JP5920870B2 - Laser power supply - Google Patents

Description

本発明は、レーザ発振用の励起ランプに電力を供給するレーザ電源装置に関する。   The present invention relates to a laser power supply apparatus that supplies power to an excitation lamp for laser oscillation.

レーザ加工に用いられているＹＡＧレーザ等の固体レーザ装置は、励起ランプを点灯させて、その光エネルギーによりＹＡＧロッド等の固体レーザ媒体を励起してレーザ発振を起こすようにしている。   A solid-state laser device such as a YAG laser used for laser processing turns on an excitation lamp and excites a solid-state laser medium such as a YAG rod by the light energy to cause laser oscillation.

このようなレーザ装置で用いられる電源装置は、一般に、商用周波数の交流を整流して直流に変換する整流回路と、この整流回路からの直流電力を蓄えるコンデンサと、このコンデンサに蓄えられた電気エネルギーを放電させて励起ランプにランプ電流つまり駆動電流を供給するランプ駆動回路とを備えている。   In general, a power supply device used in such a laser device includes a rectifier circuit that rectifies commercial frequency alternating current and converts it into direct current, a capacitor that stores direct current power from the rectifier circuit, and electrical energy stored in the capacitor. And a lamp driving circuit for supplying a lamp current, that is, a driving current to the excitation lamp.

図１０に、固体レーザ装置に用いられている従来の簡易型レーザ電源装置の回路構成を示す。このレーザ電源装置において、出力端子［OUT_a，OUT_b］はレーザ発振部の励起ランプ（図示せず）の両電極端子にそれぞれ接続されている。 FIG. 10 shows a circuit configuration of a conventional simple laser power supply device used in a solid-state laser device. In this laser power supply device, the output terminals [OUT _a , OUT _b ] are connected to both electrode terminals of an excitation lamp (not shown) of the laser oscillation unit.

入力側の三相整流回路１００は、三相交流電源端子［Ｓ，Ｔ，Ｕ］からの商用周波数の三相交流を整流して直流に変換する。この三相整流回路１００とコンデンサ１０２との間には、コイル１０４、抵抗１０６および第１開閉器１０８が直列に接続されるとともに、抵抗１０６および第１開閉器１０８と並列に第２開閉器１１０が接続されている。   The three-phase rectifier circuit 100 on the input side rectifies commercial frequency three-phase alternating current from the three-phase alternating current power supply terminals [S, T, U] and converts it into direct current. A coil 104, a resistor 106 and a first switch 108 are connected in series between the three-phase rectifier circuit 100 and the capacitor 102, and a second switch 110 is connected in parallel with the resistor 106 and the first switch 108. Is connected.

コンデンサ１０２と出力端子［OUT_a，OUT_b］との間には、ランプ駆動用のスイッチング素子１１２およびチョークコイル１１４が直列に接続されるとともに、チョークコイル１１４および励起ランプと並列にフライホイール・ダイオード１１６が接続されている。スイッチング素子１１２がオンすると、コンデンサ１０２が放電し、その放電電流がランプ電流ｉ_dとしてコンデンサ１０２、スイッチング素子１１２、チョークコイル１１４および励起ランプの閉回路を流れる。スイッチング素子１１２がオフすると、コンデンサ１０２の放電は中断するが、チョークコイル１１４、励起ランプおよびフライホイール・ダイオード１１６の閉回路で還流電流がランプ電流ｉ_dとして流れる。これにより、ランプ電流ｉ_dを途切れることなく持続的に流し、励起ランプを連続点灯させ、レーザ発振部より連続発振のレーザ光を得ることができる。スイッチング素子１１２は、スイッチング制御回路１１８のスイッチング制御により一定の高周波数たとえば２０ｋＨｚでオン・オフする。 A switching element 112 for driving the lamp and the choke coil 114 are connected in series between the capacitor 102 and the output terminals [OUT _a , OUT _b ], and a flywheel diode in parallel with the choke coil 114 and the excitation lamp. 116 is connected. When the switching element 112 is turned on, capacitor 102 is discharged and the capacitor 102 the discharge current as the lamp current i _d, the switching element 112, flows through the closed circuit of the choke coil 114 and the excitation lamp. When the switching element 112 is turned off, discharge of the capacitor 102 is interrupted is, return current in the closed circuit of the choke coil 114, the excitation lamp and the flywheel diode 116 flows as the lamp current i _d. Accordingly, the lamp current _id is continuously supplied without interruption, the excitation lamp is continuously turned on, and continuous oscillation laser light can be obtained from the laser oscillation unit. The switching element 112 is turned on / off at a constant high frequency, for example, 20 kHz, by switching control of the switching control circuit 118.

制御部１２０は、充電電圧測定回路１２２を通じてコンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_cを監視しつつ、装置内の各部、特に開閉器１０８，１１０のオン・オフおよびスイッチング制御部（１１２，１１８）のスイッチング動作を制御する。 The control unit 120 monitors the charging voltage V _c of the capacitor 102 through the charging voltage measuring circuit 122, and turns on / off each part in the device, particularly the switches 108 and 110, and the switching operation of the switching control unit (112, 118). To control.

このレーザ電源装置において、コンデンサ１０２を無充電状態から設定電圧まで充電するときは、スイッチング素子１１２のスイッチング動作を止めたまま、第２開閉器１１０をオフ状態に保ち、第１開閉器１０８をオンにする。すると、三相整流回路１００の出力端子からコイル１０４、抵抗１０６および第１開閉器１０８を介して直流の充電電流ｉ_cがコンデンサ１０２に流れ込み、コンデンサ１０２の端子間電圧つまり充電電圧Ｖ_cが上昇する。この際、抵抗１０６は、コイル１０４からコンデンサ１０２に突入電流が流れるのを防止する電流制限抵抗として機能する。制御部１２０は、充電電圧測定回路１２２を通じてコンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_cを監視し、充電電圧Ｖ_cが設定値Ｖ_Sに近い値に達した時点で第２開閉器１１０をオンにする。これによって、コイル１０４とコンデンサ１０２とが第２開閉器１１０を介して短絡される。以後、三相整流回路１００ないしコイル１０４からの充電電流ｉ_dは第２開閉器１１０を通ってコンデンサ１０２に供給される。第１開閉器１０８は、この時点でオフ状態に切り換えられてもよいが、そのままオン状態に保持されていてもよい。 In this laser power supply device, when charging the capacitor 102 from the non-charged state to the set voltage, the second switch 110 is kept off and the first switch 108 is turned on while the switching operation of the switching element 112 is stopped. To. Then, the three-phase rectifier coil 104 from the output terminal of the circuit 100, the charging current i _c of the DC through a resistor 106 and a first switch 108 flows to the capacitor 102, the voltage between the terminals, that the charge voltage V _c of the capacitor 102 rises To do. At this time, the resistor 106 functions as a current limiting resistor that prevents inrush current from flowing from the coil 104 to the capacitor 102. The control unit 120 monitors the charging voltage V _c of the capacitor 102 through the charging voltage measurement circuit 122, and turns on the second switch 110 when the charging voltage V _c reaches a value close to the set value V _S. As a result, the coil 104 and the capacitor 102 are short-circuited via the second switch 110. Thereafter, the charging current i _d from three-phase rectifier circuit 100 to the coil 104 is supplied to the capacitor 102 through the second switch 110. The first switch 108 may be switched to the off state at this time, but may be held in the on state as it is.

制御部１２０は、コンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_cが設定値Ｖ_Sに達した後に、たとえば手動式の起動スイッチまたはワーク搬送装置等の外部装置から起動信号ＳＴを受け取ると、それに応答してスイッチング制御回路１１８を作動させる。スイッチング制御回路１１８は、励起ランプにランプ電流ｉ_dを所定の電流値で流すようにスイッチング素子１１２をスイッチング制御する。こうして、コンデンサ１０２が励起ランプ側にランプ電流ｉ_dを供給する一方で、ランプ電流ｉ_dの供給によってコンデンサ１０２から放出される電気エネルギーを補填するように三相整流回路１００側からコイル１０４および第２開閉器１１０を介してコンデンサ１０２に充電電流ｉ_cが供給される。 When the control unit 120 receives a start signal ST from an external device such as a manual start switch or a work transfer device after the charging voltage V _c of the capacitor 102 reaches the set value V _S , the control unit 120 performs switching control in response thereto. Circuit 118 is activated. The switching control circuit 118, a switching element 112 for switching control to flow lamp current i _d to the excitation lamp a predetermined current value. Thus, while the capacitor 102 supplies the lamp current i _d to the excitation lamp side, the coil 104 and the second phase are supplied from the three-phase rectifier circuit 100 side so as to supplement the electric energy released from the capacitor 102 by the supply of the lamp current i _d . The charging current _ic is supplied to the capacitor 102 via the two switch 110.

特開平１１−２６８４４号公報JP-A-11-26844

上記の簡易型レーザ電源装置は、必要最小限の回路構成からなり、電力損失が少ないため、安価で効率が高いという利点がある。一方で、負荷の変動には弱く、特にランプ電流ｉ_dが急激に増大すると、コンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_Cが急激に低下し、コイル１０４からコンデンサ１０２に流れる充電電流ｉ_cが急激に増大して突入電流に変わる。そのような突入電流によってコイル１０４、開閉器１１０、コンデンサ１０２が破損しやすいことや、交流電路上のヒューズ１２４が頻繁に溶断することが問題となっている。 The simplified laser power supply device has an advantage that it is inexpensive and highly efficient because it has a minimum circuit configuration and has low power loss. On the other hand, it is vulnerable to load fluctuations. In particular, when the lamp current i _d increases rapidly, the charging voltage V _C of the capacitor 102 decreases rapidly, and the charging current i _c flowing from the coil 104 to the capacitor 102 increases rapidly. Change to inrush current. Such an inrush current causes problems that the coil 104, the switch 110, and the capacitor 102 are easily damaged, and that the fuse 124 on the AC circuit is frequently blown.

この問題に対して、コイル１０４のインダクタンスやコンデンサ１０２の静電容量を大きくすることも行われている。しかし、交流電源電圧の変動によっても、レーザ発振中にコンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_Cが大きく変動して、コイル１０４からコンデンサ１０２に突入電流が流れることがあり、コイル１０４やコンデンサ１０２を大型化しても根本的な解決にならないばかりか、むしろ部品破損の損失度が大きくなる。このため、この種の簡易型レーザ電源装置は、レーザ出力のダイミックレンジを低目に設定し、低出力型レーザ用に特化しているのが現状である。 In order to solve this problem, the inductance of the coil 104 and the capacitance of the capacitor 102 are increased. However, even if the AC power supply voltage fluctuates, the charging voltage V _C of the capacitor 102 may fluctuate greatly during laser oscillation, and an inrush current may flow from the coil 104 to the capacitor 102. As a result, the coil 104 and the capacitor 102 are enlarged. This is not only a fundamental solution, but rather the degree of loss of component damage. For this reason, this type of simple laser power supply apparatus is currently specialized for low-power lasers by setting the laser output dynamic range low.

また、別の解決法として、充電電圧測定回路１２２を通じてコンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_cを監視する機能を利用し、レーザ発振中に充電電圧Ｖ_cが所定の監視値以下に低下した時に開閉器１０８，１１０をオフにすることも考えられる。しかし、負荷の変動や交流電源電圧の変動が比較的緩やかなときは、コンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_cが監視値以下になっても突入電流には至らないので、むやみに装置を停止するのはよくない。他方で、交流電源電圧の変動においては、コンデンサ１０２の充電電圧Ｖ_cが監視値に達しないレベルまでいったん低下してから電圧の急激な回復によってコンデンサ１０２に突入電流が流れることがある。このように、コンデンサ充電電圧を監視する方式は、不必要な装置の停止を招くことや、突入電流を確実に防止できないなどの難点がある。 As another solution, the function of monitoring the charging voltage V _c of the capacitor 102 through the charging voltage measuring circuit 122 is used, and the switch 108 is turned on when the charging voltage V _c drops below a predetermined monitoring value during laser oscillation. , 110 may be turned off. However, when the fluctuation of the load or the fluctuation of the AC power supply voltage is relatively moderate, the inrush current will not be reached even if the charging voltage V _c of the capacitor 102 becomes lower than the monitored value. not good. On the other hand, when the AC power supply voltage fluctuates, an inrush current may flow through the capacitor 102 due to the rapid recovery of the voltage after the charging voltage V _c of the capacitor 102 has once decreased to a level that does not reach the monitored value. As described above, the method of monitoring the capacitor charging voltage has problems such as causing unnecessary stoppage of the device and preventing inrush current reliably.

さらに、別の解決法として、充電電流ｉ_cの電流値を監視し、その電流値が所定の監視値を超えた時に開閉器１０８，１１０をオフにすることも考えられる。しかし、この方式は、コイル１０４に大きな充電電流ｉ_cが流れている時に開閉器１０８，１１０をオフにするので、コイル１０４に溜まっている電磁エネルギーが行き場を失ってオフ状態の第２開閉器１１０内でスパーク（アーク放電）を発生し、開閉器１１０を破損させるおそれがある。 Further, as another solution, it is conceivable to monitor the current value of the charging current _ic and turn off the switches 108 and 110 when the current value exceeds a predetermined monitored value. However, in this method, the switches 108 and 110 are turned off when a large charging current _ic flows through the coil 104. Therefore, the electromagnetic switch accumulated in the coil 104 loses its place and is turned off. There is a possibility that a spark (arc discharge) is generated in 110 and the switch 110 is damaged.

また、交流電源電圧の変動を直接監視して開閉器１０８，１１０のオン・オフを制御する方法は、負荷の変動には対応できないことや、突入電流には発展しない交流電源電圧の変動にも過剰に応答してしまうおそれがあり、制御の適確性および信頼性に乏しい。   Further, the method of directly monitoring the fluctuation of the AC power supply voltage and controlling the on / off of the switches 108 and 110 cannot cope with the fluctuation of the load or the fluctuation of the AC power supply voltage that does not develop into an inrush current. There is a risk of excessive response, and control accuracy and reliability are poor.

なお、従来より、充電回路にＰＦＣ（力率改善）回路を設けることによって、負荷変動や交流電源電圧変動の影響を緩和することも行われている。しかしながら、ＰＦＣ回路を備える装置構成は、ＰＦＣ回路のスイッチング損失によって効率が低下することや、ハードウェアおよびスイッチング制御の煩雑性ひいては装置コストが増大するという不利点がある。   Conventionally, by providing a charging circuit with a PFC (power factor correction) circuit, the influence of load fluctuations and AC power supply voltage fluctuations has been mitigated. However, the device configuration including the PFC circuit has the disadvantages that the efficiency is reduced due to the switching loss of the PFC circuit, and that the complexity of hardware and switching control and the device cost are increased.

本発明は、上記のような従来技術の課題を解決するものであり、負荷の変動や交流電源電圧の変動に対して充電電流の異常増大（突入電流の発生）を未然に防止して安全性および信頼性を向上させるレーザ電源装置を提供する。   The present invention solves the above-described problems of the prior art, and prevents an abnormal increase in charging current (occurrence of inrush current) in response to load fluctuations and AC power supply voltage fluctuations. And a laser power supply device for improving reliability.

本発明のレーザ電源装置は、固体レーザ媒体にレーザ発振用の励起光を照射する励起ランプに電力を供給するためのレーザ電源装置であって、商用周波数の交流を整流して直流に変換する整流回路と、前記整流回路より出力される直流電力を蓄えるコンデンサと、前記整流回路と前記コンデンサとの間で直列に接続されるコイルおよび抵抗と、前記交流の電路に設けられ、または前記整流回路と前記コンデンサとの間で前記抵抗と直列に接続される第１の開閉器と、前記抵抗と並列に接続される第２の開閉器と、前記コンデンサに蓄えられた電気エネルギーを前記励起ランプ側に放電させて前記励起ランプにランプ電流を流すランプ駆動回路と、前記コイルおよび前記抵抗で生じる電圧降下または前記コイルおよび前記第２の開閉器で生じる電圧降下を監視する監視部と、前記監視部より出力される監視結果に基づいて前記第１および第２の開閉器のオン・オフを制御する制御部とを有する。
The laser power supply apparatus of the present invention is a laser power supply apparatus for supplying power to an excitation lamp that irradiates a solid-state laser medium with excitation light for laser oscillation, and rectifies a commercial frequency alternating current to convert it into a direct current. A circuit, a capacitor for storing DC power output from the rectifier circuit, a coil and a resistor connected in series between the rectifier circuit and the capacitor, and the AC circuit, or the rectifier circuit, A first switch connected in series with the resistor between the capacitor, a second switch connected in parallel with the resistor, and electric energy stored in the capacitor to the excitation lamp side A lamp driving circuit for discharging and supplying a lamp current to the excitation lamp, and a voltage drop generated by the coil and the resistor, or a voltage drop generated by the coil and the second switch Having a monitoring unit for monitoring the pressure drop, and a control unit for controlling said first and second switches on and off based on the monitoring result output from the monitoring unit.

上記の装置構成において、コンデンサを実質的な無充電状態から設定電圧まで充電する際には、コンデンサの充電電圧が設定電圧に近づくと、コイルおよび抵抗の電圧降下が零に近づくので、監視部はこの状況を容易かつ正確に検出することができる。また、励起ランプの点灯中にランプ電流が急激に増大すると、あるいは交流電圧が急激に増大すると、それによって整流回路からコンデンサに流れる充電電流が急激に増大し始める。こうして充電電流が急激に増大し始めると、コイルおよび第２開閉器の電圧降下がそれまでの低い値から充電電流の増大変化率に対応した値まで一気に上昇するので、監視部はこの状況を容易かつ正確に検出することができる。また、制御部は、監視部からの適確で精度の高い監視結果に基づいて第１および第２の開閉器のオン・オフを制御するので、充電電流の異常増大つまり突入電流の発生を未然に防ぐことができるとともに、現時の交流電源電圧の電圧レベルに影響されずにコンデンサ充電動作を首尾よく完了させることもできる。
In the above device configuration, when charging the capacitor from a substantially non-charged state to the set voltage, when the capacitor charge voltage approaches the set voltage, the voltage drop of the coil and resistance approaches zero, so the monitoring unit This situation can be detected easily and accurately. Further, when the lamp current rapidly increases while the excitation lamp is lit, or when the AC voltage increases rapidly, the charging current flowing from the rectifier circuit to the capacitor starts to increase rapidly. When the charging current starts to increase suddenly in this way, the voltage drop of the coil and the second switch rises from a low value up to the value corresponding to the increasing rate of change of the charging current. And it can detect correctly. In addition, since the control unit controls on / off of the first and second switches based on the accurate and highly accurate monitoring result from the monitoring unit, an abnormal increase in charging current, that is, inrush current is generated in advance. The capacitor charging operation can be successfully completed without being affected by the voltage level of the current AC power supply voltage.

本発明の好適な一態様において、制御部は、コンデンサを実質的な無充電状態から所定電圧まで充電する際に、コイルおよび抵抗の電圧降下が第２の基準値を割ったとの監視結果が監視部より出力された時は第２の開閉器をオンにする。   In a preferred aspect of the present invention, the controller monitors the monitoring result that the voltage drop of the coil and the resistor has divided the second reference value when charging the capacitor from a substantially non-charged state to a predetermined voltage. The second switch is turned on when it is output from the unit.

別の好適な一態様において、制御部は、コンデンサを実質的な無充電状態から所定電圧まで充電した後に、コイルおよび第２開閉器の電圧降下が第１の基準値より小さいとの監視結果が監視部より出力されている間は第１および第２の開閉器をオンに保ち、コイルおよび第２の開閉器の電圧降下が第１の基準値を超えたとの監視結果が監視部より出力された時は第１および第２の開閉器の少なくとも一方をオフにする。この場合、制御部は、好ましくは、コイルおよび第２開閉器の電圧降下が第１の基準値を超えているとの監視結果が監視部より所定時間持続して出力された時に、第１および第２の開閉器の少なくとも一方をオフにする。   In another preferred embodiment, the control unit may monitor that the voltage drop of the coil and the second switch is smaller than the first reference value after charging the capacitor from a substantially non-charged state to a predetermined voltage. While being output from the monitoring unit, the first and second switches are kept on, and a monitoring result that the voltage drop of the coil and the second switch has exceeded the first reference value is output from the monitoring unit. When at least one of the first and second switches is turned off. In this case, the control unit preferably outputs the first and second monitoring results when a monitoring result indicating that the voltage drop of the coil and the second switch exceeds the first reference value is output from the monitoring unit for a predetermined time. At least one of the second switches is turned off.

本発明のレーザ電源装置によれば、上記のような構成および作用により、負荷の変動や交流電源電圧の変動に対して充電電流の異常増大（突入電流の発生）を未然に防止して安全性および信頼性を向上させることができる。また、現時の交流電源電圧の電圧レベルに影響されずに、コンデンサ充電動作を首尾よく完了させることもできる。   According to the laser power supply device of the present invention, the above-described configuration and operation can prevent a charging current from increasing abnormally (occurrence of an inrush current) in response to load fluctuations and AC power supply voltage fluctuations. And reliability can be improved. Further, the capacitor charging operation can be successfully completed without being affected by the voltage level of the current AC power supply voltage.

第１の実施形態におけるレーザ電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the laser power supply apparatus in 1st Embodiment. 図１のレーザ電源装置において、コンデンサを実質的な無充電状態から設定電圧まで充電するときの作用を説明するための各部の波形図である。In the laser power supply device of FIG. 1, it is a wave form diagram of each part for demonstrating an effect | action when a capacitor | condenser is charged from a substantially no-charge state to a setting voltage. 図１のレーザ電源装置において、レーザ加工中に負荷の変動によってコンデンサの充電電圧が急激に低下しようとする場合の作用を説明するための各部の波形図である。In the laser power supply device of FIG. 1, it is a wave form diagram of each part for demonstrating an effect | action when the charging voltage of a capacitor | condenser is going to fall rapidly by the fluctuation | variation of load during laser processing. 図１のレーザ電源装置において、レーザ加工中に負荷の変動によってコンデンサの充電電圧が一時的に緩やかに低下した場合の作用を説明するための各部の波形図である。In the laser power supply device of FIG. 1, it is a wave form diagram of each part for demonstrating an effect | action when the charging voltage of a capacitor | condenser falls gradually gently by the fluctuation | variation of load during laser processing. 第２の実施形態におけるレーザ電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the laser power supply apparatus in 2nd Embodiment. 図５のレーザ電源装置において、コンデンサを実質的な無充電状態から設定電圧まで充電するときの作用を説明するための各部の波形図である。FIG. 6 is a waveform diagram of each part for explaining an operation when the capacitor is charged from a substantially non-charged state to a set voltage in the laser power supply device of FIG. 5. 第３の実施形態におけるレーザ電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the laser power supply apparatus in 3rd Embodiment. 一変形例におけるレーザ電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the laser power supply device in one modification. 図８のレーザ電源装置に含まれるスイッチングトランス回路の構成を示す回路図である。FIG. 9 is a circuit diagram illustrating a configuration of a switching transformer circuit included in the laser power supply device of FIG. 8. 従来の簡易型レーザ電源装置の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the conventional simple type laser power supply device.

以下、図１〜図９を参照して本発明の好適な実施形態を説明する。
［実施形態１］ Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS.
[Embodiment 1]

図１に、本発明の第１の実施形態におけるレーザ電源装置の構成を示す。このレーザ電源装置は、固体レーザ装置たとえばＹＡＧレーザ加工装置に好適に適用可能であり、高出力のレーザ加工にも対応できるようになっている。   FIG. 1 shows a configuration of a laser power supply apparatus according to the first embodiment of the present invention. This laser power supply apparatus can be suitably applied to a solid-state laser apparatus such as a YAG laser processing apparatus, and can cope with high-power laser processing.

このレーザ電源装置は、基本構成として、商用周波数の三相交流を整流して直流に変換する三相整流回路１０と、この整流回路１０からの電力または電気エネルギーを蓄えるコンデンサ１２と、整流回路１０からコンデンサ１２に充電電流Ｉ_cを送る充電回路１４と、コンデンサ１２に蓄えられた電気エネルギーを放電させて励起ランプ１６にランプ電流つまり駆動電流Ｉ_dを供給するランプ駆動回路１８と、装置内の各部の動作を制御する制御部２０とを備えている。 As a basic configuration, this laser power supply apparatus has a three-phase rectifier circuit 10 that rectifies a commercial frequency three-phase alternating current to convert it into a direct current, a capacitor 12 that stores electric power or electric energy from the rectifier circuit 10, and a rectifier circuit 10. A charging circuit 14 for sending a charging current I _c to the capacitor 12, a lamp driving circuit 18 for discharging the electrical energy stored in the capacitor 12 to supply a lamp current, that is, a driving current I _d to the excitation lamp 16, and And a control unit 20 that controls the operation of each unit.

三相整流回路１０は、たとえばダイオードの三相ブリッジ回路からなり、三相交流電源端子［Ｓ，Ｔ，Ｕ］からの商用周波数の三相交流を整流して直流に変換する。三相交流電源端子［Ｓ，Ｔ，Ｕ］と三相整流回路１０との間には、ヒューズ２２および電磁式の第１開閉器２４が直列に挿入（接続）されている。   The three-phase rectifier circuit 10 is composed of, for example, a three-phase bridge circuit of a diode, and rectifies a commercial frequency three-phase alternating current from a three-phase alternating current power supply terminal [S, T, U] to convert it into direct current. Between the three-phase AC power supply terminal [S, T, U] and the three-phase rectifier circuit 10, a fuse 22 and an electromagnetic first switch 24 are inserted (connected) in series.

三相整流回路１０とコンデンサ１２との間には、充電回路１４として、コイル２６および電流制限用抵抗２８が直列に接続されるとともに、抵抗２８と並列に電磁式の第２開閉器３０が接続されている。   A coil 26 and a current limiting resistor 28 are connected in series as a charging circuit 14 between the three-phase rectifier circuit 10 and the capacitor 12, and an electromagnetic second switch 30 is connected in parallel with the resistor 28. Has been.

出力端子［OUT_A，OUT_B］は励起ランプ１６の両端子に接続される。コンデンサ１２と出力端子［OUT_A，OUT_B］との間には、ランプ駆動用のスイッチング素子３２およびチョークコイル３４が直列に接続されるとともに、チョークコイル３４および励起ランプ１６と並列にフライホイール・ダイオード３６が接続されている。スイッチング素子３２がオンすると、コンデンサ１２が放電し、その放電電流がランプ電流Ｉ_dとしてコンデンサ１２、スイッチング素子３２、チョークコイル３４および励起ランプ１６の閉回路を流れる。スイッチング素子３２がオフすると、コンデンサ１２の放電は中断するが、チョークコイル３４、励起ランプ１６およびフライホイール・ダイオード３６の閉回路で還流電流がランプ電流Ｉ_dとして流れる。これにより、ランプ電流Ｉ_dを途切れることなく持続的に流し、励起ランプ１６を連続点灯させ、レーザ発振部３８より連続発振のレーザ光ＬＢを得ることができる。 The output terminals [OUT _A , OUT _B ] are connected to both terminals of the excitation lamp 16. Between the capacitor 12 and the output terminals [OUT _A , OUT _B ], a switching element 32 for driving the lamp and the choke coil 34 are connected in series, and the flywheel and the choke coil 34 and the excitation lamp 16 are connected in parallel. A diode 36 is connected. When the switching element 32 is turned on, the capacitor 12 is discharged and the capacitor 12, the switching element 32, flows through the closed circuit of the choke coil 34 and the excitation lamp 16 that discharge current as the lamp current I _d. When the switching element 32 is turned off, the discharge of the capacitor 12 is interrupted, but the return current flows as the lamp current I _{d in} the closed circuit of the choke coil 34, the excitation lamp 16 and the flywheel diode 36. As a result, the lamp current I _d is continuously supplied without interruption, the excitation lamp 16 is continuously turned on, and the continuous oscillation laser beam LB can be obtained from the laser oscillation unit 38.

スイッチング素子３２は、たとえばＩＧＢＴまたはＦＥＴからなり、スイッチング制御回路４０のスイッチング制御により一定の高周波数たとえば２０ｋＨｚでオン・オフする。この実施形態では、たとえばホール素子からなる電流センサ４２および電流測定回路４４によりランプ駆動電流Ｉ_dの電流値を測定して、その電流測定値ＭＩ_dをスイッチング制御回路４０にフィードバックし、スイッチング制御回路４０がＰＷＭ（パルス幅変調）方式のスイッチング制御を行うようになっている。 The switching element 32 is made of, for example, IGBT or FET, and is turned on / off at a constant high frequency, for example, 20 kHz, by switching control of the switching control circuit 40. In this embodiment, for example, the current value of the lamp driving current I _d is measured by the current sensor 42 formed of a Hall element and the current measurement circuit 44, and the current measurement value MI _d is fed back to the switching control circuit 40. Reference numeral 40 denotes a PWM (pulse width modulation) type switching control.

レーザ発振部３８は、チャンバ４６内に配置された励起ランプ１６およびＹＡＧロッド４８と、チャンバ４６の外でＹＡＧロッド４８の光軸上に配置された一対の光共振器ミラー５０，５２とを有している。チャンバ４６内で励起ランプ１６およびＹＡＧロッド４８は、チャンバ外の冷却部（図示せず）より循環供給される冷却媒体たとえば冷却水によって温調される。   The laser oscillation unit 38 includes an excitation lamp 16 and a YAG rod 48 disposed in the chamber 46 and a pair of optical resonator mirrors 50 and 52 disposed on the optical axis of the YAG rod 48 outside the chamber 46. doing. Inside the chamber 46, the temperature of the excitation lamp 16 and the YAG rod 48 are controlled by a cooling medium, for example, cooling water, which is circulated and supplied from a cooling unit (not shown) outside the chamber.

励起ランプ１６が点灯して励起光を発すると、その励起光のエネルギーによってＹＡＧロッド４８が励起され、ＹＡＧロッド４８の両端面より光軸上に出た光が光共振器ミラー５０，５２の間で反射を繰り返して増幅されたのちレーザ光ＬＢとして出力ミラー５２を抜け出る。出力ミラー５２より抜け出たレーザ光ＬＢは、レーザ光学系５４の入射ユニット５６に送られる。   When the excitation lamp 16 is turned on to emit excitation light, the YAG rod 48 is excited by the energy of the excitation light, and light emitted from both end faces of the YAG rod 48 on the optical axis is between the optical resonator mirrors 50 and 52. After the reflection is repeated and amplified, the laser beam LB exits the output mirror 52. The laser beam LB that has escaped from the output mirror 52 is sent to the incident unit 56 of the laser optical system 54.

レーザ光学系５４は、レーザ発振部３８より入射ユニット５６に受け取ったレーザ光ＬＢを光ファイバ５８を介して出射ユニット６０に伝送し、出射ユニット６０より加工テーブル６２上の被加工材Ｗに集光照射する。   The laser optical system 54 transmits the laser beam LB received from the laser oscillation unit 38 to the incident unit 56 to the emission unit 60 via the optical fiber 58, and is condensed from the emission unit 60 onto the workpiece W on the processing table 62. Irradiate.

コンデンサ１２と並列に電磁式の第３開閉器６４および電流制限用抵抗６６が接続されている。このレーザ電源装置を停止させた時は、保安上の理由から制御部２０が第３開閉器６４をオンにしてコンデンサ１２から電気エネルギーをいったん放出させるようにしている。   An electromagnetic third switch 64 and a current limiting resistor 66 are connected in parallel with the capacitor 12. When this laser power supply device is stopped, the control unit 20 turns on the third switch 64 to release electric energy from the capacitor 12 once for security reasons.

制御部２０は、マイクロコンピュータおよび所要のインタフェース回路を有しており、操作パネル上のキーボードやディスプレイ等の周辺装置（図示せず）およびワーク搬送装置等の外部装置（図示せず）とも接続されており、後述する監視回路７０を通じて充電回路１４のコイル２６および抵抗２８に生じる電圧降下Ｖ_LRまたはコイル２６および第２開閉器３０に生じる電圧降下Ｖ_LSを監視しつつ、装置内の各部、特に第１および第２開閉器２４，３０のオン・オフおよびスイッチング制御部（３２，４０）のスイッチング動作を制御する。 The control unit 20 includes a microcomputer and a required interface circuit, and is also connected to peripheral devices (not shown) such as a keyboard and a display on the operation panel and external devices (not shown) such as a work transfer device. While monitoring the voltage drop V _LR generated in the coil 26 and the resistor 28 of the charging circuit 14 or the voltage drop V _LS generated in the coil 26 and the second switch 30 through the monitoring circuit 70 described later, The on / off of the first and second switches 24, 30 and the switching operation of the switching controller (32, 40) are controlled.

この実施形態における監視回路７０は、コイル２６および抵抗２８の電圧降下Ｖ_LRまたはコイル２６および第２開閉器３０の電圧降下Ｖ_LSを検出するためのアイソレーション・アンプ７４と、異常時停止用と充電完了用の２種類の監視値ＭＶ_M1，ＭＶ_M2を発生する監視値発生回路７６と、監視値ＭＶ_M1，ＭＶ_M2のいずれか一方を選択するためのスイッチ７８と、アイソレーション・アンプ７４の出力つまり（コイル＋抵抗）電圧降下測定値ＭＶ_LRまたは（コイル＋第２開閉器）電圧降下測定値ＭＶ_LSとスイッチ７８により選択された監視値ＭＶ_M1（ＭＶ_M2）とを比較するコンパレータ８０とを有する。ここで、アイソレーション・アンプ７４の一方（正極性）の入力端子は三相整流回路１０の出力端子とコイル２６との間のノード点Ｎ_Aに電圧センス線７２Ａを介して接続され、他方（負極性）の入力端子は抵抗２８および第２開閉器３０とコンデンサ１２との間のノードＮ_Cに電圧センス線７２Ｃを介して接続される。コンパレータ８０の出力は、制御部２０に与えられる。 The monitoring circuit 70 in this embodiment includes an isolation amplifier 74 for detecting the voltage drop V _LR of the coil 26 and the resistor 28 or the voltage drop V _LS of the coil 26 and the second switch 30, and for stopping in an abnormal state. A monitoring value generation circuit 76 for generating two kinds of monitoring values MV _M1 and MV _M2 for charging completion, a switch 78 for selecting one of the monitoring values MV _M1 and MV _M2 , and an isolation amplifier 74 A comparator 80 for comparing the output or (coil + resistance) voltage drop measurement value MV _LR or (coil + second switch) voltage drop measurement value MV _LS with the monitoring value MV _M1 (MV _M2 ) selected by the switch 78; Have Here, one (positive polarity) input terminal of the isolation amplifier 74 is connected to a node point N _A between the output terminal of the three-phase rectifier circuit 10 and the coil 26 via the voltage sense line 72A, and the other ( input terminal of the negative polarity) is connected via a voltage sense line 72C to the node N _C between the resistor 28 and the second switch 30 and a capacitor 12. The output of the comparator 80 is given to the control unit 20.

この監視回路７０において、異常時停止用の監視値ＭＶ_M1は正極性の設定値である。コンパレータ８０は、定常動作モードでは、ＭＶ_LS＜ＭＶ_M1のときにＬレベルの出力信号（比較結果信号）ＣＯを発生し、ＭＶ_LS＞ＭＶ_M1のときにＨレベルの出力信号ＣＯを発生するようになっている。一方、充電完了用の監視値ＭＶ_M2も正極性の設定値である。コンパレータ８０は、充電動作モードでは、ＭＶ_LR＜ＭＶ_M2のときにＬレベルの出力信号（比較結果信号）ＣＯを発生し、ＭＶ_LR＞ＭＶ_M2のときにＨレベルの出力信号ＣＯを発生するようになっている。 In the monitoring circuit 70, the monitoring value MV _M1 for stopping when abnormal is a positive set value. In the steady operation mode, the comparator 80 generates an L level output signal (comparison result signal) CO when MV _LS <MV _M1 , and generates an H level output signal CO when MV _LS > MV _M1. It has become. On the other hand, the monitoring value MV _M2 for completion of charging is also a positive set value. In the charging operation mode, the comparator 80 generates an L level output signal (comparison result signal) CO when MV _LR <MV _M2 , and generates an H level output signal CO when MV _LR > MV _M2. It has become.

このレーザ電源装置は、上記のような装置構成により、特に監視回路７０の監視機能と制御部２０の制御機能により、レーザ加工中に負荷（ランプ電流Ｉ_d）の急激な変動あるいは交流電源電圧の急激な変動が起こっても、充電回路１４で突入電流が流れず、コイル２６、第２開閉器３０およびコンデンサ１２が突入電流から保護されるようになっている。このため、コイル２６のインダクタンスおよびコンデンサ１２の静電容量を存分に大きくして、大容量・高出力のレーザ加工に対応できるようにもなっている。なお、コンデンサ１２は、好ましくは電解コンデンサからなり、複数個のコンデンサを直列、並列または直列かつ並列に接続したアレイ型のものを好適に用いる。 This laser power supply apparatus has the above-described apparatus configuration, and in particular, by the monitoring function of the monitoring circuit 70 and the control function of the control unit 20, a rapid change in the load (lamp current I _d ) or the AC power supply voltage during laser processing. Even if a sudden fluctuation occurs, the charging circuit 14 does not cause an inrush current, and the coil 26, the second switch 30 and the capacitor 12 are protected from the inrush current. For this reason, the inductance of the coil 26 and the electrostatic capacity of the capacitor 12 are sufficiently increased so as to be able to cope with high-capacity and high-power laser processing. The capacitor 12 is preferably an electrolytic capacitor, and an array type capacitor in which a plurality of capacitors are connected in series, in parallel, or in series and in parallel is preferably used.

次に、図２につき、このレーザ電源装置において、コンデンサ１２を実質的な無充電状態から設定電圧まで充電するときの作用を説明する。   Next, with reference to FIG. 2, the operation of charging the capacitor 12 from a substantially non-charged state to a set voltage in this laser power supply device will be described.

制御部２０は、コンデンサ１２の充電を行うために、スイッチング素子３２のスイッチング動作を止めたまま、第２開閉器３０をオフ状態に保ち、時点ｔ₀で第１開閉器２４をオンにする。そうすると、三相整流回路１０の出力端子からコイル２６および電流制限用抵抗２８を介して直流の充電電流Ｉ_Cがコンデンサ１２に流れ込み、コンデンサ１２の端子間電圧つまり充電電圧Ｖ_Cが上昇する。この場合、充電電流Ｉ_Cが流れ始める時は、その時間的な変化率が最も大きいため、コイル２６に三相整流回路１０の出力電圧に相当する大きな値Ｖ_LOの電圧降下Ｖ_Lが発生する。その後、充電電流Ｉ_Cの電流値が大きくなるにつれて、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cおよび抵抗２８の電圧降下Ｒ・Ｉ_C（ただし、Ｒは抵抗２８の抵抗値）が増大する一方で、充電電流Ｉ_Cの変化率が減少してコイル２６の電圧降下Ｖ_Lが小さくなる。なお、コイル２６のインダクタンスをＬとすると、電圧降下Ｖ_LはＶ_L＝Ｌ・ｄＩ_C／ｄｔである。 Control unit 20 in order to charge the capacitor 12, while stopping the switching operation of the switching element 32, the second switch 30 maintains the off state, to turn on the first switch 24 at time t _0. Then, a DC charging current I _C flows into the capacitor 12 from the output terminal of the three-phase rectifier circuit 10 via the coil 26 and the current limiting resistor 28, and the voltage between terminals of the capacitor 12, that is, the charging voltage V _C increases. In this case, when the charging current I _C starts to flow, since the rate of change with time is the largest, a voltage drop V _L of a large value V _LO corresponding to the output voltage of the three-phase rectifier circuit 10 occurs in the coil 26. . Thereafter, as the current value of the charging current I _C increases, the charging voltage V _C of the capacitor 12 and the voltage drop R · I _C of the resistor 28 (where R is the resistance value of the resistor 28) increase while the charging current increases. The rate of change of I _C decreases and the voltage drop V _L of the coil 26 decreases. If the inductance of the coil 26 is L, the voltage drop V _L is V _L = L · dI _C / dt.

そして、時点ｔ₁で充電電流Ｉ_Cが極大値Ｉ_CPに達した後は、充電電流Ｉ_Cの減少に伴って、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cの上昇速度が低下する一方で、コイル２６の電圧降下Ｖ_Lが負極性に変わるとともに抵抗２８の電圧降下Ｒ・Ｉ_Cも減少し始め、コイル２６および抵抗２８の電圧降下つまり（コイル＋抵抗）電圧降下Ｖ_LRはさらに低下する。 Then, after reaching the charging current I _C is the maximum value I _CP at time t _1, along with a decrease in the charging current I _C, while the rate of increase in the charging voltage V _C of the capacitor 12 is reduced, the coil 26 As the voltage drop V _L changes to a negative polarity, the voltage drop R · I _{C of the} resistor 28 starts to decrease, and the voltage drop of the coil 26 and the resistor 28, that is, the (coil + resistance) voltage drop V _LR further decreases.

制御部２０は、コンデンサ充電動作の際には、スイッチ７８を通じて監視値発生回路７６から充電完了用の監視値ＭＶ_M2を選択してコンパレータ８０に与える。コンパレータ８０は、アイソレーション・アンプ７４からの（コイル＋抵抗）電圧降下測定値ＭＶ_LRを監視値ＭＶ_M2と比較し、充電開始直後からＨレベルの比較結果信号ＣＯを出力し続ける。 In the capacitor charging operation, the control unit 20 selects the monitoring value MV _M2 for completion of charging from the monitoring value generation circuit 76 through the switch 78 and supplies it to the comparator 80. The comparator 80 compares the (coil + resistance) voltage drop measurement value MV _LR from the isolation amplifier 74 with the monitoring value MV _M2 and continues to output the H level comparison result signal CO immediately after the start of charging.

そして、時点ｔ₂で（コイル＋抵抗）電圧降下Ｖ_LRが監視値Ｖ_M2を割ると、コンパレータ８０の出力信号（比較結果信号）ＣＯがそれまでのＨレベルからＬレベルに変わる。制御部２０は、このタイミング（時点ｔ₂）で直ちに、あるいは（より好ましくは）一定のディレイ時間経過後の時点ｔ₃で、第２開閉器３０をオンにする。 When at time t ₂ is (coil + resistor) voltage drop V _LR dividing monitoring value V _M2, the output signal (comparison result signal) CO of the comparator 80 changes from H level to it L level. The control unit 20 turns on the second switch 30 immediately at this timing (time t ₂ ) or (more preferably) at time t ₃ after a certain delay time has elapsed.

第２開閉器３０がオンすると、コイル２６とコンデンサ１２が第２開閉器３０を介して短絡され、コイル２６に残っていた電磁エネルギーがコンデンサ１２に速やかに放出される。これにより、充電電流Ｉ_Cが一瞬増大してコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが直ぐに設定電圧Ｖ_Sに達し、そこで充電動作が完了する（時点ｔ₄）。 When the second switch 30 is turned on, the coil 26 and the capacitor 12 are short-circuited via the second switch 30, and the electromagnetic energy remaining in the coil 26 is quickly released to the capacitor 12. As a result, the charging current I _C increases momentarily, and the charging voltage V _C of the capacitor 12 immediately reaches the set voltage V _S , whereupon the charging operation is completed (time t ₄ ).

この実施形態における上記設定電圧Ｖ_Sは、予め固定された値ではなく、現時の商用交流電源電圧の下で可能な最大充電電圧であり、いわば目標値である。したがって、たとえば、現時の商用交流電源電圧が実効値で４００ボルトであれば設定電圧Ｖ_Sは４００√２ボルト付近になり、現時の商用交流電源電圧が３８０Ｖであれば設定電圧Ｖ_Sは３８０√２ボルト付近になる。いずれの場合でも、この実施形態においては、コイル２６および抵抗２８の電圧降下Ｖ_LRが監視値ＭＶ_M2を割ったタイミングで、つまりコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが設定電圧Ｖ_Sに近づいたタイミングで確実に第２開閉器３０をオフ状態からオン状態に切り換えることができる。 The set voltage V _S in this embodiment is not a fixed value in advance, but is the maximum charge voltage possible under the current commercial AC power supply voltage, that is, a target value. Therefore, for example, if the current commercial AC power supply voltage is an effective value of 400 volts, the set voltage V _S is about 400√2 volts, and if the current commercial AC power supply voltage is 380 V, the set voltage V _S is 380√. Near 2 volts. In any case, in this embodiment, the voltage drop V _LR of the coil 26 and the resistor 28 divides the monitored value MV _M2, that is, the timing when the charging voltage V _{C of the} capacitor 12 approaches the set voltage V _S. The second switch 30 can be reliably switched from the off state to the on state.

その点、従来のレーザ電源装置（図１０）は、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cを監視する方式である。したがって、たとえば、設定電圧Ｖ_Sを４００√２ボルト、監視値を３９０√２ボルトに設定した場合に、現時の商用交流電源電圧が実効値で３８０ボルトであるときは、いつまで経っても第２開閉器１１０をオフ状態からオン状態に切り換えることができない。その場合に、スイッチング制御回路１１８を作動させて（つまり励起ランプを発光させて）レーザ加工を実施すれば、充電電流が抵抗１０８を通って流れ続ける結果、多量の電力損失を生じることになる。 In this regard, the conventional laser power supply device (FIG. 10) is a method for monitoring the charging voltage V _C of the capacitor 12. Therefore, for example, when the set voltage V _S is set to 400√2 volts and the monitored value is set to 390√2 volts, if the current commercial AC power supply voltage is 380 volts in terms of effective value, the second time will pass. The switch 110 cannot be switched from the off state to the on state. In that case, if the laser processing is performed by operating the switching control circuit 118 (that is, the excitation lamp emits light), the charging current continues to flow through the resistor 108, resulting in a large amount of power loss.

次に、図３につき、このレーザ電源装置において、レーザ加工中に負荷の変動によってコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが急激に低下しようとする場合の作用を説明する。 Next, with reference to FIG. 3, an explanation will be given of the operation of the laser power supply apparatus when the charging voltage V _{C of the} capacitor 12 is about to drop rapidly due to load fluctuation during laser processing.

レーザ加工中、アイソレーション・アンプ７４は、電圧センス線７２Ａ，７２Ｃを通じてコイル２６および第２開閉器３０の電圧降下つまり（コイル＋第２開閉器）電圧降下Ｖ_LSを検出（測定）する。制御部２０は、スイッチ７８を通じて監視値発生回路７６から異常時停止用の監視値ＭＶ_M1を選択してコンパレータ８０に与える。コンパレータ８０は、アイソレーション・アンプ７４からの（コイル＋第２開閉器）電圧降下測定値ＭＶ_LSを監視値ＭＶ_M1と比較し、正常時はＭＶ_LS＜ＭＶ_M1なのでＬレベルの比較結果信号ＣＯを出力し続ける。制御部２０は、コンパレータ８０の出力信号ＣＯがＬレベルになっている間は、開閉器２４，３０をオン状態に保つ。 During laser processing, the isolation amplifier 74 detects (measures) the voltage drop of the coil 26 and the second switch 30 (ie, the (coil + second switch)) voltage drop V _LS through the voltage sense lines 72A and 72C. The control unit 20 selects the monitoring value MV _M1 for stopping at the time of abnormality from the monitoring value generation circuit 76 through the switch 78 and supplies it to the comparator 80. The comparator 80 compares the (coil + second switch) voltage drop measurement value MV _LS from the isolation amplifier 74 with the monitoring value MV _M1, and when normal, since MV _LS <MV _{M1, the} L level comparison result signal CO Will continue to be output. The control unit 20 keeps the switches 24 and 30 on while the output signal CO of the comparator 80 is at the L level.

図３において、たとえば時点ｔ₁₀で、負荷（ランプ電流Ｉ_d）の急激な増大が起きたとする。そうすると、この時点ｔ₁₀から、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cがそれまでの安定な値Ｖ_COから急激に低下し始め、それによって充電電流Ｉ_Cがそれまでの略一定な値Ｉ_COから急激に増大し始める。 In FIG. 3, for example, it is assumed that the load (lamp current I _d ) suddenly increases at time t ₁₀ . Then, from this time point t ₁₀ , the charging voltage V _C of the capacitor 12 starts to rapidly decrease from the stable value V _CO until then, and the charging current I _C rapidly increases from the substantially constant value I _CO until then. Start to increase.

こうして充電電流Ｉ_Cが急激に増大すると、（コイル＋第２開閉器）電圧降下Ｖ_LSがそれまでの零付近の値から急速に立ち上がる。そして、充電電流Ｉ_Cの増大変動率が相当大きい場合は、（コイル＋第２開閉器）電圧降下Ｖ_LSが異常時停止用の監視値Ｖ_M1を超えるレベルまで上昇する。すると、コンパレータ８０の出力（比較結果信号）ＣＯがそれまでのＬレベルからＨレベルに変わる。制御部２０は、このタイミング（時点ｔ₁₀）で直ちに、あるいは（より好ましくは）コンパレータ８０の出力ＣＯが所定時間Ｔ_S持続したことを確認してから、時点ｔ₁₁で、開閉器２４，３０をオフにするとともに、スイッチング制御回路４０を通じてスイッチング素子３２のスイッチング動作を停止させる。 When the charging current I _C rapidly increases in this way, the (coil + second switch) voltage drop V _LS rises rapidly from the previous value near zero. When the increase fluctuation rate of the charging current I _C is considerably large, the (coil + second switch) voltage drop V _LS rises to a level exceeding the monitoring value V _M1 for stopping when abnormal. Then, the output (comparison result signal) CO of the comparator 80 changes from the previous L level to the H level. The controller 20 immediately or at this time (time t ₁₀ ) or (preferably) confirms that the output CO of the comparator 80 has continued for a predetermined time T _S , and at time t ₁₁ , the switches 24, 30. And the switching operation of the switching element 32 is stopped through the switching control circuit 40.

開閉器２４，３０がオフすると、コイル２６に溜まっていた電磁エネルギーが電流制限用抵抗２８を通ってコンデンサ１２に放出され、充電電流Ｉ_Cは速やかに減少して止まる。なお、開閉器２４，３０をオフにするタイミングおよびスイッチング素子３２のスイッチング動作を停止させるタイミングは同時でもよいが、多少異なっていてもよい。 When the switches 24 and 30 are turned off, the electromagnetic energy accumulated in the coil 26 is released to the capacitor 12 through the current limiting resistor 28, and the charging current I _C is rapidly reduced and stopped. The timing for turning off the switches 24 and 30 and the timing for stopping the switching operation of the switching element 32 may be the same or may be slightly different.

このように、レーザ発振中またはレーザ加工中にコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが急激に低下して充電電流Ｉ_Cが急激に増大しようとするときは、その矢先にコイル２６および第２開閉器３０の電圧降下Ｖ_LSが異常時停止用の監視値Ｖ_M1を超えるので、充電電流Ｉ_Cが異常に増大する前に、そしてコイル２６に多量の電磁エネルギーが溜まる前に、制御部２０は開閉器２４，３０をオフさせることができる。これによって、充電回路１４内で突入電流の発生を未然に防ぐことができるとともに、開閉器３０でスパークが発生するのを未然に防ぐこともできる。 As described above, when the charging voltage V _C of the capacitor 12 rapidly decreases during the laser oscillation or the laser processing and the charging current I _C tends to increase rapidly, the coil 26 and the second switch 30 are at the tip of the charging current I _C. Since the voltage drop V _LS exceeds the monitoring value V _M1 for stopping in the event of an abnormality, the control unit 20 operates the switch before the charging current I _C increases abnormally and before a large amount of electromagnetic energy accumulates in the coil 26. 24 and 30 can be turned off. As a result, inrush current can be prevented from occurring in the charging circuit 14, and spark can be prevented from occurring in the switch 30.

次に、図４につき、このレーザ電源装置において、レーザ加工中に負荷の変動によってコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが一時的に緩やかに低下した場合の作用を説明する。 Next, with reference to FIG. 4, the operation of the laser power supply apparatus when the charging voltage V _{C of the} capacitor 12 is temporarily lowered gradually due to load fluctuations during laser processing will be described.

図４において、たとえば時点ｔ₂₀で、負荷（ランプ電流Ｉ_d）の比較的緩やかな増大が起きたとする。そうすると、この時点ｔ₂₀から、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cがそれまでの安定な値Ｖ_COから同様の緩やかさで低下し始め、それによって充電電流Ｉ_Cがそれまでの略一定な値Ｉ_COから同様の緩やかさで増大し始める。この場合、充電電流Ｉ_Cの時間的な変化率がそれほど大きくはないので、コイル２６および第２開閉器３０の電圧降下Ｖ_LSは異常時停止用の監視値Ｖ_M1を超えるレベルまで上昇しない。したがって、コンパレータ８０の出力（比較結果信号）ＣＯはＬレベルのままであり、制御部２０は開閉器２４，３０をオン状態に保つ。このように、負荷の変動（特に負荷の増大）が起こっても、充電回路１４に突入電流が発生しないようなものであれば、むやみに装置を停止させずに済み、レーザ加工を安定に継続することができる。 In FIG. 4, for example, it is assumed that the load (lamp current I _d ) increases relatively slowly at time t ₂₀ . Then, from this time t ₂₀ , the charging voltage V _C of the capacitor 12 starts to decrease from the stable value V _CO until then at the same gentleness, whereby the charging current I _C becomes the substantially constant value I _CO until then. It starts to increase with the same gentleness. In this case, since the temporal change rate of the charging current I _C is not so large, the voltage drop V _LS of the coil 26 and the second switch 30 does not rise to a level exceeding the monitoring value V _M1 for stopping at the time of abnormality. Therefore, the output (comparison result signal) CO of the comparator 80 remains at the L level, and the control unit 20 keeps the switches 24 and 30 on. In this way, even if a load change (especially an increase in load) occurs, if the inrush current does not occur in the charging circuit 14, it is not necessary to stop the apparatus unnecessarily, and laser processing is continued stably. can do.

商用交流電源電圧が変動するときも、上記と同じである。この場合も、商用交流電源電圧の変動に応じて充電電流Ｉ_Cが時間的に変化する。特に、商用交流電源電圧が上昇する時に、充電電流Ｉ_Cが増大する方向に変化し、この電流変化速度および変化量が非常に大きいと充電電流Ｉ_Cが突入電流となる。しかし、この実施形態においては、監視部７０および制御部２０の働きにより、充電電流Ｉ_Cが異常増大する手前で確実に開閉器２４，３０をオフさせるので、突入電流の発生を未然に防ぐことができる。 The same applies when the commercial AC power supply voltage fluctuates. Also in this case, the charging current I _C changes with time according to the fluctuation of the commercial AC power supply voltage. In particular, when the commercial AC power supply voltage rises, the charging current I _C changes in an increasing direction, and when the current change rate and change amount are very large, the charging current I _C becomes an inrush current. However, in this embodiment, the switches 24 and 30 are surely turned off before the charging current I _C abnormally increases by the functions of the monitoring unit 70 and the control unit 20, thereby preventing inrush current from occurring. Can do.

なお、商用交流電源電圧が低下する方向に変動して三相整流回路１０の出力電圧がコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cより低くなっても、三相整流回路１０が整流機能を有するので、コンデンサ１２から第２開閉器３０およびコイル２６を介して三相整流回路１０へ電流が流れることはない。つまり、充電電流Ｉ_Cが逆方向に流れることはない。

［実施形態２］ Even if the commercial AC power supply voltage fluctuates and the output voltage of the three-phase rectifier circuit 10 becomes lower than the charging voltage V _{C of the} capacitor 12, the three-phase rectifier circuit 10 has a rectifying function, so that the capacitor 12 Current flows from the first switch 30 and the coil 26 to the three-phase rectifier circuit 10. That is, the charging current I _C does not flow in the reverse direction.

[Embodiment 2]

図５に、本発明の第２の実施形態におけるレーザ電源装置の構成を示す。図中、第１の実施形態（図１）と同様の構成または機能を有する部分には同一の符号を付している。   FIG. 5 shows a configuration of a laser power supply apparatus according to the second embodiment of the present invention. In the drawing, parts having the same configuration or function as those of the first embodiment (FIG. 1) are denoted by the same reference numerals.

この第２の実施形態における監視回路７０は、コイル２６の電圧降下Ｖ_Lを検出するためのアイソレーション・アンプ７４と、異常時停止用と充電完了用の２種類の監視値ＭＶ_M1，−ＭＶ_M2を発生する監視値発生回路７６と、監視値ＭＶ_M1，−ＭＶ_M2のいずれか一方を選択するためのスイッチ７８と、アイソレーション・アンプ７４の出力つまりコイル電圧降下測定値ＭＶ_Lとスイッチ７８により選択された監視値ＭＶ_M1（−ＭＶ_M2）とを比較するコンパレータ８０とを有する。ここで、アイソレーション・アンプ７４の一方（正極性）の入力端子は三相整流回路１０の出力端子とコイル２６との間のノード点Ｎ_Aに電圧センス線７２Ａを介して接続され、他方（負極性）の入力端子は抵抗２８および第２開閉器３０とコイル２６との間のノードＮ_Bに電圧センス線７２Ｂを介して接続される。コンパレータ８０の出力は制御部２０に与えられる。 The monitoring circuit 70 in the second embodiment includes an isolation amplifier 74 for detecting the voltage drop V _L of the coil 26, and two types of monitoring values MV _M1 and -MV for stopping at the time of abnormality and for completing charging. A monitoring value generation circuit 76 for generating _M2 , a switch 78 for selecting one of the monitoring values MV _M1 and -MV _M2 , an output of the isolation amplifier 74, that is, a measured value of coil voltage drop MV _L and a switch 78 And a comparator 80 that compares the monitored value MV _M1 (−MV _M2 ) selected by. Here, one (positive polarity) input terminal of the isolation amplifier 74 is connected to a node point N _A between the output terminal of the three-phase rectifier circuit 10 and the coil 26 via the voltage sense line 72A, and the other ( input terminal of the negative polarity) is connected via a voltage sense line 72B to the node N _B between the resistor 28 and the second switch 30 and the coil 26. The output of the comparator 80 is given to the control unit 20.

ここで、異常時停止用の監視値ＭＶ_M1は正極性の設定値である。コンパレータ８０は、定常動作モードでは、ＭＶ_L＜ＭＶ_M1のときにＬレベルの出力信号（比較結果信号）ＣＯを発生し、ＭＶ_L＞ＭＶ_M1のときにＨレベルの出力信号ＣＯを発生するようになっている。一方、充電完了用の監視値−ＭＶ_M2は負極性の設定値である。コンパレータ８０は、充電動作モードでは、ＭＶ_L＜−ＭＶ_M2のときにＬレベルの出力信号（比較結果信号）ＣＯを発生し、ＭＶ_L＞−ＭＶ_M2のときにＨレベルの出力信号ＣＯを発生するようになっている。 Here, the monitoring value MV _M1 for stopping at the time of abnormality is a positive polarity set value. In the steady operation mode, the comparator 80 generates an L level output signal (comparison result signal) CO when MV _L <MV _M1 , and generates an H level output signal CO when MV _L > MV _M1. It has become. On the other hand, the monitoring value −MV _M2 for completion of charging is a negative polarity set value. In the charging operation mode, the comparator 80 generates an L level output signal (comparison result signal) CO when MV _L <−MV _M2 , and generates an H level output signal CO when MV _L > −MV _M2. It is supposed to be.

図６につき、この第２の実施形態のレーザ電源装置において、コンデンサ１２を実質的な無充電状態から設定電圧まで充電するときの作用を説明する。   With reference to FIG. 6, the operation when charging the capacitor 12 from a substantially non-charged state to a set voltage in the laser power source device of the second embodiment will be described.

制御部２０は、コンデンサ１２の充電を行うために、スイッチング素子３２のスイッチング動作を止めたまま、第２開閉器３０をオフ状態に保ち、時点ｔ₀で第１開閉器２４をオンにする。そうすると、三相整流回路１０の出力端子からコイル２６および電流制限用抵抗２８を介して直流の充電電流Ｉ_Cがコンデンサ１２に流れ込み、コンデンサ１２の端子間電圧つまり充電電圧Ｖ_Cが上昇する。上記と同様に、充電電流Ｉ_Cが流れ始める時は、その時間的な変化率が最も大きいため、コイル２６に三相整流回路１０の出力電圧に相当する大きな値Ｖ_LOの電圧降下Ｖ_Lが発生する。その後、充電電流Ｉ_Cの電流値が大きくなるにつれて、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cおよび抵抗２８の電圧降下Ｒ・Ｉ_C（ただし、Ｒは抵抗２８の抵抗値）が増大する一方で、充電電流Ｉ_Cの変化率が減少してコイル２６の電圧降下Ｖ_Lが小さくなる。 Control unit 20 in order to charge the capacitor 12, while stopping the switching operation of the switching element 32, the second switch 30 maintains the off state, to turn on the first switch 24 at time t _0. Then, a DC charging current I _C flows into the capacitor 12 from the output terminal of the three-phase rectifier circuit 10 via the coil 26 and the current limiting resistor 28, and the voltage between terminals of the capacitor 12, that is, the charging voltage V _C increases. Similarly to the above, when the charging current I _C starts to flow, since the rate of change over time is the largest, the voltage drop V _L of the large value V _LO corresponding to the output voltage of the three-phase rectifier circuit 10 is applied to the coil 26. Occur. Thereafter, as the current value of the charging current I _C increases, the charging voltage V _C of the capacitor 12 and the voltage drop R · I _C of the resistor 28 (where R is the resistance value of the resistor 28) increase while the charging current increases. The rate of change of I _C decreases and the voltage drop V _L of the coil 26 decreases.

そして、時点ｔ₁で充電電流Ｉ_Cが極大値Ｉ_CPに達した後は、充電電流Ｉ_Cの減少に伴って、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cの上昇速度が低下するとともに、抵抗２８の電圧降下Ｒ・Ｉ_Cが減少し始め、コイル２６の電圧降下Ｖ_Lが負極性に変わる。 Then, after the charging current I _C at the time t ₁ has reached the maximum value I _CP is with a decrease of the charging current I _C, with increasing speed of the charging voltage V _C of the capacitor 12 decreases, the voltage of the resistor 28 The drop R · I _C begins to decrease, and the voltage drop V _L of the coil 26 changes to negative polarity.

制御部２０は、コンデンサ充電動作の際には、スイッチ７８を通じて監視値発生回路７６から充電完了用の監視値−ＭＶ_M2を選択してコンパレータ８０に与える。コンパレータ８０は、アイソレーション・アンプ７４からのコイル電圧降下測定値ＭＶ_Lを監視値−ＭＶ_M2と比較し、充電開始直後からＨレベルの比較結果信号ＣＯを出力し続ける。そして、コイル２６の電圧降下Ｖ_Lが負極性に変わって監視値−Ｖ_M2より低くなると、比較結果信号ＣＯがそれまでのＨレベルからＬレベルに変わる。制御部２０は、コンパレータ８０の出力信号ＣＯがＨレベルにある期間中はもちろん、ＨレベルからＬレベルに変わっても第２開閉器３０およびスイッチング素子３２のオフ状態を保持する。 In the capacitor charging operation, the control unit 20 selects the monitoring value −MV _M2 for charging completion from the monitoring value generation circuit 76 through the switch 78 and supplies it to the comparator 80. The comparator 80 compares the coil voltage drop measurement value MV _L from the isolation amplifier 74 with the monitoring value −MV _M2 and continues to output the H-level comparison result signal CO immediately after the start of charging. When the voltage drop V _L of the coil 26 changes to the negative polarity and becomes lower than the monitored value −V _M2 , the comparison result signal CO changes from the previous H level to the L level. The control unit 20 maintains the OFF state of the second switch 30 and the switching element 32 not only during the period in which the output signal CO of the comparator 80 is at the H level but also from the H level to the L level.

こうして、コンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが設定電圧Ｖ_Sに近づくにつれて充電電流Ｉ_Cの電流値が零に近づき、コイル２６の電圧降下Ｖ_Lが負極性の方向で小さくなる。そして、時点ｔ₂で、コイル２６の電圧降下Ｖ_Lが上昇してＶ_L＜−Ｖ_M2からＶ_L＞−Ｖ_M2に変わると（正方向に−Ｖ_M2を超えると）、コンパレータ８０の出力信号ＣＯがそれまでのＬレベルからＨレベルに変わる。制御部２０は、このタイミング（時点ｔ₂）で直ちに、あるいは（より好ましくは）一定のディレイ時間経過後の時点ｔ₃で、第２開閉器３０をオンにする。 Thus, as the charging voltage V _C of the capacitor 12 approaches the set voltage V _S , the current value of the charging current I _C approaches zero, and the voltage drop V _L of the coil 26 decreases in the negative polarity direction. Then, at time t _2, when the changes from <-V _M2 V _L> V _L voltage drop V _L of the coil 26 is increased to -V _M2 (when the positive direction greater than -V _M2), the output of the comparator 80 The signal CO changes from the previous L level to the H level. The control unit 20 turns on the second switch 30 immediately at this timing (time t ₂ ) or (more preferably) at time t ₃ after a certain delay time has elapsed.

第２開閉器３０がオンすると、コイル２６とコンデンサ１２が第２開閉器３０を介して短絡され、コイル２６に残っていた電磁エネルギーがコンデンサ１２に速やかに放出される。これにより、充電電流Ｉ_Cが一瞬増大してコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが直ぐに設定電圧Ｖ_Sに達し、そこで充電動作が完了する（時点ｔ₄）。 When the second switch 30 is turned on, the coil 26 and the capacitor 12 are short-circuited via the second switch 30, and the electromagnetic energy remaining in the coil 26 is quickly released to the capacitor 12. As a result, the charging current I _C increases momentarily, and the charging voltage V _C of the capacitor 12 immediately reaches the set voltage V _S , whereupon the charging operation is completed (time t ₄ ).

この第２の実施形態において、レーザ加工中に負荷の変動によってコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが急激に低下しようとする場合の作用およびコンデンサ１２の充電電圧Ｖ_Cが一時的に緩やかに低下した場合の作用は、上記第１の実施形態と全く同じである。 In the second embodiment, the action when the charging voltage V _{C of the} capacitor 12 is suddenly lowered due to the fluctuation of the load during laser processing and the charging voltage V _C of the capacitor 12 is temporarily lowered gradually. The operation of is exactly the same as in the first embodiment.

したがって、この第２の実施形態においても、充電回路１４で突入電流が流れず、コイル２６、第２開閉器３０およびコンデンサ１２が突入電流から保護されるようになっている。このため、コイル２６のインダクタンスおよびコンデンサ１２の静電容量を存分に大きくして、大容量・高出力のレーザ加工に対応することができる。

［他の実施形態または変形例］ Therefore, also in the second embodiment, no inrush current flows in the charging circuit 14, and the coil 26, the second switch 30 and the capacitor 12 are protected from the inrush current. For this reason, the inductance of the coil 26 and the electrostatic capacitance of the capacitor 12 can be made sufficiently large to cope with large-capacity and high-power laser processing.

[Other Embodiments or Modifications]

以上、本発明の好適な実施形態について説明したが、上述した第１および第２の実施形態は本発明を限定するものではない。当業者にあっては、具体的な実施態様において本発明の技術思想および技術範囲から逸脱せずに他の実施形態または種々の変形・変更を加えることが可能である。   Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, the first and second embodiments described above do not limit the present invention. Those skilled in the art can add other embodiments or various modifications and changes to specific embodiments without departing from the technical idea and technical scope of the present invention.

たとえば、第３の実施形態として、図７に示すように、監視部７０において、コイル２６の電圧降下Ｖ_Lを監視する代わりに、コイル２６を流れる電流つまり充電電流Ｉ_Cの時間的な変化率ｄＩ_C／ｄｔ（以下∇Ｉ_Cと称する）を監視することも可能である。この実施形態において、充電回路１４の電路に取り付けられる電流センサ８２がたとえばホール素子のように充電電流Ｉ_Cの電流値（瞬時値）を検出する場合は、電流センサ８２の出力信号を微分して電流変化率測定値Ｍ∇Ｉ_Cを発生する電流微分値測定回路８４を設ける。電流センサ８２がたとえばトロイダルコイルのように充電電流Ｉ_Cの微分値∇Ｉ_Cを出力する場合は、電流微分値測定回路８４を増幅器に代えればよい。監視値発生回路７６は、充電電流Ｉ_Cの微分値に対応する異常時停止用の監視値Ｍ∇Ｖ_M1および充電完了用の監視値−Ｍ∇Ｖ_M2を発生する。 For example, as a third embodiment, as shown in FIG. 7, instead of monitoring the voltage drop V _L of the coil 26 in the monitoring unit 70, the temporal change rate of the current flowing through the coil 26, that is, the charging current I _C. It is also possible to monitor dI _C / dt (hereinafter referred to as ∇I _C ). In this embodiment, when the current sensor 82 attached to the electric circuit of the charging circuit 14 detects the current value (instantaneous value) of the charging current I _C as, for example, a Hall element, the output signal of the current sensor 82 is differentiated. providing a current differential value measuring circuit 84 for generating a current change rate measurements M∇I _C. When the current sensor 82 outputs a differential value ∇I _C of the charging current I _C like, for example, a toroidal coil, the current differential value measurement circuit 84 may be replaced with an amplifier. The monitoring value generation circuit 76 generates a monitoring value M∇V _M1 for stopping at the time of abnormality and a monitoring value −M∇V _M2 for completion of charging corresponding to the differential value of the charging current I _C.

また、図７に示すように、レーザ駆動回路１８において、パワーフィードバック制御により励起ランプ１６を駆動することも可能である。図示の構成例では、ハーフミラー８６、フォトセンサ８８およびレーザ出力測定回路９０によりレーザ光ＬＢのパワー（レーザ出力）Ｐ_LBを測定して、レーザ出力測定値ＭＰ_LBをスイッチング制御回路４０にフィードバックし、スイッチング制御回路４０がＰＷＭ（パルス幅変調）方式のスイッチング制御を行うようになっている。 Further, as shown in FIG. 7, the laser driving circuit 18 can drive the excitation lamp 16 by power feedback control. In the illustrated configuration example, the power (laser output) P _LB of the laser beam _LB is measured by the half mirror 86, the photo sensor 88, and the laser output measurement circuit 90, and the laser output measurement value MP _LB is fed back to the switching control circuit 40. The switching control circuit 40 performs PWM (pulse width modulation) type switching control.

また、一変形例として、図８および図９に示すように、ランプ励起用のレーザ電気エネルギーを蓄積するための第１のコンデンサ１２と第２のコンデンサ１５との間にスイッチングトランス回路９２を備えるレーザ電源装置にも本発明を適用することができる。このスイッチングトランス回路９２は、インバータ回路９４、昇圧トランス９５、整流回路９６およびチョークコイル９８をカスケード接続して構成されている。インバータ回路９４を構成するスイッチング素子をスイッチング制御するための制御回路（図示せず）も設けられる。   As a modification, as shown in FIGS. 8 and 9, a switching transformer circuit 92 is provided between the first capacitor 12 and the second capacitor 15 for accumulating laser electric energy for lamp excitation. The present invention can also be applied to a laser power supply apparatus. The switching transformer circuit 92 is configured by cascading an inverter circuit 94, a step-up transformer 95, a rectifier circuit 96, and a choke coil 98. A control circuit (not shown) for switching control of the switching elements constituting the inverter circuit 94 is also provided.

また、図示省略するが、第１開閉器２４を充電回路１４内の電路に設ける構成も可能である。たとえば、抵抗２８と直列で第２開閉器３０と並列に第１開閉器２４を接続する構成、あるいは三相整流回路１０の出力端子とノードＮ_Bとの間にコイル２６と直列に第１開閉器２４を接続する構成等も可能である。 Although not shown, a configuration in which the first switch 24 is provided in the electric circuit in the charging circuit 14 is also possible. For example, first closing the coil 26 in series between the output terminal and the node N _B of the resistor 28 in series with the second switch 30 and configured to connect the first switch 24 in parallel, or a three-phase rectifier circuit 10 A configuration in which the device 24 is connected is also possible.

監視部７０および制御部２０の構成も種種の変形が可能である。たとえば、監視値発生回路７６およびコンパレータ８０の機能を制御部２０が有する構成も可能である。   Various modifications can be made to the configuration of the monitoring unit 70 and the control unit 20. For example, a configuration in which the control unit 20 has the functions of the monitoring value generation circuit 76 and the comparator 80 is also possible.

また、上述した実施形態のレーザ電源装置は三相交流電源から三相交流を入力したが、本発明は単相交流電源から単相交流を入力するタイプのレーザ電源装置にも適用可能である。   Moreover, although the laser power supply apparatus of the embodiment described above inputs three-phase alternating current from a three-phase alternating current power supply, the present invention can also be applied to a laser power supply apparatus of a type that inputs single-phase alternating current from a single-phase alternating current power supply.

１０ 三相整流回路
１２ コンデンサ
１４ 充電回路
１６ 励起ランプ
１８ ランプ駆動回路
２０ 制御部
２４ 第１開閉器
２６ コイル
２８ 電流制限用抵抗
３０ 第２開閉器
３２ スイッチング素子
３８ レーザ発振部
４０ スイッチング制御部
７０ 監視部
７２Ａ，７２Ｂ，７２Ｃ 電圧センス線
７４ アイソレーション・アンプ
７６ 監視値発生回路
７８ スイッチ
８０ コンパレータ
８２ 電流センサ
８４ 電流微分値測定回路 DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Three-phase rectifier circuit 12 Capacitor 14 Charging circuit 16 Excitation lamp 18 Lamp drive circuit 20 Control part 24 1st switch 26 Coil 28 Current limiting resistor 30 2nd switch 32 Switching element 38 Laser oscillation part 40 Switching control part 70 Monitoring 72A, 72B, 72C Voltage sense line 74 Isolation amplifier 76 Monitor value generation circuit 78 Switch 80 Comparator 82 Current sensor 84 Current differential value measurement circuit

Claims (6)

固体レーザ媒体にレーザ発振用の励起光を照射する励起ランプに電力を供給するためのレーザ電源装置であって、
商用周波数の交流を整流して直流に変換する整流回路と、
前記整流回路より出力される直流電力を蓄えるコンデンサと、
前記整流回路と前記コンデンサとの間で直列に接続されるコイルおよび抵抗と、
前記交流の電路に設けられ、または前記整流回路と前記コンデンサとの間で前記抵抗と直列に接続される第１の開閉器と、
前記抵抗と並列に接続される第２の開閉器と、
前記コンデンサに蓄えられた電気エネルギーを前記励起ランプ側に放電させて前記励起ランプにランプ電流を流すランプ駆動回路と、
前記コイルおよび前記抵抗で生じる電圧降下または前記コイルおよび前記第２の開閉器で生じる電圧降下を監視する監視部と、
前記監視部より出力される監視結果に基づいて前記第１および第２の開閉器のオン・オフを制御する制御部と
を有するレーザ電源装置。 A laser power supply device for supplying power to an excitation lamp that irradiates a solid-state laser medium with excitation light for laser oscillation,
A rectifier circuit that rectifies commercial frequency alternating current and converts it to direct current;
A capacitor for storing DC power output from the rectifier circuit;
A coil and a resistor connected in series between the rectifier circuit and the capacitor;
A first switch provided in the AC circuit, or connected in series with the resistor between the rectifier circuit and the capacitor;
A second switch connected in parallel with the resistor;
A lamp driving circuit for discharging the electric energy stored in the capacitor to the excitation lamp side and causing a lamp current to flow to the excitation lamp;
A monitoring unit for monitoring a voltage drop caused by the coil and the resistor or a voltage drop caused by the coil and the second switch;
And a controller that controls on / off of the first and second switches based on a monitoring result output from the monitoring unit. 前記制御部は、前記コンデンサを実質的な無充電状態から所定電圧まで充電する際に、前記コイルおよび前記抵抗の電圧降下が第２の基準値を割ったとの監視結果が前記監視部より出力された時は前記第２の開閉器をオンにする、請求項１に記載のレーザ電源装置。   When the controller charges the capacitor from a substantially non-charged state to a predetermined voltage, a monitoring result that the voltage drop of the coil and the resistor has divided a second reference value is output from the monitoring unit. 2. The laser power supply device according to claim 1, wherein when the first switch is turned on, the second switch is turned on. 前記制御部は、前記コンデンサを実質的な無充電状態から所定電圧まで充電した後に、前記コイルおよび前記第２の開閉器の電圧降下が第１の基準値より小さいとの監視結果が前記監視部より出力されている間は前記第１および第２の開閉器をオンに保ち、前記コイルおよび前記第２の開閉器の電圧降下が前記第１の基準値を超えたとの監視結果が前記監視部より出力された時は前記第１および第２の開閉器の少なくとも一方をオフにする、請求項１または請求項２に記載のレーザ電源装置。   The control unit monitors a monitoring result that the voltage drop of the coil and the second switch is smaller than a first reference value after charging the capacitor from a substantially non-charged state to a predetermined voltage. The first and second switches are kept on during the output, and the monitoring result that the voltage drop of the coil and the second switch exceeds the first reference value is the monitoring unit. 3. The laser power supply device according to claim 1, wherein at least one of the first switch and the second switch is turned off when the power is further output. 前記制御部は、前記コイルおよび前記第２の開閉器の電圧降下が前記第１の基準値を超えているとの監視結果が前記監視部より所定時間持続して出力された時に、前記第１および第２の開閉器の少なくとも一方をオフにする、請求項３に記載のレーザ電源装置。   When the monitoring result that the voltage drop of the coil and the second switch exceeds the first reference value is output from the monitoring unit for a predetermined time, the control unit outputs the first The laser power supply device according to claim 3, wherein at least one of the second switch and the second switch is turned off. 前記ランプ駆動回路が、
前記コンデンサと前記励起ランプとの間に接続されるスイッチング素子と、
前記スイッチング素子を商用周波数よりも高い一定の周波数でスイッチング制御するスイッチング制御部と
を有する、請求項１〜４のいずれか一項に記載のレーザ電源装置。 The lamp driving circuit is
A switching element connected between the capacitor and the excitation lamp;
And a switching control unit for switching control of the switching element at a fixed frequency higher than the commercial frequency, laser power supply device according to any one of claims 1-4. 前記ランプ駆動回路は、前記第１および第２の開閉器のいずれもオン状態の下で前記スイッチング素子のスイッチング動作を行い、前記第１および第２の開閉器のいずれかがオン状態からオフ状態に切り換わる時はそれと連動して前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止する、請求項１〜５のいずれか一項に記載のレーザ電源装置。 The lamp driving circuit performs a switching operation of the switching element in a state where both the first and second switches are in an on state, and one of the first and second switches is in an off state from an on state. The laser power supply device according to any one of claims 1 to 5 , wherein when switching to, the switching operation of the switching element is stopped in conjunction with the switching.

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