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Description
本発明は、二次電池を充電するための充電装置に関するものである。 The present invention relates to a charging device for charging a secondary battery.
一般に、二次電池を充電するための充電装置は、出力電圧および出力電流を広範囲に変化させることが要求される。すなわち、二次電池の端子電圧は充電状態に応じて大きく変化するから、充電装置は、二次電池の端子電圧に合わせて低電圧から定格電圧まで広範囲に出力電圧を変化させることが要求される。また、二次電池の急速充電時には充電電流が大電流になり、二次電池の補充電時には充電電流が微弱電流になるから、充電装置は、二次電池の充電電流に合わせて出力電流を広範囲に亘って変化させることが要求される。 In general, a charging device for charging a secondary battery is required to change an output voltage and an output current over a wide range. That is, since the terminal voltage of the secondary battery changes greatly according to the state of charge, the charging device is required to change the output voltage over a wide range from a low voltage to a rated voltage according to the terminal voltage of the secondary battery. . In addition, when the secondary battery is rapidly charged, the charging current becomes large, and when the secondary battery is auxiliary charged, the charging current becomes weak. Therefore, the charging device has a wide range of output currents according to the charging current of the secondary battery. It is required to be changed over time.
この種の充電装置は、直列制御型の定電圧電源を用いた構成と、スイッチング電源を用いた構成とが主として採用されている。とくに、スイッチング電源を用いた充電装置は、直列制御型の定電圧電源を用いた充電装置に比べて、電力変換の効率が高く、小型化が可能であることから広く採用されている。 This type of charging device mainly employs a configuration using a series control type constant voltage power supply and a configuration using a switching power supply. In particular, a charging device using a switching power supply is widely used because it has a higher power conversion efficiency and can be reduced in size compared to a charging device using a series-controlled constant voltage power supply.
ところで、共振型のスイッチング電源は、回路効率が良好で雑音も抑制されるから、共振型のスイッチング電源を充電装置に用いると、小型かつ低コストの充電装置を提供できると考えられる。 By the way, since the resonance type switching power supply has good circuit efficiency and suppresses noise, it is considered that when the resonance type switching power supply is used for the charging device, a small and low cost charging device can be provided.
共振型のスイッチング電源を用いた充電装置としては、たとえば、図１３に示す構成が提案されている。図示する充電装置は、２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２と共振用のインダクタＬ１１，Ｌ１２，Ｌ１３，Ｌ１４と共振用のコンデンサＣ１１，Ｃ１２とを備えている。インダクタＬ１１，Ｌ１２はインダクタＬ１５，Ｌ１６と磁気結合されている。インダクタＬ１５，Ｌ１６から取り出される電力は、ダイオードＤ１１，Ｄ１２、インダクタＬ１７、コンデンサＣ１３により整流平滑され、二次電池Ｂ１の充電に用いられる（特許文献１参照）。特許文献１に記載された充電装置は、プシュプル型のスイッチング電源を用いて構成され、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２は制御部ＣＮ１１によりオンオフが制御される。
As a charging device using a resonance type switching power supply, for example, a configuration shown in FIG. 13 has been proposed. The illustrated charging device includes two switching elements Q11 and Q12, resonance inductors L11, L12, L13, and L14, and resonance capacitors C11 and C12. Inductors L11 and L12 are magnetically coupled to inductors L15 and L16. The electric power extracted from the inductors L15 and L16 is rectified and smoothed by the diodes D11 and D12, the inductor L17, and the capacitor C13, and used for charging the secondary battery B1 (see Patent Document 1). The charging device described in
制御部ＣＮ１１は、２個のスイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をともにオフにするデッドオフタイムと、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２をオンオフさせる駆動周波数とを制御することにより、二次電池Ｂ１への出力を調節する。すなわち、制御部ＣＮ１１は、充電電流の大小に応じてデッドオフタイムを調節し、充電電流が大きいときに共振モードで動作させ、トリクル充電のように充電電流が小さいときに非共振モードで動作させる。また、制御部ＣＮ１１は、充電装置の出力を変化させる際には、デッドオフタイムを一定に保って駆動周波数を変化させ、出力を低下させるときには駆動周波数を高くしている。 The control unit CN11 adjusts the output to the secondary battery B1 by controlling the dead-off time for turning off the two switching elements Q11 and Q12 and the drive frequency for turning on and off the switching elements Q11 and Q12. . That is, the control unit CN11 adjusts the dead-off time according to the magnitude of the charging current, operates in the resonance mode when the charging current is large, and operates in the non-resonance mode when the charging current is small as in trickle charging. . Further, the controller CN11 changes the drive frequency while keeping the dead-off time constant when changing the output of the charging device, and increases the drive frequency when reducing the output.
制御部ＣＮ１１は、充電電流を低減させる場合、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２がともにオフになるデッドオフタイムを長くし、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１２に印加される共振電圧が最小になる領域でスイッチングを行う。この動作では疑似的に共振動作が行われる。また、二次電池Ｂ１の満充電付近において定電圧充電を行っており、定電圧充電の際には、デッドオフタイムが異なる複数の非共振モードが設定され、充電電流に応じて何れかの非共振モードを選択することにより、スイッチング損失の増加が抑制される。 When the charging current is reduced, the controller CN11 lengthens the dead-off time when both the switching elements Q11 and Q12 are turned off, and performs switching in a region where the resonance voltage applied to the switching elements Q11 and Q12 is minimized. In this operation, a pseudo resonance operation is performed. Further, constant voltage charging is performed near the full charge of the secondary battery B1, and a plurality of non-resonant modes having different dead-off times are set during constant voltage charging, and any non-resonant mode is set according to the charging current. By selecting the resonance mode, an increase in switching loss is suppressed.
共振型のスイッチング電源を用いた充電装置としては、たとえば、図１４に示す構成も提案されている。この充電装置は、２個のスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の直列回路を備えたハーフブリッジ型のスイッチング電源を採用している。スイッチング素子Ｑ２２には、コンデンサＣ２１とインダクタＬ２１とトランスＴ２の一次巻線Ｎ１２との直列回路が並列に接続される。さらに、トランスＴ２の一次巻線Ｎ１２にコンデンサＣ２２が並列に接続されている。トランスＴ２の二次巻線Ｎ２２から取り出される電力は、ダイオードＤ２１，Ｄ２２、コンデンサＣ２３により整流平滑され、二次電池Ｂ２の充電に用いられる（特許文献２参照）。コンデンサＣ２１，Ｃ２２、インダクタＬ２１、トランスＴ２は共振回路を構成している。スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２は、制御回路ＣＮ２１により交互にオンオフされる。 As a charging device using a resonant switching power supply, for example, a configuration shown in FIG. 14 has also been proposed. This charging apparatus employs a half-bridge type switching power supply having a series circuit of two switching elements Q21 and Q22. A series circuit of a capacitor C21, an inductor L21, and a primary winding N12 of the transformer T2 is connected in parallel to the switching element Q22. Further, a capacitor C22 is connected in parallel to the primary winding N12 of the transformer T2. The electric power extracted from the secondary winding N22 of the transformer T2 is rectified and smoothed by the diodes D21 and D22 and the capacitor C23 and used for charging the secondary battery B2 (see Patent Document 2). The capacitors C21 and C22, the inductor L21, and the transformer T2 constitute a resonance circuit. Switching elements Q21 and Q22 are alternately turned on and off by control circuit CN21.
制御回路ＣＮ２１は、充電電流が大きい領域ではスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の駆動周波数を低くし、充電電流が小さい領域ではスイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２の駆動周波数を高くする。また、コンデンサＣ２１とインダクタＬ２１は充電電流が大きい領域の低い駆動周波数に対応するように設定されており、コンデンサＣ２２は充電電流が小さい領域の高い駆動周波数に対応するように設定されている。この構成は、駆動周波数を変化させることにより充電電流を調節する。また、複数の共振点を有していることにより、広範囲の充電電流に対して共振状態を維持することが可能になっている。 Control circuit CN21 decreases the driving frequency of switching elements Q21 and Q22 in a region where the charging current is large, and increases the driving frequency of switching elements Q21 and Q22 in a region where the charging current is small. The capacitor C21 and the inductor L21 are set so as to correspond to a low driving frequency in a region where the charging current is large, and the capacitor C22 is set so as to correspond to a high driving frequency in a region where the charging current is small. This configuration adjusts the charging current by changing the driving frequency. Further, by having a plurality of resonance points, it is possible to maintain a resonance state over a wide range of charging currents.
共振型のスイッチング電源には、上述した構成のほか、図１５に示すように、電流共振と部分共振による電圧共振とを複合した複合共振型のスイッチング電源もある。図示例は２個のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の直列回路を備えたハーフブリッジ型であって、図１４に示した構成とは、共振回路の構成が異なっている。すなわち、ローサイドのスイッチング素子Ｑ３２にコンデンサＣ３１が並列に接続され、コンデンサＣ３１にはインダクタＬ３１とトランスＴ３の一次巻線Ｎ３１とコンデンサＣ３２との直列回路が並列に接続されている。この構成では、コンデンサＣ３１，Ｃ３２とインダクタＬ３１とトランスＴ３とが共振回路を構成している。 In addition to the above-described configuration, the resonance type switching power supply includes a composite resonance type switching power supply in which current resonance and voltage resonance by partial resonance are combined as shown in FIG. The illustrated example is a half bridge type having a series circuit of two switching elements Q31 and Q32, and the configuration of the resonance circuit is different from the configuration shown in FIG. That is, the capacitor C31 is connected in parallel to the low-side switching element Q32, and a series circuit of the inductor L31, the primary winding N31 of the transformer T3, and the capacitor C32 is connected in parallel to the capacitor C31. In this configuration, the capacitors C31 and C32, the inductor L31, and the transformer T3 form a resonance circuit.
また、トランスＴ３の二次巻線Ｎ３２から取り出される電力は、ダイオードＤ３１，Ｄ３２、コンデンサＣ３３により整流平滑される。特許文献１、２とは異なり、図１５に示す構成例では、二次電池ではなく負荷ＬＤに直流電力を供給する構成を示している。また、図では、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２のオンオフを制御する制御回路が省略されている。
Further, the electric power extracted from the secondary winding N32 of the transformer T3 is rectified and smoothed by the diodes D31 and D32 and the capacitor C33. Unlike
図１５に示す構成の動作例を図１６に示す。図１６（ａ）（ｂ）はスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２のゲート−ソース間の電圧Ｖｇｓ、図１６（ｃ）（ｄ）はスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（実線）およびドレイン電流Ｉｄ（破線）を示す。さらに、図１６（ｅ）はコンデンサＣ３２の両端電圧であり、図１６（ｆ）はダイオードＤ３１，Ｄ３２に流れる電流を示している。この動作では、２個のスイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２がともにオフになるデッドオフタイムが設けられている。 An operation example of the configuration shown in FIG. 15 is shown in FIG. 16A and 16B show the gate-source voltage Vgs of the switching elements Q31 and Q32. FIGS. 16C and 16D show the drain-source voltage Vds (solid line) and the drain of the switching elements Q31 and Q32. Current Id (broken line) is shown. Further, FIG. 16E shows the voltage across the capacitor C32, and FIG. 16F shows the current flowing through the diodes D31 and D32. In this operation, a dead-off time in which the two switching elements Q31 and Q32 are both turned off is provided.
スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の駆動周波数は、コンデンサＣ３２とインダクタＬ３１とトランスＴ３とにより構成される直列共振回路の共振周波数よりも低く設定される。この構成では、電流共振と電圧共振とを複合した複合共振の動作になり、高効率かつ低雑音で動作させることが可能である。 The driving frequency of the switching elements Q31 and Q32 is set lower than the resonance frequency of the series resonance circuit constituted by the capacitor C32, the inductor L31, and the transformer T3. With this configuration, the operation is a composite resonance in which current resonance and voltage resonance are combined, and can be operated with high efficiency and low noise.
特許文献１に示された充電装置は、充電電流が大きい領域では充電電流を定電流とし、充電電流が小さい領域では充電装置の出力電圧を定電圧にする定電圧充電を行う。特許文献１に記載された構成では、充電のすべての領域で、高効率かつ低雑音になるように、充電の状況に応じて、共振動作と擬似的な共振動作と複数の共振モードとから動作を選択することが必要であって、回路構成が複雑になるという問題がある。また、電圧型のコンバータであるプシュプル型のスイッチング電源を用いているから、容量の大きい二次電池Ｂ１の急速充電を行う場合のように大きい充電電流が必要である場合には、トランスＴ１が大型化する可能性がある。
The charging device disclosed in
特許文献２に示された充電装置は、ハーフブリッジ型であるからプシュプル型の構成を採用する場合よりもトランスＴ２を小型化可能である。しかしながら、容量の大きい二次電池Ｂ２の急速充電を行う場合、広範囲の充電条件に対して駆動周波数を制御するだけで共振動作を維持することは困難である。また、トランスＴ２の一次巻線Ｎ２１と二次巻線Ｎ２２との巻数比は、電池電圧がもっとも高い状態を想定して設計されるので、電池電圧が低い場合には、過大な充電電流が流れるおそれがある。
Since the charging device shown in
さらに、特許文献２に記載された構成のように、直列共振を用いたハーフブリッジ型のスイッチング電源は、スイッチング素子Ｑ２１，Ｑ２２のストレスを回避するために、共振回路の共振周波数よりも高い駆動周波数で動作させる必要がある。そのため、二次電池Ｂ２の残容量が少なく電池電圧が低い領域において所定の充電電流を流そうとすると、動作周波数が非常に高くなり、結果的に、スイッチング損失の増加などに伴って効率が低下し雑音が増大するおそれがある。
Further, as in the configuration described in
図１５に示した複合共振を利用するハーフブリッジ型のスイッチング電源は、コンデンサＣ３２の容量をＣｉとし、インダクタＬ３１のインダクタンスをＬｒとすると、入力電圧Ｖｉｎと出力電圧Ｖｏｕｔとが数１の関係になることが知られている。
In the half-bridge type switching power supply using the complex resonance shown in FIG. 15, the input voltage Vin and the output voltage Vout have a relationship of
数１からわかるように、出力電圧Ｖｏｕｔを変化させるには、電力非伝達期間τを変化させればよい。つまり、スイッチング素子Ｑ３１，Ｑ３２の駆動周波数を変化させることにより、出力電圧Ｖｏｕｔが変化する。しかしながら、充電装置は、上述のように、出力電圧および出力電流を広範囲に変化させることが要求されるから、出力電圧および出力電流のすべての領域において、最適な共振条件を維持することは容易ではない。
As can be seen from
本発明は、二次電池の急速充電を可能にする充電装置において、比較的簡単な回路構成を用いながらも、広範囲な充電条件の変化に対して共振動作を利用することによって高効率かつ低雑音を可能にし、しかも、トランスの小型化が可能である充電装置を提供することを目的とする。 The present invention is a charging device that enables quick charging of a secondary battery, and uses a resonance operation for a wide range of charging condition changes while using a relatively simple circuit configuration, thereby achieving high efficiency and low noise. It is another object of the present invention to provide a charging device that can reduce the size of the transformer.
本発明に係る充電装置は、上記目的を達成するために、入力電源である直流電源の両端間に接続された２個のスイッチング素子の直列回路と、スイッチング素子のオンオフを制御する充電制御回路と、スイッチング素子のうちの一方に並列に接続されインダクタとトランスの一次巻線とコンデンサとの直列回路を備えた複合共振動作用の共振回路と、トランスの二次巻線の出力を整流平滑し二次電池に充電電流を供給する整流平滑回路と、二次電池の端子電圧である電池電圧および二次電池に流す充電電流を検出する状態検出回路とを備え、充電制御回路は、インダクタとトランスの一次巻線とコンデンサとで決まる共振周波数よりも高い周波数範囲で電力非伝達期間を形成しながら２個のスイッチング素子のオンオフを制御するとともに、充電が開始されてから状態検出回路が検出した電池電圧が規定の目標電圧に達するまでは充電電流が定電流になり、電池電圧が目標電圧に達していると定電圧で充電するように、スイッチング素子のオンオフを制御し、さらに、充電電流を定電流とする期間において、電池電圧に応じた切替電圧を設け、電池電圧が当該切替電圧未満である第１の制御領域において、２個のスイッチング素子のオン期間の時比率を調節することにより、電池電圧が低いほど時比率を小さくするように変化させ、電池電圧が当該切替電圧以上である第２の制御領域において、２個のスイッチング素子のオン期間が等しくなるように時比率を一定としながら、電池電圧が高いほどスイッチング素子の駆動周波数を引き下げることを特徴とする。 In order to achieve the above object, a charging device according to the present invention includes a series circuit of two switching elements connected between both ends of a DC power source that is an input power source, a charge control circuit that controls on / off of the switching elements, Rectifying and smoothing the output of the resonance circuit for complex resonance operation, which is connected in parallel to one of the switching elements and includes a series circuit of a primary winding and a capacitor of the inductor, the transformer, and the secondary winding of the transformer. A rectifying / smoothing circuit that supplies a charging current to the secondary battery, and a state detection circuit that detects a battery voltage that is a terminal voltage of the secondary battery and a charging current that flows to the secondary battery, and the charging control circuit includes an inductor and a transformer While controlling the on / off of the two switching elements while forming a power non-transmission period in a frequency range higher than the resonance frequency determined by the primary winding and the capacitor, Switching is performed so that the charging current is constant until the battery voltage detected by the state detection circuit reaches the specified target voltage after charging starts, and charging is performed at a constant voltage when the battery voltage reaches the target voltage. The switching voltage according to the battery voltage is provided in a period in which the on / off of the element is controlled and the charging current is a constant current, and two switching elements are provided in the first control region in which the battery voltage is lower than the switching voltage. of by adjusting the duty ratio of the on-period, varied as the battery voltage is reduced low enough time ratio, in the second control region the battery voltage is the switching voltage above the two switching elements It is characterized in that the driving frequency of the switching element is lowered as the battery voltage is increased while keeping the time ratio constant so that the ON periods are equal.
この充電装置において、充電制御回路は、第１の制御領域において、２個のスイッチング素子のうちのいずれか一方のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、残りの一方のスイッチング素子のオン期間を調節することにより時比率を制御することが好ましい。 In this charging device, the charging control circuit, Te first control region odor, two one ON period of one switching element of the switching element kept constant, the ON period of the remaining one of the switching elements It is preferable to control the duty ratio by adjusting .
この充電装置において、充電制御回路は、第１の制御領域において、状態検出回路が検出した電池電圧が規定の閾値電圧以上である領域においては、２個のスイッチング素子のうちの第１のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、かつ第２のスイッチング素子のオン期間を調節し、電池電圧が閾値電圧未満である領域においては、第２のスイッチング素子のオン期間を一定に保ち、かつ第１のスイッチング素子のオン期間を調節することが好ましい。 In this charging device, the charging control circuit, in the first control region, in the region the battery voltage state detecting circuit detects is prescribed threshold voltage or more, two of the first switching element of the switching element maintaining the on-time constant, and adjusting the on-period of the second switching element, in the region the battery voltage is less than the threshold voltage, the coercive Chi the oN period of the second switching element to be constant, and the it is preferable to adjust the on-period of the first switching element.
この充電装置において、満充電時の電池電圧が異なる複数種類の二次電池に適合する充電装置であって、充電制御回路は、第２の制御領域において、二次電池の仕様ごとに定めた充電電流が流れるように、スイッチング素子の駆動周波数を変化させることが好ましい。 In this charging device, the charging device is suitable for a plurality of types of secondary batteries having different battery voltages at the time of full charge, and the charging control circuit is configured to perform charging determined for each specification of the secondary battery in the second control region. It is preferable to change the drive frequency of the switching element so that a current flows.
この充電装置において、充電制御回路は、電池電圧が目標電圧に達した後、２個のスイッチング素子のオン期間が等しくなる状態で時間の経過とともに駆動周波数を高くして充電電流を低減させ、少なくとも電力非伝達期間が消滅する時点から、スイッチング素子の一方のオン期間を一定に保ち、充電電流が少ないほどスイッチング素子の他方のオン期間を短くあるいは長くすることが好ましい。 In this charging apparatus, after the battery voltage reaches the target voltage, the charging control circuit reduces the charging current by increasing the driving frequency with the lapse of time while the ON periods of the two switching elements are equal, From the time when the power non-transmission period disappears, it is preferable to keep one on-period of the switching element constant and to shorten or lengthen the other on-period of the switching element as the charging current decreases.
この充電装置において、充電制御回路は、電池電圧が目標電圧に達した後、２個のスイッチング素子のオン期間が等しくなる状態で時間の経過とともに駆動周波数を高くして充電電流を低減させ、少なくとも電力非伝達期間が消滅する時点から、スイッチング素子の一方のオン期間を一定に保ち、充電電流が少ないほどスイッチング素子の他方のオン期間を短くあるいは長くするとともに、充電電流が規定の閾値電流未満である領域においては、スイッチング素子の前記他方のオン期間を一定に保ち、スイッチング素子の前記一方のオン期間を長くあるいは短くすることが好ましい。 In this charging apparatus, after the battery voltage reaches the target voltage, the charging control circuit reduces the charging current by increasing the driving frequency with the lapse of time while the ON periods of the two switching elements are equal, From the time when the power non-transfer period disappears, one switching element's on-period is kept constant, and the smaller the charging current, the shorter or longer the other switching element's on-period, and the charging current is less than the specified threshold current. In a certain region, it is preferable to keep the other ON period of the switching element constant and to lengthen or shorten the one ON period of the switching element.
この充電装置において、充電制御回路は、電池電圧が目標電圧に達した後、スイッチング素子のオンオフ動作を間欠的に行って、充電電流を流す期間と停止させる期間とを設け、時間の経過とともに充電電流を停止させる期間を長くすることにより充電電流を低減させることが好ましい。 In this charging apparatus, after the battery voltage reaches the target voltage, the charging control circuit intermittently performs on / off operation of the switching element to provide a period for flowing a charging current and a period for stopping the charging, and charging with time. It is preferable to reduce the charging current by extending the period for stopping the current.
この充電装置において、トランスの二次巻線の両端からの出力を整流平滑する経路に挿入されたスイッチと、電池電圧が規定の電圧を超えるまではスイッチをオフにしてトランスの二次巻線に設けた中間タップからの出力を整流平滑させ、電池電圧が規定の電圧を超えるとスイッチをオンにしてトランスの二次巻線の両端からの出力を整流平滑させるスイッチ制御部とを備えることが好ましい。 In this charging device, the switch inserted in the path for rectifying and smoothing the output from both ends of the secondary winding of the transformer, and turning off the switch until the battery voltage exceeds the specified voltage, the secondary winding of the transformer It is preferable to include a switch control unit that rectifies and smoothes the output from the provided intermediate tap and turns on the switch when the battery voltage exceeds a specified voltage to rectify and smooth the output from both ends of the secondary winding of the transformer. .
この充電装置において、トランスは漏洩トランスであって、インダクタは漏洩トランスの漏洩インダクタンスを用いることが好ましい。 In this charging apparatus, the transformer is preferably a leakage transformer, and the inductor preferably uses the leakage inductance of the leakage transformer.
この充電装置において、二次電池はリチウムイオン電池であることが好ましい。 In this charging apparatus, the secondary battery is preferably a lithium ion battery.
本発明の構成によれば、二次電池の急速充電を可能にする充電装置において、比較的簡単な回路構成を用いながらも、広範囲な充電条件の変化に対して共振動作を利用することによって高効率かつ低雑音を可能にし、しかも、トランスの小型化が可能になるという効果がある。とくに、複合共振を利用するハーフブリッジ型のスイッチング電源を用いて、充電電力の大きい領域では共振動作させ、かつ充電電力の小さい領域でも部分的に共振動作させることを可能として、高効率かつ低雑音の充電装置を提供することを可能とする。また、ハーフブリッジ型であるからトランスが小型であり、低コスト化にも寄与する。 According to the configuration of the present invention, in a charging device that enables quick charging of a secondary battery, the resonance operation is utilized for a wide range of charging condition changes while using a relatively simple circuit configuration. There is an effect that the efficiency and low noise can be achieved and the transformer can be miniaturized. In particular, using a half-bridge type switching power supply that uses complex resonance, it is possible to perform resonance operation in a region where charging power is high and to perform partial resonance operation even in a region where charging power is low. It is possible to provide a charging device. Moreover, since it is a half-bridge type, the transformer is small and contributes to cost reduction.
（実施形態１）
以下に実施形態として説明する充電装置は、図１または図２に示すように、ハーフブリッジ型のコンバータを主回路として備える。
(Embodiment 1)
The charging device described below as an embodiment includes a half-bridge converter as a main circuit, as shown in FIG. 1 or FIG.
図１に示す充電装置は、ダイオードブリッジＤＢおよび平滑コンデンサＣ２を備え、商用電源のような交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで全波整流し、平滑コンデンサＣ２で平滑することにより入力電源を得ている。 The charging device shown in FIG. 1 includes a diode bridge DB and a smoothing capacitor C2, and obtains an input power supply by full-wave rectifying an AC power supply AC such as a commercial power supply with the diode bridge DB and smoothing with the smoothing capacitor C2. .
平滑コンデンサＣ２には、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の直列回路が並列に接続される。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、たとえば、パワーＭＯＳＦＥＴが用いられる。一方のスイッチング素子Ｑ２の両端（ドレイン−ソース）には、インダクタＬｒとトランスＴの一次巻線Ｎ１とコンデンサＣｒとの直列回路が並列に接続される。インダクタＬｒおよび一次巻線Ｎ１とコンデンサＣｒとは共振回路を構成する。さらに、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間容量Ｃｖも共振回路の一部として利用される。なお、ドレイン−ソース間容量Ｃｖに加えて、ドレイン−ソースに共振用のコンデンサ（図示せず）を並列に接続して共振回路を構成してもよい。 A series circuit of two switching elements Q1, Q2 is connected in parallel to the smoothing capacitor C2. For example, a power MOSFET is used for switching elements Q1, Q2. A series circuit of an inductor Lr, a primary winding N1 of a transformer T, and a capacitor Cr is connected in parallel to both ends (drain-source) of one switching element Q2. Inductor Lr, primary winding N1 and capacitor Cr constitute a resonant circuit. Further, the drain-source capacitance Cv of the switching element Q2 is also used as a part of the resonance circuit. In addition to the drain-source capacitance Cv, a resonance capacitor (not shown) may be connected in parallel to the drain-source to form a resonance circuit.
トランスＴの二次巻線Ｎ２はセンタタップを備え、二次巻線Ｎ２の出力は、整流用の２個のダイオードＤ１，Ｄ２と平滑コンデンサＣ４とインダクタＬ１とを用いた整流平滑回路により整流平滑され、二次電池Ｂに供給される。二次電池Ｂは、リチウムイオン電池を想定しているが、ニッケル水素電池、ニッケルカドミウム電池などの他の二次電池であってもよい。ここに、トランスＴの一次巻線Ｎ１と二次巻線Ｎ２との巻数比は、二次電池Ｂの定格電圧付近で十分な大きさの充電電流が得られるように設定される。 The secondary winding N2 of the transformer T has a center tap, and the output of the secondary winding N2 is rectified and smoothed by a rectifying and smoothing circuit using two diodes D1, D2 for rectification, a smoothing capacitor C4, and an inductor L1. And supplied to the secondary battery B. Although the secondary battery B is assumed to be a lithium ion battery, it may be another secondary battery such as a nickel metal hydride battery or a nickel cadmium battery. Here, the turn ratio between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer T is set so that a sufficiently large charging current is obtained in the vicinity of the rated voltage of the secondary battery B.
充電装置に二次電池Ｂが接続された状態では、平滑コンデンサＣ４の両端に、インダクタＬ１と二次電池Ｂと電流検出用の抵抗Ｒ１との直列回路が構成され、二次電池Ｂに流れる充電電流が抵抗Ｒ１の両端電圧として検出される。また、二次電池Ｂと並列に、２個の抵抗Ｒ２，Ｒ３の直列回路からなる電圧検出用の分圧回路が並列に接続され、二次電池Ｂの端子電圧（以下、「電池電圧」という）に比例する電圧が抵抗Ｒ３の両端電圧として検出される。すなわち、抵抗Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３により状態検出回路が構成される。 In a state where the secondary battery B is connected to the charging device, a series circuit of the inductor L1, the secondary battery B, and the current detection resistor R1 is formed at both ends of the smoothing capacitor C4, and the charge flowing through the secondary battery B A current is detected as a voltage across the resistor R1. In addition, a voltage detection voltage dividing circuit composed of a series circuit of two resistors R2 and R3 is connected in parallel with the secondary battery B, and the terminal voltage of the secondary battery B (hereinafter referred to as “battery voltage”). ) Is detected as the voltage across the resistor R3. That is, the state detection circuit is configured by the resistors R1, R2, and R3.
図示する充電装置は、平滑コンデンサＣ２と並列に接続されたコンデンサＣ５を備え、さらに、スイッチング素子Ｑ２とコンデンサＣｒとの接続点と、トランスＴのセンタタップとの間に接続されたコンデンサＣ６を備える。また、ダイオードブリッジＤＢの交流入力端には、ヒューズＦ、雑音防止用コンデンサＣ１、ラインフィルタＦＴなどを介して交流電源ＡＣが接続される。 The illustrated charging device includes a capacitor C5 connected in parallel with the smoothing capacitor C2, and further includes a capacitor C6 connected between a connection point between the switching element Q2 and the capacitor Cr and a center tap of the transformer T. . An AC power supply AC is connected to the AC input terminal of the diode bridge DB via a fuse F, a noise prevention capacitor C1, a line filter FT, and the like.
抵抗Ｒ１の両端電圧として検出される充電電流の情報、および抵抗Ｒ３の両端電圧として検出される電池電圧の情報は、充電制御回路ＣＮに入力される。充電制御回路ＣＮは、充電電流および電池電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるタイミングを決定し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオンオフさせるタイミング信号を出力する。タイミング信号は、絶縁用のフォトカプラＰＣ１，ＰＣ２を介して駆動回路ＤＲに入力され、駆動回路ＤＲにおいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に与える駆動信号が生成される。駆動信号は、タイミング信号による指示に従ってスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御する。 Information on the charging current detected as the voltage across the resistor R1 and information on the battery voltage detected as the voltage across the resistor R3 are input to the charging control circuit CN. The charging control circuit CN determines the timing for turning on / off the switching elements Q1, Q2 based on the charging current and the battery voltage, and outputs a timing signal for turning on / off the switching elements Q1, Q2. The timing signal is input to the drive circuit DR via the photocouplers PC1 and PC2 for insulation, and the drive signal applied to the switching elements Q1 and Q2 is generated in the drive circuit DR. The drive signal controls on / off of the switching elements Q1, Q2 according to an instruction by the timing signal.
図２に示す充電装置は、図１の主回路に対してトランスＴを漏洩トランスＴ１に置き換えた構成を備え、共振に漏洩インダクタンスを用いることによりインダクタＬ１を省略している。他の構成は図１に示した充電装置と同様である。 The charging device shown in FIG. 2 has a configuration in which the transformer T is replaced with a leakage transformer T1 with respect to the main circuit of FIG. 1, and the inductor L1 is omitted by using a leakage inductance for resonance. Other configurations are the same as those of the charging apparatus shown in FIG.
以下では、図１、図２に示した充電装置の動作を説明する。本実施形態は、図３に示すように、定電圧・定電流充電に相当する充電方法を採用している。すなわち、充電制御回路ＣＮは、二次電池Ｂが放電によって低い電圧となっているときには充電電流を定電流とし、電池電圧が規定した目標電圧Ｖｔに達すると、微弱電流での補充電を行うように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御する。目標電圧Ｖｔは、たとえば、二次電池Ｂの定格電圧に設定される。図３に示す動作例では、放電されて端子電圧が相当程度低下した二次電池Ｂには定電流の充電電流を与え、目標電圧Ｖｔに達した後は、充電電流を徐々に低減させることを示している。 Below, operation | movement of the charging device shown in FIG. 1, FIG. 2 is demonstrated. As shown in FIG. 3, the present embodiment employs a charging method corresponding to constant voltage / constant current charging. That is, the charging control circuit CN sets the charging current to a constant current when the secondary battery B is at a low voltage due to discharging, and performs supplementary charging with a weak current when the battery voltage reaches the specified target voltage Vt. Further, on / off of the switching elements Q1, Q2 is controlled. The target voltage Vt is set to the rated voltage of the secondary battery B, for example. In the operation example shown in FIG. 3, a constant charging current is applied to the secondary battery B that has been discharged and the terminal voltage has dropped considerably, and after reaching the target voltage Vt, the charging current is gradually reduced. Show.
ところで、図１、図２に示す充電装置は、共振回路を用いてソフトスイッチングを行う共振型のスイッチング電源を用いている。より具体的には、ハーフブリッジ型のスイッチング電源に、複数の共振要素を組み合わせた複合共振型の構成を有している。この構成のスイッチング電源は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフのタイミングを適切に調節すると、高効率で動作させることが可能である。しかしながら、図３のように、充電電流が定電流である領域では電池電圧が大きく変化しているから、電池電圧の全範囲において、ソフトスイッチングが行われるようにスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフを制御することは困難である。 Incidentally, the charging device shown in FIGS. 1 and 2 uses a resonance type switching power source that performs soft switching using a resonance circuit. More specifically, it has a composite resonance type configuration in which a plurality of resonance elements are combined with a half-bridge type switching power supply. The switching power supply having this configuration can be operated with high efficiency by appropriately adjusting the on / off timing of the switching elements Q1, Q2. However, as shown in FIG. 3, since the battery voltage changes greatly in the region where the charging current is a constant current, on / off of the switching elements Q1, Q2 is controlled so that soft switching is performed in the entire range of the battery voltage. It is difficult to do.
そこで、本実施形態は、充電電流が定電流である領域を、図４のように、複数（図示例では２）の制御領域Ａ１，Ａ２に分割し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフの周波数とオンデューティとを制御領域Ａ１，Ａ２に応じて変化させている。制御領域Ａ１，Ａ２は、電池電圧と規定の切替電圧Ｖｓとの大小により分割されている。切替電圧Ｖｓは、たとえば、数１に示した関係において電力非伝達期間τがほぼ０になるように規定され、Ｖｉｎ／２ｎよりやや大きい程度に設定される。以下では、電池電圧が、切替電圧Ｖｓ未満である制御領域Ａ１を第１の制御領域と呼び、切替電圧Ｖｓ以上になる制御領域Ａ２を第２の制御領域と呼ぶ。
Therefore, in the present embodiment, the region where the charging current is a constant current is divided into a plurality of control regions A1 and A2 (2 in the illustrated example) as shown in FIG. The on-duty is changed according to the control areas A1 and A2. The control areas A1 and A2 are divided by the magnitude of the battery voltage and the specified switching voltage Vs. For example, the switching voltage Vs is defined such that the power non-transmission period τ is substantially 0 in the relationship shown in
図４の横軸は電池電圧であって、充電電流が定電流であるから、充電電力は電池電圧に比例して増加する。また、図４において、特性ａはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数、特性ｂはスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の時比率、特性ｃは充電装置の効率を示している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の時比率は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の合計に対するハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のオン期間の割合であって、百分率で表される。したがって、両スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間が等しく、１：１になる場合は、時比率は５０％になる。 Since the horizontal axis of FIG. 4 is the battery voltage and the charging current is a constant current, the charging power increases in proportion to the battery voltage. In FIG. 4, characteristic a indicates the driving frequency of the switching elements Q1 and Q2, characteristic b indicates the time ratio of the ON periods of the switching elements Q1 and Q2, and characteristic c indicates the efficiency of the charging device. The ratio of the ON periods of the switching elements Q1 and Q2 is the ratio of the ON period of the high-side switching element Q1 to the total of the ON periods of the switching elements Q1 and Q2, and is expressed as a percentage. Therefore, when the ON periods of both switching elements Q1 and Q2 are equal to 1: 1, the duty ratio is 50%.
充電制御回路ＣＮは、第１の制御領域Ａ１では、オン期間の時比率を５０％未満とし、かつ電池電圧が高いほど時比率を大きくするが、第２の制御領域Ａ２では、電池電圧にかかわらずオン期間の時比率を５０％として一定に保つ。また、充電制御回路ＣＮは、第２の制御領域Ａ２において、電池電圧が高いほど駆動周波数を低く設定する。図４では、第１の制御領域Ａ１においても、電池電圧が高いほど駆動周波数が低くなっているが、これは時比率を増加させて５０％に近づけた結果として駆動周波数が低下しているのであり、第１の制御領域Ａ１では駆動周波数の調節は行わない。 In the first control region A1, the charge control circuit CN sets the time ratio of the ON period to less than 50% and increases the time ratio as the battery voltage is higher. In the second control region A2, the charge control circuit CN increases the time ratio. First, keep the time ratio of the on period constant at 50%. In addition, the charge control circuit CN sets the drive frequency lower as the battery voltage is higher in the second control region A2. In FIG. 4, also in the first control region A1, the driving frequency decreases as the battery voltage increases, but this is because the driving frequency decreases as a result of increasing the time ratio and approaching 50%. There is no adjustment of the drive frequency in the first control region A1.
上述した動作において、第２の制御領域Ａ２で電池電圧に応じて駆動周波数のみが変化することは、数１において電力非伝達期間τが変化することに相当する。すなわち、駆動周波数が低下すると電力非伝達期間τが増加するから、数１により、出力電圧が上昇することがわかる。
In the above-described operation, changing only the drive frequency in accordance with the battery voltage in the second control region A2 corresponds to changing the power non-transfer period τ in
一方、第２の制御領域Ａ２において、電池電圧が切替電圧Ｖｓの付近では、オン期間の時比率が５０％に保たれたままでは、電力非伝達期間τの調節幅が少なくなり、駆動周波数のみを調節しても出力電圧の調節が困難である。すなわち、電池電圧が切替電圧Ｖｓの付近になると、複合共振を維持することが難しくなる。 On the other hand, in the second control region A2, when the battery voltage is in the vicinity of the switching voltage Vs, the adjustment range of the power non-transmission period τ is reduced and the drive frequency only is maintained if the on-period time ratio is maintained at 50%. Even if is adjusted, it is difficult to adjust the output voltage. That is, when the battery voltage is close to the switching voltage Vs, it is difficult to maintain complex resonance.
そこで、充電制御回路ＣＮは、第１の制御領域Ａ１では、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させてオン期間の時比率を変化させることにより、充電電流を定電流に維持する。すなわち、充電制御回路ＣＮは、第１の制御領域Ａ１において、電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くしている。この動作により、第１の制御領域Ａ１においては、電池電圧が低いほど駆動周波数が上昇することになる。なお、第１の制御領域Ａ１では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン期間を一定に保ちながら、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させる場合について説明したが、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を一定に保ちながら、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を変化させても同等の結果が得られる。 Therefore, in the first control region A1, the charging control circuit CN maintains the charging current at a constant current by changing the on-period of the high-side switching element Q1 to change the on-period time ratio. That is, in the first control region A1, the charging control circuit CN shortens the ON period of the switching element Q1 as the battery voltage is lower. With this operation, in the first control region A1, the drive frequency increases as the battery voltage decreases. In the first control region A1, the case where the on-period of the high-side switching element Q1 is changed while the on-period of the low-side switching element Q2 is kept constant has been described. However, the on-period of the switching element Q1 is constant. Even if the ON period of the switching element Q2 is changed while maintaining the same, the same result can be obtained.
図５は、第１の制御領域Ａ１および第２の制御領域Ａ２におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（実線）とドレイン電流Ｉｄ（破線）とを示している。したがって、各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２において、電圧Ｖｄｓが０ではない期間がオフ期間に相当する。なお、図５において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をともにオフにする期間としてのデッドオフタイムは省略している。デッドオフタイムは、第１の制御領域Ａ１と第２の制御領域Ａ２とにおいてとくに変化させる必要はない。図５における（１）〜（５）に示す動作は、図４における（１）〜（５）に示す電池電圧の領域に対応している。 FIG. 5 shows the drain-source voltage Vds (solid line) and the drain current Id (broken line) of the switching elements Q1, Q2 in the first control region A1 and the second control region A2. Therefore, in each switching element Q1, Q2, a period in which voltage Vds is not 0 corresponds to an off period. In FIG. 5, the dead-off time as a period during which both switching elements Q1, Q2 are turned off is omitted. The dead-off time does not need to be changed in the first control area A1 and the second control area A2. The operations shown in (1) to (5) in FIG. 5 correspond to the battery voltage regions shown in (1) to (5) in FIG.
電池電圧が切替電圧Ｖｓ未満である第１の制御領域Ａ１では、図５（１）（２）のように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間がスイッチング素子Ｑ２のオン期間に比べて短くなり、オン期間の時比率が小さくなる。したがって、第１の制御領域Ａ１では、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄは三角波状になり、ピークも比較的大きくなる。ただし、充電制御回路ＣＮは、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２について、電力非伝達期間τが生じる程度にオン期間を比較的長く設定し、ドレイン電流Ｉｄに共振電流を流している。 In the first control region A1 in which the battery voltage is lower than the switching voltage Vs, the on period of the switching element Q1 is shorter than the on period of the switching element Q2, as shown in FIGS. The time ratio becomes smaller. Therefore, in the first control region A1, the drain current Id of the high-side switching element Q1 has a triangular wave shape, and the peak is relatively large. However, the charging control circuit CN sets the on period relatively long to the extent that the power non-transmission period τ occurs for the low-side switching element Q2, and allows the resonance current to flow through the drain current Id.
図５（１）（２）から明らかなように、第１の制御領域Ａ１では、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２のオン期間がほぼ一定に保たれ、電池電圧が切替電圧Ｖｓに近付くほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間が長くなっている。この動作により、充電装置から二次電池Ｂへの充電電流が定電流に維持される。また、電池電圧が高くなるほど、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄの傾斜が緩やかになりピークが低減される。 As apparent from FIGS. 5 (1) and (2), in the first control region A1, the ON period of the low-side switching element Q2 is kept substantially constant, and the switching voltage Q1 of the switching element Q1 increases as the battery voltage approaches the switching voltage Vs. The on period is long. By this operation, the charging current from the charging device to the secondary battery B is maintained at a constant current. Further, as the battery voltage increases, the slope of the drain current Id of the switching element Q1 becomes gentler and the peak is reduced.
上述したように、第１の制御領域Ａ１では、一方のスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄに共振電流を流すことができないから効率が低下するが、第１の制御領域Ａ１は充電電力が比較的小さいから損失も少なく効率の低下の影響は比較的小さい。 As described above, in the first control region A1, since the resonance current cannot flow in the drain current Id of one switching element Q1, the efficiency is lowered, but the first control region A1 has a relatively small charging power. Therefore, there is little loss and the effect of the decrease in efficiency is relatively small.
電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２では、図５（３）（４）（５）のように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間が等しく時比率が一定に保たれ、駆動周波数が変化する。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流Ｉｄに共振電流が流れるように設定され、電池電圧が高くなるほど駆動周波数が低く設定される。すなわち、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間は、電池電圧が高いほど長くなる。 In the second control region A2 in which the battery voltage is equal to or higher than the switching voltage Vs, as shown in FIGS. 5 (3), (4), and (5), the ON periods of the switching elements Q1 and Q2 are equal and the time ratio is kept constant. The drive frequency changes. The ON period of the switching elements Q1, Q2 is set so that a resonance current flows through the drain current Id of the switching elements Q1, Q2, and the drive frequency is set lower as the battery voltage increases. That is, the ON period of switching elements Q1, Q2 becomes longer as the battery voltage is higher.
第２の制御領域Ａ２においては、電池電圧が上昇するほど、駆動周波数が低下し、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間が長くなる。つまり、電池電圧が上昇するほど、数１における電力非伝達期間τを延長することになり、出力電圧が上昇する。なお、電力非伝達期間τは、図５（１）〜（５）に示すドレイン電流Ｉｄにおいて、共振電流が流れた後の肩部分の期間に相当する。また、第２の制御領域Ａ２では、充電装置を複合共振モードで動作させることになり、比較的高い効率が維持されることになる。
In the second control region A2, as the battery voltage increases, the drive frequency decreases and the on-periods of the switching elements Q1, Q2 become longer. That is, as the battery voltage increases, the power non-transmission period τ in
上述したように、本実施形態の構成では、二次電池Ｂを定電流で充電する際に、電池電圧が切替電圧Ｖｓ未満である第１の制御領域Ａ１において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との一方のオン期間が制御される。また、電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２において、時比率を５０％に維持したままで駆動周波数が制御される。このような動作により、充電電流を所望の電流値に維持して二次電池Ｂを定電流で充電するとともに、電池電圧にかかわらず、少なくとも一部の期間には複合共振による共振電流を流し続けることを可能にし、比較的高い効率を維持することを可能にしている。 As described above, in the configuration of the present embodiment, when the secondary battery B is charged with a constant current, in the first control region A1 where the battery voltage is less than the switching voltage Vs, the switching element Q1 and the switching element Q2 One ON period is controlled. In the second control region A2 where the battery voltage is equal to or higher than the switching voltage Vs, the drive frequency is controlled while maintaining the duty ratio at 50%. By such an operation, the secondary battery B is charged with a constant current while maintaining the charging current at a desired current value, and the resonance current due to the composite resonance is continuously supplied for at least a part of the period regardless of the battery voltage. And maintain a relatively high efficiency.
なお、図４に示すように、第１の制御領域Ａ１において、電池電圧が低いほど効率が低下するのは、以下の原因によると考えられる。すなわち、スイッチング素子Ｑ１のドレイン電流Ｉｄのピーク値が増加すること、駆動周波数が高くなることでスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、トランスＴ、ダイオードＤ１，Ｄ２などでの損失が増加することが原因として考えられる。ただし、効率が低下するのは、充電電力が比較的小さい第１の制御領域Ａ１であって、充電電力が大きい第２の制御領域Ａ２では高い効率を維持することができる。そのため、二次電池Ｂを充電する過程のうちで電力損失が大きい期間の割合は少なく、結果的に充電過程における電力損失は抑制されることになる。 As shown in FIG. 4, in the first control region A1, it is considered that the efficiency decreases as the battery voltage decreases because of the following causes. That is, it can be considered that the peak value of the drain current Id of the switching element Q1 increases and the loss at the switching elements Q1, Q2, transformer T, diodes D1, D2, etc. increases due to the increase in driving frequency. . However, the efficiency is reduced in the first control region A1 where the charging power is relatively small, and high efficiency can be maintained in the second control region A2 where the charging power is large. Therefore, the ratio of the period in which the power loss is large in the process of charging the secondary battery B is small, and as a result, the power loss in the charging process is suppressed.
なお、上述した実施形態では、第１の制御領域Ａ１において、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させているが、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を変化させるようにしても同様の動作になる。 In the above-described embodiment, the ON period of the switching element Q1 is changed in the first control region A1, but the same operation is performed even if the ON period of the switching element Q2 is changed.
（実施形態２）
実施形態１は、電池電圧に基づいて、第１の制御領域Ａ１と第２の制御領域Ａ２との２領域を設定しているが、本実施形態は、図６に示すように、実施形態１における第１の制御領域Ａ１がさらに２個の制御領域Ａ１１，Ａ１２に分割されている点が実施形態１と相違する。第１の制御領域Ａ１において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間の時比率を変化させる点は実施形態１と同様である。ただし、実施形態１では、２個のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの一方についてのみオン期間を変化させているが、本実施形態では、各制御領域Ａ１１，Ａ１２において、異なるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間を変化させる。
(Embodiment 2)
In the first embodiment, two regions of a first control region A1 and a second control region A2 are set based on the battery voltage. However, as shown in FIG. The first control area A1 in FIG. 3 is further divided into two control areas A11 and A12, which is different from the first embodiment. The first control region A1 is the same as the first embodiment in that the time ratio of the ON period of the switching elements Q1, Q2 is changed. However, in the first embodiment, the ON period is changed only for one of the two switching elements Q1 and Q2. However, in the present embodiment, different switching elements Q1 and Q2 are used in the control regions A11 and A12. Vary the on period.
制御領域Ａ１１，Ａ１２は、電池電圧に基づいて分割される。制御領域Ａ１１は電池電圧が規定の閾値電圧Ｖｕ（＜Ｖｓ）未満の領域であり、制御領域Ａ１２は電池電圧が閾値電圧Ｖｕ以上の領域である。閾値電圧Ｖｕは、充電装置の効率に基づいて適宜に定められる。 Control areas A11 and A12 are divided based on the battery voltage. The control region A11 is a region where the battery voltage is less than a prescribed threshold voltage Vu (<Vs), and the control region A12 is a region where the battery voltage is equal to or higher than the threshold voltage Vu. The threshold voltage Vu is appropriately determined based on the efficiency of the charging device.
電池電圧が閾値電圧Ｖｕ以上である制御領域Ａ１２では、充電制御回路ＣＮは、実施形態１の第１の制御領域Ａ１と同様に、電池電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの一方のオン期間を変化させてオン期間の時比率を変化させる。たとえば、電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなることにより時比率が低減され、結果的に、電池電圧が低いほど駆動周波数が高くなる。一方、電池電圧が閾値電圧Ｖｕ未満である制御領域Ａ１１では、充電制御回路ＣＮは、電池電圧に応じてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のうちの他方のオン期間を変化させてオン期間の時比率を変化させる。すなわち、制御領域Ａ１２でスイッチング素子Ｑ１のオン期間が変化するとすれば、制御領域Ａ１１ではスイッチング素子Ｑ２のオン期間が変化する。 In the control region A12 where the battery voltage is equal to or higher than the threshold voltage Vu, the charging control circuit CN is turned on of one of the switching elements Q1, Q2 according to the battery voltage, as in the first control region A1 of the first embodiment. The duty ratio of the on period is changed by changing the period. For example, the lower the battery voltage, the shorter the on-period of the switching element Q1, thereby reducing the duty ratio. As a result, the lower the battery voltage, the higher the driving frequency. On the other hand, in the control region A11 where the battery voltage is less than the threshold voltage Vu, the charging control circuit CN changes the other ON period of the switching elements Q1 and Q2 in accordance with the battery voltage and changes the time ratio of the ON period. Let That is, if the ON period of the switching element Q1 changes in the control region A12, the ON period of the switching element Q2 changes in the control region A11.
ここで、制御領域Ａ１２では電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなることにより時比率が小さくなるが、制御領域Ａ１１では電池電圧が低いほどスイッチング素子Ｑ２のオン期間が長くなることにより相対的にスイッチング素子Ｑ１の時比率が小さくなる。 Here, in the control region A12, the lower the battery voltage, the shorter the on-period of the switching element Q1, thereby reducing the time ratio. However, in the control region A11, the lower the battery voltage, the longer the on-period of the switching element Q2. The duty ratio of the switching element Q1 becomes relatively small.
本実施形態の動作例を図７に示す。図７には図５と同様に、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ（実線）と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン電流Ｉｄとを示している。また、図７の（１）（２）（３）は、図６の（１）（２）（３）に対応している。 An operation example of this embodiment is shown in FIG. FIG. 7 shows the drain-source voltage Vds (solid line) of the switching elements Q1 and Q2 and the drain current Id of the switching elements Q1 and Q2, as in FIG. Also, (1), (2), and (3) in FIG. 7 correspond to (1), (2), and (3) in FIG.
制御領域Ａ１２では、図７（２）（３）に示すように、スイッチング素子Ｑ２のオン期間は変化させずに、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を変化させ、電池電圧が低いほどオン期間を短くしている。したがって、図６に示すように、電池電圧が低いほどオン期間の時比率が小さくなる。また、制御領域Ａ１２では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間が短くなることによって、電池電圧が低いほど駆動周波数が上昇している。 In the control region A12, as shown in FIGS. 7 (2) and (3), the on period of the switching element Q2 is not changed, but the on period of the switching element Q1 is changed, and the on period is shortened as the battery voltage is lower. ing. Accordingly, as shown in FIG. 6, the lower the battery voltage, the smaller the on-period time ratio. In the control region A12, the on-period of the switching element Q1 is shortened, so that the drive frequency increases as the battery voltage decreases.
一方、制御領域Ａ１１では、図７（１）（２）に示すように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間は変化させずに、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を変化させ、電池電圧が低いほどオン期間を長くしている。したがって、制御領域Ａ１１においても、電池電圧が低いほど、相対的にスイッチング素子Ｑ１の時比率が小さくなり、またスイッチング素子Ｑ２のオン期間が長くなることによって、電池電圧が低いほど駆動周波数が低下している。 On the other hand, in the control region A11, as shown in FIGS. 7A and 7B, the ON period of the switching element Q1 is changed without changing the ON period of the switching element Q1, and the ON period is increased as the battery voltage is lower. It is long. Therefore, also in the control region A11, the lower the battery voltage, the smaller the time ratio of the switching element Q1, and the longer the ON period of the switching element Q2, the lower the battery voltage, the lower the drive frequency. ing.
実施形態１において説明したように、第１の制御領域Ａ１において電池電圧が低下するにつれて効率が低下する一要因には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数が高くなることによる損失の増加が挙げられる。したがって、本実施形態のように、電池電圧が低い領域において駆動周波数が低下するように制御することによって、この損失を抑制することになり、結果的に効率の低下が抑制される。しかも、本実施形態の動作によって、第１の制御領域Ａ１でオン期間の時比率が変化するから、電池電圧にかかわらず定電流で二次電池Ｂを充電することが可能である。 As described in the first embodiment, one factor that the efficiency decreases as the battery voltage decreases in the first control region A1 is an increase in loss due to an increase in the driving frequency of the switching elements Q1 and Q2. . Therefore, the loss is suppressed by controlling the drive frequency to be lowered in the region where the battery voltage is low as in the present embodiment, and as a result, the decrease in efficiency is suppressed. In addition, the time ratio of the on-period changes in the first control region A1 by the operation of the present embodiment, so that the secondary battery B can be charged with a constant current regardless of the battery voltage.
実施形態１と同様に、本実施形態の動作において、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは読み替えてもよい。他の構成および動作は実施形態１と同様であるから説明を省略する。 Similarly to the first embodiment, the switching element Q1 and the switching element Q2 may be replaced with each other in the operation of the present embodiment. Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment, and thus description thereof is omitted.
（実施形態３）
上述した実施形態は、１種類の二次電池Ｂにのみ対応することを想定しているが、充電装置は、複数種類の異なる特性を有した二次電池の充電を要求される場合がある。たとえば、１台の充電装置で満充電時の電池電圧が異なる複数種類の電池パックに対応しなければならないことがある。
(Embodiment 3)
Although the above-described embodiment assumes that only one type of secondary battery B is supported, the charging device may be required to charge a plurality of types of secondary batteries having different characteristics. For example, a single charging device may have to deal with a plurality of types of battery packs having different battery voltages when fully charged.
本実施形態は、充電時の特性が異なる複数種類の二次電池に１台の充電装置で対応するための構成について説明する。いま、満充電時の電池電圧が異なる３種類の電池パック（二次電池）を想定し、各電池パックを充電する際の目標電圧をそれぞれＶａ，Ｖｂ，Ｖｃとする（Ｖａ＞Ｖｂ＞Ｖｃ）。また、各電池パックの充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは、図８に破線で示すように制御されるものとする。図示例では、充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが定電流であるときに、Ｉａ＞Ｉｂ＞Ｉｃの関係になっている。充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃが、充電時間の経過に伴って図８に示すように変化するとき、電池電圧は図８に実線で示すように変化する。図示例では、目標電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃが高いほど、定電流での充電電流Ｉａ，Ｉｂ，Ｉｃは大きくなっている。 This embodiment demonstrates the structure for respond | corresponding to the multiple types of secondary battery from which the characteristic at the time of charge respond | corresponds with one charger. Now, assuming three types of battery packs (secondary batteries) having different battery voltages when fully charged, the target voltages for charging each battery pack are Va, Vb, and Vc, respectively (Va> Vb> Vc). . In addition, the charging currents Ia, Ib, and Ic of each battery pack are controlled as indicated by broken lines in FIG. In the illustrated example, when the charging currents Ia, Ib, and Ic are constant currents, the relationship is Ia> Ib> Ic. When the charging currents Ia, Ib, and Ic change as shown in FIG. 8 as the charging time elapses, the battery voltage changes as shown by a solid line in FIG. In the illustrated example, the charging currents Ia, Ib, and Ic at a constant current increase as the target voltages Va, Vb, and Vc increase.
この３種類の電池パックでは、満充電時の電池電圧がもっとも高い電池パックに対する充電電流Ｉａがもっとも大きいから、充電装置は、充電電流Ｉａの出力電流が十分に得られるように設計条件が定められる。また、満充電時の電池電圧がもっとも低い電池パックに対しても複合共振の共振電流が流れるように設計条件が定められる。適正な出力電流が得られる設計条件は、トランスＴ（図１、図２参照）の巻線設計により定められる。また、上述した実施形態と同様の動作に動作させるために、切替電圧Ｖｓは、もっとも低い目標電圧Ｖｔよりも低くなるように定められる。 In these three types of battery packs, the charging current Ia for the battery pack having the highest battery voltage at the time of full charge is the largest. Therefore, the design conditions of the charging device are determined so that the output current of the charging current Ia can be sufficiently obtained. . In addition, the design condition is determined so that the resonance current of the composite resonance flows even for the battery pack having the lowest battery voltage when fully charged. Design conditions for obtaining an appropriate output current are determined by the winding design of the transformer T (see FIGS. 1 and 2). In order to operate in the same manner as in the above-described embodiment, the switching voltage Vs is determined to be lower than the lowest target voltage Vt.
本実施形態は、実施形態１と同様に、電池電圧と切替電圧Ｖｓとの大小によって第１の制御領域Ａ１と第２の制御領域Ａ２とに分割してある。また、実施形態１と同様に、第２の制御領域Ａ２において、オン時間の時比率を一定にし、駆動周波数を電池電圧が高くなるほど低くしている。ただし、電池パックごとの目標電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに応じて駆動周波数は変化させる必要がある。そのため、電池パックの種類を判別して、満充電時における電池電圧を把握し、電池パックに合わせて駆動周波数を設定する必要がある。 Similar to the first embodiment, the present embodiment is divided into a first control region A1 and a second control region A2 depending on the magnitude of the battery voltage and the switching voltage Vs. Similarly to the first embodiment, in the second control region A2, the on-time time ratio is made constant, and the drive frequency is lowered as the battery voltage increases. However, it is necessary to change the drive frequency according to the target voltages Va, Vb, and Vc for each battery pack. Therefore, it is necessary to determine the type of the battery pack, grasp the battery voltage when fully charged, and set the drive frequency according to the battery pack.
電池パックの種類を判別するには、電池パックにおいて二次電池のセル数を示すために実装されている抵抗値を検出する技術と、電池パックに判別用の抵抗を接続して電池パックの電圧を計測する技術とのいずれかを採用すればよい。また、充電制御回路ＣＮは、電池パックのセル数によって検出された満充電時の電池電圧に応じて、駆動周波数を決定するためのデータテーブルを備える。ここに、２〜８セルの電池パックに対応するようにデータテーブルを設定しておけば、現状の電池パックだけではなく、将来の電池パック展開にも対応することが可能になる。 In order to determine the type of battery pack, the battery pack voltage is detected by connecting a resistance to the battery pack to detect the resistance value that is mounted to indicate the number of secondary battery cells in the battery pack. Any one of the techniques for measuring Further, the charge control circuit CN includes a data table for determining the drive frequency according to the battery voltage at the time of full charge detected by the number of cells of the battery pack. If the data table is set so as to correspond to the battery pack of 2 to 8 cells, it is possible to cope with not only the current battery pack but also future battery pack development.
本実施形態のように、トランスＴの巻線設計を適宜に行い、切替電圧Ｖｓを適宜に設定するとともに、駆動周波数を電池パックの仕様に応じて変化させることにより、電池電圧が少なくとも目標電圧Ｖａ，Ｖｂ，Ｖｃに近い範囲では複合共振の動作が可能になる。すなわち、１台の充電装置で仕様の異なる複数種類の電池パックに対応することが可能になる。他の構成および動作は実施形態１同様であり、また、本実施形態においても実施形態２において説明した技術を採用することが可能である。 As in the present embodiment, the winding of the transformer T is appropriately designed, the switching voltage Vs is appropriately set, and the drive frequency is changed according to the specifications of the battery pack, so that the battery voltage is at least the target voltage Va. , Vb, and Vc can be operated in a complex resonance range. That is, it becomes possible to deal with a plurality of types of battery packs having different specifications with one charging device. Other configurations and operations are the same as those in the first embodiment, and the technique described in the second embodiment can also be adopted in this embodiment.
（実施形態４）
実施形態１〜３では、充電電流が定電流である領域での制御について説明したが、本実施形態は、図１、図２に示した構成において、定電流での充電により電池電圧が目標電圧Ｖｔに達した後に補充電（定電圧充電）を行う際の制御について説明する。
(Embodiment 4)
In the first to third embodiments, the control in the region where the charging current is a constant current has been described. However, in the present embodiment, the battery voltage is set to the target voltage by charging with a constant current in the configuration shown in FIGS. The control when performing supplementary charging (constant voltage charging) after reaching Vt will be described.
充電電流を定電流として二次電池Ｂを充電する期間には、電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２において、オン期間の時比率を一定とし、駆動周波数を変化させている。一方、補充電の期間には、充電電流が大きく変化し、たとえば定電流での充電時に比べて５０分の１程度まで充電電流を変化させる必要があるから、駆動周波数を変化させるだけでは対応することができない。本実施形態は、補充電の期間において、オン期間の時比率を変化させることにより、充電電流の変化に対応させている。 During the period in which the secondary battery B is charged with the charging current as a constant current, the on-period time ratio is constant and the drive frequency is changed in the second control region A2 where the battery voltage is equal to or higher than the switching voltage Vs. . On the other hand, during the period of supplementary charging, the charging current changes greatly. For example, it is necessary to change the charging current to about 1/50 compared with charging at a constant current. I can't. In the present embodiment, the charging current is changed by changing the time ratio of the ON period in the period of supplementary charging.
図９における（６）〜（８）に示す動作は、図３における（６）〜（８）に示す電池電圧の領域に対応している。また、図９において、実線はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のドレイン−ソース間の電圧Ｖｄｓ、破線はドレイン電流Ｉｄを示している。図９から明らかなように、（６）に示した充電電流が大きい領域では、時比率を５０％に維持して複合共振を利用して高い効率を得ている。（７）に示した充電電流ではスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオン期間をともに短くして駆動周波数を高め、電力非伝達期間τを短縮して充電電流を低減している。また、（８）に示した充電電流が小さい領域では、スイッチング素子Ｑ１のオン期間のみを短くして時比率を下げ、充電電流を低減する。 The operations shown in (6) to (8) in FIG. 9 correspond to the battery voltage regions shown in (6) to (8) in FIG. In FIG. 9, the solid line indicates the drain-source voltage Vds of the switching elements Q1 and Q2, and the broken line indicates the drain current Id. As is clear from FIG. 9, in the region where the charging current is large as shown in (6), high efficiency is obtained by using the complex resonance while maintaining the duty ratio at 50%. In the charging current shown in (7), both the ON periods of the switching elements Q1 and Q2 are shortened to increase the driving frequency, and the power non-transmission period τ is shortened to reduce the charging current. In the region where the charging current is small as shown in (8), only the ON period of the switching element Q1 is shortened to reduce the duty ratio, thereby reducing the charging current.
本実施形態の動作では、補充電を行う期間に、充電電流が大きい領域では両方のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の時比率を略５０％に維持したままで駆動周波数を制御し、充電電流が小さい領域では一方のスイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くしている。この動作により、補充電を定電圧で行うことができるとともに、充電電流が大きい領域では複合共振を利用して高効率で動作させることになる。また、充電電流が小さい領域では損失が生じるが、充電電力の小さい領域であるから充電過程に占める損失の割合は小さく、全体としては高い効率が期待できる。 In the operation of the present embodiment, during the period of performing supplementary charging, in the region where the charging current is large, the driving frequency is controlled while maintaining the time ratio of both switching elements Q1 and Q2 at approximately 50%, and the region where the charging current is small. Then, the ON period of one switching element Q1 is shortened. By this operation, supplementary charging can be performed at a constant voltage, and in a region where the charging current is large, operation is performed with high efficiency by utilizing composite resonance. Further, although loss occurs in a region where the charging current is small, since the charging power is small, the ratio of loss in the charging process is small, and high efficiency can be expected as a whole.
ところで、実施形態２で説明したように、オン期間の時比率は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の一方のオン期間を短くするほか、他方のオン期間を長くすることによっても小さくなる。したがって、図３における（８）の領域では、上述したように、スイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くすることによって時比率を小さくし、図３における（９）の領域では、スイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くすることによって、スイッチング素子Ｑ１の時比率を相対的に小さくする制御を行うことが望ましい。スイッチング素子Ｑ１のオン期間を短くする動作からスイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くする動作への移行は、充電電流に対して閾値電流を規定し、閾値電流未満ではスイッチング素子Ｑ２のオン期間を長くすればよい。この動作によって、充電電流が微弱電流である期間において、駆動周波数が高くなりすぎることが防止され、結果的に損失の低下に寄与することになる。 By the way, as explained in the second embodiment, the duty ratio of the on period is reduced by shortening one on period of the switching elements Q1 and Q2 and lengthening the other on period. Therefore, in the region (8) in FIG. 3, as described above, the duty ratio is reduced by shortening the ON period of the switching element Q1, and in the region (9) in FIG. 3, the ON period of the switching element Q2 is reduced. It is desirable to perform control to make the duty ratio of the switching element Q1 relatively small by increasing the length. The transition from the operation of shortening the ON period of the switching element Q1 to the operation of extending the ON period of the switching element Q2 defines the threshold current with respect to the charging current, and the ON period of the switching element Q2 is lengthened below the threshold current. That's fine. This operation prevents the drive frequency from becoming too high during the period in which the charging current is weak, resulting in a reduction in loss.
補充電を行う期間おいて、充電電流を実質的に低下させるには、充電電流を間欠的に流してもよい。充電電流を間欠的に流す動作例を図１０に示す。図１０における（６）〜（８）は、図３における（６）〜（８）に対応しており、図１０において期間Ｔ１は充電電流を流している期間、期間Ｔ２は充電電流を停止している期間を表している。図１０の縦軸はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンオフに対応している。図３の（６）のように、充電電流が大きい期間には、図１０の（６）のように、充電電流が連続的に流されるが、図３の（８）のように、充電電流が小さい期間には、図１０の（８）のように、充電電流は間欠的に流されるのである。また、充電電流を流す期間Ｔ１が短くなり、充電電流を流さない期間Ｔ２が長くなるほど、実質的な充電電流は小さくなる。 In order to substantially reduce the charging current during the period of performing supplementary charging, the charging current may be intermittently supplied. FIG. 10 shows an operation example in which the charging current is passed intermittently. (6) to (8) in FIG. 10 correspond to (6) to (8) in FIG. 3. In FIG. 10, the period T1 is a period during which the charging current is flowing, and the period T2 is the period in which the charging current is stopped. Represents the period. The vertical axis in FIG. 10 corresponds to the on / off of the switching elements Q1, Q2. As shown in (6) of FIG. 3, during the period when the charging current is large, the charging current is continuously supplied as shown in (6) of FIG. 10, but as shown in (8) of FIG. In a period where the current is small, the charging current is intermittently passed as shown in FIG. Moreover, the substantial charging current becomes smaller as the period T1 during which the charging current flows and the period T2 during which the charging current does not flow become longer.
図１０に示す動作を採用することにより、充電電流が微弱電流であっても、充電電流を流す期間Ｔ１においては、図９の（６）に示す動作を維持することが可能であり、複合共振によって高い効率が得られ、また雑音の発生も抑制される。すなわち、補充電を行う全領域において、高効率かつ低雑音の動作が可能である。 By adopting the operation shown in FIG. 10, even if the charging current is a weak current, the operation shown in (6) of FIG. Can achieve high efficiency and suppress the generation of noise. That is, high-efficiency and low-noise operation is possible in the entire area where auxiliary charging is performed.
本実施形態で説明した補充電の動作は実施形態１〜３の技術と組み合わせて用いることができる。また、スイッチング素子Ｑ１のオン期間ではなくスイッチング素子Ｑ２のオン期間でもよい。 The auxiliary charging operation described in the present embodiment can be used in combination with the techniques of the first to third embodiments. Further, the on period of the switching element Q2 may be used instead of the on period of the switching element Q1.
（実施形態５）
上述した実施形態では、電池電圧あるいは充電電流に対応するために、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の駆動周波数とオン期間の時比率とを制御している。本実施形態は、充電電圧が大きい変化に対応するために、図１１（ａ）に示すように、トランスＴの二次巻線Ｎ２に中間タップを設けた構成を付加している。図ではトランスＴの二次側のみ記載している。充電装置の一次側の構成は、図１、図２に示した充電装置と同様である。
(Embodiment 5)
In the above-described embodiment, in order to cope with the battery voltage or the charging current, the driving frequency of the switching elements Q1 and Q2 and the time ratio of the on period are controlled. In the present embodiment, in order to cope with a large change in the charging voltage, a configuration in which an intermediate tap is provided in the secondary winding N2 of the transformer T is added as shown in FIG. In the figure, only the secondary side of the transformer T is shown. The configuration of the primary side of the charging device is the same as that of the charging device shown in FIGS.
図１１（ａ）に示す構成において、トランスＴの二次巻線Ｎ２は、センタタップのほかに、２個の中間タップを備えている。２個の中間タップは、センタタップとの間の巻数が等しくなるように設けられている。二次巻線Ｎ２の一端にはダイオードＤ１のアノードが接続され、二次巻線Ｎ２の他端にはダイオードＤ２のアノードが接続される。両ダイオードＤ１，Ｄ２のカソード同士は共通に接続される。また、二次巻線Ｎ２の一方の中間タップにはダイオードＤ３のアノードが接続され、他方の中間タップにはダイオードＤ４のアノードが接続される。両ダイオードＤ３，Ｄ４のカソード同士は共通に接続される。 In the configuration shown in FIG. 11A, the secondary winding N2 of the transformer T includes two intermediate taps in addition to the center tap. The two intermediate taps are provided so that the number of turns between the center taps is equal. The anode of the diode D1 is connected to one end of the secondary winding N2, and the anode of the diode D2 is connected to the other end of the secondary winding N2. The cathodes of both diodes D1, D2 are connected in common. The anode of the diode D3 is connected to one intermediate tap of the secondary winding N2, and the anode of the diode D4 is connected to the other intermediate tap. The cathodes of both diodes D3 and D4 are connected in common.
さらに、ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードとダイオードＤ３，Ｄ４のカソードとの間にスイッチＳＷが挿入され、ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードと二次巻線Ｎ２のセンタタップとの間に平滑コンデンサＣ４が接続される。図１，図２に示した充電装置と同様に、平滑コンデンサＣ４と二次電池Ｂとの間にはインダクタＬ１が挿入される。 Further, a switch SW is inserted between the cathodes of the diodes D1 and D2 and the cathodes of the diodes D3 and D4, and a smoothing capacitor C4 is connected between the cathodes of the diodes D3 and D4 and the center tap of the secondary winding N2. The Similar to the charging device shown in FIGS. 1 and 2, an inductor L <b> 1 is inserted between the smoothing capacitor C <b> 4 and the secondary battery B.
スイッチＳＷは、二次電池Ｂの仕様に応じて自動的に開閉されるように、図１１（ｂ）に示すように、パワーＭＯＳＦＥＴのようなスイッチ素子Ｑｓが用いられ、スイッチ素子Ｑｓの開閉が電池電圧に応じて制御される。すなわち、電池電圧は、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧として検出され、抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧は、コンパレータＣＰを用いて基準電圧Ｖｒｅｆと比較される。コンパレータＣＰは、ヒステリシスが付与され、出力をＨレベルからローレベルに移行させる入力電圧が、出力をＬレベルからＨレベルに移行させる入力電圧よりも低く設定されている。 As shown in FIG. 11B, a switch element Qs such as a power MOSFET is used so that the switch SW is automatically opened and closed according to the specifications of the secondary battery B, and the switch element Qs is opened and closed. It is controlled according to the battery voltage. That is, the battery voltage is detected as the voltage at the connection point between the resistors R2 and R3, and the voltage at the connection point between the resistors R2 and R3 is compared with the reference voltage Vref using the comparator CP. The comparator CP is provided with hysteresis, and the input voltage for shifting the output from the H level to the low level is set lower than the input voltage for shifting the output from the L level to the H level.
スイッチ素子Ｑｓは、コンパレータＣＰの出力がＨレベルであるとオンになり、出力がＬレベルであるとオフになるように、コンパレータＣＰの出力に駆動回路ＤＲ１を介して接続される。すなわち、抵抗Ｒ２，Ｒ３、コンパレータＣＰ、駆動回路ＤＲ１によりスイッチ素子Ｑｓのオンオフを制御するスイッチ制御部ＳＣが構成される。 The switch element Qs is connected to the output of the comparator CP via the drive circuit DR1 so that the switch element Qs is turned on when the output of the comparator CP is at H level and turned off when the output is at L level. That is, the switches R2 and R3, the comparator CP, and the drive circuit DR1 constitute a switch control unit SC that controls on / off of the switch element Qs.
スイッチ制御部ＳＣは、電池電圧を表す抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆ以上になるとスイッチ素子Ｑｓをオンにし、トランスＴの二次巻線Ｎ２の両端からダイオードＤ１，Ｄ２を通して平滑コンデンサＣ４に充電させる。また、スイッチ制御部ＳＣは、電池電圧を表す抵抗Ｒ２，Ｒ３の接続点の電圧が基準電圧Ｖｒｅｆに対して所定電圧以下になるとスイッチ素子Ｑｓがオフにし、トランスＴの二次巻線Ｎ２の中間タップからダイオードＤ３，Ｄ４を通して平滑コンデンサＣ４に充電させる。つまり、電池電圧に応じて、平滑コンデンサＣ４に印加される電圧が切り替えられる。 The switch control unit SC turns on the switch element Qs when the voltage at the connection point of the resistors R2 and R3 representing the battery voltage is equal to or higher than the reference voltage Vref, and smoothes it through the diodes D1 and D2 from both ends of the secondary winding N2 of the transformer T. The capacitor C4 is charged. Further, the switch control unit SC turns off the switch element Qs when the voltage at the connection point of the resistors R2 and R3 representing the battery voltage is equal to or lower than the predetermined voltage with respect to the reference voltage Vref, and the switch control unit SC The smoothing capacitor C4 is charged from the tap through the diodes D3 and D4. That is, the voltage applied to the smoothing capacitor C4 is switched according to the battery voltage.
上述した動作によって、充電電流を定電流に保つ領域において、図１２に示すように、オン期間の時比率（特性ｂ）を一定に保ったまま、スイッチ素子Ｑｓのオンオフと駆動周波数（特性ａ）の変化とにより、電池電圧の変化に対応可能になる。このようにトランスＴの二次巻線Ｎ２から取り出す電圧をスイッチ素子Ｑｓのオンオフによって切り替えるから、駆動周波数の変化のみで電池電圧の変化に対応できる範囲が広くなり、広範囲の電池電圧に亘って駆動周波数の変化のみで定電流制御が可能となる。その結果、実施形態１の構成よりも切替電圧Ｖｓを低くすることが可能であって、電池電圧の広範囲に亘って複合共振の動作を継続して充電電流を流すことが可能になる。すなわち、実施形態１の構成よりも効率を高めることができ、しかも雑音の発生を抑制することになる。 By the above-described operation, in the region where the charging current is kept constant, as shown in FIG. 12, the ON / OFF of the switch element Qs and the driving frequency (characteristic a) are maintained while keeping the on-period time ratio (characteristic b) constant. It becomes possible to cope with a change in battery voltage. As described above, since the voltage taken out from the secondary winding N2 of the transformer T is switched by turning on and off the switch element Qs, the range in which the change in the battery voltage can be handled only by the change in the drive frequency is widened, and the drive is performed over a wide range of battery voltages. Constant current control is possible only by changing the frequency. As a result, it is possible to make the switching voltage Vs lower than that of the configuration of the first embodiment, and it is possible to continue the composite resonance operation over a wide range of the battery voltage and to flow the charging current. That is, the efficiency can be increased as compared with the configuration of the first embodiment, and the generation of noise is suppressed.
スイッチ素子Ｑｓのオンオフを切り替える電圧は、基準電圧Ｖｒｅｆにより設定される。充電時には電池電圧が時間経過に伴って上昇するから、図１２のように、基準電圧Ｖｒｅｆに対応する電圧Ｖｘを境界として駆動周波数が変化する。ただし、コンパレータＣＰにヒステリシスが付与されているから、電池電圧が基準電圧Ｖｘの付近で変動しても、駆動周波数が変動（チャタリング）することはない。また、図１２に特性ｃとして示すように、電池電圧が電圧Ｖｘの前後である領域では効率は大きく変化せず、電池電圧が切替電圧Ｖｓ未満である第１の制御領域Ａ１でのみ効率が低下する。 The voltage for switching on and off the switch element Qs is set by the reference voltage Vref. Since the battery voltage rises with time during charging, the drive frequency changes with the voltage Vx corresponding to the reference voltage Vref as a boundary as shown in FIG. However, since hysteresis is given to the comparator CP, even if the battery voltage fluctuates in the vicinity of the reference voltage Vx, the drive frequency does not fluctuate (chatter). Further, as shown as a characteristic c in FIG. 12, the efficiency does not change greatly in the region where the battery voltage is around the voltage Vx, and the efficiency decreases only in the first control region A1 where the battery voltage is less than the switching voltage Vs. To do.
充電電流を定電流とするために電池電圧に応じて駆動周波数を調節する場合、実施形態１において説明したように、電池電圧が高いほど電力非伝達期間τを長くするために、駆動周波数を低く設定する。したがって、上述した電圧Ｖｘは、トランスＴの二次巻線Ｎ２の両端からダイオードＤ１，Ｄ２を通して平滑コンデンサＣ４が充電される状態で、電力非伝達期間τがほぼ０になるときの電池電圧よりやや高い電圧に設定する。電池電圧が電圧Ｖｘよりも低い領域では、スイッチ素子Ｑｓがオフになり、トランスＴの二次巻線Ｎ２の中間タップからダイオードＤ３，Ｄ４を通して平滑コンデンサＣ４が充電される。そのため、電池電圧が電圧Ｖｘ以上の領域とほぼ同様の範囲で駆動周波数を変化させることが可能になる。 When the drive frequency is adjusted according to the battery voltage in order to make the charging current constant, as described in the first embodiment, the drive frequency is decreased to increase the power non-transmission period τ as the battery voltage increases. Set. Therefore, the voltage Vx described above is slightly higher than the battery voltage when the power non-transmission period τ is almost zero in a state where the smoothing capacitor C4 is charged from both ends of the secondary winding N2 of the transformer T through the diodes D1 and D2. Set to a higher voltage. In a region where the battery voltage is lower than the voltage Vx, the switch element Qs is turned off, and the smoothing capacitor C4 is charged through the diodes D3 and D4 from the intermediate tap of the secondary winding N2 of the transformer T. Therefore, it becomes possible to change the drive frequency in a range almost the same as the region where the battery voltage is equal to or higher than the voltage Vx.
上述した動作により、第１の制御領域Ａ１は、上述した各実施形態と同様に、一方のスイッチング素子Ｑ１のみのオン期間が短くなり複合共振が生じないが、他方のスイッチング素子Ｑ２のオン期間は複合共振を生じる程度の長さに設定される。また、電池電圧が切替電圧Ｖｓ以上である第２の制御領域Ａ２では、オン期間の時比率が一定に保たれて、駆動周波数は第１の制御領域Ａ１に対し比較的低いから、電池電圧にかかわらず複合共振の動作を行うことになり、高効率かつ低雑音の動作が可能になる。 Through the above-described operation, in the first control region A1, as in each of the above-described embodiments, the on period of only one switching element Q1 is shortened and composite resonance does not occur, but the on period of the other switching element Q2 is The length is set so as to cause a complex resonance. Further, in the second control region A2 where the battery voltage is equal to or higher than the switching voltage Vs, the on-period time ratio is kept constant and the drive frequency is relatively lower than the first control region A1, so the battery voltage is Regardless, the operation of complex resonance is performed, and high-efficiency and low-noise operation becomes possible.
他の構成および動作は上述した各実施形態と同様であって、上述した本実施形態の特徴構成は、他の実施形態と組み合わせて用いることが可能である。上述の構成例では、二次巻線Ｎ２に２個の中間タップを設けているが、中間タップは偶数個であれば任意の個数設けることが可能である。 Other configurations and operations are the same as those of the above-described embodiments, and the above-described characteristic configuration of the present embodiment can be used in combination with other embodiments. In the above configuration example, two intermediate taps are provided in the secondary winding N2, but any number of intermediate taps can be provided as long as the number is an even number.
なお、上述した各実施形態の充電装置は、ハーフブリッジ型のスイッチング電源を採用しているから、プシュプル型の構成と比較すると、トランスＴの一次巻線に印加する電圧が略半分になる。つまり、一次巻線Ｎ１の巻数がプシュプル型のスイッチング電源よりも少なくなる。ハーフブリッジ型とプシュプル型とでトランスＴの降圧比を一定とすると、一次巻線Ｎ１の巻数が少なくなれば、二次巻線Ｎ２の巻数も少なくなる。その結果、トランスＴによる損失が低減され、トランスＴの小型化に寄与する。ひいては、高効率かつ小型の充電装置を提供することが可能になる。 In addition, since the charging device of each embodiment mentioned above employ | adopts a half-bridge type | mold switching power supply, compared with a push pull type | mold structure, the voltage applied to the primary winding of the trans | transformer T becomes substantially half. That is, the number of turns of the primary winding N1 is smaller than that of the push-pull type switching power supply. If the step-down ratio of the transformer T is constant between the half-bridge type and the push-pull type, the number of turns of the secondary winding N2 decreases as the number of turns of the primary winding N1 decreases. As a result, loss due to the transformer T is reduced, which contributes to miniaturization of the transformer T. As a result, it is possible to provide a highly efficient and compact charging device.
また、上述した構成例では、スイッチング電源の入力電源が、交流電源ＡＣをダイオードブリッジＤＢで整流し、平滑コンデンサＣ２で平滑した直流電源であるが、入力電源は他の構成の直流電源であってもよい。たとえば、太陽電池などの他の直流電源を用いてもよい。 In the above configuration example, the input power source of the switching power source is a DC power source obtained by rectifying the AC power source AC with the diode bridge DB and smoothing with the smoothing capacitor C2, but the input power source is a DC power source with another configuration. Also good. For example, another DC power source such as a solar cell may be used.
Ｂ 二次電池
Ｃ２ 平滑コンデンサ（直流電源）
Ｃ４ 平滑コンデンサ（整流平滑回路）
ＣＮ 充電制御回路
Ｃｒ コンデンサ（共振回路）
Ｃｖ ドレイン−ソース間容量（共振回路）
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード（整流平滑回路）
ＤＢ ダイオードブリッジ（直流電源）
Ｌ１ インダクタ（整流平滑回路）
Ｌｒ インダクタ（共振回路）
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３ 抵抗（状態検出回路）
ＳＣ スイッチ制御部
Ｔ トランス（共振回路）
Ｔ１ 漏洩トランス
B Secondary battery C2 Smoothing capacitor (DC power supply)
C4 smoothing capacitor (rectifying smoothing circuit)
CN charge control circuit Cr capacitor (resonance circuit)
Cv drain-source capacitance (resonance circuit)
D1, D2 diode (rectifier smoothing circuit)
DB Diode bridge (DC power supply)
L1 inductor (rectifier smoothing circuit)
Lr inductor (resonant circuit)
Q1, Q2 switching element R1, R2, R3 resistance (state detection circuit)
SC switch controller T transformer (resonance circuit)
T1 leakage transformer
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