JP5803512B2 - High frequency power amplification device, high frequency power amplification method, and transmission device - Google Patents
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Description
本発明は、高周波電力増幅装置、高周波電力増幅方法、送信装置に関する。 The present invention relates to a high frequency power amplification device, a high frequency power amplification method, and a transmission device.
無線インターフェイスを備えた情報処理装置においては、送信機の消費電力を削減することが求められる。この時、送信電力や送信品質を低下させることなく、送信機の消費電力を削減することが求められる。このため、送信機のエネルギ効率を向上させることが重要である。 In an information processing apparatus provided with a wireless interface, it is required to reduce the power consumption of the transmitter. At this time, it is required to reduce the power consumption of the transmitter without reducing the transmission power or transmission quality. For this reason, it is important to improve the energy efficiency of the transmitter.
送信機に含まれる高周波電力増幅装置のエネルギ効率は、高周波電力増幅装置に含まれるMOSFETの動作状態に依存する。換言すれば、信号電力に対して電源電圧が高すぎず、高周波電力増幅装置に含まれるMOSFETは飽和状態となる時、エネルギ効率を高くする事ができる。従って、エネルギ効率は、出力電圧振幅と電源電圧との相対的な大小関係に依存する。 The energy efficiency of the high frequency power amplifier included in the transmitter depends on the operating state of the MOSFET included in the high frequency power amplifier. In other words, when the power supply voltage is not too high with respect to the signal power and the MOSFET included in the high-frequency power amplifier is saturated, the energy efficiency can be increased. Therefore, energy efficiency depends on the relative magnitude relationship between the output voltage amplitude and the power supply voltage.
そこで、例えば、図10に示すように、高周波電力増幅装置の出力電圧振幅が小さい場合には、電源電圧を下げることが知られている。 Therefore, for example, as shown in FIG. 10, it is known that the power supply voltage is lowered when the output voltage amplitude of the high-frequency power amplifier is small.
図10において、高周波電力増幅装置に含まれ、高周波信号を増幅する電力増幅器PAと電源電圧Vddを供給する電源端子との間には、電源制御回路が設けられる。電源制御回路は、MOSFET・Q101、インダクタンスL101、キャパシタンスC101、電圧比較器COMを含む。電力増幅器PAには、入力inとして、高周波信号(RF signal)が入力される。電源電圧Vddは、MOSFET・Q101とインダクタンスL101とを介して、電力増幅器PAの電源端子に電圧Vdd0として供給される。電力増幅器PAへの入力inとは別に、入力inの包絡線信号Venvが包絡線検出器により生成される。包絡線信号Venvは、抵抗R101を介して、インダクタンスL101と電力増幅器PAの電源端子との接続点に供給される。インダクタンスL101と電力増幅器PAの電源端子との接続点は、キャパシタンスC101を介して、接地電位に接続される。抵抗R101の両端には電圧比較器COMの2個の入力端子が接続される。電圧比較器COMの出力は、MOSFET・Q101のゲート電極に供給される。 In FIG. 10, a power supply control circuit is provided between a power amplifier PA that is included in the high-frequency power amplifier and amplifies a high-frequency signal and a power supply terminal that supplies a power supply voltage Vdd. The power supply control circuit includes MOSFET Q101, inductance L101, capacitance C101, and voltage comparator COM. A high frequency signal (RF signal) is input to the power amplifier PA as an input in. The power supply voltage Vdd is supplied as the voltage Vdd0 to the power supply terminal of the power amplifier PA via the MOSFET Q101 and the inductance L101. Apart from the input in to the power amplifier PA, the envelope signal Venv of the input in is generated by the envelope detector. The envelope signal Venv is supplied to the connection point between the inductance L101 and the power supply terminal of the power amplifier PA via the resistor R101. A connection point between the inductance L101 and the power supply terminal of the power amplifier PA is connected to the ground potential via the capacitance C101. Two input terminals of the voltage comparator COM are connected to both ends of the resistor R101. The output of the voltage comparator COM is supplied to the gate electrode of the MOSFET Q101.
包絡線信号Venvと電力増幅器PAに供給されている電圧Vdd0との間に生じた差分は、電圧比較器COMにより検出される。これにより、検出された差分に応じた制御信号が、MOSFET・Q101に供給される。この結果、包絡線信号Venvの変動に応じて、電力増幅器PAに供給されている電圧Vdd0を制御することができる。換言すれば、電力増幅器の出力電圧振幅が小さい場合に、電力増幅器PAに供給される電源電圧Vdd0を下げることができる。 A difference generated between the envelope signal Venv and the voltage Vdd0 supplied to the power amplifier PA is detected by the voltage comparator COM. As a result, a control signal corresponding to the detected difference is supplied to the MOSFET Q101. As a result, the voltage Vdd0 supplied to the power amplifier PA can be controlled according to the fluctuation of the envelope signal Venv. In other words, the power supply voltage Vdd0 supplied to the power amplifier PA can be lowered when the output voltage amplitude of the power amplifier is small.
なお、例えば、増幅器と、前記増幅器に供給する電圧信号を送信信号に応じて制御する電圧制御部と、前記送信信号に前記増幅器の入力対出力特性の逆特性を予め与えて歪補償処理を行う歪補償部とを備え、前記歪補償部の出力信号を前記増幅器に入力して増幅する電力増幅装置であって、前記送信信号の振幅を検出する振幅検出部と、前記送信信号の振幅の検出値が所定値未満のときの、前記送信信号に対する前記歪補償部の出力信号の振幅を低減するように、前記歪補償部の出力信号と前記電圧信号のタイミングを調整するタイミング調整部と、を備えることが提案されている。 In addition, for example, an amplifier, a voltage control unit that controls a voltage signal supplied to the amplifier according to a transmission signal, and a distortion compensation process by previously giving the transmission signal an inverse characteristic of the input-to-output characteristic of the amplifier A power amplifying apparatus including a distortion compensator, and amplifying the amplifier by inputting an output signal of the distortion compensator to the amplifier, the amplitude detector detecting the amplitude of the transmission signal, and detecting the amplitude of the transmission signal A timing adjustment unit that adjusts the timing of the output signal of the distortion compensation unit and the voltage signal so as to reduce the amplitude of the output signal of the distortion compensation unit with respect to the transmission signal when the value is less than a predetermined value; It has been proposed to provide.
また、例えば、送信すべきRF入力信号を発生する発振器をRF増幅器が含み、前記RF入力信号を電力増幅回路が受信し、該RF入力信号を増幅してRF出力信号を発生し、前記発振器および前記電力増幅回路には増幅器制御回路が作動的に関連しており、この増幅制御回路はRF出力信号の所望する振幅を示す制御信号を発生するための手段を含み、メモリ手段は前記制御信号に対しRF出力信号の実際の振幅を相関化する補正情報を記憶し、所望する振幅に対する補正情報に応答して変更された制御信号を使って制御手段が電力増幅回路の電源電圧を変えるようにすることが提案されている。 Further, for example, an RF amplifier includes an oscillator that generates an RF input signal to be transmitted, a power amplifier circuit receives the RF input signal, amplifies the RF input signal, and generates an RF output signal. An amplifier control circuit is operatively associated with the power amplifier circuit, the amplifier control circuit including means for generating a control signal indicative of a desired amplitude of the RF output signal, and memory means is connected to the control signal. On the other hand, correction information correlating the actual amplitude of the RF output signal is stored, and the control means changes the power supply voltage of the power amplifier circuit using the control signal changed in response to the correction information for the desired amplitude. It has been proposed.
また、振幅変調回路が、可能性として変調された電圧(VPA)と組み合わせられた変調された供給電流(IPA)を無線周波数電力増幅器に提供するとともに、該増幅器のAM変調インピーダンスとして説明される、変調された供給電流(IPA)とその電圧(VPA)の比の変化に応答する検出回路を含み、インピーダンス(抵抗)の変化が電力増幅器によって駆動されるアンテナアセンブリの結合特性を変化させることに起因して発生され、利得制御回路が検出回路に付随して該回路に応答することにより、AM変調インピーダンスの変化に応答して変調利得制御の調整を可能にすることが提案されている。 An amplitude modulation circuit also provides a modulated supply current (IPA), possibly combined with a modulated voltage (VPA), to the radio frequency power amplifier and is described as the AM modulation impedance of the amplifier. Due to the detection circuit responsive to a change in the ratio of the modulated supply current (IPA) and its voltage (VPA), the change in impedance (resistance) changes the coupling characteristics of the antenna assembly driven by the power amplifier It is proposed that the gain control circuit be responsive to the detection circuit associated with the detection circuit to allow adjustment of the modulation gain control in response to changes in the AM modulation impedance.
また、変調波を入力信号とする電力増幅器と、この電力増幅器に直流バイアス電圧を供給するバイアス手段と、このバイアス手段の出力電圧を前記変調波の包絡線信号レベルより制御する電圧制御手段とを備えた線形送信装置において、前記電力増幅器の入力信号を前記包絡線信号レベルと前記電力増幅器の出力信号の包絡線信号レベルとの差により制御する入力制御手段を備え、前記電圧制御手段は、変調波から求めた包絡線の振幅および位相を等化して前記バイアス手段に供給する周波数等化回路を含むことが提案されている。 A power amplifier having a modulated wave as an input signal; bias means for supplying a DC bias voltage to the power amplifier; and voltage control means for controlling the output voltage of the bias means from the envelope signal level of the modulated wave. The linear transmission apparatus includes an input control unit that controls an input signal of the power amplifier based on a difference between the envelope signal level and an envelope signal level of the output signal of the power amplifier, and the voltage control unit includes a modulation unit. It has been proposed to include a frequency equalization circuit that equalizes the amplitude and phase of the envelope obtained from the wave and supplies the same to the bias means.
また、送出すべきベースバンドデータが、歪補償部、D/A変換部、直交変調器、周波数変換器を経て送信信号に変換され、電力増幅器にて電力増幅されてアンテナ部より出力され、電力増幅器の出力の一部は、方向性結合器、周波数変換器、直交復調器、A/D変換部を経て帰還系ベースバンドデータにディジタル変換され、帰還系ベースバンドデータと送出すべきベースバンドデータとは、比較部で比較され、歪量演算部で、送信信号の歪量が算出され、この歪量に基づき、バイアス制御部において、電力増幅器のバイアス電圧を制御することが提案されている。 Also, baseband data to be transmitted is converted into a transmission signal through a distortion compensator, a D / A converter, a quadrature modulator, and a frequency converter, amplified by a power amplifier, and output from an antenna unit. A part of the output of the amplifier is digitally converted to feedback system baseband data via a directional coupler, frequency converter, quadrature demodulator, and A / D converter, and the feedback system baseband data and the baseband data to be transmitted Is compared with the comparison unit, the distortion amount calculation unit calculates the distortion amount of the transmission signal, and based on this distortion amount, the bias control unit controls the bias voltage of the power amplifier.
図10に示すように、電源制御回路を包絡線信号Venvにより駆動する場合、電力増幅器PAの電源端子に供給される電圧Vdd0には、入力inと比較して、位相遅れが生じる。電圧Vdd0の位相遅れの量は、入力inの振幅の時間的な変化の履歴に依存する。換言すれば、電圧Vdd0は、入力inにより振幅変調された信号であると考えることができる。 As shown in FIG. 10, when the power supply control circuit is driven by the envelope signal Venv, the voltage Vdd0 supplied to the power supply terminal of the power amplifier PA has a phase delay compared to the input in. The amount of phase delay of the voltage Vdd0 depends on the history of the temporal change in the amplitude of the input in. In other words, the voltage Vdd0 can be considered as a signal that is amplitude-modulated by the input in.
このため、電圧Vdd0が電力増幅器PAの電源端子に供給される場合、電圧Vdd0は、入力inに正確に追従することができない。従って、電圧Vdd0の瞬間的な値、換言すれば、瞬時電源電圧を、電力増幅器PAのエネルギ効率が最良となる値に制御することができない。 For this reason, when the voltage Vdd0 is supplied to the power supply terminal of the power amplifier PA, the voltage Vdd0 cannot accurately follow the input in. Therefore, the instantaneous value of the voltage Vdd0, in other words, the instantaneous power supply voltage cannot be controlled to a value at which the energy efficiency of the power amplifier PA is optimal.
また、電力増幅器PAの利得は、一般に電源電圧に依存する。しかし、前述したように、電圧Vdd0が位相遅れを含むために、歪を生じてしまう。 The gain of the power amplifier PA generally depends on the power supply voltage. However, as described above, since the voltage Vdd0 includes a phase lag, distortion occurs.
本発明は、エネルギ効率の優れた歪の少ない高周波電力増幅装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a high-frequency power amplifying device with excellent energy efficiency and low distortion.
開示される高周波電力増幅装置は、高周波の入力信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器と電力増幅器に電源電圧を供給する電源部との間に設けられ、電源部からの電源電圧を制御する制御回路とを含む。制御回路は、電力増幅器への入力信号から得られる信号を電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、生成した制御信号により電源電圧を制御することにより供給電源電圧を生成し、生成した供給電源電圧を電力増幅器に供給する。 The disclosed high-frequency power amplifier is provided between a power amplifier that amplifies a high-frequency input signal and a power supply that supplies a power supply voltage to the power amplifier and controls the power supply voltage from the power supply. Circuit. The control circuit controls the signal obtained from the input signal to the power amplifier by correcting the power supply voltage so that the best energy efficiency is obtained in the power amplifier based on the distortion characteristic determined according to the power amplifier. A signal is generated, a power supply voltage is generated by controlling the power supply voltage according to the generated control signal, and the generated power supply voltage is supplied to the power amplifier.
開示される高周波電力増幅装置によれば、エネルギ効率が良く、歪が少ない高周波電力の増幅を実現することができる。 According to the disclosed high frequency power amplification device, it is possible to realize amplification of high frequency power with high energy efficiency and low distortion.
図1は、高周波電力増幅装置を備える送信装置の一例を示す図である。 FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a transmission device including a high-frequency power amplification device.
送信装置は、信号生成部1と、包絡線信号生成部(env)2と、高周波電力増幅装置3とを含む。信号生成部1は、例えばデジタルプロセッシング部(DPU)であり、高周波(RF signal)の送信信号inを生成する。送信信号inは、変調された送信信号である。送信信号inは、包絡線信号生成部(env)2及び高周波電力増幅装置3に入力される。
The transmission device includes a
包絡線信号生成部2は、送信信号inの包絡線を検出することにより包絡線信号を生成する。包絡線信号は、高周波電力増幅装置3に入力される。
The envelope
高周波電力増幅装置3は、送信信号を増幅する。高周波電力増幅装置3は、電力増幅器PAと、制御回路31とを含む。電力増幅器PAは、高周波の入力信号、換言すれば、入力された送信信号inを増幅して、信号outとして出力する。信号outは、所定の信号処理を施された後に、送信部から送信される。電力増幅器PAの電源端子には、動作電源として、供給電源電圧Vdd1が、制御回路31から供給される。
The high
制御回路31は、電力増幅器PAと、電力増幅器PAに電源電圧Vddを供給する電源部との間に設けられ、電源部からの電源電圧Vddを制御する。電源部は、例えば送信装置に電源電圧Vddの電力を供給する電源装置であり、例えば制御回路31に電源電圧Vddを供給する。これにより、電源部は、電力増幅器PAに電源電圧を供給する。制御回路31は、包絡線信号生成部2から入力された包絡線信号に基づいて、供給された電源電圧Vddから供給電源電圧Vdd1を生成して、電力増幅器PAに供給する。
The
図2は、主として、高周波電力増幅装置の一例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram mainly illustrating an example of a high-frequency power amplifier.
信号生成部1の最終段の回路である乗算器101には、直交ベースバンド信号txiが入力される。また、乗算器101には、変調信号として直交ローカル信号loiが入力される。これにより、直交ベースバンド信号txiは直交ローカル信号loiで直交変調される。同様にして、信号生成部1の最終段の回路である乗算器102により、直交ベースバンド信号txqが直交ローカル信号loqで直交変調される。
The quadrature baseband signal txi is input to the
直交ベースバンド信号txiは、例えば、直交周波数分割多重方式(orthogonal frequency-division multiplexing、以下、OFDMと言う)において互いに直交するサブキャリアの一方の信号である。直交ベースバンド信号txqは、例えば、OFDMにおいて互いに直交するサブキャリアの他方の信号である。OFDMは、広帯域デジタル通信において広く使用され、例えば、デジタルテレビ放送、ブロードバンドインターネットにおいて使用される。従って、送信装置は、デジタルテレビ放送、ブロードバンドインターネット等において使用される送信装置である。 The orthogonal baseband signal txi is, for example, one of subcarriers orthogonal to each other in an orthogonal frequency-division multiplexing (hereinafter referred to as OFDM). The orthogonal baseband signal txq is, for example, the other signal of subcarriers orthogonal to each other in OFDM. OFDM is widely used in broadband digital communications, such as digital television broadcasting and broadband Internet. Therefore, the transmission device is a transmission device used in digital television broadcasting, broadband Internet, and the like.
乗算器101で直交変調された送信信号及び乗算器102で直交変調された送信信号は、共に、包絡線信号生成部2に入力され、また、乗算器4に入力される。乗算器101で直交変調された送信信号及び乗算器102で直交変調された送信信号が、入力信号inである。
Both the transmission signal orthogonally modulated by the
乗算器4、DAC(デジタルアナログ変換器)5、乗算器6、電力増幅器PA、及び、非線形要素回路(nla)8が、電力増幅回路を構成する。乗算器4、DAC(デジタルアナログ変換器)5、乗算器6、電力増幅器PA、及び、非線形要素回路(nla)8以外の回路が、制御回路31を構成する。
The
電力増幅回路において、乗算器4には、乗算器101で直交変調された送信信号及び乗算器102で直交変調された送信信号、換言すれば、入力信号inが入力される。また、乗算器4には、非線形要素回路(nla)8から出力された歪信号が入力される。これにより、入力信号inは、非線形要素回路(nla)8から出力された歪信号により歪まされる。
In the power amplifying circuit, the
従って、乗算器4と非線形要素回路(nla)8とが、プレディストータ回路を構成する。プレディストータ回路は、後述するように、制御回路31が電力増幅器PAに応じて定まる歪特性に基づいて入力信号inから得られる信号を補正することに対応して、電力増幅器PAにおいて発生する歪を補償する。
Therefore, the
乗算器4の出力はDAC5に入力される。これにより、乗算器4の出力、換言すれば、プレディストータ回路の出力は、アナログ信号に変換される。DAC5の出力は乗算器6に入力される。また、乗算器6には、変調信号として直交ローカル信号lo2が入力される。これにより、DAC5の出力は直交ローカル信号lo2で直交変調される。
The output of the
乗算器6の出力は電力増幅器PAに入力される。これにより、プレディストータ回路により歪まされた入力信号inから生成されたアナログ信号は増幅されて、出力信号outとして出力される。
The output of the
一方、前述したように、乗算器101で直交変調された送信信号及び乗算器102で直交変調された送信信号、換言すれば、入力信号inは、包絡線信号生成部2に入力される。これにより、包絡線信号生成部2は、送信信号inの包絡線を検出することにより包絡線信号を生成する。包絡線信号は、高周波電力増幅装置3の非線形要素回路(nls)9に入力される。
On the other hand, as described above, the transmission signal orthogonally modulated by the
制御回路31において、非線形要素回路(nls)9には、包絡線信号が入力される。非線形要素回路(nls)9は、電力増幅器PAへの入力信号inから得られる信号、具体的には、包絡線信号を電力増幅器PAに応じて定まる歪特性に基づいて補正する。非線形要素回路(nls)9の出力が、電源電圧Vddを制御するための制御信号として用いられる。換言すれば、非線形要素回路(nls)9の出力は、電源電圧Vddの補正信号である。
In the
従って、制御回路31は、非線形要素回路(nls)9により、電力増幅器PAへの入力信号inから得られる信号を電力増幅器PAに応じて定まる歪特性に基づいて補正することにより制御信号を生成する。具体的には、制御回路31が、非線形要素回路(nls)9により、包絡線信号を電力増幅器PAに応じて定まる歪特性に基づいて補正することにより制御信号を生成する。
Therefore, the
この後、制御回路31は、後述するように、生成した制御信号により電源電圧Vddを制御することにより供給電源電圧Vdd1を生成する。そして、制御回路31は、生成した供給電源電圧Vdd1を電力増幅器PAに供給する。
Thereafter, as described later, the
ここで、非線形要素回路(nls)9について、図3〜図6を参照して説明する。 Here, the nonlinear element circuit (nls) 9 will be described with reference to FIGS.
図3は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器PAのエネルギ効率PAEと出力Poutとの関係を表す。図3において、横軸は出力Pout(dBm)であり、縦軸はエネルギ効率PAE(%)である。出力Poutの単位としては、電力の単位であるミリワット(mW)ではなく、1mWを0dBとして電力の絶対レベルを表すdBmが用いられる。エネルギ効率としては、電力増幅器PAのエネルギ変換効率の指標である電力付加効率PAE(%)が用いられる。換言すれば、エネルギ効率PAE(%)は、エネルギ付加効率を表す。パラメータである供給電源電圧Vdd1(V)は、2V刻みで、2V〜28Vの範囲の値をとる。なお、図3において、最も左側の曲線がVdd1=2Vの場合の曲線であり、最も右側の曲線がVdd1=28Vの場合の曲線である。 FIG. 3 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and represents the relationship between the energy efficiency PAE of the power amplifier PA and the output Pout. In FIG. 3, the horizontal axis is the output Pout (dBm), and the vertical axis is the energy efficiency PAE (%). The unit of the output Pout is not the milliwatt (mW) which is the unit of power, but dBm representing the absolute level of the power with 1 mW being 0 dB. As the energy efficiency, a power added efficiency PAE (%) that is an index of the energy conversion efficiency of the power amplifier PA is used. In other words, energy efficiency PAE (%) represents energy addition efficiency. The power supply voltage Vdd1 (V), which is a parameter, takes a value in the range of 2V to 28V in increments of 2V. In FIG. 3, the leftmost curve is a curve when Vdd1 = 2V, and the rightmost curve is a curve when Vdd1 = 28V.
電力増幅器PAのエネルギ効率PAEと出力Poutとの関係は、電力増幅器PAのシミュレーション又は電力増幅器PAの実測により得ることができる。図3に示すように、基本的には、出力Poutが大きくなるにつれて、エネルギ効率PAEが良くなることが判る。また、図3から、最もエネルギ効率PAEが良いときの出力Poutと供給電源電圧Vdd1とを、知ることができる。 The relationship between the energy efficiency PAE of the power amplifier PA and the output Pout can be obtained by simulation of the power amplifier PA or actual measurement of the power amplifier PA. As shown in FIG. 3, basically, it can be seen that as the output Pout increases, the energy efficiency PAE increases. Further, from FIG. 3, it is possible to know the output Pout and the supply power supply voltage Vdd1 when the energy efficiency PAE is the best.
図4は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器PAの入力Pinと出力Poutとの関係を表す入出力特性図である。図4において、横軸は出力Pout(dBm)であり、縦軸は入力Pin(dBm)である。パラメータである供給電源電圧Vdd1(V)は、2V刻みで、2V〜28Vの範囲の値をとる。なお、図4において、最も左側の曲線がVdd1=2Vの場合の曲線であり、最も右側の曲線がVdd1=28Vの場合の曲線である。 FIG. 4 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and is an input / output characteristic diagram showing the relationship between the input Pin and the output Pout of the power amplifier PA. In FIG. 4, the horizontal axis represents the output Pout (dBm), and the vertical axis represents the input Pin (dBm). The power supply voltage Vdd1 (V), which is a parameter, takes a value in the range of 2V to 28V in increments of 2V. In FIG. 4, the leftmost curve is a curve when Vdd1 = 2V, and the rightmost curve is a curve when Vdd1 = 28V.
電力増幅器PAの入力Pinと出力Poutとの関係は、電力増幅器PAのシミュレーション又は電力増幅器PAの実測により得ることができる。図4に示すように、入力Pin及び出力Poutが比較的小さいときには、出力Poutは入力Pinに比例し、入力Pin及び出力Poutがある程度大きくなると、出力Poutは飽和して、入力Pinに比例しなくなる。 The relationship between the input Pin and the output Pout of the power amplifier PA can be obtained by simulation of the power amplifier PA or actual measurement of the power amplifier PA. As shown in FIG. 4, when the input Pin and the output Pout are relatively small, the output Pout is proportional to the input Pin, and when the input Pin and the output Pout are increased to some extent, the output Pout is saturated and is not proportional to the input Pin. .
図5は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器PAの供給電源電圧Vdd1(V)と出力Pout(dBm)との関係を表す。図5において、横軸は出力Pout(dBm)であり、縦軸は供給電源電圧Vdd1(V)である。 FIG. 5 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and shows the relationship between the power supply voltage Vdd1 (V) and the output Pout (dBm) of the power amplifier PA. In FIG. 5, the horizontal axis is the output Pout (dBm), and the vertical axis is the supply power supply voltage Vdd1 (V).
図5は図3に基づいて得ることができる。図5は、前述したように、図3から求めた、最もエネルギ効率PAEが良いときの出力Poutと供給電源電圧Vdd1とを示す。従って、図5によれば、出力Poutが与えられた場合に、最も良いエネルギ効率PAEが得られる供給電源電圧Vdd1を得ることができる。 FIG. 5 can be obtained based on FIG. As described above, FIG. 5 shows the output Pout and the supply power supply voltage Vdd1 obtained from FIG. 3 when the energy efficiency PAE is the best. Therefore, according to FIG. 5, when the output Pout is given, it is possible to obtain the supply power supply voltage Vdd1 that provides the best energy efficiency PAE.
図6は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器PAのエネルギ効率PAEが最大となる時の入力Pinと出力Poutとの関係を表す。図6において、横軸は出力Pout(dBm)であり、縦軸は入力Pin(dBm)である。なお、図6に示す2本の線分において、直線でない線分は電力増幅器PAのシミュレーション又は電力増幅器PAの実測により得られる結果であり、直線は直線でない線分を当該直線により近似した結果である。 FIG. 6 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and shows the relationship between the input Pin and the output Pout when the energy efficiency PAE of the power amplifier PA is maximized. In FIG. 6, the horizontal axis is the output Pout (dBm), and the vertical axis is the input Pin (dBm). In the two line segments shown in FIG. 6, the non-straight line segment is a result obtained by simulation of the power amplifier PA or the actual measurement of the power amplifier PA, and the straight line is a result of approximating the non-straight line segment by the straight line. is there.
図6は図3及び図4に基づいて得ることができる。図6は、図3から求めた最もエネルギ効率PAEが良いときの出力Poutを用いて図4を参照することにより得た、当該出力Poutに対応する入力Pinを示す。従って、図6によれば、入力Pinが与えられた場合に、最も良いエネルギ効率PAEが得られる出力Poutを求めることができ、求めた出力Poutに基づいて、最も良いエネルギ効率PAEが得られる供給電源電圧Vdd1を得ることができる。 FIG. 6 can be obtained based on FIGS. FIG. 6 shows an input Pin corresponding to the output Pout obtained by referring to FIG. 4 using the output Pout obtained from FIG. 3 when the energy efficiency PAE is the best. Therefore, according to FIG. 6, when the input Pin is given, the output Pout that provides the best energy efficiency PAE can be obtained, and the supply that provides the best energy efficiency PAE based on the obtained output Pout. A power supply voltage Vdd1 can be obtained.
以上のように、入力Pinに応じて、前述したように、電力増幅器PAのシミュレーション又は電力増幅器PAの実測に基づいて、最も良いエネルギ効率PAEが得られる出力Poutは予め定められる。出力Poutに応じて、前述したように、電力増幅器PAのシミュレーション又は電力増幅器PAの実測に基づいて、最も良いエネルギ効率PAEが得られる供給電源電圧Vdd1は予め定められる。入力Pinは、包絡線信号生成部2から、送信信号inの包絡線信号として得られる。従って、非線形要素回路(nls)9は、与えられた入力Pinから最も良いエネルギ効率PAEが得られる出力Poutを求め、求めた出力Poutから最も良いエネルギ効率PAEが得られる供給電源電圧Vdd1を得る。
As described above, according to the input Pin, as described above, the output Pout for obtaining the best energy efficiency PAE is predetermined based on the simulation of the power amplifier PA or the actual measurement of the power amplifier PA. In accordance with the output Pout, as described above, the supply power supply voltage Vdd1 that provides the best energy efficiency PAE is predetermined based on the simulation of the power amplifier PA or the actual measurement of the power amplifier PA. The input Pin is obtained from the envelope
入力Pin、出力Pout、エネルギ効率PAE、及び、これらから求められる供給電源電圧Vdd1は、個々の電力増幅器PAに応じて定まる固有の値である。また、図4に示すように、最も良いエネルギ効率PAEが得られる場合、入力Pinと出力Poutとの関係は非線形である。従って、包絡線信号は、電力増幅器PAに応じて定まる歪特性に基づいて補正されると言うことができる。 The input Pin, the output Pout, the energy efficiency PAE, and the supply power supply voltage Vdd1 obtained from these are unique values determined according to each power amplifier PA. Further, as shown in FIG. 4, when the best energy efficiency PAE is obtained, the relationship between the input Pin and the output Pout is non-linear. Therefore, it can be said that the envelope signal is corrected based on the distortion characteristic determined according to the power amplifier PA.
また、制御回路31の非線形要素回路(nls)9は、包絡線信号生成部2からの包絡線信号を入力として、制御信号を生成して出力する。換言すれば、非線形要素回路(nls)9は、包絡線信号を入力信号inから得られる信号として用いて、包絡線信号を補正することにより制御信号を生成する。包絡線信号に追従して制御信号を生成するために、非線形要素回路(nls)9は、実際には、包絡線信号を入力として制御信号を生成して出力する回路モデルを実現する回路とされ、種々の構成を採ることができる。
The nonlinear element circuit (nls) 9 of the
例えば、非線形要素回路(nls)9は、DSP(デジタルシグナルプロセッサ)により実現することができる。ベースバンド信号は、DSPによっても十分に追従することができる。この場合、DSPは、出力Poutから最も良いエネルギ効率PAEとなる供給電源電圧Vdd1が得られる制御信号を出力する。出力Poutと制御信号との間の関係は、電力増幅器PAのシミュレーション又は実測に基づいて、DSPに予め与えられる。なお、出力Poutと制御信号との間の関係としては、実際には、電力増幅器PAのシミュレーション又は実測の結果を多項式近似した近似的な関係が、DSPに予め与えられる。DSPに代えて、FPGA(フィールドプログラマブルゲートアレイ)を用いるようにしても良い。 For example, the non-linear element circuit (nls) 9 can be realized by a DSP (digital signal processor). The baseband signal can be sufficiently followed by the DSP. In this case, the DSP outputs a control signal for obtaining the supply power supply voltage Vdd1 with the best energy efficiency PAE from the output Pout. The relationship between the output Pout and the control signal is given in advance to the DSP based on simulation or actual measurement of the power amplifier PA. Note that as the relationship between the output Pout and the control signal, in fact, an approximate relationship obtained by approximating the simulation or actual measurement result of the power amplifier PA by a polynomial is given in advance to the DSP. Instead of the DSP, an FPGA (field programmable gate array) may be used.
一方、前述したように、電力増幅回路において、乗算器4と非線形要素回路(nla)8とを含むプレディストータ回路により、非線形要素回路(nls)9により電源電圧Vddの制御信号に含まれる歪が補償される。非線形要素回路(nla)8は、非線形要素回路(nls)9により電源電圧Vddの制御信号に導入される歪の量と等しい量の歪を与えるように、入力信号inを補正する。従って、非線形要素回路(nla)8は、非線形要素回路(nls)9と同様に、包絡線信号を入力として信号を生成して出力する回路モデルを実現する回路とされ、種々の構成を採ることができる。具体的には、非線形要素回路(nla)8は、非線形要素回路(nls)9と同様に、DSP又はFPGAにより実現することができる。
On the other hand, as described above, in the power amplifier circuit, the distortion included in the control signal of the power supply voltage Vdd by the non-linear element circuit (nls) 9 by the predistorter circuit including the
非線形要素回路(nla)8の出力が、入力信号inの振幅を補正するための信号として用いられる。非線形要素回路(nla)8の出力は、入力信号inの振幅の補正信号である。非線形要素回路(nla)8により、供給電源電圧Vdd1の制御信号の補正と同様の補正が入力信号inに導入されるので、電力増幅器PAに歪が生じることを防止することができる。 The output of the nonlinear element circuit (nla) 8 is used as a signal for correcting the amplitude of the input signal in. The output of the nonlinear element circuit (nla) 8 is a correction signal for the amplitude of the input signal in. Since the nonlinear element circuit (nla) 8 introduces correction similar to the correction of the control signal of the supply power supply voltage Vdd1 to the input signal in, it is possible to prevent distortion in the power amplifier PA.
非線形要素回路(nls)9の出力は、インターポレーション回路10により補間された上で、2次のΔΣ変調回路に入力される。従って、制御回路31は、電力増幅器PAに応じて定まる歪特性に基づいて入力信号inから得られる信号、換言すれば、包絡線信号を補正することにより生成した信号をΔΣ変調する。
The output of the nonlinear element circuit (nls) 9 is interpolated by the
2次のΔΣ変調回路は、図2に示すように、加算器(減算器)11、加算器12、加算器(減算器)13、加算器14、比較器15、ダイオード16及び17、DAC(デジタルアナログ変換器)18を含む。比較器15は、入力信号と例えば相互に値の異なる3個の閾値とを比較することにより、2ビットの出力信号を得ることができるような比較器である。インターポレーション回路10は、非線形要素回路(nls)9の出力を補間することにより、サンプリング周波数を見かけ上高くする。2次のΔΣ変調回路は、量子化雑音を整形、換言すれば、ノイズシェーピングする。これにより、見かけ上高い周波数でオーバーサンプリングして再量子化雑音の分布を広い帯域に分布させ、再量子化雑音を整形することができる。
As shown in FIG. 2, the secondary ΔΣ modulation circuit includes an adder (subtractor) 11, an
なお、「加算器(減算器)」は、図2において「−」を付して示すように、入力信号の符号を反転した信号を加算器に入力することにより、加算器を減算器として用いることを表す。一方、「加算器」は、図2において「+」を付して示すように、入力信号をそのまま加算器に入力することにより、加算器を加算器として用いることを表す。図9においても同様である。 Note that the “adder (subtracter)” uses the adder as a subtracter by inputting a signal obtained by inverting the sign of the input signal to the adder, as indicated by “−” in FIG. Represents that. On the other hand, “adder” indicates that the adder is used as an adder by inputting the input signal as it is to the adder, as indicated by “+” in FIG. The same applies to FIG.
制御回路31は、生成した制御信号から量子化ノイズを除去した上で、生成した制御信号により電源電圧Vddを制御することにより供給電源電圧Vdd1を生成する。具体的には、2次のΔΣ変調回路の出力は、スイッチング回路に入力される。スイッチング回路は、図2に示すように、比較器19、スイッチング用のMOSFET・Q1、スイッチング用のMOSFET・Q2、インダクタンスL1、キャパシタンスC1を含む。
The
比較器19には、ΔΣ変調された信号が入力され、後述するように、供給電源電圧Vdd1が入力される。比較器19は、2つの入力を比較する比較器であって、ΔΣ変調された信号と供給電源電圧Vdd1とを比較して、スイッチング信号を生成して出力する。従って、スイッチング回路は、ΔΣ変調された信号により駆動される。これにより、電力増幅器PAの電源端子に供給される供給電源電圧Vdd1について、良好にノイズシェーピングすることができる。
The
スイッチング信号は、MOSFET・Q1のゲート電極に供給される正のスイッチング信号と、MOSFET・Q2のゲート電極に供給される負のスイッチング信号とを含む。直列に接続されたMOSFET・Q1及びMOSFET・Q2は、電源電圧Vddと設置電位との間に接続される。MOSFET・Q1とMOSFET・Q2との接続点から出力された信号が、インダクタンスL1を介して、電力増幅器PAの電源端子に供給電源電圧Vdd1として供給される。インダクタンスL101と電力増幅器PAの電源端子との接続点は、キャパシタンスC1を介して接地電位に接続され、また、前述したように、比較器19に接続される。
The switching signal includes a positive switching signal supplied to the gate electrode of the MOSFET Q1, and a negative switching signal supplied to the gate electrode of the MOSFET Q2. The MOSFET Q1 and the MOSFET Q2 connected in series are connected between the power supply voltage Vdd and the installation potential. A signal output from a connection point between the MOSFET Q1 and the MOSFET Q2 is supplied as the supply power supply voltage Vdd1 to the power supply terminal of the power amplifier PA via the inductance L1. The connection point between the inductance L101 and the power supply terminal of the power amplifier PA is connected to the ground potential via the capacitance C1, and is connected to the
以上のように、制御回路31は、ΔΣ変調された信号と供給電源電圧Vdd1とを比較して、比較の結果に基づいて電力増幅器PAに供給する供給電源電圧Vdd1を制御する。これにより、制御信号により電源電圧Vddを制御することにより、供給電源電圧Vdd1が生成される。制御回路31は、生成した供給電源電圧Vdd1を電力増幅器PAに供給する。これにより、電力増幅器PAの消費電流が信号振幅に応じて変化して電源電圧が変動しないようにすることができる。
As described above, the
例えば、ΔΣ変調された信号が供給電源電圧Vdd1よりも大きい場合には、正のスイッチング信号がより大きな値とされ、MOSFET・Q1にはより大きな電圧が印加される。また、負のスイッチング信号はより小さな値とされ、MOSFET・Q2にはより小さな電圧が印加される。この結果、電源部からMOSFET・Q1とインダクタンスL1とを介して、電力増幅器PAの電源端子に、それまでより大きな供給電源電圧Vdd1が供給される。 For example, when the ΔΣ-modulated signal is larger than the supply power supply voltage Vdd1, the positive switching signal is set to a larger value, and a larger voltage is applied to the MOSFET Q1. The negative switching signal has a smaller value, and a smaller voltage is applied to the MOSFET Q2. As a result, a larger supply power supply voltage Vdd1 is supplied from the power supply unit to the power supply terminal of the power amplifier PA via the MOSFET Q1 and the inductance L1.
一方、ΔΣ変調された信号が供給電源電圧Vdd1よりも小さい場合には、正のスイッチング信号がより小さな値とされ、MOSFET・Q1にはより小さな電圧が印加される。また、負のスイッチング信号はより大きな値とされ、MOSFET・Q2にはより大きな電圧が印加される。この結果、電源部からMOSFET・Q1とインダクタンスL1とを介して、電力増幅器PAの電源端子に、それまでより小さな供給電源電圧Vdd1が供給される。 On the other hand, when the ΔΣ modulated signal is smaller than the supply power supply voltage Vdd1, the positive switching signal is set to a smaller value, and a smaller voltage is applied to the MOSFET Q1. Further, the negative switching signal has a larger value, and a larger voltage is applied to the MOSFET Q2. As a result, a smaller supply power supply voltage Vdd1 is supplied from the power supply unit to the power supply terminal of the power amplifier PA via the MOSFET Q1 and the inductance L1.
以上により、電力増幅器PAに供給する供給電源電圧Vdd1を、高速で変化する包絡線信号、換言すれば、入力信号inに追従して変化させることができる。これにより、電力増幅器PAのエネルギ効率を最良の値に制御することができる。 As described above, the supply power supply voltage Vdd1 supplied to the power amplifier PA can be changed following the envelope signal that changes at high speed, in other words, the input signal in. Thereby, the energy efficiency of the power amplifier PA can be controlled to the best value.
次に、高周波電力増幅装置の他の例について説明する。 Next, another example of the high frequency power amplifying device will be described.
図7は、カルテシアンフィードバックループへの適用の説明図である。 FIG. 7 is an explanatory diagram of application to the Cartesian feedback loop.
カルテシアンフィードバックループにおいては、図7に示すように、歪補償のためのフィードバックループが、直交座標成分i及びqに分けられる。具体的には、電力増幅器PAの出力信号が抵抗R151及びR152で分割される。そして、抵抗R151及びR152の接続点の信号が、各々、乗算器155を介して直交座標成分qの入力用の加算器152に入力され、乗算器156を介して直交座標成分iの入力用の加算器151に入力される。
In the Cartesian feedback loop, as shown in FIG. 7, the feedback loop for distortion compensation is divided into orthogonal coordinate components i and q. Specifically, the output signal of the power amplifier PA is divided by resistors R151 and R152. Then, the signals at the connection points of the resistors R151 and R152 are respectively input to the
このようなカルテシアンフィードバックループへ、電源電圧制御回路dVcを適用することを考える。電源電圧制御回路dVcは、図10に示すMOSFET・Q101、電圧比較器COM、抵抗101を含む。インダクタンスL152は図10のインダクタンスL101に対応し、キャパシタンスC152は図10のキャパシタンスC101に対応する。電源電圧制御回路dVcにおいて、電圧比較器COMには、図10に示すように、入力信号inの包絡線信号Venvの抵抗101の両端における電圧が入力される。従って、包絡線信号は、カルテシアンフィードバックループを構成する乗算器153及び乗算器154の出力から検出される。換言すれば、カルテシアンフィードバックループの内部で包絡線信号を検出することになる。
Consider applying the power supply voltage control circuit dVc to such a Cartesian feedback loop. The power supply voltage control circuit dVc includes a MOSFET Q101, a voltage comparator COM, and a
ここで、電力増幅器PAの利得は、一般に電源電圧に対して正の依存性を持つ。このため、包絡線信号をカルテシアンフィードバックループ内で検出すると、電源回路を経由してベースバンド信号の位相が回転してしまうため、電力増幅器PAの動作が不安定となることが予想される。 Here, the gain of the power amplifier PA generally has a positive dependency on the power supply voltage. For this reason, if the envelope signal is detected in the Cartesian feedback loop, the phase of the baseband signal is rotated via the power supply circuit, so that the operation of the power amplifier PA is expected to become unstable.
そこで、制御回路31が、カルテシアンフィードバックループにより電力増幅器PAへの入力信号inから得られる信号を補正すると共に、カルテシアンフィードバックループの外で包絡線信号を検出するようにする。
Therefore, the
図8は、高周波電力増幅装置の他の一例を示す図である。 FIG. 8 is a diagram illustrating another example of the high-frequency power amplifier.
図8の高周波電力増幅装置3においては、図2の高周波電力増幅装置3と異なり、直交ベースバンド信号txi及びtxqが、送信信号inとして、包絡線信号生成部(env)2と及び高周波電力増幅装置3に入力される。包絡線信号生成部2は、ベースバンド信号txi及びtxqを合成した信号の包絡線を検出することにより、包絡線信号を生成する。図8において、非線形要素回路(nls)9から電力増幅器PAの供給電源電圧Vdd1が印加される電源端子までの構成、換言すれば、図8の制御回路31の構成は、図2との比較から判るように、図2の制御回路31の構成と同じである。従って、包絡線信号は、カルテシアンフィードバックループを構成する乗算器24及び乗算器25の出力から検出されることはない。換言すれば、カルテシアンフィードバックループの外部で包絡線信号が検出される。
In the high-frequency
また、図8の高周波電力増幅装置3においては、図2の高周波電力増幅装置3と異なり、非線形要素回路(nla)8が省略される。これは、信号の歪がカルテシアンフィードバックループにより補正されるためである。従って、包絡線信号は、高周波電力増幅装置3に入力されない。
Further, in the high frequency
一方、電力増幅器PAの出力信号が抵抗R1及びR2で分割される。そして、抵抗R1及びR2の接続点の信号が、各々、乗算器26を介して直交座標成分iの入力用の加算器22に入力され、乗算器27を介して直交座標成分qの入力用の加算器23に入力される。乗算器26には復調信号として直交ローカル信号loidが入力され、乗算器27には復調信号として直交ローカル信号loqdが入力される。
On the other hand, the output signal of the power amplifier PA is divided by resistors R1 and R2. Then, the signals at the connection points of the resistors R1 and R2 are respectively input to the
加算器22には、ベースバンド信号txiがDAC(デジタルアナログ変換器)20を介して、換言すれば、ベースバンド信号txiを変換したアナログ信号が入力される。加算器23には、ベースバンド信号txqがDAC21を介して、換言すれば、ベースバンド信号txqを変換したアナログ信号が入力される。
The
乗算器24には、加算器22の出力、換言すれば、直交ベースバンド信号txiに基づく信号が入力される。また、乗算器24には、変調信号として直交ローカル信号loimが入力される。これにより、直交ベースバンド信号txiに基づく信号は直交ローカル信号loimで直交変調される。同様にして、乗算器25により、加算器23の出力、換言すれば、直交ベースバンド信号txqに基づく信号が直交ローカル信号loqmで直交変調される。乗算器24の出力及び乗算器25の出力は、電力増幅器PAに入力される。これにより、カルテシアンフィードバックループが構成される。
The output of the
以上により、カルテシアンフィードバックループにより電力増幅器PAへの入力信号inから得られる信号が補正される。また、カルテシアンフィードバックループの外部で包絡線信号が検出されるので、ベースバンド信号の位相が回転して電力増幅器PAの動作が不安定となることを防止することができる。 As described above, the signal obtained from the input signal in to the power amplifier PA is corrected by the Cartesian feedback loop. In addition, since the envelope signal is detected outside the Cartesian feedback loop, it is possible to prevent the operation of the power amplifier PA from becoming unstable due to the phase of the baseband signal rotating.
図9は、高周波電力増幅装置の更に他の一例を示す図である。 FIG. 9 is a diagram illustrating still another example of the high-frequency power amplifying apparatus.
図9の高周波電力増幅装置3は、電力増幅器PA以外の回路をデジタル回路により構成した例である。従って、電力増幅器PAの前段にDAC(デジタルアナログ変換器)39が設けられる。また、制御回路31において、DAC18に代えて、比較回路52が設けられる。
9 is an example in which circuits other than the power amplifier PA are configured by digital circuits. Accordingly, a DAC (digital / analog converter) 39 is provided in front of the power amplifier PA. The
図9の高周波電力増幅装置3においては、図8の高周波電力増幅装置3と異なり、非線形要素回路(nls)9に加えて、非線形要素回路(nlcdd)40、非線形要素回路(nlc)41が設けられる。これらの回路40〜41は、非線形要素回路(nls)9と同様にして、電力増幅器PAのシミュレーション又は電力増幅器PAの実測に基づいて、DSP又はFPGAにより実現することができる。非線形要素回路(nlcdd)40は、包絡線信号を入力として、電力増幅器PAの消費する消費電流を与える。非線形要素回路(nlc)41は、包絡線信号を入力として、電力増幅器PAの電源コンダクタンスを与える。
In the high
非線形要素回路(nls)9の出力は、インターポレーション回路44により補間された上で、信号ds1として逆モデル回路に入力される。逆モデル回路は、図9に示すように、加算器又は減算器46〜51及び54、比較回路52、ダイオード53及び55、乗算器56を含む。
The output of the nonlinear element circuit (nls) 9 is interpolated by the
逆モデル回路には、電力増幅器PAの消費電流を与える非線形要素回路(nlcdd)40の出力が、インターポレーション回路43により補間された上で入力される。また、逆モデル回路には、電力増幅器PAの電源コンダクタンスを与える非線形要素回路(nlc)41の出力が、インターポレーション回路45により補間された上で入力される。従って、逆モデル回路は、電力増幅器PAの消費する消費電流と、電力増幅器PAのコンダクタンスとに基づいて得られる逆モデルである。制御回路31において、電力増幅器PAの出力Poutから入力Pinを算出する逆モデル回路に基づいて、電力増幅器PAに応じて定まる歪特性が算出される。
The output of the non-linear element circuit (nlcdd) 40 that gives the current consumption of the power amplifier PA is input to the inverse model circuit after being interpolated by the
逆モデル回路は、図8の2次のΔΣ変調回路との比較から判るように、2次のΔΣ変調回路を含む。そして、逆モデル回路は、内部に含む2次のΔΣ変調回路に、電力増幅器PAの消費電流を与え、かつ、((非線形要素回路(nlc)41の出力)―(非線形要素回路(nlcdd)40の出力))×電源電圧変動分を与える。これにより、電力増幅器PAの消費電流の時間変動を抑えることができる。 The inverse model circuit includes a second-order ΔΣ modulation circuit as can be seen from a comparison with the second-order ΔΣ modulation circuit of FIG. Then, the inverse model circuit gives the consumption current of the power amplifier PA to a secondary ΔΣ modulation circuit included therein, and ((output of the nonlinear element circuit (nlc) 41) − (nonlinear element circuit (nlcdd) 40). Output)) x power supply voltage fluctuation. Thereby, the time fluctuation of the consumption current of the power amplifier PA can be suppressed.
前述したように、制御回路31は、包絡線信号を入力信号inから得られる信号として用いて、包絡線信号を補正することにより制御信号を生成する。従って、制御回路31は、包絡線信号の関数として表された電力増幅器PAの消費する消費電流と、包絡線信号の関数として表された電力増幅器PAのコンダクタンスとに基づいて得られる逆モデル回路であって、電力増幅器PAの出力Poutから入力Pinを算出する逆モデル回路に基づいて、電力増幅器PAに応じて定まる歪特性を算出する。
As described above, the
また、図9の高周波電力増幅装置3においては、図8の高周波電力増幅装置3と異なり、図2の高周波電力増幅装置3と同様の非線形要素回路(nla)8が設けられる。これに加えて、図9の高周波電力増幅装置3においては、非線形要素回路(nlp)42が設けられる。非線形要素回路(nlp)42は、非線形要素回路(nls)9と同様にして、電力増幅器PAのシミュレーション又は電力増幅器PAの実測に基づいて、DSP又はFPGAにより実現することができる。非線形要素回路(nlp)42は、包絡線信号を入力として、電力増幅器PAの位相歪の補正の量を与える。
9 is provided with a non-linear element circuit (nla) 8 similar to the high frequency
電力増幅回路において、非線形要素回路(nla)8の出力は、乗算器30及び乗算器31に入力される。乗算器30には直交ベースバンド信号txiが入力され、乗算器31には直交ベースバンド信号txqが入力される。これにより、直交ベースバンド信号txiの振幅及び直交ベースバンド信号txqの振幅が、非線形要素回路(nla)8の出力で補正される。
In the power amplifier circuit, the output of the nonlinear element circuit (nla) 8 is input to the
乗算器30の出力及び乗算器31の出力は、座標回転回路(rot)32に入力されて座標回転された後、インターポレーション回路33及び34により補間された上で、乗算器35及び乗算器36に入力される。また、非線形要素回路(nlp)42の出力は、座標回転回路(rot)32に入力される。座標回転回路(rot)32における座標回転の量は、非線形要素回路(nlp)42の出力により定まる。これにより、直交ベースバンド信号txiの位相及び直交ベースバンド信号txqの位相が、非線形要素回路(nlp)42の出力で補正される。
The output of the
乗算器35には、変調信号として直交ローカル信号loiが入力される。これにより、直交ランダム変換された直交ベースバンド信号txiは直交ローカル信号loiで直交変調される。同様に、乗算器36により、直交ランダム変換された直交ベースバンド信号txqは直交ローカル信号loqで直交変調される。
The
乗算器35の出力及び乗算器36の出力は、加算器37において加算された後、遅延回路(Del)38により遅延時間を調整された後、DAC39に入力され、アナログ信号に変換される。遅延回路(Del)38は省略するようにしても良い。DAC39の出力は、電力増幅器PAに入力される。
The output of the
以上により、非線形要素回路(nls)9により制御信号を生成して、供給電源電圧Vdd1を、高速で変化する包絡線信号、換言すれば、入力信号inに追従して変化させることができる。これに加えて、非線形要素回路(nla)8により振幅を補正することができ、非線形要素回路(nlcdd)40及び非線形要素回路(nlc)41により消費電流の時間変動を抑えることができ、非線形要素回路(nlp)42により位相を補正することができる。 As described above, the control signal is generated by the non-linear element circuit (nls) 9, and the supply power supply voltage Vdd1 can be changed following the envelope signal that changes at high speed, in other words, the input signal in. In addition to this, the non-linear element circuit (nla) 8 can correct the amplitude, and the non-linear element circuit (nlcdd) 40 and the non-linear element circuit (nlc) 41 can suppress the time variation of the consumption current. The phase can be corrected by the circuit (nlp) 42.
1 信号生成部
2 包絡線信号生成部(env)
3 高周波電力増幅装置
4、6 乗算器
5、18 DAC(デジタルアナログ変換器)
8 非線形要素回路(nla)
9 非線形要素回路(nls)
10 インターポレーション回路
11、13 加算器(減算器)
12、14 加算器
15、19 比較器
16、17 ダイオード
31 制御回路
101、102 乗算器
PA 電力増幅器
1
3 High frequency
8 Nonlinear element circuit (nla)
9 Nonlinear element circuit (nls)
10
12, 14
Claims (8)
前記電力増幅器と前記電力増幅器に電源電圧を供給する電源部との間に設けられ、前記電源部からの電源電圧を制御する制御回路とを含み、
前記制御回路が、前記電力増幅器への前記入力信号から得られる信号を前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、生成した前記制御信号により前記電源電圧を制御することにより前記供給電源電圧を生成し、生成した前記供給電源電圧を前記電力増幅器に供給する
ことを特徴とする高周波電力増幅装置。 A power amplifier for amplifying a high-frequency input signal;
A control circuit that is provided between the power amplifier and a power supply unit that supplies a power supply voltage to the power amplifier, and that controls a power supply voltage from the power supply unit;
The control circuit generates a supply power supply voltage that provides the best energy efficiency in the power amplifier based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier for a signal obtained from the input signal to the power amplifier. generates a control signal by correcting, by the generated said control signal to generate the power supply voltage by controlling the power supply voltage, and wherein the supplying the generated the power supply voltage to the power amplifier High frequency power amplifier.
ことを特徴とする請求項1に記載の高周波電力増幅装置。 The control circuit corrects the envelope signal by using an envelope signal, which is a signal obtained from the input signal by detecting an envelope of the input signal, as a signal obtained from the input signal. The high-frequency power amplification device according to claim 1, wherein the control signal is generated by:
ことを特徴とする請求項1に記載の高周波電力増幅装置。 A predistorter that compensates for distortion generated in the power amplifier in response to the control circuit correcting a signal obtained from the input signal based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier; The high frequency power amplifier according to claim 1, further comprising a circuit.
ことを特徴とする請求項1に記載の高周波電力増幅装置。 The control circuit ΔΣ modulates a signal generated by correcting a signal obtained from the input signal based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier, and the ΔΣ-modulated signal and the supply power voltage are The high-frequency power amplifier according to claim 1, wherein the power supply voltage supplied to the power amplifier is controlled based on a result of the comparison.
ことを特徴とする請求項1に記載の高周波電力増幅装置。 The high frequency power amplifying apparatus according to claim 1, wherein the control circuit corrects a signal obtained from the input signal to the power amplifier by a Cartesian feedback loop.
ことを特徴とする請求項1に記載の高周波電力増幅装置。 The high-frequency power amplifying apparatus according to claim 1, wherein the control circuit calculates a distortion characteristic determined according to the power amplifier based on an inverse model that calculates an input from an output of the power amplifier.
前記制御回路が、
前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記電力増幅器への前記入力信号から得られる信号を前記電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、
生成した前記制御信号により前記電源電圧を制御することにより前記供給電源電圧を生成し、
生成した前記供給電源電圧を前記電力増幅器に供給する
ことを特徴とする高周波電力増幅方法。 A power amplifier that amplifies a high-frequency input signal; a power supply that supplies a power supply voltage to the power amplifier; and a power supply that supplies a power supply voltage to the power amplifier and the power amplifier. A high frequency power amplification method in a high frequency power amplification device including a control circuit for controlling the power supply voltage of
The control circuit comprises:
Control is performed by correcting a signal obtained from the input signal to the power amplifier based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier so that a supply power supply voltage that provides the best energy efficiency in the power amplifier is generated. Generate a signal,
The generated said control signal to generate the power supply voltage by controlling the power supply voltage,
The generated power supply voltage is supplied to the power amplifier.
前記送信信号の包絡線を検出することにより包絡線信号を生成する包絡線信号生成部と、
前記送信信号を増幅する高周波電力増幅装置とを含み、
前記高周波電力増幅装置が、更に、
前記送信信号を増幅する電力増幅器と、
前記電力増幅器と前記電力増幅器に電源電圧を供給する電源部との間に設けられ、前記電源部からの電源電圧を制御する制御回路とを含み、
前記制御回路が、前記包絡線信号を前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、生成した前記制御信号により前記電源電圧を制御することにより前記供給電源電圧を生成し、生成した前記供給電源電圧を前記電力増幅器に供給する
ことを特徴とする送信装置。 A signal generator for generating a high-frequency transmission signal;
An envelope signal generator that generates an envelope signal by detecting an envelope of the transmission signal;
A high-frequency power amplifier that amplifies the transmission signal,
The high-frequency power amplifying device further includes:
A power amplifier for amplifying the transmission signal;
A control circuit that is provided between the power amplifier and a power supply unit that supplies a power supply voltage to the power amplifier, and that controls a power supply voltage from the power supply unit;
The control circuit generates a control signal by correcting the envelope signal based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier so as to generate a power supply voltage that provides the best energy efficiency in the power amplifier. transmitting device, and the generated said control signal to generate the power supply voltage by controlling the power supply voltage, the generated said supply voltage, characterized in that to be supplied to the power amplifier.
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