JP5806098B2 - フィンライン型偏波分離器 - Google Patents

Description

本発明は、フィンライン型偏波分離器の構造及びフィンライン型偏波分離器の技術に関する。

無線伝送の単方向伝送容量を倍増する用途や、宇宙から飛来する電磁波を解析する用途等において、垂直偏波（以下、Ｖ偏波）と水平偏波（以下、Ｈ偏波）を分離結合する偏波分離器（以下、ＯＭＴ）が必要となる。ＯＭＴには各種あり、その一つにフィンライン型ＯＭＴ（非特許文献１、２参照）がある。

フィンライン型ＯＭＴは、図５に示すような丁字型構造の導波管１００を有し、図６に示すように、図５に示した導波管内部の丁字の交点において挟まれた薄い２枚の金属板によるテーパー状の平面導波路（以下、フィンライン）１５によって構成されている。なお、図６（ａ）はフィンライン型ＯＭＴの斜視図であり、図６（ｂ）は同図（ａ）のＸ−Ｘ’断面を上から見た平面図である。

以下の説明では、導波管１００を構成する複数のうち正方形導波管１１’の電波出入口をＶ偏波・Ｈ偏波共通ポート（以下、Ｖ・Ｈポート）、正方形導波管１１’に導波管変換部１３を介して接続された長方形導波管１４’の電波出入口をＶ偏波ポート（以下、Ｖポート）、正方形導波管１１’に垂直に接続された長方形導波管１２’の電波出入口をＨ偏波ポート（以下、Ｈポート）と定義する。

Ｖポートにより入射したＶ偏波はフィンライン１５を通過してＶ・Ｈポートへ伝播され、Ｈポートにより入射したＨ偏波はフィンライン金属間の隙間（スリット）に閉じ込められてＶ・Ｈポートへ伝播される構造により、また、Ｖ・Ｈポートにより入射したＶ偏波はフィンライン１５を通過してＶポートへ伝播され、Ｖ・Ｈポートにより入射したＨ偏波はフィンライン金属間の隙間に閉じ込められてＨポートへ伝播される構造により、Ｖ偏波とＨ偏波は分離・多重される。

ここで、ＯＭＴの偏波分離特性については２つの評価項目が存在する。１つは、Ｖポート・Ｈポート間のアイソレーション特性である。これは、ＶポートからＯＭＴ内へ伝播したＶ偏波のうち、ＯＭＴ内部でＨ偏波へと回り込んでＨポートへと出力される成分をいかに抑制出来るかを示す項目である（ＶをＨに、ＨをＶに置き換えても同様である）。

もう一つは、交叉偏波識別度（以下、ＸＰＤ）特性である。これは、Ｖ・ＨポートからＯＭＴ内部へ伝播したＶ偏波のうち、ＯＭＴ内部でＨ偏波へと回り込んでＨポートへと出力される成分をいかに抑制出来るかを示す項目である（ＶをＨに、ＨをＶに置き換えても同様である）。

偏波多重による無線伝送の単方向伝送容量を増倍する用途や、宇宙から飛来する電磁波を解析する用途等においては、ＸＰＤが最も重要な値となる。一方、偏波多重による双方向無線伝送を実現する用途等においては、アイソレーションが最も重要な値となる。

このような従来のフィンライン型ＯＭＴでは、ある特定の複数の周波数でフィンライン上に共振が発生するため、導波管内部で電波伝播の形態変化や多重反射が発生する。例えば、ＶポートとＨポート間での信号回り込みが大きくなりアイソレーション特性が大幅に劣化し、ＯＭＴのＸＰＤ特性、通過特性、反射特性も同様に大幅に劣化することになる。

一方、フィンライン型ＯＭＴは電波天文等の広帯域特性（例えば、比帯域２０％以上）が重視されるような場面で用いられ、フィンライン型ＯＭＴの設計も広帯域に対応すべく、フィンライン１５の長さａを例えば４波長以上と長くしてマッチング特性の良い構造とすることが一般的である。しかしながら、フィンライン１５を長くする程、使用帯域中でフィンライン上に共振が多発するというトレードオフの関係にある。

そこで、広帯域特性を確保しつつ共振を抑制するには、フィンライン金属板のＶポート側終端に共振減衰用の抵抗体１６を形成することが必要不可欠であった。

参考までに、フィンライン型ＯＭＴに抵抗体１６を形成しなかった場合の電磁界シミュレーション結果について説明する。１１６〜１３４ＧＨｚを使用周波数としたフィンライン型ＯＭＴにおいて、図６（ｂ）のフィンライン１５の長さａを８．６ｍｍ（３．６波長）、フィンライン１５の長さｃを８．６ｍｍ（３．６波長）とし、直径１．５ｍｍ×１．５ｍｍ（０．６２５波長）の正方形導波管１１’を用いている。

図７は、共振減衰用の抵抗体１６を形成しなかった場合におけるＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。同図より、１１７ＧＨｚ、１２３ＧＨｚ、１３４ＧＨｚ付近に大きなピークが見られ、アイソレーションが１０ｄＢ以上劣化していることが確認できる。このピークはフィンライン１５の共振により生じたものである。

このように、従来構造では抵抗体１６を形成しない状態で使用することが事実上不可能であった。換言すれば、従来構造では共振を十分に減衰するべく抵抗体１６を用いているため、共振周波数の影響を考慮して設計する必要性は全くないということができる。

なお、図７に示したようなアイソレーション特性を有する構造の場合であっても、所望の使用帯域が狭ければ共振ピークが使用帯域に入らないため使用することは可能である。しかし、それだけ狭い帯域（例えば比帯域が数％）での使用は特殊用途であり汎用性は低い。

一方、ミリ波帯向け等の寸法が小さく且つ高精度な作製が要求される場合には、その共振減衰用の抵抗体１６を形成することが技術的に難しい。また、抵抗体１６の形成バラツキにより共振抑制効果にもバラツキが生じてしまう。更に、抵抗体１６の作製誤差により十分な共振抑制効果が得られなくなることを考慮して安全のためにマージンを与えて抵抗値を大きめに設定すると、本来減衰させずにフィンライン上を通過させたいＶ偏波まで減衰されてしまう。

Goutam CHattopadHyay et al.、「Finline OrtHo-Mode Transducer for Millimeter Waves」、IEEE Microwave and Guided wave Letters、1999年9月、vol.9、No.9、p.339-341 Sloan D. Robertson、「Recent advances in finline circuits」、IRE Transactions on Microwave Theory and Techniques、1956年10月、p.263-267

以上より、ミリ波帯向けのフィンライン型ＯＭＴでは抵抗体を小さくすることが困難であり、共振によるアイソレーション特性の大幅な劣化を回避できないという問題があった。

本発明は、上記を鑑みてなされたものであり、フィンライン型ＯＭＴの使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止することを第１の課題とし、高次モード伝播によるアイソレーション劣化も併せて抑止することを第２の課題とする。

請求項１に記載のフィンライン型偏波分離器は、Ｖ・Ｈポート導波管を伝播する電波のうち水平方向に偏波した電波を前記Ｖ・Ｈポート導波管に垂直接続されたＨポート導波管に導くテーパー状のフィンラインと、前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶポート側端で前記フィンラインに一体形成された共振周波数調整手段と、を有し、前記フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるように、前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶ・Ｈポート側端から前記Ｈポート導波管までのフィンラインの長さが調整され、前記使用帯域幅内に前記共振が存在しないように、かつ、ＶポートとＨポート間におけるアイソレーションの極大値の周波数が前記使用帯域幅内における信号スペクトラムのピーク周波数となるように、前記共振周波数調整手段のＶポート側端から前記Ｈポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されていることを特徴とする。

本発明によれば、フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるようにＶ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶ・Ｈポート側端からＨポート導波管までのフィンラインの長さが調整され、使用帯域幅内に共振が存在しないように共振周波数調整手段のＶポート側端からＨポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されているため、フィンライン型偏波分離器の使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止することができる。

請求項２に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１に記載のフィンライン型偏波分離器において、前記Ｖ・Ｈポート導波管は正方形導波管であって、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、前記正方形の辺の長さが調整されていることを特徴とする。

本発明によれば、Ｖ・Ｈポート導波管は正方形導波管であって、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、上記正方形の辺の長さが調整されているため、高次モード伝播によるアイソレーション劣化及びＸＰＤ劣化も併せて抑止することができる。

請求項３に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１又は２に記載のフィンライン型偏波分離器において、前記共振周波数調整手段の長さは、使用周波数の高周波側に前記共振が存在する場合には伸張され、使用周波数の低周波側に前記共振が存在する場合には短縮されることを特徴とする。

請求項４に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１乃至３のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器において、前記フィンラインの長さは、比帯域１０〜１５％の使用帯域幅において、０．５〜１波長に調整されていることを特徴とする。

請求項５に記載のフィンライン型偏波分離器は、請求項１乃至４のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器において、前記共振周波数調整手段は、前記フィンラインと同一の材質及び厚みで形成された金属板であることを特徴とする。

本発明によれば、使用帯域幅を狭帯域に限定しつつ使用帯域幅の共振を排除することが可能となり、フィンライン型ＯＭＴの使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止するとともに、高次モード伝播によるアイソレーション劣化も併せて抑止することで、高アイソレーションを実現することが可能となる。

フィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。 フィンライン型ＯＭＴの導波管の長さを示す図である。 ＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。 Ｈポート反射特性と周波数の関係性を示す図である。 フィンライン型ＯＭＴの導波管構造を示す図である。 従来のフィンライン型ＯＭＴの内部構造を示す図である。 共振減衰用の抵抗体を形成しなかった場合におけるＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。 ＡＳＫ変調スペクトルを示す図である。 第２の実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。 ＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。 共振周波数調整板の長さを変化させた場合におけるＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を示す図である。

通常、フィンライン型ＯＭＴの設計においてフィンラインの寸法と共振の関係性について注意を払われることは全くない。フィンライン上で発生する共振は背景技術で説明した共振減衰用の抵抗体によって実用上影響の無いレベルにまで十分に減衰され、更に通常のフィンライン型ＯＭＴは広帯域の偏波分離の用途でしか使用されないため、その関係性を考慮する必要性が全くないためである。

一方、ミリ波を用いた通信では、電波天文ほどの広帯域特性が必要無い場合（例えば比帯域１０〜１５％等）があり、その際にはフィンラインの長さを短縮することが可能である。

そこで、本発明では、そのように従来全く考慮されていなかったフィンラインの寸法と共振の関係性に着目し、使用帯域に合わせて共振の発生仕方をフィンライン設計により変化させるという思想を導入している。また、共振が発生する周波数間隔に着目し、その間隔の内側ならば共振による特性変化が無いことにも着目している。

すなわち、フィンラインを短くする程、使用帯域中でフィンライン上の共振が発生しづらくなるため、それに伴ってフィンラインを適切な長さに調整すれば、フィンライン上で発生する共振を使用帯域幅外とすることができる。また合わせて共振周波数を調整する機構を導入し、使用帯域中で共振を発生させなければ、共振減衰用の抵抗体は不要となる。

このような事実に基づき、従来までの設計指針とは真逆である狭帯域に特化した設計としたことにより、ミリ波通信において本発明のフィンライン型ＯＭＴを実用的に使用可能となる。

以下、本発明を実施するフィンライン型ＯＭＴの一実施の形態について説明する。但し、本発明は多くの異なる様態で実施することが可能であり、本実施の形態の記載内容に限定して解釈すべきではない。

〔第１の実施の形態〕
図１は、フィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。同図（ａ）はフィンライン型ＯＭＴの内部構造をも示した斜視図であり、同図（ｂ）は同図（ａ）のＸ−Ｘ’断面を上から見た平面図である。

このフィンライン型ＯＭＴは、Ｖ偏波とＨ偏波を分離・多重するために用いる受動素子であり、垂直方向及び水平方向に偏波した電波を伝播するＶ・Ｈポート導波管１１と、Ｖ・Ｈポート導波管１１に対して直交する方向に設けられ（垂直に接続され）、Ｖ・Ｈポート導波管１１を伝播する電波のうち水平方向に偏波した電波を伝播するＨポート導波管１２と、Ｖ・Ｈポート導波管１１に導波管変換部１３を介して接続され、Ｖ・Ｈポート導波管１１を伝播する電波のうち垂直方向に偏波した電波を伝播するＶポート導波管１４と、上記水平方向に偏波した電波をＨポート導波管１２に導くテーパー状のフィンライン１５と、Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンライン１５のＶポート側端でフィンライン１５に一体的に形成された共振周波数調整板１６とで構成されている。

なお、Ｖ・Ｈポート導波管１１とＨポート導波管１２とＶポート導波管１４とからなるフィンライン型ＯＭＴの導波管構造、Ｖ偏波とＨ偏波を分離・多重する機能、フィンライン１５が導波管内部で挟まれる位置等については、背景技術で説明した従来の丁字型構造の導波管と基本的に同様である。

また、それら各導波管の形状等についても従来の導波管の形状等と基本的に同様であり、具体的には、Ｖ・Ｈポート導波管１１については正方形導波管、Ｈポート導波管１２とＶポート導波管１４については長方形導波管が使用される。

導波管自体の構造等については基本的に従来と同様であるが、本フィンライン型ＯＭＴは、フィンライン１５と共振周波数調整板１６の寸法を調整することや、Ｖ・Ｈポート導波管１１とＨポート導波管１２とＶポート導波管１４とにおける電波の出入口端の形状等の寸法を調整することを特徴としている。

最初に、フィンライン１５と共振周波数調整板１６の寸法調整について説明する。なお、以下の説明では、図１（ｂ）に示すように、Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンライン１５のＶ・Ｈポート側端からＨポート導波管１２までのフィンライン１５の長さをａとし、Ｖポート側端からＨポート導波管１２（フィンライン１５との接続端）までの共振周波数調整板１６の長さをｂとし、Ｈポート導波管上のフィンライン１５のＨポート側端からＶ・Ｈポート導波管１１までのフィンライン１５の長さをｃと定義する。

本フィンライン型ＯＭＴは、使用帯域幅を比帯域１０〜１５％以下の狭帯域に限定し、通常数波長以下（例えば４波長以上）となるフィンライン１５の長さａを１波長以下の寸法（例えば０．５〜０．６波長）に短縮することにより共振の発生する周波数間隔ｆを拡大するとともに、共振周波数調整板１６の長さｂを変化させることにより共振現象を使用帯域外とする設計を行っている。

フィンライン１５の長さａを短縮することにより共振の発生する周波数間隔ｆは拡大するが、フィンライン型ＯＭＴの対応可能な周波数幅（比帯域）が減少し、フィンライン１５に閉じ込められて伝播するＨ編波の通過特性が劣化するため、本設計においてはトレードオフの関係となる。

すなわち、フィンライン１５の長さａが短くなると、フィンライン１５のテーパー形状が急峻に変化し、テーパー導波路によるインピーダンス変化が急峻となるため、元々の導波路とのインピーダンスの整合性が低下する。インピーダンスの整合性が低くなるほど、徐々にＨ偏波の周波数のうち、フィンライン１５を伝播しようとしても反射される周波数成分が増え、共振のＱ値が高くなる一方、共振間の平坦な通過特性が劣化し、所望の通過特性を満たす周波数帯が減少することになる。

例えば、１１０〜１４０ＧＨｚ帯におけるフィンライン１５の長さａ（ｍｍ）と共振の発生する周波数間隔ｆ（ＧＨｚ）とは、およそｆ＝２０／ａ＋５の反比例関係にある。使用帯域幅からフィンライン１５の長さａを見積もり、実際のフィンライン構造に適用した結果において偶然にも使用周波数内で共振が発生しない場合は、そこで設計が終了となる。しかしながら、フィンライン型ＯＭＴの使用帯域幅は設計通りとなっても、使用周波数内に共振がかかる場合がほとんどである。

そこで、本フィンライン型ＯＭＴは、従来設計では抵抗体が形成されていた位置に、抵抗体に代えて、新たに共振周波数調整板１６を形成している。共振周波数調整板１６は、図１に示したように、フィンライン１５のＶポート側末端に一体形成された長方形又は正方形の金属板である。材質および厚みについては、フィンライン金属板と同一である。具体例としては、５０μｍ厚のステンレスやリン青銅の板に金メッキを施したものである。使用周波数内に共振が存在しなくなるまで、共振周波数調整板１６の長さｂを延伸又は短縮することで調節する。

なお、このような共振周波数調整板１６は、フィンライン１５と同材質・同厚みであって一体形成されるため、共振周波数調整板１６を含めた一つのフィンラインとして同視可能であり、フィンライン作製時に共振周波数調整板１６を同時に作製することができる。

すなわち、共振周波数調整板１６の長さｂを変化させることにより、フィンライン上に発生する全ての共振周波数を任意の周波数幅Δｆでシフトすることができる。シフトする共振は、フィンライン１５の長さａ方向と共振周波数調整板１６の長さｂ方向との間において発生する多重反射による共振現象に帰属する。具体的には、長さｂを伸長することにより共振ピークは高周波側にシフトし、短縮することにより低周波側にシフトすることになる。例えば、１１０〜１４０ＧＨｚ帯における長さｂの変化量Δｂ（ｍｍ）は、共振周波数のシフト量Δｆ（ＧＨｚ）とは、およそΔｆ＝１０×Δｂの比例関係にある。

なお、長さｂの変化量Δｂによって、周波数間隔ｆと同程度かそれ以上に周波数シフトすることは可能である。ただし、周波数間隔ｆ以上にシフトさせても、同じ周波数間隔ｆでまた次の共振点が現れるため、シフト量Δｆは最大でも周波数間隔ｆあればよい。

本フィンライン型ＯＭＴでは、長さｂを任意の長さに設定することが可能である。ただし、フィンライン型ＯＭＴの長さｂを制限するような導波管内部構造を作り込まれた場合には、長さｂの変化量Δｂの可変範囲によっても、使用帯域幅が制限される。

以上より、フィンライン１５の長さａを設計した後、使用周波数内に共振が発生する際には、使用周波数の高周波側に共振ピークが入っている場合は長さｂを伸長し、使用周波数の低周波側に共振ピークが入っている場合は長さｂを短縮することにより、共振を使用帯域外とすることが可能となる。

ちなみに、フィンライン１５の長さｃについては共振周波数と無関係のため、Ｈ偏波の反射通過特性を悪化させない任意の長さとすればよい。単純には、長さａと同じ寸法とすれば良い。

なお、フィンライン１５は単純な直線のテーパー形状となっているが、例えば、フィンライン１５を曲線のテーパーで形成した場合は、フィンライン上の共振発生位置が変化するので、周波数軸での特性評価結果における共振位置や間隔も変化する。また、Ｈポートに向けたフィンライン導波路の曲げ方でも、共振点は変化する。しかし、これらのフィンラインに対しても共振周波数調整板１６を適用可能であって同様の作用効果が得られるため、フィンライン１５の形状には何ら制限されない。

また、テーパーの全体形状によっても、共振位置や共振の周波数間隔は変化する。多数の変数があり、一意に周波数特性を式で表すことは困難であるため、前述の数式ｆ＝２０／ａ＋５やΔｆ＝１０×Δｂは数値解析結果から導いたものであり、解析的によって導いたものではない。現実的には、電磁界シミュレーターを用いた解析と形状修正の繰り返しにより、任意の使用周波数範囲に対応した形状へと落とし込んでいくことになる。従って、本実施の形態に係る共振周波数調整板１６の適用範囲は前述の数式に何ら制限されない。

次に、各導波管の電波出入口端の形状等の寸法調整について説明する。なお、以下の説明では、図２に示すように、Ｖ・Ｈポート導波管１１の正方形の電波出入口端の辺の長さをＡとし、Ｖ・Ｈポート導波管１１の電波出入口端からＨポート導波管１２までのＶ・Ｈポート導波管１１の長さをＢとし、Ｖ・Ｈポート導波管１１の導波管変換部１３との接続端からＨポート導波管１２までのＶ・Ｈポート導波管１１の長さをＣとし、Ｖ・Ｈポート導波管１１との垂直接続端からＨポート導波管１２の電波出入口端までのＨポート導波管１２の長さをＤと定義する。

また、Ｈポート導波管１２及びＶポート導波管１４の長方形の電波出入口端の一方の辺の長さをＡとし、他方の辺の長さをＡ／２と定義する。なお、理解を容易にするため、各導波管の名称を単に導波管と以下略記する場合がある。

本フィンライン型ＯＭＴは、Ｖ・Ｈポート導波管１１の長さＡに対して、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下とする設計を行う。これにより、使用帯域中において高次モードの伝播を抑制することができる。

なお、ＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードをカットオフ周波数に近い周波数で伝播させると群遅延特性が劣化するため広帯域データの伝送を行うことができないという問題が生じる。そこで、群遅延の周波数偏差を抑制するためには各導波管の長さＢ，Ｃ，Ｄを短縮する必要がある。しかし、導波管の長さＢ，Ｃ，Ｄを短縮すると、導波管の長さＡからカットオフ周波数以下となるはずのＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードが減衰されつつも導波管内を伝播するようになるため、トレードオフの関係があることを付言しておく。

最後に、１１６〜１３４ＧＨｚの比帯域１０〜１５％をカバーするフィンライン型ＯＭＴの設計例を示す。導波管の長さＡを１．５ｍｍ（０．６２５波長），Ｂ〜Ｄを１０ｍｍ（４〜５波長）とし、フィンライン１５の長さａを１．２８ｍｍ（０．５３波長），ｃを１．６８ｍｍ（０．７波長）とし、共振周波数調整板１６の長さｂを１．２５ｍｍ（０．５２波長）とした。

その場合におけるフィンライン型ＯＭＴのＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を図３に示す。共振の影響は１１４ＧＨｚと１３６ＧＨｚにおいて見られ、使用周波数である１１６〜１３４ＧＨｚの間には見られない。これより、図７に示した従来のアイソレーション特性と比べて、共振の発生頻度を低減し、且つ使用帯域外への共振シフトが実現されていることを把握できる。

特に、長さＡを１．５ｍｍとすることにより、ＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードはカットオフ周波数１１０ＧＨｚとなり、ＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードはカットオフ周波数１４０ＧＨｚとなる。これにより、１１６〜１３４ＧＨｚにおいては高次モードの伝播が抑制されることになる。また、長さＢ〜Ｄを１０ｍｍとすることにより、Ｖ・Ｈポートから高次モードが入射された場合に、Ｖポート及びＨポートに伝播された後６０ｄＢ以上減衰されることになる。

また、上記設計においては群遅延の大きさは３０ｐｓｅｃとなる。例えば、フィンライン型ＯＭＴを経由して１０Ｇｂｐｓの無線信号を扱う場合について考えてみると、信号のシンボル間隔が１００ｐｓｅｃであることから、群遅延はそれ以下の値であることが望ましい。フィンライン型ＯＭＴを送受信用に２つ用いることを考慮すると、合計６０ｐｓｅｃの群遅延となるため実用上問題にならないことが分かる。なお、Ｖ偏波ポート側については、正方形・方形変換の手前までの群遅延となる。正方形・方形変換からＶ偏波ポートまでの群遅延を２０ｐｓｅｃ以下となるように設計することで、送受信全て合わせて１００ｐｓｅｃ以内に収まることになる。

参考までに、共振周波数調整板１６の長さｂを決定する過程について具体的に説明する。図４にＨポートでの反射特性と周波数の関係性を示す。ｂの長さが０．８５ｍｍの特性を実線で示し、１．２５ｍｍの特性を破線で示している。

同図より、ｂの長さが０．８５ｍｍでは１３２ＧＨｚに共振があるため、使用帯域を１１６〜１３４ＧＨｚとした場合には問題となる。そこで、ｂの長さを１．２５ｍｍとすることにより、共振を１３６ＧＨｚの高周波側へとシフトすることができる。同時に、ｂの長さが０．８５ｍｍでは１１０．５ＧＨｚにも存在していた共振が１１４．５ＧＨｚまでシフトするが、使用帯域を１１６〜１３４ＧＨｚとした場合には問題とならない。よってこの場合は、１．２５ｍｍがほぼ最適な寸法となる。

本実施の形態によれば、フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるようにフィンライン１５の長さａが調整され、使用帯域幅内に共振が存在しないように共振周波数調整板１６の長さｂが調整されているので、フィンライン型ＯＭＴの使用周波数中における共振によるアイソレーション劣化を抑止できる。

本実施の形態によれば、使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、正方形導波管であるＶ・Ｈポート導波管１１の正方形の辺の長さが調整されているため、高次モード伝播によるアイソレーション劣化も併せて抑止できる。

以上より、フィンライン型ＯＭＴに必要不可欠であった抵抗体を不要とすることができ、抵抗体の特性に起因するフィンライン型ＯＭＴの品質バラツキを低減するとともに、従来必要であった抵抗体を作り込む作製工程を省略できることによりコストを低減できる。また、高次モードの伝播によるアイソレーションやＸＰＤ等の劣化を抑制できる。

〔第２の実施の形態〕
第２の実施の形態において、「共振周波数調整手段のＶポート側端からＨポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されている」こと関する実施例を追加する。

具体的には、本実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴは、キャリア周波数に応じてアイソレーション比が最小となるように、Ｖポート側端からＨポート導波管１２までの共振周波数調整板１６の長さが調整されていることを特徴とする。以下、詳述する。

例えば、無線によるデータ伝送を実施する場合、信号変調により固有のスペクトルが生ずることが知られている。例えば、図８に示すように、１２５ＧＨｚをキャリア周波数としてＡＳＫ変調を行うと、原理的にキャリア周波数に鋭いピークを有するスペクトルとなる。

このように、スペクトラムに鋭いピークを有する無線信号を偏波多重で双方向伝送する場合、送信信号のピーク周波数において要求されるアイソレーション特性は、他の周波数に比べて格段に高まることになる。

また、送信ピーク信号が受信側へ回りこんだ場合には、受信側に対してノイズ（受信信号に重畳するノイズ源）として作用するだけでなく、受信信号との間でミキシングを起こすため、受信信号の特性劣化を招く要因となる。

そこで、本実施の形態では、上述したように、Ｖポート側端からＨポート導波管１２までの共振周波数調整板１６の長さを変化させることで、フィンライン型ＯＭＴ内部でのアイソレーション周波数特性（信号伝播特性、反射特性など）を変化させ、アイソレーションの極大点を信号スペクトラムのピーク周波数にシフトさせる（すなわち、伝送信号の変調方式に応じて送信電力が最大となる周波数に合わせる）ことにより、受信側への回り込みを抑制し、実効的なアイソレーション特性を向上させる。

図９は、第２の実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴの構造を示す図である。同図（ａ）はフィンライン型ＯＭＴの内部構造をも示した斜視図であり、同図（ｂ）は同図（ａ）のＸ−Ｘ’断面を上から見た平面図である。本実施の形態に係るフィンライン型ＯＭＴの構造や構成は、第１の実施の形態で説明したフィンライン型ＯＭＴと同様である。

ここで、図９（ｂ）に示すフィンライン１５の長さａを１．２８ｍｍ（０．５３波長）、共振周波数調整板１６の長さｂを１．２５ｍｍ（０．５２波長）、フィンラインの長さｃを１．６８ｍｍ（０．７波長）とした場合における、フィンライン型ＯＭＴのＶポートとＨポート間のアイソレーション特性を図１０に示す。

図１０に示すアイソレーション特性を有するフィンライン型ＯＭＴを用いて、１２５ＧＨｚをキャリア周波数としてＡＳＫ変調した信号を偏波多重による双方向伝送する場合、実効的なアイソレーションは、１２５ＧＨｚでのアイソレーション値である６６ｄＢ相当となる。

一方、図１０から、１２０ＧＨｚにアイソレーション特性が局所的に良好なポイントが存在し、そのアイソレーションは９０ｄＢであることが把握できる。

そこで、共振周波数調整板１６の長さｂを変化させることにより、フィンライン型ＯＭＴ内部での信号伝播特性や反射特性を変化させ、アイソレーションの周波数特性が良好な極大点を信号スペクトラムのピーク周波数にシフトさせる。

具体的には、フィンライン１５の長さａ及び長さｃは変化させることなく、共振周波数調整板１６の長さｂを１．３２ｍｍに変化させる。これにより、図１１の実線で示すように、アイソレーションの周波数特性が良好な極大点を１２５ＧＨｚのキャリア周波数にシフトでき、従来と同等の作製精度でありながら、実効的なアイソレーションを９０ｄＢ相当まで向上できる。

以上より、本実施の形態によれば、キャリア周波数に応じてアイソレーション比が最小となるように、Ｖポート側端からＨポート導波管１２までの共振周波数調整板１６の長さが調整されているので、フィンライン型ＯＭＴのアイソレーション特性の局所的に良好なポイントを変調方式に合わせてシフトして用いることが可能となり、キャリア周波数におけるフィンライン型ＯＭＴのＶＨ偏波間の高アイソレーション化を実現できる。

１１…Ｖ・Ｈポート導波管
１２…Ｈポート導波管
１３…導波管変換部
１４…Ｖポート導波管
１５…フィンライン
１６…共振周波数調整板（共振周波数調整手段）
１００…導波管
１１’…正方形導波管
１２’、１４’…長方形導波管

Claims (5)

1. Ｖ・Ｈポート導波管を伝播する電波のうち水平方向に偏波した電波を前記Ｖ・Ｈポート導波管に垂直接続されたＨポート導波管に導くテーパー状のフィンラインと、
   前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶポート側端で前記フィンラインに一体形成された共振周波数調整手段と、を有し、
   前記フィンライン上で発生した共振の周波数間隔が使用帯域幅よりも大きくなるように、前記Ｖ・Ｈポート導波管上のフィンラインのＶ・Ｈポート側端から前記Ｈポート導波管までのフィンラインの長さが調整され、
   前記使用帯域幅内に前記共振が存在しないように、かつ、ＶポートとＨポート間におけるアイソレーションの極大値の周波数が前記使用帯域幅内における信号スペクトラムのピーク周波数となるように、前記共振周波数調整手段のＶポート側端から前記Ｈポート導波管までの共振周波数調整手段の長さが調整されていることを特徴とするフィンライン型偏波分離器。
2. 前記Ｖ・Ｈポート導波管は正方形導波管であって、
   使用帯域の下限周波数がＴＥ１０，ＴＥ０１の基本モードのカットオフ周波数以上となり、使用帯域の上限周波数がＴＥ１１，ＴＭ１１の高次モードのカットオフ周波数以下となるように、前記正方形の辺の長さが調整されていることを特徴とする請求項１記載のフィンライン型偏波分離器。
3. 前記共振周波数調整手段の長さは、
   使用周波数の高周波側に前記共振が存在する場合には伸張され、使用周波数の低周波側に前記共振が存在する場合には短縮されることを特徴とする請求項１又は２記載のフィンライン型偏波分離器。
4. 前記フィンラインの長さは、
   比帯域１０〜１５％の使用帯域幅において、０．５〜１波長に調整されていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器。
5. 前記共振周波数調整手段は、
   前記フィンラインと同一の材質及び厚みで形成された金属板であることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載のフィンライン型偏波分離器。

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