JP5874019B2 - 直流電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、リアクタを介して交流電源からの交流電圧を短絡・開放（オン・オフ）するスイッチング手段と、を備え、直流出力電圧を所望の電圧に制御し、かつ、交流電源からの入力電流を予め定められた波形状（正弦波等）に制御する直流電源装置に関するものであり、特に、その直流電源装置における入力電流検出方法に関する。

直流電源装置は、スイッチング手段を用いて、リアクタを介して交流電源からの交流電圧をオン・オフすることによって、交流電源からの入力電流を正弦波状に制御しつつ、交流電源からの交流電圧を所望の直流電圧に変換する構成を有する。このように構成された直流電源装置において、交流電源からの入力電流を直接検出してフィードバック制御を行う場合、入力電流に直流成分が重畳され、正と負の振幅の大きさがアンバランスになった状態においても入力電流を正しく検出することができるように、通常ＤＣ−ＣＴと呼ばれる電流センサが用いられる。

ＤＣ−ＣＴは、主にホール素子とオペアンプによって構成され、原理上、電流の交流成分だけでなく、直流成分まで含めて検出することができる。しかし、ＤＣ−ＣＴは、一般に高価であるため、ＤＣ−ＣＴを用いた場合には安価な直流電源装置を構成することが難しくなる。

また、ＤＣ−ＣＴを用いた場合、ＤＣ−ＣＴに内蔵されるオペアンプのオフセット電圧によって電流のオフセット誤差が生じるため、このオフセット誤差を考慮して設計を行う必要がある。オフセット誤差の影響が許容できない範囲の場合には、オフセット量を適宜補正するなどの工夫が必要であった。

また、従来の直流電源装置においては、高価なＤＣ−ＣＴを用いることなく、安価なＡＣ−ＣＴ（カレントトランスまたは交流変流器）を用いることにより、入力電流をフィードバック制御する直流電源装置が提供されている。図１１は、ＡＣ−ＣＴを用いた従来の直流電源装置の構成を示す図である。図１１に示すように、直流電源装置は、複数の半導体スイッチング素子を含んで構成された制御整流回路２１と、交流電源（ＡＣ）からの入力電流を正弦波に生成し、負荷に供給する直流出力電圧を設定された直流電圧指令値と等しくなるように、制御整流回路２１を制御する制御信号を発生させる制御信号発生回路２４と、を具備している。制御信号発生回路２４の電流制御回路２３は、複数の半導体スイッチング素子へのドライブ信号、若しくはドライブ信号を生成する過程における信号に含まれる直流成分を除去する直流成分除去回路２２を備えている。このように、入力電流に直流成分が重畳されることを実質的に回避することにより、原理的に直流成分の検出ができないＡＣ−ＣＴ（交流変流器３）による入力電流検知を可能とする構成の直流電源装置が知られている（例えば、特許文献１を参照）。

特許第３８６３０４８号公報

しかしながら、上記のように構成された従来の直流電源装置においては、交流電源からの交流電圧の正負のバランスや、複数のスイッチング素子におけるスイッチング特性（遅延時間など）や、スイッチング素子のオン期間における電圧降下が等しいという回路の対称性を前提に動作するよう構成されている。このため、上記の従来の直流電源装置においては、交流電源の電圧波形の歪みや、スイッチング素子のスイッチング特性などに関して、回路の対称性が不十分なときには、適用できない場合があった。

また、（モータの）一回転中において負荷トルクが変動するモータのインバータ負荷など、負荷電力が一定でなく、周期的な脈動を有する場合や、交流電源電圧や負荷の大きさが急変したときなどの過渡時の場合においても、回路の対称性は崩れている。このように回路の対称性が崩れている場合においても、入力電流がアンバランス状態になる恐れがあり、このような入力電流をＡＣ−ＣＴで正しく検知することは困難である。このため、上記の従来の直流電源装置においては、入力電流がアンバランスになっても、アンバランス状態であることを検知できないという課題があった。

本発明は、上記の従来の直流電源装置における課題を解決するものであり、交流電源電圧における正負のバランスおよび回路の対称性、さらには負荷に周期的な脈動がないことなどの前提を一切必要とせず、しかも、交流電源電圧や負荷の急変時であっても、交流電源からの入力電流にアンバランスが生じた場合には、そのアンバランス状態を確実に検知することができる直流電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の直流電源装置においては、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
前記第１の電流検出部の検出電流値を用いることにより、前記入力電流を所定の電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御部と、を備えた直流電源装置において、
前記整流回路の出力側に設けられ、前記スイッチング部のオフ時に前記平滑コンデンサを充電する向きに流れる電流を検出する第２の電流検出部をさらに備え、
前記スイッチング部のオフ時における前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部による検出電流値の差情報を用いている。

スイッチング部のオフ期間に第２の電流検出部を流れる電流は、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しく、第１の電流検出部と第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の差がオフセット電圧に等しくなる。このため、スイッチング部のオフ時における第１の電流検出部および第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の絶対値の差情報を用いることにより、入力電流のアンバランス状態を検知することができる。

また、本発明の直流電源装置においては、同様の回路構成に加えて、交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路を備え、予め決められた複数の交流電圧位相において第２の電流検出部の検出電流値を検出し、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差情報を用いている。

スイッチング部のオフ期間に第２の電流検出部を流れる電流は、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しくなることと、さらに、第２の電流検出部は、双方向に電流が流れる交流電源の入力ラインとは異なり、常に同一方向に流れる電流を検出すればよい。このため、第２の電流検出部にオフセット誤差が存在しても、互いに交流電源の略１／２周期に相当する位相だけ離れた交流電圧位相における第２の電流検出部の電流の読み値である検出電流値の差においては、オフセット成分が相殺され、入力電流のアンバランス量が示されるので、入力電流のアンバランス状態を精度よく検知することができる。

本発明の直流電源装置は、スイッチング部のオフ期間において、整流回路の出力側に配置された第２の電流検出部によって、入力電流の絶対値を検出することができ、入力電流のアンバランス量を検知することができるため、入力電流を検出する第１の電流検出部に、安価なＡＣ−ＣＴ（カレントトランス）を用いることが可能となり、信頼性の高い直流電源装置を低価格で提供することができる。

本発明に係る実施の形態１の直流電源装置の構成を示した図 実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部の構成を示した回路図 実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部の入力電流波形と出力電圧波形の一例を示した波形図 実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部の別の構成を示した回路図 図３Ａに示す第１の電流検出部における入力電流波形と出力電圧波形の一例を示した波形図 入力電流において正負のバランスが取れている場合の入力電流波形の一例を示した波形図 入力電流において正負のバランスが取れていない場合（アンバランスが生じている場合）の入力電流波形の一例を示す波形図 入力電流においてアンバランスが生じている状態において、図２Ａに示した構成の第１の電流検出部により検出した場合の出力電圧波形の一例を示した波形図 スイッチング部のオン期間における入力電流の流れを示した図 スイッチング部のオフ期間における入力電流の流れを示した図 実施の形態１の直流電源装置において、別の構成を有する主回路例を示した図 実施の形態１の直流電源装置において、また別の構成を有する主回路例を示した図 実施の形態１の直流電源装置において、さらに別の構成を有する主回路例を示した図 本発明に係る実施の形態２の直流電源装置の構成を示した図 実施の形態２の直流電源装置における入力電流と直流出力ラインを流れる電流の波形を示した図であって、交流電圧位相が９０度付近の波形を示した図、 実施の形態２の直流電源装置における入力電流と直流出力ラインを流れる電流の波形を示した図であって、交流電圧位相が２７０度付近の波形を示した図 実施の形態２の直流電源装置における第２の電流検出部の別の構成例を示した回路図 ＡＣ−ＣＴを用いた従来の直流電源装置の構成を示した図

第１の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
前記第１の電流検出部の検出電流値を用いることにより、前記入力電流を所定の電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御と、を備えた直流電源装置において、
前記整流回路の出力側に設けられ、前記スイッチング部のオフ時に前記平滑コンデンサを充電する向きに流れる電流を検出する第２の電流検出部をさらに備え、
前記制御部は、前記スイッチング部のオフ時における前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部による検出電流値の差情報を用いて、前記入力電流のアンバランス状態を検知するよう構成されている。

上記のように構成された第１の発明は、スイッチング部のオフ期間において、第２の電流検出部を流れる電流が、第１の電流検出部を流れる入力電流の絶対値に等しく、さらに、第２の電流検出部は、双方向に電流が流れる交流電源の入力ラインとは異なり、単一方向でかつ、間欠的に電流が流れるラインの電流を検出すればよい。このため、第１の発明においては、シャント抵抗やトランスなどで構成される第２の電流検出部を用いて正しく電流を検出することが可能となり、さらに、第１の電流検出部と第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の差が第１の電流検出部のオフセットに等しくなることから、スイッチング部のオフ期間における第１の電流検出部および第２の電流検出部による電流の読み値である検出電流値の絶対値の差情報を用いて、入力電流のアンバランス状態を検知することができる。その結果、第１の発明の構成においては、第１の電流検出部に安価なＡＣ−ＣＴを用いることができる。

第２の発明は、特に、第１の発明において、前記制御部が、前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部の検出電流値の差が所定の電流値以上の場合、前記入力電流のアンバランス状態にあると判断し、前記スイッチング部を停止させるよう構成されている。このため、第２の発明は、回路の異常や想定外の交流電源の変動があった場合にも、より早く異常状況であることを検知し、負荷への直流電圧の供給を停止することができる。

第３の発明は、特に、第１発明において、前記制御部が、前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部の検出電流値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正するよう構成されている。このため、第３の発明においては、一時的にオフセットの影響等によって入力電流のアンバランス状態が発生した場合においても、正しく入力電流を検出することができるので、入力電流のアンバランス状態を解消してバランスのとれた電流波形に保つことができる。

第４の発明は、特に、第１乃至第３のいずれか１つの発明において、前記制御部が、前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路を備えており、予め決められた複数の交流電圧位相においてのみ、前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部の検出電流値の差を検出するよう構成されている。このため、第４の発明は、制御部の演算負荷を軽減することができる構成となる。

第５の発明は、特に、第４の発明において、予め決められた複数の交流電圧位相が、前記交流電源からの交流電圧の概略ピーク位相を含むことによって、入力電流のアンバランス量の絶対値が大きくなり、入力電流におけるオフセット量、すなわち、アンバランス量の検出精度を高めることができる。

第６の発明は、交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
前記入力電流を所定の電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御部と、を備えた直流電源装置において、
前記整流回路の出力側に設けられ、前記スイッチング部のオフ時に前記平滑コンデンサを充電する向きに流れる電流を検出する第２の電流検出部と、
前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路と、をさらに備え、
前記制御部は、予め決められた複数の交流電圧位相において前記第２の電流検出部の検出電流値を検出し、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差情報を用いて、前記入力電流のアンバランス状態を検知するよう構成されている。

上記のように構成された第６の発明は、交流電源周期の略１／２周期離れた交流電圧位相における第２の電流検出部の電流の読み値である検出電流値の差においては、入力電流のアンバランス量を示すようになる。このため、第６の発明においては、交流電源周期の略１／２周期離れた交流電圧位相における第２の電流検出部の電流の読み値である検出電流値の差情報を用いることにより、第１の電流検出部の検出結果によらず、入力電流のアンバランス状態を検知することができ、第１の電流検出部に安価なＡＣ−ＣＴを用いることが可能となる。

第７の発明は、特に、第６の発明において、前記制御部が、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差が所定の電流値以上の場合、入力電流のアンバランス状態にあると判断し、前記スイッチング部を停止させるよう構成されている。このため、第７の発明においては、回路の異常や想定外の交流電源の変動があった場合にも、より早く異常状況であることを検知し、負荷への直流電圧の供給を停止することができる。

第８の発明は、特に、第６の発明において、前記制御部が、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正することにより、一時的にオフセットの影響等によって入力電流にアンバランス状態が発生した場合においても、正しく入力電流を検出することができる。このため、第８の発明においては、入力電流のアンバランス状態を解消してバランスのとれた電流波形に保つことができる。

第９の発明は、特に、第６乃至第８のいずれか１つの発明において、前記予め決められた複数の交流電圧位相が、前記交流電源からの交流電圧の概略ピーク位相を含むことにより、入力電流のアンバランス量の絶対値が大きくなるため、入力電流におけるオフセット量、すなわち、アンバランス量の検出精度を高めることができる。

第１０の発明は、特に、第１乃至第３または第６乃至第８のいずれか１つの発明において、前記第２の電流検出部が、前記スイッチング部のオフ時に前記平滑コンデンサを充電する電流が流れるとき、２次側に電流が流れる方向が順方向となるように、２次側を半波整流して抵抗終端されたＡＣ−ＣＴを含んで構成されている。このため、第１０の発明においては、電流検出時の回路損失を低減することができる。

第１１の発明は、特に、第１０の発明における前記第２の電流検出部の２次巻線間において、前記スイッチング部がオフ時に平滑コンデンサを充電する電流と反対側の向きに電流が流れるとき、前記２次巻線間に誘起される電圧を短絡する向きに第２のダイオードが接続されるよう構成されている。このため、第１１の発明においては、スイッチング部のターンオン時のリカバリ電流が大きい場合に、第２の電流検出部内のＡＣ−ＣＴが磁気飽和するのを防止し、より安定した回路動作を実現することができる。

以下、本発明に係る実施の形態について、添付の図面を参照しながら説明する。なお、以下の実施の形態の直流電源装置においては、具体的な構成ついて説明するが、本発明の直流電源装置は以下の実施の形態の具体的な構成に限定されるものではなく、同様の技術的思想に基づく構成を含むものである。また、本発明は、交流電源からの交流電圧を一旦直流電圧に変換して負荷へ電力供給する各種電気機器、例えば冷蔵庫、洗濯機、ヒートポンプ給湯機などの電化製品など、入力電流の電流制御を行う直流電源装置を備えた各種電気機器に適用できるものである。

（実施の形態１）
図１は、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置の構成を示す図である。図１に示すように、実施の形態１の直流電源装置は、交流電源１の一方の交流ラインに接続されたリアクタ２と、リアクタ２に流れる電流、すなわち入力電流を検出する第１の電流検出部３と、リアクタ２を介して交流電源１を短絡・開放（オン・オフ）する双方向性のスイッチング手段であるスイッチング部４と、スイッチング部４の両端に交流入力端がそれぞれ接続された整流回路５と、整流回路５の直流出力端間に接続された平滑コンデンサ６と、整流回路５の直流出力ライン上にあってスイッチング部４のオフ期間に平滑コンデンサ６を充電する向きに流れる電流を検出する第２の電流検出部７を具備する。

実施の形態１におけるスイッチング手段であるスイッチング部４は、双方向性のものであればよく、例えば、ダイオードブリッジの出力端間をＩＧＢＴで短絡するように組み合わせた回路（ダイオードブリッジの入力端がスイッチング部４の両端に相当する）や、各々ソース端子を共通として逆向きに直列接続された２個のパワーＭＯＳＦＥＴ等で構成してもよい。

さらに、実施の形態１の直流電源装置は、マイクロコンピュータなどから構成される制御部８と、交流電源１の両ライン間に接続された交流電圧位相検出回路９を備えている。交流電圧位相検出回路９は、例えば、ゼロクロス検出回路などで構成される。制御部８は、交流電圧位相検出回路９から得られる交流電源１のゼロクロス点と電源周期から、交流電源１の交流電圧位相を推定演算する電圧位相演算部８ａと、平滑コンデンサ６の直流電圧を直流電圧指令値と比較する電圧比較部８ｂと、電圧比較部８ｂの結果を基に比例積分補償演算を行う電圧制御部８ｃと、電流指令値を生成する電流指令生成部８ｄと、を備える。電流指令生成部８ｄは、電圧位相演算部８ａによって得られる交流電圧位相に相当する略正弦波状の基準電流波形の電流振幅値と、電圧制御部８ｃからの出力とを乗算することにより、電流指令値を生成する。

また、制御部８は、第１の電流検出部３による検出電流値（読み値）と、第２の電流検出部７による検出電流値（読み値）の差より入力電流のオフセット値、すなわちアンバランス量を算出するアンバランス検知部８ｅを備えている。アンバランス検知部８ｅに関しては後で詳述する。さらに、制御部８は、アンバランス検知部８ｅにおいて算出されたアンバランス量によって、第１の電流検出部３の検出電流値を補正し、補正した結果得られた入力電流の瞬時値と電流指令値とを比較する電流比較部８ｆと、電流比較部８ｆの結果を基に補正された入力電流の瞬時値が電流指令値と等しくなるように、比例積分補償演算を行う電流制御部８ｇと、三角波状の搬送波を生成する搬送波生成部８ｈと、電流制御部８ｇの出力を搬送波と比較してスイッチング部４のＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ信号生成部８ｉと、を備えている。上記のように構成された実施の形態１の直流電源装置は、スイッチング部４をスイッチング動作させることにより、入力電流が略正弦波状に制御されつつ、直流電圧指令に応じて制御された直流電圧（出力電圧）を負荷１０へ供給する。

なお、実施の形態１においては、制御部８内には、Ａ／Ｄ変換回路等で構成される直流電圧および各電流の検出部が設けられており、これらの検出部の表記については、図１では省略している。なお、第１の電流検出部３は、制御部８の内部に設けられた交流電流を直流電流に変換するＡ／Ｄ変換回路等を含むものとする。

以下、アンバランス検知部８ｅにおけるアンバランス検知方法、および第１の電流検出部３のオフセットを補正する方法について説明する。

図２Ａは、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部３の構成を示す回路図である。図２Ｂは、第１の電流検出部３における入力電流波形と出力電圧波形（Ｖｏ）の一例を示した波形図である。

図２Ａに示した第１の電流検出部３の構成は、入力電流の向きと絶対値の両方の情報を検出する回路構成の一例である。図２Ａに示した構成は、ＡＣ−ＣＴで構成された電流検出回路の一例である。図２Ａに示す第１の電流検出部３においては、ＡＣ−ＣＴにより検出された２次側電流がオフセット（Ｖcc／２）されている。図２Ｂに示すように、第１の電流検出部３は、制御部８内において、第１の電流検出部３の検出電圧を取り込むＡ／Ｄ変換回路の入力範囲に相当する電源電圧Ｖccの約１／２を中心として、入力電流に比例した出力電圧（Ｖｏ）が形成される。

図３Ａは、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における第１の電流検出部３の別の構成例を示す図である。図３Ａに示す第１の電流検出部３においては、ＡＣ−ＣＴにより検出された２次側電流が全波整流されて出力される構成である。図３Ａのように構成された第１の電流検出部３は、図３Ｂに示す出力電圧波形（Ｖｏ）を形成する。

図３Ａの構成は、入力電流の絶対値情報のみを得る回路の一例である。図３Ｂに示すように、ＧＮＤ基準の出力電圧とすることによって、同一ＧＮＤを基準とした電源電圧Ｖccで動作する制御部８内のＡ／Ｄ変換回路を用いて、図２Ａに示した構成による検出方式と比べて、約２倍のＡ／Ｄ変換回路の分解能を得ることが可能である。

図４Ａは、入力電流において正負のバランスが取れている場合の入力電流波形の一例を示す波形図である。図４Ｂは、入力電流において正負のバランスが取れていない場合、すなわちアンバランスが生じている状態の入力電流波形の一例を示す波形図である。

図５は、図４Ｂに示すように、入力電流においてアンバランスが生じている状態において、前述の図２Ａに示した構成の第１の電流検出部３（ＡＣ−ＣＴ）により検出した場合の出力電圧波形の一例である。図５の出力電圧波形においては、オフセット成分（直流レベル）をわかりやすくするために、第１の電流検出部３（ＡＣ−ＣＴ）の出力結果においてさらに高周波成分をＬＰＦ（ローパスフィルタ）によってカットしたときの出力電圧波形を示している。

図２Ａに示したようなＡＣ−ＣＴで構成された一般的な電流検出回路の入出力特性は、終端抵抗Ｒｏと励磁インダクタンスによって決まるＨＰＦ（ハイパスフィルタ）特性を備えるため、入力電流に含まれる直流成分および低周波成分がカットされている。その結果、図５に示すように、出力電圧はほぼ正負のバランスがとれた波形となっている。したがって、図２Ａに示したようなＡＣ−ＣＴで構成された電流検出回路の構成においては、入力電流のアンバランス状態を検知することが困難であることが理解できる。全波整流型の図３Ａに示した回路構成でも、折り返し前の出力電圧で考えれば同様であり、入力電流のアンバランス状態を検知することが困難である。

図６Ａおよび図６Ｂは、本発明に係る実施の形態１の直流電源装置における入力電流（第１の電流検出部３の検出対象）と、整流回路５の直流出力ラインを流れる出力電流（平滑コンデンサ６を充電する方向を正とする。第２の電流検出部７の検出対象）との関係を示す図である。図６Ａは、スイッチング部４のオン期間（短絡期間）における入力電流の流れを示した図である。図６Ｂは、スイッチング部４のオフ期間（開放期間）における入力電流の流れを示した図である。

図６Ｂに示すように、実施の形態１の直流電源装置においては、スイッチング部４のオフ期間中において、第１の電流検出部３と第２の電流検出部７を流れる電流は一致する。

また、実施の形態１においては、第２の電流検出部７が、平滑コンデンサ６の負側の端子と整流回路５の負側の出力端子との間に配置されており、直流出力電圧のＧＮＤが共通である電源Ｖccで駆動される制御部８を用いてＡ／Ｄ変換する構成である。このように構成された場合、第２の電流検出部７としては、電流検出用の抵抗（シャント抵抗）を使用することにより、非常に簡単な構成とすることができる。

アンバランス検知部８ｅにおいては、第２の電流検出部７により、入力電流の絶対値に相当する電流を検知することができる。このため、スイッチング部４がオフとなっているタイミング毎に、第１の電流検出部３の読み値（検出電流値）と第２の電流検出部７の読み値（検出電流値）の絶対値の差を検出することによって、スイッチングの都度、入力電流のオフセット値を検出することができる。

電流比較部８ｆは、スイッチングの都度得られるオフセット値を入力電流におけるアンバランス量の瞬時値とみなして、このオフセット値を第１の電流検出部３の読み値である検出電流値から減ずる方向で補正する。

その際、アンバランス検知部８ｅおよび電流比較部８ｆは、ノイズの影響を緩和するために、上記のように検出されたオフセット値をＬＰＦ演算（ローパスフィルタ演算）したものをアンバランス量として補正処理を行ってもよい。

また、電流比較部８ｆにおいて、第１の電流検出部３の読み値（検出電流値）はそのままとして、電流指令生成部８ｄからの電流指令値に上記のように検出されたオフセット値を加えることにより、電流制御部８ｇにて電流制御を行っても同様の結果が得られる。

以上のように、実施の形態１の直流電源装置においては、アンバランス検知部８ｅによりアンバランス量検知を行い、第１の電流検出部３による検出電流値に対してオフセット補正することにより、第１の電流検出部３として、原理的に直流成分を検出できないＡＣ−ＣＴを用いても、交流電源１からの入力電流を、図４Ａに示すようにバランスのとれた正弦波状の電流波形に保つことができる。

また、実施の形態１の直流電源装置において、第１の電流検出部３にＡＣ−ＣＴに代えてＤＣ−ＣＴを用いた場合には、ＤＣ−ＣＴのオフセット誤差を補正することができるため、よりバランスのとれた入力電流波形を得ることが可能となる。

なお、本発明の直流電源装置の主回路の構成は、図１に示した、整流回路５の交流入力側にてリアクタ２を介して交流電源１をスイッチング部４により短絡する回路構成に限られるものではなく、交流電源１からの入力電流を直接検出する第１の電流検出部３と平滑コンデンサ６への充電電流を検出する第２の電流検出部７とを備えた、例えば図７Ａ、図７Ｂおよび図７Ｃに示すような別の回路構成においても同様の効果を奏することは言うまでもない。

また、実施の形態１の直流電源装置においては、第１の電流検出部３と第２の電流検出部７の読み値である検出電流値の絶対値の差が規定値を超えた場合には、入力電流のオフセット値（アンバランス量）が想定以上になっている状況であるため、回路の異常や想定外の交流電源の変動があったと判断して、即座にスイッチング動作を停止させるよう構成することも可能である。

（実施の形態２）
図８は、本発明に係る実施の形態２の直流電源装置の構成を示す図である。図８に示すように、実施の形態２の直流電源装置は、前述の実施の形態１と同様に、交流電源１の一方の交流ラインに接続されたリアクタ２と、リアクタ２に流れる電流を検出する第１の電流検出部３と、リアクタ２を介して交流電源１を短絡・開放（オン・オフ）する双方向性のスイッチング手段であるスイッチング部４と、スイッチング部４の両端に交流入力端がそれぞれ接続された整流回路５と、整流回路５の直流出力端間に接続された平滑コンデンサ６と、整流回路５の直流出力ライン上にあってスイッチング部４のオフ期間に平滑コンデンサ６を充電する向きに流れる電流を検出する第２の電流検出部７と、を具備する。

さらに、実施の形態２の直流電源装置は、前述の実施の形態１と同様に、制御部８と、交流電圧位相検出回路９とを備えている。制御部８は、交流電圧位相検出回路９から得られる交流電源１のゼロクロス点と電源周期から、交流電源１の交流電圧位相を推定演算する電圧位相演算部８ａと、平滑コンデンサ６の直流電圧を直流電圧指令値と比較する電圧比較部８ｂと、電圧比較部８ｂの結果を基に比例積分補償演算を行う電圧制御部８ｃと、電流指令値を生成する電流指令生成部８ｄと、を備える。電流指令生成部８ｄは、電圧位相演算部８ａによって得られる交流電圧位相に相当する略正弦波状の基準電流波形の電流振幅値と電圧制御部８ｃからの出力とを乗算することにより、電流指令値を生成する。

また、制御部８は、電圧位相演算部８ａによって得られる交流電圧位相が交流電源電圧のピーク位相に相当する９０度および２７０度のそれぞれのタイミングにおいて、第２の電流検出部７で電流検出を行い、それぞれの電流の読み値（検出電流値）の差より入力電流のオフセット値、すなわちアンバランス量を演算するアンバランス検知部８ｅを備えている。さらに、制御部８は、第１の電流検出部３の読み値（検出電流値）を、アンバランス検知部８ｅにより算出されたアンバランス量で補正し、補正した結果得られた入力電流の瞬時値と電流指令値とを比較する電流比較部８ｆと、電流比較部８ｆの結果を基に補正された入力電流の瞬時値が電流指令値と等しくなるように、比例積分補償演算を行う電流制御部８ｇと、三角波状の搬送波を生成する搬送波生成部８ｈと、電流制御部８ｇの出力を搬送波と比較してスイッチング部４のＰＷＭ駆動信号を生成するＰＷＭ信号生成部８ｉと、を備えている。上記のように構成された実施の形態２の直流電源装置は、スイッチング部４をスイッチング動作させることにより、入力電流が略正弦波状に制御されつつ、直流電圧指令に応じて制御された直流電圧を負荷１０へ供給する。

以下、実施の形態２におけるアンバランス検知部８ｅのアンバランス検知方法、および第１の電流検出部３のオフセットを補正する方法について説明する。

図９Ａは、交流電源電圧の瞬時値が正の期間（およそ位相９０度）における、入力電流と直流出力ラインを流れる電流の波形の一例を示す図である。図９Ａに示すように、スイッチング部４がオフのときに直流出力ラインを流れる電流Ｉ２は、入力電流Ｉ１の値に等しく、基本的に正の値である。このため、シャント抵抗を用いて入力電流値を簡単に精度高く検出することができる。

図９Ｂは、交流電源電圧の瞬時値が負の期間（およそ位相２７０度）における、入力電流と直流出力ラインを流れる電流の波形の一例を示す図である。図９Ｂに示すように、スイッチング部４がオフのときに直流出力ラインを流れる電流Ｉ２は、入力電流Ｉ１の絶対値に等しく、基本的に正の値である。このため、図９Ａに示した交流電源電圧が正の期間と同様に、シャント抵抗を用いて入力電流値の絶対値を精度高く検出することができる。

実際に、入力電流に直流成分Ｉdcが重畳している場合、交流電圧位相９０度における入力電流の大きさと、交流電圧位相２７０度における入力電流の大きさの差は、およそ直流成分Ｉdcの２倍に等しくなる。

第２の電流検出部７の検出結果である検出電流値に含まれる電流のオフセット成分をＩoffとし、交流電流位相９０度における検出電流値（Ｉ２(90)）と交流電流位相２７０度における検出電流値（Ｉ２(270)）は、いずれも正の値の電流であるため、第２の電流検出部７による検出電流値はオフセット成分Ｉoffが双方に加算された読み値となる。このため、アンバランス検知部８ｅで算出される、交流電圧位相９０度と２７０度における第２の電流検出部７の検出電流値の差は、オフセット成分Ｉoffが相殺されてその影響を受けることがなく、入力電流に含まれている直流成分Ｉdcの２倍に等しくなる。

以上のように、実施の形態２の直流電源装置の構成において、第２の電流検出部７としては、オフセット誤差が大きなものであっても、そのオフセット成分が相殺されるため、使用することができるという利点を有する。

なお、実施の形態２の直流電源装置の構成においては、電圧位相が９０度と２７０度の場合の構成について説明したが、本発明はこのような構成に限定されるものではなく、交流電圧位相が互いに１８０度離れたタイミングにおいて入力電流の絶対値の差を検出する構成においても同様の結果となる。

本発明に係る実施の形態２の直流電源装置においては、交流電源１の電源周期毎に、電圧位相がおよそ１８０度（略１／２の電源周期に相当）だけ離れた入力電流の絶対値の差を、第２の電流検知部７により検出することによって、入力電流がアンバランス状態であることを簡単な構成で確実に検知することができる。

実施の形態２の直流電源装置においては、前述の実施の形態１と同様に、制御部８が入力電流のアンバランス量を用いて第１の電流検出部３の検出電流値を補正する構成を有しているため、第１の電流検出部３にＡＣ−ＣＴを使用することが可能となる。

なお、実施の形態２の直流電源装置は、入力電流のオフセット値（アンバランス量）が規定値を超えた場合、回路の異常や想定外の交流電源の変動があったと判断して、即座にスイッチング動作を停止させる構成としてもよい。

また、実施の形態２の直流電源装置においては、検出する交流電圧位相タイミングを、前述のように交流電源１の一周期間に１組（９０度と２７０度）だけとせず、必要な検出精度に応じて、検出精度の向上を図るため、交流電源１の一周期の間に、複数位相の組み合わせ（例えば、４５度と１３５度、１２０度と３００度などの組み合わせ）で行ってもよいし、それらの結果を平均して採用してもよい。ただし、交流電源１の交流電圧のピーク位相である９０度および２７０度を検知タイミングの１つとすることによって、入力電流のアンバランス量の絶対値が大きくなり、検出が容易になるという効果を奏する。

一般に、交流電圧を直流電圧に変換する場合において、電圧位相の９０度、２７０度の付近がもっともＰＷＭのデューティ比が低く、オフ期間が長くなる。

実施の形態２の直流電源装置における補正方式では、スイッチング部４のオフ期間に流れる電流を用いて入力電流の読み値（検出電流値）の補正を行っているため、オフ期間が長くなる電圧位相９０度および２７０度での検出は、タイミングがずれて誤ってオン期間中の電流を検出するというリスクが低くなり、検出タイミングずれによる影響が出にくいという効果を奏する。

なお、実施の形態２の直流電源装置において示した、予め定められた電源周期の互いに１／２周期離れた複数の交流電圧位相タイミングでのみ電流検出動作、およびオフセット値の補正を行う制御動作を、前述の実施の形態１の構成の直流電源装置に適用してもよい。

このように実施の形態１の直流電源装置に実施の形態２の電流検出動作および補正を行う制御動作を行うことにより、制御部８の演算負荷が軽減され、さらに、このように構成された実施の形態１の直流電源装置において、特に９０度および２７０度の位相で電流検出を実行することにより、検出タイミングのずれによる影響が出にくくなり、実施の形態２と同様の効果を奏する。

図１０は、実施の形態２の直流電源装置における第２の電流検出部７の別の構成例を示した回路図である。

図１０に示すように、第２の電流検出部７においては、ＡＣ−ＣＴの２次巻線がダイオードＤ１と抵抗Ｒｏで構成された半波整流回路に接続されており、半波整流回路の終端がＧＮＤに接続されている。したがって、第２の電流検出部７は、スイッチング部４がオフ時に平滑コンデンサ６を充電する電流が流れるとき、２次側に電流が流れる方向が順方向となるように、２次側を半波整流して抵抗終端されたＡＣ−ＣＴで構成されている。第２の電流検出部７においては、ＧＮＤ基準として抵抗Ｒｏの両端電圧を検出する構成としている。このように構成された第２の電流検出部７の場合には、シャント抵抗で構成した場合に比べて電圧降下の値が小さくなるため、電流検出時の回路損失を低減することができる。

また、第２の電流検出部７として、ＡＣ−ＣＴを使用することで、電流検出ラインと制御部８の電位が異なる場合においても、問題なく信号を伝達することができる。このように構成された第２の電流検出部７は、整流回路５の正側の出力端子と平滑コンデンサ６の正側の端子との間に配置することができ、第２の電流検出部７により電流検出するラインの電位が異なるＧＮＤ電位を基準として動作する制御部８を用いて電流検出を行うことが容易になる。

また、スイッチング部４のオン直後に短時間に流れるリカバリ電流が１次巻線を流れる際に、２次巻線側で短絡電流を流す向きにダイオードＤ２を接続することによって、整流回路５を構成するダイオードのリカバリ電流を考慮する必要がある場合においても、第２の電流検出部７内のＡＣ−ＣＴが磁気飽和することなく、安定して動作を継続することができる。
なお、図１０に示した第２の電流検出部７は、前述の実施の形態１における第２の電流検出部７として用いることができ、同様の効果を奏する。

以上のように、本発明に係る直流電源装置は、安価なＡＣ−ＣＴを用いて入力電流を検出して電流制御を行う場合においても、交流電源や負荷の状態に関係なく、交流電源からの入力電流がアンバランス状態になったときを確実に検知することができる。このため、本発明は、交流電源からの交流電圧をいったん直流電圧に変換して負荷へ電力供給する、例えば冷蔵庫、洗濯機、ヒートポンプ給湯機などの電化製品などの入力電流の電流制御を行う直流電源装置を備えた各種電気機器への用途として適用することができる。

１ 交流電源
２ リアクタ
３ 第１の電流検出部
４ スイッチング部
５ 整流回路
６ 平滑コンデンサ
７ 第２の電流検出部
８ 制御部
８ａ 電圧位相演算部
８ｅ アンバランス検知部
９ 交流電圧位相検出回路

Claims (11)

1. 交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
   リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
   前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
   前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
   前記第１の電流検出部の検出電流値を用いることにより、前記入力電流を所定の電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御部と、を備えた直流電源装置において、
   前記整流回路の出力側に設けられ、前記スイッチング部のオフ時に前記平滑コンデンサを充電する向きに流れる電流を検出する第２の電流検出部をさらに備え、
   前記制御部は、前記スイッチング部のオフ時における前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部による検出電流値の差情報を用いて、前記入力電流のアンバランス状態を検知するよう構成された直流電源装置。
2. 前記制御部は、前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部の検出電流値の差が所定の電流値以上の場合、前記入力電流のアンバランス状態にあると判断し、前記スイッチング部を停止させるよう構成された請求項１に記載の直流電源装置。
3. 前記制御部は、前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部の検出電流値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正するよう構成された請求項１に記載の直流電源装置。
4. 前記制御部は、前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路を備えており、予め決められた複数の交流電圧位相においてのみ、前記第１の電流検出部および前記第２の電流検出部の検出電流値の差を検出するよう構成された請求項１乃至３のいずれか１項に記載の直流電源装置。
5. 前記予め決められた複数の交流電圧位相は、前記交流電源からの交流電圧の概略ピーク位相を含む請求項４に記載の直流電源装置。
6. 交流電源からの交流電圧を整流する整流回路と、
   リアクタを介して前記交流電源からの交流電圧をオン・オフするスイッチング部と、
   前記整流回路の出力側に設けられた平滑コンデンサと、
   前記交流電源からの入力電流を検出する第１の電流検出部と、
   前記入力電流を所定の電流波形パターンに比例した振幅を有する電流波形となるように制御する制御部と、を備えた直流電源装置において、
   前記整流回路の出力側に設けられ、前記スイッチング部のオフ時に前記平滑コンデンサを充電する向きに流れる電流を検出する第２の電流検出部と、
   前記交流電源からの交流電圧の位相を検出する交流電圧位相検出回路と、をさらに備え、
   前記制御部は、予め決められた複数の交流電圧位相において前記第２の電流検出部の検出電流値を検出し、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差情報を用いて、前記入力電流のアンバランス状態を検知するよう構成された直流電源装置。
7. 前記制御部は、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差が所定の電流値以上の場合、入力電流のアンバランス状態にあると判断し、前記スイッチング部を停止させるよう構成された請求項６に記載の直流電源装置。
8. 前記制御部は、前記交流電源の周期の略１／２周期離れた２つの交流電圧位相における前記第２の電流検出部の検出電流値の差を用いて、前記第１の電流検出部の検出結果を補正するよう構成された請求項６に記載の直流電源装置。
9. 前記予め決められた複数の交流電圧位相は、前記交流電源からの交流電圧の略ピーク位相を含むよう構成された請求項６乃至８のいずれか１項に記載の直流電源装置。
10. 前記第２の電流検出部は、前記スイッチング部のオフ時に前記平滑コンデンサを充電する電流が流れるとき、２次側に電流が流れる方向が順方向となるように、２次側を半波整流して抵抗終端されたＡＣ−ＣＴを含んで構成された請求項１乃至３、または請求項６乃至８のいずれか１項に記載の直流電源装置。
11. 前記第２の電流検出部の２次巻線間において、前記スイッチング部がオフ時に平滑コンデンサを充電する電流と反対側の向きに電流が流れるとき、前記２次巻線間に誘起される電圧を短絡する向きに第２のダイオードが接続されるよう構成された請求項１０に記載の直流電源装置。

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