JP5888926B2 - Power supply device and lighting fixture - Google Patents
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Description
この発明は、光源などの負荷を有する負荷回路に対して電力を供給する電源装置に関する。 The present invention relates to a power supply apparatus that supplies power to a load circuit having a load such as a light source.
商用電源などの交流電源から供給された電力を直流に変換し、直流で点灯するＬＥＤなどの光源を有する負荷回路に対して供給する電源装置がある。電力効率が高く、負荷電流を一定に制御することができる電源装置として、スイッチング電源がある。
ＬＥＤなどの光源は、流れる電流を変えることにより点灯する明るさを変えることができる。電源装置は、調光信号などの指示に基づいて、負荷電流の目標値を変化させることにより、光源を点灯する明るさを変化させる。例えば、スイッチング電源のスイッチング素子をオンしているオン時間を変えることにより、負荷電流を変化させる。
There is a power supply device that converts electric power supplied from an AC power source such as a commercial power source into a direct current and supplies it to a load circuit having a light source such as an LED that is lit by direct current. There is a switching power supply as a power supply apparatus that has high power efficiency and can control the load current to be constant.
A light source such as an LED can change lighting brightness by changing a flowing current. The power supply device changes the brightness for turning on the light source by changing the target value of the load current based on an instruction such as a dimming signal. For example, the load current is changed by changing the ON time during which the switching element of the switching power supply is ON.
スイッチング素子の特性やその他の理由により、スイッチング素子のオン時間を短くし過ぎると、スイッチング素子がオンしなくなる場合がある。このため、負荷電流をあまり小さくすることができない場合がある。負荷電流を平均すれば目標値に一致させられたとしても、負荷電流の変動が大きくなってしまう場合がある。負荷が光源である場合、負荷電流の変動が大きいと、光源のちらつきとして認識される場合がある。
この発明は、例えば、負荷電流の目標値を小さくした場合でも、負荷電流の変動を小さくし、負荷電流を目標値に一致させることを目的とする。
If the on-time of the switching element is made too short due to the characteristics of the switching element or other reasons, the switching element may not be turned on. For this reason, the load current may not be made too small. If the load current is averaged, even if the load current is made to coincide with the target value, the fluctuation of the load current may become large. When the load is a light source, if the load current fluctuates greatly, it may be recognized as flickering of the light source.
An object of the present invention is, for example, to reduce the fluctuation of the load current and make the load current coincide with the target value even when the target value of the load current is reduced.
この発明にかかる電源装置は、
交流を全波整流して脈流に変換する全波整流回路と、
スイッチング素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、上記全波整流回路が変換した脈流を直流に変換する直流変換回路と、
上記直流変換回路が変換した直流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流を検出する電流検出回路と、
上記電流検出回路が検出した負荷電流と、上記負荷回路に流すべき目標電流とに基づいて、上記スイッチング素子のオン時間または上記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期を算出して、フィードバック値とするフィードバック回路とを有し、
上記駆動回路は、上記フィードバック回路が算出したフィードバック値に基づいて、上記スイッチング素子を駆動し、
上記フィードバック回路は、上記目標電流から上記負荷電流を差し引いた電流偏差から、所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする。
The power supply device according to the present invention is
A full-wave rectification circuit that converts alternating current into full-wave rectification and pulsation,
A DC conversion circuit that has a switching element and a drive circuit that drives the switching element, and converts the pulsating current converted by the full-wave rectification circuit into a direct current;
A current detection circuit for detecting a load current flowing through a load circuit driven by the direct current converted by the direct current conversion circuit;
Based on the load current detected by the current detection circuit and the target current to be passed through the load circuit, the feedback circuit calculates the on-time of the switching element or the switching cycle for turning on / off the switching element and uses it as a feedback value And
The drive circuit drives the switching element based on the feedback value calculated by the feedback circuit,
The feedback circuit calculates the feedback value based on a value obtained by removing a frequency component included in a predetermined frequency band from a current deviation obtained by subtracting the load current from the target current.
フィードバック回路が、電流偏差から所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいてフィードバック値を算出するので、全波整流回路が入力する交流の電圧瞬時値の変動に起因する負荷電流の変動が小さくなるとともに、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を素早くフィードバックして補償することにより、スイッチング素子がオンしなくなることによる負荷電流の変動を最小限に抑えることができる。 Since the feedback circuit calculates the feedback value based on the value obtained by removing the frequency component included in the predetermined frequency band from the current deviation, the load current caused by the fluctuation of the instantaneous voltage value of the AC input by the full-wave rectifier circuit The variation in the load current due to the switching element not being turned on can be minimized by quickly feeding back and compensating for the fluctuation in the load current due to the switching element not being turned on.
実施の形態１．
実施の形態１について、図１〜図１２を用いて説明する。
The first embodiment will be described with reference to FIGS.
図１は、この実施の形態における照明器具８００の全体構成を示す図である。
照明器具８００は、電源回路１００と、光源回路８１０とを有する。
光源回路８１０は、例えばＬＥＤ（発光ダイオード）などの光源を有する。光源回路８１０は、電源回路１００から供給された電力により、光源を点灯する負荷回路である。光源回路８１０は、例えば、複数の光源を直列に接続した回路である。
電源回路１００（電源装置、点灯装置）は、例えば商用電源などの交流電源ＡＣから供給された電力（例えば、周波数５０〜６０Ｈｚ、実効電圧１００〜２５４Ｖ）を光源回路８１０に対して供給する電力に変換する電力変換回路である。
電源回路１００は、例えば、全波整流回路１１０と、直流変換回路１２０と、電流検出回路１４０と、調光入力回路１５０と、フィードバック回路１６０とを有する。
全波整流回路１１０は、交流電源ＡＣから交流を入力する。全波整流回路１１０は、入力した交流を全波整流して脈流に変換する。全波整流回路１１０は、変換した脈流を出力する。
直流変換回路１２０（直流電源回路、スイッチング電源部）は、全波整流回路１１０が変換した脈流を入力する。直流変換回路１２０は、入力した脈流を直流に変換する。直流変換回路１２０は、例えばスイッチング電源回路であって、スイッチング素子を有する。直流変換回路１２０は、変換した直流を出力する。光源回路８１０は、直流変換回路１２０が変換した直流により駆動され、光源を点灯する。
電流検出回路１４０は、直流変換回路１２０が変換した直流により光源回路８１０を流れた電流（以下「負荷電流」と呼ぶ。）を検出する。電流検出回路１４０は、検出した負荷電流を表わす信号（以下「電流検出信号」と呼ぶ。）を生成する。電流検出信号は、例えば、負荷電流に比例する電圧（以下「電流検出電圧」と呼ぶ。）を有する。電流検出回路１４０は、生成した電流検出信号を出力する。
調光入力回路１５０（調光指令部）は、調光信号を入力する。調光信号は、光源回路８１０の光源を点灯すべき明るさを指示する信号である。調光信号は、例えば、パルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）である。調光入力回路１５０は、入力した調光信号に基づいて、負荷電流（ＬＥＤ電流）の目標値（以下「目標電流」と呼ぶ。）を表わす基準信号を生成する。基準信号は、例えば、負荷電流が目標電流に一致した場合に電流検出回路１４０が生成する電流検出信号の電圧と同じ電圧（以下「基準電圧」と呼ぶ。）を有する。調光入力回路１５０は、生成した基準信号を出力する。
フィードバック回路１６０は、電流検出回路１４０が生成した電流検出信号と、調光入力回路１５０が生成した基準信号とを入力する。フィードバック回路１６０は、入力した電流検出信号と基準信号とに基づいて、直流変換回路１２０のスイッチング素子をオンする時間（以下「オン時間」と呼ぶ。フィードバック値の一例。）を算出する。フィードバック回路１６０は、算出したオン時間を表わすオン時間信号を生成する。オン時間信号は、例えば、フィードバック回路１６０が算出したオン時間に比例する電圧（以下「オン時間電圧」と呼ぶ。）を有する。フィードバック回路１６０は、生成したオン時間信号を出力する。
負荷電流が目標電流より少ない場合、フィードバック回路１６０は、オン時間を長くする。また、負荷電流が目標電流より多い場合、フィードバック回路１６０は、オン時間を短くする。オン時間が長いほど、負荷電流は多くなる。フィードバック回路１６０は、オン時間を調整して、負荷電流を目標電流に一致させる。これにより、電源回路１００は、定電流電源（定電流回路）として動作する。
FIG. 1 is a diagram showing an overall configuration of a
The
The
The power supply circuit 100 (power supply device, lighting device) uses, for example, power supplied from an AC power supply AC such as a commercial power supply (for example, frequency 50 to 60 Hz,
The
Full-
The DC conversion circuit 120 (DC power supply circuit, switching power supply unit) receives the pulsating flow converted by the full-
The
The dimming input circuit 150 (the dimming command unit) inputs a dimming signal. The dimming signal is a signal that indicates the brightness at which the light source of the
The
When the load current is smaller than the target current, the
図２は、この実施の形態における電源回路１００の回路構成を示す図である。
FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the
全波整流回路１１０は、例えば、ダイオードブリッジ回路ＤＢと、ノイズ除去コンデンサＣ１１とを有する。
ダイオードブリッジ回路ＤＢ（整流回路）は、例えば、４つの整流素子をブリッジ接続した回路である。ダイオードブリッジ回路ＤＢは、交流電源ＡＣから入力した交流を全波整流する。ダイオードブリッジ回路ＤＢの低電位側出力は、電源回路１００内の基準電位を有するグランド配線ＧＮＤに電気接続している。
ノイズ除去コンデンサＣ１１は、高周波ノイズの除去を目的とする静電容量が比較的小さい（例えば、数百〜数千ｐＦ程度。）コンデンサである。ノイズ除去コンデンサＣ１１は、ダイオードブリッジ回路ＤＢの高電位側出力とグランド配線ＧＮＤとの間に電気接続している。
The full-
The diode bridge circuit DB (rectifier circuit) is, for example, a circuit in which four rectifier elements are bridge-connected. The diode bridge circuit DB performs full-wave rectification on the alternating current input from the alternating current power supply AC. The low potential side output of the diode bridge circuit DB is electrically connected to the ground wiring GND having the reference potential in the
The noise removing capacitor C11 is a capacitor having a relatively small capacitance (for example, about several hundred to several thousand pF) for the purpose of removing high frequency noise. The noise removal capacitor C11 is electrically connected between the high potential side output of the diode bridge circuit DB and the ground wiring GND.
直流変換回路１２０は、例えば、フライバックコンバータ回路である。直流変換回路１２０は、トランスＴ２１と、スイッチング素子Ｑ２５と、２つの整流素子Ｄ２６，Ｄ３４と、平滑コンデンサＣ２７と、抵抗Ｒ３３と、起動抵抗Ｒ３１と、点灯制御ＩＣ１３０とを有する。
トランスＴ２１は、３つの巻線Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４を有する。
スイッチング素子Ｑ２５は、例えばＭＯＳＦＥＴである。スイッチング素子Ｑ２５は、点灯制御ＩＣ１３０からの指示にしたがってオンオフする。巻線Ｌ２２（一次巻線）とスイッチング素子Ｑ２５とは、互いに直列に電気接続している。巻線Ｌ２２とスイッチング素子Ｑ２５との直列回路は、ダイオードブリッジ回路ＤＢの高電位側出力と、グランド配線ＧＮＤとの間に電気接続している。
整流素子Ｄ２６，Ｄ３４は、例えば半導体ダイオードである。平滑コンデンサＣ２７は、例えば電解コンデンサである。巻線Ｌ２３（二次巻線）と、整流素子Ｄ２６と、平滑コンデンサＣ２７と（整流平滑回路）は、閉ループを構成している。
巻線Ｌ２４（補助巻線）と、抵抗Ｒ３３と、整流素子Ｄ３４とは、互いに直列に電気接続して、ゼロクロス検出回路１３２を構成している。ゼロクロス検出回路１３２（スイッチング制御検出回路）は、巻線Ｌ２３を流れる電流（以下「二次電流」と呼ぶ。）が０になったことを検出するためのゼロクロス検出信号を生成する。
起動抵抗Ｒ３１は、点灯制御ＩＣ１３０を起動し動作させる電源を点灯制御ＩＣ１３０に供給するための抵抗である。起動抵抗Ｒ３１の一端は、ダイオードブリッジ回路ＤＢの高電位側出力に電気接続している。起動抵抗Ｒ３１の他端は、点灯制御ＩＣ１３０の電源入力端子（電源端子部）に電気接続している。
The
The transformer T21 has three windings L22, L23, and L24.
The switching element Q25 is, for example, a MOSFET. The switching element Q25 is turned on / off in accordance with an instruction from the
The rectifying elements D26 and D34 are, for example, semiconductor diodes. The smoothing capacitor C27 is, for example, an electrolytic capacitor. Winding L23 (secondary winding), rectifying element D26, smoothing capacitor C27, and (rectifying smoothing circuit) constitute a closed loop.
The winding L24 (auxiliary winding), the resistor R33, and the rectifying element D34 are electrically connected in series to each other to constitute a zero
The starting resistor R31 is a resistor for supplying power to start and operate the
点灯制御ＩＣ１３０（駆動回路、制御ＩＣ、点灯制御回路）は、フィードバック回路１６０が生成したオン時間信号と、ゼロクロス検出回路１３２が生成したゼロクロス検出信号とを入力する。点灯制御ＩＣ１３０は、入力したオン時間信号とゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子Ｑ２５を駆動する駆動信号を生成する。点灯制御ＩＣ１３０は、生成した駆動信号を出力する。スイッチング素子Ｑ２５は、点灯制御ＩＣ１３０が生成した駆動信号にしたがってオンオフする。
点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオンにする。オン時間信号が表わすオン時間が経過すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。その後、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５を再びオンにする。これを繰り返すことにより、スイッチング素子Ｑ２５は、高周波でオンオフする。スイッチング素子Ｑ２５がオンオフする周波数は、一定ではなく、例えば数十〜数百ｋＨｚである。
The lighting control IC 130 (drive circuit, control IC, lighting control circuit) receives the on-time signal generated by the
The
電流検出回路１４０（ＬＥＤ電流検出部）は、例えば、電流検出抵抗Ｒ４１を有する。電流検出抵抗Ｒ４１（検出抵抗）は、光源回路８１０に対して直列に電気接続している。電流検出抵抗Ｒ４１と光源回路８１０との直列回路は、平滑コンデンサＣ２７に対して並列に電気接続している。光源回路８１０を流れる負荷電流と同じ電流が電流検出抵抗Ｒ４１を流れ、負荷電流に比例する電圧が電流検出抵抗Ｒ４１の両端に発生する。電流検出回路１４０は、電流検出電圧として、電流検出抵抗Ｒ４１の両端電圧を出力する。
The current detection circuit 140 (LED current detection unit) includes, for example, a current detection resistor R41. The current detection resistor R41 (detection resistor) is electrically connected in series to the
フィードバック回路１６０（ＬＥＤ電流制御回路部）は、例えば、アクティブフィルタ回路である。フィードバック回路１６０は、差分増幅器Ａ６１と、入力回路１７０と、帰還回路１８０と、出力回路１９０とを有する。
差分増幅器Ａ６１（比較器）は、例えばオペアンプである。差分増幅器Ａ６１は、正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有する。差分増幅器Ａ６１は、正入力端子と負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を生成する。差分増幅器Ａ６１の増幅率は非常に大きく、例えば数千〜数万倍である。差分増幅器Ａ６１は、グランド配線ＧＮＤに対する差分増幅器Ａ６１の出力端子の電位として、増幅した電圧を出力端子から出力する。
差分増幅器Ａ６１の正入力端子に電気接続した配線１６３（第二入力部）は、調光入力回路１５０に電気接続している。差分増幅器Ａ６１の正入力端子とグランド配線ＧＮＤとの間には、調光入力回路１５０が出力した基準電圧が印加される。
入力回路１７０は、電流検出回路１４０の出力に電気接続した配線１６２（第一入力部）と、差分増幅器Ａ６１の負入力端子（ＬＥＤ電流検出端子）との間に電気接続している。入力回路１７０は、例えば、抵抗Ｒ７１（入力抵抗、制御抵抗）と、コンデンサＣ７２（入力コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ７１と、コンデンサＣ７２とは、互いに並列に電気接続している。
帰還回路１８０は、差分増幅器Ａ６１の負入力端子と、差分増幅器Ａ６１の出力端子との間に電気接続している。帰還回路１８０は、例えば、抵抗Ｒ８１（帰還抵抗）と、２つのコンデンサＣ８２，Ｃ８３（帰還コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ８１と、コンデンサＣ８２とは、互いに直列に電気接続している。抵抗Ｒ８１とコンデンサＣ８２との直列回路と、コンデンサＣ８３とは、互いに並列に電気接続している。
出力回路１９０は、差分増幅器Ａ６１の出力端子と、点灯制御ＩＣ１３０のオン時間信号入力端子に電気接続した配線１６４（出力部）との間に電気接続している。出力回路１９０は、例えば、抵抗Ｒ９１（出力抵抗）と、コンデンサＣ９２（出力コンデンサ）とを有する。抵抗Ｒ９１と、コンデンサＣ９２とは、互いに並列に電気接続している。
The feedback circuit 160 (LED current control circuit unit) is, for example, an active filter circuit. The
The differential amplifier A61 (comparator) is, for example, an operational amplifier. The differential amplifier A61 has a positive input terminal, a negative input terminal, and an output terminal. The differential amplifier A61 generates a voltage obtained by amplifying the potential difference between the positive input terminal and the negative input terminal. The amplification factor of the differential amplifier A61 is very large, for example, several thousand to several tens of thousands times. The differential amplifier A61 outputs the amplified voltage from the output terminal as the potential of the output terminal of the differential amplifier A61 with respect to the ground wiring GND.
A wiring 163 (second input unit) electrically connected to the positive input terminal of the differential amplifier A 61 is electrically connected to the dimming
The
The
The
図３は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流及び電圧を示す。なお、横軸のスケールは、例えば十マイクロ秒のオーダーである。全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値は、交流電源ＡＣから供給される交流の位相によって変化するが、この図に示した期間内では、ほぼ一定であるとみなすことができる。
実線５１１は、巻線Ｌ２２を流れる電流を示す。実線５２１は、巻線Ｌ２２の両端電圧を示す。実線５１２は、巻線Ｌ２３を流れる電流を示す。実線５２２は、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧を示す。
なお、巻線Ｌ２３，Ｌ２４の両端電圧は、巻線Ｌ２２の両端電圧と比例する電圧である。両端電圧の電圧比は、巻線の巻数比によって定まる。
時刻５０１において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオンにする。巻線Ｌ２２の両端には、全波整流回路１１０が出力する電圧が印加される。巻線Ｌ２２を流れる電流は、巻線Ｌ２２の両端電圧に比例する傾きで増加していく。巻線Ｌ２３の両端には、逆極性の電圧が発生するので、整流素子Ｄ２６がオフになり、巻線Ｌ２３には電流が流れない。同様に、巻線Ｌ２４の両端にも、逆極性の電圧が発生する。整流素子Ｄ３４がオフになるので、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧は、ほぼ０になる。
時刻５０２において、時刻５０１からフィードバック回路１６０が算出したオン時間が経過すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。巻線Ｌ２２を流れる電流は、０になる。巻線Ｌ２３には、トランスＴ２１の磁束を維持する電流が流れる。整流素子Ｄ２６がオンになり、巻線Ｌ２３の両端には、平滑コンデンサＣ２７の両端電圧と整流素子Ｄ２６の順方向降下電圧とを合計した電圧が印加される。巻線Ｌ２２の両端には、巻線Ｌ２３の両端電圧に比例する逆極性の電圧が発生する。巻線Ｌ２４の両端には、巻線Ｌ２３の両端電圧と同じ極性の電圧が発生するので、整流素子Ｄ３４がオンになり、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧が高くなる。
巻線Ｌ２３を流れる電流の向きと逆向きの電圧が巻線Ｌ２３の両端に印加されるため、巻線Ｌ２３を流れる電流は、巻線Ｌ２３の両端電圧に比例する傾きで減少していく。
時刻５０３において、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、整流素子Ｄ２６がオフになり、巻線Ｌ２３の両端電圧がほぼ０になる。巻線Ｌ２４の両端電圧もほぼ０になるので、ゼロクロス検出回路１３２が出力するゼロクロス検出信号の電圧は、ほぼ０になる。
点灯制御ＩＣ１３０は、ゼロクロス検出信号の電圧がほぼ０になったことにより、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になったことを検出する。
時刻５０４において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５を再びオンにする。
このように、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になったことを検出して、スイッチング素子Ｑ２５を再びオンにするので、電源回路１００の効率が高くなる。
FIG. 3 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents current and voltage. The scale on the horizontal axis is, for example, on the order of 10 microseconds. Although the instantaneous value of the voltage output from the full-
A
The voltage across the windings L23 and L24 is a voltage proportional to the voltage across the winding L22. The voltage ratio of the both-end voltage is determined by the turn ratio of the windings.
At
At
Since a voltage in the direction opposite to the direction of the current flowing through the winding L23 is applied to both ends of the winding L23, the current flowing through the winding L23 decreases with a slope proportional to the voltage across the winding L23.
At
The
At
As described above, since the current flowing through the winding L23 is detected to be 0 and the switching element Q25 is turned on again, the efficiency of the
図４は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図３と同じである。
全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値は、交流電源ＡＣから供給される交流の位相によって変化する。全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図３に示した例よりも低い場合、時刻５０１から時刻５０２までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率が小さくなる。このため、オン時間が同じでも、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が小さくなる。
これに比例して、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値も小さくなる。平滑コンデンサＣ２７の両端電圧がほぼ同じであれば、時刻５０２から時刻５０３までの間において巻線Ｌ２３を流れる電流の減少率はほぼ同じであるから、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になるまでの時間が短くなる。このため、オン時間が同じでも、巻線Ｌ２３を流れる電流の平均値が小さくなり、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周波数が高くなる。
FIG. 4 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents current. The scale on the horizontal axis is the same as in FIG.
The instantaneous value of the voltage output by the full-
In proportion to this, the maximum value of the current flowing through the winding L23 also decreases. If the voltage across the smoothing capacitor C27 is substantially the same, the rate of decrease in the current flowing through the winding L23 is substantially the same from
図５は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流を示す。なお、横軸のスケールは、図３及び図４と異なり、例えば十ｍｓ（ミリ秒）のオーダーである。
実線５２３は、全波整流回路１１０が出力する電圧を示す。破線５１３は、光源回路８１０を流れる負荷電流を示す。細破線５１４は、光源回路８１０を流れる負荷電流の平均値を示す。
ノイズ除去コンデンサＣ１１の静電容量が十分小さいので、全波整流回路１１０が出力する電圧の波形は、正弦波形に近いきれいな全波整流波形になる。
全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が高い場合、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値が大きくなる。全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が低い場合、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値が小さくなる。
このように、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値に応じて、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値が変化する。これにより、電源回路１００の力率が高くなる。
FIG. 5 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents voltage and current. Note that the scale on the horizontal axis is different from that in FIGS. 3 and 4, for example, on the order of 10 ms (milliseconds).
A
Since the capacitance of the noise removal capacitor C11 is sufficiently small, the voltage waveform output from the full-
When the instantaneous value of the voltage output from the full-
Thus, the maximum value of the current flowing through the winding L23 changes according to the instantaneous value of the voltage output from the full-
巻線Ｌ２３を流れる電流が、光源回路８１０を流れる負荷電流より多ければ、その差に相当する電流により、平滑コンデンサＣ２７が充電される。平滑コンデンサＣ２７の両端電圧が上昇して、光源回路８１０に印加される電圧が高くなる分、光源回路８１０を流れる負荷電流が増加する。
巻線Ｌ２３を流れる電流が、光源回路８１０を流れる負荷電流より少なければ、その差に相当する電流により、平滑コンデンサＣ２７が放電される。平滑コンデンサＣ２７の両端電圧が下降して、光源回路８１０に印加される電圧が低くなる分、光源回路８１０を流れる負荷電流が減少する。
このように、光源回路８１０を流れる負荷電流は、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数を基本周波数として変化する。例えば、交流電源ＡＣの周波数が５０Ｈｚなら、光源回路８１０を流れる負荷電流の交流成分の基本周波数は１００Ｈｚになる。交流電源ＡＣの周波数が６０Ｈｚなら、負荷電流の交流成分の基本周波数は１２０Ｈｚになる。
If the current flowing through the winding L23 is greater than the load current flowing through the
If the current flowing through the winding L23 is less than the load current flowing through the
Thus, the load current flowing through the
この周波数成分に対応して、フィードバック回路１６０がオン時間を変化させると、電源回路１００の動作が不安定になる可能性がある。このため、フィードバック回路１６０は、基本的に、この周波数成分よりも低い周波数成分に対応して、オン時間を変化させる。フィードバック回路１６０は、光源回路８１０を流れる負荷電流の平均値が目標電流より小さい場合に、オン時間を増加させ、負荷電流の平均値が目標電流より大きい場合に、オン時間を減少させる。
If the
図６は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図３及び図４と同じである。
この図は、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図３とほぼ同じであり、フィードバック回路１６０が算出するオン時間が図３より短い場合を示す。
時刻５０１から時刻５０２までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率は、図３の場合とほぼ同じであるが、オン時間が短い分、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が小さくなる。このため、巻線Ｌ２３を流れる電流の平均値が小さくなり、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周波数が高くなる。
FIG. 6 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents current. The scale on the horizontal axis is the same as in FIGS.
This figure shows a case where the instantaneous value of the voltage output from the full-
The increase rate of the current flowing through the winding L22 from
図７は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図６と同じである。
この図は、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図４とほぼ同じであり、フィードバック回路１６０が算出するオン時間が図５とほぼ同じである場合を示す。
時刻５０１から時刻５０２までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率は、図４の場合とほぼ同じであるが、オン時間が短い分、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が更に小さくなる。このため、巻線Ｌ２３を流れる電流の平均値が更に小さくなり、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周波数が更に高くなる。
FIG. 7 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents current. The scale on the horizontal axis is the same as in FIG.
This figure shows a case where the instantaneous value of the voltage output from the full-
The increase rate of the current flowing through the winding L22 from
図８は、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４０は、フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１の絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５０は、フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１の位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１とは、電流検出回路１４０が生成した電流検出電圧ｖｄから調光入力回路１５０が生成した基準電圧ｖｒを差し引いた差電圧Δｖ１＝ｖｄ−ｖｒに対する、差分増幅器Ａ６１の出力電圧ｖｏから基準電圧ｖｒを差し引いた差電圧Δｖ２＝ｖｏ−ｖｒの比Δｖ２／Δｖ１である。
FIG. 8 is a Bode diagram showing an example of the characteristics of the
The horizontal axis indicates the frequency. The vertical axis represents gain and phase difference. The horizontal axis and the vertical axis indicating the gain are logarithmic scales.
The gain diagram 540 shows the frequency characteristics of the absolute value of the gain G 1 in the previous stage of the
フィードバック回路１６０の前段部分の利得Ｇ１は、入力回路１７０のインピーダンスＺ１＝Ｒ１／（１＋ｊωＣ１Ｒ１）に対する帰還回路１８０のインピーダンスＺ２＝（１＋ｊωＣ２Ｒ２）／ｊω（Ｃ２＋Ｃ４＋ｊωＣ２Ｃ４Ｒ２）の比Ｚ２／Ｚ１になる。ただし、ｊは、虚数単位（−１の平方根）を表わす。ωは、角周波数を表わす。Ｒ１は、抵抗Ｒ７１の抵抗値を表わす。Ｃ１は、コンデンサＣ７２の静電容量を表わす。Ｒ２は、抵抗Ｒ８１の抵抗値を表わす。Ｃ２は、コンデンサＣ８２の静電容量を表わす。Ｃ４は、コンデンサＣ８３の静電容量を表わす。
The gain G 1 of the previous stage of the
この例において、抵抗Ｒ７１の抵抗値Ｒ１は、抵抗Ｒ８１の抵抗値Ｒ２より大きく、例えば数十倍〜数百倍である。コンデンサＣ８２の静電容量Ｃ２は、コンデンサＣ７２の静電容量Ｃ１より十分大きく、例えば数千〜数万倍である。また、コンデンサＣ８２の静電容量Ｃ２は、コンデンサＣ８３の静電容量Ｃ４より十分大きく、例えば数千〜数万倍である。コンデンサＣ７２の静電容量Ｃ１は、コンデンサＣ８３の静電容量Ｃ４と同程度である。 In this example, the resistance value R 1 of the resistor R71 is larger than the resistance value R 2 of the resistor R81, for example, several tens of times to several hundred times. The capacitance C 2 of the capacitor C82 is sufficiently larger than the capacitance C 1 of the capacitor C72, which is thousands to tens of thousands times for example. Also, the capacitance C 2 of the capacitor C82 is sufficiently larger than the capacitance C 4 of the capacitor C83, which is thousands to tens of thousands times for example. The capacitance C 1 of the capacitor C72 is comparable with the capacitance C 4 of the capacitor C83.
周波数５３１は、１／２πＣ２Ｒ２を示す。周波数５３２は、１／２πＣ１Ｒ１を示す。周波数５３３は、１／２πＣ４Ｒ２を示す。なお、πは、円周率を表わす。
The
周波数５３１より十分低い周波数の領域において、ωＣ２Ｒ２≪１、ωＣ１Ｒ１≪１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、利得Ｇ１は、１／ｊωＣ２Ｒ１で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３１より低い周波数の領域は、右肩下がりの直線５４１で近似することができる。また、位相差は、約−９０度である。
周波数５３１において、ωＣ２Ｒ２＝１、ωＣ１Ｒ１≪１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、位相差は、約−４５度である。
周波数５３１より十分高く、かつ、周波数５３２より十分低い周波数の領域がもしあれば、その周波数領域において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≪１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、利得Ｇ１は、Ｒ２／Ｒ１で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３１より高く、かつ、周波数５３２より低い周波数の領域は、水平な直線５４２で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３２において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１＝１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、位相差は、約４５度である。
周波数５３２より十分高く、かつ、周波数５３３より十分低い周波数の領域がもしあれば、その周波数領域において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≫１、ωＣ４Ｒ２≪１だから、利得Ｇ１は、ｊωＣ１Ｒ２で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３２より高く、かつ、周波数５３３より低い周波数の領域は、右肩上がりの直線５４３で近似することができる。また、位相差は、約９０度である。
周波数５３３において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≫１、ωＣ４Ｒ２＝１だから、位相差は、約４５度である。
周波数５３３より十分高い周波数の領域において、ωＣ２Ｒ２≫１、ωＣ１Ｒ１≫１、ωＣ４Ｒ２≫１だから、利得Ｇ１は、Ｃ１／Ｃ４で近似できる。ゲイン線図５４０のうち、周波数５３３より高い周波数の領域は、水平な直線５４４で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
Since ωC 2 R 2 << 1, ωC 1 R 1 << 1, and ωC 4 R 2 << 1 in the frequency region sufficiently lower than the
Since ωC 2 R 2 = 1, ωC 1 R 1 << 1, and ωC 4 R 2 << 1 at the
Sufficiently higher than the
Since ωC 2 R 2 >> 1 , ωC 1 R 1 = 1, and ωC 4 R 2 << 1 at the
If there is a region having a frequency sufficiently higher than the
Since ωC 2 R 2 >> 1, ωC 1 R 1 >> 1, and ωC 4 R 2 = 1 at the
Since ωC 2 R 2 >> 1, ωC 1 R 1 >> 1, and ωC 4 R 2 >> 1 in a frequency range sufficiently higher than the
図９は、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４５は、フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２の絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５５は、フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２の位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２とは、差電圧Δｖ２に対する配線１６４の電位の交流成分Δｖ３の比Δｖ３／Δｖ２である。
FIG. 9 is a Bode diagram showing an example of the characteristics of the
The horizontal axis indicates the frequency. The vertical axis represents gain and phase difference. The horizontal axis and the vertical axis indicating the gain are logarithmic scales.
A gain diagram 545 shows the frequency characteristic of the absolute value of the gain G 2 in the subsequent stage of the
フィードバック回路１６０の後段部分の利得Ｇ２は、Ｒ４／（Ｒ４＋Ｚ３）である。ただし、Ｚ３は、出力回路１９０のインピーダンスであり、Ｚ３＝Ｒ３／（１＋ｊωＣ３Ｒ３）である。Ｒ３は、抵抗Ｒ９１の抵抗値を表わす。Ｃ３は、コンデンサＣ９２の静電容量を表わす。Ｒ４は、点灯制御ＩＣ１３０のオン時間信号入力端子の入力抵抗を表わす。
The gain G 2 at the rear stage of the
周波数５３４は、１／２πＣ３Ｒ３を示す。周波数５３５は、（Ｒ３＋Ｒ４）／２πＣ３Ｒ３Ｒ４を示す。
The
周波数５３４より十分低い周波数の領域において、ωＣ３Ｒ３≪１だから、利得Ｇ２は、Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）で近似できる。ゲイン線図５４５のうち、周波数５３４より低い周波数の領域は、水平な直線５４６で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３５より十分高い周波数の領域において、ωＣ３Ｒ３≫（Ｒ３＋Ｒ４）／Ｒ４だから、利得Ｇ２は、１で近似できる。ゲイン線図５４５のうち、周波数５３５より高い周波数の領域は、水平な直線５４７で近似することができる。また、位相差は、約０度である。
周波数５３４より高く、かつ、周波数５３５より低い周波数の領域では、ゲイン線図５４５は、右肩上がりの直線５４８で近似することができる。また、位相差は、０より大きい。
Since ωC 3 R 3 << 1 in a frequency range sufficiently lower than the
In a frequency range sufficiently higher than the
In the frequency region higher than the
図１０は、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０の特性の一例を示すボード線図である。
横軸は、周波数を示す。縦軸は、利得及び位相差を示す。横軸及び利得を示す縦軸は、対数目盛である。
ゲイン線図５４９は、フィードバック回路１６０の全体の利得Ｇの絶対値の周波数特性を示す。位相線図５５９は、フィードバック回路１６０の全体の利得Ｇの位相差の周波数特性を示す。フィードバック回路１６０の全体の利得Ｇとは、利得Ｇ２と利得Ｇ１との積である。
FIG. 10 is a Bode diagram showing an example of the characteristics of the
The horizontal axis indicates the frequency. The vertical axis represents gain and phase difference. The horizontal axis and the vertical axis indicating the gain are logarithmic scales.
A gain diagram 549 shows the frequency characteristic of the absolute value of the overall gain G of the
この例において、周波数５３４及び周波数５３５は、周波数５３２より高く、かつ、直線５４３より低い周波数である。
In this example, the
ゲイン線図５４９は、ゲイン線図５４０とゲイン線図５４５とを加えた形状である。また、位相線図５５９は、位相線図５５０と位相線図５５５とを加えた形状である。
周波数５３４より高く、かつ、周波数５３５より低い周波数の領域において、ゲイン線図５４９の右肩上がりの傾きが大きくなっている。
The gain diagram 549 has a shape obtained by adding a gain diagram 540 and a gain diagram 545. A phase diagram 559 has a shape obtained by adding a phase diagram 550 and a phase diagram 555.
In the frequency region higher than the
フィードバック回路１６０は、周波数５３１より低い周波数において、積分回路としての特性を有する。フィードバック回路１６０は、周波数５３１〜周波数５３２付近の周波数帯域における成分を除去する特性を有し、帯域除去フィルタとして機能する。フィードバック回路１６０は、周波数５３２〜周波数５３３付近の周波数帯域において、微分回路としての特性を有する。フィードバック回路１６０は、周波数５３３より高い周波数の成分を通過させる特性を有する。
The
フィードバック回路１６０の抵抗の抵抗値やコンデンサの静電容量などの回路定数は、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数の成分を除去するように設定する。例えば、周波数５３１が、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数より低くなり、周波数５３２が、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数より高くなるように設定する。
図５で説明したように、光源回路８１０を流れる負荷電流には、交流電源ＡＣの周波数の２倍の周波数を基本周波数とする交流成分が存在する。この周波数の成分を除去することにより、負荷電流のこの周波数の成分が増幅されて光源回路８１０の光源がちらつくのを防ぐ。
なお、光源回路８１０を流れる負荷電流の交流成分には、高調波成分も存在するため、フィードバック回路１６０が除去する周波数帯域には、少なくとも３倍高調波（すなわち、交流電源ＡＣの周波数の６倍の周波数）まで含まれることが望ましい。
Circuit constants such as the resistance value of the resistance of the
As described with reference to FIG. 5, the load current flowing through the
Since the harmonic component is also present in the AC component of the load current flowing through the
また、周波数５３１より低い周波数については、フィードバック回路１６０が積分回路として機能し、負荷電流の目標電流に対する誤差を蓄積して、負帰還する。負荷電流が目標電流より小さい場合、フィードバック回路１６０の出力電圧（配線１６４とグランド配線ＧＮＤとの電位差）が徐々に大きくなり、それに伴って、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンする時間を徐々に長くするので、負荷電流が増加する。逆に、負荷電流が目標電流より大きい場合、フィードバック回路１６０の出力電圧が徐々に小さくなり、それに伴って、点灯制御ＩＣ１３０がスイッチング素子Ｑ２５をオンする時間を徐々に短くするので、負荷電流が減少する。これにより、負荷電流が目標電流に一致する。
For frequencies lower than the
図１１は、この実施の形態におけるスイッチング素子Ｑ２５のオン時間の一例を示す図である。
横軸は、フィードバック回路１６０が指示したオン時間を示す。縦軸は、実際にスイッチング素子Ｑ２５がオンしている時間を示す。実線５６１は、指示したオン時間と、実際のオン時間との関係を表わす。
フィードバック回路１６０が指示したオン時間が非常に短い場合、点灯制御ＩＣ１３０やスイッチング素子Ｑ２５の特性などの影響により、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなる場合がある。
例えば、フィードバック回路１６０が指示したオン時間が、破線５６２で示した下限オン時間より長い場合、スイッチング素子Ｑ２５は、指示された時間オンする。しかし、フィードバック回路１６０が指示したオン時間が、下限オン時間より短い場合、スイッチング素子Ｑ２５は、オンしない。
調光入力回路１５０が入力した調光信号による指示が、光源を非常に暗く点灯する指示である場合、目標電流が非常に小さくなる。このため、負荷電流を目標電流に一致させるには、オン時間を非常に短くする必要がある。
FIG. 11 is a diagram showing an example of the on-time of the switching element Q25 in this embodiment.
The horizontal axis indicates the ON time indicated by the
When the on-time instructed by the
For example, when the ON time indicated by the
When the instruction by the dimming signal input by the dimming
図１２は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流及びオン時間を示す。
実線５６３は、フィードバック回路１６０が指示したオン時間を表わす。
FIG. 12 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents voltage, current, and on time.
A
負荷電流が目標電流に一致する本来のオン時間が下限オン時間より短い場合、フィードバック回路１６０が本来のオン時間を指示すると、スイッチング素子Ｑ２５がオンしない。平滑コンデンサＣ２７が充電されないので、平滑コンデンサＣ２７の放電に伴って、負荷電流が減少する。
負荷電流が目標電流より小さくなるので、フィードバック回路１６０は、オン時間を長くする。フィードバック回路１６０が指示するオン時間が下限オン時間より長くなると、スイッチング素子Ｑ２５がオンするようになる。平滑コンデンサＣ２７が充電され、負荷電流が増加する。
このときフィードバック回路１６０が指示するオン時間は、本来のオン時間より長いので、負荷電流は、目標電流より大きくなる。このため、フィードバック回路１６０は、オン時間を短くする。フィードバック回路１６０が指示するオン時間が下限オン時間より短くなると、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなる。
電源回路１００は、これを繰り返す。光源回路８１０を流れる負荷電流は、目標電流より多くなったり少なくなったりを繰り返し、全体として平均すると、ほぼ目標電流に一致する。
When the original on-time when the load current matches the target current is shorter than the lower limit on-time, when the
Since the load current becomes smaller than the target current, the
At this time, the on-time instructed by the
The
このような負荷電流の変動周期は、０．３ｍｓ以下であることが望ましい。実験によれば、負荷電流の変動周期が０．５ｍｓの場合、人間の目でちらつきを感じる場合がある。変動周期が短くなるほど、ちらつきを感じにくくなる。変動周期が０．３ｍｓの場合、ほとんどちらつきを感じなくなる。 Such a fluctuation period of the load current is desirably 0.3 ms or less. According to experiments, when the fluctuation period of the load current is 0.5 ms, flicker may be felt by human eyes. As the fluctuation period becomes shorter, it becomes more difficult to feel flicker. When the fluctuation period is 0.3 ms, almost no flicker is felt.
そこで、フィードバック回路１６０の回路定数は、周波数５３２が、負荷電流の変動周期に対応する周波数よりも低い周波数になるように設定する。変動周期が０．３ｍｓの場合、対応する周波数は約３．３３ｋＨｚであるから、周波数５３２が例えば１ｋＨｚ以下になるようにする。
Therefore, the circuit constant of the
例えば、抵抗Ｒ７１の抵抗値Ｒ１を１００ｋΩ、抵抗Ｒ８１の抵抗値Ｒ２を１ｋΩ、コンデンサＣ７２の静電容量Ｃ１を０．００４μＦ、コンデンサＣ８２の静電容量Ｃ２を２μＦ、コンデンサＣ８３の静電容量Ｃ４を０．００４μＦに設定すれば、周波数５３１は約８０Ｈｚ、周波数５３２は約４００Ｈｚ、周波数５３３は約４０ｋＨｚになる。
For example, the resistance value R 1 of the
比較のため、フィードバック回路１６０が、周波数５３１よりも高い周波数成分をすべて除去する高域除去フィルタとしての特性を有している場合について考察する。
その場合、オン時間が短くなり過ぎてスイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなり、負荷電流が急激に減少したとしても、そのことがフィードバックされて、フィードバック回路１６０がオン時間を長くするまでには、数十ｍｓ程度の遅れが生じる。その間、光源回路８１０の光源が点灯しなくなるので、利用者に光源のちらつきとして認識される。
For comparison, consider a case where the
In that case, even if the on-time becomes too short and the switching element Q25 does not turn on and the load current rapidly decreases, it is fed back and several tens of minutes until the
これに対し、この実施の形態におけるフィードバック回路１６０は、負荷電流の急激な減少をすぐに検知して、オン時間を長くするので、フィードバックの遅延が短く、光源のちらつきを防ぐことができる。
On the other hand, the
したがって、光源を暗く点灯する（調光度を深くする）ような指示を調光入力回路１５０が入力した場合でも、光源をちらつきなく正常に点灯することができる。光源を暗く正常に点灯できるので、省エネルギーに貢献することができるとともに、利用者が光源の明るさを選択できる自由度が高くなり、照明器具８００の使い勝手が向上する。
Therefore, even when the dimming
差電圧Δｖ１は、目標電流から負荷電流を差し引いた差（電流偏差）に比例する。フィードバック回路１６０は、交流電源ＡＣの周波数（例えば５０〜６０Ｈｚ）の２倍の周波数（例えば１００〜１２０Ｈｚ）を含む周波数帯域の周波数成分を電流偏差から除去した値に基づいて、オン時間を算出する。これにより、全波整流回路１１０が変換した脈流の周波数に由来する負荷電流の周波数成分がカットされる。ここで、「除去」とは、完全に取り除く場合だけでなく、フィードバック回路１６０が算出するオン時間がほぼ影響を受けない程度にまで減衰させる場合を含み、少なくとも１０分の１以下にまで減衰させることをいう。
フィードバック回路１６０は、電流偏差のうち、除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数成分（第一の検出ループ）と、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数成分（第二の検出ループ）とに基づいて、オン時間を算出する。
除去した周波数帯域よりも低い周波数帯域に含まれる周波数成分だけに基づいてオン時間を算出すると、負荷電流の変化がフィードバックされるのにかかる遅延時間が長くなり、オン時間が短すぎるなどの原因により、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなった場合など、負荷電流が急激に変化する現象に追随できない。
フィードバック回路１６０が、除去した周波数帯域よりも高い周波数帯域に含まれる周波数成分も用いてオン時間を算出することにより、負荷電流の急激な変化に追随して、オン時間を増減させることができるので、負荷電流の変動周期を短くすることができ、光源のちらつきを抑えることができる。
負荷電流の変動周期は、０．３ｍｓ以下であることが望ましい。このため、フィードバック回路１６０がオン時間の算出に用いる高い周波数帯域は、３ｋＨｚ以上であることが望ましい。
なお、スイッチング素子Ｑ２５のスイッチング周波数において、フィードバック回路１６０を介したフィードバックループの閉ループ利得が１より小さいことが必要である。スイッチング素子Ｑ２５のスイッチング周波数は、変動があるものの、例えば、数十ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ程度である。このため、フィードバック回路１６０がオン時間の算出に用いる高い周波数帯域は、３０ｋＨｚ以下であることが望ましい。
The difference voltage Δv 1 is proportional to the difference (current deviation) obtained by subtracting the load current from the target current. The
The
If the on-time is calculated based only on the frequency components included in the frequency band lower than the removed frequency band, the delay time required to feed back the change in load current will be longer, and the on-time will be too short. It is impossible to follow a phenomenon in which the load current changes suddenly, such as when the switching element Q25 is not turned on.
Since the
The fluctuation period of the load current is preferably 0.3 ms or less. For this reason, it is desirable that the high frequency band used by the
Note that the closed loop gain of the feedback loop via the
実施の形態２．
実施の形態２について、図１３〜図１６を用いて説明する。
Embodiment 2. FIG.
The second embodiment will be described with reference to FIGS.
この実施の形態における照明器具８００の全体構成及び電源回路１００の回路構成は、実施の形態１と同様なので、図１及び図２を参照しつつ、異なる点のみを説明する。
Since the overall configuration of the
フィードバック回路１６０は、電流検出信号と基準信号とに基づいて、スイッチング素子Ｑ２５のオン時間ではなく、スイッチング素子Ｑ２５をオンオフする周期（以下「スイッチング周期」と呼ぶ。フィードバック値の一例。）を算出する。フィードバック回路１６０は、算出したスイッチング周期を表わすスイッチング周期信号を生成する。スイッチング周期信号は、例えば、フィードバック回路１６０が算出したスイッチング周期に比例する電圧（以下「スイッチング周期電圧」と呼ぶ。）を有する。フィードバック回路１６０は、生成したスイッチング周期信号を出力する。
フィードバック回路１６０の配線１６４（出力部）は、点灯制御ＩＣ１３０のスイッチング周期信号入力端子に電気接続している。
Based on the current detection signal and the reference signal, the
The wiring 164 (output unit) of the
点灯制御ＩＣ１３０は、フィードバック回路１６０が生成したスイッチング周期信号と、ゼロクロス検出回路１３２が生成したゼロクロス検出信号とを入力する。点灯制御ＩＣ１３０は、入力したスイッチング周期信号とゼロクロス検出信号とに基づいて、スイッチング素子Ｑ２５を駆動する駆動信号を生成する。
点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。その後、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子をオンにする。スイッチング素子をオフにしてからの経過時間が、スイッチング周期信号が表わすスイッチング周期に達すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子を再びオフにする。これを繰り返すことにより、スイッチング素子Ｑ２５は、高周波でオンオフする。スイッチング素子Ｑ２５がオンオフする周波数は、スイッチング周期信号によって定まり、例えば数十〜数百ｋＨｚである。
The
The
図１３は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流及び電圧を示す。なお、横軸のスケールは、図３と同じである。
FIG. 13 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents current and voltage. The scale on the horizontal axis is the same as in FIG.
時刻５０２において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。
時刻５０３において、巻線Ｌ２３を流れる電流が０になると、点灯制御ＩＣ１３０は、ゼロクロス検出信号に基づいてそのことを検出する。
時刻５０４において、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオンにする。
時刻５０５において、時刻５０２からフィードバック回路１６０が算出したスイッチング周期が経過すると、点灯制御ＩＣ１３０は、スイッチング素子Ｑ２５をオフにする。
At
When the current flowing through the winding L23 becomes 0 at
At
When the switching cycle calculated by the
図１４は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電流を示す。なお、横軸のスケールは、図１３と同じである。
この図は、フィードバック回路１６０が算出したスイッチング周期が図１３に示した例と同じであるが、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値が図１３に示した例より低い場合を示す。
時刻５０４から時刻５０５までの間において巻線Ｌ２２を流れる電流の増加率は、図１３の場合よりも小さい。このため、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値が小さくなる。これに伴い、巻線Ｌ２３を流れる電流の最大値も小さくなる。時刻５０２から時刻５０３までの間において巻線Ｌ２３を流れる電流の減少率は、図１３の場合とほぼ同じなので、その分、時刻５０２から時刻５０３までの時間が短くなる。時刻５０２から時刻５０５までの時間は、図１３の場合と同じなので、その分、時刻５０４から時刻５０５までの時間が長くなる。このため、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値に対する巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値の比率は、図１３の場合よりも大きくなる。すなわち、全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値の変化に比べて、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値は、あまり変化しない。
FIG. 14 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents current. The scale on the horizontal axis is the same as in FIG.
This figure shows the case where the switching period calculated by the
The increase rate of the current flowing through the winding L22 between
図１５は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流を示す。なお、横軸のスケールは、図５と同じである。
全波整流回路１１０が出力する電圧の瞬時値の変化に対して、巻線Ｌ２２を流れる電流の最大値の変化が小さいので、光源回路８１０を流れる負荷電流の変化が小さくなる。
FIG. 15 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents voltage and current. The scale on the horizontal axis is the same as in FIG.
Since the change in the maximum value of the current flowing through the winding L22 is small with respect to the change in the instantaneous value of the voltage output from the full-
図１６は、この実施の形態における電源回路１００の動作の一例を示すタイミング図である。
横軸は、時刻を示す。縦軸は、電圧及び電流及び時間を示す。
破線５６４は、フィードバック回路１６０が指示したスイッチング周期を表わす。実線５６３は、これにより、スイッチング素子Ｑ２５がオンするオン時間を表わす。
FIG. 16 is a timing chart showing an example of the operation of the
The horizontal axis indicates time. The vertical axis represents voltage, current, and time.
Dashed
目標電流が小さく、これにより、フィードバック回路１６０が指示するスイッチング周期が短い場合、スイッチング素子Ｑ２５のオン時間が、下限オン時間より短くなり、スイッチング素子Ｑ２５がオンしなくなる場合がある。その場合、平滑コンデンサＣ２７が充電されないので、平滑コンデンサＣ２７の放電に伴って、負荷電流が減少する。
負荷電流が目標電流より小さくなるので、フィードバック回路１６０は、スイッチング周期を長くする。これにより、スイッチング素子Ｑ２５のオン時間が下限オン時間より長くなると、スイッチング素子Ｑ２５がオンするようになる。平滑コンデンサＣ２７が充電され、負荷電流が増加する。
電源回路１００は、これを繰り返す。光源回路８１０を流れる負荷電流は、目標電流より多くなったり少なくなったりを繰り返し、全体として平均すると、ほぼ目標電流に一致する。
フィードバック回路１６０の周波数特性が実施の形態１と同様であれば、フィードバック回路１６０は、負荷電流の急激な減少をすぐに検知してスイッチング周期を長くするので、フィードバックの遅延が短く、光源のちらつきを防ぐことができる。
このように、フィードバック回路１６０がオン時間を算出するのではなく、スイッチング周期を算出する構成である場合も、実施の形態１と同様に、光源のちらつきを防ぐことができる。
When the target current is small and the switching cycle indicated by the
Since the load current is smaller than the target current, the
The
If the frequency characteristic of the
In this way, even when the
以上、説明した構成は、一例であり、他の構成であってもよい。例えば、異なる実施の形態で説明した構成を組み合わせた構成であってもよいし、本質的でない部分の構成を、他の構成で置き換えた構成であってもよい。 The configuration described above is an example, and other configurations may be used. For example, the structure which combined the structure demonstrated in different embodiment may be sufficient, and the structure which replaced the structure of the non-essential part with the other structure may be sufficient.
例えば、フィードバック回路１６０の具体的な回路構成は、上記説明した回路構成に限らず、同様の周波数特性を有する回路であれば、他の回路構成であってもよい。
例えば、出力回路１９０のコンデンサＣ９２は、なくてもよい。あるいは、出力回路１９０がなく、差分増幅器Ａ６１の出力端子が配線１６４を介して点灯制御ＩＣ１３０のオン時間信号入力端子（あるいは、スイッチング周期信号入力端子）に電気接続している構成であってもよい。
また、フィードバック回路１６０は、１次フィルタではなく、高次フィルタであってもよい。
For example, the specific circuit configuration of the
For example, the capacitor C92 of the
Further, the
また、フィードバック回路１６０は、複数のフィルタ回路を有する構成であってもよい。例えば、ロールオフを良くするため、複数のフィルタ回路を直列に接続した構成であってもよい。あるいは、低周波数帯域用のフィルタ回路と、高周波数帯域用のフィルタ回路とを並列に接続した構成であってもよい。
Further, the
また、直流変換回路１２０は、フライバックコンバータ回路に限らず、フィードバック回路１６０が算出したフィードバック値にしたがってオンオフするスイッチング素子を有するスイッチング電源回路であればよい。
スイッチング電源回路には、多段構成のものや１段構成のものなどが存在する。直流変換回路１２０は、多段構成であってもよいし、１段構成であってもよい。なお、直流変換回路１２０が１段構成である場合のほうが多段構成の場合よりも、交流電源ＡＣの電圧瞬時値の影響が負荷電流に現れやすいので、本構成の効果が顕著である。１段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、部品数が少なくて済むので、電源回路１００を小型化でき、製造コストを抑えることができる。また、１段構成の場合のほうが多段構成の場合よりも、ロスが少なく、電力効率が高くなる。
Further, the
A switching power supply circuit includes a multi-stage configuration and a single-stage configuration. The
１００ 電源回路、１１０ 全波整流回路、１２０ 直流変換回路、１３０ 点灯制御ＩＣ、１３２ ゼロクロス検出回路、１４０ 電流検出回路、１５０ 調光入力回路、１６０ フィードバック回路、１６２〜１６４ 配線、１７０ 入力回路、１８０ 帰還回路、１９０ 出力回路、５０１〜５０５ 時刻、５１１，５１２，５２１，５２２，５２３，５６１，５６３ 実線、５１３，５６２，５６４ 破線、５１４ 細破線、５３１〜５３５ 周波数、５４０，５４５，５４９ ゲイン線図、５４１〜５４８ 直線、５５０，５５５，５５９ 位相線図、８００ 照明器具、８１０ 光源回路、Ａ６１ 差分増幅器、ＡＣ 交流電源、Ｃ１１ ノイズ除去コンデンサ、Ｃ２７ 平滑コンデンサ、Ｃ７２，Ｃ８２，Ｃ８３，Ｃ９２ コンデンサ、Ｄ２６，Ｄ３４ 整流素子、ＤＢ ダイオードブリッジ回路、ＧＮＤ グランド配線、Ｌ２２，Ｌ２３，Ｌ２４ 巻線、Ｑ２５ スイッチング素子、Ｒ３１ 起動抵抗、Ｒ３３，Ｒ７１，Ｒ８１，Ｒ９１ 抵抗、Ｒ４１ 電流検出抵抗、Ｔ２１ トランス。
DESCRIPTION OF
Claims (6)
スイッチング素子と、上記スイッチング素子を駆動する駆動回路とを有し、上記全波整流回路が変換した脈流を直流に変換する直流変換回路と、
上記直流変換回路が変換した直流により駆動される負荷回路を流れる負荷電流を検出するとともに、検出した上記負荷電流に比例する電流検出電圧を生成する電流検出回路と、
上記電流検出回路が検出した負荷電流と、上記負荷回路に流すべき目標電流とに基づいて、上記スイッチング素子のオン時間または上記スイッチング素子をオンオフするスイッチング周期を算出して、フィードバック値とするフィードバック回路とを有し、
上記駆動回路は、上記フィードバック回路が算出したフィードバック値に基づいて、上記スイッチング素子を駆動し、
上記フィードバック回路は、
正入力端子と、負入力端子と、出力端子とを有し、上記正入力端子と上記負入力端子との間の電位差を増幅した電圧を上記出力端子から出力する差分増幅器と、
上記電流検出回路が生成した電流検出電圧を入力する第一入力部と、
上記差分増幅器の正入力端子に電気接続され、上記目標電流に比例する電圧を入力する第二入力部と、
入力抵抗と、上記入力抵抗に対して並列に電気接続された入力コンデンサとを有し、上記第一入力部と、上記差分増幅器の負入力端子との間に電気接続された入力回路と、
帰還抵抗と、上記帰還抵抗に対して直列に電気接続された第一帰還コンデンサと、上記帰還抵抗と上記第一帰還コンデンサとの直列回路に対して並列に電気接続された第二帰還コンデンサとを有し、上記差分増幅器の負入力端子と、上記差分増幅器の出力端子との間に電気接続された帰還回路とを有し、
上記目標電流から上記負荷電流を差し引いた電流偏差から、所定の周波数帯域に含まれる周波数の成分を除去した値に基づいて、上記フィードバック値を算出することを特徴とする電源装置。 A full-wave rectification circuit that converts alternating current into full-wave rectification and pulsation,
A DC conversion circuit that has a switching element and a drive circuit that drives the switching element, and converts the pulsating current converted by the full-wave rectification circuit into a direct current;
A current detection circuit that detects a load current flowing through a load circuit driven by the direct current converted by the direct current conversion circuit and generates a current detection voltage proportional to the detected load current ;
Based on the load current detected by the current detection circuit and the target current to be passed through the load circuit, the feedback circuit calculates the on-time of the switching element or the switching cycle for turning on / off the switching element and uses it as a feedback value And
The drive circuit drives the switching element based on the feedback value calculated by the feedback circuit,
The feedback circuit is
A differential amplifier having a positive input terminal, a negative input terminal, and an output terminal, and outputting a voltage obtained by amplifying a potential difference between the positive input terminal and the negative input terminal from the output terminal;
A first input unit for inputting a current detection voltage generated by the current detection circuit;
A second input unit that is electrically connected to the positive input terminal of the differential amplifier and that inputs a voltage proportional to the target current;
An input circuit having an input resistor and an input capacitor electrically connected in parallel to the input resistor, the input circuit electrically connected between the first input unit and the negative input terminal of the differential amplifier;
A feedback resistor, a first feedback capacitor electrically connected in series with the feedback resistor, and a second feedback capacitor electrically connected in parallel with a series circuit of the feedback resistor and the first feedback capacitor. A feedback circuit electrically connected between the negative input terminal of the differential amplifier and the output terminal of the differential amplifier;
The power supply apparatus according to claim 1, wherein the feedback value is calculated based on a value obtained by removing a frequency component included in a predetermined frequency band from a current deviation obtained by subtracting the load current from the target current.
上記フィードバック値に比例する電圧を出力する出力部と、
出力抵抗と、上記出力抵抗に対して並列に電気接続された出力コンデンサとを有し、上記差分増幅器の出力端子と、上記出力部との間に電気接続された出力回路とを有することを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の電源装置。 The feedback circuit is
An output unit that outputs a voltage proportional to the feedback value;
An output resistor and an output capacitor electrically connected in parallel to the output resistor, and an output circuit electrically connected between the output terminal of the differential amplifier and the output unit The power supply device according to any one of claims 1 to 4 .
光源を有し、上記電源装置に対する負荷回路として、上記電源装置の上記直流変換回路が変換した直流によって駆動される光源回路とを有することを特徴とする照明器具。 A power supply device according to any one of claims 1 to 5,
A lighting apparatus comprising: a light source; and a light source circuit driven by direct current converted by the direct current conversion circuit of the power source device as a load circuit for the power source device.
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