JP5899787B2 - Rotating electrical machine control system - Google Patents

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Description

本発明は、回転電機制御システムに係り、予め設定されたＰＷＭ条件下で電流フィードバックを用いるＰＷＭ制御方式で駆動回路を制御する制御部を備える回転電機制御システムに関する。   The present invention relates to a rotating electrical machine control system, and more particularly to a rotating electrical machine control system including a control unit that controls a drive circuit by a PWM control method using current feedback under preset PWM conditions.

モータや発電機として使用される回転電機の制御方法として、正弦波ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）制御モードと、過変調制御モードと、矩形波制御モードとを使い分けることが知られている。なお、過変調制御モードは、過変調ＰＷＭ制御モードと呼ぶこともある。   As a method of controlling a rotating electrical machine used as a motor or a generator, it is known to use a sine wave PWM (Pulse Width Modulation) control mode, an overmodulation control mode, and a rectangular wave control mode. The overmodulation control mode may be referred to as an overmodulation PWM control mode.

例えば、特許文献１には、電動機駆動制御装置であって、モータの目標動作点が昇圧コンバータで共振が発生するときのモータの動作点を含む所定の共振域に含まれるときに、インバータ側の電圧がバッテリ側の電圧よりも高くなるように、昇圧コンバータを制御するとともに、正弦波ＰＷＭ制御方式を用いてインバータを制御することが記載されている。この構成は、昇圧コンバータのリアクトルと昇圧コンバータに接続された平滑コンデンサとにより共振回路が構成され、モータの動作点が所定領域に入った際に、電圧や電流の共振が発生し、昇圧コンバータや平滑コンデンサに過大な電圧や電流が印加されるのを防止することを目的とするとされている。   For example, Patent Document 1 discloses an electric motor drive control device, in which a target operating point of a motor is included in a predetermined resonance region including a motor operating point when resonance occurs in a boost converter. It describes that the boost converter is controlled so that the voltage becomes higher than the voltage on the battery side, and that the inverter is controlled using a sine wave PWM control system. In this configuration, a resonant circuit is configured by the reactor of the boost converter and the smoothing capacitor connected to the boost converter, and when the operating point of the motor enters a predetermined region, resonance of voltage and current occurs, and the boost converter and The purpose is to prevent an excessive voltage or current from being applied to the smoothing capacitor.

特開２００９−２２５６３３号公報JP 2009-225633 A

ところが、上記のように正弦波ＰＷＭ制御方式を用いてインバータを制御する場合に、センサの製品ばらつき等により、回転電機であるモータの電流センサの検出電流値にオフセット誤差が重畳する可能性がある。この場合、電流センサの検出値を正として制御が行われるため、実電流であるｄ軸電流及びｑ軸電流がそれぞれ電気一次で変動し、モータに電気一次で変動するパワー変動が発生する。さらに、電圧変換部である昇圧コンバータのリアクトルと平滑コンデンサとによりＬＣ共振回路が構成されるので、ＬＣ共振が発生する。この場合、ＬＣ共振の周波数領域と上記のパワー変動の周波数とが一致すると、昇圧電圧である高圧側電圧ＶＨが大きく変動し、バッテリの出力電流であるバッテリ電流ＩＢも大きく変動する。特に、正弦波ＰＷＭ制御で回転電機を制御する場合、制御の追従性が高いので、電圧ＶＨ及び電流ＩＢの変動が顕著になる。また、平滑コンデンサの容量が小さい場合や、バッテリの内部抵抗が小さい場合には、電圧ＶＨ及び電流ＩＢの変動がさらに顕著になる。このように電圧ＶＨ及び電流ＩＢがともに大きくなり、過電流及び過電圧が発生すると、予め設定される設計上の部品保護域値を越えないようにするための有効な対策が必要になる。例えば、インバータと平滑コンデンサとを含むパワーコントロールユニット（ＰＣＵ）の部品保護閾値を越える過電流や過電圧が発生しないようにするための有効な対策が必要になる。このため、昇圧コンバータの出力電圧ＶＨ及びバッテリ電流ＩＢに関する過電圧及び過電流の発生を有効に防止できる回転電機制御システムの実現が望まれている。   However, when the inverter is controlled using the sine wave PWM control method as described above, there is a possibility that an offset error may be superimposed on the detected current value of the current sensor of the motor that is a rotating electrical machine due to product variation of the sensor. . In this case, since control is performed with the detection value of the current sensor being positive, the d-axis current and the q-axis current, which are actual currents, fluctuate in electrical primary, and power fluctuations that fluctuate in electrical primary occur in the motor. Furthermore, since the LC resonance circuit is configured by the reactor of the boost converter, which is a voltage conversion unit, and the smoothing capacitor, LC resonance occurs. In this case, when the frequency region of the LC resonance and the frequency of the power fluctuation coincide with each other, the high-voltage side voltage VH that is the boosted voltage greatly varies, and the battery current IB that is the battery output current also varies greatly. In particular, when the rotating electrical machine is controlled by sine wave PWM control, the control V is highly followable, and thus the fluctuations in the voltage VH and the current IB become significant. In addition, when the capacity of the smoothing capacitor is small or when the internal resistance of the battery is small, fluctuations in the voltage VH and the current IB become more remarkable. Thus, when both the voltage VH and the current IB are increased and an overcurrent and an overvoltage are generated, an effective measure is required to prevent exceeding a preset design component protection area value. For example, effective measures are required to prevent an overcurrent or overvoltage that exceeds a component protection threshold of a power control unit (PCU) including an inverter and a smoothing capacitor. Therefore, it is desired to realize a rotating electrical machine control system that can effectively prevent the occurrence of overvoltage and overcurrent related to the output voltage VH of the boost converter and the battery current IB.

本発明の目的は、回転電機制御システムにおいて、電流センサの検出電流値に誤差が重畳している場合でも、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することである。   An object of the present invention is to effectively prevent the occurrence of an overcurrent and an overvoltage even when an error is superimposed on a detected current value of a current sensor in a rotating electrical machine control system.

本発明に係る回転電機制御システムは、回転電機と、直流電源に接続され、リアクトルを含む電圧変換部と、前記回転電機に接続された駆動回路と、前記電圧変換部に接続された平滑コンデンサと、予め設定されたＰＷＭ条件下で電流フィードバックを用いるＰＷＭ制御方式で前記駆動回路を制御する制御部とを備え、前記制御部は、前記リアクトルと前記平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、前記ＰＷＭ制御で電流フィードバックを行う場合のフィードバックゲインを、通常時に用いる通常時ゲインよりも低下させるゲイン低下部を含むことを特徴とする回転電機制御システムである。 A rotating electrical machine control system according to the present invention includes a rotating electrical machine, a voltage converter connected to a DC power source and including a reactor, a drive circuit connected to the rotating electrical machine, and a smoothing capacitor connected to the voltage converter. A control unit that controls the drive circuit in a PWM control method that uses current feedback under preset PWM conditions, and the control unit includes a resonance frequency region of a resonance circuit that includes the reactor and the smoothing capacitor. A gain reduction unit for reducing a feedback gain when current feedback is performed in the PWM control to be lower than a normal gain used in normal times when the frequency and the frequency of output fluctuation of the rotating electrical machine match. The rotating electrical machine control system.

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記ゲイン低下部は、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、前記共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときであるとして、前記フィードバックゲインを前記通常時ゲインよりも低下させる。   In the rotating electrical machine control system according to the present invention, it is preferable that the gain reduction unit is configured such that the rotational speed of the rotating electrical machine is within a specific rotational speed range set in advance based on the frequency of the resonance frequency range. In addition, assuming that the frequency in the resonance frequency region and the frequency of the output fluctuation of the rotating electrical machine coincide with each other, the feedback gain is reduced below the normal gain.

また、本発明に係る回転電機制御システムにおいて、好ましくは、前記ゲイン低下部は、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときでは、回転電機の出力の絶対値が予め設定される所定出力よりも大きい場合で、かつ、実際の電流値である実電流値にリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値と前記実電流値との差の絶対値が予め設定される所定電流値よりも大きいときのみに、前記フィードバックゲインを前記通常時ゲインよりも低下させる。
In the rotating electrical machine control system according to the present invention, it is preferable that the gain reduction unit is configured such that the rotational speed of the rotating electrical machine is within a specific rotational speed range set in advance based on the frequency of the resonance frequency range. In the case where the absolute value of the output of the rotating electrical machine is larger than a predetermined output set in advance, and the filtered current value obtained by applying a filter that removes the ripple component to the actual current value that is the actual current value, Only when the absolute value of the difference from the actual current value is larger than a predetermined current value set in advance, the feedback gain is reduced below the normal gain.

本発明に係る回転電機制御システムによれば、リアクトルと平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、ＰＷＭ制御で電流フィードバックを行う場合のフィードバックゲインが通常時ゲインよりも低下するので、制御の応答性が悪化する。このため、回転電機についての電流を検出する電流センサの検出電流値に誤差が重畳している場合でも、共振周波数領域での電圧変換部に対する入力電流の変動を小さく抑えることができ、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することができる。   According to the rotating electrical machine control system of the present invention, when the frequency in the resonance frequency region of the resonant circuit including the reactor and the smoothing capacitor matches the output fluctuation frequency of the rotating electrical machine, current feedback is performed by PWM control. In this case, since the feedback gain in this case is lower than the normal gain, the control response is deteriorated. For this reason, even when an error is superimposed on the detected current value of the current sensor that detects the current about the rotating electrical machine, the fluctuation of the input current to the voltage conversion unit in the resonance frequency region can be suppressed to a small level. Generation of overvoltage can be effectively prevented.

本発明の実施形態の回転電機制御システムの１例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows an example of the rotary electric machine control system of embodiment of this invention. 図１の制御部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the control part of FIG. 比較例の回転電機制御システムにおいて、加速度一定でモータジェネレータの回転を加速する場合の経過時間と、バッテリ電流値との関係を示す図である。It is a figure which shows the relationship between the elapsed time in the case of accelerating rotation of a motor generator with constant acceleration, and a battery electric current value in the rotary electric machine control system of a comparative example. 本発明の実施形態の回転電機制御システムを用いて正弦波ＰＷＭ制御のフィードバックゲインを決定する方法の１例を説明するフローチャートである。It is a flowchart explaining an example of the method of determining the feedback gain of sine wave PWM control using the rotary electric machine control system of embodiment of this invention. 図４のＳ１０で電流変動判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。5 is a flowchart showing a subroutine for determining whether a current fluctuation determination flag is ON (= 1) or OFF (= 0) in S10 of FIG. 図４のＳ１０でＬＣ共振帯判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。5 is a flowchart showing a subroutine for determining whether an LC resonance band determination flag is ON (= 1) or OFF (= 0) in S10 of FIG.

以下に図面を用いて本発明に係る実施の形態につき、詳細に説明する。以下では、回転電機として、車両に搭載されるモータジェネレータを説明するが、車両搭載用以外の用途に用いられる回転電機であってもよい。また、回転電機は、単にモータとして機能させるものを車両に搭載する電気自動車用や燃料電池車用等として使用するものでもよい。   Embodiments according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. In the following, a motor generator mounted on a vehicle will be described as a rotating electrical machine, but a rotating electrical machine used for purposes other than mounting on a vehicle may be used. Further, the rotating electrical machine may be used for an electric vehicle or a fuel cell vehicle mounted on a vehicle that simply functions as a motor.

以下では、全ての図面において同様の、または対応する要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。また、本文中の説明においては、必要に応じそれ以前に述べた符号を用いるものとする。   In the following, the same or corresponding elements in all drawings are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted. In the description in the text, the symbols described before are used as necessary.

図１は、本発明の実施形態の回転電機制御システムの１例を示す回路図である。回転電機制御システム１０は、図示しないエンジンと、主に走行用モータとして使用される回転電機であるモータジェネレータＭＧ２との一方または両方を主駆動源として使用するハイブリッド車両に搭載して使用される。このような回転電機制御システム１０は、モータジェネレータＭＧ２と、直流電源であり蓄電部であるバッテリ１２と、バッテリ１２に接続された電圧変換部であるＤＣ／ＤＣコンバータ１４と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４に接続された平滑コンデンサＣ１及び第２平滑コンデンサＣ２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の昇圧側とモータジェネレータＭＧ２との間に接続される駆動回路であるインバータ１６と、制御部１８とを備える。   FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a rotating electrical machine control system according to an embodiment of the present invention. The rotating electrical machine control system 10 is used by being mounted on a hybrid vehicle that uses one or both of an engine (not shown) and a motor generator MG2 that is a rotating electrical machine mainly used as a traveling motor as a main drive source. Such a rotating electrical machine control system 10 includes a motor generator MG2, a battery 12 that is a DC power source and a power storage unit, a DC / DC converter 14 that is a voltage conversion unit connected to the battery 12, and a DC / DC converter 14 Are provided with a smoothing capacitor C1 and a second smoothing capacitor C2, an inverter 16 serving as a drive circuit connected between the step-up side of the DC / DC converter 14 and the motor generator MG2, and a control unit 18.

なお、ハイブリッド車両は、主にエンジンにより駆動され、発電機として使用される図示しない別のモータジェネレータＭＧ１と、別のモータジェネレータＭＧ１を駆動する別のインバータとを備え、別のインバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の昇圧側にインバータ１６と並列に接続され、別のインバータに別のモータジェネレータＭＧ１が接続される場合もある。本実施形態の制御部１８は、別のインバータ及び別のモータジェネレータＭＧ１も同様に制御できるが、以下の説明では、インバータ１６及びモータジェネレータＭＧ２を制御する場合を代表して説明する。   Note that the hybrid vehicle includes another motor generator MG1 (not shown) that is mainly driven by an engine and is used as a generator, and another inverter that drives another motor generator MG1. The DC converter 14 may be connected in parallel to the inverter 16 on the boost side, and another motor generator MG1 may be connected to another inverter. Although the control part 18 of this embodiment can control another inverter and another motor generator MG1 similarly, in the following description, the case where the inverter 16 and the motor generator MG2 are controlled will be described as a representative.

モータジェネレータＭＧ２は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相型回転電機であり、バッテリ１２から電力が供給される場合にモータとして機能し、車両の制動時には発電機として機能する。発電された電力は、インバータ１６を介してバッテリ１２に供給される。   Motor generator MG2 is a U-phase, V-phase, and W-phase three-phase rotating electric machine that functions as a motor when electric power is supplied from battery 12 and functions as a generator during braking of the vehicle. The generated electric power is supplied to the battery 12 via the inverter 16.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、リアクトル２０と、互いに直列接続された２つのスイッチング素子Ｓａとを含む。２つのスイッチング素子Ｓａの間にリアクトル２０の一端が接続され、リアクトル２０の他端がシステムリレーＳＲ及びヒューズＦを介してバッテリ１２の正極側に接続されている。スイッチング素子Ｓａは、例えばトランジスタ、ＩＧＢＴ等である。なお、図示の例では、システムリレーＳＲが、第１リレーＲ１と、第１リレーＲ１に並列に接続され、抵抗Ｒｗが直列に接続された第２リレーＲ２とを含む。制御部１８は、第１リレーＲ１及び第２リレーＲ２の一方をオンし、他方をオンするように制御することで、バッテリ１２とＤＣ／ＤＣコンバータ１４とを電気的に接続可能とする。   The DC / DC converter 14 includes a reactor 20 and two switching elements Sa connected in series with each other. One end of the reactor 20 is connected between the two switching elements Sa, and the other end of the reactor 20 is connected to the positive electrode side of the battery 12 via the system relay SR and the fuse F. The switching element Sa is, for example, a transistor or an IGBT. In the illustrated example, the system relay SR includes a first relay R1 and a second relay R2 connected in parallel to the first relay R1 and having a resistor Rw connected in series. The control unit 18 enables the battery 12 and the DC / DC converter 14 to be electrically connected by controlling one of the first relay R1 and the second relay R2 to be turned on and the other to be turned on.

ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の各スイッチング素子Ｓａに逆並列にダイオードＤａが接続され、２つのスイッチング素子Ｓａの片側（図１の下側）のスイッチング素子Ｓａにバッテリ１２の負極側が接続されている。また、リアクトル２０の他端とバッテリ１２の負極側との間に平滑コンデンサＣ１が接続されている。また、２つのスイッチング素子Ｓａの両端間とインバータ１６との間に第２平滑コンデンサＣ２が接続されている。   A diode Da is connected in antiparallel to each switching element Sa of the DC / DC converter 14, and a negative electrode side of the battery 12 is connected to the switching element Sa on one side (the lower side in FIG. 1) of the two switching elements Sa. A smoothing capacitor C <b> 1 is connected between the other end of the reactor 20 and the negative electrode side of the battery 12. A second smoothing capacitor C <b> 2 is connected between both ends of the two switching elements Sa and the inverter 16.

このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１４は、制御部１８によりスイッチング素子Ｓａのスイッチングが制御され、バッテリ１２の出力側電圧である低圧側電圧ＶＬを昇圧した高圧側電圧ＶＨをインバータ１６に供給したり、インバータ１６側から供給される高圧側電圧ＶＨを降圧してバッテリ１２側に供給する。このようなＤＣ／ＤＣコンバータ１４の制御のために、回転電機制御システム１０は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の低圧側電圧ＶＬを検出する低圧センサ２２と、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨを検出する高圧センサ２４とを含む。   In such a DC / DC converter 14, switching of the switching element Sa is controlled by the control unit 18, and the high voltage side voltage VH obtained by boosting the low voltage side voltage VL that is the output side voltage of the battery 12 is supplied to the inverter 16. The high voltage side voltage VH supplied from the inverter 16 side is stepped down and supplied to the battery 12 side. For such control of the DC / DC converter 14, the rotating electrical machine control system 10 uses the low-voltage sensor 22 that detects the low-voltage side voltage VL of the DC / DC converter 14 and the high-voltage side voltage VH of the DC / DC converter 14. And a high-pressure sensor 24 for detection.

インバータ１６は、互いに並列接続されたＵ相、Ｖ相、Ｗ相に対応する３本のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗを含み、各相アームＡｕ、Ａｖ、Ａｗは、互いに直列接続されたトランジスタ、ＩＧＢＴ等の２つのスイッチング素子Ｓｗを含む。各スイッチング素子Ｓｗに逆並列にダイオードＤｉが接続されている。各スイッチング素子Ｓｗは、制御部１８によりスイッチングが制御されて、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側から供給された直流電圧を３相交流電圧に変換し、モータジェネレータＭＧ２に出力する。また、車両の制動時には、モータジェネレータＭＧ２からインバータ１６に出力された３相交流電圧をインバータ１６で直流電圧に変換して、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４で降圧してからバッテリ１２に供給し、バッテリ１２を充電する。   The inverter 16 includes three arms Au, Av, Aw corresponding to the U-phase, V-phase, and W-phase connected in parallel with each other, and each phase arm Au, Av, Aw is connected to each other in series with a transistor, IGBT. The two switching elements Sw are included. A diode Di is connected to each switching element Sw in antiparallel. Switching of each switching element Sw is controlled by the control unit 18 to convert a DC voltage supplied from the high-voltage side of the DC / DC converter 14 into a three-phase AC voltage and output it to the motor generator MG2. When the vehicle is braked, the three-phase AC voltage output from the motor generator MG2 to the inverter 16 is converted into a DC voltage by the inverter 16, and the voltage is stepped down by the DC / DC converter 14 before being supplied to the battery 12. To charge.

制御部１８は、例えば車載用コンピュータで構成されることができる。制御部１８は、１つのコンピュータで構成することができるが、複数のコンピュータをケーブル等で接続することにより構成することもできる。例えば、制御部１８は、モータジェネレータＭＧ２の動作を制御するモータ制御部とすることができる。   The control unit 18 can be configured with, for example, an in-vehicle computer. The control unit 18 can be configured by one computer, but can also be configured by connecting a plurality of computers with cables or the like. For example, the control unit 18 can be a motor control unit that controls the operation of the motor generator MG2.

図２は、図１の制御部１８の構成を示すブロック図である。図２に示すように、回転電機制御システム１０は、モータジェネレータＭＧ２の予め設定された所定時間当たりの回転角度を検出する回転角度検出部である回転角度センサＭＲを備える。回転角度センサＭＲの検出値は制御部１８に入力されている。なお、回転角度センサＭＲの代わりに、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数を検出する回転数センサを設けて、回転数センサの検出値を制御部１８に入力することもできる。なお、制御部１８は、回転角度センサＭＲの検出値に基づいて、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数を算出することもできる。この場合、回転角度センサＭＲと回転数算出部とにより、回転数検出部が構成される。また、回転電機制御システム１０は、モータジェネレータＭＧ２の各相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗとインバータ１６とを接続する動力線を流れる電流を検出する電流センサ２８を備える。電流センサ２８については、後で詳しく説明する。   FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the control unit 18 of FIG. As shown in FIG. 2, the rotating electrical machine control system 10 includes a rotation angle sensor MR that is a rotation angle detection unit that detects a rotation angle per predetermined time set in advance of the motor generator MG2. The detection value of the rotation angle sensor MR is input to the control unit 18. Instead of the rotation angle sensor MR, a rotation speed sensor for detecting the rotation speed per predetermined time of the motor generator MG2 may be provided, and the detection value of the rotation speed sensor may be input to the control unit 18. Control unit 18 can also calculate the number of rotations per predetermined time of motor generator MG2 based on the detection value of rotation angle sensor MR. In this case, the rotation angle sensor MR and the rotation speed calculation unit constitute a rotation speed detection unit. The rotating electrical machine control system 10 further includes a current sensor 28 that detects a current flowing through a power line that connects the stator coils 26u, 26v, and 26w of each phase of the motor generator MG2 and the inverter 16. The current sensor 28 will be described in detail later.

また、図２では、制御部１８のうち、正弦波ＰＷＭ制御でモータ制御を行う部分を機能に分けて示している。すなわち、制御部１８は、図示しないモード切替部を含み、モード切替部は、変調度やｄｑ平面上で表されるモータジェネレータＭＧ２の動作点に応じて、モータジェネレータＭＧ２の制御を、正弦波ＰＷＭ制御モードと過変調制御モードと矩形波制御モードとのいずれで行うかを切替可能としている。   Further, in FIG. 2, a portion of the control unit 18 that performs motor control by sine wave PWM control is divided into functions. That is, the control unit 18 includes a mode switching unit (not shown). The mode switching unit controls the motor generator MG2 according to the modulation degree and the operating point of the motor generator MG2 represented on the dq plane. The control mode, overmodulation control mode, or rectangular wave control mode can be switched.

正弦波ＰＷＭ制御モードは、モータジェネレータＭＧ２を正弦波ＰＷＭ制御により制御する。過変調制御モードは、モータジェネレータＭＧ２を過変調制御により制御する。矩形波制御モードは、モータジェネレータＭＧ２を矩形波制御により制御する。   In the sine wave PWM control mode, the motor generator MG2 is controlled by sine wave PWM control. In the overmodulation control mode, the motor generator MG2 is controlled by overmodulation control. In the rectangular wave control mode, the motor generator MG2 is controlled by rectangular wave control.

ここで「変調度（＝変調率）」とは、システム電圧であり、インバータ１６の入力電圧である、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨに対する、モータジェネレータ印加電圧である線間電圧の実効値Ｊの比（Ｊ／ＶＨ）である。モータジェネレータＭＧ２の線間電圧の実効値Ｊは、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とを用いて、Ｊ＝｛（Ｖｄ*）2＋（Ｖｑ*）2｝1/2で与えられる。したがって、変調度Ｅは、変調度Ｅ＝［｛（Ｖｄ*）2＋（Ｖｑ*）2｝1/2］／ＶＨで求められる。例えば、予め設定されたＰＷＭ条件成立である、変調度Ｅが０．６１まではＰＷＭ制御モードが行われ、変調度Ｅが０．６１を超えると、過変調制御モードに切り替えられる。また、変調度Ｅが０．７８となると、矩形波制御モードが用いられる。 Here, the “modulation degree (= modulation rate)” is the system voltage, and the effective voltage of the line that is the motor generator applied voltage with respect to the high-voltage side voltage VH of the DC / DC converter 14 that is the input voltage of the inverter 16. The ratio of the value J (J / VH). The effective value J of the line voltage of the motor generator MG2 is calculated using the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * as follows: J = {(Vd * ) 2 + (Vq * ) 2 } 1 / Given in 2 . Therefore, the modulation degree E is obtained by the modulation degree E = [{(Vd * ) 2 + (Vq * ) 2 } 1/2 ] / VH. For example, the PWM control mode is performed until the modulation degree E is 0.61, which satisfies a preset PWM condition, and when the modulation degree E exceeds 0.61, the mode is switched to the over-modulation control mode. Further, when the modulation degree E is 0.78, the rectangular wave control mode is used.

ここで、正弦波ＰＷＭ制御モードと過変調制御モードとは、電流フィードバック制御であり、電圧指令値と搬送波（キャリア）とを比較することでＰＷＭ信号をモータジェネレータＭＧ２に出力する制御である。すなわち、制御部１８は、予め設定されたＰＷＭ条件下で電流フィードバックを用いる正弦波ＰＷＭ制御方式でインバータ１６を制御する。   Here, the sine wave PWM control mode and the overmodulation control mode are current feedback control, which is a control for outputting a PWM signal to the motor generator MG2 by comparing a voltage command value with a carrier wave. In other words, the control unit 18 controls the inverter 16 by a sine wave PWM control method using current feedback under preset PWM conditions.

一方、矩形波制御モードは、電気角に応じて１パルススイッチング波形をモータジェネレータＭＧ２に出力する制御であり、電圧振幅は最大値に固定され、位相を制御することでトルクをフィードバック制御している。   On the other hand, the rectangular wave control mode is a control for outputting a one-pulse switching waveform to the motor generator MG2 in accordance with the electrical angle. The voltage amplitude is fixed to the maximum value, and the torque is feedback controlled by controlling the phase. .

図１に戻って、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のリアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とによりＬＣ共振回路が構成されるので、共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２の出力変動であるパワー変動の周波数とが一致すると、電流センサ２８の検出値にゼロ点からずれるオフセット誤差が重畳している場合に、ＬＣ共振でパワー変動の振れが大きくなる。また、この振れの増大に伴って、バッテリ１２の出力電流であるバッテリ電流ＩＢや、システム電圧であるインバータの高圧側電圧ＶＨとが大きく変動し、過電流や過電圧が発生する可能性がある。本実施形態は、このような過電流及び過電圧の発生を有効に防止するために発明したものである。   Returning to FIG. 1, since the LC resonance circuit is constituted by the reactor 20 of the DC / DC converter 14 and each of the smoothing capacitors C1 and C2, it is one of the frequencies in the resonance frequency region and the output fluctuation of the motor generator MG2. When the frequency of the power fluctuation matches, when the offset error deviating from the zero point is superimposed on the detection value of the current sensor 28, the fluctuation of the power fluctuation becomes large due to LC resonance. As the fluctuation increases, the battery current IB, which is the output current of the battery 12, and the high-voltage side voltage VH of the inverter, which is the system voltage, may fluctuate greatly, and overcurrent or overvoltage may occur. The present embodiment has been invented to effectively prevent the occurrence of such overcurrent and overvoltage.

すなわち、図１、図２に示すように、制御部１８は、ゲイン低下部であるゲイン決定部３０を有する。ゲイン決定部３０は、リアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とを含むＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、ＰＷＭ制御で電流フィードバックを行う場合のフィードバックゲインＧを、通常時に使用する通常時ゲインＧｎよりも低下させる。すなわち、ゲイン決定部３０は、ＬＣ共振回路の共振周波数領域の周波数に対して、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数が外れているときには、後述するＰＩ制御部３２（図２）で使用するフィードバックゲインＧに、通常時に使用する通常時ゲインＧｎを決定する、すなわち入力する。また、ゲイン決定部３０は、ＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致しているときでも、電流変動判定フラグがＯＦＦされる（すなわち０となる）ことと、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が予め設定される所定出力である所定パワーＰａ（ｋｗ）以下である（｜ＰＭ｜≦Ｐａ）こととの一方または両方の条件を満たすときに、フィードバックゲインＧに通常時ゲインＧｎを決定する。   That is, as shown in FIGS. 1 and 2, the control unit 18 includes a gain determination unit 30 that is a gain reduction unit. The gain determination unit 30 performs PWM control when any frequency in the resonance frequency region of the LC resonance circuit including the reactor 20 and each of the smoothing capacitors C1 and C2 matches the frequency of power fluctuation of the motor generator MG2. The feedback gain G in the case of performing current feedback is made lower than the normal time gain Gn used in normal time. That is, when the frequency of the power fluctuation of motor generator MG2 deviates from the frequency in the resonance frequency region of the LC resonance circuit, gain determination unit 30 uses a feedback gain used in PI control unit 32 (FIG. 2) described later. In G, a normal gain Gn to be used in a normal state is determined, that is, input. Further, gain determination unit 30 turns off the current fluctuation determination flag even when any frequency in the resonance frequency region of the LC resonance circuit matches the power fluctuation frequency of motor generator MG2. And the absolute value | PM | of the power of the motor generator MG2 is equal to or less than a predetermined power Pa (kw) that is a predetermined output (| PM | ≦ Pa). When the condition is satisfied, the normal gain Gn is determined as the feedback gain G.

ここで、「電流変動判定フラグ」とは、実際のバッテリ電流値ＩＢである実電流値ＩＢａにリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値ＩＢｆと実電流値ＩＢａとの差の絶対値（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）が、予め設定した所定電流値Ｉｃ（Ａ）よりも大きい場合（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃ）にＯＮされ（すなわち１となり）、それ以外の場合にＯＦＦされる（すなわち０となる）ことを意味する。このために、制御部１８には、バッテリ１２（図１）の出力電流であるバッテリ電流ＩＢを検出するバッテリ電流センサ３３（図１）の検出値が入力されている。   Here, the “current fluctuation determination flag” is the absolute difference between the actual current value IBa and the filtered current value IBf obtained by applying a filter to remove the ripple component to the actual current value IBa that is the actual battery current value IB. When the value (| IBa−IBf |) is larger than a predetermined current value Ic (A) set in advance (| IBa−IBf |> Ic), it is turned on (that is, becomes 1), otherwise it is turned off. (That is, 0). For this purpose, the detection value of the battery current sensor 33 (FIG. 1) that detects the battery current IB that is the output current of the battery 12 (FIG. 1) is input to the control unit 18.

一方、ゲイン決定部３０は、ＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致しているときであって、電流変動判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）、かつ、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）には、フィードバックゲインＧに通常時ゲインＧｎよりも小さいゲインであるＬＣ共振帯用ゲインＧＬを決定する、すなわち入力する。   On the other hand, gain determination unit 30 is in a state where any frequency in the resonance frequency region of the LC resonance circuit matches the power fluctuation frequency of motor generator MG2, and the current fluctuation determination flag is turned ON (ie, 1), and when the absolute value | PM | of the power of the motor generator MG2 exceeds a predetermined power Pa (kw) (| PM |> Pa), the feedback gain G is smaller than the normal gain Gn. A certain LC resonance band gain GL is determined, that is, input.

次に、図２を参照しつつ制御部１８により、正弦波ＰＷＭ制御モードでモータジェネレータＭＧ２を制御する方法を説明する。図２で制御部１８は、図示しない別の制御部からトルク指令値Ｔ*と回転角速度指令値ω*とを取得する。これらの指令値は、図示しない車両のアクセルペダル操作量やブレーキペダル操作量等からユーザの要求トルクと要求車速とを推定して算出される。制御部１８は、電流指令生成部３４、減算器部３６、ＰＩ制御部３２、３相／２相変換部３８、及び２相／３相変換部４０を有する。 Next, a method for controlling motor generator MG2 in sine wave PWM control mode by control unit 18 will be described with reference to FIG. In FIG. 2, the control unit 18 obtains the torque command value T * and the rotational angular velocity command value ω * from another control unit (not shown). These command values are calculated by estimating the user's required torque and required vehicle speed from an accelerator pedal operation amount, a brake pedal operation amount, etc. of a vehicle (not shown). The control unit 18 includes a current command generation unit 34, a subtractor unit 36, a PI control unit 32, a 3 phase / 2 phase conversion unit 38, and a 2 phase / 3 phase conversion unit 40.

電流指令生成部３４は、モータジェネレータＭＧ２の実際の回転角速度ωと回転角速度指令値ω*とを比較し、予め作成したテーブル等を用いて、トルク指令値Ｔ*をｄ軸電流指令値Ｉｄ*及びｑ軸電流指令値Ｉｑ*の組として算出する機能を有する。 The current command generator 34 compares the actual rotational angular velocity ω of the motor generator MG2 with the rotational angular velocity command value ω *, and uses the previously created table or the like to determine the torque command value T * as the d-axis current command value Id *. And q-axis current command value Iq * .

減算器部３６は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ*から実際のｄ軸電流値Ｉｄを減算してｄ軸電流偏差δＩｄを算出する機能を有するＩｄ減算器と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ*から実際のｑ軸電流値Ｉｑを減算してｑ軸電流偏差δＩｑを算出する機能を有するＩｑ減算器とを含んで構成される。 The subtractor unit 36 subtracts the actual d-axis current value Id from the d-axis current command value Id * and calculates the d-axis current deviation δId, and the actual subtractor 36 from the q-axis current command value Iq *. And an Iq subtractor having a function of calculating a q-axis current deviation δIq by subtracting the q-axis current value Iq.

モータジェネレータＭＧ２における実際のｄ軸電流値Ｉｄと実際のｑ軸電流値Ｉｑとは、３相／２相変換部３８の機能によって、モータジェネレータＭＧ２のロータの回転角度θと、モータジェネレータＭＧ２の３相分の電流を検出する電流センサ２８の検出値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗとに基づいて算出される。ロータの電気角は、レゾルバ等の回転角度センサＭＲによって検出される。電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは、インバータ１６の対応する相のアームＡｕ、Ａｖ、Ａｗ（図１）とモータジェネレータＭＧ２の対応する相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ（図１）とを接続する電力線を流れる電流を検出することで得られる。モータジェネレータＭＧ２の各相のステータコイル２６ｕ、２６ｖ、２６ｗの一端が中性点で接続されるので、２相分の電流Ｉｖ、Ｉｗを検出すること残りの１相分の電流値Ｉｕが算出可能である。図１では、Ｖ相電流値ＩｖとＷ相電流値Ｉｗとの２つを検出することが示されている。残るＵ相電流値Ｉｕは、Ｉｕ＝−（Ｉｖ＋Ｉｗ）で求められる。なお、電流センサ２８を３相分設けて、直接３相分の電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを検出することもできる。また、電流センサ２８は、リアクトル２０（図１）と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２（図１）とを含むＬＣ共振回路の共振周波数を検出可能な精度を有する。また、上記の図１に示した高圧側電圧ＶＨを検出する高圧センサ２４もＬＣ共振回路の共振周波数を検出可能な精度を有する。   The actual d-axis current value Id and the actual q-axis current value Iq in the motor generator MG2 are determined by the function of the three-phase / two-phase converter 38, and the rotation angle θ of the rotor of the motor generator MG2 and 3 of the motor generator MG2. It is calculated based on the detection values Iu, Iv, and Iw of the current sensor 28 that detects the current of the phase. The electrical angle of the rotor is detected by a rotation angle sensor MR such as a resolver. Current values Iu, Iv, Iw connect corresponding phase arms Au, Av, Aw (FIG. 1) of inverter 16 and corresponding phase stator coils 26u, 26v, 26w (FIG. 1) of motor generator MG2. It is obtained by detecting the current flowing through the power line. Since one end of each phase of the stator coils 26u, 26v, 26w of the motor generator MG2 is connected at a neutral point, the current values Iu for the remaining one phase can be calculated by detecting the currents Iv, Iw for two phases. It is. FIG. 1 shows that two of a V-phase current value Iv and a W-phase current value Iw are detected. The remaining U-phase current value Iu is obtained by Iu = − (Iv + Iw). It is also possible to provide current sensors 28 for three phases and directly detect the current values Iu, Iv, Iw for the three phases. The current sensor 28 has an accuracy capable of detecting the resonance frequency of the LC resonance circuit including the reactor 20 (FIG. 1) and the smoothing capacitors C1 and C2 (FIG. 1). Also, the high voltage sensor 24 for detecting the high voltage VH shown in FIG. 1 has an accuracy capable of detecting the resonance frequency of the LC resonance circuit.

ＰＩ制御部３２は、ｄ軸電流偏差δＩｄとｑ軸電流偏差δＩｑとについて、所定のフィードバックゲインＧの下で比例積分制御を行ってこれらに対応する制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とを算出する機能を有する。減算器部３６と、ＰＩ制御部３２とによって、ＰＷＭ制御モードにおける電流フィードバックが行われる。 The PI control unit 32 performs proportional-integral control on the d-axis current deviation δId and the q-axis current deviation δIq under a predetermined feedback gain G to obtain a control deviation corresponding to these, and d corresponding to the control deviation It has a function of calculating the shaft voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * . Current subtraction in the PWM control mode is performed by the subtractor unit 36 and the PI control unit 32.

２相／３相変換部４０は、ＰＩ制御部３２から入力されたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とに基づいて、ロータの回転角度θから得られた、１．５制御周期後に位置すると予測される予測角から、Ｕ相電圧Ｖｕ、Ｖ相電圧Ｖｖ、Ｗ相電圧Ｖｗを算出する機能を有する。 The two-phase / three-phase conversion unit 40 is obtained from the rotation angle θ of the rotor based on the d-axis voltage command value Vd * and the q-axis voltage command value Vq * input from the PI control unit 32. It has a function of calculating a U-phase voltage Vu, a V-phase voltage Vv, and a W-phase voltage Vw from a predicted angle that is predicted to be located after five control cycles.

算出された各相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、図示しないＰＷＭ信号生成部でＰＷＭ信号に変換され、ＰＷＭ信号は図示しないゲート回路に出力される。ゲート回路は、制御信号を印加するインバータ１６のスイッチング素子Ｓｗ（図１）を選択することにより、スイッチング素子Ｓｗのオンオフを制御する。   The calculated phase voltages Vu, Vv, Vw are converted into PWM signals by a PWM signal generator (not shown), and the PWM signals are output to a gate circuit (not shown). The gate circuit controls on / off of the switching element Sw by selecting the switching element Sw (FIG. 1) of the inverter 16 to which the control signal is applied.

インバータ１６の各相アームとモータジェネレータＭＧ２の各相ステータコイルとを接続する電力線を流れる電流は、上記のように、３相／２相変換部３８を介して、減算器部３６にフィードバックされる。このようにして、ＰＷＭ制御モードの電流フィードバックが行われる。   The current flowing through the power line connecting each phase arm of inverter 16 and each phase stator coil of motor generator MG2 is fed back to subtractor section 36 via three-phase / two-phase conversion section 38 as described above. . In this way, current feedback in the PWM control mode is performed.

上記が電流フィードバック制御の基本構成であるが、本実施形態では、制御部１８はさらにゲイン決定部３０を有する。すなわち、上記の基本構成でゲイン決定部３０を有しない比較例を考えると、比較例でも、上記の本実施形態と同様に、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のリアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とによりＬＣ共振回路が構成されるので、共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２の出力変動であるパワー変動の周波数とが一致すると、過電流や過電圧が発生する可能性がある。   The above is the basic configuration of current feedback control. In the present embodiment, the control unit 18 further includes a gain determination unit 30. That is, when considering a comparative example that does not have the gain determination unit 30 in the above basic configuration, the comparative example also includes the reactor 20 of the DC / DC converter 14 and the smoothing capacitors C1 and C2 as in the above-described embodiment. Since the LC resonance circuit is configured, if any frequency in the resonance frequency region matches the frequency of the power fluctuation that is the output fluctuation of the motor generator MG2, an overcurrent or an overvoltage may occur.

図３は、比較例の回転電機制御システムにおいて、加速度一定でモータジェネレータＭＧ２の回転を加速する場合の経過時間ｔと、バッテリ１２の出力電流値であるバッテリ電流値ＩＢとの関係を示す図である。図３の横軸は、加速度一定でモータジェネレータＭＧ２の回転を加速する場合の経過時間ｔであるので、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ｎに置き換えることができる。図３の縦軸は、バッテリ１２電流値ＩＢであり、回転数Ｎを上げていったときのＩＢの変化を示している。モータジェネレータＭＧ２では、電流センサ２８のオフセット誤差に起因するパワー変動が発生し、さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４のリアクトル２０と各平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とによりＬＣ共振回路が構成されるので、ＬＣ共振が発生する。この場合、ＬＣ共振の周波数領域と上記のパワー変動の周波数とが一致すると、図３の矢印Ｌで示す範囲である共振回転数帯で、ＬＣ共振に基づくバッテリ電流ＩＢの大きな変動が発生する。また、同じ共振回転数帯でＬＣ共振に基づく高圧側電圧ＶＨの大きな変動も発生する。すなわち、パワー変動によるバッテリ電流ＩＢの変動と高圧側電圧ＶＨの変動とが、ＬＣ共振現象によって拡大される。   FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the elapsed time t when accelerating the rotation of the motor generator MG2 at a constant acceleration and the battery current value IB that is the output current value of the battery 12 in the rotating electrical machine control system of the comparative example. is there. Since the horizontal axis in FIG. 3 is the elapsed time t when the rotation of the motor generator MG2 is accelerated with a constant acceleration, it can be replaced with the rotation speed N of the motor generator MG2. The vertical axis in FIG. 3 is the battery 12 current value IB, and shows the change in IB when the rotational speed N is increased. In motor generator MG2, power fluctuation caused by the offset error of current sensor 28 occurs, and furthermore, LC resonance circuit is constituted by reactor 20 of DC / DC converter 14 and each of smoothing capacitors C1 and C2. Occurs. In this case, when the frequency region of the LC resonance coincides with the frequency of the power fluctuation described above, a large fluctuation of the battery current IB based on the LC resonance occurs in the resonance rotational speed band indicated by the arrow L in FIG. In addition, large fluctuations in the high-voltage side voltage VH based on LC resonance also occur in the same resonance rotational speed band. That is, the fluctuation of the battery current IB and the fluctuation of the high-voltage side voltage VH due to the power fluctuation are expanded by the LC resonance phenomenon.

バッテリ電流ＩＢの変動が拡大し、ＤＣ／ＤＣコンバータ１４の高圧側電圧ＶＨの変動、すなわちインバータ１６のシステム電圧の変動が拡大すると、インバータ１６による駆動信号が変動し、モータジェネレータＭＧ２の制御が不安定になる。また、バッテリ電流ＩＢの変動が大きくなり、図３に示すＰＣＵ保護閾値Ｘを越えると、インバータ１６と各平滑コンデンサＣ１、Ｃ２とを含むパワーコントロールユニット（ＰＣＵ）の構成部品の性能低下を招く可能性がある。   When the fluctuation of the battery current IB increases and the fluctuation of the high-voltage side voltage VH of the DC / DC converter 14, that is, the fluctuation of the system voltage of the inverter 16 increases, the drive signal by the inverter 16 fluctuates, and the control of the motor generator MG 2 becomes ineffective. Become stable. Further, when the fluctuation of the battery current IB becomes large and exceeds the PCU protection threshold value X shown in FIG. 3, the performance of the components of the power control unit (PCU) including the inverter 16 and the smoothing capacitors C1 and C2 may be reduced. There is sex.

本実施形態では、比較例でのこのような課題を解決するために、図２のように、制御部１８はゲイン決定部３０を有する。ゲイン決定部３０は、上記のように、ＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、ＰＷＭ制御で電流フィードバックを行う場合のフィードバックゲインＧを、通常時に使用する通常時ゲインＧｎよりも低下させる。より好ましくは、ゲイン決定部３０は、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数、例えば毎分の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときであって、電流変動判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）、かつ、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）に、共振周波数領域の周波数とモータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとする。そして、ゲイン決定部３０は、この場合に、フィードバックゲインＧに、通常時ゲインＧｎよりも低下させたＬＣ共振帯用ゲインＧＬを決定する。すなわち、ゲイン決定部３０は、ＰＩ制御部３２のフィードバックゲインＧにＬＣ共振帯用ゲインＧＬを入力する。ＰＩ制御部３２は、このＬＣ共振帯用ゲインＧＬに基づいて、比例積分制御を行って制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とを算出する。 In the present embodiment, in order to solve such a problem in the comparative example, the control unit 18 includes a gain determination unit 30 as shown in FIG. As described above, gain determination unit 30 provides feedback when performing current feedback by PWM control when any frequency in the resonance frequency region of the LC resonance circuit matches the frequency of power fluctuation of motor generator MG2. The gain G is made lower than the normal gain Gn used during normal operation. More preferably, the gain determination unit 30 sets a specific rotation in which the rotation speed per predetermined time of the motor generator MG2, for example, the rotation speed Arpm (= min −1 ) per minute is preset based on the frequency in the resonance frequency region. When the current fluctuation determination flag is turned on (that is, becomes 1) and the absolute value | PM | of the power of the motor generator MG2 exceeds the predetermined power Pa (kw) (| PM |) > Pa) when the frequency in the resonance frequency region and the frequency of the power fluctuation of the motor generator MG2 coincide. In this case, the gain determining unit 30 determines the LC gain GL for the feedback gain G that is lower than the normal gain Gn. That is, the gain determination unit 30 inputs the LC resonance band gain GL to the feedback gain G of the PI control unit 32. Based on the LC resonance band gain GL, the PI control unit 32 performs proportional-integral control to obtain a control deviation, and a d-axis voltage command value Vd * and a q-axis voltage command value Vq * corresponding to the control deviation. Is calculated.

また、図２では、ゲイン決定部３０は、角速度指令値ω*と、トルク指令値Ｔ*とに基づいて、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とパワーの絶対値｜ＰＭ｜とを算出している。ただし、モータジェネレータＭＧ２の回転角度センサＭＲの検出値や、回転角度センサＭＲの代わりに使用して、モータジェネレータＭＧ２の回転数を検出する回転数センサの検出値を、回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とパワーの絶対値｜ＰＭ｜との算出のために用いることもできる。 In FIG. 2, the gain determination unit 30 also determines the rotational speed Arpm (= min −1 ) of the motor generator MG2 and the absolute value of power | PM | based on the angular velocity command value ω * and the torque command value T *. And are calculated. However, the detection value of the rotation angle sensor MR of the motor generator MG2 or the detection value of the rotation speed sensor that detects the rotation speed of the motor generator MG2 by using it instead of the rotation angle sensor MR is set to the rotation speed Arpm (= min − 1 ) and the absolute value of power | PM |.

また、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）であって、かつ、モータジェネレータＭＧ２の所定時間当たりの回転数が特定回転数領域内にあるときに、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）、それ以外の場合にはＯＦＦされる（すなわち０となる）。例えば、モータジェネレータＭＧ２の毎分の回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が特定回転数領域であるＴ１ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とＴ２ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）との間にあるとき、すなわちＴ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２のときには、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされる。 Further, when the absolute value | PM | of the power of the motor generator MG2 exceeds a predetermined power Pa (kw) (| PM |> Pa), and the rotational speed per predetermined time of the motor generator MG2 is the specific rotational speed. When in the region, the LC resonance band determination flag is turned on (that is, 1), and is otherwise turned off (that is, 0). For example, when it is between revolutions per minute of the motor generator MG2 Arpm (= min -1) is the specific rotation speed range T1rpm (= min -1) and T2rpm (= min -1), i.e. T1 < When | A | <T2, the LC resonance band determination flag is turned ON.

そして、電流変動判定フラグがＯＮされ、かつ、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされたときには、フィードバックゲインＧがＬＣ共振帯用ゲインＧＬと決定され、それ以外のときには、フィードバックゲインＧが通常時ゲインＧｎと決定される。   When the current fluctuation determination flag is turned ON and the LC resonance band determination flag is turned ON, the feedback gain G is determined as the LC resonance band gain GL, and otherwise, the feedback gain G is the normal gain Gn. Is determined.

次に、図４〜６のフローチャートを用いて、正弦波ＰＷＭ制御のフィードバックゲインＧを決定する方法の１例を説明する。図４は、本実施形態の回転電機制御システム１０を用いて正弦波ＰＷＭ制御のフィードバックゲインＧを決定する方法の１例を説明するフローチャートである。図５は、図４のＳ１０で電流変動判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。図６は、図４のＳ１０でＬＣ共振帯判定フラグのＯＮ（＝１）またはＯＦＦ（＝０）を決定するサブルーチンを示すフローチャートである。   Next, an example of a method for determining the feedback gain G of the sine wave PWM control will be described using the flowcharts of FIGS. FIG. 4 is a flowchart for explaining an example of a method for determining the feedback gain G of the sinusoidal PWM control using the rotating electrical machine control system 10 of the present embodiment. FIG. 5 is a flowchart showing a subroutine for determining whether the current fluctuation determination flag is ON (= 1) or OFF (= 0) in S10 of FIG. FIG. 6 is a flowchart showing a subroutine for determining whether the LC resonance band determination flag is ON (= 1) or OFF (= 0) in S10 of FIG.

正弦波ＰＷＭ制御のフィードバックゲインＧを決定する場合に、まず、図４のステップＳ１０（なお、以下の説明では「ステップＳ」を単にＳという。）において、電流変動判定フラグがＯＮされ、かつ、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされたか否かを判定する。このために図５の電流変動判定フラグ決定用のサブルーチンと、図６のＬＣ共振帯判定フラグ決定用のサブルーチンとを実行する。   When determining the feedback gain G of the sine wave PWM control, first, in step S10 of FIG. 4 (in the following description, “step S” is simply referred to as S), the current fluctuation determination flag is turned ON, and It is determined whether or not the LC resonance band determination flag is turned on. For this purpose, the subroutine for determining the current fluctuation determination flag in FIG. 5 and the subroutine for determining the LC resonance band determination flag in FIG. 6 are executed.

まず、図５のＳ２０で、実際のバッテリ１２電流値ＩＢである実電流値ＩＢａとフィルタ処理済み電流値ＩＢｆとの差の絶対値（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）が、予め設定した所定電流値Ｉｃ（Ａ）よりも大きいか否かを判定する。Ｓ２０の判定結果が肯定である場合、すなわち（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）＞Ｉｃである場合には、電流変動判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）（Ｓ２２）、Ｓ２０の判定結果が否定である場合、すなわち（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜）≦Ｉｃである場合には、電流変動判定フラグがＯＦＦされる（すなわち０となる）（Ｓ２４）。   First, in S20 of FIG. 5, the absolute value (| IBa−IBf |) of the difference between the actual current value IBa, which is the actual battery 12 current value IB, and the filtered current value IBf is a predetermined current value Ic set in advance. It is determined whether it is larger than (A). If the determination result in S20 is affirmative, that is, if (| IBa-IBf |)> Ic, the current fluctuation determination flag is turned on (that is, becomes 1) (S22), and the determination result in S20 is negative. In this case, that is, if (| IBa−IBf |) ≦ Ic, the current fluctuation determination flag is turned off (that is, becomes 0) (S24).

また、図６のＳ３０で、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）を超えるとき（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）であって、かつ、モータジェネレータＭＧ２の所定時間である毎分当たりの回転数Ａｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）が特定回転数領域内（すなわちＴ１ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）とＴ２ｒｐｍ（＝ｍｉｎ-1）との間）にある、すなわちＴ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２か否かが判定される。図６のＳ３０の判定結果が肯定である場合には、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＮされ（すなわち１となり）（Ｓ３２）、図６のＳ３０の判定結果が否定である場合には、ＬＣ共振帯判定フラグがＯＦＦされる（すなわち０となる）（Ｓ３４）。なお、図５、図６のサブルーチン同士の実行の順序は逆でもよい。 Further, in S30 of FIG. 6, the absolute value | PM | of the power of the motor generator MG2 exceeds the predetermined power Pa (kw) (| PM |> Pa), and is the predetermined time of the motor generator MG2. The number of revolutions Arpm per minute (= min −1 ) is within a specific revolution number range (ie, between T1 rpm (= min −1 ) and T2 rpm (= min −1 )), that is, T1 <| A | < It is determined whether or not T2. When the determination result of S30 of FIG. 6 is affirmative, the LC resonance band determination flag is turned on (that is, becomes 1) (S32), and when the determination result of S30 of FIG. The determination flag is turned off (that is, 0) (S34). Note that the execution order of the subroutines in FIGS. 5 and 6 may be reversed.

次に、図４のＳ１０の判定結果が肯定である場合には、フィードバックゲインＧが、通常時ゲインＧｎよりも低いＬＣ共振帯用ゲインＧＬに決定され（Ｓ１２）、図４のＳ１０の判定結果が否定である場合には、フィードバックゲインＧが通常時ゲインＧｎに決定される（Ｓ１４）。図２に示すＰＩ制御部３２は、ＧＬまたはＧｎのいずれかに決定されたフィードバックゲインＧに基づいて、比例積分制御を行って制御偏差を求め、その制御偏差に応じたｄ軸電圧指令値Ｖｄ*とｑ軸電圧指令値Ｖｑ*とを算出する。したがって、フィードバックゲインＧがＬＣ共振帯用ゲインＧＬと決定された場合には、モータジェネレータＭＧ２のフィードバック制御の応答性が悪化する。 Next, when the determination result of S10 of FIG. 4 is affirmative, the feedback gain G is determined to be the LC resonance band gain GL lower than the normal gain Gn (S12), and the determination result of S10 of FIG. Is negative, the feedback gain G is determined as the normal gain Gn (S14). The PI control unit 32 shown in FIG. 2 performs proportional integral control based on the feedback gain G determined as either GL or Gn to obtain a control deviation, and a d-axis voltage command value Vd corresponding to the control deviation. * And q-axis voltage command value Vq * are calculated. Therefore, when feedback gain G is determined to be LC resonance band gain GL, the responsiveness of feedback control of motor generator MG2 is deteriorated.

なお、上記で述べた制御部１８の各機能は、ソフトウェアを実行することで実現することができるが、各機能の一部をハードウェアで実現するものとしてもよい。   Each function of the control unit 18 described above can be realized by executing software, but part of each function may be realized by hardware.

このような本実施形態によれば、リアクトル２０と平滑コンデンサＣ１，Ｃ２とを含むＬＣ共振回路の共振周波数領域のいずれかの周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときに、ＰＷＭ制御で電流フィードバックを行う場合のフィードバックゲインＧが通常時ゲインＧｎよりも低下したＬＣ共振帯用ゲインＧＬとなるので、制御の応答性が悪化する。このため、モータジェネレータＭＧ２についての電流センサ２８の検出電流値にオフセット誤差が重畳している場合でも、共振周波数領域でのインバータ１６に対する入力電流の変動を小さく抑えることができ、バッテリ電流ＩＢや高圧側電圧ＶＨを抑えることができる等、過電流及び過電圧の発生を有効に防止することができる。   According to this embodiment, when any frequency in the resonance frequency region of the LC resonance circuit including the reactor 20 and the smoothing capacitors C1 and C2 matches the frequency of the power fluctuation of the motor generator MG2, When the current feedback is performed by PWM control, the feedback gain G becomes the LC resonance band gain GL that is lower than the normal gain Gn, and the control responsiveness deteriorates. For this reason, even when an offset error is superimposed on the detected current value of the current sensor 28 for the motor generator MG2, fluctuations in the input current to the inverter 16 in the resonance frequency region can be suppressed, and the battery current IB and the high voltage can be reduced. The occurrence of overcurrent and overvoltage can be effectively prevented, such as the side voltage VH can be suppressed.

なお、本実施形態では、ゲイン決定部３０は、モータジェネレータＭＧ２の回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、共振周波数領域の周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとして、フィードバックゲインＧを通常時ゲインＧｎよりも低下させている。ただし、本発明は、このような構成に限定されるものではない。例えば、モータジェネレータＭＧ２に動力伝達可能に連結された図示しない出力軸や図示しない車輪の単位時間当たりの回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される別の特定回転数領域内にあるときに、共振周波数領域の周波数と、モータジェネレータＭＧ２のパワー変動の周波数とが一致したときであるとして、フィードバックゲインＧを通常時ゲインＧｎよりも低下させることもできる。   In the present embodiment, the gain determination unit 30 is configured such that when the rotational speed of the motor generator MG2 is within a specific rotational speed range set in advance based on the frequency in the resonant frequency range, Assuming that the power fluctuation frequency of the motor generator MG2 coincides, the feedback gain G is reduced below the normal gain Gn. However, the present invention is not limited to such a configuration. For example, the rotational speed per unit time of an output shaft (not shown) or a wheel (not shown) connected to the motor generator MG2 so that power can be transmitted is within another specific rotational speed range that is preset based on the frequency in the resonance frequency range. At some point, the feedback gain G can be made lower than the normal gain Gn, assuming that the frequency in the resonance frequency region and the frequency of the power fluctuation of the motor generator MG2 coincide.

また、本実施形態では、ゲイン決定部３０は、モータジェネレータＭＧ２の回転数が、共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるとき（Ｔ１＜｜Ａ｜＜Ｔ２）でも、モータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値｜ＰＭ｜が所定パワーＰａ（ｋｗ）よりも大きい（｜ＰＭ｜＞Ｐａ）場合で、かつ、実電流値ＩＢａとフィルタ処理済み電流値ＩＢｆとの差の絶対値｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜が所定電流値Ｉｃよりも大きい（｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃ）ときのみに、フィードバックゲインＧを通常時ゲインＧｎよりも低下させている。すなわち、｜ＰＭ｜＞Ｐａでない場合にはパワー変動が小さく、｜ＩＢａ−ＩＢｆ｜＞Ｉｃでない場合には電流リップルの変動が小さいので、フィードバックゲインＧを通常時ゲインＧｎとしても過電流及び過電圧の問題は生じにくく、しかも、制御の応答性を高くできる。このため、フィードバックゲインＧが制御時に過度に低下するのを有効に防止でき、モータジェネレータＭＧ２を搭載した車両等の機器の性能向上を図れる。   Further, in the present embodiment, gain determination unit 30 has a rotational speed of motor generator MG2 within a specific rotational speed range set in advance based on the frequency in the resonance frequency range (T1 <| A | <T2). However, when the absolute value | PM | of the power of the motor generator MG2 is larger than the predetermined power Pa (kw) (| PM |> Pa) and the difference between the actual current value IBa and the filtered current value IBf Only when the absolute value | IBa−IBf | is larger than the predetermined current value Ic (| IBa−IBf |> Ic), the feedback gain G is reduced below the normal gain Gn. That is, if | PM |> Pa is not satisfied, the power fluctuation is small, and if | IBa−IBf |> Ic, the fluctuation of the current ripple is small. Therefore, even if the feedback gain G is set to the normal gain Gn, the overcurrent and overvoltage Problems are less likely to occur, and control response can be enhanced. For this reason, it is possible to effectively prevent the feedback gain G from excessively decreasing during control, and to improve the performance of a device such as a vehicle equipped with the motor generator MG2.

なお、本実施形態と異なり、ゲイン決定部３０は、図５の電流変動判定を行ったり、図６のモータジェネレータＭＧ２のパワーの絶対値が所定パワーよりも大きいか否かの判定を行ったりすることなく、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａが特定回転数領域内にあるか否かの判定を行うのみで、フィードバックゲインＧを通常時ゲインＧｎ、または通常時ゲインＧｎよりも低下させたＬＣ共振帯用ゲインＧＬと決定することもできる。この場合、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａが特定回転数領域内にある場合には、フィードバックゲインＧがＬＣ共振帯用ゲインＧＬと決定され、モータジェネレータＭＧ２の回転数Ａが特定回転数領域内にない場合には、フィードバックゲインＧが通常時ゲインＧｎと決定される。   Unlike the present embodiment, the gain determination unit 30 performs the current fluctuation determination in FIG. 5 or determines whether the absolute value of the power of the motor generator MG2 in FIG. 6 is greater than a predetermined power. The LC resonance band in which the feedback gain G is reduced below the normal gain Gn or the normal gain Gn only by determining whether or not the rotation speed A of the motor generator MG2 is within the specific rotation speed region. The gain GL for use can also be determined. In this case, when the rotational speed A of the motor generator MG2 is within the specific rotational speed range, the feedback gain G is determined as the LC resonance band gain GL, and the rotational speed A of the motor generator MG2 is within the specific rotational speed range. If not, the feedback gain G is determined as the normal gain Gn.

なお、上記では、電圧変換部が、昇降圧の機能を有するＤＣ／ＤＣコンバータ１４である場合を説明したが、電圧変換部は、バッテリ１２側からインバータ１６側へ電圧を昇圧する機能のみを有する昇圧コンバータとしてもよく、また、インバータ１６側からバッテリ１２側へ電圧を降圧する機能のみを有する降圧コンバータとしてもよい。   In the above description, the case where the voltage conversion unit is the DC / DC converter 14 having the step-up / step-down function has been described. However, the voltage conversion unit has only a function of boosting the voltage from the battery 12 side to the inverter 16 side. A step-up converter may be used, or a step-down converter having only a function of stepping down the voltage from the inverter 16 side to the battery 12 side.

本発明に係る回転電機制御システムは、燃料電池車両、ハイブリッド車両等に搭載される回転電機の制御に利用できる。   The rotating electrical machine control system according to the present invention can be used for controlling rotating electrical machines mounted on fuel cell vehicles, hybrid vehicles, and the like.

１０ 回転電機制御システム、１２ バッテリ、１４ ＤＣ／ＤＣコンバータ、１６ インバータ、１８ 制御部、２０ リアクトル、２２ 低圧センサ、２４ 高圧センサ、２６ｕ、２６ｖ、２６ｗ ステータコイル、２８ 電流センサ、３０ ゲイン決定部、３２ ＰＩ制御部、３３ バッテリ電流センサ、３４ 電流指令生成部、３６ 減算器部、３８ ３相／２相変換部、４０ ２相／３相変換部。   10 rotating electrical machine control system, 12 battery, 14 DC / DC converter, 16 inverter, 18 control unit, 20 reactor, 22 low pressure sensor, 24 high pressure sensor, 26u, 26v, 26w stator coil, 28 current sensor, 30 gain determination unit, 32 PI control unit, 33 battery current sensor, 34 current command generation unit, 36 subtractor unit, 38 3 phase / 2 phase conversion unit, 40 2 phase / 3 phase conversion unit.

Claims (3)

回転電機と、
直流電源に接続され、リアクトルを含む電圧変換部と、
前記回転電機に接続された駆動回路と、
前記電圧変換部に接続された平滑コンデンサと、
予め設定されたＰＷＭ条件下で電流フィードバックを用いるＰＷＭ制御方式で前記駆動回路を制御する制御部とを備え、
前記制御部は、
前記リアクトルと前記平滑コンデンサとを含む共振回路の共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときに、前記ＰＷＭ制御で電流フィードバックを行う場合のフィードバックゲインを、通常時に用いる通常時ゲインよりも低下させるゲイン低下部を含むことを特徴とする回転電機制御システム。 Rotating electrical machinery,
A voltage converter connected to a DC power source and including a reactor;
A drive circuit connected to the rotating electrical machine;
A smoothing capacitor connected to the voltage converter;
A control unit for controlling the drive circuit in a PWM control method using current feedback under preset PWM conditions;
The controller is
When the frequency in the resonance frequency region of the resonance circuit including the reactor and the smoothing capacitor matches the frequency of the output fluctuation of the rotating electrical machine, the feedback gain when performing current feedback by the PWM control is A rotating electrical machine control system comprising a gain lowering unit that lowers the gain at a normal time to be used . 請求項１に記載の回転電機制御システムにおいて、
前記ゲイン低下部は、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときに、前記共振周波数領域の周波数と、前記回転電機の出力変動の周波数とが一致したときであるとして、前記フィードバックゲインを前記通常時ゲインよりも低下させることを特徴とする回転電機制御システム。 In the rotating electrical machine control system according to claim 1,
The gain reduction unit is configured such that when the rotational speed of the rotating electrical machine is within a specific rotational speed range set in advance based on the frequency of the resonant frequency range, the frequency of the resonant frequency range and the output of the rotating electrical machine The rotating electrical machine control system characterized in that the feedback gain is reduced below the normal gain, assuming that the frequency of fluctuation matches. 請求項２に記載の回転電機制御システムにおいて、
前記ゲイン低下部は、前記回転電機の回転数が、前記共振周波数領域の周波数に基づいて予め設定される特定回転数領域内にあるときでは、回転電機の出力の絶対値が予め設定される所定出力よりも大きい場合で、かつ、実際の電流値である実電流値にリップル成分を除去するフィルタをかけたフィルタ処理済み電流値と前記実電流値との差の絶対値が予め設定される所定電流値よりも大きいときのみに、前記フィードバックゲインを前記通常時ゲインよりも低下させることを特徴とする回転電機制御システム。 In the rotating electrical machine control system according to claim 2,
The gain reduction unit has a predetermined value in which the absolute value of the output of the rotating electrical machine is preset when the rotational speed of the rotating electrical machine is within a specific rotational speed range set in advance based on the frequency in the resonance frequency range. The absolute value of the difference between the actual current value and the filtered current value obtained by applying a filter that removes the ripple component to the actual current value, which is an actual current value, is set in advance. The rotating electrical machine control system, wherein the feedback gain is reduced below the normal gain only when the current value is larger.
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