と第２の巻線組（u２、v２、w２）とを有している。これ等の巻線組間は電気的に接続されていない。更に、この実施の形態６による多重巻線モータとしてのブラシレスモータに於いて、第１の巻線組に対して第２の巻線組は、界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０［ｄｅｇ］としたとき、３０［ｄｅｇ］の位相差を有している。又、界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極鉄心５０４の周方向に占める角度を電気角３６０［ｄｅｇ］としたとき、電機子巻線５０１のコイルピッチを１８０［ｄｅｇ］とした全節巻となっている。 The armature winding 501 of the brushless motor includes two first-phase winding groups (u1, v1, w1) and a second winding group (u2), which are two three-phase winding groups that are not electrically connected. , V2, w2). These winding sets are not electrically connected. Furthermore, in the brushless motor as the multi-winding motor according to the sixth embodiment, the second winding group is a field pole of a pair of field poles N pole and S pole with respect to the first winding group. When the angle occupied in the circumferential direction is an electrical angle of 360 [deg], the phase difference is 30 [deg]. When the angle of the field pole core 504 in the circumferential direction of the pair of field pole N pole and S pole in the circumferential direction is an electrical angle 360 [deg], the coil pitch of the armature winding 501 is 180 [deg]. It is a volume.
図２５は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、電機子巻線の配置を示す説明図で、前述の６つの相u１、u２、v１、v２、w１、w２を有するブラシレスモータの電機子巻線５０１を巻回する例を示している。図２５に於いて、U１、U２、V１、V２、W１、W２は、各相のコイルを示し、(＋)、(−)は巻回方向を示している。又、これらの電機子巻線５０１は、第１の巻線組（u１、v１、w１）と第２の巻線組（u２、v２、w２）が夫々３相Δ結線、若しくは３相Ｙ結線されている。 FIG. 25 is an explanatory diagram showing the arrangement of armature windings in a multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention, and has the aforementioned six phases u1, u2, v1, v2, w1, w2. The example which winds the armature winding 501 of a brushless motor is shown. In FIG. 25, U1, U2, V1, V2, W1, and W2 indicate coils of each phase, and (+) and (−) indicate winding directions. In addition, these armature windings 501 have a first winding set (u1, v1, w1) and a second winding set (u2, v2, w2), each having a three-phase Δ connection or a three-phase Y connection. Has been.
ただし前述したように第１の巻線組（u１、v１、w１）、と第２の巻線組（u２、v２、w２）は、電気的に接続されていない。図２６は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、電機子巻線の接続を示す説明図であり、（ａ）は、前述の３相巻線（u１、v１、w１）からなる第１の巻線組５０１１と３相巻線（u２、v２、w２）からなる第２の巻線組５０１２が夫々３相Δ結線された２重Δ結線を示し、（ｂ）は、第１の巻線組５０１１と第２の巻線組５０１２が夫々Ｙ結線された２重Ｙ結線を示している。 However, as described above, the first winding set (u1, v1, w1) and the second winding set (u2, v2, w2) are not electrically connected. FIG. 26 is an explanatory view showing the connection of the armature winding in the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention. FIG. 26 (a) shows the above-described three-phase winding (u1, v1, w1). ) And a second winding set 5012 consisting of three-phase windings (u2, v2, w2), respectively, showing a double Δ connection in which a three-phase Δ connection is made, (b) 2 shows a double Y-connection in which the first winding set 5011 and the second winding set 5012 are Y-connected.
図２７は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、界磁極の１極分の構成を示す断面図である。図２７に示すように、多重巻線モータとしてのブラシレスモータは、界磁極鉄心５０４の表面に磁石貼付面５０４１を有し、この磁石貼付面５０４１には永久磁石５０３が接着剤などを用いて貼り付けられている。永久磁石５０３は、中心部の厚みがｈ１、端部の厚みがｈ２、となるように設定されている。 FIG. 27 is a cross-sectional view showing the structure of one field pole in a multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention. As shown in FIG. 27, a brushless motor as a multi-winding motor has a magnet sticking surface 5041 on the surface of a field pole core 504, and a permanent magnet 503 is stuck on the magnet sticking surface 5041 using an adhesive or the like. It is attached. The permanent magnet 503 is set so that the thickness of the center part is h1 and the thickness of the end part is h2.
次に、この発明の実施の形態６による多重巻線モータの、電機子巻線に誘起される誘起電圧について説明する。図２４に示す多重巻線モータとしてのブラシレスモータに於いて、前述のように構成された界磁極を備えた回転子が回転することにより、図２５に示す電機子巻線を備えた固定子のモータ端子の線間u１―v１、v１―w１、w１―u１、u２―v２、v２―w２、w２―u２に発生する誘起電圧Ｅは、このブラスレスモータが磁極毎に対称構造を有する場合、次式（２５）で表される。
式（２５）に於いて、誘起電圧Ｅは、基本波成分と、ｋを「１」以上の整数として基本波成分の［２ｋ+１］次倍の周波数成分を持つ［２ｋ+１］次高調波成分と、の和で表される。又、Ｅ１ｐ、Ｅ(2k+1)ｐは各次数波形のピークを示し、θ(2k+1)eは夫々基本波成分と［２ｋ+１］次高調波成分との位相差を示している。 In the equation (25), the induced voltage E has a fundamental wave component and a [2k + 1] order harmonic having a frequency component of [2k + 1] order times the fundamental wave component, where k is an integer equal to or greater than “1”. It is expressed as the sum of the wave component. E 1p and E (2k + 1) p represent the peaks of the respective order waveforms, and θ (2k + 1) e represents the phase difference between the fundamental wave component and the [2k + 1] -order harmonic component, respectively. Yes.
ここで、誘起電圧ピーク値をＥｐとすると、誘起電圧ピーク値Ｅｐは、電圧印加器（図示せず）の各相間に外部から加わる電圧の時間軸上での最大値である。電圧印加器の相間の耐圧の最大値は、電圧印加器に使用されるスイッチング素子や回路素子などによって上限が決まっており、耐圧を超えると電圧印加器の故障を招く可能性があるため、誘起電圧ピーク値Ｅｐは、電圧印加器の相間の耐圧の最大値（上限電圧）を考慮すると、小さいことが望ましい。 Here, assuming that the induced voltage peak value is E p , the induced voltage peak value E p is the maximum value on the time axis of the voltage applied from the outside between the phases of the voltage applicator (not shown). The maximum value of the withstand voltage between the phases of the voltage applicator is determined by the switching elements and circuit elements used in the voltage applicator. If the withstand voltage is exceeded, the voltage applicator may be damaged. voltage peak value E p, considering the maximum value of the breakdown voltage between the phase voltage application device (upper limit voltage), smaller is desirable.
一方、ブラシレスモータのトルクＴは、次式（２６）のように表される。
ただし、ωはブラシレスモータの角速度である。
式（２６）に示すように、ブラシレスモータのトルクＴは、誘起電圧Ｅの基本波成分Ｅ1pに比例するため、誘起電圧ピーク値Ｅｐを抑えながらもトルクＴの値を向上するには、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する基本波ピーク値Ｅ1pの比率、［Ｅ1p／Ｅp］を向上させることが必要となる。
On the other hand, the torque T of the brushless motor is expressed by the following equation (26).
Where ω is the angular velocity of the brushless motor.
As shown in equation (26), the torque T of the brushless motor is proportional to the fundamental wave component E 1p of the induced voltage E, to be increased the value of the torque T while suppressing the induced voltage peak value E p is It is necessary to improve the ratio [E 1p / E p ] of the fundamental wave peak value E 1p to the induced voltage peak value E p .
図２８は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータの誘起電圧波形の１例を示す説明図である。誘起電圧Ｅは、図２８に示すように、基本波成分と５次高調波成分と他の高調波成分の和で表されるような台形波となる。このような誘起電圧Ｅは、次式（２７）のように表される。
ここで、Ｅ１ｐ、Ｅ5ｐは各次数波形のピーク値、Ｅotherは他の奇数次高調波成分の和、θ5eは５次高調波成分と基本波との位相差である。
FIG. 28 is an explanatory diagram showing an example of the induced voltage waveform of the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention. As shown in FIG. 28, the induced voltage E is a trapezoidal wave represented by the sum of the fundamental wave component, the fifth harmonic component, and other harmonic components. Such an induced voltage E is represented by the following equation (27).
Here, E 1p and E 5p are the peak values of each order waveform, E other is the sum of other odd-order harmonic components, and θ 5e is the phase difference between the fifth-order harmonic component and the fundamental wave.
次に、［Ｅ５p／Ｅ１ｐ］、即ち誘起電圧基本波に対する５次高調波割合である印加率、を変化させた場合の［Ｅ１ｐ／Ｅｐ］の変化について考える。５次高調波成分と基本波との位相差θ5eを１８０［ｄｅｇ］として［Ｅ５p／Ｅ１ｐ］を０〜１５［％］に設定した電圧が誘起されるとき、誘起電圧ピーク値Ｅｐに対する誘起電圧基本波ピーク値Ｅ１ｐの割合について説明する。図２９は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、誘起電圧ピーク値に対する誘起電圧基本波の割合を示す説明図であって、５次高調波成分と基本波との位相差θ5eを１８０［ｄｅｇ］として［Ｅ５p／Ｅ１ｐ］を０〜１５［％］に設定した電圧が誘起されるとき、誘起電圧ピーク値Ｅｐに対する誘起電圧基本波ピーク値Ｅ１ｐの割合の変化について示している。図２９に示すように、Ｅ５p／Ｅ１ｐを２〜１２［％］としたとき［Ｅ1p／Ｅp］が「１．０２」以上となり、約６［％］としたとき［Ｅ1p／Ｅp］が最大となることがわかる。 Next, the change of [E 1p / E p ] when [E 5p / E 1p ], that is, the application rate that is the ratio of the fifth harmonic to the induced voltage fundamental wave, is considered. When a voltage in which the phase difference θ 5e between the fifth harmonic component and the fundamental wave is 180 [deg] and [E 5p / E 1p ] is set to 0 to 15% is induced, the induced voltage peak value E p The ratio of the induced voltage fundamental wave peak value E1p with respect to will be described. FIG. 29 is an explanatory diagram showing the ratio of the induced voltage fundamental wave to the induced voltage peak value in the multi-winding motor according to Embodiment 6 of the present invention, where the order of the fifth harmonic component and the fundamental wave is shown. when phase difference theta 5e voltage set to [E 5p / E 1p] in 0-15%] as 180 [deg] is induced, the ratio of the induced voltage fundamental wave peak value E 1p for the induced voltage peak value E p It shows about changes. As shown in FIG. 29, when E 5p / E 1p is 2 to 12 [%], [E 1p / E p ] is equal to or greater than “1.02”, and when it is about 6 [%], [E 1p / It can be seen that E p ] is maximized.
次に、５次高調波成分と基本波との位相差θ5eを１４０［ｄｅｇ］〜２２０［ｄｅｇ］に設定したとき、Ｅ5p/Ｅ1pを０〜１５［％］の間で変化させたときの［Ｅ1p／Ｅp］の最大値について説明する。図３０は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、誘起電圧ピーク値に対する誘起電圧基本波ピーク値の割合を示す説明図であって、［Ｅ5p/Ｅ1p］を０〜１５［％］の間で変化させたときの［Ｅ1p／Ｅp］の最大値の変化について示している。図３０に示すように、θ5eを１５０［ｄｅｇ］〜２１０［ｄｅｇ］としたとき［Ｅ1p／Ｅp］が「１．０２」以上となり、５次高調波成分と基本波との位相差θ5eを１８０［ｄｅｇ］としたとき、［Ｅ1p／Ｅp］が最大となることがわかる。ただし、以上の検討では他の高調波成分の和ＥotherがＥ１ｐ、Ｅ５pにくらべて十分小さいと仮定している。 Next, when the phase difference θ 5e between the fifth harmonic component and the fundamental wave was set to 140 [deg] to 220 [deg], E 5p / E 1p was changed between 0 to 15 [%]. The maximum value of [E 1p / E p ] will be described. FIG. 30 is an explanatory diagram showing the ratio of the induced voltage peak value to the induced voltage peak value in the multi-winding motor according to Embodiment 6 of the present invention, where [E 5p / E 1p ] is set to 0. It shows the change of the maximum value of [E 1p / E p ] when it is changed between ˜15 [%]. As shown in FIG. 30, the θ 5e 150 [deg] ~210 [ deg] and the time [E 1p / E p] becomes "1.02" or more, the phase difference between the fifth-order harmonic component and the fundamental wave It can be seen that [E 1p / E p ] is maximized when θ 5e is 180 [deg]. However, in the above examination, it is assumed that the sum E other of other harmonic components is sufficiently smaller than E 1p and E 5p .
次に、この発明の実施の形態６に於いて、前述の図２７に示す永久磁石５０３の中心部の厚みｈ１と端部の厚みｈ２との比率［ｈ２／ｈ１］に対する誘起電圧の５次高調波成分のピークＥ5pと位相差θ5eの関係について説明する。即ち、図３１は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、永久磁石の中心部の厚みと端部の厚みとの比率に対する誘起電圧の５次高調波成分のピーク値と位相差の関係を示す説明図である。図３１に於いて、左側の縦軸は誘起電圧の基本波に対する５次高調波の印加率［％］、右側の縦軸は５次高調波成分と基本波との位相差［ｄｅｇ］、横軸は永久磁石の厚み比率［ｈ２／ｈ１］、を夫々示している。図３１に於いて、実線は、永久磁石の厚み比率［ｈ２／ｈ１］に対する誘起電圧の基本波に対する５次高調波の印加率［％］を示し、破線は、永久磁石の比率［ｈ２／ｈ１］の変化に対する５次高調波成分と基本波との位相差［ｄｅｇ］を示している。 Next, in the sixth embodiment of the present invention, the fifth harmonic of the induced voltage with respect to the ratio [h2 / h1] of the thickness h1 of the central portion and the thickness h2 of the end portion of the permanent magnet 503 shown in FIG. The relationship between the wave component peak E 5p and the phase difference θ 5e will be described. That is, FIG. 31 shows the peak value of the fifth harmonic component of the induced voltage with respect to the ratio between the thickness of the center portion and the thickness of the end portion of the permanent magnet in the multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention. It is explanatory drawing which shows the relationship of a phase difference. In FIG. 31, the vertical axis on the left side is the application rate [%] of the fifth harmonic relative to the fundamental wave of the induced voltage, the vertical axis on the right side is the phase difference [deg] between the fifth harmonic component and the fundamental wave, and the horizontal axis. Each axis represents the thickness ratio [h2 / h1] of the permanent magnet. In FIG. 31, the solid line indicates the application rate [%] of the fifth harmonic relative to the fundamental wave of the induced voltage with respect to the thickness ratio [h2 / h1] of the permanent magnet, and the broken line indicates the ratio [h2 / h1] of the permanent magnet. ] Shows the phase difference [deg] between the fifth-order harmonic component and the fundamental wave with respect to the change of [].
図３１に示すように、永久磁石の厚み比率［ｈ２／ｈ１］をほぼ「０．７」としたとき、誘起電圧の基本波に対する５次高調波の印加率［Ｅ５p／Ｅ１ｐ］が約６［％］、５次高調波成分と基本波との位相差θ5eが約１８０［ｄｅｇ］となり、図６から考えると永久磁石の厚み比率［ｈ２／ｈ１］をほぼ「０．７」としたとき、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する基本波ピーク値Ｅ1pの比率［Ｅ１ｐ／Ｅｐ］が最大となることがわかる。このことから、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する基本波ピーク値Ｅ1pの比率Ｅ１ｐ／Ｅｐを向上させるためには、ブラシレスモータについて、図２７に示す永久磁石５０３の厚み比率［ｈ２／ｈ１］をほぼ「０．７」に設定するのが望ましいといえる。 As shown in FIG. 31, when the thickness ratio [h2 / h1] of the permanent magnet is substantially “0.7”, the application rate [E 5p / E 1p ] of the fifth harmonic with respect to the fundamental wave of the induced voltage is about 6 [%], the phase difference θ 5e between the fifth harmonic component and the fundamental wave is about 180 [deg], and the thickness ratio [h2 / h1] of the permanent magnet is almost “0.7” in view of FIG. It can be seen that the ratio [E 1p / E p ] of the fundamental wave peak value E 1p to the induced voltage peak value E p is maximized. Therefore, in order to improve the ratio E 1p / E p of the fundamental wave peak value E 1p is the induced voltage peak value E p, the brushless motor, the thickness ratio [h2 / h1] of the permanent magnet 503 shown in FIG. 27 It can be said that it is desirable to set to approximately “0.7”.
又、前述の例は誘起電圧Ｅが前述の式（２７）に示すように基本波成分と５次高調波成分と他の次数成分の和で表される値が印加される場合について述べたが、次に、下記の式（２８）に示すように、基本波と５次高調波成分と７次高調波成分と他の高調波成分の和で表される場合について考える。
次に、（Ｅ５ｐ＋Ｅ７ｐ）／Ｅ１ｐ、即ち、誘起電圧基本波Ｅ１ｐに対する５次高調波印加率と７次高調波印加率の和を変えた場合の、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する基本波ピーク値の比率Ｅ1p／Ｅpの変化について考える。図３２は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、誘起電圧ピークに対する誘起電圧の基本波ピークの割合を示す説明図であって、５次高調波成分と基本波との位相差θ5e、及び７次高調波成分と基本波との位相差θ７eを１８０［ｄｅｇ］として、［（Ｅ５ｐ＋Ｅ７ｐ）／Ｅ１ｐ］を「０」〜「４０」［％］の範囲で変化させた場合の、誘起電圧ピーク値Ｅｐに対する基本波ピークＥ１ｐの割合Ｅ１ｐ／Ｅｐを示している。図３２から、（Ｅ５ｐ＋Ｅ７ｐ）／Ｅ１ｐを２［％］〜３６［％］とした場合に、Ｅ１ｐ／Ｅｐが「１．０２」以上となり、約１８［％］としたときＥ1p／Ｅpが最大となることがわかる。 Next, (E 5p + E 7p ) / E 1p , that is, the induced voltage peak value E p when the sum of the fifth harmonic application rate and the seventh harmonic application rate with respect to the induced voltage fundamental wave E 1p is changed. Consider the change in the ratio E 1p / E p of the fundamental peak value. FIG. 32 is an explanatory diagram showing the ratio of the fundamental wave peak of the induced voltage to the induced voltage peak in the multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention. The phase difference θ 5e and the phase difference θ 7e between the seventh harmonic component and the fundamental wave are set to 180 [deg], and [(E 5p + E 7p ) / E 1p ] is set to “0” to “40” [%]. The ratio E 1p / E p of the fundamental wave peak E 1p with respect to the induced voltage peak value E p when changed in the range is shown. From FIG. 32, when (E 5p + E 7p ) / E 1p is 2 [%] to 36 [%], E 1p / E p is “1.02” or more, and is about 18 [%]. It can be seen that E 1p / E p is maximized.
図３３は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、誘起電圧ピーク値に対する誘起電圧の基本波ピーク値の割合を示す説明図であって、５次高調波成分と基本波との位相差θ5eを１２０［ｄｅｇ］〜２４０［ｄｅｇ］に設定したときの、基本波ピークＥ１ｐに対する誘起電圧の５次高調波成分ピーク値Ｅ5ｐの割合Ｅ5p／Ｅ1pを「０」〜「４０」［％］の間で変化させたときの、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する誘起電圧の基本波ピーク値Ｅ1pの割合［Ｅ1p／Ｅp］を示している。 FIG. 33 is an explanatory diagram showing the ratio of the fundamental wave peak value of the induced voltage to the induced voltage peak value in the multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention. The ratio E 5p / E 1p of the fifth harmonic component peak value E 5p of the induced voltage with respect to the fundamental peak E 1p when the phase difference θ 5e with respect to is set to 120 [deg] to 240 [deg] is set to “0”. The ratio [E 1p / E p ] of the fundamental wave peak value E 1p of the induced voltage to the induced voltage peak value E p when changing between “40” and “40” [%].
図３３から、５次高調波成分と基本波との位相差θ5eを１２０［ｄｅｇ］〜２４０［ｄｅｇ］としたとき、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する誘起電圧の基本波ピーク値Ｅ1pの割合Ｅ1p／Ｅpが「１．０２」以上となり、５次高調波成分と基本波との位相差θ5eを１８０［ｄｅｇ］としたとき、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する誘起電圧の基本波ピーク値Ｅ1pの割合Ｅ1p／Ｅpが最大となることがわかる。この検討では、他の奇数次高調波成分の和ＥotherがＥ1p、Ｅ5p、Ｅ7pにくらべて十分小さいと仮定している。このような値になるように前述のｈ１、ｈ２を設定した場合についても上記と同様の効果を得ることが可能となる。 From Figure 33, when the phase difference theta 5e between the fifth harmonic component and the fundamental wave and the 120 [deg] ~240 [deg] , the ratio of the fundamental wave peak value E 1p of the induced voltage with respect to the induced voltage peak value E p When E 1p / E p is “1.02” or more and the phase difference θ 5e between the fifth harmonic component and the fundamental wave is 180 [deg], the fundamental wave peak of the induced voltage with respect to the induced voltage peak value E p It can be seen that the ratio E 1p / E p of the value E 1p is maximized. In this examination, it is assumed that the sum E other of other odd-order harmonic components is sufficiently smaller than E 1p , E 5p , and E 7p . Even when the above-described h1 and h2 are set so as to have such values, the same effect as described above can be obtained.
又、前述の説明では述べていないが、前述と同様の効果はブラシレスモータに他の奇数次高調波成分を印加した場合でも得ることができる。印加される高調波の次数の例としては、３次、９次、１１次、或いは１３次の高調波等がある。ただし、誘起電圧にｋを「１」以上の整数として［３（２ｋ−１）］次高調波成分を含む場合、３相Δ結線としたときに循環電流が発生するといった問題があるため、Ｙ結線とすることが望ましい。 Although not described in the above description, the same effect as described above can be obtained even when other odd-order harmonic components are applied to the brushless motor. Examples of the order of the applied harmonic include third-order, ninth-order, eleventh-order, or thirteenth-order harmonics. However, when the induced voltage includes an [3 (2k-1)]-order harmonic component where k is an integer equal to or greater than “1”, there is a problem that a circulating current is generated when the three-phase Δ connection is used. It is desirable to connect.
図３４は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータの第１の変形例に於ける、界磁極の構成を示す断面図である。図３４に示されるように、界磁極鉄心５０４が、第１の界磁極となる永久磁石５０３と、この永久磁石５０３からなる第１の界磁極とは極性が逆の第２の界磁極となる突起部５０５とを有し、第１の界磁極である永久磁石５０３と第２の界磁極である突起部５０５を、夫々界磁極鉄心５０４の周方向に等間隔に配置している
。このように構成されたブラシレスモータは、界磁極鉄心５０４が回転することによってモータの端子間に下記の式（２９）で表される誘起電圧Ｅを発生する。
界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０［ｄｅｇ］としたとき、電機子巻線のコイルピッチを１８０［ｄｅｇ］として、全節巻であるので、前式（２９）に於ける下記の式（３０）に示す偶数次項、
以上述べたこの実施の形態６（前述の第１の変形例を含む。以下同様）では、界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０°としたとき、電機子巻線のコイルピッチを１８０［ｄｅｇ］とした全節巻としたので、高調波の巻線係数が向上し、［ｈ２／ｈ１］を変化させた場合の誘起電圧５次高調波、及び７次高調波の印加率の変化量を向上させることを可能としている。しかしながら、固定子鉄心のティース（歯）に巻線を集中的に巻回する集中巻や、コイルピッチを１８０［ｄｅｇ］以外の値に設定した場合も上記と同様の効果が得られる。 In the sixth embodiment described above (including the above-described first modification example, the same applies hereinafter), when the angle of the N-pole and S-pole pairs in the field pole in the circumferential direction of the field pole is an electrical angle of 360 ° Since the armature winding has a full pitch winding with a coil pitch of 180 [deg], the winding factor of the harmonic is improved, and the induced voltage fifth harmonic when changing [h2 / h1], And the amount of change in the application rate of the seventh harmonic can be improved. However, the same effect as described above can be obtained even when concentrated winding is performed in which the winding is intensively wound around the teeth (teeth) of the stator core or when the coil pitch is set to a value other than 180 [deg].
次に、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於いて、単位トルクを発生させるために必要な磁石量について説明する。図３５は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、永久磁石の中心部の厚みと端部の厚みとの比率に対する単位トルクを発生させるために必要な磁石量を示す説明図であって、横軸は永久磁石５０３の中心部の厚みｈ１と端部の厚みｈ２との比率［ｈ２／ｈ１］を示し、縦軸は［磁石量／トルク］、つまり単位トルクを発生させるために必要な磁石量を夫々示している。ただし、図３５では、単位トルクを発生させるために必要な磁石量［磁石量／トルク］は、［ｈ２／ｈ１］が「１．０」のときの値で正規化している。 Next, the amount of magnets necessary for generating unit torque in the multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention will be described. FIG. 35 is a diagram illustrating the magnet quantity necessary for generating a unit torque with respect to the ratio between the thickness of the center portion and the thickness of the end portion of the permanent magnet in the multi-winding motor according to the sixth embodiment of the present invention. In the figure, the horizontal axis indicates the ratio [h2 / h1] between the thickness h1 of the central portion and the thickness h2 of the end portion of the permanent magnet 503, and the vertical axis indicates [magnet amount / torque], that is, a unit torque. This shows the amount of magnets necessary for this. However, in FIG. 35, the magnet amount [magnet amount / torque] necessary for generating the unit torque is normalized with the value when [h2 / h1] is “1.0”.
図３５から、［ｈ２／ｈ１］をおよそ「１．０」とした場合に単位トルク当たりの磁石量が最小となることがわかる。その理由としては、磁石の厚みｈ１がｈ２と等しくなると、電機子鉄心と界磁極鉄心の距離が相対的に近くなり、永久磁石５０３が配置されている部分の磁気抵抗が低下するため、誘起電圧が増加してモータトルクが向上するためである。従って、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減するためには、［ｈ２／ｈ１］をほぼ「１．０」と設定するのが望ましいといえる。 FIG. 35 shows that the amount of magnets per unit torque is minimized when [h2 / h1] is approximately “1.0”. The reason for this is that when the magnet thickness h1 is equal to h2, the distance between the armature core and the field pole core becomes relatively short, and the magnetoresistance of the portion where the permanent magnet 503 is disposed decreases, so that the induced voltage This increases the motor torque. Accordingly, it can be said that it is desirable to set [h2 / h1] to approximately “1.0” in order to reduce the amount of magnets necessary for generating the unit torque.
次に、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに発生するコギングトルクについて説明する。図３６は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、永久磁石の中心部の厚みと端部の厚みとの比率に対するコギングトルクの振幅を示す説明図であって、横軸は永久磁石５０３の中心部の厚みｈ１と端部の厚みｈ２との比率［ｈ２／ｈ１］を示し、縦軸はコギングトルクを示している。ただし、図３６のコギングトルクは、［ｈ２／ｈ１］が「１．０」のときの値で正規化して示している。 Next, the cogging torque generated in the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention will be described. FIG. 36 is an explanatory diagram showing the cogging torque amplitude with respect to the ratio between the thickness of the center portion and the thickness of the end portion of the permanent magnet in the multi-winding motor according to Embodiment 6 of the present invention. Indicates the ratio [h2 / h1] of the thickness h1 of the central portion and the thickness h2 of the end portion of the permanent magnet 503, and the vertical axis indicates the cogging torque. However, the cogging torque in FIG. 36 is shown normalized by a value when [h2 / h1] is “1.0”.
図３６から、［ｈ２／ｈ１］をほぼ「０．６５」とすれば、コギングトルクが最小となることがわかる。従って、ブラシレスモータに発生するコギングトルクを低減するには、［ｈ２／ｈ１］をほぼ「０．６５」に設定するのが望ましいといえる。 FIG. 36 shows that the cogging torque is minimized when [h2 / h1] is substantially “0.65”. Accordingly, in order to reduce the cogging torque generated in the brushless motor, it can be said that it is desirable to set [h2 / h1] to approximately “0.65”.
次に、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに発生するトルク脈動成分について説明する。図３７は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於ける、トルク脈動成分の振幅を示す説明図であって、横軸は永久磁石５０３の中心部の厚みｈ１と端部の厚みｈ２との比率［ｈ２／ｈ１］を示し、縦軸はトルク脈動成分の振幅を示している。ただし、図３７のトルク脈動成分は、［ｈ２／ｈ１］が「１．０」のときの値で正規化して示している。 Next, torque pulsation components generated in the multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention will be described. FIG. 37 is an explanatory view showing the amplitude of the torque pulsation component in the multi-winding motor according to Embodiment 6 of the present invention. The horizontal axis shows the thickness h1 of the central portion and the thickness of the end portion of the permanent magnet 503. The ratio [h2 / h1] with h2 is shown, and the vertical axis shows the amplitude of the torque pulsation component. However, the torque pulsation component in FIG. 37 is shown normalized by a value when [h2 / h1] is “1.0”.
この発明の実施の形態６による多重巻線モータは、第１及び第２の巻線組５０１１、５０１２が基本波成分に対して互いに３０［ｄｅｇ］の位相差を持ち、更に第２の巻線組５０１２に関しては、第１の巻線組５０１１に対して、基本波成分に対して電気角で３０［ｄｅｇ］の位相差を有する電圧指令のもと電流もしくは電圧が印加される。従って、ｍを「１」以上の整数として［６（２ｍ―１）±１］次の誘起電圧の高調波成分に起因する［６（２ｍ−１）］次のトルク脈動は、各巻線組で１８０［ｄｅｇ］の位相差となり、トルク脈動をキャンセルすることができる。 In the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention, the first and second winding sets 5011 and 5012 have a phase difference of 30 [deg] from the fundamental wave component, and the second winding Regarding the set 5012, a current or voltage is applied to the first winding set 5011 under a voltage command having a phase difference of 30 [deg] in electrical angle with respect to the fundamental wave component. Therefore, when m is an integer equal to or greater than “1”, the [6 (2m−1)] next torque pulsation caused by the harmonic component of the [6 (2m−1) ± 1] order induced voltage is The phase difference is 180 [deg], and the torque pulsation can be canceled.
図３８は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータに於いて、トルク脈動がキャンセルされることを示す説明図であって、横軸は位相［ｄｅｇ］、縦軸はトルク脈動を示している。図３８に於いて、実線は第１の巻線組５０１１印加される電流、電圧によって発生するトルク脈動、破線は第２の巻線組５０１２に印加される電流、電圧によって発生するトルク脈動を示している。図３８に示すように、第１の巻線組のトルク脈動と第２の巻線組のトルク脈動の位相は反転しており、相互の位相差はほぼ１８０［ｄｅｇ］となっている。 FIG. 38 is an explanatory view showing that torque pulsation is canceled in the multi-winding motor according to Embodiment 6 of the present invention, in which the horizontal axis indicates phase [deg] and the vertical axis indicates torque pulsation. ing. In FIG. 38, the solid line indicates the torque pulsation generated by the current and voltage applied to the first winding set 5011, and the broken line indicates the torque pulsation generated by the current and voltage applied to the second winding set 5012. ing. As shown in FIG. 38, the phase of the torque pulsation of the first winding set and the torque pulsation of the second winding set are reversed, and the phase difference between them is approximately 180 [deg].
このことから、この発明の実施の形態６による多重巻線モータでは、ｍを「１」以上の整数として［６(2ｍ−1)］次のトルク脈動がキャンセルされるため、前述の図３７は、ｍを「１」以上の整数として［６(2ｍ−1)］次のトルク脈動を除いたトルク脈動を示したグラフである。図３７から分かるように、［ｈ２／ｈ１］をほぼ「０．８」とすればトルク脈動成分が最小となることがわかる。 From this, in the multi-winding motor according to the sixth embodiment of the present invention, m is an integer equal to or larger than “1” and the next torque pulsation is canceled [6 (2m−1)]. , M is an integer greater than or equal to “1”, and [6 (2m−1)] is a graph showing torque pulsation excluding the next torque pulsation. As can be seen from FIG. 37, it can be seen that the torque pulsation component is minimized when [h2 / h1] is approximately "0.8".
従って、この発明の実施の形態６による多重巻線モータとしてのブラシレスモータに発生するｍを「１」以上の整数として［６(2ｍ−1)］次を除くトルク脈動成分を低減するには、［ｈ２／ｈ１］をほぼ「０．８」に設定するのが望ましいといえる。又、前述の説明は界磁極の永久磁石の［ｈ２／ｈ１］を変化させた場合について説明したが、誘起電圧の高調波成分としてmを「１」以上の整数として［６（２m―１）±１］次の誘起電圧の高調波成分のみを含むような形状とした場合は、トルク脈動をほぼ「０」にすることが可能となる。 Therefore, in order to reduce the torque pulsation component excluding [6 (2m−1)], where m is an integer greater than or equal to “1”, and m is generated in the brushless motor as the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention. It can be said that it is desirable to set [h2 / h1] to approximately “0.8”. In the above description, the [h2 / h1] of the permanent magnet of the field pole is changed. However, as a harmonic component of the induced voltage, m is an integer equal to or larger than “1” [6 (2m−1). ± 1] When the shape includes only the harmonic component of the next induced voltage, the torque pulsation can be made substantially “0”.
次に、この発明の実施の形態６による多重巻線モータの第２の変形例について説明する。図３９は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータの第２の変形例を示す説明図である。図３９に示すこの発明の実施の形態６による多重巻線モータの第２の変形例は、インセット型ＳＰＭ（Inset Surface Permanent Magnet;永久磁石埋め込み型／逆突極）の多重巻線モータであって、界磁極鉄心５０４の表面に形成された凹部５０４２に磁石貼り付け面５０４１を有し、この磁石貼り付け面５０４１に永久磁石５０３を接着剤等を用いて貼り付けた回転子を備えている。界磁極鉄心５０４は、永久磁石５０３間に永久磁石の貼り付け面５０４１よりも界磁極鉄心５０４の中心から電機子鉄心に向かう方向に突出している突起部５０５を備える構成となり、永久磁石５０３の中心の厚みがｈ１、永久磁石５０３の端部の厚みがｈ２となるように設定されている。この実施の形態６の第２の変形例に於いても前述と同様の理論が成立する。 Next, a second variation of the multiple winding motor according to Embodiment 6 of the present invention will be described. FIG. 39 is an explanatory diagram showing a second modification of the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention. A second modification of the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention shown in FIG. 39 is an inset type SPM (Inset Surface Permanent Magnet) type multiple winding motor. In addition, the concave portion 5042 formed on the surface of the field pole iron core 504 has a magnet attaching surface 5041, and a rotor in which a permanent magnet 503 is attached to the magnet attaching surface 5041 using an adhesive or the like is provided. . The field pole iron core 504 includes a protrusion 505 that protrudes in the direction from the center of the field pole iron core 504 toward the armature iron core from the permanent magnet attachment surface 5041 between the permanent magnets 503. Is set to be h1 and the thickness of the end of the permanent magnet 503 is set to be h2. In the second modification of the sixth embodiment, the same theory as described above holds.
ただし、界磁極がインダクタンスの突極性を有するためリラクタンストルクが発生する点が前述の実施の形態６及び前述の第１の変形例の場合とは異なる。図４０は、この発明の実施の形態６による多重巻線モータの第２の変形例に於ける、リラクタンストルクの大きさを示す説明図であって、［ｈ２／ｈ１］］を変化させたときのリラクタンストルクを示す。ただし、図４０のリラクタンストルクは、［ｈ２／ｈ１］が「１．０」のときの値で正規化したものである。図４０から、［ｈ２／ｈ１］を「１．０」とした場合にリラクタンストルクが最大となることがわかる。 However, the point that the reluctance torque is generated because the field pole has the saliency of the inductance is different from the case of the sixth embodiment and the first modification described above. FIG. 40 is an explanatory diagram showing the magnitude of the reluctance torque in the second modification of the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention, when [h2 / h1] is changed. The reluctance torque is shown. However, the reluctance torque in FIG. 40 is normalized by a value when [h2 / h1] is “1.0”. FIG. 40 shows that the reluctance torque is maximized when [h2 / h1] is set to “1.0”.
従って、図３９に示すこの発明の実施の形態６による多重巻線モータの第２の変形例としてのモータについて、リラクタンストルクを向上させるためには、［ｈ２／ｈ１］を「１．０」に設定するのが望ましいといえる。モータのトルクは永久磁石５０３によって発生するマグネットトルクと永久磁石５０３によらず発生するリラクタンストルクの和で表されるため、リラクタンストルクが向上すると単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。 Accordingly, in order to improve the reluctance torque of the motor as the second modification of the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention shown in FIG. 39, [h2 / h1] is set to “1.0”. It can be said that setting is desirable. The motor torque is expressed as the sum of the magnet torque generated by the permanent magnet 503 and the reluctance torque generated regardless of the permanent magnet 503. Therefore, when the reluctance torque is improved, the amount of magnet required to generate the unit torque is reduced. It becomes possible.
以上述べたように、この発明の実施の形態６（第１及び第２の変形例を含む）による多重巻線モータとしてのブラシレスモータは、永久磁石５０３の中心部の厚みｈ１と端部の厚みｈ２との比率［ｈ２／ｈ１］を適切に設定することにより、誘起電圧ピーク値Ｅpに対する誘起電圧の基本波ピーク値Ｅ1pの割合［Ｅ1p／Ｅp］を向上させて同じ誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上したり、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減したり、コギングトルクを低減したり、トルク脈動を低減したりすることができる。 As described above, the brushless motor as the multi-winding motor according to the sixth embodiment (including the first and second modifications) of the present invention has the thickness h1 at the center and the thickness at the end of the permanent magnet 503. By appropriately setting the ratio [h2 / h1] to h2, the ratio [E 1p / E p ] of the fundamental peak value E 1p of the induced voltage to the induced voltage peak value E p is improved, and the same induced voltage peak While suppressing the motor torque, the motor torque can be improved, the amount of magnets required to generate unit torque can be reduced, the cogging torque can be reduced, and the torque pulsation can be reduced.
又、この発明の実施の形態６に於ける第２の変形例の場合、図３９に示すように、界磁極鉄心５０４の表面に設けた凹部５０４２に磁石貼り付け面５０４１を有し、この磁石貼り付け面５０４１に永久磁石５０３が接着剤などを用いて貼り付けられており、界磁極鉄心５０４は、隣接する永久磁石５０３間に永久磁石５０３の貼り付け面５０４１よりも界磁極鉄心の中心から電機子鉄心に向かう方向に突出している突起部５０５を有しているモータについては、リラクタンストルクを向上でき、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。 In the case of the second modification of the sixth embodiment of the present invention, as shown in FIG. 39, a magnet attaching surface 5041 is provided in a recess 5042 provided on the surface of the field pole core 504, and this magnet A permanent magnet 503 is attached to the attachment surface 5041 using an adhesive or the like, and the field pole core 504 is located between the adjacent permanent magnets 503 from the center of the field pole core more than the attachment surface 5041 of the permanent magnet 503. For a motor having a protrusion 505 that protrudes in the direction toward the armature core, the reluctance torque can be improved, and the amount of magnets required to generate unit torque can be reduced.
ただし、前述のように、夫々の効果が顕著に現れる［ｈ２／ｈ１］の値は、夫々の効果毎に異なる。そこで、ブラシレスモータの性能を向上するには、望ましくは、［ｈ２／ｈ１］の値を前述の複数の効果を得るように選定して設定すれば、より効果的であることは言うまでもない。その一例として、［ｈ２／ｈ１］を「０．６５」〜「１．０」、或いは「０．６５」〜「０．８」、或いは「０．６５」〜「０．７」、或いは「０．７」〜「０．１」、或いは「０．７」〜「０．８」、或いは「０．８」〜「１．０」等に設定すれば、前述の効果のうちの複数の効果を両立することができる。 However, as described above, the value of [h2 / h1] in which each effect appears remarkably differs for each effect. In order to improve the performance of the brushless motor, it is needless to say that it is more effective to select and set the value of [h2 / h1] so as to obtain the above-described plurality of effects. As an example, [h2 / h1] is set to “0.65” to “1.0”, or “0.65” to “0.8”, or “0.65” to “0.7”, or “ If it is set to 0.7 ”to“ 0.1 ”, or“ 0.7 ”to“ 0.8 ”, or“ 0.8 ”to“ 1.0 ”, etc. Both effects can be achieved.
更に、この発明の実施の形態６（第１及び第２の変形例を含む）による多重巻線モータは、多重巻線モータの巻線組数と位相差について、２組で３０［ｄｅｇ］の場合について説明したが、その関係は、位相差が巻線組の組数の「１」を除いた約数で６０［ｄｅｇ］を除した値であればよい。例えば４組の場合に１５［ｄｅｇ］毎、若しくは２組毎に３０［ｄｅｇ］の位相差、つまり４つの巻線組の位相を０［ｄｅｇ］、０［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］、３０［ｄｅｇ］としてもよい。 Furthermore, the multiple winding motor according to the sixth embodiment of the present invention (including the first and second modifications) has 30 [deg] in two sets with respect to the number of winding sets and the phase difference of the multiple winding motor. Although the case has been described, the relationship may be a value obtained by dividing the phase difference by 60 [deg] by a divisor excluding “1” of the number of winding pairs. For example, in the case of 4 sets, the phase difference is 30 [deg] every 15 [deg] or every 2 sets, that is, the phases of the four winding sets are 0 [deg], 0 [deg], 30 [deg], 30 [Deg] may be used.
実施の形態７．
次に、この発明の実施の形態７による多重巻線モータについて説明する。図４１は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの一例を示す断面図、図４２は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータに於ける、界磁極の１極分の構成を示す断面図である。この実施の形態７による多重巻線モータは、ブラシレスモータとして構成されている。図４１、及び図４２に於いて、界磁極鉄心５０４の中心Ｏから界磁極鉄心５０４の最遠点の距離をＲｃ、界磁極鉄心５０４の外周部５０４２の中心をＯ1、この中心Ｏ1からの半径をＲｍしたとき、界磁極鉄心５０４の外周部５０４２は、大半の領域でほぼ半径Ｒｍの円弧状に沿っている。
Embodiment 7 FIG.
Next, a multiple winding motor according to Embodiment 7 of the present invention will be described. 41 is a cross-sectional view showing an example of a multiple winding motor according to Embodiment 7 of the present invention, and FIG. 42 is one pole of a field pole in the multiple winding motor according to Embodiment 7 of the present invention. It is sectional drawing which shows a structure. The multiple winding motor according to the seventh embodiment is configured as a brushless motor. 41 and 42, the distance from the center O of the field pole core 504 to the farthest point of the field pole core 504 is Rc, the center of the outer peripheral portion 5042 of the field pole core 504 is O1, and the radius from this center O1. Rm, the outer peripheral portion 5042 of the field pole iron core 504 is almost arcuate with a radius Rm in most regions.
８個の永久磁石５０３は、界磁極鉄心５０４の中心Ｏの周りに、４５［ｄｅｇ］の間隔で交互に逆極性となるように界磁極鉄心５０４に埋設されている。その他の構成は、実施の形態６と同様である。 The eight permanent magnets 503 are embedded in the field pole iron core 504 around the center O of the field pole iron core 504 so as to have opposite polarities alternately at intervals of 45 [deg]. Other configurations are the same as those of the sixth embodiment.
図４１及び図４２に示すブラシレスモータに於いて、界磁極鉄心５０４と永久磁石５０３を備えた界磁極が回転することによりモータの端子間に発生する誘起電圧Ｅは、モータが磁極毎に対称構造を有する場合、前述の式（２５）で表される。図４３は、この発明の実施の形態７に於ける、界磁極の形状に対する誘起電圧５次高調波成分のピークの関係を示す説明図であって、前述の距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］に対する、誘起電圧５次高調波成分のピークＥ5pと、５次高調波成分と基本波との位相差位相差θ5eの関係について示している。 In the brushless motor shown in FIGS. 41 and 42, the induced voltage E generated between the motor terminals when the field pole provided with the field pole core 504 and the permanent magnet 503 rotates is symmetrical for each pole. Is represented by the above formula (25). FIG. 43 is an explanatory diagram showing the relationship of the peak of the induced voltage fifth-order harmonic component with respect to the shape of the field pole in the seventh embodiment of the present invention. The ratio of the radius Rm to the distance Rc described above [Rm / Rc] shows the relationship between the peak E 5p of the induced voltage fifth harmonic component and the phase difference phase difference θ 5e between the fifth harmonic component and the fundamental wave.
ここで、前述の実施の形態６の場合と同様に誘起電圧ピーク値Ｅpに対する誘起電圧の基本波ピーク値Ｅ1pの割合［Ｅ1p／Ｅp］が向上するような、距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］について考えると、図４３から、［Ｒｍ／Ｒｃ］をほぼ「０．７」としたとき、［Ｅ５p／Ｅ１ｐ］が６［％］、θ5eが約１８０［ｄｅｇ］となり、［Ｅ1p／Ｅp］がほぼ最大となる。このことから、図４２に示すブラシレスモータの場合、［Ｒｍ／Ｒｃ］をほぼ「０．７」と設定すると、［Ｅ1p／Ｅp］を向上させることができることがわかる。 Here, the radius Rm with respect to the distance Rc is improved so that the ratio [E 1p / E p ] of the fundamental peak value E 1p of the induced voltage to the induced voltage peak value E p is improved as in the case of the sixth embodiment. When the ratio [Rm / Rc] is considered as [Rm / Rc] is almost “0.7”, [E 5p / E 1p ] is 6 [%] and θ 5e is about 180 [ deg], and [E 1p / E p ] is almost the maximum. From this, in the case of the brushless motor shown in FIG. 42, it is understood that [E 1p / E p ] can be improved by setting [Rm / Rc] to approximately “0.7”.
又、以上の説明では誘起電圧Ｅが前述の式（２５）のように基本波成分と５次高調波成分と他の次数成分の和で表される値が印加される場合について述べたが、前述の式（２８）のように基本波成分と５次高調波成分と７次成分と他の次数成分の和で表される場合についても、適切に［Ｒｍ／Ｒｃ］を設定すれば同様の議論が成立する。 In the above description, the case where the induced voltage E is applied with a value represented by the sum of the fundamental wave component, the fifth harmonic component, and other order components as in the above-described equation (25) is described. Even in the case where it is expressed by the sum of the fundamental wave component, the fifth harmonic component, the seventh component, and other order components as in the above equation (28), if [Rm / Rc] is appropriately set, the same The argument is valid.
又、上記と同様の効果は、ブラシレスモータに他の奇数次高調波成分を印加した場合も得ることができる。その場合、印加される次数の例としては、３次、９次、１１次、或いは１３次の高調波等がある。ただし、誘起電圧にｋを「１」以上の整数として［３（２ｋ−１）］次高調波成分を含む場合、３相Δ結線としたときに循環電流が発生するといった問題があるため、Ｙ結線とすることが望ましい。 The same effect as described above can also be obtained when other odd-order harmonic components are applied to the brushless motor. In that case, examples of applied orders include third-order, ninth-order, eleventh-order, or thirteenth-order harmonics. However, when the induced voltage includes an [3 (2k-1)]-order harmonic component where k is an integer equal to or greater than “1”, there is a problem that a circulating current is generated when the three-phase Δ connection is used. It is desirable to connect.
次に、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの変形例について説明する。図４４は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの変形例を示す説明図である。図４４に於いて、界磁極鉄心５０４は、外周面に所定の間隔で等間隔に配置された複数の突起部５０６１、５０６２を備えている（図４４ではその一部のみを示している）。複数の永久磁石５０３は、突起部５０６１の内部に埋設され、夫々の永久磁石５０３は、突極５０６１の外周面側が同一の所定の極性（Ｎ極又はＳ極）となるように埋設されている。つまり、界磁極鉄心５０４は、一つおきの突極に永久磁石５０３を埋設していることになる。 Next, a modification of the multiple winding motor according to the seventh embodiment of the present invention will be described. FIG. 44 is an explanatory view showing a modified example of the multiple winding motor according to the seventh embodiment of the present invention. In FIG. 44, the field pole iron core 504 includes a plurality of protrusions 5061 and 5062 arranged at equal intervals at a predetermined interval on the outer peripheral surface (only a part thereof is shown in FIG. 44). The plurality of permanent magnets 503 are embedded in the protrusions 5061, and each permanent magnet 503 is embedded so that the outer peripheral surface side of the salient pole 5061 has the same predetermined polarity (N pole or S pole). . That is, the field pole iron core 504 has the permanent magnets 503 embedded in every other salient pole.
永久磁石５０３を埋設している突極５０６１は第１の界磁極を構成し、永久磁石５０３を埋設していない突極５０６２は第２の界磁極を構成し、この第１の界磁極と第２の界磁極とは互いに逆極性となる。図４４に示されるブラシレスモータは、第１の界磁極をＮ極とすれば第２の界磁極はＳ極となるように構成されており、界磁極鉄心５０４が回転することによって、前述の図２５に示すモータの端子間に発生する誘起電圧Ｅは前述の式（２９）で表わされ、ペアである第１の界磁極と第２の界磁極が界磁極鉄心５０４の周方向に占める角度を電気角３６０［ｄｅｇ］としたとき、巻線のコイルピッチを１８０［ｄｅｇ］として全節巻とすることで、前述の式（３０）に於ける偶数次項を「０」とすることができる。従って、前述の実施の形態６の場合と同様の理論が成り立つ。 The salient pole 5061 in which the permanent magnet 503 is embedded constitutes a first field pole, and the salient pole 5062 in which no permanent magnet 503 is embedded constitutes a second field pole. The two field poles have opposite polarities. The brushless motor shown in FIG. 44 is configured such that if the first field pole is an N pole, the second field pole is an S pole. The induced voltage E generated between the motor terminals shown in FIG. 25 is expressed by the above-described equation (29), and the angle that the paired first field pole and second field pole occupy in the circumferential direction of the field pole core 504. Is an electrical angle of 360 [deg], and the coil pitch of the winding is 180 [deg], so that the entire number of turns is set, the even-order term in the above-described equation (30) can be set to “0”. . Therefore, the same theory as in the case of the sixth embodiment is established.
前述の実施の形態７及びその変形例では、第１及び第２の界磁極のＮ極とＳ極のペアの界磁極周方向に占める角度を電気角３６０［ｄｅｇ］としたとき、巻線のコイルピッチを１８０［ｄｅｇ］とした全節巻としたので、高調波の巻線係数が向上し、図４２に示す距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］を変化させた場合の誘起電圧の５次、７次高調波の印加率の変化量を向上させることを可能としている。しかしながら、ティースに巻線を集中的に巻回する集中巻や、コイルピッチを１８０［ｄｅｇ］以外の値に設定した場合も上記と同様の効果が得られる。 In the above-described seventh embodiment and its modification, when the angle of the N pole and S pole pair of the first and second field poles in the circumferential direction of the field pole is the electrical angle 360 [deg], the winding Since all-pitch winding with a coil pitch of 180 [deg] is adopted, the winding factor of harmonics is improved, and the induced voltage when the ratio [Rm / Rc] of the radius Rm to the distance Rc shown in FIG. 42 is changed. The amount of change in the application rate of the fifth and seventh harmonics can be improved. However, the same effect as described above can be obtained even when concentrated winding is performed in which the winding is wound around the teeth or when the coil pitch is set to a value other than 180 [deg].
次に、この発明の実施の形態７（その変形例を含む。以下同様）による多重巻線モータが単位トルクを発生させるために必要な磁石量について説明する。図４５は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの変形例に於ける、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を示す説明図であって、距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］を変化させたときに、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を示している。横軸は界磁極鉄心５０４の外形に関連する［Ｒｍ／Ｒｃ］を示し、縦軸は［トルク／磁石量］を示している。ただし、図４５の単位トルクを発生させるために必要な磁石量は、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「１．０」のときの値で正規化している。 Next, the amount of magnets required for the multi-winding motor according to Embodiment 7 of the present invention (including modifications thereof, the same applies hereinafter) to generate unit torque will be described. FIG. 45 is an explanatory diagram showing the amount of magnets necessary to generate unit torque in a modification of the multiple winding motor according to Embodiment 7 of the present invention, where the ratio of radius Rm to distance Rc [ Rm / Rc] shows the amount of magnets necessary to generate unit torque when [Rm / Rc] is changed. The horizontal axis represents [Rm / Rc] related to the outer shape of the field pole core 504, and the vertical axis represents [torque / magnet amount]. However, the magnet amount necessary for generating the unit torque in FIG. 45 is normalized with the value when [Rm / Rc] is “1.0”.
図４５に示すように、距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］を「１．０」とした場合に単位トルクあたりの磁石量が最小となることがわかる。その理由としては、半径Ｒｍ、つまり界磁極鉄心５０４の外周部の中心Ｏ1から界磁極の外周面までの距離Ｒｍが、界磁極鉄心５０４の中心Ｏからみた界磁極鉄心５０４の最遠点Ｒｃ（図４２参照）と等しくなると、電機子鉄心と界磁極鉄心の距離が相対的に近くなり、エアギャップの磁気抵抗が低下し、誘起電圧が増加してモータトルクが向上するためである。従って、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減するためには、［Ｒｍ／Ｒｃ］をほぼ「１．０」に設定するのが望ましいといえる。 As shown in FIG. 45, it can be seen that when the ratio of the radius Rm to the distance Rc [Rm / Rc] is set to “1.0”, the magnet amount per unit torque is minimized. The reason is that the radius Rm, that is, the distance Rm from the center O 1 of the outer peripheral portion of the field pole core 504 to the outer peripheral surface of the field pole core 504 is the farthest point Rc ( This is because the distance between the armature core and the field pole core becomes relatively short, the magnetic resistance of the air gap decreases, the induced voltage increases, and the motor torque is improved. Therefore, it can be said that it is desirable to set [Rm / Rc] to approximately “1.0” in order to reduce the amount of magnets required to generate the unit torque.
次に、距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］を変化させたときに、ブラシレスモータに発生するコギングトルクについて説明する。図４６は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの変形例に於ける、界磁極鉄心の形状に対するコギングトルクの振幅を示す説明図であって、横軸は界磁極鉄心５０４の外形に関連する［Ｒｍ／Ｒｃ］を示し、縦軸はコギングトルクを示している。ただし、図４６に示すコギングは、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「１．０」のときの値で正規化している。図４６から分かるように、［Ｒｍ／Ｒｃ］を「０．５」とすればコギングトルクがほぼ最小となることがわかる。従って、ブラシレスモータに発生するコギングトルクを低減するには［Ｒｍ／Ｒｃ］を「０．５」に設定するのが望ましいといえる。 Next, the cogging torque generated in the brushless motor when the ratio [Rm / Rc] of the radius Rm to the distance Rc is changed will be described. FIG. 46 is an explanatory diagram showing the amplitude of cogging torque with respect to the shape of the field pole core in a modification of the multiple winding motor according to the seventh embodiment of the present invention. The horizontal axis represents the outer shape of the field pole core 504. [Rm / Rc] related to, and the vertical axis represents the cogging torque. However, the cogging shown in FIG. 46 is normalized with a value when [Rm / Rc] is “1.0”. As can be seen from FIG. 46, when [Rm / Rc] is set to “0.5”, the cogging torque is almost minimized. Therefore, it can be said that it is desirable to set [Rm / Rc] to “0.5” in order to reduce the cogging torque generated in the brushless motor.
次に、距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］を変えたときに、ブラシレスモータに発生するトルク脈動成分の振幅について説明する。図４７は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの変形例に於ける、トルク脈動成分の振幅を示した説明図であって、横軸はロータ外形に関連する［Ｒｍ／Ｒｃ］を示し、縦軸はトルク脈動を示す。ただし、図４７に示すトルク脈動成分は、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「１．０」のときの値で正規化している。 Next, the amplitude of the torque pulsation component generated in the brushless motor when the ratio [Rm / Rc] of the radius Rm to the distance Rc is changed will be described. FIG. 47 is an explanatory diagram showing the amplitude of the torque pulsation component in a variation of the multiple winding motor according to Embodiment 7 of the present invention, and the horizontal axis is related to the rotor outer shape [Rm / Rc]. The vertical axis represents torque pulsation. However, the torque pulsation component shown in FIG. 47 is normalized with a value when [Rm / Rc] is “1.0”.
この発明の実施の形態７の変形例による多重巻線モータでは、多重巻線モータの２つの巻線組は基本波成分に対して３０［ｄｅｇ］の位相差を持ち、更に第２巻線組に関しては、第１の巻線組に対して、基本波成分に対して電気角で３０［ｄｅｇ］の位相差を有する電圧指令のもと電流もしくは電圧が印加される。従って、ｍを「１」以上の整数として［６（２ｍ―１）±１］次の誘起電圧の高調波成分に起因する［６（２ｍ−１）］次のトルク脈動は，各巻線組で１８０［ｄｅｇ］の位相差となり、トルク脈動をキャンセルすることができる。前述の図３８は、トルク脈動がキャンセルされることを説明した説明図であって、第１の巻線組及び第２の巻線組に夫々印加される電流、電圧によって発生する各巻線組のトルク脈動を示しており、第１の巻線組及び第２の巻線組のトルク脈動の位相が反転しており、ほぼ１８０［ｄｅｇ］となっていることがわかる。 In the multiple winding motor according to the modification of the seventh embodiment of the present invention, the two winding sets of the multiple winding motor have a phase difference of 30 [deg] with respect to the fundamental component, and the second winding set. With respect to, a current or voltage is applied to the first winding set under a voltage command having a phase difference of 30 [deg] in electrical angle with respect to the fundamental wave component. Therefore, when m is an integer equal to or greater than “1”, the [6 (2m−1)] th order torque pulsation caused by the harmonic component of the [6 (2m−1) ± 1] th order induced voltage is The phase difference is 180 [deg], and the torque pulsation can be canceled. FIG. 38 described above is an explanatory diagram for explaining that the torque pulsation is cancelled, in which each winding set generated by the current and voltage applied to the first winding set and the second winding set, respectively. The torque pulsation is shown, and it can be seen that the phase of the torque pulsation of the first winding group and the second winding group is inverted and is almost 180 [deg].
以上のことから、この発明の実施の形態７による多重巻線モータでは、ｍを「１」以上の整数として［６(2ｍ−1)］次のトルク脈動がキャンセルされるため、図４７のグラフはｍを「１」以上の整数として［６(2ｍ−1)］次のトルク脈動を除いたトルク脈動を示したグラフであることがわかる。 From the above, in the multi-winding motor according to the seventh embodiment of the present invention, m is an integer equal to or larger than “1”, and [6 (2m−1)] next torque pulsation is canceled. Is a graph showing torque pulsation excluding [6 (2m−1)] next torque pulsation, where m is an integer equal to or greater than “1”.
図４７から分かるように、［Ｒｍ／Ｒｃ］を「０．５」とすれば、トルク脈動成分が最小となることがわかる。従って、ブラシレスモータに発生するｍを「１」以上の整数として［６(2ｍ−1)］次を除くトルク脈動成分を低減するには［Ｒｍ／Ｒｃ］をほぼ「０．５」に設定するのが望ましいといえる。又、前述では界磁極鉄心５０４の［Ｒｍ／Ｒｃ］を変化させた場合について説明したが、誘起電圧の高調波成分としてmを「１」以上の整数として［６（２m―１）±１］次の誘起電圧の高調波成分のみを含むような形状とした場合は、トルク脈動をほぼ「０」にすることが可能となる。 As can be seen from FIG. 47, when [Rm / Rc] is set to “0.5”, the torque pulsation component is minimized. Therefore, in order to reduce the torque pulsation component except [6 (2m−1)], where m generated in the brushless motor is an integer equal to or greater than “1”, [Rm / Rc] is set to almost “0.5”. Is desirable. In the above description, the case of changing [Rm / Rc] of the field pole iron core 504 has been described. As a harmonic component of the induced voltage, m is an integer equal to or larger than “1” [6 (2m−1) ± 1]. When the shape includes only the harmonic component of the next induced voltage, the torque pulsation can be substantially “0”.
次に、距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］を変えたときに、ブラシレスモータに発生するリラクタンストルクについて説明する。図４８は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの変形例に於ける、リラクタンストルクの大きさを示す説明図であって、横軸はロータ外形に関連する［Ｒｍ／Ｒｃ］を示し、縦軸はリラクタンストルクを示す。ただし、図４８のリラクタンストルクは、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「１．０」のときの値で正規化している。 Next, reluctance torque generated in the brushless motor when the ratio [Rm / Rc] of the radius Rm to the distance Rc is changed will be described. FIG. 48 is an explanatory diagram showing the magnitude of reluctance torque in a modification of the multi-winding motor according to Embodiment 7 of the present invention, and the horizontal axis shows [Rm / Rc] related to the rotor outer shape. The vertical axis indicates the reluctance torque. However, the reluctance torque in FIG. 48 is normalized with a value when [Rm / Rc] is “1.0”.
図４８から、［Ｒｍ／Ｒｃ］を「１．０」とした場合にリラクタンストルクがほぼ最大となることがわかる。従って、リラクタンストルクを向上するためには、［Ｒｍ／Ｒｃ］を「１．０」に設定するのが望ましいといえる。モータのトルクは永久磁石によって発生するマグネットトルクと永久磁石によらず発生するリラクタンストルクの和で表されるため、リラクタンストルクが向上すると単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することが可能となる。 FIG. 48 shows that the reluctance torque is almost maximized when [Rm / Rc] is set to “1.0”. Therefore, in order to improve the reluctance torque, it can be said that it is desirable to set [Rm / Rc] to “1.0”. Since the motor torque is expressed as the sum of the magnet torque generated by the permanent magnet and the reluctance torque generated regardless of the permanent magnet, if the reluctance torque is improved, the amount of magnets required to generate the unit torque may be reduced. It becomes possible.
次に、距離Ｒｃに対する半径Ｒｍの比率［Ｒｍ／Ｒｃ］を変えたときに於けるブラシレスモータのｄ軸方向のインダクタンスＬｄについて説明する。図４９は、この発明の実施の形態７による多重巻線モータの変形例に於ける、インダクタンスのｄ軸成分の大きさを示す説明図であって、横軸はロータ外形に関連する［Ｒｍ／Ｒｃ］を示し、縦軸はインダクタンスＬｄを示す。ただし、図４９のインダクタンスＬｄは、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「１．０」のときの値で正規化している。 Next, the inductance Ld in the d-axis direction of the brushless motor when the ratio [Rm / Rc] of the radius Rm to the distance Rc is changed will be described. FIG. 49 is an explanatory diagram showing the magnitude of the d-axis component of the inductance in the modification of the multiple winding motor according to the seventh embodiment of the present invention, and the horizontal axis relates to the rotor outer shape [Rm / Rc], and the vertical axis represents the inductance Ld. However, the inductance Ld in FIG. 49 is normalized with a value when [Rm / Rc] is “1.0”.
図４９から、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「１．０」とした場合にインダクタンスのｄ軸成分が最大となることがわかる。一般的に、インダクタンスのｄ軸成分が向上すると、ｄ軸電流を通電したときに界磁極が回転することによってモータの端子間に発生する誘起電圧Ｅを打ち消す効果を大きくすることが可能となる。従って、モータに流れるトルクに寄与する電流を増加させて高回転領域のトルクを向上でき、モータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力が向上する。それ故に、ブラシレスモータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力向上のためには、インダクタンスは大きいことが望ましい。従って、インダクタンスＬｄを向上するためには、［Ｒｍ／Ｒｃ］を「１．０」に設定するのが望ましいといえる。 FIG. 49 shows that the d-axis component of the inductance is maximized when [Rm / Rc] is “1.0”. Generally, when the d-axis component of the inductance is improved, it is possible to increase the effect of canceling the induced voltage E generated between the motor terminals by rotating the field pole when the d-axis current is applied. Accordingly, the current that contributes to the torque flowing through the motor can be increased to improve the torque in the high rotation region, and the maximum rotation speed when the motor is driven without load and the output during high rotation are improved. For this reason, it is desirable that the inductance be large in order to improve the maximum rotational speed during no-load driving of the brushless motor and the output at high speed. Therefore, in order to improve the inductance Ld, it can be said that it is desirable to set [Rm / Rc] to “1.0”.
以上述べたこの発明による多重巻線モータは、以下の特徴を備えている。
（１１） 前述の（１）乃至（１０）のうちの何れかに記載のモータ駆動装置により駆動される多重巻線モータであって、巻線組間で位相差を持つ複数の巻線組毎に複数相の巻線を備えた電機子と、前記巻線に鎖交する磁束を発生し、前記電機子に対して相対的に移動する界磁極とを備え、前記巻線は、前記界磁極の前記移動により台形状の誘起電圧を発生し、前記位相差は、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する位相であることを特徴とする多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態６、図２４乃至４９に対応する。
このように構成したこの発明によれば、ｍを「１」以上の整数として［６（２ｍ―１）±１］次の誘起電圧の高調波成分に起因する［６（２ｍ−１）］次のトルク脈動を低減することができる。又、［Ｅ1p／Ｅp］を向上させて誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上させることができる。更に、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減できる。又、コギングトルクを低減することができる。
The multiple winding motor according to the present invention described above has the following features.
(11) A multi-winding motor driven by the motor driving device according to any one of (1) to (10) described above, and each of a plurality of winding sets having a phase difference between the winding sets. And a field pole that generates a magnetic flux interlinking with the winding and moves relative to the armature, and the winding includes the field pole. The multi-winding motor is characterized in that a trapezoidal induced voltage is generated by the movement of, and the phase difference is a phase that reduces torque ripple caused by the induced voltage.
The configuration of the present invention corresponds to the sixth embodiment and FIGS.
According to the present invention configured as described above, m is an integer greater than or equal to “1”, and the [6 (2m−1) ± 1] order induced harmonic component of the [6 (2m−1) ± 1] order induced voltage. Torque pulsation can be reduced. Further, it is possible to improve the motor torque while improving the [E 1p / E p ] to suppress the induced voltage peak. Furthermore, the amount of magnets required to generate unit torque can be reduced. Further, the cogging torque can be reduced.
（１２） 前記界磁極は、界磁極鉄心に固定された複数個の永久磁石により構成され、前記永久磁石は、中央部分の厚さをｈ１、端部の厚さをｈ２としたとき、［ｈ２／ｈ１］が「０．６５」〜「１．０」の範囲となるように構成されていることを特徴とする前記（１１）に記載の多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態６、図２７乃至３８に対応する。
このように構成したこの発明によれば、前記（１１）に記載の効果に加えて、［Ｅ1p／Ｅp］を向上させて誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上することができる。又、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することができる。更にコギングトルクを低減することができ、mを「１」以上の整数として［６（２ｍ−１）］次以外のトルク脈動を低減することができる。
(12) The field pole is composed of a plurality of permanent magnets fixed to the field pole iron core, and when the thickness of the central portion is h1 and the thickness of the end portion is h2, the h / H1] is configured to be in the range of “0.65” to “1.0”, the multiple winding motor according to (11) above.
The configuration of the present invention corresponds to the sixth embodiment and FIGS.
According to the present invention configured as described above, in addition to the effect described in the above (11), it is possible to improve the motor torque while improving the [E 1p / E p ] to suppress the induced voltage peak. Moreover, the amount of magnets required to generate unit torque can be reduced. Further, the cogging torque can be reduced, and m can be reduced to a torque pulsation other than [6 (2m−1)], where m is an integer equal to or greater than “1”.
（１３） 前記界磁極鉄心は、前記永久磁石を固定している部位の面よりも前記界磁極鉄心の中心から前記電機子に向かう方向に突出している突起部を、前記各永久磁石の相互間に備えていることを特徴とする前記（１２）に記載の多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態６、図３９乃至４０に対応する。
このように構成したこの発明によれば、前記（１２）に記載の効果に加えて、リラクタンストルクを向上でき、単位トルクを発生させるために必要な磁石量をさらに低減することができる。
(13) The field pole iron core has protrusions that protrude in a direction from the center of the field pole iron core toward the armature from the surface of the portion where the permanent magnet is fixed, between the permanent magnets. The multi-winding motor as set forth in (12), wherein
The configuration of the present invention corresponds to the sixth embodiment and FIGS.
According to this invention comprised in this way, in addition to the effect as described in said (12), a reluctance torque can be improved and the amount of magnets required in order to generate a unit torque can further be reduced.
（１４） 前記永久磁石により構成された界磁極は、所定の極性を有する第１の界磁極を形成し、前記突起部は、前記第１の界磁極の極性に対して逆の極性を有する第２の界磁極を形成し、前記第１の界磁極と前記第２の界磁極は、前記界磁極鉄心の周面に等間隔に交互に配置され、隣接する前記第１及び第２の界磁極からなる界磁極ペアが前記界磁極鉄心の周方向に占める角度を電気角３６０［ｄｅｇ］としたとき、前記巻線は、コイルピッチが電気角１８０［ｄｅｇ］となるように構成されていることを特徴とする前記（１３）に記載の多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態６、７、図２４から図４９に対応する。
このように構成したこの発明によれば、偶数次誘起電圧を低減することができ、［Ｅ 1p ／Ｅ p ］を向上させて同じ誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上することが
できる。又、偶数次誘起電圧に起因するコギング、リップルを低減することができる。
(14) The field pole formed of the permanent magnet forms a first field pole having a predetermined polarity, and the protrusion has a polarity opposite to the polarity of the first field pole. Two field poles are formed, and the first field pole and the second field pole are alternately arranged at equal intervals on the peripheral surface of the field pole iron core, and the adjacent first and second field poles When the electric angle 360 [deg] is the angle that the field pole pair consisting of occupies in the circumferential direction of the field pole iron core, the winding is configured such that the coil pitch is an electric angle 180 [deg]. The multi-winding motor according to (13), characterized in that
The configuration of the present invention corresponds to the sixth and seventh embodiments and FIGS.
According to the present invention configured as described above, the even-order induced voltage can be reduced, and [E 1p / E p ] can be improved to improve the motor torque while suppressing the same induced voltage peak.
it can. In addition, cogging and ripple due to even-order induced voltage can be reduced.
（１５） 前記複数個の永久磁石は、前記界磁極鉄心の内部に埋設され、前記界磁極鉄心は、その外周部がほぼ半径Ｒｍの円弧状に沿う形状に形成され、且つ前記界磁極鉄心の中心から最遠点の距離をＲｃとしたとき、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「０．５」〜「１．０」となるように形成されていることを特徴とする前記（１２）から（１４）のうちの何れか一つに記載の多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態７、図４１から図４９に対応する。
このように構成したこの発明によれば、［Ｅ 1p ／Ｅ p ］を向上させて誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上することができる。又、単位トルクを発生させるために必要な磁石量を低減することができ、更に、コギングトルクを低減することができる。又、ｍを「１」以上の整数として［６（２ｍ−１）］次以外のトルク脈動を低減することができる。更に、モータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力を向上することができる。
(15) The plurality of permanent magnets are embedded in the field pole iron core, the field pole iron core is formed in a shape along an arc shape having a substantially radius Rm, and the field pole iron core (12) to (14), wherein [Rm / Rc] is formed to be “0.5” to “1.0” when the distance from the center to the farthest point is Rc. The multi-winding motor according to any one of the above.
The configuration of the present invention corresponds to the seventh embodiment, FIG. 41 to FIG.
According to the present invention configured as described above, it is possible to improve the motor torque while improving the [E 1p / E p ] to suppress the induced voltage peak. In addition, the amount of magnets required to generate unit torque can be reduced, and further the cogging torque can be reduced. In addition, torque pulsations other than [6 (2m−1)] can be reduced by setting m to an integer equal to or greater than “1”. Furthermore, it is possible to improve the maximum number of rotations during no-load driving of the motor and the output during high rotations.
（１６） 前記誘起電圧は、前記誘起電圧の基本波ピーク値を誘起電圧ピーク値よりも大きくする所定の位相差条件及び振幅条件により、基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分及び基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分の少なくとも一方が、前記基本波成分に対して重畳された波形を有することを特徴とする前記（１１）乃至（１５）のうちの何れかに記載の多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態６、７、図２４乃至４９に対応する。
このように構成したこの発明によれば、極スロット数や位相差をうまく選べばmを「１」以上の整数として［６（２m―１）±１］次の誘起電圧の高調波成分に起因する［６（２ｍ−１）］次のトルク脈動がキャンセルされるため、誘起電圧に５、７次が含まれる場合、ｍ＝１としてトルク脈動をほぼ０とすることが可能となる。又、［Ｅ1p／Ｅp］を向上させて同じ誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上することができる。
(16) The induced voltage is a fifth-order harmonic having a frequency component that is five times the fundamental wave component due to a predetermined phase difference condition and amplitude condition that make the fundamental wave peak value of the induced voltage larger than the induced voltage peak value. (11) to (15), wherein at least one of the seventh harmonic component having a frequency component seven times the component and the fundamental wave component has a waveform superimposed on the fundamental wave component. A multi-winding motor according to any one of the above.
The configuration of the present invention corresponds to the sixth and seventh embodiments and FIGS.
According to the present invention configured as described above, if the number of pole slots and the phase difference are properly selected, m is an integer equal to or larger than “1” and is caused by the harmonic component of the induced voltage of [6 (2m−1) ± 1] order. Since the [6 (2m-1)] next torque pulsation is canceled, when the 5th and 7th orders are included in the induced voltage, m = 1 and the torque pulsation can be made substantially zero. Further, it is possible to improve the motor torque while suppressing the same induced voltage peak by improving [E 1p / E p ].
（１７） 前記誘起電圧は、５次高調波成分が含まれており、前記５次高調波成分は、高調波成分の１周期を電気角３６０［ｄｅｇ］とした場合に、前記誘起電圧の基本波に対して電気角１５０［ｄｅｇ］〜電気角２１０［ｄｅｇ］の位相差を有し、前記誘起電圧の前記基本波の振幅に対する前記５次高調波成分の振幅の割合は、２［％］〜１２［％］であることを特徴とする前記（１６）に記載の多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態６、７、図２８乃至３１に対応する。
このように構成したこの発明によれば、［Ｅ1p／Ｅp］を更に向上させて同じ誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上できる。
(17) The induced voltage includes a fifth-order harmonic component, and the fifth-order harmonic component is based on the fundamental of the induced voltage when one period of the harmonic component is an electrical angle of 360 [deg]. The phase difference of an electrical angle of 150 [deg] to an electrical angle of 210 [deg] with respect to the wave, and the ratio of the amplitude of the fifth harmonic component to the amplitude of the fundamental wave of the induced voltage is 2 [%] The multi-winding motor according to (16), characterized in that it is -12 [%].
The configuration of the present invention corresponds to the sixth and seventh embodiments and FIGS.
According to the present invention configured as described above, the motor torque can be improved while further improving [E 1p / E p ] to suppress the same induced voltage peak.
（１８） 前記誘起電圧は、５次高調波成分及び７次高調波成分が含まれており、前記５次高調波成分及び７次高調波成分は、高調波成分１周期を３６０［ｄｅｇ］とした場合に、前記電圧の基本波に対して１２０［ｄｅｇ］〜２４０［ｄｅｇ］の位相差を有し、前記電圧の基本波の振幅に対する前記５次高調波成分及び７次高調波成分の振幅の和の割合が２［％］〜３６［％］であることを特徴とする前記（１６）に記載の多重巻線モータ。
この発明の構成は、実施の形態６、７、図３２、３３に対応する。
このように構成したこの発明によれば、［Ｅ1p／Ｅp］を更に向上させて同じ誘起電圧ピークを抑えながらもモータトルクを向上できる。
(18) The induced voltage includes a fifth-order harmonic component and a seventh-order harmonic component, and the fifth-order harmonic component and the seventh-order harmonic component have a harmonic component period of 360 [deg]. The phase difference of 120 [deg] to 240 [deg] with respect to the fundamental wave of the voltage, and the amplitudes of the fifth and seventh harmonic components with respect to the amplitude of the fundamental wave of the voltage. The multi-winding motor according to (16), characterized in that the ratio of the sum of 2 to 36 [%].
The configuration of the present invention corresponds to the sixth and seventh embodiments and FIGS.
According to the present invention configured as described above, the motor torque can be improved while further improving [E 1p / E p ] to suppress the same induced voltage peak.
実施の形態８．
次に、前述の実施の形態１〜５のうちの何れかのモータ駆動装置、又は実施の形態６若しくは実施の形態７による多重巻線モータにより駆動される電動パワーステアリング装置について説明する。図５０は、この発明の実施の形態８による電動パワーステアリング装置を示す説明図である。
Embodiment 8 FIG.
Next, an electric power steering apparatus driven by any one of the above-described first to fifth embodiments or a multiple winding motor according to the sixth or seventh embodiment will be described. FIG. 50 is an explanatory diagram showing an electric power steering apparatus according to Embodiment 8 of the present invention.
図５０に於いて、電動パワーステアリング装置１０００は、車両のステアリング１００１を操作する運転者の操舵トルクを検出するトルク検出手段１００２と、このトルク検出手段１００２が検出した操舵トルクに対応して発生したアシストトルクをギア１００３を介して車両のステアリング系１００４に加えるモータ駆動装置１００５とを備える。モータ駆動装置１００５は、制御手段１００６と、この制御手段１００６により制御される電圧印加手段１００７と、この電圧印加手段１００７により付勢されるモータ１００８により構成されている。制御手段１００６及び電圧印加手段１００７は、前述の実施の形態１乃至５のうちの何れかに記載された制御装置及び電圧印加器により構成され、モータ１００８は、前述の実施の形態６、７に記載された多重巻線モータ及びその変形例の多重巻線モータであり得る。 In FIG. 50, the electric power steering apparatus 1000 is generated in response to the torque detection means 1002 for detecting the steering torque of the driver who operates the steering 1001 of the vehicle, and the steering torque detected by the torque detection means 1002. A motor driving device 1005 for applying assist torque to the steering system 1004 of the vehicle via a gear 1003. The motor driving device 1005 includes a control unit 1006, a voltage application unit 1007 controlled by the control unit 1006, and a motor 1008 energized by the voltage application unit 1007. The control unit 1006 and the voltage application unit 1007 are configured by the control device and the voltage applicator described in any of the first to fifth embodiments, and the motor 1008 is the same as that of the sixth and seventh embodiments. It can be the described multi-winding motor and its variants.
運転者は、前輪１００９の操舵を行うためにハンドル１００１を左右に回転操作する。このとき、トルク検出手段１００２は、ステアリング系１００４に加えられた運転者による操舵トルクを検出し、その検出トルクを制御手段１００６に出力する。制御手段１００６は、ステアリング系１００４に加えられた操舵トルクを補助するためのアシストトルクをモータ１００８が発生するように電圧指令を演算し、電圧印加手段１００７に出力する。電圧印加手段１００７は、制御手段１００６からの電圧指令に基づいてモータ１００８に電圧を印加する。モータ１００８は、運転者の操舵トルクを補助するアシストトルクを発生し、ギア１００３を介してステアリング系１００４に加える。 The driver rotates the handle 1001 left and right to steer the front wheels 1009. At this time, the torque detection unit 1002 detects the steering torque applied by the driver to the steering system 1004 and outputs the detected torque to the control unit 1006. The control unit 1006 calculates a voltage command so that the motor 1008 generates an assist torque for assisting the steering torque applied to the steering system 1004, and outputs the voltage command to the voltage application unit 1007. The voltage application unit 1007 applies a voltage to the motor 1008 based on a voltage command from the control unit 1006. The motor 1008 generates assist torque that assists the steering torque of the driver and applies it to the steering system 1004 via the gear 1003.
このように、実施の形態１〜５に記載したモータ駆動装置のうちの何れか、又は実施の形態５、６に記載した多重巻線モータ及びそれらの変形例のうちの何れかを備えた電動パワーステアリング装置では、モータ１００８のトルク脈動が低減するので、ハンドル１００１を操舵したときに感じる脈動を小さくして運転者の操舵フィーリングを向上させたり、操舵中の音を小さくしたりすることができる。 As described above, any one of the motor driving devices described in the first to fifth embodiments, or the electric motor including any one of the multiple winding motors described in the fifth and sixth embodiments and their modifications. In the power steering device, the torque pulsation of the motor 1008 is reduced, so that the pulsation felt when the steering wheel 1001 is steered can be reduced to improve the steering feeling of the driver, or the sound during steering can be reduced. it can.
又、電圧印加器１００７について、モータ１００８から印加される誘起電圧に対する耐圧を低くした設計を行うことができるので、電圧印加器１００７を小型化、軽量化でき、電動パワーステアリング装置１０００を小型化、軽量化することができる。更に、モータ駆動装置１００５の出力が向上し、かつ単位トルク当たりの磁石量を削減できるので、電動パワーステアリング装置１０００を小型化、軽量化できたり、端当て操舵時などに必要な定格トルクを向上することができる。 Further, since the voltage applicator 1007 can be designed with a low withstand voltage against the induced voltage applied from the motor 1008, the voltage applicator 1007 can be reduced in size and weight, and the electric power steering apparatus 1000 can be reduced in size. The weight can be reduced. Furthermore, since the output of the motor drive device 1005 is improved and the amount of magnets per unit torque can be reduced, the electric power steering device 1000 can be reduced in size and weight, and the rated torque necessary for end-to-end steering can be improved. can do.
以上述べたこの発明による電動パワーステアリング装置は、以下の特徴を備えている。（１９） 前記（１）乃至（１０）のうちの何れか一項に記載のモータ駆動装置、又は前記（１１）乃至（１８）のうちの何れかに記載の多重巻線モータを備え、前記多重巻線モータにより、車両の運転者による操舵トルクに対応したアシストトルクを発生し、前記発生したアシストトルクを前記車両のステアリング系に加えるようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
この発明の構成は、実施の形態８、図５０に対応する。
このように構成したこの発明によれば、モータのトルク脈動を低減してドライバーの操舵フィーリングを向上できる。又、電動パワーステアリング装置の操舵中の音を小さくできる。更に、電圧印加器について、モータから誘起される電圧に対する耐圧を低くした設計を行うことができるので、電圧印加器を小型化、軽量化でき、電動パワーステアリングを小型化、軽量化できる。又、モータの無負荷駆動時の最大回転数や高回転時の出力が向上し、かつ単位トルク当たりの磁石量が削減できるので、電動パワーステアリングを小型
化、軽量化でき、電動パワーステアリングが搭載された車両を小型化、軽量化できる。更に、端当て操舵時などに必要な定格トルクを向上できる。
The electric power steering apparatus according to the present invention described above has the following features. (19) The motor driving device according to any one of (1) to (10) or the multiple winding motor according to any one of (11) to (18), An electric power steering apparatus characterized in that an assist torque corresponding to a steering torque by a vehicle driver is generated by a multi-winding motor, and the generated assist torque is applied to a steering system of the vehicle.
The configuration of the present invention corresponds to Embodiment 8 and FIG.
According to the present invention configured as described above, the torque pulsation of the motor can be reduced to improve the steering feeling of the driver. In addition, the noise during steering of the electric power steering device can be reduced. Furthermore, since the voltage applicator can be designed with a low withstand voltage against the voltage induced from the motor, the voltage applicator can be reduced in size and weight, and the electric power steering can be reduced in size and weight. In addition, the maximum number of revolutions during no-load driving of the motor and the output at high revolutions are improved, and the amount of magnets per unit torque can be reduced, so the electric power steering can be reduced in size and weight, and the electric power steering is installed. This makes it possible to reduce the size and weight of the vehicle. Furthermore, the rated torque required at the time of end-contact steering can be improved.
尚、この発明は、その発明の範囲内に於いて、各実施の形態を自由に組み合わせたり、各実施の形態を適宜、変形、省略することが可能である。 It should be noted that within the scope of the present invention, the embodiments can be freely combined, or the embodiments can be appropriately modified or omitted.
１、３０１ 多重巻線モータ、 ２、３０２、４０２ 電圧印加手段、
３、３０３、４０３、５０３ 制御手段、 ３０５ 電流検出手段、
１１、３１１、５０１１ 第１の巻線組、 １２、３１２、５０１２ 第２の巻線組、１３ 第３の巻線組、１４ 第４の巻線組、 ２１、３２１、４２１ 第１の電圧印加器、２２、３２２、４２２ 第２の電圧印加器、 ２３ 第３の電圧印加器、２４ 第４の電圧印加器、 ３１ 電圧振幅指令演算器、 ３２ 積分器、３３ 電圧指令制限器（Ａ）、 ３４ 第１の三相電圧指令演算器、
３５ 第２の三相電圧指令演算器、 ３６ 第３の三相電圧指令演算器、
３７ 第４の三相電圧指令演算器、 ３８、３４４ 第１の三次高調波重畳器、
３９、３４５ 第２の三次高調波重畳器、 ４０ 第３の三次高調波重畳器、
４１ 第４の三次高調波重畳器、 ４２ 第１の電圧指令制限器（Ｂ）、
４３ 第２の電圧指令制限器（Ｂ）、 ４４ 第３の電圧指令制限器（Ｂ）、
４５ 第４の電圧指令制限器（Ｂ）、 ３３１ 電流指令演算器、
３３４ 第１の座標変換器（Ａ）、 ３３５ 第２の座標変換器（Ａ）、
３３６ 第１の電流制限器（Ａ）、 ３３７ 第２の電流制御器（Ａ）、
３３８ 第１の座標変換器（Ｂ）、 ３３９ 第２の座標変換器（Ｂ）、
３４２ 第１の高調波演算器（Ａ）、 ３４３ 第２の高調波演算器、
３４０ 第１の二相・三相変換器、 ３４１ 第２の二相・三相変換器、
３３２ 第１の三相・二相変換器、 ３３３ 第２の三相・二相変換器、
３４４ 第１の三次高調波重畳器、 ３４５ 第２の三次高調波重畳器、
４３１ 第１の高調波演算器（Ｂ）、 ４３２ 第２の高調波演算器（Ｂ）、
５０１ 電機子巻線、 ５０２ 電機子鉄心、５０３ 永久磁石、 ５０４ 界磁鉄心、５０５、５０６１、５０６２ 突起部、 ５３１ 第１の座標変換器（Ｃ）、５３２ 第２の座標変換器（Ｃ）、 ５３３ 第３の電流制御器（Ａ）、５３４ 第４の電流制御器（Ａ）、 ５３５ 第１の座標変換器（Ｄ）、５３６ 第２の座標変換器（Ｄ）、 ５３７ 第１の高調波演算器（Ｃ）、５３８ 第２の高調波演算器（Ｃ）、 １０００ 電動パワーステアリング装置、１００１ ハンドル、 １００２ トルク検出手段、 １００３ ギア、１００４ ステアリング系、 １００５ モータ駆動装置、 １００６ 制御手段、１００７ 弾圧印加手段、 １００８ モータ、 １００９ 前輪。
1, 301 multiple winding motor, 2, 302, 402 voltage applying means,
3, 303, 403, 503 control means, 305 current detection means,
11, 311, 5011 1st winding set, 12, 312, 5012 2nd winding set, 13 3rd winding set, 14 4th winding set, 21, 321, 421 1st voltage application , 22, 322, 422 second voltage applicator, 23 third voltage applicator, 24 fourth voltage applicator, 31 voltage amplitude command calculator, 32 integrator, 33 voltage command limiter (A), 34 First three-phase voltage command calculator,
35 second three-phase voltage command calculator, 36 third three-phase voltage command calculator,
37 fourth three-phase voltage command calculator 38, 344 first third harmonic superimposer,
39, 345 second third harmonic superimposer, 40 third third harmonic superimposer,
41 4th third harmonic superimposer, 42 1st voltage command limiter (B),
43 second voltage command limiter (B), 44 third voltage command limiter (B),
45 Fourth voltage command limiter (B), 331 Current command calculator,
334 first coordinate converter (A), 335 second coordinate converter (A),
336 first current limiter (A), 337 second current controller (A),
338 First coordinate converter (B), 339 Second coordinate converter (B),
342 first harmonic calculator (A), 343 second harmonic calculator,
340 first two-phase / three-phase converter, 341 second two-phase / three-phase converter,
332 first three-phase to two-phase converter, 333 second three-phase to two-phase converter,
344 first third harmonic superimposer, 345 second third harmonic superimposer,
431 First harmonic calculator (B), 432 Second harmonic calculator (B),
501 Armature winding, 502 Armature iron core, 503 Permanent magnet, 504 Field iron core, 505, 5061, 5062 Protrusion, 531 First coordinate converter (C), 532 Second coordinate converter (C), 533 third current controller (A), 534 fourth current controller (A), 535 first coordinate converter (D), 536 second coordinate converter (D), 537 first harmonic Calculator (C), 538 Second harmonic calculator (C), 1000 Electric power steering device, 1001 Handle, 1002 Torque detection means, 1003 Gear, 1004 Steering system, 1005 Motor drive device, 1006 Control means, 1007 Pressure Application means, 1008 motor, 1009 front wheel.
Claims (19)
前記複数の巻線組に対する電圧指令を前記位相差に基づいて演算する制御手段と、
前記電圧指令に基づいて前記複数の巻線組に電圧を印加する電圧印加手段と、
を備え、
前記制御手段は、前記多重巻線モータの電圧と電流とのうちの少なくとも一方が、基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分と前記基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分との振幅の和が前記基本波成分に対して所定の割合以下となる台形状の波形となるように、前記電圧指令を演算し、
前記位相差は、前記台形状の波形の電圧又は電流により生じるトルクリップルを低減する位相である、
ことを特徴とするモータ駆動装置。 A motor driving device for driving a multi-winding motor having a plurality of windings for each of a plurality of windings having a phase difference between windings,
Control means for calculating a voltage command for the plurality of winding sets based on the phase difference;
Voltage application means for applying a voltage to the plurality of winding sets based on the voltage command;
With
The control means is configured such that at least one of the voltage and current of the multi-winding motor has a fifth harmonic component having a frequency component five times the fundamental wave component and a frequency component seven times the fundamental wave component. The voltage command is calculated so that the sum of the amplitude of the seventh harmonic component has a trapezoidal waveform with a predetermined ratio or less with respect to the fundamental component,
The phase difference is a phase that reduces torque ripple caused by the voltage or current of the trapezoidal waveform.
The motor drive device characterized by the above-mentioned.
ことを特徴とする請求項１に記載のモータ駆動装置。 The predetermined ratio is 8 [%].
The motor driving apparatus according to claim 1.
ことを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。 The trapezoidal waveform includes a fifth-order harmonic component having a frequency component five times the sinusoidal fundamental component and a seventh-order harmonic component having a frequency component seven times the fundamental component. At least one is calculated to be superimposed on the sinusoidal fundamental wave component,
The motor drive device according to claim 1 or 2, wherein
ことを特徴とする請求項１、２、４のうちの何れか一項に記載のモータ駆動装置。 In the trapezoidal waveform, the sum of the amplitudes of the 11th harmonic component having 11 times the frequency component of the sine wave fundamental wave component and the 13th harmonic component having the frequency component 13 times that of the sine wave component is relative to the fundamental wave component. About 2% or less,
The motor driving device according to claim 1, wherein the motor driving device is a motor driving device.
ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。 The trapezoidal waveform has a fifth harmonic component having a frequency of 5 times and a phase of approximately 180 [deg] with respect to a sine wave fundamental wave component, and a frequency of 7 times and a phase of approximately 180 [deg]. Calculate by superimposing the 7th harmonic component
The motor driving device according to claim 3.
ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。 The trapezoidal waveform is calculated by superimposing a fifth-order harmonic component having a frequency five times and a phase of approximately 180 [deg] with respect to a sine wave-shaped fundamental wave component,
The motor driving device according to claim 3.
ことを特徴とする請求項３に記載のモータ駆動装置。 The trapezoidal waveform is calculated by superimposing a 7th harmonic component having a frequency 7 times and a phase of approximately 0 [deg] with respect to a sinusoidal fundamental wave component,
The motor driving device according to claim 3.
ことを特徴とする請求項１から８のうちの何れか一項に記載のモータ駆動装置。 The phase difference is a value obtained by dividing 60 [deg] by a divisor excluding 1 of the number of winding pairs.
The motor drive device according to any one of claims 1 to 8, characterized in that.
前記制御手段は、前記モータ電流に基づいて、モータの電圧又は電流の基本波成分に対して（６ｎ±１）倍（ｎは自然数）の周波数で回転する回転座標上に於いて電流制御演算を行なって前記電圧指令を演算する、
ことを特徴とする請求項１から９のうちの何れか一項に記載のモータ駆動装置。 Comprising current detection means for detecting the motor current of the multiple winding motor;
Based on the motor current, the control means performs a current control calculation on a rotating coordinate rotating at a frequency of (6n ± 1) times (n is a natural number) with respect to the fundamental voltage component of the motor voltage or current. To calculate the voltage command,
The motor drive device according to any one of claims 1 9, characterized in that.
巻線組間で位相差を持つ複数の巻線組毎に複数相の巻線を備えた電機子と、
前記巻線に鎖交する磁束を発生し、前記電機子に対して相対的に移動する界磁極と、
を備え、
前記巻線は、前記界磁極の前記移動により台形状の誘起電圧を発生し、
前記位相差は、前記誘起電圧によって生じるトルクリップルを低減する位相である、
ことを特徴とする多重巻線モータ。 A multi-winding motor driven by the motor driving device according to any one of claims 1 to 10,
An armature including a plurality of windings for each of a plurality of winding sets having a phase difference between the winding sets;
A magnetic field that generates a magnetic flux interlinking with the winding, and moves relative to the armature; and
With
The winding generates a trapezoidal induced voltage by the movement of the field pole,
The phase difference is a phase that reduces torque ripple caused by the induced voltage.
A multi-winding motor characterized by that.
前記永久磁石は、中央部分の厚さをｈ１、端部の厚さをｈ２としたとき、［ｈ２／ｈ１］が「０．６５」〜「１．０」の範囲となるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１１に記載の多重巻線モータ。 The field pole is composed of a plurality of permanent magnets fixed to the field pole iron core,
The permanent magnet is configured such that [h2 / h1] is in the range of “0.65” to “1.0”, where h1 is the thickness of the central portion and h2 is the thickness of the end portion. Yes,
The multi-winding motor according to claim 11.
ことを特徴とする請求項１２に記載の多重巻線モータ。 The field pole iron core includes a protrusion between the permanent magnets that protrudes in a direction from the center of the field pole iron core toward the armature rather than the surface of the portion where the permanent magnet is fixed. Yes,
The multi-winding motor according to claim 12.
前記突起部は、前記第１の界磁極の極性に対して逆の極性を有する第２の界磁極を形成し、
前記第１の界磁極と前記第２の界磁極は、前記界磁極鉄心の周面に等間隔に交互に配置され、
隣接する前記第１及び第２の界磁極からなる界磁極ペアが前記界磁極鉄心の周方向に占める角度を電気角３６０［ｄｅｇ］としたとき、前記巻線は、コイルピッチが電気角１８０［ｄｅｇ］となるように構成されている、
ことを特徴とする請求項１３に記載の多重巻線モータ。 The field pole composed of the permanent magnet forms a first field pole having a predetermined polarity,
The protrusion forms a second field pole having a polarity opposite to the polarity of the first field pole;
The first field pole and the second field pole are alternately arranged at equal intervals on the peripheral surface of the field pole iron core,
When the angle of the field pole pair composed of the adjacent first and second field poles in the circumferential direction of the field pole core is an electrical angle of 360 [deg], the winding has a coil pitch of an electrical angle of 180 [ deg],
The multi-winding motor according to claim 13 .
前記界磁極鉄心は、その外周部がほぼ半径Ｒｍの円弧状に沿う形状に形成され、且つ前記界磁極鉄心の中心から最遠点の距離をＲｃとしたとき、［Ｒｍ／Ｒｃ］が「０．５」〜「１．０」となるように形成されている、
ことを特徴とする請求項１２から１４のうちの何れか一項に記載の多重巻線モータ。 The plurality of permanent magnets are embedded in the field pole core,
The outer periphery of the field pole core is formed in an arc shape having a radius of approximately Rm, and when the distance from the center of the field pole core to the farthest point is Rc, [Rm / Rc] is “0”. .5 "to" 1.0 ",
The multi-winding motor according to claim 12 , wherein the multi-winding motor is provided.
前記誘起電圧の基本波ピーク値を誘起電圧ピーク値よりも大きくする所定の位相差条件及び振幅条件により、基本波成分の５倍の周波数成分を持つ５次高調波成分及び基本波成分の７倍の周波数成分を持つ７次高調波成分の少なくとも一方が、前記基本波成分に対して重畳された波形を有する、
ことを特徴とする請求項１１から１５のうちの何れか一項に記載の多重巻線モータ。 The induced voltage is
By a predetermined phase difference condition and amplitude condition that make the fundamental wave peak value of the induced voltage larger than the induced voltage peak value, a fifth harmonic component having a frequency component five times the fundamental wave component and seven times the fundamental wave component At least one of the seventh-order harmonic components having a frequency component of has a waveform superimposed on the fundamental component,
Multiple-winding motor according to any one of claims 11 to 15, characterized in that.
前記５次高調波成分は、高調波成分の１周期を電気角３６０［ｄｅｇ］とした場合に、前記誘起電圧の基本波に対して電気角１５０［ｄｅｇ］〜電気角２１０［ｄｅｇ］の位相差を有し、
前記誘起電圧の前記基本波の振幅に対する前記５次高調波成分の振幅の割合は、２［％］〜１２［％］である、
ことを特徴とする請求項１６に記載の多重巻線モータ。 The induced voltage includes a fifth harmonic component,
The fifth-order harmonic component has an electrical angle of 150 [deg] to 210 [deg] with respect to the fundamental wave of the induced voltage when one period of the harmonic component is an electrical angle of 360 [deg]. Have a phase difference,
The ratio of the amplitude of the fifth harmonic component to the amplitude of the fundamental wave of the induced voltage is 2 [%] to 12 [%].
The multi-winding motor according to claim 16.
前記５次高調波成分及び７次高調波成分は、高調波成分１周期を３６０［ｄｅｇ］とした場合に、前記電圧の基本波に対して１２０［ｄｅｇ］〜２４０［ｄｅｇ］の位相差を有し、前記電圧の基本波の振幅に対する前記５次高調波成分及び７次高調波成分の振幅の和の割合が２［％］〜３６［％］である、
ことを特徴とする請求項１６に記載の多重巻線モータ。 The induced voltage includes a fifth harmonic component and a seventh harmonic component,
The fifth harmonic component and the seventh harmonic component have a phase difference of 120 [deg] to 240 [deg] with respect to the fundamental wave of the voltage when one period of the harmonic component is 360 [deg]. And the ratio of the sum of the amplitudes of the fifth harmonic component and the seventh harmonic component to the amplitude of the fundamental wave of the voltage is 2 [%] to 36 [%].
The multi-winding motor according to claim 16.
前記多重巻線モータにより、車両の運転者による操舵トルクに対応したアシストトルクを発生し、
前記発生したアシストトルクを前記車両のステアリング系に加える、
ようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。 A motor drive device according to any one of claims 1 to 10, or a multiple winding motor according to any one of claims 11 to 18,
The multi-winding motor generates an assist torque corresponding to the steering torque by the vehicle driver,
Applying the generated assist torque to the steering system of the vehicle;
An electric power steering apparatus characterized by being configured as described above.
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