JP5803512B2

JP5803512B2 - High frequency power amplification device, high frequency power amplification method, and transmission device

Info

Publication number: JP5803512B2
Application number: JP2011213752A
Authority: JP
Inventors: 工宮下; 洋二大橋; 高野　健; 健高野
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2011-09-29
Filing date: 2011-09-29
Publication date: 2015-11-04
Anticipated expiration: 2031-09-29
Also published as: JP2013074568A

Description

本発明は、高周波電力増幅装置、高周波電力増幅方法、送信装置に関する。 The present invention relates to a high frequency power amplification device, a high frequency power amplification method, and a transmission device.

無線インターフェイスを備えた情報処理装置においては、送信機の消費電力を削減することが求められる。この時、送信電力や送信品質を低下させることなく、送信機の消費電力を削減することが求められる。このため、送信機のエネルギ効率を向上させることが重要である。 In an information processing apparatus provided with a wireless interface, it is required to reduce the power consumption of the transmitter. At this time, it is required to reduce the power consumption of the transmitter without reducing the transmission power or transmission quality. For this reason, it is important to improve the energy efficiency of the transmitter.

送信機に含まれる高周波電力増幅装置のエネルギ効率は、高周波電力増幅装置に含まれるＭＯＳＦＥＴの動作状態に依存する。換言すれば、信号電力に対して電源電圧が高すぎず、高周波電力増幅装置に含まれるＭＯＳＦＥＴは飽和状態となる時、エネルギ効率を高くする事ができる。従って、エネルギ効率は、出力電圧振幅と電源電圧との相対的な大小関係に依存する。 The energy efficiency of the high frequency power amplifier included in the transmitter depends on the operating state of the MOSFET included in the high frequency power amplifier. In other words, when the power supply voltage is not too high with respect to the signal power and the MOSFET included in the high-frequency power amplifier is saturated, the energy efficiency can be increased. Therefore, energy efficiency depends on the relative magnitude relationship between the output voltage amplitude and the power supply voltage.

そこで、例えば、図１０に示すように、高周波電力増幅装置の出力電圧振幅が小さい場合には、電源電圧を下げることが知られている。 Therefore, for example, as shown in FIG. 10, it is known that the power supply voltage is lowered when the output voltage amplitude of the high-frequency power amplifier is small.

図１０において、高周波電力増幅装置に含まれ、高周波信号を増幅する電力増幅器ＰＡと電源電圧Ｖｄｄを供給する電源端子との間には、電源制御回路が設けられる。電源制御回路は、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１０１、インダクタンスＬ１０１、キャパシタンスＣ１０１、電圧比較器ＣＯＭを含む。電力増幅器ＰＡには、入力ｉｎとして、高周波信号（ＲＦｓｉｇｎａｌ）が入力される。電源電圧Ｖｄｄは、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１０１とインダクタンスＬ１０１とを介して、電力増幅器ＰＡの電源端子に電圧Ｖｄｄ０として供給される。電力増幅器ＰＡへの入力ｉｎとは別に、入力ｉｎの包絡線信号Ｖｅｎｖが包絡線検出器により生成される。包絡線信号Ｖｅｎｖは、抵抗Ｒ１０１を介して、インダクタンスＬ１０１と電力増幅器ＰＡの電源端子との接続点に供給される。インダクタンスＬ１０１と電力増幅器ＰＡの電源端子との接続点は、キャパシタンスＣ１０１を介して、接地電位に接続される。抵抗Ｒ１０１の両端には電圧比較器ＣＯＭの２個の入力端子が接続される。電圧比較器ＣＯＭの出力は、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１０１のゲート電極に供給される。 In FIG. 10, a power supply control circuit is provided between a power amplifier PA that is included in the high-frequency power amplifier and amplifies a high-frequency signal and a power supply terminal that supplies a power supply voltage Vdd. The power supply control circuit includes MOSFET Q101, inductance L101, capacitance C101, and voltage comparator COM. A high frequency signal (RF signal) is input to the power amplifier PA as an input in. The power supply voltage Vdd is supplied as the voltage Vdd0 to the power supply terminal of the power amplifier PA via the MOSFET Q101 and the inductance L101. Apart from the input in to the power amplifier PA, the envelope signal Venv of the input in is generated by the envelope detector. The envelope signal Venv is supplied to the connection point between the inductance L101 and the power supply terminal of the power amplifier PA via the resistor R101. A connection point between the inductance L101 and the power supply terminal of the power amplifier PA is connected to the ground potential via the capacitance C101. Two input terminals of the voltage comparator COM are connected to both ends of the resistor R101. The output of the voltage comparator COM is supplied to the gate electrode of the MOSFET Q101.

包絡線信号Ｖｅｎｖと電力増幅器ＰＡに供給されている電圧Ｖｄｄ０との間に生じた差分は、電圧比較器ＣＯＭにより検出される。これにより、検出された差分に応じた制御信号が、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１０１に供給される。この結果、包絡線信号Ｖｅｎｖの変動に応じて、電力増幅器ＰＡに供給されている電圧Ｖｄｄ０を制御することができる。換言すれば、電力増幅器の出力電圧振幅が小さい場合に、電力増幅器ＰＡに供給される電源電圧Ｖｄｄ０を下げることができる。 A difference generated between the envelope signal Venv and the voltage Vdd0 supplied to the power amplifier PA is detected by the voltage comparator COM. As a result, a control signal corresponding to the detected difference is supplied to the MOSFET Q101. As a result, the voltage Vdd0 supplied to the power amplifier PA can be controlled according to the fluctuation of the envelope signal Venv. In other words, the power supply voltage Vdd0 supplied to the power amplifier PA can be lowered when the output voltage amplitude of the power amplifier is small.

なお、例えば、増幅器と、前記増幅器に供給する電圧信号を送信信号に応じて制御する電圧制御部と、前記送信信号に前記増幅器の入力対出力特性の逆特性を予め与えて歪補償処理を行う歪補償部とを備え、前記歪補償部の出力信号を前記増幅器に入力して増幅する電力増幅装置であって、前記送信信号の振幅を検出する振幅検出部と、前記送信信号の振幅の検出値が所定値未満のときの、前記送信信号に対する前記歪補償部の出力信号の振幅を低減するように、前記歪補償部の出力信号と前記電圧信号のタイミングを調整するタイミング調整部と、を備えることが提案されている。 In addition, for example, an amplifier, a voltage control unit that controls a voltage signal supplied to the amplifier according to a transmission signal, and a distortion compensation process by previously giving the transmission signal an inverse characteristic of the input-to-output characteristic of the amplifier A power amplifying apparatus including a distortion compensator, and amplifying the amplifier by inputting an output signal of the distortion compensator to the amplifier, the amplitude detector detecting the amplitude of the transmission signal, and detecting the amplitude of the transmission signal A timing adjustment unit that adjusts the timing of the output signal of the distortion compensation unit and the voltage signal so as to reduce the amplitude of the output signal of the distortion compensation unit with respect to the transmission signal when the value is less than a predetermined value; It has been proposed to provide.

また、例えば、送信すべきＲＦ入力信号を発生する発振器をＲＦ増幅器が含み、前記ＲＦ入力信号を電力増幅回路が受信し、該ＲＦ入力信号を増幅してＲＦ出力信号を発生し、前記発振器および前記電力増幅回路には増幅器制御回路が作動的に関連しており、この増幅制御回路はＲＦ出力信号の所望する振幅を示す制御信号を発生するための手段を含み、メモリ手段は前記制御信号に対しＲＦ出力信号の実際の振幅を相関化する補正情報を記憶し、所望する振幅に対する補正情報に応答して変更された制御信号を使って制御手段が電力増幅回路の電源電圧を変えるようにすることが提案されている。 Further, for example, an RF amplifier includes an oscillator that generates an RF input signal to be transmitted, a power amplifier circuit receives the RF input signal, amplifies the RF input signal, and generates an RF output signal. An amplifier control circuit is operatively associated with the power amplifier circuit, the amplifier control circuit including means for generating a control signal indicative of a desired amplitude of the RF output signal, and memory means is connected to the control signal. On the other hand, correction information correlating the actual amplitude of the RF output signal is stored, and the control means changes the power supply voltage of the power amplifier circuit using the control signal changed in response to the correction information for the desired amplitude. It has been proposed.

また、振幅変調回路が、可能性として変調された電圧（ＶＰＡ）と組み合わせられた変調された供給電流（ＩＰＡ）を無線周波数電力増幅器に提供するとともに、該増幅器のＡＭ変調インピーダンスとして説明される、変調された供給電流（ＩＰＡ）とその電圧（ＶＰＡ）の比の変化に応答する検出回路を含み、インピーダンス（抵抗）の変化が電力増幅器によって駆動されるアンテナアセンブリの結合特性を変化させることに起因して発生され、利得制御回路が検出回路に付随して該回路に応答することにより、ＡＭ変調インピーダンスの変化に応答して変調利得制御の調整を可能にすることが提案されている。 An amplitude modulation circuit also provides a modulated supply current (IPA), possibly combined with a modulated voltage (VPA), to the radio frequency power amplifier and is described as the AM modulation impedance of the amplifier. Due to the detection circuit responsive to a change in the ratio of the modulated supply current (IPA) and its voltage (VPA), the change in impedance (resistance) changes the coupling characteristics of the antenna assembly driven by the power amplifier It is proposed that the gain control circuit be responsive to the detection circuit associated with the detection circuit to allow adjustment of the modulation gain control in response to changes in the AM modulation impedance.

また、変調波を入力信号とする電力増幅器と、この電力増幅器に直流バイアス電圧を供給するバイアス手段と、このバイアス手段の出力電圧を前記変調波の包絡線信号レベルより制御する電圧制御手段とを備えた線形送信装置において、前記電力増幅器の入力信号を前記包絡線信号レベルと前記電力増幅器の出力信号の包絡線信号レベルとの差により制御する入力制御手段を備え、前記電圧制御手段は、変調波から求めた包絡線の振幅および位相を等化して前記バイアス手段に供給する周波数等化回路を含むことが提案されている。 A power amplifier having a modulated wave as an input signal; bias means for supplying a DC bias voltage to the power amplifier; and voltage control means for controlling the output voltage of the bias means from the envelope signal level of the modulated wave. The linear transmission apparatus includes an input control unit that controls an input signal of the power amplifier based on a difference between the envelope signal level and an envelope signal level of the output signal of the power amplifier, and the voltage control unit includes a modulation unit. It has been proposed to include a frequency equalization circuit that equalizes the amplitude and phase of the envelope obtained from the wave and supplies the same to the bias means.

また、送出すべきベースバンドデータが、歪補償部、Ｄ／Ａ変換部、直交変調器、周波数変換器を経て送信信号に変換され、電力増幅器にて電力増幅されてアンテナ部より出力され、電力増幅器の出力の一部は、方向性結合器、周波数変換器、直交復調器、Ａ／Ｄ変換部を経て帰還系ベースバンドデータにディジタル変換され、帰還系ベースバンドデータと送出すべきベースバンドデータとは、比較部で比較され、歪量演算部で、送信信号の歪量が算出され、この歪量に基づき、バイアス制御部において、電力増幅器のバイアス電圧を制御することが提案されている。 Also, baseband data to be transmitted is converted into a transmission signal through a distortion compensator, a D / A converter, a quadrature modulator, and a frequency converter, amplified by a power amplifier, and output from an antenna unit. A part of the output of the amplifier is digitally converted to feedback system baseband data via a directional coupler, frequency converter, quadrature demodulator, and A / D converter, and the feedback system baseband data and the baseband data to be transmitted Is compared with the comparison unit, the distortion amount calculation unit calculates the distortion amount of the transmission signal, and based on this distortion amount, the bias control unit controls the bias voltage of the power amplifier.

特開２０１０−２２６１９８号公報JP 2010-226198 A 特表２００２−５３０９１７号公報Japanese translation of PCT publication No. 2002-530917 特表２００５−５１８７４５号公報JP 2005-518745 A 特許第２６８９０１１号公報Japanese Patent No. 2689011 特開２００２−１７６３２１号公報JP 2002-176321 A

図１０に示すように、電源制御回路を包絡線信号Ｖｅｎｖにより駆動する場合、電力増幅器ＰＡの電源端子に供給される電圧Ｖｄｄ０には、入力ｉｎと比較して、位相遅れが生じる。電圧Ｖｄｄ０の位相遅れの量は、入力ｉｎの振幅の時間的な変化の履歴に依存する。換言すれば、電圧Ｖｄｄ０は、入力ｉｎにより振幅変調された信号であると考えることができる。 As shown in FIG. 10, when the power supply control circuit is driven by the envelope signal Venv, the voltage Vdd0 supplied to the power supply terminal of the power amplifier PA has a phase delay compared to the input in. The amount of phase delay of the voltage Vdd0 depends on the history of the temporal change in the amplitude of the input in. In other words, the voltage Vdd0 can be considered as a signal that is amplitude-modulated by the input in.

このため、電圧Ｖｄｄ０が電力増幅器ＰＡの電源端子に供給される場合、電圧Ｖｄｄ０は、入力ｉｎに正確に追従することができない。従って、電圧Ｖｄｄ０の瞬間的な値、換言すれば、瞬時電源電圧を、電力増幅器ＰＡのエネルギ効率が最良となる値に制御することができない。 For this reason, when the voltage Vdd0 is supplied to the power supply terminal of the power amplifier PA, the voltage Vdd0 cannot accurately follow the input in. Therefore, the instantaneous value of the voltage Vdd0, in other words, the instantaneous power supply voltage cannot be controlled to a value at which the energy efficiency of the power amplifier PA is optimal.

また、電力増幅器ＰＡの利得は、一般に電源電圧に依存する。しかし、前述したように、電圧Ｖｄｄ０が位相遅れを含むために、歪を生じてしまう。 The gain of the power amplifier PA generally depends on the power supply voltage. However, as described above, since the voltage Vdd0 includes a phase lag, distortion occurs.

本発明は、エネルギ効率の優れた歪の少ない高周波電力増幅装置を提供することを目的とする。 An object of the present invention is to provide a high-frequency power amplifying device with excellent energy efficiency and low distortion.

開示される高周波電力増幅装置は、高周波の入力信号を増幅する電力増幅器と、電力増幅器と電力増幅器に電源電圧を供給する電源部との間に設けられ、電源部からの電源電圧を制御する制御回路とを含む。制御回路は、電力増幅器への入力信号から得られる信号を電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、生成した制御信号により電源電圧を制御することにより供給電源電圧を生成し、生成した供給電源電圧を電力増幅器に供給する。 The disclosed high-frequency power amplifier is provided between a power amplifier that amplifies a high-frequency input signal and a power supply that supplies a power supply voltage to the power amplifier and controls the power supply voltage from the power supply. Circuit. The control circuit controls the signal obtained from the input signal to the power amplifier by correcting the power supply voltage so that the best energy efficiency is obtained in the power amplifier based on the distortion characteristic determined according to the power amplifier. A signal is generated, a power supply voltage is generated by controlling the power supply voltage according to the generated control signal, and the generated power supply voltage is supplied to the power amplifier.

開示される高周波電力増幅装置によれば、エネルギ効率が良く、歪が少ない高周波電力の増幅を実現することができる。 According to the disclosed high frequency power amplification device, it is possible to realize amplification of high frequency power with high energy efficiency and low distortion.

高周波電力増幅装置を備える送信装置の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a transmitter provided with a high frequency power amplifier. 高周波電力増幅装置の一例を示す図である。It is a figure which shows an example of a high frequency power amplifier. 高周波電力増幅装置の説明図である。It is explanatory drawing of a high frequency power amplifier. 高周波電力増幅装置の説明図である。It is explanatory drawing of a high frequency power amplifier. 高周波電力増幅装置の説明図である。It is explanatory drawing of a high frequency power amplifier. 高周波電力増幅装置の説明図である。It is explanatory drawing of a high frequency power amplifier. カルテシアンフィードバックループへの適用の説明図である。It is explanatory drawing of application to a Cartesian feedback loop. 高周波電力増幅装置の他の一例を示す図である。It is a figure which shows another example of a high frequency power amplifier. 高周波電力増幅装置の更に他の一例を示す図である。It is a figure which shows another example of a high frequency power amplifier. 高周波電力増幅装置の説明図である。It is explanatory drawing of a high frequency power amplifier.

図１は、高周波電力増幅装置を備える送信装置の一例を示す図である。 FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a transmission device including a high-frequency power amplification device.

送信装置は、信号生成部１と、包絡線信号生成部（ｅｎｖ）２と、高周波電力増幅装置３とを含む。信号生成部１は、例えばデジタルプロセッシング部（ＤＰＵ）であり、高周波（ＲＦｓｉｇｎａｌ）の送信信号ｉｎを生成する。送信信号ｉｎは、変調された送信信号である。送信信号ｉｎは、包絡線信号生成部（ｅｎｖ）２及び高周波電力増幅装置３に入力される。 The transmission device includes a signal generation unit 1, an envelope signal generation unit (env) 2, and a high frequency power amplification device 3. The signal generator 1 is, for example, a digital processing unit (DPU), and generates a high-frequency (RF signal) transmission signal in. The transmission signal in is a modulated transmission signal. The transmission signal in is input to the envelope signal generator (env) 2 and the high frequency power amplifier 3.

包絡線信号生成部２は、送信信号ｉｎの包絡線を検出することにより包絡線信号を生成する。包絡線信号は、高周波電力増幅装置３に入力される。 The envelope signal generation unit 2 generates an envelope signal by detecting the envelope of the transmission signal in. The envelope signal is input to the high frequency power amplifier 3.

高周波電力増幅装置３は、送信信号を増幅する。高周波電力増幅装置３は、電力増幅器ＰＡと、制御回路３１とを含む。電力増幅器ＰＡは、高周波の入力信号、換言すれば、入力された送信信号ｉｎを増幅して、信号ｏｕｔとして出力する。信号ｏｕｔは、所定の信号処理を施された後に、送信部から送信される。電力増幅器ＰＡの電源端子には、動作電源として、供給電源電圧Ｖｄｄ１が、制御回路３１から供給される。 The high frequency power amplifier 3 amplifies the transmission signal. The high frequency power amplifying device 3 includes a power amplifier PA and a control circuit 31. The power amplifier PA amplifies a high-frequency input signal, in other words, the input transmission signal in, and outputs the amplified signal as a signal out. The signal out is transmitted from the transmission unit after being subjected to predetermined signal processing. A power supply voltage Vdd1 is supplied from the control circuit 31 to the power supply terminal of the power amplifier PA as an operation power supply.

制御回路３１は、電力増幅器ＰＡと、電力増幅器ＰＡに電源電圧Ｖｄｄを供給する電源部との間に設けられ、電源部からの電源電圧Ｖｄｄを制御する。電源部は、例えば送信装置に電源電圧Ｖｄｄの電力を供給する電源装置であり、例えば制御回路３１に電源電圧Ｖｄｄを供給する。これにより、電源部は、電力増幅器ＰＡに電源電圧を供給する。制御回路３１は、包絡線信号生成部２から入力された包絡線信号に基づいて、供給された電源電圧Ｖｄｄから供給電源電圧Ｖｄｄ１を生成して、電力増幅器ＰＡに供給する。 The control circuit 31 is provided between the power amplifier PA and a power supply unit that supplies the power supply voltage Vdd to the power amplifier PA, and controls the power supply voltage Vdd from the power supply unit. The power supply unit is a power supply device that supplies power of the power supply voltage Vdd to the transmission device, for example, and supplies the power supply voltage Vdd to the control circuit 31, for example. Thereby, the power supply unit supplies a power supply voltage to the power amplifier PA. The control circuit 31 generates a supply power supply voltage Vdd1 from the supplied power supply voltage Vdd based on the envelope signal input from the envelope signal generation unit 2, and supplies the supply power supply voltage Vdd1 to the power amplifier PA.

図２は、主として、高周波電力増幅装置の一例を示す図である。 FIG. 2 is a diagram mainly illustrating an example of a high-frequency power amplifier.

信号生成部１の最終段の回路である乗算器１０１には、直交ベースバンド信号ｔｘｉが入力される。また、乗算器１０１には、変調信号として直交ローカル信号ｌｏｉが入力される。これにより、直交ベースバンド信号ｔｘｉは直交ローカル信号ｌｏｉで直交変調される。同様にして、信号生成部１の最終段の回路である乗算器１０２により、直交ベースバンド信号ｔｘｑが直交ローカル信号ｌｏｑで直交変調される。 The quadrature baseband signal txi is input to the multiplier 101 which is the final stage circuit of the signal generator 1. The multiplier 101 receives the orthogonal local signal loi as a modulation signal. Thereby, the orthogonal baseband signal txi is orthogonally modulated by the orthogonal local signal loi. Similarly, the orthogonal baseband signal txq is orthogonally modulated by the orthogonal local signal loq by the multiplier 102 which is the final stage circuit of the signal generation unit 1.

直交ベースバンド信号ｔｘｉは、例えば、直交周波数分割多重方式（orthogonal frequency-division multiplexing、以下、ＯＦＤＭと言う）において互いに直交するサブキャリアの一方の信号である。直交ベースバンド信号ｔｘｑは、例えば、ＯＦＤＭにおいて互いに直交するサブキャリアの他方の信号である。ＯＦＤＭは、広帯域デジタル通信において広く使用され、例えば、デジタルテレビ放送、ブロードバンドインターネットにおいて使用される。従って、送信装置は、デジタルテレビ放送、ブロードバンドインターネット等において使用される送信装置である。 The orthogonal baseband signal txi is, for example, one of subcarriers orthogonal to each other in an orthogonal frequency-division multiplexing (hereinafter referred to as OFDM). The orthogonal baseband signal txq is, for example, the other signal of subcarriers orthogonal to each other in OFDM. OFDM is widely used in broadband digital communications, such as digital television broadcasting and broadband Internet. Therefore, the transmission device is a transmission device used in digital television broadcasting, broadband Internet, and the like.

乗算器１０１で直交変調された送信信号及び乗算器１０２で直交変調された送信信号は、共に、包絡線信号生成部２に入力され、また、乗算器４に入力される。乗算器１０１で直交変調された送信信号及び乗算器１０２で直交変調された送信信号が、入力信号ｉｎである。 Both the transmission signal orthogonally modulated by the multiplier 101 and the transmission signal orthogonally modulated by the multiplier 102 are input to the envelope signal generation unit 2 and input to the multiplier 4. The transmission signal that has been orthogonally modulated by the multiplier 101 and the transmission signal that has been orthogonally modulated by the multiplier 102 are the input signal in.

乗算器４、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）５、乗算器６、電力増幅器ＰＡ、及び、非線形要素回路（ｎｌａ）８が、電力増幅回路を構成する。乗算器４、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）５、乗算器６、電力増幅器ＰＡ、及び、非線形要素回路（ｎｌａ）８以外の回路が、制御回路３１を構成する。 The multiplier 4, the DAC (digital-analog converter) 5, the multiplier 6, the power amplifier PA, and the nonlinear element circuit (nla) 8 constitute a power amplifier circuit. A circuit other than the multiplier 4, the DAC (digital-analog converter) 5, the multiplier 6, the power amplifier PA, and the nonlinear element circuit (nla) 8 constitutes a control circuit 31.

電力増幅回路において、乗算器４には、乗算器１０１で直交変調された送信信号及び乗算器１０２で直交変調された送信信号、換言すれば、入力信号ｉｎが入力される。また、乗算器４には、非線形要素回路（ｎｌａ）８から出力された歪信号が入力される。これにより、入力信号ｉｎは、非線形要素回路（ｎｌａ）８から出力された歪信号により歪まされる。 In the power amplifying circuit, the multiplier 4 receives the transmission signal orthogonally modulated by the multiplier 101 and the transmission signal orthogonally modulated by the multiplier 102, in other words, the input signal in. In addition, the distortion signal output from the nonlinear element circuit (nla) 8 is input to the multiplier 4. As a result, the input signal in is distorted by the distortion signal output from the nonlinear element circuit (nla) 8.

従って、乗算器４と非線形要素回路（ｎｌａ）８とが、プレディストータ回路を構成する。プレディストータ回路は、後述するように、制御回路３１が電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性に基づいて入力信号ｉｎから得られる信号を補正することに対応して、電力増幅器ＰＡにおいて発生する歪を補償する。 Therefore, the multiplier 4 and the nonlinear element circuit (nla) 8 constitute a predistorter circuit. As will be described later, the predistorter circuit generates distortion in the power amplifier PA in response to the control circuit 31 correcting the signal obtained from the input signal in based on the distortion characteristics determined in accordance with the power amplifier PA. To compensate.

乗算器４の出力はＤＡＣ５に入力される。これにより、乗算器４の出力、換言すれば、プレディストータ回路の出力は、アナログ信号に変換される。ＤＡＣ５の出力は乗算器６に入力される。また、乗算器６には、変調信号として直交ローカル信号ｌｏ２が入力される。これにより、ＤＡＣ５の出力は直交ローカル信号ｌｏ２で直交変調される。 The output of the multiplier 4 is input to the DAC 5. Thereby, the output of the multiplier 4, in other words, the output of the predistorter circuit is converted into an analog signal. The output of the DAC 5 is input to the multiplier 6. The multiplier 6 receives the orthogonal local signal lo2 as a modulation signal. As a result, the output of the DAC 5 is orthogonally modulated with the orthogonal local signal lo2.

乗算器６の出力は電力増幅器ＰＡに入力される。これにより、プレディストータ回路により歪まされた入力信号ｉｎから生成されたアナログ信号は増幅されて、出力信号ｏｕｔとして出力される。 The output of the multiplier 6 is input to the power amplifier PA. As a result, the analog signal generated from the input signal in distorted by the predistorter circuit is amplified and output as the output signal out.

一方、前述したように、乗算器１０１で直交変調された送信信号及び乗算器１０２で直交変調された送信信号、換言すれば、入力信号ｉｎは、包絡線信号生成部２に入力される。これにより、包絡線信号生成部２は、送信信号ｉｎの包絡線を検出することにより包絡線信号を生成する。包絡線信号は、高周波電力増幅装置３の非線形要素回路（ｎｌｓ）９に入力される。 On the other hand, as described above, the transmission signal orthogonally modulated by the multiplier 101 and the transmission signal orthogonally modulated by the multiplier 102, in other words, the input signal in is input to the envelope signal generation unit 2. Thereby, the envelope signal generation unit 2 generates an envelope signal by detecting the envelope of the transmission signal in. The envelope signal is input to the non-linear element circuit (nls) 9 of the high frequency power amplifier 3.

制御回路３１において、非線形要素回路（ｎｌｓ）９には、包絡線信号が入力される。非線形要素回路（ｎｌｓ）９は、電力増幅器ＰＡへの入力信号ｉｎから得られる信号、具体的には、包絡線信号を電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性に基づいて補正する。非線形要素回路（ｎｌｓ）９の出力が、電源電圧Ｖｄｄを制御するための制御信号として用いられる。換言すれば、非線形要素回路（ｎｌｓ）９の出力は、電源電圧Ｖｄｄの補正信号である。 In the control circuit 31, an envelope signal is input to the nonlinear element circuit (nls) 9. The nonlinear element circuit (nls) 9 corrects a signal obtained from the input signal in to the power amplifier PA, specifically, an envelope signal based on distortion characteristics determined according to the power amplifier PA. The output of the nonlinear element circuit (nls) 9 is used as a control signal for controlling the power supply voltage Vdd. In other words, the output of the nonlinear element circuit (nls) 9 is a correction signal for the power supply voltage Vdd.

従って、制御回路３１は、非線形要素回路（ｎｌｓ）９により、電力増幅器ＰＡへの入力信号ｉｎから得られる信号を電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性に基づいて補正することにより制御信号を生成する。具体的には、制御回路３１が、非線形要素回路（ｎｌｓ）９により、包絡線信号を電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性に基づいて補正することにより制御信号を生成する。 Therefore, the control circuit 31 generates a control signal by correcting the signal obtained from the input signal in to the power amplifier PA by the nonlinear element circuit (nls) 9 based on the distortion characteristic determined according to the power amplifier PA. . Specifically, the control circuit 31 generates a control signal by correcting the envelope signal based on the distortion characteristic determined according to the power amplifier PA by the nonlinear element circuit (nls) 9.

この後、制御回路３１は、後述するように、生成した制御信号により電源電圧Ｖｄｄを制御することにより供給電源電圧Ｖｄｄ１を生成する。そして、制御回路３１は、生成した供給電源電圧Ｖｄｄ１を電力増幅器ＰＡに供給する。 Thereafter, as described later, the control circuit 31 generates the supply power supply voltage Vdd1 by controlling the power supply voltage Vdd using the generated control signal. Then, the control circuit 31 supplies the generated supply power supply voltage Vdd1 to the power amplifier PA.

ここで、非線形要素回路（ｎｌｓ）９について、図３〜図６を参照して説明する。 Here, the nonlinear element circuit (nls) 9 will be described with reference to FIGS.

図３は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器ＰＡのエネルギ効率ＰＡＥと出力Ｐｏｕｔとの関係を表す。図３において、横軸は出力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）であり、縦軸はエネルギ効率ＰＡＥ（％）である。出力Ｐｏｕｔの単位としては、電力の単位であるミリワット（ｍＷ）ではなく、１ｍＷを０ｄＢとして電力の絶対レベルを表すｄＢｍが用いられる。エネルギ効率としては、電力増幅器ＰＡのエネルギ変換効率の指標である電力付加効率ＰＡＥ（％）が用いられる。換言すれば、エネルギ効率ＰＡＥ（％）は、エネルギ付加効率を表す。パラメータである供給電源電圧Ｖｄｄ１（Ｖ）は、２Ｖ刻みで、２Ｖ〜２８Ｖの範囲の値をとる。なお、図３において、最も左側の曲線がＶｄｄ１＝２Ｖの場合の曲線であり、最も右側の曲線がＶｄｄ１＝２８Ｖの場合の曲線である。 FIG. 3 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and represents the relationship between the energy efficiency PAE of the power amplifier PA and the output Pout. In FIG. 3, the horizontal axis is the output Pout (dBm), and the vertical axis is the energy efficiency PAE (%). The unit of the output Pout is not the milliwatt (mW) which is the unit of power, but dBm representing the absolute level of the power with 1 mW being 0 dB. As the energy efficiency, a power added efficiency PAE (%) that is an index of the energy conversion efficiency of the power amplifier PA is used. In other words, energy efficiency PAE (%) represents energy addition efficiency. The power supply voltage Vdd1 (V), which is a parameter, takes a value in the range of 2V to 28V in increments of 2V. In FIG. 3, the leftmost curve is a curve when Vdd1 = 2V, and the rightmost curve is a curve when Vdd1 = 28V.

電力増幅器ＰＡのエネルギ効率ＰＡＥと出力Ｐｏｕｔとの関係は、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は電力増幅器ＰＡの実測により得ることができる。図３に示すように、基本的には、出力Ｐｏｕｔが大きくなるにつれて、エネルギ効率ＰＡＥが良くなることが判る。また、図３から、最もエネルギ効率ＰＡＥが良いときの出力Ｐｏｕｔと供給電源電圧Ｖｄｄ１とを、知ることができる。 The relationship between the energy efficiency PAE of the power amplifier PA and the output Pout can be obtained by simulation of the power amplifier PA or actual measurement of the power amplifier PA. As shown in FIG. 3, basically, it can be seen that as the output Pout increases, the energy efficiency PAE increases. Further, from FIG. 3, it is possible to know the output Pout and the supply power supply voltage Vdd1 when the energy efficiency PAE is the best.

図４は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器ＰＡの入力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔとの関係を表す入出力特性図である。図４において、横軸は出力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）であり、縦軸は入力Ｐｉｎ（ｄＢｍ）である。パラメータである供給電源電圧Ｖｄｄ１（Ｖ）は、２Ｖ刻みで、２Ｖ〜２８Ｖの範囲の値をとる。なお、図４において、最も左側の曲線がＶｄｄ１＝２Ｖの場合の曲線であり、最も右側の曲線がＶｄｄ１＝２８Ｖの場合の曲線である。 FIG. 4 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and is an input / output characteristic diagram showing the relationship between the input Pin and the output Pout of the power amplifier PA. In FIG. 4, the horizontal axis represents the output Pout (dBm), and the vertical axis represents the input Pin (dBm). The power supply voltage Vdd1 (V), which is a parameter, takes a value in the range of 2V to 28V in increments of 2V. In FIG. 4, the leftmost curve is a curve when Vdd1 = 2V, and the rightmost curve is a curve when Vdd1 = 28V.

電力増幅器ＰＡの入力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔとの関係は、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は電力増幅器ＰＡの実測により得ることができる。図４に示すように、入力Ｐｉｎ及び出力Ｐｏｕｔが比較的小さいときには、出力Ｐｏｕｔは入力Ｐｉｎに比例し、入力Ｐｉｎ及び出力Ｐｏｕｔがある程度大きくなると、出力Ｐｏｕｔは飽和して、入力Ｐｉｎに比例しなくなる。 The relationship between the input Pin and the output Pout of the power amplifier PA can be obtained by simulation of the power amplifier PA or actual measurement of the power amplifier PA. As shown in FIG. 4, when the input Pin and the output Pout are relatively small, the output Pout is proportional to the input Pin, and when the input Pin and the output Pout are increased to some extent, the output Pout is saturated and is not proportional to the input Pin. .

図５は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器ＰＡの供給電源電圧Ｖｄｄ１（Ｖ）と出力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）との関係を表す。図５において、横軸は出力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）であり、縦軸は供給電源電圧Ｖｄｄ１（Ｖ）である。 FIG. 5 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and shows the relationship between the power supply voltage Vdd1 (V) and the output Pout (dBm) of the power amplifier PA. In FIG. 5, the horizontal axis is the output Pout (dBm), and the vertical axis is the supply power supply voltage Vdd1 (V).

図５は図３に基づいて得ることができる。図５は、前述したように、図３から求めた、最もエネルギ効率ＰＡＥが良いときの出力Ｐｏｕｔと供給電源電圧Ｖｄｄ１とを示す。従って、図５によれば、出力Ｐｏｕｔが与えられた場合に、最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる供給電源電圧Ｖｄｄ１を得ることができる。 FIG. 5 can be obtained based on FIG. As described above, FIG. 5 shows the output Pout and the supply power supply voltage Vdd1 obtained from FIG. 3 when the energy efficiency PAE is the best. Therefore, according to FIG. 5, when the output Pout is given, it is possible to obtain the supply power supply voltage Vdd1 that provides the best energy efficiency PAE.

図６は、高周波電力増幅装置の説明図であり、電力増幅器ＰＡのエネルギ効率ＰＡＥが最大となる時の入力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔとの関係を表す。図６において、横軸は出力Ｐｏｕｔ（ｄＢｍ）であり、縦軸は入力Ｐｉｎ（ｄＢｍ）である。なお、図６に示す２本の線分において、直線でない線分は電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は電力増幅器ＰＡの実測により得られる結果であり、直線は直線でない線分を当該直線により近似した結果である。 FIG. 6 is an explanatory diagram of the high-frequency power amplifying device, and shows the relationship between the input Pin and the output Pout when the energy efficiency PAE of the power amplifier PA is maximized. In FIG. 6, the horizontal axis is the output Pout (dBm), and the vertical axis is the input Pin (dBm). In the two line segments shown in FIG. 6, the non-straight line segment is a result obtained by simulation of the power amplifier PA or the actual measurement of the power amplifier PA, and the straight line is a result of approximating the non-straight line segment by the straight line. is there.

図６は図３及び図４に基づいて得ることができる。図６は、図３から求めた最もエネルギ効率ＰＡＥが良いときの出力Ｐｏｕｔを用いて図４を参照することにより得た、当該出力Ｐｏｕｔに対応する入力Ｐｉｎを示す。従って、図６によれば、入力Ｐｉｎが与えられた場合に、最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる出力Ｐｏｕｔを求めることができ、求めた出力Ｐｏｕｔに基づいて、最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる供給電源電圧Ｖｄｄ１を得ることができる。 FIG. 6 can be obtained based on FIGS. FIG. 6 shows an input Pin corresponding to the output Pout obtained by referring to FIG. 4 using the output Pout obtained from FIG. 3 when the energy efficiency PAE is the best. Therefore, according to FIG. 6, when the input Pin is given, the output Pout that provides the best energy efficiency PAE can be obtained, and the supply that provides the best energy efficiency PAE based on the obtained output Pout. A power supply voltage Vdd1 can be obtained.

以上のように、入力Ｐｉｎに応じて、前述したように、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は電力増幅器ＰＡの実測に基づいて、最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる出力Ｐｏｕｔは予め定められる。出力Ｐｏｕｔに応じて、前述したように、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は電力増幅器ＰＡの実測に基づいて、最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる供給電源電圧Ｖｄｄ１は予め定められる。入力Ｐｉｎは、包絡線信号生成部２から、送信信号ｉｎの包絡線信号として得られる。従って、非線形要素回路（ｎｌｓ）９は、与えられた入力Ｐｉｎから最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる出力Ｐｏｕｔを求め、求めた出力Ｐｏｕｔから最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる供給電源電圧Ｖｄｄ１を得る。 As described above, according to the input Pin, as described above, the output Pout for obtaining the best energy efficiency PAE is predetermined based on the simulation of the power amplifier PA or the actual measurement of the power amplifier PA. In accordance with the output Pout, as described above, the supply power supply voltage Vdd1 that provides the best energy efficiency PAE is predetermined based on the simulation of the power amplifier PA or the actual measurement of the power amplifier PA. The input Pin is obtained from the envelope signal generation unit 2 as an envelope signal of the transmission signal in. Therefore, the non-linear element circuit (nls) 9 obtains an output Pout from which the best energy efficiency PAE is obtained from the given input Pin, and obtains a supply power supply voltage Vdd1 from which the best energy efficiency PAE is obtained from the obtained output Pout.

入力Ｐｉｎ、出力Ｐｏｕｔ、エネルギ効率ＰＡＥ、及び、これらから求められる供給電源電圧Ｖｄｄ１は、個々の電力増幅器ＰＡに応じて定まる固有の値である。また、図４に示すように、最も良いエネルギ効率ＰＡＥが得られる場合、入力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔとの関係は非線形である。従って、包絡線信号は、電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性に基づいて補正されると言うことができる。 The input Pin, the output Pout, the energy efficiency PAE, and the supply power supply voltage Vdd1 obtained from these are unique values determined according to each power amplifier PA. Further, as shown in FIG. 4, when the best energy efficiency PAE is obtained, the relationship between the input Pin and the output Pout is non-linear. Therefore, it can be said that the envelope signal is corrected based on the distortion characteristic determined according to the power amplifier PA.

また、制御回路３１の非線形要素回路（ｎｌｓ）９は、包絡線信号生成部２からの包絡線信号を入力として、制御信号を生成して出力する。換言すれば、非線形要素回路（ｎｌｓ）９は、包絡線信号を入力信号ｉｎから得られる信号として用いて、包絡線信号を補正することにより制御信号を生成する。包絡線信号に追従して制御信号を生成するために、非線形要素回路（ｎｌｓ）９は、実際には、包絡線信号を入力として制御信号を生成して出力する回路モデルを実現する回路とされ、種々の構成を採ることができる。 The nonlinear element circuit (nls) 9 of the control circuit 31 receives the envelope signal from the envelope signal generation unit 2 as an input, and generates and outputs a control signal. In other words, the nonlinear element circuit (nls) 9 generates a control signal by correcting the envelope signal using the envelope signal as a signal obtained from the input signal in. In order to generate a control signal following the envelope signal, the nonlinear element circuit (nls) 9 is actually a circuit that realizes a circuit model that generates and outputs a control signal with the envelope signal as an input. Various configurations can be adopted.

例えば、非線形要素回路（ｎｌｓ）９は、ＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）により実現することができる。ベースバンド信号は、ＤＳＰによっても十分に追従することができる。この場合、ＤＳＰは、出力Ｐｏｕｔから最も良いエネルギ効率ＰＡＥとなる供給電源電圧Ｖｄｄ１が得られる制御信号を出力する。出力Ｐｏｕｔと制御信号との間の関係は、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は実測に基づいて、ＤＳＰに予め与えられる。なお、出力Ｐｏｕｔと制御信号との間の関係としては、実際には、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は実測の結果を多項式近似した近似的な関係が、ＤＳＰに予め与えられる。ＤＳＰに代えて、ＦＰＧＡ（フィールドプログラマブルゲートアレイ）を用いるようにしても良い。 For example, the non-linear element circuit (nls) 9 can be realized by a DSP (digital signal processor). The baseband signal can be sufficiently followed by the DSP. In this case, the DSP outputs a control signal for obtaining the supply power supply voltage Vdd1 with the best energy efficiency PAE from the output Pout. The relationship between the output Pout and the control signal is given in advance to the DSP based on simulation or actual measurement of the power amplifier PA. Note that as the relationship between the output Pout and the control signal, in fact, an approximate relationship obtained by approximating the simulation or actual measurement result of the power amplifier PA by a polynomial is given in advance to the DSP. Instead of the DSP, an FPGA (field programmable gate array) may be used.

一方、前述したように、電力増幅回路において、乗算器４と非線形要素回路（ｎｌａ）８とを含むプレディストータ回路により、非線形要素回路（ｎｌｓ）９により電源電圧Ｖｄｄの制御信号に含まれる歪が補償される。非線形要素回路（ｎｌａ）８は、非線形要素回路（ｎｌｓ）９により電源電圧Ｖｄｄの制御信号に導入される歪の量と等しい量の歪を与えるように、入力信号ｉｎを補正する。従って、非線形要素回路（ｎｌａ）８は、非線形要素回路（ｎｌｓ）９と同様に、包絡線信号を入力として信号を生成して出力する回路モデルを実現する回路とされ、種々の構成を採ることができる。具体的には、非線形要素回路（ｎｌａ）８は、非線形要素回路（ｎｌｓ）９と同様に、ＤＳＰ又はＦＰＧＡにより実現することができる。 On the other hand, as described above, in the power amplifier circuit, the distortion included in the control signal of the power supply voltage Vdd by the non-linear element circuit (nls) 9 by the predistorter circuit including the multiplier 4 and the non-linear element circuit (nla) 8. Is compensated. The non-linear element circuit (nla) 8 corrects the input signal in so as to give an amount of distortion equal to the amount of distortion introduced to the control signal of the power supply voltage Vdd by the non-linear element circuit (nls) 9. Therefore, the non-linear element circuit (nla) 8 is a circuit that realizes a circuit model for generating and outputting a signal with an envelope signal as an input, similarly to the non-linear element circuit (nls) 9, and adopts various configurations. Can do. Specifically, the non-linear element circuit (nla) 8 can be realized by a DSP or FPGA similarly to the non-linear element circuit (nls) 9.

非線形要素回路（ｎｌａ）８の出力が、入力信号ｉｎの振幅を補正するための信号として用いられる。非線形要素回路（ｎｌａ）８の出力は、入力信号ｉｎの振幅の補正信号である。非線形要素回路（ｎｌａ）８により、供給電源電圧Ｖｄｄ１の制御信号の補正と同様の補正が入力信号ｉｎに導入されるので、電力増幅器ＰＡに歪が生じることを防止することができる。 The output of the nonlinear element circuit (nla) 8 is used as a signal for correcting the amplitude of the input signal in. The output of the nonlinear element circuit (nla) 8 is a correction signal for the amplitude of the input signal in. Since the nonlinear element circuit (nla) 8 introduces correction similar to the correction of the control signal of the supply power supply voltage Vdd1 to the input signal in, it is possible to prevent distortion in the power amplifier PA.

非線形要素回路（ｎｌｓ）９の出力は、インターポレーション回路１０により補間された上で、２次のΔΣ変調回路に入力される。従って、制御回路３１は、電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性に基づいて入力信号ｉｎから得られる信号、換言すれば、包絡線信号を補正することにより生成した信号をΔΣ変調する。 The output of the nonlinear element circuit (nls) 9 is interpolated by the interpolation circuit 10 and then input to the secondary ΔΣ modulation circuit. Therefore, the control circuit 31 ΔΣ modulates the signal obtained from the input signal in based on the distortion characteristic determined according to the power amplifier PA, in other words, the signal generated by correcting the envelope signal.

２次のΔΣ変調回路は、図２に示すように、加算器（減算器）１１、加算器１２、加算器（減算器）１３、加算器１４、比較器１５、ダイオード１６及び１７、ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）１８を含む。比較器１５は、入力信号と例えば相互に値の異なる３個の閾値とを比較することにより、２ビットの出力信号を得ることができるような比較器である。インターポレーション回路１０は、非線形要素回路（ｎｌｓ）９の出力を補間することにより、サンプリング周波数を見かけ上高くする。２次のΔΣ変調回路は、量子化雑音を整形、換言すれば、ノイズシェーピングする。これにより、見かけ上高い周波数でオーバーサンプリングして再量子化雑音の分布を広い帯域に分布させ、再量子化雑音を整形することができる。 As shown in FIG. 2, the secondary ΔΣ modulation circuit includes an adder (subtractor) 11, an adder 12, an adder (subtracter) 13, an adder 14, a comparator 15, diodes 16 and 17, DAC ( Digital-to-analog converter) 18. The comparator 15 is a comparator that can obtain a 2-bit output signal by comparing an input signal with, for example, three threshold values having different values. The interpolation circuit 10 makes the sampling frequency apparently higher by interpolating the output of the nonlinear element circuit (nls) 9. The secondary ΔΣ modulation circuit shapes the quantization noise, in other words, noise shaping. As a result, the requantization noise can be shaped by oversampling at an apparently high frequency and distributing the requantization noise distribution over a wide band.

なお、「加算器（減算器）」は、図２において「−」を付して示すように、入力信号の符号を反転した信号を加算器に入力することにより、加算器を減算器として用いることを表す。一方、「加算器」は、図２において「＋」を付して示すように、入力信号をそのまま加算器に入力することにより、加算器を加算器として用いることを表す。図９においても同様である。 Note that the “adder (subtracter)” uses the adder as a subtracter by inputting a signal obtained by inverting the sign of the input signal to the adder, as indicated by “−” in FIG. Represents that. On the other hand, “adder” indicates that the adder is used as an adder by inputting the input signal as it is to the adder, as indicated by “+” in FIG. The same applies to FIG.

制御回路３１は、生成した制御信号から量子化ノイズを除去した上で、生成した制御信号により電源電圧Ｖｄｄを制御することにより供給電源電圧Ｖｄｄ１を生成する。具体的には、２次のΔΣ変調回路の出力は、スイッチング回路に入力される。スイッチング回路は、図２に示すように、比較器１９、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１、スイッチング用のＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２、インダクタンスＬ１、キャパシタンスＣ１を含む。 The control circuit 31 removes the quantization noise from the generated control signal and then controls the power supply voltage Vdd by the generated control signal to generate the supply power supply voltage Vdd1. Specifically, the output of the secondary ΔΣ modulation circuit is input to the switching circuit. As shown in FIG. 2, the switching circuit includes a comparator 19, a switching MOSFET Q1, a switching MOSFET Q2, an inductance L1, and a capacitance C1.

比較器１９には、ΔΣ変調された信号が入力され、後述するように、供給電源電圧Ｖｄｄ１が入力される。比較器１９は、２つの入力を比較する比較器であって、ΔΣ変調された信号と供給電源電圧Ｖｄｄ１とを比較して、スイッチング信号を生成して出力する。従って、スイッチング回路は、ΔΣ変調された信号により駆動される。これにより、電力増幅器ＰＡの電源端子に供給される供給電源電圧Ｖｄｄ１について、良好にノイズシェーピングすることができる。 The comparator 19 receives a signal subjected to ΔΣ modulation and a supply power supply voltage Vdd1 as will be described later. The comparator 19 is a comparator that compares two inputs, compares the ΔΣ-modulated signal with the supply power supply voltage Vdd1, and generates and outputs a switching signal. Therefore, the switching circuit is driven by a signal that is ΔΣ modulated. Thereby, it is possible to satisfactorily perform noise shaping on the supply power supply voltage Vdd1 supplied to the power supply terminal of the power amplifier PA.

スイッチング信号は、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１のゲート電極に供給される正のスイッチング信号と、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２のゲート電極に供給される負のスイッチング信号とを含む。直列に接続されたＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１及びＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２は、電源電圧Ｖｄｄと設置電位との間に接続される。ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１とＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２との接続点から出力された信号が、インダクタンスＬ１を介して、電力増幅器ＰＡの電源端子に供給電源電圧Ｖｄｄ１として供給される。インダクタンスＬ１０１と電力増幅器ＰＡの電源端子との接続点は、キャパシタンスＣ１を介して接地電位に接続され、また、前述したように、比較器１９に接続される。 The switching signal includes a positive switching signal supplied to the gate electrode of the MOSFET Q1, and a negative switching signal supplied to the gate electrode of the MOSFET Q2. The MOSFET Q1 and the MOSFET Q2 connected in series are connected between the power supply voltage Vdd and the installation potential. A signal output from a connection point between the MOSFET Q1 and the MOSFET Q2 is supplied as the supply power supply voltage Vdd1 to the power supply terminal of the power amplifier PA via the inductance L1. The connection point between the inductance L101 and the power supply terminal of the power amplifier PA is connected to the ground potential via the capacitance C1, and is connected to the comparator 19 as described above.

以上のように、制御回路３１は、ΔΣ変調された信号と供給電源電圧Ｖｄｄ１とを比較して、比較の結果に基づいて電力増幅器ＰＡに供給する供給電源電圧Ｖｄｄ１を制御する。これにより、制御信号により電源電圧Ｖｄｄを制御することにより、供給電源電圧Ｖｄｄ１が生成される。制御回路３１は、生成した供給電源電圧Ｖｄｄ１を電力増幅器ＰＡに供給する。これにより、電力増幅器ＰＡの消費電流が信号振幅に応じて変化して電源電圧が変動しないようにすることができる。 As described above, the control circuit 31 compares the ΔΣ-modulated signal with the supply power supply voltage Vdd1, and controls the supply power supply voltage Vdd1 supplied to the power amplifier PA based on the comparison result. Thereby, the power supply voltage Vdd1 is generated by controlling the power supply voltage Vdd by the control signal. The control circuit 31 supplies the generated supply power supply voltage Vdd1 to the power amplifier PA. As a result, it is possible to prevent the current consumption of the power amplifier PA from changing according to the signal amplitude and the power supply voltage from fluctuating.

例えば、ΔΣ変調された信号が供給電源電圧Ｖｄｄ１よりも大きい場合には、正のスイッチング信号がより大きな値とされ、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１にはより大きな電圧が印加される。また、負のスイッチング信号はより小さな値とされ、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２にはより小さな電圧が印加される。この結果、電源部からＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１とインダクタンスＬ１とを介して、電力増幅器ＰＡの電源端子に、それまでより大きな供給電源電圧Ｖｄｄ１が供給される。 For example, when the ΔΣ-modulated signal is larger than the supply power supply voltage Vdd1, the positive switching signal is set to a larger value, and a larger voltage is applied to the MOSFET Q1. The negative switching signal has a smaller value, and a smaller voltage is applied to the MOSFET Q2. As a result, a larger supply power supply voltage Vdd1 is supplied from the power supply unit to the power supply terminal of the power amplifier PA via the MOSFET Q1 and the inductance L1.

一方、ΔΣ変調された信号が供給電源電圧Ｖｄｄ１よりも小さい場合には、正のスイッチング信号がより小さな値とされ、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１にはより小さな電圧が印加される。また、負のスイッチング信号はより大きな値とされ、ＭＯＳＦＥＴ・Ｑ２にはより大きな電圧が印加される。この結果、電源部からＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１とインダクタンスＬ１とを介して、電力増幅器ＰＡの電源端子に、それまでより小さな供給電源電圧Ｖｄｄ１が供給される。 On the other hand, when the ΔΣ modulated signal is smaller than the supply power supply voltage Vdd1, the positive switching signal is set to a smaller value, and a smaller voltage is applied to the MOSFET Q1. Further, the negative switching signal has a larger value, and a larger voltage is applied to the MOSFET Q2. As a result, a smaller supply power supply voltage Vdd1 is supplied from the power supply unit to the power supply terminal of the power amplifier PA via the MOSFET Q1 and the inductance L1.

以上により、電力増幅器ＰＡに供給する供給電源電圧Ｖｄｄ１を、高速で変化する包絡線信号、換言すれば、入力信号ｉｎに追従して変化させることができる。これにより、電力増幅器ＰＡのエネルギ効率を最良の値に制御することができる。 As described above, the supply power supply voltage Vdd1 supplied to the power amplifier PA can be changed following the envelope signal that changes at high speed, in other words, the input signal in. Thereby, the energy efficiency of the power amplifier PA can be controlled to the best value.

次に、高周波電力増幅装置の他の例について説明する。 Next, another example of the high frequency power amplifying device will be described.

図７は、カルテシアンフィードバックループへの適用の説明図である。 FIG. 7 is an explanatory diagram of application to the Cartesian feedback loop.

カルテシアンフィードバックループにおいては、図７に示すように、歪補償のためのフィードバックループが、直交座標成分ｉ及びｑに分けられる。具体的には、電力増幅器ＰＡの出力信号が抵抗Ｒ１５１及びＲ１５２で分割される。そして、抵抗Ｒ１５１及びＲ１５２の接続点の信号が、各々、乗算器１５５を介して直交座標成分ｑの入力用の加算器１５２に入力され、乗算器１５６を介して直交座標成分ｉの入力用の加算器１５１に入力される。 In the Cartesian feedback loop, as shown in FIG. 7, the feedback loop for distortion compensation is divided into orthogonal coordinate components i and q. Specifically, the output signal of the power amplifier PA is divided by resistors R151 and R152. Then, the signals at the connection points of the resistors R151 and R152 are respectively input to the adder 152 for inputting the orthogonal coordinate component q via the multiplier 155 and input for the orthogonal coordinate component i via the multiplier 156. Input to the adder 151.

このようなカルテシアンフィードバックループへ、電源電圧制御回路ｄＶｃを適用することを考える。電源電圧制御回路ｄＶｃは、図１０に示すＭＯＳＦＥＴ・Ｑ１０１、電圧比較器ＣＯＭ、抵抗１０１を含む。インダクタンスＬ１５２は図１０のインダクタンスＬ１０１に対応し、キャパシタンスＣ１５２は図１０のキャパシタンスＣ１０１に対応する。電源電圧制御回路ｄＶｃにおいて、電圧比較器ＣＯＭには、図１０に示すように、入力信号ｉｎの包絡線信号Ｖｅｎｖの抵抗１０１の両端における電圧が入力される。従って、包絡線信号は、カルテシアンフィードバックループを構成する乗算器１５３及び乗算器１５４の出力から検出される。換言すれば、カルテシアンフィードバックループの内部で包絡線信号を検出することになる。 Consider applying the power supply voltage control circuit dVc to such a Cartesian feedback loop. The power supply voltage control circuit dVc includes a MOSFET Q101, a voltage comparator COM, and a resistor 101 shown in FIG. The inductance L152 corresponds to the inductance L101 in FIG. 10, and the capacitance C152 corresponds to the capacitance C101 in FIG. In the power supply voltage control circuit dVc, as shown in FIG. 10, the voltage at the both ends of the resistor 101 of the envelope signal Venv of the input signal in is input to the voltage comparator COM. Therefore, the envelope signal is detected from the outputs of the multiplier 153 and the multiplier 154 constituting the Cartesian feedback loop. In other words, the envelope signal is detected inside the Cartesian feedback loop.

ここで、電力増幅器ＰＡの利得は、一般に電源電圧に対して正の依存性を持つ。このため、包絡線信号をカルテシアンフィードバックループ内で検出すると、電源回路を経由してベースバンド信号の位相が回転してしまうため、電力増幅器ＰＡの動作が不安定となることが予想される。 Here, the gain of the power amplifier PA generally has a positive dependency on the power supply voltage. For this reason, if the envelope signal is detected in the Cartesian feedback loop, the phase of the baseband signal is rotated via the power supply circuit, so that the operation of the power amplifier PA is expected to become unstable.

そこで、制御回路３１が、カルテシアンフィードバックループにより電力増幅器ＰＡへの入力信号ｉｎから得られる信号を補正すると共に、カルテシアンフィードバックループの外で包絡線信号を検出するようにする。 Therefore, the control circuit 31 corrects the signal obtained from the input signal in to the power amplifier PA by the Cartesian feedback loop, and detects the envelope signal outside the Cartesian feedback loop.

図８は、高周波電力増幅装置の他の一例を示す図である。 FIG. 8 is a diagram illustrating another example of the high-frequency power amplifier.

図８の高周波電力増幅装置３においては、図２の高周波電力増幅装置３と異なり、直交ベースバンド信号ｔｘｉ及びｔｘｑが、送信信号ｉｎとして、包絡線信号生成部（ｅｎｖ）２と及び高周波電力増幅装置３に入力される。包絡線信号生成部２は、ベースバンド信号ｔｘｉ及びｔｘｑを合成した信号の包絡線を検出することにより、包絡線信号を生成する。図８において、非線形要素回路（ｎｌｓ）９から電力増幅器ＰＡの供給電源電圧Ｖｄｄ１が印加される電源端子までの構成、換言すれば、図８の制御回路３１の構成は、図２との比較から判るように、図２の制御回路３１の構成と同じである。従って、包絡線信号は、カルテシアンフィードバックループを構成する乗算器２４及び乗算器２５の出力から検出されることはない。換言すれば、カルテシアンフィードバックループの外部で包絡線信号が検出される。 In the high-frequency power amplifying device 3 in FIG. 8, unlike the high-frequency power amplifying device 3 in FIG. 2, the orthogonal baseband signals txi and txq are used as the transmission signal in, the envelope signal generation unit (env) 2, and the high-frequency power amplification Input to device 3. The envelope signal generation unit 2 generates an envelope signal by detecting an envelope of a signal obtained by combining the baseband signals txi and txq. In FIG. 8, the configuration from the nonlinear element circuit (nls) 9 to the power supply terminal to which the supply power supply voltage Vdd1 of the power amplifier PA is applied, in other words, the configuration of the control circuit 31 in FIG. As can be seen, the configuration is the same as that of the control circuit 31 of FIG. Therefore, the envelope signal is not detected from the outputs of the multiplier 24 and the multiplier 25 constituting the Cartesian feedback loop. In other words, the envelope signal is detected outside the Cartesian feedback loop.

また、図８の高周波電力増幅装置３においては、図２の高周波電力増幅装置３と異なり、非線形要素回路（ｎｌａ）８が省略される。これは、信号の歪がカルテシアンフィードバックループにより補正されるためである。従って、包絡線信号は、高周波電力増幅装置３に入力されない。 Further, in the high frequency power amplifying apparatus 3 of FIG. 8, unlike the high frequency power amplifying apparatus 3 of FIG. 2, the nonlinear element circuit (nla) 8 is omitted. This is because signal distortion is corrected by the Cartesian feedback loop. Therefore, the envelope signal is not input to the high frequency power amplifier 3.

一方、電力増幅器ＰＡの出力信号が抵抗Ｒ１及びＲ２で分割される。そして、抵抗Ｒ１及びＲ２の接続点の信号が、各々、乗算器２６を介して直交座標成分ｉの入力用の加算器２２に入力され、乗算器２７を介して直交座標成分ｑの入力用の加算器２３に入力される。乗算器２６には復調信号として直交ローカル信号ｌｏｉｄが入力され、乗算器２７には復調信号として直交ローカル信号ｌｏｑｄが入力される。 On the other hand, the output signal of the power amplifier PA is divided by resistors R1 and R2. Then, the signals at the connection points of the resistors R1 and R2 are respectively input to the adder 22 for inputting the orthogonal coordinate component i via the multiplier 26 and input for the orthogonal coordinate component q via the multiplier 27. It is input to the adder 23. The multiplier 26 receives the orthogonal local signal loid as a demodulated signal, and the multiplier 27 receives the orthogonal local signal loqd as a demodulated signal.

加算器２２には、ベースバンド信号ｔｘｉがＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）２０を介して、換言すれば、ベースバンド信号ｔｘｉを変換したアナログ信号が入力される。加算器２３には、ベースバンド信号ｔｘｑがＤＡＣ２１を介して、換言すれば、ベースバンド信号ｔｘｑを変換したアナログ信号が入力される。 The adder 22 receives the baseband signal txi via the DAC (digital analog converter) 20, in other words, an analog signal obtained by converting the baseband signal txi. The adder 23 receives the baseband signal txq via the DAC 21, in other words, an analog signal obtained by converting the baseband signal txq.

乗算器２４には、加算器２２の出力、換言すれば、直交ベースバンド信号ｔｘｉに基づく信号が入力される。また、乗算器２４には、変調信号として直交ローカル信号ｌｏｉｍが入力される。これにより、直交ベースバンド信号ｔｘｉに基づく信号は直交ローカル信号ｌｏｉｍで直交変調される。同様にして、乗算器２５により、加算器２３の出力、換言すれば、直交ベースバンド信号ｔｘｑに基づく信号が直交ローカル信号ｌｏｑｍで直交変調される。乗算器２４の出力及び乗算器２５の出力は、電力増幅器ＰＡに入力される。これにより、カルテシアンフィードバックループが構成される。 The output of the adder 22, in other words, a signal based on the orthogonal baseband signal txi is input to the multiplier 24. The multiplier 24 receives the orthogonal local signal loim as a modulation signal. Thereby, the signal based on the orthogonal baseband signal txi is orthogonally modulated by the orthogonal local signal loim. Similarly, the multiplier 25 performs quadrature modulation of the output of the adder 23, in other words, a signal based on the orthogonal baseband signal txq with the orthogonal local signal loqm. The output of the multiplier 24 and the output of the multiplier 25 are input to the power amplifier PA. This constitutes a Cartesian feedback loop.

以上により、カルテシアンフィードバックループにより電力増幅器ＰＡへの入力信号ｉｎから得られる信号が補正される。また、カルテシアンフィードバックループの外部で包絡線信号が検出されるので、ベースバンド信号の位相が回転して電力増幅器ＰＡの動作が不安定となることを防止することができる。 As described above, the signal obtained from the input signal in to the power amplifier PA is corrected by the Cartesian feedback loop. In addition, since the envelope signal is detected outside the Cartesian feedback loop, it is possible to prevent the operation of the power amplifier PA from becoming unstable due to the phase of the baseband signal rotating.

図９は、高周波電力増幅装置の更に他の一例を示す図である。 FIG. 9 is a diagram illustrating still another example of the high-frequency power amplifying apparatus.

図９の高周波電力増幅装置３は、電力増幅器ＰＡ以外の回路をデジタル回路により構成した例である。従って、電力増幅器ＰＡの前段にＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）３９が設けられる。また、制御回路３１において、ＤＡＣ１８に代えて、比較回路５２が設けられる。 9 is an example in which circuits other than the power amplifier PA are configured by digital circuits. Accordingly, a DAC (digital / analog converter) 39 is provided in front of the power amplifier PA. The control circuit 31 is provided with a comparison circuit 52 instead of the DAC 18.

図９の高周波電力増幅装置３においては、図８の高周波電力増幅装置３と異なり、非線形要素回路（ｎｌｓ）９に加えて、非線形要素回路（ｎｌｃｄｄ）４０、非線形要素回路（ｎｌｃ）４１が設けられる。これらの回路４０〜４１は、非線形要素回路（ｎｌｓ）９と同様にして、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は電力増幅器ＰＡの実測に基づいて、ＤＳＰ又はＦＰＧＡにより実現することができる。非線形要素回路（ｎｌｃｄｄ）４０は、包絡線信号を入力として、電力増幅器ＰＡの消費する消費電流を与える。非線形要素回路（ｎｌｃ）４１は、包絡線信号を入力として、電力増幅器ＰＡの電源コンダクタンスを与える。 In the high frequency power amplifier 3 of FIG. 9, unlike the high frequency power amplifier 3 of FIG. 8, in addition to the nonlinear element circuit (nls) 9, a nonlinear element circuit (nlcdd) 40 and a nonlinear element circuit (nlc) 41 are provided. It is done. These circuits 40 to 41 can be realized by a DSP or FPGA based on simulation of the power amplifier PA or actual measurement of the power amplifier PA, similarly to the nonlinear element circuit (nls) 9. The non-linear element circuit (nlcdd) 40 inputs an envelope signal and gives a consumption current consumed by the power amplifier PA. The non-linear element circuit (nlc) 41 inputs the envelope signal and gives the power conductance of the power amplifier PA.

非線形要素回路（ｎｌｓ）９の出力は、インターポレーション回路４４により補間された上で、信号ｄｓ１として逆モデル回路に入力される。逆モデル回路は、図９に示すように、加算器又は減算器４６〜５１及び５４、比較回路５２、ダイオード５３及び５５、乗算器５６を含む。 The output of the nonlinear element circuit (nls) 9 is interpolated by the interpolation circuit 44 and then input to the inverse model circuit as a signal ds1. As shown in FIG. 9, the inverse model circuit includes adders or subtracters 46 to 51 and 54, a comparison circuit 52, diodes 53 and 55, and a multiplier 56.

逆モデル回路には、電力増幅器ＰＡの消費電流を与える非線形要素回路（ｎｌｃｄｄ）４０の出力が、インターポレーション回路４３により補間された上で入力される。また、逆モデル回路には、電力増幅器ＰＡの電源コンダクタンスを与える非線形要素回路（ｎｌｃ）４１の出力が、インターポレーション回路４５により補間された上で入力される。従って、逆モデル回路は、電力増幅器ＰＡの消費する消費電流と、電力増幅器ＰＡのコンダクタンスとに基づいて得られる逆モデルである。制御回路３１において、電力増幅器ＰＡの出力Ｐｏｕｔから入力Ｐｉｎを算出する逆モデル回路に基づいて、電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性が算出される。 The output of the non-linear element circuit (nlcdd) 40 that gives the current consumption of the power amplifier PA is input to the inverse model circuit after being interpolated by the interpolation circuit 43. Further, the output of the non-linear element circuit (nlc) 41 that provides the power supply conductance of the power amplifier PA is input to the inverse model circuit after being interpolated by the interpolation circuit 45. Therefore, the inverse model circuit is an inverse model obtained based on the consumption current consumed by the power amplifier PA and the conductance of the power amplifier PA. In the control circuit 31, a distortion characteristic determined according to the power amplifier PA is calculated based on an inverse model circuit that calculates the input Pin from the output Pout of the power amplifier PA.

逆モデル回路は、図８の２次のΔΣ変調回路との比較から判るように、２次のΔΣ変調回路を含む。そして、逆モデル回路は、内部に含む２次のΔΣ変調回路に、電力増幅器ＰＡの消費電流を与え、かつ、（（非線形要素回路（ｎｌｃ）４１の出力）―（非線形要素回路（ｎｌｃｄｄ）４０の出力））×電源電圧変動分を与える。これにより、電力増幅器ＰＡの消費電流の時間変動を抑えることができる。 The inverse model circuit includes a second-order ΔΣ modulation circuit as can be seen from a comparison with the second-order ΔΣ modulation circuit of FIG. Then, the inverse model circuit gives the consumption current of the power amplifier PA to a secondary ΔΣ modulation circuit included therein, and ((output of the nonlinear element circuit (nlc) 41) − (nonlinear element circuit (nlcdd) 40). Output)) x power supply voltage fluctuation. Thereby, the time fluctuation of the consumption current of the power amplifier PA can be suppressed.

前述したように、制御回路３１は、包絡線信号を入力信号ｉｎから得られる信号として用いて、包絡線信号を補正することにより制御信号を生成する。従って、制御回路３１は、包絡線信号の関数として表された電力増幅器ＰＡの消費する消費電流と、包絡線信号の関数として表された電力増幅器ＰＡのコンダクタンスとに基づいて得られる逆モデル回路であって、電力増幅器ＰＡの出力Ｐｏｕｔから入力Ｐｉｎを算出する逆モデル回路に基づいて、電力増幅器ＰＡに応じて定まる歪特性を算出する。 As described above, the control circuit 31 generates a control signal by correcting the envelope signal using the envelope signal as a signal obtained from the input signal in. Therefore, the control circuit 31 is an inverse model circuit obtained based on the consumption current consumed by the power amplifier PA expressed as a function of the envelope signal and the conductance of the power amplifier PA expressed as a function of the envelope signal. Therefore, based on an inverse model circuit that calculates the input Pin from the output Pout of the power amplifier PA, a distortion characteristic determined according to the power amplifier PA is calculated.

また、図９の高周波電力増幅装置３においては、図８の高周波電力増幅装置３と異なり、図２の高周波電力増幅装置３と同様の非線形要素回路（ｎｌａ）８が設けられる。これに加えて、図９の高周波電力増幅装置３においては、非線形要素回路（ｎｌｐ）４２が設けられる。非線形要素回路（ｎｌｐ）４２は、非線形要素回路（ｎｌｓ）９と同様にして、電力増幅器ＰＡのシミュレーション又は電力増幅器ＰＡの実測に基づいて、ＤＳＰ又はＦＰＧＡにより実現することができる。非線形要素回路（ｎｌｐ）４２は、包絡線信号を入力として、電力増幅器ＰＡの位相歪の補正の量を与える。 9 is provided with a non-linear element circuit (nla) 8 similar to the high frequency power amplifying device 3 of FIG. 2, unlike the high frequency power amplifying device 3 of FIG. In addition to this, a non-linear element circuit (nlp) 42 is provided in the high-frequency power amplifying apparatus 3 of FIG. Similarly to the nonlinear element circuit (nls) 9, the nonlinear element circuit (nlp) 42 can be realized by a DSP or FPGA based on simulation of the power amplifier PA or actual measurement of the power amplifier PA. The non-linear element circuit (nlp) 42 receives the envelope signal and provides an amount of correction of the phase distortion of the power amplifier PA.

電力増幅回路において、非線形要素回路（ｎｌａ）８の出力は、乗算器３０及び乗算器３１に入力される。乗算器３０には直交ベースバンド信号ｔｘｉが入力され、乗算器３１には直交ベースバンド信号ｔｘｑが入力される。これにより、直交ベースバンド信号ｔｘｉの振幅及び直交ベースバンド信号ｔｘｑの振幅が、非線形要素回路（ｎｌａ）８の出力で補正される。 In the power amplifier circuit, the output of the nonlinear element circuit (nla) 8 is input to the multiplier 30 and the multiplier 31. The multiplier 30 receives the orthogonal baseband signal txi, and the multiplier 31 receives the orthogonal baseband signal txq. Thereby, the amplitude of the orthogonal baseband signal txi and the amplitude of the orthogonal baseband signal txq are corrected by the output of the nonlinear element circuit (nla) 8.

乗算器３０の出力及び乗算器３１の出力は、座標回転回路（ｒｏｔ）３２に入力されて座標回転された後、インターポレーション回路３３及び３４により補間された上で、乗算器３５及び乗算器３６に入力される。また、非線形要素回路（ｎｌｐ）４２の出力は、座標回転回路（ｒｏｔ）３２に入力される。座標回転回路（ｒｏｔ）３２における座標回転の量は、非線形要素回路（ｎｌｐ）４２の出力により定まる。これにより、直交ベースバンド信号ｔｘｉの位相及び直交ベースバンド信号ｔｘｑの位相が、非線形要素回路（ｎｌｐ）４２の出力で補正される。 The output of the multiplier 30 and the output of the multiplier 31 are input to a coordinate rotation circuit (rot) 32 and rotated, and then interpolated by interpolation circuits 33 and 34, and then a multiplier 35 and a multiplier. 36. The output of the nonlinear element circuit (nlp) 42 is input to the coordinate rotation circuit (rot) 32. The amount of coordinate rotation in the coordinate rotation circuit (rot) 32 is determined by the output of the nonlinear element circuit (nlp) 42. As a result, the phase of the orthogonal baseband signal txi and the phase of the orthogonal baseband signal txq are corrected by the output of the nonlinear element circuit (nlp) 42.

乗算器３５には、変調信号として直交ローカル信号ｌｏｉが入力される。これにより、直交ランダム変換された直交ベースバンド信号ｔｘｉは直交ローカル信号ｌｏｉで直交変調される。同様に、乗算器３６により、直交ランダム変換された直交ベースバンド信号ｔｘｑは直交ローカル信号ｌｏｑで直交変調される。 The multiplier 35 receives the orthogonal local signal loi as a modulation signal. As a result, the orthogonal baseband signal txi subjected to orthogonal random transformation is orthogonally modulated with the orthogonal local signal loi. Similarly, the orthogonal baseband signal txq subjected to orthogonal random transformation by the multiplier 36 is orthogonally modulated with the orthogonal local signal loq.

乗算器３５の出力及び乗算器３６の出力は、加算器３７において加算された後、遅延回路（Ｄｅｌ）３８により遅延時間を調整された後、ＤＡＣ３９に入力され、アナログ信号に変換される。遅延回路（Ｄｅｌ）３８は省略するようにしても良い。ＤＡＣ３９の出力は、電力増幅器ＰＡに入力される。 The output of the multiplier 35 and the output of the multiplier 36 are added by an adder 37, the delay time is adjusted by a delay circuit (Del) 38, input to a DAC 39, and converted into an analog signal. The delay circuit (Del) 38 may be omitted. The output of the DAC 39 is input to the power amplifier PA.

以上により、非線形要素回路（ｎｌｓ）９により制御信号を生成して、供給電源電圧Ｖｄｄ１を、高速で変化する包絡線信号、換言すれば、入力信号ｉｎに追従して変化させることができる。これに加えて、非線形要素回路（ｎｌａ）８により振幅を補正することができ、非線形要素回路（ｎｌｃｄｄ）４０及び非線形要素回路（ｎｌｃ）４１により消費電流の時間変動を抑えることができ、非線形要素回路（ｎｌｐ）４２により位相を補正することができる。 As described above, the control signal is generated by the non-linear element circuit (nls) 9, and the supply power supply voltage Vdd1 can be changed following the envelope signal that changes at high speed, in other words, the input signal in. In addition to this, the non-linear element circuit (nla) 8 can correct the amplitude, and the non-linear element circuit (nlcdd) 40 and the non-linear element circuit (nlc) 41 can suppress the time variation of the consumption current. The phase can be corrected by the circuit (nlp) 42.

１信号生成部
２包絡線信号生成部（ｅｎｖ）
３高周波電力増幅装置
４、６乗算器
５、１８ＤＡＣ（デジタルアナログ変換器）
８非線形要素回路（ｎｌａ）
９非線形要素回路（ｎｌｓ）
１０インターポレーション回路
１１、１３加算器（減算器）
１２、１４加算器
１５、１９比較器
１６、１７ダイオード
３１制御回路
１０１、１０２乗算器
ＰＡ電力増幅器 1 Signal Generator 2 Envelope Signal Generator (env)
3 High frequency power amplifying device 4, 6 Multiplier 5, 18 DAC (digital analog converter)
8 Nonlinear element circuit (nla)
9 Nonlinear element circuit (nls)
10 Interpolation circuit 11, 13 Adder (subtracter)
12, 14 Adder 15, 19 Comparator 16, 17 Diode 31 Control circuit 101, 102 Multiplier PA Power amplifier

Claims

高周波の入力信号を増幅する電力増幅器と、
前記電力増幅器と前記電力増幅器に電源電圧を供給する電源部との間に設けられ、前記電源部からの電源電圧を制御する制御回路とを含み、
前記制御回路が、前記電力増幅器への前記入力信号から得られる信号を前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、生成した前記制御信号により前記電源電圧を制御することにより前記供給電源電圧を生成し、生成した前記供給電源電圧を前記電力増幅器に供給する
ことを特徴とする高周波電力増幅装置。 A power amplifier for amplifying a high-frequency input signal;
A control circuit that is provided between the power amplifier and a power supply unit that supplies a power supply voltage to the power amplifier, and that controls a power supply voltage from the power supply unit;
The control circuit generates a supply power supply voltage that provides the best energy efficiency in the power amplifier based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier for a signal obtained from the input signal to the power amplifier. generates a control signal by correcting, by the generated said control signal to generate the power supply voltage by controlling the power supply voltage, and wherein the supplying the generated the power supply voltage to the power amplifier High frequency power amplifier.

前記制御回路が、前記入力信号の包絡線を検出することにより前記入力信号から得られた信号である包絡線信号を、前記入力信号から得られる信号として用いて、前記包絡線信号を補正することにより前記制御信号を生成する
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。 The control circuit corrects the envelope signal by using an envelope signal, which is a signal obtained from the input signal by detecting an envelope of the input signal, as a signal obtained from the input signal. The high-frequency power amplification device according to claim 1, wherein the control signal is generated by:

前記電力増幅器が、前記制御回路が前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記入力信号から得られる信号を補正することに対応して、前記電力増幅器において発生する歪を補償するプレディストータ回路を含む
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。 A predistorter that compensates for distortion generated in the power amplifier in response to the control circuit correcting a signal obtained from the input signal based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier; The high frequency power amplifier according to claim 1, further comprising a circuit.

前記制御回路が、前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記入力信号から得られる信号を補正することにより生成した信号をΔΣ変調し、前記ΔΣ変調された信号と前記供給電源電圧とを比較して、前記比較の結果に基づいて前記電力増幅器に供給する前記供給電源電圧を制御する
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。 The control circuit ΔΣ modulates a signal generated by correcting a signal obtained from the input signal based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier, and the ΔΣ-modulated signal and the supply power voltage are The high-frequency power amplifier according to claim 1, wherein the power supply voltage supplied to the power amplifier is controlled based on a result of the comparison.

前記制御回路が、カルテシアンフィードバックループにより前記電力増幅器への前記入力信号から得られる信号を補正する
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。 The high frequency power amplifying apparatus according to claim 1, wherein the control circuit corrects a signal obtained from the input signal to the power amplifier by a Cartesian feedback loop.

前記制御回路が、前記電力増幅器の出力から入力を算出する逆モデルに基づいて、前記電力増幅器に応じて定まる歪特性を算出する
ことを特徴とする請求項１に記載の高周波電力増幅装置。 The high-frequency power amplifying apparatus according to claim 1, wherein the control circuit calculates a distortion characteristic determined according to the power amplifier based on an inverse model that calculates an input from an output of the power amplifier.

高周波の入力信号を増幅する電力増幅器と、前記電力増幅器に電源電圧を供給する電源部と、前記電力増幅器と前記電力増幅器に電源電圧を供給する電源部との間に設けられ、前記電源部からの電源電圧を制御する制御回路とを含む高周波電力増幅装置における高周波電力増幅方法であって、
前記制御回路が、
前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記電力増幅器への前記入力信号から得られる信号を前記電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、
生成した前記制御信号により前記電源電圧を制御することにより前記供給電源電圧を生成し、
生成した前記供給電源電圧を前記電力増幅器に供給する
ことを特徴とする高周波電力増幅方法。 A power amplifier that amplifies a high-frequency input signal; a power supply that supplies a power supply voltage to the power amplifier; and a power supply that supplies a power supply voltage to the power amplifier and the power amplifier. A high frequency power amplification method in a high frequency power amplification device including a control circuit for controlling the power supply voltage of
The control circuit comprises:
Control is performed by correcting a signal obtained from the input signal to the power amplifier based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier so that a supply power supply voltage that provides the best energy efficiency in the power amplifier is generated. Generate a signal,
The generated said control signal to generate the power supply voltage by controlling the power supply voltage,
The generated power supply voltage is supplied to the power amplifier.

高周波の送信信号を生成する信号生成部と、
前記送信信号の包絡線を検出することにより包絡線信号を生成する包絡線信号生成部と、
前記送信信号を増幅する高周波電力増幅装置とを含み、
前記高周波電力増幅装置が、更に、
前記送信信号を増幅する電力増幅器と、
前記電力増幅器と前記電力増幅器に電源電圧を供給する電源部との間に設けられ、前記電源部からの電源電圧を制御する制御回路とを含み、
前記制御回路が、前記包絡線信号を前記電力増幅器に応じて定まる歪特性に基づいて前記電力増幅器において最も良いエネルギ効率が得られる供給電源電圧が生成されるように補正することにより制御信号を生成し、生成した前記制御信号により前記電源電圧を制御することにより前記供給電源電圧を生成し、生成した前記供給電源電圧を前記電力増幅器に供給する
ことを特徴とする送信装置。 A signal generator for generating a high-frequency transmission signal;
An envelope signal generator that generates an envelope signal by detecting an envelope of the transmission signal;
A high-frequency power amplifier that amplifies the transmission signal,
The high-frequency power amplifying device further includes:
A power amplifier for amplifying the transmission signal;
A control circuit that is provided between the power amplifier and a power supply unit that supplies a power supply voltage to the power amplifier, and that controls a power supply voltage from the power supply unit;
The control circuit generates a control signal by correcting the envelope signal based on a distortion characteristic determined according to the power amplifier so as to generate a power supply voltage that provides the best energy efficiency in the power amplifier. transmitting device, and the generated said control signal to generate the power supply voltage by controlling the power supply voltage, the generated said supply voltage, characterized in that to be supplied to the power amplifier.