JP5881664B2 - 電源装置、制御回路、電源装置の制御方法 - Google Patents

Description

電源装置、制御回路、電源装置の制御方法に関するものである。

入力電圧より高い又は低い出力電圧を生成する電源装置として、コンパレータ方式のＤＣ−ＤＣコンバータが知られている（例えば、特許文献１参照）。例えば、入力電圧より低い出力電圧を生成する、所謂降圧型のＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧が供給されるスイッチ回路をオンオフ制御し、そのスイッチ回路に接続されたコイルに流れる電流を平滑用コンデンサにより平滑化して出力電圧を生成する。このようにして生成される出力電圧は、コイル電流と平滑用コンデンサの等価直列抵抗（Equivalent Series Resistance：ＥＳＲ）により出力電圧に生じるリップル電圧（リップル成分）を含む。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータは、出力電圧と一定の基準電圧とを比較し、リップル成分により出力電圧が基準電圧より低くなるとスイッチ回路をオンすることで、出力電圧を制御する。

上記のようにスイッチ回路をスイッチングして出力電圧を生成するＤＣ−ＤＣコンバータに対して、出力電圧の安定化、つまりリップル成分の少ない出力電圧が望まれている。この要求に対して、等価直列抵抗の小さな平滑用コンデンサを用いたＤＣ−ＤＣコンバータが検討されている。

米国特許出願公開第２００７／０１２０５４７号明細書

しかし、平滑用コンデンサの等価直列抵抗の値を小さくすると、フィードバック系が不安定になり、スイッチ回路の制御周期が不安定となる。この結果、図８に示すように、不定期にコイルに電圧ＶＬが加わり、コイルに流れる電流ＩＬが不規則に変化し、出力電圧Ｖｏが変動するという問題があった。

この電源装置で、出力電圧の変動を抑制することを目的とする。

この電源装置は、入力電圧が供給されるスイッチ回路と、前記スイッチ回路と出力電圧を出力する出力端との間に接続されたコイルとを含むコンバータ部と、フィードバック電圧を参照電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記スイッチ回路をオンオフ制御する制御回路と、を有し、前記制御回路は、前記スイッチ回路のオフ期間に前記コイルに流れるコイル電流の傾斜を検出し、その検出結果に応じたスロープ電圧を生成する電流傾斜検出回路と、前記スロープ電圧を、前記フィードバック電圧と前記参照電圧の何れか一方に付加する加算回路と、前記スロープ電圧を、前記出力電圧に応じた電圧又は基準電圧に付加して前記フィードバック電圧又は前記参照電圧を生成する加算回路と、を有する。

開示の電源装置は、出力電圧の変動を抑制することができるという効果を奏する。

一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。 タイマ回路の回路図である。 電流傾斜検出回路の回路図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミング図である。 図１のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示す波形図である。 別のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。 図６のＤＣ−ＤＣコンバータの動作を示すタイミング図である。 従来のＤＣ−ＤＣコンバータの動作例を示す波形図である。

以下、一実施形態を図１〜図５に従って説明する。
図１に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータは、入力電圧Ｖｉに基づいて出力電圧Ｖｏを生成するコンバータ部１１と、出力電圧Ｖｏに基づいてコンバータ部１１を制御する制御回路１２とを含む。

コンバータ部１１は、トランジスタＴ１，Ｔ２、コイルＬ１、コンデンサＣ１を含む。入力電圧Ｖｉが供給される入力端子Ｐｉと、出力電圧Ｖｏを出力する出力端子Ｐｏとの間は、メイン側のトランジスタＴ１とコイルＬ１が直列に接続されている。また、入力端子Ｐｉと、入力電圧Ｖｉより低い電圧を供給するための電源線との間にはメイン側のトランジスタＴ１と同期側のトランジスタＴ２が直列に接続されている。

メイン側のトランジスタＴ１及び同期側のトランジスタＴ２はＮチャネルＭＯＳトランジスタである。トランジスタＴ１の第１端子（ドレイン）は入力電圧Ｖｉが供給される入力端子Ｐｉに接続され、トランジスタＴ２の第２端子（ソース）はトランジスタＴ２の第２端子（ドレイン）に接続され、トランジスタＴ２の第１端子（ソース）は入力電圧Ｖｉより低い電位の電源線（本実施形態ではグランド）に接続されている。トランジスタＴ１の制御端子（ゲート）には制御回路１２から制御信号ＤＨが供給され、トランジスタＴ２の制御端子（ゲート）には制御回路１２から制御信号ＤＬが供給されている。

トランジスタＴ１，Ｔ２は、制御信号ＤＨ，ＤＬに応答してオンオフする。制御回路１２は、メイン側のトランジスタＴ１と同期側のトランジスタＴ２を相補的にオンオフするように制御信号ＤＨ，ＤＬを生成する。つまり、トランジスタＴ１，Ｔ２はスイッチ回路の一例として挙げられる。そして、制御回路１２は、スイッチ回路としての機能を有するトランジスタＴ１をオンオフするスイッチ制御回路を含む。

両トランジスタＴ１，Ｔ２間の接続点は、コイルＬ１の第１端子（入力側端子）に接続され、コイルＬ１の第２端子は出力端子Ｐｏに接続されている。また、コイルＬ１の第２端子（出力側端子）は平滑用コンデンサＣ１の第１端子に接続され、コンデンサＣ１の第２端子はグランドに接続されている。コンデンサＣ１は、出力電圧Ｖｏを平滑化する平滑回路に含まれる。

メイン側のトランジスタＴ１がオンし同期側のトランジスタＴ２がオフした場合、コイルＬ１に入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差に応じたコイル電流ＩＬが流れ、コイルＬ１にはエネルギー（電力）が蓄積される。メイン側のトランジスタＴ１がオフし同期側のトランジスタＴ２がオンすると、コイルＬ１は蓄えたエネルギを放出し、そのコイルＬ１に誘導電流（コイル電流ＩＬ）が流れる。制御回路１２は、帰還される出力電圧Ｖｏに基づいて、制御信号ＤＨ，ＤＬのパルス幅を調整する。

次に、本実施形態の制御回路の構成を説明する。
制御回路１２は、比較器（コンパレータ）２１、ＲＳ−フリップフロップ回路（ＲＳ−ＦＦ回路）２２、タイマ回路２３、駆動回路２４、ドライバ回路２５，２６、電流傾斜検出回路２７、加算回路２８、抵抗Ｒ１，Ｒ２、基準電源Ｅ１を含む。

比較器２１の反転入力端子には、出力電圧Ｖｏに基づく電圧が供給される。本実施形態では、抵抗Ｒ１，Ｒ２により生成された電圧が供給される。抵抗Ｒ１の第１端子に出力電圧Ｖｏが帰還され、抵抗Ｒ１の第２端子は抵抗Ｒ２の第１端子に接続され、抵抗Ｒ２の第２端子はグランドに接続されている。抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の間の接続点は比較器２１の反転入力端子に接続されている。抵抗Ｒ１，Ｒ２は、それぞれの抵抗値に応じて、出力電圧Ｖｏを分圧した電圧（分圧電圧，フィードバック電圧）ＶＦＢを生成する。このフィードバック電圧ＶＦＢの値は、抵抗Ｒ１，Ｒ２の抵抗値の比と、出力電圧Ｖｏとグランドの電位に対応する。従って、抵抗Ｒ１，Ｒ２は、出力電圧Ｖｏに比例したフィードバック電圧ＶＦＢを生成する。

比較器２１の非反転入力端子には、参照電圧ＶＲ１が供給される。比較器２１は、フィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧ＶＲ１とを比較し、その比較結果に応じた信号Ｖｃ１を生成する。本実施形態において、比較器２１は、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１よりも低いときにＨレベルの信号Ｖｃ１を生成し、フィードバック電圧ＶＦＢが参照電圧ＶＲ１よりも高いときにＬレベルの信号Ｖｃ１を生成する。この信号Ｖｃ１は、ＲＳ−ＦＦ回路２２に供給される。

ＲＳ−ＦＦ回路２２は、セット端子に信号Ｖｃ１が供給され、リセット端子に信号Ｓ２が供給される。ＲＳ−ＦＦ回路２２は、Ｈレベルの信号Ｖｃ１に応答してＨレベルの信号Ｓ１を出力し、Ｈレベルの信号Ｓ２に応答してＬレベルの信号Ｓ１を出力する。つまり、ＲＳ−ＦＦ回路２２に対して、信号Ｖｃ１はセット信号であり、信号Ｓ２はリセット信号である。ＲＳ−ＦＦ回路２２から出力される信号Ｓ１は、タイマ回路２３と駆動回路２４に供給される。

タイマ回路２３は、Ｈレベルの信号Ｓ１に応答して、その信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから所定時間経過後にＨレベルのパルス信号Ｓ２を出力する。所定時間は、例えば、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存する時間である。つまり、タイマ回路２３は、信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存した時間経過後にＨレベルのパルス信号Ｓ２を出力する。上記のＲＳ−ＦＦ回路２２は、Ｈレベルの信号Ｓ２に応答してＬレベルの信号Ｓ１を出力する。この結果、ＲＳ−ＦＦ回路２２から出力される信号Ｓ１は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存した期間、Ｈレベルとなる。即ち、タイマ回路２３は、ＲＳ−ＦＦ回路２２から出力される信号Ｓ１のパルス幅を決定する。

タイマ回路２３の一例を図２に従って説明する。
図２に示すように、タイマ回路２３は、オペアンプ３１，３２、インバータ回路３３、コンデンサＣ１１、抵抗Ｒ１１、トランジスタＴ１１〜Ｔ１４を含む。

オペアンプ３１の非反転入力端子には入力電圧Ｖｉが供給されている。オペアンプ３１の反転入力端子は抵抗Ｒ１１の第１端子に接続され、その抵抗Ｒ１１の第２端子はグランドに接続されている。また、抵抗Ｒ１１の第１端子はトランジスタＴ１１に接続されている。トランジスタＴ１１はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースが抵抗Ｒ１１に接続され、ゲートがオペアンプ３１の出力端子に接続され、ドレインはトランジスタＴ１２に接続されている。

抵抗Ｒ１１の両端子間には、この抵抗Ｒ１１に流れる電流と抵抗値に応じた電位差が生じる。オペアンプ３１は、抵抗Ｒ１１とトランジスタＴ１１の間のノードの電位を、入力電圧Ｖｉと等しくするように、トランジスタＴ１１のゲート電圧を生成する。従って、トランジスタＴ１１には、入力電圧Ｖｉに応じた電流が流れる。

トランジスタＴ１２はＰチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースにバイアス電圧ＶＢが供給され、ドレインはトランジスタＴ１１に接続され、ゲートは同トランジスタＴ１２のドレインとトランジスタＴ１３のゲートに接続されている。トランジスタＴ１３はトランジスタＴ１２と同型のＭＯＳトランジスタであり、ソースにバイアス電圧ＶＢが供給されている。従って、トランジスタＴ１２とトランジスタＴ１３はカレントミラー回路に含まれ、このカレントミラー回路は、両トランジスタＴ１２，Ｔ１３の電気的特性に応じて、トランジスタＴ１１に流れる電流と比例した電流をトランジスタＴ１３に流す。

トランジスタＴ１３のドレインはコンデンサＣ１１の第１端子とトランジスタＴ１４に接続され、コンデンサＣ１１の第２端子はグランドに接続されている。トランジスタＴ１４はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、ソースがグランドに接続され、ドレインがトランジスタＴ１３、即ちコンデンサＣ１１の第１端子に接続されている。つまり、トランジスタＴ１４はコンデンサＣ１１に並列接続されている。

トランジスタＴ１４のゲートには、インバータ回路３３により信号Ｓ１を論理反転した信号Ｓ１ｘが供給されている。信号Ｓ１は、図１に示すＲＳ−ＦＦ回路２２から出力される信号であり、信号Ｓ１がＨレベルであるときにメイン側のトランジスタＴ１１がオンし、信号Ｓ１がＬレベルであるときにメイン側のトランジスタＴ１１がオフする。

一方、トランジスタＴ１４は、信号Ｓ１ｘがＨレベルであるとき、つまり信号Ｓ１がＬレベルである時にオンし、信号Ｓ１ｘがＬレベル（信号Ｓ１がＨレベル）であるときにオフする。コンデンサＣ１１にはトランジスタＴ１３から入力電圧Ｖｉに依存した電流が供給される。そして、オンしたトランジスタＴ１４は、コンデンサＣ１１の両端子を互いに接続するため、コンデンサＣ１１の第１端子はグランドレベルとなる。トランジスタＴ１４がオフすると、コンデンサＣ１１は、トランジスタＴ１３から供給される電流により充電される。この結果、コンデンサＣ１１の第１端子のレベルは、グランドレベルから入力電圧Ｖｉに応じて上昇する。

即ち、タイマ回路２３は、図１に示すメイン側のトランジスタＴ１１がオフしているときにコンデンサＣ１１の両端子間を短絡して、ノードＮ１２の電圧Ｖｎ１をグランドレベルにリセットする。そして、トランジスタＴ１１がオンすると、コンデンサＣ１１の充電を開始する。その結果、ノードＮ１２の電圧Ｖｎ１が入力電圧Ｖｉに応じて上昇する。

ノードＮ１２はオペアンプ３２の非反転入力端子に接続され、オペアンプ３２の反転入力端子には出力電圧Ｖｏが供給されている。オペアンプ３２は、ノードＮ１２の電圧Ｖｎ１と出力電圧Ｖｏとを比較し、その比較結果に応じた信号Ｓ２を出力する。上記のように、ノードＮ１２の電圧Ｖｎ１は入力電圧Ｖｉに応じて変化する。オペアンプ３２は、電圧Ｖｎ１が出力電圧Ｖｏよりも低いときにＬレベルの信号Ｓ２を出力し、電圧Ｖｎ１が出力電圧Ｖｏよりも高くなるとＨレベルの信号Ｓ２を出力する。そして、電圧Ｖｎ１は、メイン側のトランジスタＴ１がオンすると上昇する。従って、トランジスタＴ１がオンしてからＨレベルの信号Ｓ２が出力されるまでの期間は、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存する。

尚、コンデンサＣ１１を充電するための電流、即ちトランジスタＴ１１に流れる電流は、入力電圧Ｖｉに比例する。その結果、トランジスタＴ１がオンしてからＨレベルの信号Ｓ２が出力されるまでの期間は、入力電圧Ｖｉに反比例する。そして、オペアンプ３２は電圧Ｖｎ１と出力電圧Ｖｏを比較するため、トランジスタＴ１がオンしてからＨレベルの信号Ｓ２が出力されるまでの期間は、出力電圧Ｖｏに比例する。つまり、トランジスタＴ１がオンしている期間（オン期間）は、入力電圧Ｖｉに反比例し、出力電圧Ｖｏに比例する。トランジスタＴ１がオフしている期間（オフ期間）は、出力電圧Ｖｏに反比例する。従って、制御回路１２は、ほぼ一定のスイッチング周波数となるよう制御する。

図１に示すように、駆動回路２４は、信号Ｓ１に基づいて、コンバータ部１１のトランジスタＴ１，Ｔ２を、相補的にオンオフするように、制御信号ＳＨ，ＳＬを生成する。なお、駆動回路２４において、両トランジスタＴ１，Ｔ２が同時にオンしないように、制御信号ＳＨ，ＳＬにデッドタイムを設定してもよい。ドライバ回路２５は、高電位側の電源端子にバイアス電圧ＶＢが供給され、低電位側の電源端子がコンバータ部１１のトランジスタＴ１，Ｔ２間のノードに接続されている。ドライバ回路２５は、制御信号ＳＨに応答して制御信号ＤＨを出力する。ドライバ回路２６は、高電位側の電源端子にバイアス電圧ＶＢが供給され、低電位側の電源端子がグランドに接続されている。ドライバ回路２６は、制御信号ＳＬに応答して制御信号ＤＬを出力する。

本実施形態において、駆動回路２４は、Ｈレベルの信号Ｓ１に応答してＨレベルの信号ＳＨとＬレベルの信号ＳＬを出力し、Ｌレベルの信号Ｓ１に応答してＬレベルの信号ＳＨとＬレベルの信号ＳＬを出力する。メイン側のトランジスタＴ１は、Ｈレベルの信号ＳＨに基づく制御信号ＤＨに応答してオンし、Ｌレベルの信号ＳＨに基づく制御信号ＤＨに応答してオフする。同様に、同期側のトランジスタＴ２は、Ｈレベルの信号ＳＬに基づく制御信号ＤＬに応答してオンし、Ｌレベルの信号ＳＬに基づく制御信号ＤＬに応答してオフする。

上記のコンパレータ２１は、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１より低くなるとＨレベルの信号Ｖｃ１を出力し、ＲＳ−ＦＦ回路２２は、その信号Ｖｃ１に応答してＨレベルの信号Ｓ１を出力する。タイマ回路２３は、Ｈレベルの信号Ｓ１が出力されてから所定時間経過後にＨレベルの信号Ｓ２を出力し、ＲＳ−ＦＦ回路２２はその信号Ｓ２に応答してＬレベルの信号Ｓ１を出力する。駆動回路２４は、信号Ｓ１に応答してトランジスタＴ１，Ｔ２をオンオフするための制御信号ＳＨ，ＳＬを出力する。

従って、制御回路１２は、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１より低くなるとメイン側のトランジスタＴ１をオンし、同期側のトランジスタＴ２をオフする。メイン側のトランジスタＴ１をオンしてから所定時間経過後、メイン側のトランジスタＴ１をオフし、同期側のトランジスタＴ２をオンする。再び出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１より低くなると、制御回路１２はメイン側のトランジスタＴ１をオンし、同期側のトランジスタＴ２をオフする。

言い換えると、制御回路１２は、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１より低くなると、所定期間メイン側のトランジスタＴ１をオンし、所定期間経過後にトランジスタＴ１をオフする。メイン側のトランジスタＴ１をオンする期間を「オン期間」とし、トランジスタＴ１をオフする期間を「オフ期間」とする。トランジスタＴ２は、トランジスタＴ１に対して相補的に制御されるため、「オン期間」にオフし、「オフ期間」にオンする。

電流傾斜検出回路２７は、コイルＬ１に流れるコイル電流ＩＬの負の傾斜を検出し、その検出した傾斜に応じた補正電圧ＶＳを生成する。加算回路２８は、基準電源Ｅ１の基準電圧ＶＲ０に、電流傾斜検出回路２７にて生成された補正電圧ＶＳを加算して上記の参照電圧ＶＲ１を生成する。

コイルＬ１に流れるコイル電流ＩＬは、メイン側のトランジスタＴ１がオンされると増加し、メイン側のトランジスタＴ２がオフされると減少する。つまり、コイル電流ＩＬは、その波形において、オン期間は正の傾斜にて変化し、オフ期間は負の傾斜にて変化する。このようなコイル電流ＩＬの変化分は、コイル電流ＩＬにおけるリップル成分であり、このリップル成分はメイン側のトランジスタＴ１のオンオフに対応して変化する。

従って、電流傾斜検出回路２７は、このコイル電流ＩＬのリップル成分を検出し、そのリップル成分に応じた補正電圧ＶＳを生成する。なお、コイル電流ＩＬは、上記したように、メイン側のトランジスタＴ１がオフされると、徐々に減少する。

出力電圧Ｖｏのリップル成分は、主に、コイルＬ１に流れるコイル電流と、コンデンサＣ１を接続することによる抵抗成分（等価直列抵抗：ＥＳＲ）により決定される。出力電圧Ｖｏの変動量を低減する、即ち出力電圧Ｖｏのリップル成分（振幅）を小さくするためには、コンデンサＣ１におけるリーク電流を小さくする、即ち等価直列抵抗の抵抗値を小さくする方法がある。例えば、積層セラミックコンデンサは、平滑用コンデンサとして従来用いられた導電性高分子コンデンサと比べて等価直列抵抗の抵抗値が小さい。従って、例えば積層セラミックコンデンサのように等価直列抵抗の抵抗値が小さなコンデンサを用いると、リップル成分が少なくなって出力電圧Ｖｏが安定化する。

そして、制御回路１２のコンパレータ２１は、出力電圧Ｖｏを抵抗Ｒ１，Ｒ２により分圧したフィードバック電圧ＶＦＢを、参照電圧ＶＲ１と比較する。このコンパレータ２１に供給されるフィードバック電圧ＶＦＢは、出力電圧Ｖｏよりも変動量が少なく、ほぼ一定電圧となる。このため、参照電圧ＶＲ１を変化させる必要がある。そして、参照電圧ＶＲ１の変化量は、従来の出力電圧Ｖｏのリップル成分と対応することが好ましい。従って、本実施形態では、コイル電流ＩＬのリップル成分を検出し、そのリップル成分に応じて参照電圧ＶＲ１を増加させる。つまり、電流傾斜検出回路２７は、コイル電流ＩＬのリップル成分を検出し、そのリップル成分に応じて徐々に増加する補正電圧ＶＳを生成する。

加算回路２８は、基準電源Ｅ１の基準電圧ＶＲ０に、電流傾斜検出回路２７にて生成された補正電圧ＶＳを加算して上記の参照電圧ＶＲ１を生成する。この参照電圧ＶＲ１は、メイン側のトランジスタＴ１がオフしている期間におけるコイル電流ＩＬのリップル成分に対応して増加する。

コンパレータ２１は、フィードバック電圧ＶＦＢよりも参照電圧ＶＲ１が高くなると、Ｈレベルの信号Ｖｃ１を出力する。この信号Ｖｃ１に応答してＲＳ−ＦＦ回路２２がＨレベルの信号Ｓ１を出力することにより、メイン側のトランジスタＴ１がオンする。トランジスタＴ１がオンすることにより、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏとの差電圧に応じてコイルＬ１のコイル電流ＩＬが増加する。このコイル電流ＩＬに応じて、コンデンサＣ１において充放電によって平滑化された出力電圧Ｖｏが生成される。

例えば負荷急変等により、出力電圧Ｖｏが低下すると、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１より低くなるタイミングが早くなり、Ｈレベルの信号Ｖｃ１が出力されるタイミングが早くなる。即ち、トランジスタＴ１のオフ期間が短くなる。一方、出力電圧Ｖｏが上昇すると、出力電圧Ｖｏが参照電圧ＶＲ１より低くなるタイミングが遅くなり、Ｈレベルの信号Ｖｃ１が出力されるタイミングが遅くなる。即ち、トランジスタＴ１のオフ期間が長くなる。

このような動作により、トランジスタＴ１がオンされるタイミングは、出力電圧Ｖｏと参照電圧ＶＲ１との比較結果に基づいて決定される。したがって、出力電圧Ｖｏの高低に基づいてオンタイミング（オフ時間）が調整され、出力電圧Ｖｏが基準電圧ＶＲ０に基づく一定電圧（目標電圧）に近づくように制御される。つまり、基準電圧ＶＲ０は、出力電圧Ｖｏを制御する目標の電圧に応じて設定されている。そして、出力電圧Ｖｏ等が安定した状態では、オフ期間におけるコイル電流ＩＬの変化量は、一定値であるため、図５に示すように、安定した間隔（周期）でトランジスタＴ１，Ｔ２をオンオフすることができる。このため、従来と比べて、コイル電流ＩＬのリップル成分を低減し、出力電圧Ｖｏを安定化することができる。

次に、電流傾斜検出回路２７の構成例を説明する。
図３に示すように、電流傾斜検出回路２７は、オペアンプ４１、遅延回路４２、スイッチＳＷ１、コンデンサＣ２１を含む。

オペアンプ４１の非反転入力端子は図１に示すコンバータ部１１に含まれるコイルＬ１の入力側端子、即ちトランジスタＴ１１，Ｔ１２間のノードに接続され、そのノードにおける電圧（以下、コイル電圧）ＶＬが供給される。また、このノードにはスイッチＳＷ１の第１端子が接続されている。スイッチＳＷ１の第２端子は、オペアンプ４１の反転入力端子と、コンデンサＣ２１の第１端子に接続され、コンデンサＣ２１の第２端子はグランドに接続されている。スイッチＳＷ１の制御端子は遅延回路４２に接続されている。

遅延回路４２には、図１に示すメイン側のトランジスタＴ１１をオンオフ制御するための制御信号ＤＨが供給される。図４に示すように、遅延回路４２は、Ｈレベルの制御信号ＤＨに応答してＨレベルの信号ＣＳを出力し、Ｌレベルの制御信号ＤＨに応答してそのＬレベルの信号ＤＨから所定時間遅延してＬレベルの信号ＣＳを出力する。スイッチＳＷ１は、Ｈレベルの信号ＣＳに応答してオンし、Ｌレベルの信号に応答してオフする。

スイッチＳＷ１がオンすると、オペアンプ４１の両端子にはコイル電圧ＶＬが供給される。また、このコイル電圧ＶＬはコンデンサＣ２１の第１端子に供給される。従って、コンデンサＣ２１の第１端子の電圧は、オペアンプ４１の端子電圧と等しくなる。

スイッチＳＷ１がオフすると、オペアンプ４１の反転入力端子とコンデンサＣ２１の第１端子にはコイル電圧ＶＬが供給されなくなる。その結果、オペアンプ４１の反転入力端子の電圧は、コンデンサＣ２１の端子電圧、即ち、コンデンサＣ２１によりスイッチＳＷ１をオフする直前の電圧を保持した電圧となる。このコンデンサＣ２１に保持した電圧を保持電圧ＶＬｓとする。

上記の遅延回路４２は、オペアンプ４１の２つの入力端子に供給される電圧が互いに同じ値であるときに、その２つの入力端子のうちの何れか一方（本実施形態では反転入力端子）における電圧をコンデンサＣ２１に保持するために設けられている。上記したように、オペアンプ４１の非反転入力端子は図１に示すコイルＬ１の入力側端子に直接的に接続され、オペアンプ４１の反転入力端子はスイッチＳＷ１を介して接続されている。また、オペアンプ４１の反転入力端子にはコンデンサＣ２１が接続されている。そして、コイル電圧ＶＬは、図１に示すトランジスタＴ１，Ｔ２の切り替えに応じて変化する。このため、スイッチＳＷ１をオンしているときに、オペアンプ４１の両端子における電圧レベルが互いに相違する期間がある。このため、スイッチＳＷ１をオフするタイミングをトランジスタＴ１，Ｔ２の切り替えよりも所定時間遅らせることで、オペアンプ４１の両入力端子の電圧レベルが互いに等しくなってからスイッチＳＷ１をオフしてその電圧をコンデンサＣ２１に保持するようにしている。

図１において、コイル電圧ＶＬは、トランジスタＴ１のオン期間では、入力電圧Ｖｉに応じた電圧となる。そして、コイル電圧ＶＬは、トランジスタＴ２のオフ期間に、同期側のトランジスタＴ２のオン抵抗によって、コイル電流ＩＬに応じて変化する。なお、オフ期間に、コイル電流ＩＬは減少し、そのコイル電流ＩＬに応じてコイル電圧ＶＬが上昇する（図４参照）。

オペアンプ４１は、両端子における電位差を増幅した電圧をスロープ電圧ＶＳとして出力する。この電圧ＶＳは、コイル電圧ＶＬと保持電圧ＶＬｓの電位差に対応する、即ち、オフ期間におけるコイル電流ＩＬの変化量（リップル成分）に対応する。このスロープ電圧ＶＳは、図４に示すように、オン期間は０Ｖ（破線で示すレベル）となり、スイッチＳＷ１がオフされると、徐々に増加する。

このように、電流傾斜検出回路２７は、コイル電流ＩＬのリップル成分のみを検出し、その検出結果に応じたスロープ電圧ＶＳを生成する。従って、出力端子Ｐｏに接続された負荷（図示略）によるコンバータ部１１における電流（出力電流Ｉｏ）のＤＣ的な増減は、スロープ電圧ＶＳに影響しない。このため、出力電流を検出する方式と比べて、安定した出力電圧Ｖｏを生成することができる。

以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）制御回路１２の電流傾斜検出回路２７は、コイル電流ＩＬのリップル成分のみを検出し、その検出結果に応じたスロープ電圧ＶＳを生成する。加算回路２８は、基準電圧ＶＲ０にスロープ電圧ＶＳを加算して参照電圧ＶＲ１を生成する。そして、比較器２１は、出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック電圧ＶＦＢと参照電圧ＶＲ１とを比較し、その比較結果に応じた信号Ｖｃ１を出力する。制御回路１２は、この信号Ｖｃ１に基づいてコンバータ部１１のトランジスタＴ１，Ｔ２をオンオフするようにした。その結果、リップルが少ない出力電圧ＶｏであってもトランジスタＴ１，Ｔ２を周期的にオンオフ制御することができるため、出力電圧Ｖｏの安定化を図ることができる。

（２）電流傾斜検出回路２７は、コイル電流ＩＬのリップル成分のみを検出し、その検出結果に応じたスロープ電圧ＶＳを生成する。従って、出力端子Ｐｏに接続された負荷によるコンバータ部１１における電流（出力電流Ｉｏ）のＤＣ的な増減は、スロープ電圧ＶＳに影響しない。このため、出力電流を検出する方式と比べて、安定した出力電圧Ｖｏを生成することができる。

（３）平滑用コンデンサＣ１を接続することによる等価直列抵抗（ＥＳＲ）の抵抗値を小さくすることができるため、コンデンサＣ１に積層セラミックコンデンサを用いることができ、ＤＣ−ＤＣコンバータの小型化及び低コスト化を図ることができる。

尚、上記実施形態は、以下の態様で実施してもよい。
・上記実施形態は、コイル電流ＩＬのリップル成分に応じたスロープ電圧ＶＳを基準電圧ＶＲ０に付加して参照電圧ＶＲ１を生成し、その参照電圧ＶＲ１と出力電圧Ｖｏに応じたフィードバック電圧ＶＦＢを比較するようにした。つまり、出力電圧Ｖｏと基準電圧ＶＲ０において、基準電圧ＶＲ０側にスロープ電圧を付加した。これに対し、スロープ電圧を出力電圧Ｖｏ側に付加するようにしてもよい。

例えば、図６に示すように、制御回路１２ａは、加算回路２８ａを含む。加算回路２８ａの第１の入力端子は抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２の間に接続され、フィードバック電圧ＶＦＢが供給される。加算回路２８ａの第２の入力端子には電流傾斜検出回路２７に接続され、スロープ電圧ＶＳが供給される。加算回路２８ａは、第１の入力端子に供給される電圧に対して、第２の入力端子に供給される電圧を反転した電圧を加算する、即ち図７に示すようにフィードバック電圧ＶＦＢからスロープ電圧ＶＳを減算してフィードバック電圧ＶＦ２を生成する。比較器２１は、加算回路２８ａから出力されるフィードバック電圧ＶＦ２と、基準電源Ｅ１から供給される基準電圧ＶＲ０（参照電圧）とを比較し、その比較結果に応じた信号Ｖｃ１を出力する。このように構成したＤＣ−ＤＣコンバータは、上記実施形態と同様の効果を奏する。

・上記実施形態において、タイマ回路２３を、信号Ｓ１の立ち上がりタイミングから、入力電圧Ｖｉと出力電圧Ｖｏに依存した時間経過後にＨレベルのパルス信号Ｓ２を出力するように構成した。このタイマ回路２３の構成を適宜変更してもよい。

例えば、タイマ回路２３を固定された時間経過後に信号Ｓ２を出力するように構成してもよい。また、タイマ回路２３を、出力電圧Ｖｏのみに依存したタイミングで信号Ｓ２を出力するように構成してもよい。また、タイマ回路２３を、入力電圧Ｖｉのみに依存したタイミングで信号Ｓ２を出力するように構成してもよい。

・上記実施形態では、スイッチ回路、第２のスイッチ回路の一例としてＭＯＳトランジスタを開示したが、バイポーラトランジスタを用いてもよい。また、複数のトランジスタを含むスイッチ回路を用いても良い。

・上記実施形態では、同期側のトランジスタＴ２のオン抵抗により、コイル電圧ＶＬがコイル電流ＩＬに応じて変化するようにしている。従って、コイル電圧ＶＬがコイル電流ＩＬに応じて変化可能であれば、同期側のスイッチの構成を適宜変更してもよい。例えば、トランジスタＴ２に換えて、抵抗とダイオードの直列回路を接続するようにしてもよい。

・上記実施形態では、図３に示す遅延回路４２に制御信号ＤＨを供給するようにしたが、トランジスタＴ１のオン期間又はオフ期間に対応する信号であればよく、図１に示す信号ＳＨ、信号Ｓ１を遅延回路４２に供給するようにしてもよい。また、トランジスタＴ２をオンオフするための信号ＤＨ，ＳＨを論理反転して遅延回路４２に供給する、又は信号ＤＨ，ＳＨを遅延回路に供給してその遅延回路内で論理反転するようにしてもよい。

上記各実施形態に関し、以下の付記を開示する。
（付記１）
入力電圧が供給されるスイッチ回路と、前記スイッチ回路と出力電圧を出力する出力端との間に接続されたコイルとを含むコンバータ部と、
フィードバック電圧と参照電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記スイッチ回路をオンオフ制御する制御回路と、
を有し、
前記制御回路は、
前記スイッチ回路のオフ期間に前記コイルに流れるコイル電流の傾斜を検出し、その検出結果に応じたスロープ電圧を生成する電流傾斜検出回路と、
前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定された基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する加算回路と、
を有することを特徴とする電源装置。
（付記２）
前記コンバータ部は、
前記スイッチ回路と前記コイルとの間のノードに接続された第２のスイッチ回路を含み、
前記制御回路は、前記スイッチ回路と前記第２のスイッチ回路とを相補的にオンオフ制御し、
前記コイルにはオンした前記第２のスイッチ回路を介して前記コイル電流が流れ、
前記電流傾斜検出回路は、前記ノードの電圧に基づいて前記コイル電流の傾斜を検出する、
ことを特徴とする付記１に記載の電源装置。
（付記３）
前記コンバータ部は、
前記スイッチ回路と前記コイルとの間のノードと電源線との間に接続され、ダイオードと抵抗との直列回路を含み、
前記コイルには前記スイッチ回路のオフ期間に前記ダイオード及び前記抵抗を介して前記コイル電流が流れ、
前記電流傾斜検出回路は、前記ノードの電圧に基づいて前記コイル電流の傾斜を検出する、
ことを特徴とする付記１に記載の電源装置。
（付記４）
前記電流傾斜検出回路は、
第１の入力端子が前記ノードに接続され、第２の入力端子がスイッチを介して前記ノードに接続され、前記第１の入力端子と前記第２の入力端子との差電圧に応じて前記スロープ電圧を出力するオペアンプと、
前記第２の入力端子に接続されたコンデンサと、
を有し、前記スイッチは前記スイッチ回路のオン期間とオフ期間とに応じてオンオフする、
ことを有することを特徴とする付記２又は３に記載の電源装置。
（付記５）
出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧とを比較し、その比較結果に応じて、入力電圧が供給されるスイッチ回路をオンオフ制御する制御回路であって、
前記スイッチ回路と前記出力電圧が出力される出力端との間に接続されたコイルに、前記スイッチ回路のオフ期間に流れるコイル電流の傾斜を検出し、その検出結果に応じたスロープ電圧を生成する電流傾斜検出回路と、
前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定された基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する加算回路と、
を有することを特徴とする制御回路。
（付記６）
出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧とを比較し、その比較結果に応じて、入力電圧が供給されるスイッチ回路をオンオフ制御する電源装置の制御方法であって、
前記スイッチ回路と前記出力電圧が出力される出力端との間に接続されたコイルに流れるコイル電流の傾斜を検出し、その検出結果に応じたスロープ電圧を生成し、 前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定された基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する、
ことを特徴とする電源装置の制御方法。

１１ コンバータ部
１２，１２ａ 制御回路
２７ 電流傾斜検出回路
２８ 加算回路
４１ オペアンプ
Ｃ２１ コンデンサ
ＳＷ１ スイッチ
Ｔ１，Ｔ２ トランジスタ
Ｌ１ コイル
ＩＬ コイル電流
ＶＬ コイル電圧
Ｖｉ 入力電圧
Ｖｏ 出力電圧
ＶＦＢ フィードバック電圧
ＶＲ０ 基準電圧
ＶＲ１ 参照電圧
ＶＳ スロープ電圧

Claims (4)

1. 入力電圧が供給されるスイッチ回路、前記スイッチ回路と出力電圧を出力する出力端との間に接続されたコイル、及び前記スイッチ回路と前記コイルとの間のノードとグランドに接続された電源線との間に接続され、ダイオードと抵抗との直列回路を含むコンバータ部と、
   前記出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧とを比較し、その比較結果に応じて前記スイッチ回路をオンオフ制御する制御回路と、
   を備え、
   前記制御回路は、
   前記スイッチ回路のオフ期間に前記ダイオード及び前記抵抗を介して前記コイルに流れるコイル電流の傾斜を前記ノードの電圧に基づいて検出し、該検出されたコイル電流の傾斜に応じたスロープ電圧を生成する電流傾斜検出回路と、
   前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定された基準電圧に付加して前記参照電圧を生成する加算回路と、
   前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記スイッチ回路のオン期間を決定するタイマ回路と、
   を備える、電源装置。
2. 前記コンバータ部は、前記コイルに接続される第１端子と、グラウンドに接続される第２端子とを有するコンデンサをさらに備える、請求項１記載の電源装置。
3. 前記コンデンサは、積層セラミックコンデンサである、請求項２記載の電源装置。
4. 出力電圧に応じたフィードバック電圧と参照電圧とを比較し、その比較結果に応じて、入力電圧が供給されるスイッチ回路をオンオフ制御する電源装置の制御方法であって、
   前記スイッチ回路のオフ期間に、前記スイッチ回路と前記出力電圧が出力される出力端との間に接続されたコイルに、前記スイッチ回路と前記コイルとの間のノードとグランドに接続された電源線との間に接続されるダイオード及び抵抗を介して流れるコイル電流の傾斜を、前記ノードの電圧に基づいて検出し、
   その検出結果に応じたスロープ電圧を生成し、
   前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じた電圧に付加して前記フィードバック電圧を生成する、又は前記スロープ電圧を前記出力電圧に応じて設定された基準電圧に付加して前記参照電圧を生成し、
   前記入力電圧及び前記出力電圧に基づいて、前記スイッチ回路のオン期間を決定する、
   ことを特徴とする電源装置の制御方法。
   
   

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