JP5889114B2 - 電流検出器及び電流検出方法 - Google Patents

Description

本発明は、可飽和リアクトルを用いた電流検出器に係り、特に表示をデジタルとし精度を更に向上させた広帯域型の電流検出器及び電流検出方法に関する。

可飽和リアクトルを用いた電流検出器としては、例えば、特許文献１に記載のものが知られており、可飽和鉄心に巻かれた被測定電流を流す一次巻線と一対の二次巻線とを有する可飽和リアクトルと、負荷抵抗と、前記した二次巻線に互いに逆位相で電流を流す交流電源とを有している。
また、特許文献２に記載のように、磁気検知素子（ホール素子）等を用いて電流が流れる際に発生する磁界の強さを検知する電流検出器が実用化されて、主流となっている。

ところが、特許文献１記載の技術においては、一次巻線に流す電流が出力値に比例する領域は限定されており領域が狭く、更に、その領域を外れると非線型領域及び飽和領域を有し、比較的測定精度が悪いという問題がある。また、交流に対しては考慮されておらず、直流の測定用である。
また、特許文献２記載のようなホール素子等を用いた電流計においては、温度変化等でホール素子の特性が変化し、高い測定精度を維持することは困難であるという問題がある。

そこで、本発明者は、特許文献３に記載のように、空間部を取り囲んで配置された第１及び第２の可飽和リングコアと、第１、第２の可飽和リングコアに磁場を発生させる第１、第２の励振コイルと、第１、第２の励振コイルを半径方向両側からサンドイッチ状に挟んだ状態で配置された第１、第２の不飽和リングコアと、第１、第２の不飽和リングコアを中央にしてその外側に巻き付けたキャンセルコイルとを有する広帯域型電流検出器を提案した。

特公昭６３−２５４８７号公報 特開昭６１−２４５５１１号公報 特許第４８８４３８４号公報

ところが、特許文献３記載の広帯域型電流検出器の測定精度は、通常の電流計に比較するとかなり高精度ではあったが、出力がアナログであり、デジタル信号にするにはＡ／Ｄ変換する必要があり、内部に組み込み、精度を向上させる場合には、１６ビット以上のＣＰＵを必要とし、回路構成が複雑になるという問題があった。

本発明は、かかる事情に鑑みてなされたもので、全体の制御にデジタル処理を組み合わせて、比較的廉価のＣＰＵ（例えば、８ビット）であっても、高精度のデジタル信号を出力させることができる広帯域型の電流検出器及び電流検出方法を提供することを目的とする。

前記目的に沿う第１の発明に係る電流検出器は、測定電流が流れる被測定導体が挿通可能な空間部を備え、該空間部を取り囲んで配置された可飽和リングコアと、該可飽和リングコアに巻かれた励振コイルと、該励振コイルの巻かれた前記可飽和リングコアを中央にして配置された第２のリングコアと、該第２のリングコアに巻かれた巻数ｎのキャンセルコイルと、これらの制御装置を有する電流検出器であって、前記制御装置には、
１）前記被測定導体に流れる電流Ｉを前記キャンセルコイルで検出し、該キャンセルコイルで検出した電流Ｉ／ｎをＡ／Ｄ変換したデジタル値Ｐを測定して記憶する第１の計測手段と、
２）前記デジタル値Ｐを記憶した後に作動し、前記デジタル値ＰをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して、前記キャンセルコイルにキャンセル電流Ｉｃを流す粗電流調整手段と、
３）前記励振コイルに、半サイクル途中位置で前記可飽和リングコアの磁気飽和が可能でプラスマイナス方向に変わる交番パルス電流を流す交番パルス発生手段と、
４）前記電流Ｉ／ｎ及び前記キャンセル電流Ｉｃの差分に対応する前記交番パルス電流のプラス側の変移と前記交番パルス電流のマイナス側の変移との差に対応するデジタル値Ｑを測定する第２の計測手段と、
５）前記デジタル値ＱをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して前記キャンセルコイルに流す微電流調整手段と、
６）前記デジタル値Ｐに前記デジタル値Ｑを加えた値を測定値として出力するデジタル出力手段とを有する。
なお、これらの回路はできる限りそのソフトと共に、ワンチップ化するのが好ましい。

また、前記目的に沿う第２の発明に係る電流検出方法は、測定電流が流れる被測定導体が挿通可能な空間部を備え、該空間部を取り囲んで配置された可飽和リングコアと、該可飽和リングコアに巻かれた励振コイルと、該励振コイルの巻かれた前記可飽和リングコアを中央にして配置された第２のリングコアと、該第２のリングコアに巻かれた巻数ｎのキャンセルコイルと、以下の処理工程を含む制御装置とを有し、
１）前記被測定導体に流れる電流Ｉを前記キャンセルコイルで検出し、該キャンセルコイルで検出した電流Ｉ／ｎをＡ／Ｄ変換したデジタル値Ｐを測定して記憶する第１の計測工程と、
２）前記デジタル値Ｐを記憶した後に作動し、前記デジタル値ＰをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して、前記キャンセルコイルにキャンセル電流Ｉｃを流す粗電流調整工程と、
３）前記励振コイルに、半サイクル途中位置で前記可飽和リングコアの磁気飽和が可能でプラスマイナス方向に変わる交番パルス電流を流す交番パルス発生工程と、
４）前記電流Ｉ／ｎ及び前記キャンセル電流Ｉｃの差分に対応する前記交番パルス電流のプラス側の変移と前記交番パルス電流のマイナス側の変移との差に対応するデジタル値Ｑを測定する第２の計測工程と、
５）前記デジタル値ＱをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して前記キャンセルコイルに流す微電流調整工程と、
６）前記デジタル値Ｐに前記デジタル値Ｑを加えた値を測定値として出力するデジタル出力工程とを有し、
前記各工程の処理を短時間（例えば、２０μｓ〜１ｍｓ）で繰り返して、前記測定電流をデジタル値で計測することを特徴とする電流検出方法。

以下、可飽和リングコアと、該可飽和リングコアに巻かれた励振コイルと、前記可飽和リングコアを中央にして配置された第２のリングコアと、該第２のリングコアに巻かれたキャンセルコイルとは一体となっているので、検出コイルと称することもある。

第１、第２の発明に係る電流検出器及び電流検出方法において、前記デジタル値Ｐの語尾に前記デジタル値Ｑを付記して前記測定値とするのが好ましい。

本発明に係る電流検出器及び電流検出方法は、検出コイルと制御装置とを有し、制御装置ではデジタル処理を行っているので、その信号処理が容易となって、回路を簡略化できる。
そして、キャンセルコイルに流した電流に加えて、測定電流との差によって生じる微小な電流を、デジタル処理で計測しているので、より精密なデジタル出力による電流測定ができる。

本発明の一実施の形態に係る電流検出器の回路構成の説明図である。 同電流検出器に使用する検出コイルの横断面図である。 （Ａ）、（Ｂ）はそれぞれ可飽和コアリング及び第２のリングコアの磁気的特性を示すグラフである。 （Ａ）〜（Ｄ）は同電流検出器の動作説明図である。 同電流検出器の動作フロー図である。

続いて、添付した図面を参照しながら、本発明を具体化した実施の形態について説明する。
図１、図２に示すように、本発明の一実施の形態に係る電流検出器１０は、測定電流が流れる被測定導体１１が挿通可能な空間部１２を中央に有し、第１の絶縁筒（ボビン）１１ａを介して、空間部１２を取り囲んで配置された可飽和リングコア１３と、可飽和リングコア１３に第２の絶縁筒１４ａを介して巻かれた励振コイル１４と、可飽和リングコア１３を中央にして配置された（即ち、半径方向にサンドイッチ状）第２のリングコア（通常の不飽和コア）１５と、第２のリングコア１５に第３の絶縁筒１５ａを介して巻かれたキャンセルコイル１６とを備えた検出コイル１７を有している。この検出コイル１７は従来の電流変成器と同様、環状構造又は分割可能構造となっているのが好ましい。

可飽和リングコア１３及び第２のリングコア１５の磁気的特性を図３（Ａ）、（Ｂ）に示す。可飽和リングコア１３には励振コイル１４が巻かれ、励振コイル１４に所定大きさの電流（パルス電流）を流すと可飽和リングコア１３が磁気飽和する。また、第２のリングコア１５は通常の磁気的特性を有する不飽和性のコアであるが、図３（Ｂ）に示すように、巻かれているキャンセルコイル１６にある程度の電流を流すと磁気飽和する。
キャンセルコイル１６の巻き数をｎ回（例えば、１０００）とすると、第２のリングコア１５及びキャセルコイル１６はＣＴ（電流変成器）として働き、キャンセルコイル１６を流れる電流は、測定電流Ｉの１／ｎとなる。そして、キャンセルコイル１６を流れる電流は、抵抗Ｒの両端の電圧を測定することによって検知できる。

この実施の形態においては、励振コイル１４に図４（Ａ）に示すような交番パルス電流を流す。プラスマイナス方向に変わるこの交番パルス電流は、図１、図４に示すように、検出コイル１７に接続される制御装置２０に設けられたＣＰＵ２１及びこれを作動させる付属素子及びプログラムによって作られ、適当に増幅されて励振コイル１４に加えられる。なお、１９は分配抵抗を示し、その抵抗は可飽和リングコア１３が飽和した場合の励振コイル１４のインピーダンスより十分に大きくなっている。

前述のように、励振コイル１４に流す交番パルス電流はＣＰＵ２１とこれを作動させるプログラムによって構成され、これらが図１に示す交番パルス発生手段２２を構成する。
なお、励振コイル１４を流れる電流の大きさとパルス長（λ）は１／２〜２／３周期の部分で、可飽和リングコア１３が磁気飽和するようにするのが好ましい。交番パルスの周期は、例えば０．１〜１００ｋＨｚ（より好ましくは２０〜１００ｋＨｚ）とするのがよい。この場合の励振コイル１４の両端の電圧は、図４（Ｂ）に示すように、一波形（半周期）の途中で可飽和リングコア１３が磁気飽和してゼロ近傍に落ちる。

制御装置２０には、図１に示すように、第１の計測手段３４と、粗電流調整手段３５を有している。
第１の計測手段３４は、被測定導体１１に流れる電流Ｉをキャンセルコイル１６で検出し、該キャンセルコイル１６に流れる電流を、抵抗Ｒの両端の電圧で検出し、検出した電流（Ｉ／ｎ）をＡ／Ｄ変換器２３ａでＡ／Ｄ変換したデジタル値Ｐを測定して図示しないメモリに記憶する。

粗電流調整手段３５は、デジタル値Ｐをメモリに記憶した後に作動し、デジタル値ＰをＤ／Ａ変換器２４ａでＤ／Ａ変換すると共にアンプ３２で増幅して、キャンセルコイル１６にキャンセル電流Ｉｃを流す。なお、アンプ３２は出力インピーダンスが極めて低く、キャンセルコイル１６に発生する電流がそのまま通過できると考えてよい。この粗電流調整手段３５は短時間でその処理を終える。

このデジタル値Ｐは、例えば８ビットのＣＰＵ２１を用いた場合、１／２５６の精度となり、最大の精度が０．４％になる。従って、被測定電流（Ｉ／ｎ）とキャンセルコイル１６に流れるキャンセル電流Ｉｃは誤差を有することになる。

この誤差を小さくして測定精度を上げるために、被測定電流によって形成される磁場とキャンセルコイル１６に流れる電流によって形成される磁場の差（δ）を検知する第２の計測手段３６を有している。

この第２の計測手段３６は、＋側カウンター２５と−側カウンター２６とを有している。ここで、２７、２８は測定する信号を明確なオンオフ信号に変換するコンパレータを示す。第２の計測手段３６には、この＋側カウンター２５の計測値ｎ１（＋側の変移）と−側カウンター２６の計測値ｎ２（−側の変移）との差を計算する演算手段（図示せず）を有し、被測定導体１１に電流を流さない限り、この出力（ｎ２−ｎ１）は通常ゼロとなる。

粗電流調整手段３５の処理が終わった後、磁界の差（δ）、即ち誤差分で図３（Ａ）に示す磁気飽和曲線において中心点が移動し、図４（Ｃ）又は図４（Ｄ）に示すように、＋側カウンター２５と−側カウンター２６によって測定する計測値ｎ１と計測値ｎ２が異なってくる。即ち、被測定導体１１に＋側の電流（図２の矢印ａ）を流すと、図４（Ｃ）に示すように、先の半周期の早い時間で、可飽和リングコア１３が磁気飽和し、後の半周期では遅い時期に磁気飽和する。なお、図４（Ｄ）は被測定導体１１に−側の電流を流すことになる。

従って、以上の構成によって形成される微電流調整手段３７では、（ｎ２−ｎ１）を演算して、Ｄ／Ａ回路（Ｄ／Ａ変換器）３０でこの演算値（デジタル値Ｑ）をＤ／Ａ変換した後、アンプ３２で増幅し、キャンセルコイル１６に流す。このキャンセル電流の方向は、被測定導体１１を通過する電流によって発生する磁場を打ち消す方向とする。なお、３８は調整用の抵抗を示し、また、以上の微電流調整手段３７に使用するＤ／Ａ変換器、アンプを粗電流調整手段３５とは別に設けてもよい。

これにより、キャンセルコイル１６によって形成される磁場（キャンセル電流に対応する）と、測定電流によって形成される磁場（キャンセルコイル１６の巻数ｎに対応する数で除した電流に対応する）は、極めて高い精度で一致して、（ｎ２−ｎ１）の値が０又は０近傍となる。この場合、Ｄ／Ａ回路３０はＰＷＭ回路を使用してもよい。勿論、Ｄ／Ａ回路３０の変換定数とアンプ３２の増幅率は予め回路によって形成される一定値に設定されている。

ここで、キャンセルコイル１６を流れる電流を、そのままＡ／Ｄ変換しても、ＣＰＵ２１が８ビットの場合は、前回測定したデジタル値Ｐと変わらない０．４％の精度を有することになるので、第２の計測手段３６で測定された（ｎ２’−ｎ１’）のデジタル値Ｑを、デジタル値Ｐに加算する。具体的には、デジタル値Ｐの語尾にデジタル値Ｑを付記して測定値とする（デジタル出力手段）。

例えば、デジタル値Ｐが上位８ビット、デジタル値Ｑが下位８ビットとすれば、合計１６ビットの分解能となる。なお、この場合、デジタル値Ｑの最後の桁は信頼性に乏しいが、０．００２％程度の精度を有する電流検出器１０を提供できる。

続いて、電流検出器１０の制御装置２０に格納されているプログラム（電流検出方法）について図５を参照しながら説明する。
まず、励振コイル１４に図４（Ａ）に示す交番パルス電流を流す（ステップＳ１）。そして、被測定導体１１に測定電流を流す（ステップＳ２）。

そこで、キャンセルコイル１６に流れている電流を抵抗Ｒで測定し、Ａ／Ｄ変換しデジタル値Ｐとして制御装置２０のメモリ内に記憶する（ステップＳ３）。このデジタル値ＰをＤ／Ａ変換してアンプ３２で増幅した後、キャンセルコイル１６に流す（ステップＳ４）。これによって、キャンセルコイル１６に打ち消し電流が流れ、これに対応する磁束が発生する。キャンセルコイルに流す電流はデジタル値Ｐを変換したものであるが、段階的となり、測定電流によって発生する磁束とは正確に一致しない。これで粗電流調整手段３５の動作は終わる。

次に、測定電流によって形成される磁束と、キャンセル電流によって形成される磁束との間には僅差の差分が発生し、これが測定電流／ｎ（ｎはキャンセルコイル１６の巻き数）とキャンセルコイル１６を流れる電流との差に対応するもので、この差分電流（デジタル値Ｑ）を第２の計測手段３６によって測定する。そして、デジタル値Ｑをメモリに保存する（ステップＳ５）。なお、この実施の形態においては、第２の計測手段３６による処理を、第１の計測手段３４による処理の後にして使用時期をずらしている。

第２の計測手段３６は、図４（Ｂ）に示すように、＋側及び−側の交番パルスの幅を、制御装置２０内に形成されたカウンターによって計測する。この場合、カウンターはＣＰＵ２１のビット数の精度を有している。それぞれのカウント値の変位差（ｎ２−ｎ１）を第２の計測手段３６によって計測する。

この差分電流、デジタル値ＱをＤ／Ａ変換し、アンプ３２で増幅し、キャンセルコイル１６に対応する電流を流す。キャンセルコイル１６には、制御装置２０からデジタル値Ｐに対応する電流が流れており、これにデジタル値Ｑに対応する電流を流して、高精度のキャンセル電流を流す（ステップＳ６）。これで微電流調整手段の処理は終わりではあるが、デジタル値Ｐの語尾にデジタル値Ｑを加えて、測定電流とする（ステップＳ７）。この後、測定電流（Ｐ＋Ｑ）を通信を介して、電流検出器１０の出力とする（ステップＳ８）。以後、粗電流調整手段と微電流調整手段の動作、即ち、各処理工程（交番パルス発生工程、第１の計測工程、粗電流調整工程、第２の計測工程、微電流調整工程、デジタル出力工程）を短時間で繰り返す。

１０：電流検出器、１１：被測定導体、１１ａ：第１の絶縁筒、１２：空間部、１３：可飽和リングコア、１４：励振コイル、１４ａ：第２の絶縁筒、１５：第２のリングコア、１５ａ：第３の絶縁筒、１６：キャンセルコイル、１７：検出コイル、１９：分配抵抗、２０：制御装置、２１：ＣＰＵ、２２：交番パルス発生手段、２３ａ：Ａ／Ｄ変換器、２４ａ：Ｄ／Ａ変換器、２５：＋側カウンター、２６：−側カウンター、２７、２８：コンパレータ、３０：Ｄ／Ａ回路、３２：アンプ、３４：第１の計測手段、３５：粗電流調整手段、３６：第２の計測手段、３７：微電流調整手段、３８：調整用の抵抗、Ｒ：抵抗

Claims (3)

1. 測定電流が流れる被測定導体が挿通可能な空間部を備え、該空間部を取り囲んで配置された可飽和リングコアと、該可飽和リングコアに巻かれた励振コイルと、該励振コイルの巻かれた前記可飽和リングコアを中央にして配置された第２のリングコアと、該第２のリングコアに巻かれた巻数ｎのキャンセルコイルと、これらの制御装置を有する電流検出器であって、前記制御装置には、
   １）前記被測定導体に流れる電流Ｉを前記キャンセルコイルで検出し、該キャンセルコイルで検出した電流Ｉ／ｎをＡ／Ｄ変換したデジタル値Ｐを測定して記憶する第１の計測手段と、
   ２）前記デジタル値Ｐを記憶した後に作動し、前記デジタル値ＰをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して、前記キャンセルコイルにキャンセル電流Ｉｃを流す粗電流調整手段と、
   ３）前記励振コイルに、半サイクル途中位置で前記可飽和リングコアの磁気飽和が可能でプラスマイナス方向に変わる交番パルス電流を流す交番パルス発生手段と、
   ４）前記電流Ｉ／ｎ及び前記キャンセル電流Ｉｃの差分に対応する前記交番パルス電流のプラス側の変移と前記交番パルス電流のマイナス側の変移との差に対応するデジタル値Ｑを測定する第２の計測手段と、
   ５）前記デジタル値ＱをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して前記キャンセルコイルに流す微電流調整手段と、
   ６）前記デジタル値Ｐに前記デジタル値Ｑを加えた値を測定値として出力するデジタル出力手段とを有することを特徴とする電流検出器。
2. 測定電流が流れる被測定導体が挿通可能な空間部を備え、該空間部を取り囲んで配置された可飽和リングコアと、該可飽和リングコアに巻かれた励振コイルと、該励振コイルの巻かれた前記可飽和リングコアを中央にして配置された第２のリングコアと、該第２のリングコアに巻かれた巻数ｎのキャンセルコイルと、以下の処理工程を含む制御装置とを有し、
   １）前記被測定導体に流れる電流Ｉを前記キャンセルコイルで検出し、該キャンセルコイルで検出した電流Ｉ／ｎをＡ／Ｄ変換したデジタル値Ｐを測定して記憶する第１の計測工程と、
   ２）前記デジタル値Ｐを記憶した後に作動し、前記デジタル値ＰをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して、前記キャンセルコイルにキャンセル電流Ｉｃを流す粗電流調整工程と、
   ３）前記励振コイルに、半サイクル途中位置で前記可飽和リングコアの磁気飽和が可能でプラスマイナス方向に変わる交番パルス電流を流す交番パルス発生工程と、
   ４）前記電流Ｉ／ｎ及び前記キャンセル電流Ｉｃの差分に対応する前記交番パルス電流のプラス側の変移と前記交番パルス電流のマイナス側の変移との差に対応するデジタル値Ｑを測定する第２の計測工程と、
   ５）前記デジタル値ＱをＤ／Ａ変換すると共にアンプで増幅して前記キャンセルコイルに流す微電流調整工程と、
   ６）前記デジタル値Ｐに前記デジタル値Ｑを加えた値を測定値として出力するデジタル出力工程とを有し、
   前記各処理工程を短時間で繰り返して、前記測定電流をデジタル値で計測することを特徴とする電流検出方法。
3. 請求項２記載の電流検出方法において、前記デジタル値Ｐの語尾に前記デジタル値Ｑを付記して測定値とすることを特徴とする電流検出方法。

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