JP5871362B2 - Modulation / demodulation method - Google Patents
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Description
本発明は、通信に使用する変調・復調に関して、特に帯域が制限された伝送路において高速通信を実現する場合に有効な多値変調波を、高効率に電力増幅を実現する変復調（変調・復調）の方法に関する。 The present invention relates to modulation / demodulation used for communication, especially modulation / demodulation (modulation / demodulation) that realizes high-efficiency power amplification of a multi-level modulation wave that is effective in realizing high-speed communication in a transmission path with limited bandwidth. ).
図１は、従来の多値変調方式の１つである３２値振幅位相変調（３２ＡＰＳＫ）の３２種の信号の振幅と位相を示す信号点配置を示している。多重リング状に３２の信号点が配置されている。一方、図２は、従来の３２値直交振幅変調（３２ＱＡＭ）波の信号点配置図であり、信号点が格子状に配置されている。これらの３２値振幅位相変調及び３２値直交振幅変調のいずれも変調の単位である１シンボルで５ビットの伝送が可能であり、（２５）＝３２種の情報データが伝送可能である多値変調信号波である。 FIG. 1 shows a signal point arrangement indicating the amplitude and phase of 32 kinds of signals of 32-value amplitude phase modulation (32APSK), which is one of the conventional multilevel modulation schemes. 32 signal points are arranged in a multiple ring shape. On the other hand, FIG. 2 is a signal point arrangement diagram of a conventional 32-value quadrature amplitude modulation (32QAM) wave, in which signal points are arranged in a grid pattern. Both of these 32-value amplitude phase modulation and 32-value quadrature amplitude modulation can transmit 5 bits with 1 symbol as a modulation unit, and (2 5 ) = multi-value capable of transmitting 32 types of information data. Modulated signal wave.
図３は、ワイヤレス通信のシステム構成例を示している。図３（ａ）に示す送信側では、伝送すべき情報をｅｎｃｏｄｅｒにて符号化し、さらに誤り訂正符号によりチャネル符号化される。その後、情報ビットをＭｏｄｕｌａｔｏｒで変調し、周波数を変換した後、電力増幅器（ＨＰＡ）で電力を高めてアンテナから送信する。図３（ｂ）に示す受信側では、低雑音増幅器（ＬＮＡ）で増幅後、復調器（Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒ）でベースバンド信号を取り出し、Ｄｅｃｏｄｅｒで符号化された情報の復号を行い、伝送された情報を取り出す。 FIG. 3 shows a system configuration example of wireless communication. On the transmission side shown in FIG. 3A, information to be transmitted is encoded by an encoder, and further channel-coded by an error correction code. Thereafter, the information bits are modulated by the Modulator and the frequency is converted, and then the power is increased by a power amplifier (HPA) and transmitted from the antenna. On the receiving side shown in FIG. 3B, after being amplified by a low noise amplifier (LNA), a baseband signal is extracted by a demodulator (Demodulator), information encoded by the Decoder is decoded, and the transmitted information is decoded. Take out.
図４は、従来技術の３２ＡＰＳＫのシステム構成例を示している。この例では、送信部において、送信データである５ビットの情報をＳ／Ｐで並列分割し、誤り訂正符号化を行った後、ＭＡＰＰＥＲ、ＣＯＮＳＴＥＬＬＡＴＩＯＮ ＧＥＮＥＲＡＴＯＲで図１に示す３重の同心円上に信号点を配置し、Ｉチャネル信号とＱチャネル信号用の２チャネルの信号を出力する。その後、帯域制限・整形フィルタ（ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒ）を通過後に、直交する２つの搬送波（ｃｏｓ（ｗｔ），−ｓｉｎ（ｗｔ））でＩチャネル信号とＱチャネル信号の積を取り、周波数を変換した後、電力増幅器（ＨＰＡ）で増幅し、アンテナから送信する構成である。また、受信部では、低雑音増幅器（ＬＮＡ）で増幅後、搬送波を掛けて、ｂａｓｅｂａｎｄ信号を取り出し、ＳＲＲＣ ｆｉｌｔｅｒで帯域制限・整形を施し、Ｄｅｍｏｄｕｌａｔｏｒにて復調する。その後、Ｄｅｃｏｄｅｒで復号し、Ｐ／Ｓで並列・直列変換を行い、伝送情報を取り出す。 FIG. 4 shows a system configuration example of the conventional 32APSK. In this example, in the transmission unit, 5-bit information, which is transmission data, is divided in parallel by S / P and error correction coding is performed. Then, a signal is placed on a triple concentric circle shown in FIG. 1 by MAPPER and CONSTELLATION GENERATOR. The points are arranged, and 2-channel signals for the I-channel signal and the Q-channel signal are output. Then, after passing through the band limiting / shaping filter (SRRC filter), the product of the I channel signal and the Q channel signal is taken with two orthogonal carriers (cos (wt), -sin (wt)), and the frequency is converted. The power amplifier (HPA) amplifies and transmits from the antenna. In the receiving unit, after amplification by a low noise amplifier (LNA), a carrier wave is applied, a baseband signal is taken out, band limited and shaped by an SRRC filter, and demodulated by a demodulator. Thereafter, decoding is performed by the decoder, parallel / serial conversion is performed by P / S, and transmission information is extracted.
図５と図６は電力増幅器（ＨＰＡ）の特性例を示している。図５は、入力信号電力（Ｐｉｎ（単位ｄＢ））に対する出力信号電力（Ｐｏｕｔ（単位ｄＢ））と電力効率（Ｅｆｆｉｃｉｅｎｃｙ）を示している。図５に示すように、入力電力が大きくなるにつれて出力電力が大きくなり、電力効率も増加する。出力が飽和を呈する領域の直前近傍で効率は最大となる。 5 and 6 show characteristic examples of the power amplifier (HPA). FIG. 5 shows output signal power (Pout (unit dB)) and power efficiency (Efficiency) with respect to input signal power (Pin (unit dB)). As shown in FIG. 5, as the input power increases, the output power increases and the power efficiency also increases. Efficiency is maximized in the immediate vicinity of the region where the output is saturated.
図６は、入力信号電力（Ｐｉｎ）に対する出力信号電力（Ｐｏｕｔ、ＡＭ／ＡＭ変換）（図６（ａ））と、位相（Ｐｈａｓｅ）の変化（ＡＭ／ＰＭ変換）（図６（ｂ））を示している。効率を高めるために入力信号電力を高めると、出力信号電力が圧縮される（ＡＭ／ＡＭ変換）こと、及び、通過位相が変化（ＡＭ／ＰＭ変換）することが分かる。 6 shows output signal power (Pout, AM / AM conversion) (FIG. 6 (a)) with respect to input signal power (Pin), and phase (Phase) change (AM / PM conversion) (FIG. 6 (b)). Is shown. It can be seen that when the input signal power is increased to increase the efficiency, the output signal power is compressed (AM / AM conversion) and the passing phase is changed (AM / PM conversion).
３２ＡＰＳＫ信号波や３２ＱＡＭ信号は、振幅の値が一定ではなく、時間的に変動するために、図６に示すＨＰＡのＡＭ／ＡＭ変換およびＡＭ／ＰＭ変換を受けて、信号点配置が変形する。図７にＨＰＡの高効率動作が期待できる出力バックオフ点ＯＢＯ＝１．５ｄＢにおける受信側での信号点配置を示す。熱雑音はなく、ＨＰＡの非線形特性の影響のみを示している。このため、受信側では、正しく元の信号を復調することができずに誤り率が増加する問題点がある。 Since the amplitude value of the 32APSK signal wave and the 32QAM signal is not constant and fluctuates with time, the signal point arrangement is deformed upon receiving the HPA AM / AM conversion and AM / PM conversion shown in FIG. FIG. 7 shows the signal point arrangement on the receiving side at the output back-off point OBO = 1.5 dB where high-efficiency operation of the HPA can be expected. There is no thermal noise, only the influence of the nonlinear characteristics of the HPA. For this reason, there is a problem that the receiving side cannot correctly demodulate the original signal and the error rate increases.
多値変調信号を電力増幅する際、増幅器の非線形特性による伝送性能劣化を抑えるために、図５に示す飽和点から十分出力を下げ（出力バックオフ）、線形性が良好となる動作点で運用することが行われている。しかし、図５に示したように、この場合には電力増幅器の効率が低下する欠点がある。さらに所望の出力を得るためには、より高出力の電力増幅器が必要となり、また消費電力が増加すること、電源が大容量となること、熱対策のハードウエアが必要となる等、システムが高価になる欠点がある。 When power amplification of multi-level modulation signal, in order to suppress the transmission performance degradation due to the nonlinear characteristics of the amplifier, the output is sufficiently lowered from the saturation point shown in FIG. 5 (output backoff) and operated at the operating point where the linearity is good. To be done. However, as shown in FIG. 5, there is a disadvantage that the efficiency of the power amplifier is lowered in this case. Furthermore, in order to obtain the desired output, a higher output power amplifier is required, the power consumption is increased, the power supply is increased in capacity, the hardware for heat countermeasures is required, and the system is expensive. There are disadvantages to become.
そこで本発明は、複数の電力増幅器を高効率が可能な飽和領域で動作可能とし、電力消費量を低減でき、電源の低容量化、熱制御の簡単化により通信システムの送信系構築を経済的に達成できる変復調方法を提供することを目的とする。 Therefore, the present invention enables the operation of a plurality of power amplifiers in a saturation region where high efficiency is possible, reduces power consumption, economically constructs a transmission system of a communication system by reducing the capacity of a power source and simplifying thermal control. It is an object of the present invention to provide a modulation / demodulation method that can be achieved.
上記課題を解決するために、本発明の変復調方法は、従来技術の上記課題を解決するために考案したものであって、第１のＱＰＳＫ波と、第２あるいは第Ｎまでの複数のＱＰＳＫ波と、２つのＢＰＳＫ波のうちの１つを空間で重畳合成して形成される信号空間配置であり、Ｎは３以上の整数であって、電力を正規化したとき、信号点間の最小の幾何距離が最大になるように、（１）（前記第２あるいは第Ｎまでの複数のＱＰＳＫ波の半径）／（前記第１のＱＰＳＫ波の半径）、及び、（前記ＢＰＳＫ波の半径）／（前記第１のＱＰＳＫ波の半径）を調整し、かつ、前記第１のＱＰＳＫ波に対する、前記第２あるいは第Ｎまでの複数のＱＰＳＫ波の相対位相角は等しく、前記２つのＢＰＳＫ波は位相角を＋／−（π／４）回転させた２種のＢＰＳＫ波を有し、伝送する情報に応じて、前記２種のＢＰＳＫ波のいずれかを選択すること、あるいは、
（２）前記第１のＱＰＳＫ波と、前記第２のＱＰＳＫ波のみと、前記２つのＢＰＳＫ波のうちの１つで構成され、前記第１のＱＰＳＫ波に対する、前記第２のＱＰＳＫ波の位相角及び前記ＢＰＳＫ波の２種の位相角をさらに同時に同量回転させることを特徴としている。
In order to solve the above problems, a modulation / demodulation method of the present invention has been devised to solve the above-described problems of the prior art, and includes a first QPSK wave and a plurality of QPSK waves up to the second or Nth QPSK wave. And a signal space arrangement formed by superimposing and synthesizing one of the two BPSK waves in space, N is an integer of 3 or more, and when the power is normalized, the minimum between signal points In order to maximize the geometric distance, (1) (radius of the plurality of QPSK waves up to the second or Nth) / (radius of the first QPSK wave) and (radius of the BPSK wave) / (The radius of the first QPSK wave) is adjusted, and relative phase angles of the second or Nth QPSK waves with respect to the first QPSK wave are equal, and the two BPSK waves are in phase Two types of BP with angle rotated +/- (π / 4) Has a K-wave, depending on the information to be transmitted, you select one of the two BPSK wave, or,
(2) The first QPSK wave, only the second QPSK wave, and one of the two BPSK waves, and the phase of the second QPSK wave with respect to the first QPSK wave The angle and two phase angles of the BPSK wave are further rotated at the same time by the same amount.
より具体的には、電力増幅器の非線形特性の影響を抑えるために、図１の３２ＡＰＳＫ又は図２に示す３２ＱＡＭ等の信号空間配置に変えて、少なくとも１つの４相位相変調（ＱＰＳＫ）波又はオフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）波と、１つの２相位相変調（ＢＰＳＫ）波又はオフセットＢＰＳＫ（ＯＢＰＳＫ）波で重畳合成して形成する構成として、多値変調波を従来技術の図３、４に示すようにＨＰＡで一括に電力増幅する代わりに、複数の振幅変動の小さいＱＰＳＫ変調波とＢＰＳＫ変調波に分割し、各々を個別に高効率電力増幅する構成をなし、重畳合成している。このため、増幅器の非線形特性により信号空間配置の変形を受けにくく、高効率電力増幅が可能となる。 More specifically, in order to suppress the influence of the nonlinear characteristic of the power amplifier, at least one four-phase phase modulation (QPSK) wave or offset is changed to the signal space arrangement such as 32APSK in FIG. 1 or 32QAM shown in FIG. As shown in FIGS. 3 and 4 of the prior art, a multi-level modulation wave is formed by superimposing and forming a QPSK (OQPSK) wave and one two-phase phase modulation (BPSK) wave or an offset BPSK (OBPSK) wave. Instead of collectively amplifying the power with HPA, a plurality of QPSK modulated waves and BPSK modulated waves with small amplitude fluctuations are divided and each of them is individually amplified with high efficiency power, and they are superimposed and synthesized. For this reason, it is difficult to be subjected to deformation of the signal space arrangement due to the nonlinear characteristics of the amplifier, and high-efficiency power amplification is possible.
空間で電力合成する場合には、受信側が一点ではなく、広い地域をカバーする場合には、利得と位相に重畳誤差を伴う。これらの影響を小さくするために、変調側では、重畳するＱＰＳＫ波とＢＰＳＫ波の信号レベルを調整し、復調側では、利得と位相誤差を推測する機能を備え、利得誤差と位相誤差を算出し、変調時の信号空間配置に対して、推測した利得誤差、位相誤差をもとに変形した信号空間配置を求め、この配置に基づいて復調を行うようにした。 When combining power in a space, if the receiving side is not a single point but covers a wide area, a superposition error is involved in gain and phase. In order to reduce these effects, the modulation side adjusts the signal level of the superimposed QPSK and BPSK waves, and the demodulation side has a function for estimating the gain and phase error, and calculates the gain error and phase error. Then, a signal space arrangement modified based on the estimated gain error and phase error is obtained with respect to the signal space arrangement at the time of modulation, and demodulation is performed based on this arrangement.
本発明の変復調方法においては、第１及び第２あるいは第Ｎまでの複数のＱＰＳＫ波をオフセットＱＰＳＫ波に、ＢＰＳＫ波をオフセットＢＰＳＫ波に変更した構成とすることを特徴とする。 The modulation / demodulation method of the present invention is characterized in that the first, second or Nth QPSK waves are changed to offset QPSK waves and the BPSK waves are changed to offset BPSK waves.
本発明の変復調方法においては、ＱＰＳＫ変調又はＢＰＳＫ変調する前に、情報ビットストリームに誤り訂正符号を適用したことを特徴とする。 The modulation / demodulation method of the present invention is characterized in that an error correction code is applied to an information bitstream before QPSK modulation or BPSK modulation.
本発明の変復調方法においては、２種以上の誤り訂正符号を使用し、１つの誤り訂正符号器ともう１つの誤り訂正符号器の間に、インターリーバを設置し、符号を撹拌する機能を備えたことを特徴とする。 The modulation / demodulation method of the present invention has a function of using two or more types of error correction codes, installing an interleaver between one error correction encoder and another error correction encoder, and stirring the codes. It is characterized by that.
本発明の変復調方法においては、隣接する信号点間の符号間距離が最少となるように符号変換を行うことを特徴とする。 The modulation / demodulation method of the present invention is characterized in that code conversion is performed so that the inter-code distance between adjacent signal points is minimized.
本発明の変復調方法においては、変調後の電力増幅器の非線形特性を考慮して前置歪補償を施した信号配置とすることを特徴とする。 The modulation / demodulation method of the present invention is characterized in that the signal arrangement is subjected to predistortion in consideration of the nonlinear characteristics of the modulated power amplifier.
本発明の変復調方法においては、電力増幅器非線形特性の歪を受けた後に最小の幾何距離が最大になるように、信号配置の半径と相対位相関係を伝送特性が最適となるように調整することを特徴とする。 In the modulation / demodulation method of the present invention, the radius of the signal arrangement and the relative phase relationship are adjusted so that the transmission characteristics are optimized so that the minimum geometric distance is maximized after receiving distortion of the power amplifier nonlinear characteristics. Features.
本発明の変復調方法においては、受信側において、既知信号を送信して空間重畳に伴う振幅あるいは位相誤差を推定して、この推定誤差をもとに修正した信号空間配置を用いて復調することを特徴とする。
本発明の変復調方法においては、前記第１のＱＰＳＫ波と、前記第２のＱＰＳＫ波のみと、前記２つのＢＰＳＫ波で構成され、第１のＱＰＳＫ波に対する、前記第２のＱＰＳＫ波の位相角及び前記ＢＰＳＫ波の位相角を反時計回りに１４度回転させたことを特徴とする。
In the modulation / demodulation method of the present invention, the receiving side transmits a known signal, estimates an amplitude or phase error due to spatial superposition, and demodulates using a signal space arrangement corrected based on the estimation error. Features.
In the modulation / demodulation method of the present invention, the first QPSK wave, only the second QPSK wave, and the two BPSK waves are configured, and the phase angle of the second QPSK wave with respect to the first QPSK wave The phase angle of the BPSK wave is rotated counterclockwise by 14 degrees.
本発明によると、複数の電力増幅器を高効率が可能な飽和領域で動作可能とし、電力消費量を低減でき、電源の低容量化、熱制御の簡単化により通信システムの送信系構築を経済的に達成できる。また、変形した信号配置、重畳誤差を推測する機能を追加することにより、重畳誤差の影響が小さくなり、誤り率が低下し、送信電力の低減、低消費電力化に一層効果がある。さらに、従来の多重円上に信号点を配置した信号空間配置に比べて、電力増幅器の非線形特性に起因する伝送特性劣化が減少し、電力増幅器を高効率動作が可能となり、低消費電力化を大幅に実現できる。 According to the present invention, it is possible to operate a plurality of power amplifiers in a saturation region where high efficiency can be achieved, to reduce power consumption, and to economically construct a transmission system of a communication system by reducing the capacity of a power source and simplifying thermal control. Can be achieved. Further, by adding a deformed signal arrangement and a function for estimating the superposition error, the influence of the superposition error is reduced, the error rate is lowered, and the transmission power is reduced and the power consumption is further reduced. Furthermore, compared to the conventional signal space arrangement in which signal points are arranged on multiple circles, transmission characteristic deterioration due to the nonlinear characteristics of the power amplifier is reduced, enabling the power amplifier to operate with high efficiency and reducing power consumption. Can be realized greatly.
以下、本発明の実施形態に係る変復調方法について図面を参照しつつ詳しく説明する。
＜構成＞
図８は、本発明の実施形態に係る３２値の信号空間配置を示している。図９は、本実施形態において２つのＱＰＳＫ信号と１つのＢＰＳＫ信号の合成による信号空間配置を実現する形成方法を示している。
Hereinafter, a modulation / demodulation method according to an embodiment of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
<Configuration>
FIG. 8 shows a 32-value signal space arrangement according to an embodiment of the present invention. FIG. 9 shows a forming method for realizing a signal space arrangement by combining two QPSK signals and one BPSK signal in this embodiment.
図９に示すように、図８に示した信号空間配置は、２つのＱＰＳＫ変調器（ＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２）の出力と、１つのＢＰＳＫ変調器の出力（ＢＰＳＫ１又はＢＰＳＫ２）と、を重畳合成することで実現できる。３つの信号波の複素数表示を次式に示す。 As shown in FIG. 9, the signal space arrangement shown in FIG. 8 includes the outputs of two QPSK modulators (QPSK-1 and QPSK-2) and the output of one BPSK modulator (BPSK1 or BPSK2). This can be realized by superposition and synthesis. The complex number representation of the three signal waves is shown in the following equation.
この式において、ｒｉ、φｉ（ｉ＝１、２、３）は各ＱＰＳＫ信号とＢＰＳＫ信号の振幅と位相を示す。各々のＱＰＳＫとＢＰＳＫの出力信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３はほぼ一定の振幅を有しており、ＡＭ変動が小さくなるために、この信号を別々に電力増幅器に入力すると図６に示す電力増幅器の非線形特性であるＡＭ／ＡＭ変換、ＡＭ／ＰＭ変換の影響を受け難くなる。 In this equation, r i , φ i (i = 1, 2, 3) indicate the amplitude and phase of each QPSK signal and BPSK signal. The output signals S 1 , S 2 , and S 3 of each QPSK and BPSK have substantially constant amplitudes, and AM fluctuations are small. Therefore, when these signals are separately input to the power amplifier, the power shown in FIG. It becomes difficult to be affected by AM / AM conversion and AM / PM conversion which are nonlinear characteristics of the amplifier.
＜信号配置の最適化＞
図８に示すような信号点配置による伝送誤りは、伝送上の干渉波、熱雑音等により、伝送した信号点が隣接の信号点に変位するために、受信側で正しい信号点が識別できずに信号誤りが発生する。信号誤りを小さくするためには、同じ送信電力において、信号点配置における幾何学上の最小距離Ｄｐを大きくすることが重要である。図８に示す信号点配置における送信電力Ｐｏｕｔは次式で与えられる。
<Optimization of signal arrangement>
The transmission error due to the signal point arrangement as shown in FIG. 8 is that the transmitted signal point is displaced to the adjacent signal point due to interference wave, thermal noise, etc. in transmission, so that the correct signal point cannot be identified on the receiving side. A signal error occurs. In order to reduce the signal error, it is important to increase the geometric minimum distance Dp in the signal point arrangement at the same transmission power. The transmission power Pout in the signal point arrangement shown in FIG. 8 is given by the following equation.
図１０は、電力で正規化したときのＱＰＳＫ−１の半径ｒ１、ＱＰＳＫ−２の半径ｒ２、及びＢＰＳＫの半径ｒ３の値と信号点の幾何最小距離との関係を示す図である。図１０（ａ）は、ｒ２／ｒ１を変化させたときの（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを、図１０（ｂ）は、ｒ３／ｒ１を変化させたときの（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを示している。 FIG. 10 is a diagram showing the relationship between the values of the radius r1 of QPSK-1, the radius r2 of QPSK-2, and the radius r3 of BPSK and the geometric minimum distance of signal points when normalized by power. FIG. 10 (a) shows (Dp 2 ) / Pout when r2 / r1 is changed, and FIG. 10 (b) shows (Dp 2 ) / Pout when r3 / r1 is changed. .
ｒ２／ｒ１、ｒ３／ｒ１を調整することにより、（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを最大にすることが可能である。
ＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２、ＢＰＳＫの相対的な位相関係を変化させ、（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを最大とする最適な振幅比ｒ２／ｒ１とｒ３／ｒ１、ならびにそのときの最大（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを図１１、図１２に示す。図１１は、ＱＰＳＫ−１に対してＱＰＳＫ−２の位相角（Ｔｈ２）とＢＰＳＫの位相角（Ｔｈ３）を同時に同量回転させたときの（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔとそのときの振幅比ｒ２／ｒ１とｒ３／ｒ１を示している。図１１よりＱＰＳＫ−１に対してＱＰＳＫ−２とＢＰＳＫの位相を反時計回りに１４度回転したときに、（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔが最大となる。
By adjusting r2 / r1 and r3 / r1, (Dp 2 ) / Pout can be maximized.
Optimum amplitude ratios r2 / r1 and r3 / r1 that change the relative phase relationship of QPSK-1, QPSK-2, and BPSK to maximize (Dp 2 ) / Pout, and the maximum (Dp 2 ) at that time / Pout is shown in FIGS. FIG. 11 shows (Dp 2 ) / Pout and the amplitude ratio r2 // when the phase angle (Th2) of QPSK-2 and the phase angle (Th3) of BPSK are simultaneously rotated by the same amount with respect to QPSK-1. r1 and r3 / r1 are shown. From FIG. 11, (Dp 2 ) / Pout becomes maximum when the phase of QPSK-2 and BPSK is rotated counterclockwise by 14 degrees with respect to QPSK-1.
図１２は、ＱＰＳＫ−２をＱＰＳＫ−１に対してＴｈ２＝１４度反時計回りに回転させ、ＢＰＳＫの位相角Ｔｈ３を独立に回転させたときの（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを示している。ＱＰＳＫ−２とＢＰＳＫをＱＰＳＫ−１に対して共に１４度反時計回りに回転したときの配置が、（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔが最大となる。
このように、振幅比と相対位相関係を調整することにより、（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを高めることができる。このときの信号空間配置図を図１３に示す。
FIG. 12 shows (Dp 2 ) / Pout when QPSK-2 is rotated counterclockwise by Th2 = 14 degrees with respect to QPSK-1 and the phase angle Th3 of BPSK is independently rotated. When both QPSK-2 and BPSK are rotated counterclockwise by 14 degrees with respect to QPSK-1, (Dp 2 ) / Pout is maximized.
Thus, (Dp 2 ) / Pout can be increased by adjusting the amplitude ratio and the relative phase relationship. A signal space layout at this time is shown in FIG.
表１は従来の技術である３２ＡＰＳＫと本発明の実施形態に係る変調方法について、最適に信号配置を調整したときの（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔを比較したものである。また、表１は、３２値変調方式の送信電力を正規化したときの幾何最小距離を比較して示す図である。表１から、本実施形態の方が、（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔが高く、伝送特性が良好であることが分かる。 Table 1 compares (Dp 2 ) / Pout when the signal arrangement is optimally adjusted between the conventional technique 32APSK and the modulation method according to the embodiment of the present invention. Table 1 shows a comparison of geometric minimum distances when the transmission power of the 32-value modulation scheme is normalized. From Table 1, it can be seen that the present embodiment has higher (Dp 2 ) / Pout and better transmission characteristics.
＜３波の信号波の重畳合成方法＞
各ＱＰＳＫ変調出力を合成する際に、マイクロ波回路による重畳では回路損失を伴うが、別々のアンテナを用いて空間で重畳合成することにより回路損失を伴わないで、重畳可能となる。
<Method of superimposing three signal waves>
When combining each QPSK modulation output, superposition by a microwave circuit involves a circuit loss, but by superimposing and synthesizing in a space using separate antennas, superimposition can be performed without any circuit loss.
図１４は、３波を個別に送信して空間重畳合成して３２ＡＰＳＫを実現する本実施形態のシステムの構成例である。図１４（ａ）に示す送信側は、ＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２とＢＰＳＫの３個の変調器と３個の個別の電力増幅器とアンテナを有し、個別にＨＰＡで電力増幅した後に、別々のアンテナから送信し、３ビームを空間で重畳合成して、実現できる。伝送すべき入力情報ビット列をＳ／Ｐで直並列変換し、Ｅｎｃｏｄｅｒにおいて符号化し、さらに必要に応じて誤り訂正符号によりチャネル符号化される。その後、情報ビット列をＭａｐｐｅｒおよびＭｏｄｕｌａｔｏｒにおいて、図９に示すように重畳して信号点空間配置を形成するように変換する。 FIG. 14 is a configuration example of a system according to the present embodiment that realizes 32APSK by individually transmitting three waves and performing spatial superposition synthesis. The transmission side shown in FIG. 14A has three modulators of QPSK-1, QPSK-2, and BPSK, three individual power amplifiers, and antennas. It can be realized by transmitting from 3 antennas and superposing and synthesizing 3 beams in space. An input information bit string to be transmitted is serial-parallel converted by S / P, encoded by an encoder, and further channel-coded by an error correction code as necessary. Thereafter, the information bit string is converted in the Mapper and Modulator so as to form a signal point space arrangement by superimposing as shown in FIG.
このとき、ＭａｐｐｅｒおよびＭｏｄｕｌａｔｏｒにおいて、隣接する信号点間の符号間距離（“０”と“１”の異なる数）が最小となるように符号変換する。
この際、図９に示すように、ＢＰＳＫ波は、オフセット位相として、±（π／４）、±（３π／４）を有する複数のＢＰＳＫ波を発生させる。５ビットうちの１ビットは、このＢＰＳＫ変調用ビットであり、他の４ビットの状態に応じて、先のオフセット位相から最適な位相を選択して出力する。
At this time, in the Mapper and Modulator, code conversion is performed so that the inter-code distance between adjacent signal points (a different number of “0” and “1”) is minimized.
At this time, as shown in FIG. 9, the BPSK wave generates a plurality of BPSK waves having ± (π / 4) and ± (3π / 4) as offset phases. One of the five bits is the BPSK modulation bit, and an optimum phase is selected from the previous offset phase according to the state of the other four bits and output.
図１５は、ＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２とＢＰＳＫに割り当てる信号点配置の実施例を示すであり、ＭａｐｐｅｒおよびＭｏｄｕｌａｔｏｒにおいて行う具体的な符号配置を示す。ＱＰＳＫ−２の信号点配置（図１５（ｂ））をＱＰＳＫ−１のビット（図１５（ａ））に応じて変化させ、さらにＢＰＳＫの信号点配置（図１５（ａ））についても、ＱＰＳＫ−１のビットに応じて変化させている。 FIG. 15 shows an example of signal point arrangement assigned to QPSK-1, QPSK-2 and BPSK, and shows a specific code arrangement performed in Mapper and Modulator. The QPSK-2 signal point arrangement (FIG. 15B) is changed according to the QPSK-1 bit (FIG. 15A), and the BPSK signal point arrangement (FIG. 15A) is also changed to QPSK. It is changed according to the bit of -1.
ＨＰＡのＡＭ／ＰＭ変換による位相回転は、変調器ごとに設けた可変位相器Ｖ−Ｐｈａｓｅ）およびＡＭ／ＡＭ変換による利得変化を可変利得器で調整することにより、理想状態の信号空間配置を実現できる。 The phase rotation by HP / AM / PM conversion is achieved by adjusting the gain change by variable phase shifter (V-Phase) provided for each modulator and AM / AM conversion, thereby realizing the ideal signal space arrangement. it can.
その後、搬送波と積算を行い、周波数変換と同時に、搬送波を変調する。その後、電力増幅器（ＨＰＡ）で電力を高めてアンテナから送信する。図１４（ｂ）に示す受信側は従来技術と同様な構成であり、重畳合成された波を一括受信して復調し、伝送情報を取り出す。 Thereafter, integration with the carrier wave is performed, and the carrier wave is modulated simultaneously with the frequency conversion. Thereafter, the power is increased by a power amplifier (HPA) and transmitted from the antenna. The receiving side shown in FIG. 14 (b) has the same configuration as that of the prior art, and collects and superimposes and superimposes and superimposes and extracts transmission information.
理想的な送信側の信号Ｃは、各ＱＰＳＫの信号波Ｓ１、Ｓ２とＢＰＳＫの信号波Ｓ３を用いると、次式のように表すことができる。
Ｃ＝Ｓ１＋Ｓ２＋Ｓ３
現実には、合成する際に誤差が伴うために、送信信号Ｔは以下の式で表される。
An ideal signal C on the transmission side can be expressed by the following equation using the signal waves S 1 and S 2 of QPSK and the signal wave S 3 of BPSK.
C = S 1 + S 2 + S 3
Actually, since there is an error in the synthesis, the transmission signal T is expressed by the following equation.
ここで、α２、β２、α３、β３は、Ｓ１とＳ２、Ｓ３を合成する際の相対利得誤差、相対位相誤差を示す。
これらの誤差のうち、利得誤差および位相誤差を調整するために、図１４にある可変利得器（Ｖ−ＡＴＴ）、可変位相器（Ｖ−Ｐｈａｓｅ）を使用することが可能である。可変利得器と可変位相器は、また図６に示したＨＰＡのＡＭ／ＡＭ変換、ＡＭ／ＰＭ変換による利得変化、位相変化を調整する目的でも使用可能である。
Here, α 2 , β 2 , α 3 , and β 3 indicate relative gain error and relative phase error when combining S 1 , S 2 , and S 3 .
Among these errors, the variable gain device (V-ATT) and the variable phase device (V-Phase) shown in FIG. 14 can be used to adjust the gain error and the phase error. The variable gain device and the variable phase device can also be used for the purpose of adjusting gain change and phase change due to AM / AM conversion and AM / PM conversion of the HPA shown in FIG.
＜空間重畳誤差＞
空間重畳では、図１６に示すように、上記の３個のアンテナが距離ｄを置いて設置される場合には、それらの距離に応じて、受信側では経路長の差に基づく重畳誤差が発生する、特に位相に誤差が発生する。ここで、図１６は、空間重畳誤差を小さく抑えることが可能なフェーズドアレイアンテナシステムの構成例とアンテナ前方からの角度（ｔｈｅｔａ）に対する３波空間重畳合成の利得誤差と位相誤差を示す図である。
送信点と受信点の伝搬距離の差による位相誤差、放射パターンによる利得と位相誤差が発生すると、次式で示すように、受信信号が変化する。
<Spatial superposition error>
In the spatial superposition, as shown in FIG. 16, when the above three antennas are installed at a distance d, a superposition error based on a difference in path length occurs on the receiving side according to those distances. In particular, an error occurs in the phase. Here, FIG. 16 is a diagram illustrating a configuration example of a phased array antenna system capable of suppressing a spatial superposition error to a small value, and a gain error and a phase error of three-wave spatial superposition synthesis with respect to an angle (theta) from the front of the antenna. .
When a phase error due to the difference in propagation distance between the transmission point and the reception point and a gain and phase error due to the radiation pattern occur, the received signal changes as shown by the following equation.
ここで、α２、β２、α３、β３が空間重畳に伴う利得誤差、位相誤差を示し、ｎは雑音を示す。このため、アンテナの形式として、広い受信エリアにおいて、位相誤算が少ないものが望まれる。 Here, α 2 , β 2 , α 3 , and β 3 represent gain error and phase error accompanying spatial superposition, and n represents noise. For this reason, it is desired that the antenna has a small phase miscalculation in a wide reception area.
このようなアンテナを実現するモデルとして、図１７（ａ）に示すフェーズドアレイアンテナが考案されている（特許文献３）。３ビームを送信するアレイアンテナが同心円状に配置され、等価的に円の中心がアンテナの基準点となることから、３個のアンテナと受信点の距離がほぼ等しくなるために、重畳誤差が小さくなる特徴がある。図１７（ｂ）は、アンテナ前方からの角度（Ｔｈｅｔａ）を変化させたときの利得誤差を示し、図１７（ｃ）はそのときの位相誤差を示している。Ｔｈｅｔａが±１５度の範囲で、利得誤差、位相誤差１５度以内を実現している。 As a model for realizing such an antenna, a phased array antenna shown in FIG. 17A has been devised (Patent Document 3). Since the array antennas for transmitting three beams are concentrically arranged and the center of the circle is equivalent to the reference point of the antenna, the distance between the three antennas and the reception point is almost equal, so that the superposition error is small. There is a characteristic. FIG. 17B shows the gain error when the angle (Theta) from the front of the antenna is changed, and FIG. 17C shows the phase error at that time. A gain error and a phase error within 15 degrees are realized within the range of Theta ± 15 degrees.
＜オフセット変調波の適用＞
図１８はＯＢＰＳＫ波の原理を示す図であって、（ａ）、（ｂ）、（ｃ）は４相位相変調波（ＱＰＳＫ）の信号振幅（半径）の軌跡を示している。情報に応じて信号点が変化するために、振幅が原点を通過する場合があり、大きく変動する。
<Application of offset modulation wave>
FIG. 18 is a diagram showing the principle of the OBPSK wave, and (a), (b), and (c) show the locus of the signal amplitude (radius) of the four-phase modulated wave (QPSK). Since the signal point changes according to the information, the amplitude may pass through the origin and fluctuate greatly.
これに対して、Ｉチャネルの信号とＱチャネルの信号を半シンボル遅延（オフセット）させると、図１８（ｄ）、（ｅ）、（ｆ）に示すように、オフセットＱＰＳＫ（ＯＱＰＳＫ）波では、信号軌跡は対角線状に移動することがなくなり、振幅変動が抑えられる。 On the other hand, when the I channel signal and the Q channel signal are delayed by a half symbol (offset), as shown in FIGS. 18D, 18E, and 18F, in the offset QPSK (OQPSK) wave, The signal trajectory does not move diagonally and the amplitude fluctuation is suppressed.
同様に、２相位相変調波（ＢＰＳＫ）の信号波に対しても、図１９（ａ）に示すようにオフセット位相角を有するＢＰＳＫに対して、図１９（ｂ）のようにＩチャネルの信号とＱチャネルの信号を半シンボル遅延（オフセット）させると、図２０に示すように信号波の軌跡は中止を通過しないために振幅変動が抑えられる。ここで、図２０は、ＯＢＰＳＫの信号点の軌跡を示す図、図１９は、ＯＱＰＳＫ波とＯＢＰＳＫ波を送信する送信系の実施例の構成を示す図である。 Similarly, with respect to a two-phase phase modulated wave (BPSK) signal wave, an I-channel signal as shown in FIG. 19B is compared with BPSK having an offset phase angle as shown in FIG. When the Q channel signal is delayed by a half symbol delay (offset), the signal wave trajectory does not pass the cancellation as shown in FIG. Here, FIG. 20 is a diagram illustrating a locus of OBPSK signal points, and FIG. 19 is a diagram illustrating a configuration of an embodiment of a transmission system that transmits OQPSK waves and OBPSK waves.
図２１は、３２ＡＰＳＫ変調の構成例を示す図であって、ＯＱＰＳＫ波とＯＢＰＳＫ波を用いて送信系を構成する実施例を示している。各変調器において、Ｉ−ｃｈに半シンボルの遅延回路（Ｄｅｌａｙ）を設置している。 FIG. 21 is a diagram illustrating a configuration example of 32APSK modulation, and illustrates an embodiment in which a transmission system is configured using OQPSK waves and OBPSK waves. In each modulator, a half-symbol delay circuit (Delay) is installed in I-ch.
図２２は、重畳誤差の少ないフェーズドアレイアンテナを用いた空間重畳合成技術による３２ＡＰＳＫ変調の構成例を示す図であって、図１７に示すアンテナを適用した本実施形態の実施例である。ＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２とＯＢＰＳＫの３個の変調器を有し、それぞれその出力を複数に分配し、複数のＨＰＡで増幅した後に、複数のアレイアンテナ素子に給電される。各信号経路には、振幅と位相を調整して、ビームの方向と指向性を制御してアレイアンテナを実現している。 FIG. 22 is a diagram showing a configuration example of 32APSK modulation by a spatial superposition synthesis technique using a phased array antenna with a small superposition error, and is an example of the present embodiment to which the antenna shown in FIG. 17 is applied. It has three modulators, QPSK-1, QPSK-2, and OBPSK, each of which distributes its output to a plurality, amplifies with a plurality of HPAs, and feeds power to a plurality of array antenna elements. In each signal path, the amplitude and phase are adjusted to control the beam direction and directivity to realize an array antenna.
図２３は、重畳誤差による信号点配置の変形を示す図であって、連接誤り訂正符号とインタリーバ（Ｉｎｔｅｒｌｅａｖｅｒ）を使用したシステムの構成の実現例を示している。２種の誤り訂正符号（Ｅｎｃｏｄｅｒ−１、−２）を用いた連接符号化である、２種の誤り訂正符号器の間に、符号を撹拌するインターリーバを配置し、誤り訂正能力を向上している。 FIG. 23 is a diagram illustrating a modification of the signal point arrangement due to the superposition error, and illustrates an implementation example of a system configuration using a concatenated error correcting code and an interleaver. An interleaver that stirs the code is arranged between two types of error correction encoders, which are concatenated encodings using two types of error correction codes (Encoder-1, -2), thereby improving error correction capability. ing.
表２は各種変調波の振幅変動の度合いを比較したものであり、各変調方式のＢａｓｅｂａｎｄ信号のＰＡＰＲ値を比較して示す表である。 Table 2 is a table comparing the degree of amplitude fluctuation of various modulation waves, and comparing the PAPR values of the Baseband signals of the respective modulation methods.
表２は、各変調信号を帯域制限フィルタ（Ｓｑｕａｒｅｄ Ｒｏｏｔ Ｒａｉｓｅｄ Ｃｏｓｉｎｅ ｒｏｌｌ−ｏｆｆ ｆｉｌｔｅｒ：ＳＲＲＣ）を用いて帯域制限・整形した信号の振幅ｘ（ｔ）の変動を次式に示す各信号波の最大電力値と平均電力値との比であるＰＡＰＲ値を用いて評価したものである。ただし、ｒｏｌｌ−ｏｆｆ率＝０．３５としたときの値を示している。 Table 2 shows the fluctuation of the amplitude x (t) of a signal obtained by band-limiting and shaping each modulated signal using a band-limited filter (Squared Root Raised Coscine roll-off filter: SRRC). It is evaluated using a PAPR value that is a ratio of the power value and the average power value. However, the value when the roll-off ratio = 0.35 is shown.
表２から、従来の３２ＡＰＳＫが５．１ｄＢであるのに対して、ＱＰＳＫ信号は３．８ｄＢ、ＢＰＳＫ信号は３．８ｄＢ、ＯＱＰＳＫ波は３．５ｄＢ、ＯＢＰＳＫ信号は３．１ｄＢであることが分かる。したがって、従来の３２ＡＰＳＫのＰＡＰＲに比べて、ＱＰＳＫ、ＯＱＰＳＫ、ＢＰＳＫ、ＯＢＰＳＫ信号はＰＡＰＲ値が小さい。このことは、本実施形態の変調方法が、従来技術に比べて、ＨＰＡをより効率の良好な飽和点に領域で動作させることを可能としていることを示している。 Table 2 shows that the conventional 32APSK is 5.1 dB, whereas the QPSK signal is 3.8 dB, the BPSK signal is 3.8 dB, the OQPSK wave is 3.5 dB, and the OBPSK signal is 3.1 dB. . Therefore, the QPSK, OQPSK, BPSK, and OBPSK signals have smaller PAPR values than the conventional 32APSK PAPR. This indicates that the modulation method of the present embodiment makes it possible to operate the HPA in a region at a saturation point with better efficiency as compared with the conventional technique.
＜重畳誤差を考慮した信号配置＞
図２４は、重畳誤差を考慮して振幅を修正した信号点配置を示す図である。空間での重畳合成時に位相誤差が発生すると図２４に示すようにＱＰＳＫ−１に対してＱＰＳＫ−２、ＢＰＳＫが位相回転するために、図２４の最小間隔であったＢ点とＣ点の間隔が増加し、Ｂ点とＤ点、Ｆ点の距離が接近する。ＱＰＳＫ−１とＱＰＳＫ−２、ＢＰＳＫの間に位相誤算が発生しても信号点間の距離を保つために図２５に示すようにＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２、とＢＰＳＫの振幅ｒ１、ｒ２、ｒ３を調整することにより信号点間の最小の幾何距離を調整することにより、Ｂ点とＤ点、Ｆ点の距離が保たれることを示している。
<Signal arrangement considering superposition error>
FIG. 24 is a diagram illustrating a signal point arrangement in which the amplitude is corrected in consideration of the superposition error. When a phase error occurs during superposition synthesis in space, as shown in FIG. 24, QPSK-2 and BPSK are rotated in phase with respect to QPSK-1, so that the interval between points B and C, which was the minimum interval in FIG. Increases, and the distance between point B, point D, and point F approaches. In order to maintain the distance between signal points even if a phase error occurs between QPSK-1, QPSK-2, and BPSK, as shown in FIG. 25, QPSK-1, QPSK-2, and BPSK amplitudes r1, r2, It is shown that the distance between the point B, the point D, and the point F can be maintained by adjusting the minimum geometric distance between the signal points by adjusting r3.
＜重畳誤差推定機能を有した変形信号空間配置による復調＞
受信側での復調前に、図２６に示すＬ点とＭ点の２つの既知のシンボルを一定期間送信し、受信側でそれらの信号配置点（次式）を観測する。図２６は、重畳誤差を推定するために使用する受信点Ｌ点とＭ点の例を示す図である。
<Demodulation by modified signal space arrangement with superposition error estimation function>
Before demodulation on the reception side, two known symbols of point L and point M shown in FIG. 26 are transmitted for a certain period, and their signal constellation points (following equations) are observed on the reception side. FIG. 26 is a diagram illustrating an example of reception points L and M used for estimating a superposition error.
次式に示すように、Ｌ点とＭ点の２点を観測することにより、ＱＰＳＫ−１に対する相対変化分として、重畳時に発生した利得と位相誤差α’、β’、α’’β’’を推定する。
ＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２およびＢＰＳＫ波は、位相誤差Δφを受けて、次式のように表すことができる。
As shown in the following equation, by observing the two points L point and point M, as a relative variation against QPSK-1, gain and phase errors alpha occurs during superposition ', β', α '' β '' Is estimated.
The QPSK-1, QPSK-2, and BPSK waves can be expressed as the following equation in response to the phase error Δφ.
ここでＬ点とＭ点は、以下に示すＢＰＳＫ波の位相が互いに１８０度異なる。 Here, the phase of the BPSK wave shown below differs from the L point and the M point by 180 degrees.
したがって、図２６に示すＬ点とＭ点は次の２式で与えられる。 Therefore, the points L and M shown in FIG. 26 are given by the following two equations.
これらの２式を用いてＱＰＳＫ−１の受信波に対する相対的変化をみる。ここで、ＱＰＳＫ−２の振幅相対変化、位相相対変化分をα’、β’と定義し、ＢＰＳＫ波の相対変化分をα’’β’’と定義すると、次の２式で与えられる。 Using these two equations, we will see the relative change of QPSK-1 with respect to the received wave. Here, when the relative amplitude change and phase relative change of QPSK-2 are defined as α ′ and β ′, and the relative change of the BPSK wave is defined as α ″ β ″ , the following two equations are given.
これらの両式から、α’、β’とα’’β’’の値を次の４式のように求めることができる。 From these two equations, the values of α ′ , β ′ and α ″ β ″ can be obtained as the following four equations.
これらの推測値α’、β’、α’’β’’を用いて送信側で設定している信号空間配置に対して、ＱＰＳＫ−１に対してＱＰＳＫ−２、ＢＰＳＫを位相回転β’、β’’すると同時に利得（振幅）α’、α’’を変化させることで、次式に示す変形信号空間配置を形成することが可能となる。 These estimates α ', β', α ' ' β '' relative to the signal spatial arrangement that is set on the transmitting side using a phase rotation of the QPSK-2, BPSK respect QPSK-1 beta ', By changing the gain (amplitude) α ′ and α ″ at the same time as β ″, it is possible to form a modified signal space arrangement represented by the following equation.
受信側で、この変形信号空間配置を用いて、受信シンボルがどの信号点に最も近いかを判断し、復調を行う。 On the receiving side, using this modified signal space arrangement, it is determined which signal point the received symbol is closest to, and demodulation is performed.
＜実施例＞
以下に本実施形態の実施例（適用例）を示し、本実施形態に係る変復調方法の性能を評価する。
<Example>
An example (application example) of this embodiment will be shown below, and the performance of the modulation / demodulation method according to this embodiment will be evaluated.
＜伝送特性の評価＞
図２７は、伝送特性の比較をした図であって、空間重畳誤差がないときの、ＨＰＡを線形動作させたときと、１．５ｄＢ出力バックオフした点［１．５ｄＢ ＯＢＯ］で動作させたときの従来方式と本考案の方式の誤り率（ＢＥＲ）と１ビット当たりのエネルギ対雑音電力密度比（Ｅｂ／Ｎ０）との関係を示している。参考のために、理想状態である線形時の特性も併せて示している。
<Evaluation of transmission characteristics>
FIG. 27 is a diagram comparing transmission characteristics, in which there is no spatial superposition error, when the HPA is operated linearly, and at a point [1.5 dB OBO] where the output backoff is 1.5 dB. The relationship between the error rate (BER) of the conventional method and the method of the present invention and the energy-to-noise power density ratio (Eb / N0) per bit is shown. For reference, the characteristics in the linear state, which is an ideal state, are also shown.
線形動作時の従来技術と本実施形態のＢＥＲ特性の差は非常に小さいことが分かる、これは、表１に示したように、信号点の最小距離と電力比の値（Ｄｐ２）／Ｐｏｕｔに大差がないことを裏付けている。 It can be seen that the difference in the BER characteristics between the prior art and the present embodiment at the time of linear operation is very small. As shown in Table 1, this is the minimum signal point distance and power ratio value (Dp 2 ) / Pout. That there is no big difference.
一方、電力増幅器の効率の良好な１．５ｄＢ ＯＢＯで動作させたとき、従来方式は、誤り率が大幅に劣化するのに対して、本実施形態の変調方法の特性は、線形動作時からの劣化が非常に少ないことが分かる。このことより、本実施形態の変調復調方法では、電力増幅器の非線形特性の影響を受け難く、電力増幅器の非線形領域で運用可能となる。 On the other hand, when the power amplifier is operated with a 1.5 dB OBO having good efficiency, the error rate of the conventional method is greatly deteriorated. On the other hand, the characteristics of the modulation method of this embodiment are the same as those in the linear operation. It can be seen that there is very little degradation. Thus, the modulation and demodulation method according to the present embodiment is hardly affected by the nonlinear characteristics of the power amplifier and can be operated in the nonlinear region of the power amplifier.
＜低消費電力の具体的な効果＞
表３は、同一の電力増幅器を使用して算出した電力増幅器での消費電力を比較したものである。
<Specific effects of low power consumption>
Table 3 compares the power consumption of the power amplifiers calculated using the same power amplifier.
同一の雑音（ＡＷＧＮ）環境（Ｅｂ／Ｎ０＝１３ｄＢ）下で、同一のビット誤り率（６Ｅ−３）を実現するようにＨＰＡの出力バックオフの値を変化させて評価したものである。本実施形態の変調技術を用いるとＨＰＡの動作点を出力バックオフ１．５ｄＢから１．６ｄＢ程度の飽和点近傍で動作可能である。
これに対して、従来方法では、出力バックオフを９ｄＢとなる線形領域に設定しないと実現できない。この結果、従来技術では、十分に線形領域で動作させるために、電力効率が低下する結果、消費電力が増加する。
従来技術を１とすると、本実施形態では、消費電力を４分の１に低減可能である。
The evaluation is made by changing the output back-off value of the HPA so as to realize the same bit error rate (6E-3) under the same noise (AWGN) environment (Eb / N0 = 13 dB). When the modulation technique of this embodiment is used, the operating point of the HPA can be operated in the vicinity of a saturation point of about 1.5 dB to 1.6 dB of output back-off.
On the other hand, the conventional method cannot be realized unless the output back-off is set to a linear region of 9 dB. As a result, in the prior art, in order to operate in a sufficiently linear region, the power efficiency decreases, resulting in an increase in power consumption.
Assuming that the prior art is 1, in this embodiment, power consumption can be reduced to a quarter.
＜帯域外スプリアスレベルの低減効果＞
電力増幅器から出力されるスプリアスレベルは信号波のスペクトラムとＨＰＡの動作点で決定される。
特に、他のシステムへの干渉を抑える観点から、使用周波数帯域近傍の帯域外のレベルが低いことが求められる。
<Reduction effect of out-of-band spurious level>
The spurious level output from the power amplifier is determined by the spectrum of the signal wave and the operating point of the HPA.
In particular, from the viewpoint of suppressing interference with other systems, the level outside the band near the use frequency band is required to be low.
図２８は本実施形態による３２ＰＳＫの実施例であって、ＨＰＡの出力スペクトラムを示している。電力増幅器を線形動作させたときと、１．５ｄＢ ＯＢＯ（出力バックオフ）時の高効率動作時のスペクトラムを比較したものである。線形動作時のスペクトラムに大差がないが、１．５ｄＢ ＯＢＯの非線形領域で動作させると従来方法では、帯域外のスペクトラム（図２８中、正規化周波数が０．５以上の領域）が上昇している。本考案の方法（ＱＰＳＫとＢＰＳＫを使用時）の場合、このスペクトラムの上昇の割合が小さく良好な特性を示している。 FIG. 28 shows an example of 32PSK according to the present embodiment and shows an output spectrum of HPA. This is a comparison of the spectrum when the power amplifier is operated linearly and when the power amplifier is operated with high efficiency at 1.5 dB OBO (output backoff). Although there is no significant difference in the spectrum during linear operation, when operating in the non-linear region of 1.5 dB OBO, the spectrum outside the band (the region where the normalized frequency is 0.5 or more in FIG. 28) increases in the conventional method. Yes. In the case of the method of the present invention (when QPSK and BPSK are used), the rate of increase of this spectrum is small and good characteristics are shown.
＜その他の実施例＞
以上は、３２値（＝２５）多値変調について説明しているが、図２９は、本実施形態による８ＡＰＳＫの実施例であって、８＝２３値多値変調波に適用した構成例を示す。１波のＱＰＳＫと１波のＢＰＳＫの出力を重畳合成して得られる。これは従来技術の８ＰＳＫに相当する。３２ＡＰＳＫと同様にＨＰＡの低消費電力化の効果が期待できる。
<Other examples>
The above is a description of 32-level (= 2 5 ) multilevel modulation. FIG. 29 is an example of 8APSK according to the present embodiment, and is a configuration example applied to an 8 = 2 3- level multilevel modulation wave. Indicates. It is obtained by superimposing the output of one wave QPSK and one wave BPSK. This corresponds to the conventional 8PSK. The effect of low power consumption of HPA can be expected as in 32APSK.
さらに、図３０は、１２８＝（２７）値多値変調に適用した構成例を示している。ＱＰＳＫ−１、ＱＰＳＫ−２、ＱＰＳＫ−３、ＢＰＳＫ信号を重畳合成して実現する構成である。３２ＡＰＳＫと同様な効果が期待できる。 Further, FIG. 30 shows a configuration example applied to 128 = (2 7 ) value multilevel modulation. In this configuration, QPSK-1, QPSK-2, QPSK-3, and BPSK signals are superimposed and synthesized. The same effect as 32APSK can be expected.
本発明について上記実施形態を参照しつつ説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではなく、改良の目的または本発明の思想の範囲内において改良または変更が可能である。 Although the present invention has been described with reference to the above embodiment, the present invention is not limited to the above embodiment, and can be improved or changed within the scope of the purpose of the improvement or the idea of the present invention.
以上のように、本発明に係る変復調方法は、信号空間配置の変形を受けにくく、高効率電力増幅が可能である。 As described above, the modulation / demodulation method according to the present invention is less susceptible to deformation of the signal space arrangement and enables high-efficiency power amplification.
Claims (9)
（１）（前記第２あるいは第Ｎまでの複数のＱＰＳＫ波の半径）／（前記第１のＱＰＳＫ波の半径）、及び、（前記ＢＰＳＫ波の半径）／（前記第１のＱＰＳＫ波の半径）を調整し、かつ、前記第１のＱＰＳＫ波に対する、前記第２あるいは第Ｎまでの複数のＱＰＳＫ波の相対位相角は等しく、前記２つのＢＰＳＫ波は位相角を＋／−（π／４）回転させた２種のＢＰＳＫ波を有し、伝送する情報に応じて、前記２種のＢＰＳＫ波のいずれかを選択すること、あるいは、
（２）前記第１のＱＰＳＫ波と、前記第２のＱＰＳＫ波のみと、前記２つのＢＰＳＫ波のうちの１つで構成され、前記第１のＱＰＳＫ波に対する、前記第２のＱＰＳＫ波の位相角及び前記ＢＰＳＫ波の２種の位相角をさらに同時に同量回転させることを特徴とする変復調方法。 A signal space arrangement formed by superimposing and synthesizing one of the first QPSK wave, the second or Nth QPSK waves, and one of the two BPSK waves in space, where N is 3 or more It is an integer so that when power is normalized, the smallest geometric distance between signal points is maximized.
(1) (radius of the plurality of QPSK waves up to the second or Nth) / (radius of the first QPSK wave) and (radius of the BPSK wave) / (radius of the first QPSK wave) ) And the relative phase angles of the second or Nth QPSK waves with respect to the first QPSK wave are equal, and the two BPSK waves have a phase angle of +/− (π / 4). ) Having two types of rotated BPSK waves and selecting one of the two types of BPSK waves according to the information to be transmitted; or
(2) The first QPSK wave, only the second QPSK wave, and one of the two BPSK waves, and the phase of the second QPSK wave with respect to the first QPSK wave A modulation / demodulation method characterized by further simultaneously rotating the angle and two phase angles of the BPSK wave by the same amount.
The first QPSK wave, only the second QPSK wave, and the two BPSK waves, and the phase angle of the second QPSK wave and the phase angle of the BPSK wave with respect to the first QPSK wave The modulation / demodulation method according to claim 1, wherein is rotated counterclockwise by 14 degrees.
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