JP5786657B2 - Receiver - Google Patents

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Description

本発明は受信装置に関する。   The present invention relates to a receiving apparatus.

スペクトル拡散通信の１つである符号分割多元接続（ＣＤＭＡ：Code Division Multiple Access）は、携帯電話の通信や高速データ通信等において、限られた周波数の中でより多くのチャネルを生成することができる通信方式として注目されている。このＣＤＭＡ通信システムにおける２つの通信ユニット間での通信は、通信チャネルの周波数帯上で送信データ信号を固有の拡散コードにより拡散して行われる。   Code division multiple access (CDMA), which is one of spread spectrum communications, can generate more channels within a limited frequency in cellular phone communications, high-speed data communications, and the like. It is attracting attention as a communication method. Communication between two communication units in the CDMA communication system is performed by spreading a transmission data signal with a unique spreading code on the frequency band of the communication channel.

図７は、コード拡散方式における受信装置の例を示す図である。
受信装置７０では、受信アンテナ７１により受信された通信信号を、バンドパスフィルタ７２を通過させることで、通信チャネルの周波数帯の信号を取り出し、ローノイズアンプ（ＬＮＡ：Low Noise Amplifier）７３で増幅する。そして、乗算器７４でその増幅された信号に局部周波数ｆLを持つ信号Ｌｏ１を乗算することで、キャリア周波数ｆRから中間周波数ｆMに落とす。乗算した結果、周波数は、ｆR−ｆLとｆR＋ｆLになり、更にバンドパスフィルタ７５を通過させて、中間周波数ｆM＝ｆR−ｆLの信号７６が生成される。 FIG. 7 is a diagram illustrating an example of a receiving apparatus in the code spreading method.
In the reception device 70, the communication signal received by the reception antenna 71 is passed through the band-pass filter 72, thereby extracting a signal in the frequency band of the communication channel and amplifying it by a low noise amplifier (LNA) 73. Then, by multiplying the signal Lo1 having a local frequency f L to the amplified signal by the multiplier 74, it dropped from the carrier frequency f R to an intermediate frequency f M. As a result of the multiplication, the frequencies become f R −f L and f R + f L , and further pass through the band pass filter 75 to generate a signal 76 having an intermediate frequency f M = f R −f L.

その後、第二の局部周波数Ｌｏ２のπ／２ずれた信号を、乗算器７７、７８で乗算することで、直交検波（直交復調）が行われる。すなわち、送信側で直交変調が行われた通信信号に対して、π／２ずれた第二の局部周波数Ｌｏ２を持つ信号を乗算することで、ベースバンド周波数のＩ成分の信号とＱ成分の信号とが生成される。   Then, quadrature detection (orthogonal demodulation) is performed by multiplying a signal shifted by π / 2 of the second local frequency Lo2 by the multipliers 77 and 78. That is, by multiplying a communication signal subjected to orthogonal modulation on the transmission side by a signal having a second local frequency Lo2 shifted by π / 2, an I component signal and a Q component signal of the baseband frequency And are generated.

それぞれの信号は、ＡＤ（Analog-Digital）コンバータ７９、８０によりデジタル信号に変換されて、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）８１に入力される。ＤＳＰ８１では、コード拡散されたベースバンドの信号が、拡散コードにより逆拡散（コード相関）され、そして、元の送信されたデジタル信号に戻される。   Each signal is converted into a digital signal by AD (Analog-Digital) converters 79 and 80 and input to a DSP (Digital Signal Processor) 81. In the DSP 81, the code-spread baseband signal is despread (code correlation) with the spreading code and returned to the original transmitted digital signal.

特開平１１−３１３００６号公報Japanese Patent Laid-Open No. 11-313006

無線通信ネットワークでは、多くのノード間で無線通信が行われているので、エア中を飛び交う様々な無線信号の中から、自己宛の無線信号を取得しなければならない。このため、従来の受信機では、受信フロントエンド側（ＲＦ（Ratio Frequency）インタフェース側）で通過帯域幅を広くとって、通過帯域幅に収まる無線信号のすべてを受信し、その後、検波処理側で検波を行うことにより、自己宛の無線信号を取得（分離）する構成としていた。   In a wireless communication network, since wireless communication is performed between many nodes, a wireless signal addressed to itself must be acquired from various wireless signals flying in the air. For this reason, in a conventional receiver, the reception front end side (RF (Ratio Frequency) interface side) takes a wide pass bandwidth and receives all the radio signals that fall within the pass bandwidth, and then the detection processing side. By performing detection, the radio signal addressed to itself is acquired (separated).

例えば、図７に示す回路においても、バンドパスフィルタ７２の通過帯域幅を広くとることにより、使用可能な帯域幅の多くを使って広帯域多重通信を行い、後段のＤＳＰ８１で相関検波が実行されている。   For example, in the circuit shown in FIG. 7 as well, wide band multiplex communication is performed using most of the available bandwidth by widening the pass bandwidth of the bandpass filter 72, and correlation detection is performed by the DSP 81 at the subsequent stage. Yes.

従来ではこのような受信機構成であったため、受信フロントエンドに位置する通過帯域フィルタから、相関検波器に至るまでの各構成素子に対して、広いダイナミックレンジを持つことが要求されていた。   Conventionally, such a receiver configuration has been required to have a wide dynamic range for each component from the passband filter located at the reception front end to the correlation detector.

例えば、図７においては、バンドパスフィルタ７２の出力段からＤＳＰ８１の入力段までに配置される、ＬＮＡ７３、乗算器７４、ＡＤコンバータ７９、８０に対して、広いダイナミックレンジを持つことが要求されることになる。   For example, in FIG. 7, the LNA 73, the multiplier 74, and the AD converters 79 and 80 arranged from the output stage of the bandpass filter 72 to the input stage of the DSP 81 are required to have a wide dynamic range. It will be.

ダイナミックレンジの拡大は、識別可能な信号の最小値および最大値を大きくすることになるので、電力消費がその分増加することになる。このように、従来の受信機では、構成要素のダイナミックレンジが大きいために、消費電力が高いといった問題があった。   Since the expansion of the dynamic range increases the minimum and maximum values of the identifiable signal, the power consumption increases accordingly. Thus, the conventional receiver has a problem that the power consumption is high because the dynamic range of the constituent elements is large.

なお、ＣＤＭＡ方式の受信装置を例にして説明したが、ＣＤＭＡ方式以外の受信装置にも同様の問題がある。
１つの側面では、本発明は、電力の消費を抑えることを目的とする。 Note that the CDMA receiver has been described as an example, but there is a similar problem in receivers other than the CDMA receiver.
In one aspect, the present invention aims to reduce power consumption.

上記目的を達成するために、開示の受信装置が提供される。この受信装置は、受信部と乗算部とを有している。
受信部は、少なくとも１つがコード拡散された送信データ信号に対し、サブキャリア変調され、無線周波数に変調されて送信された無線信号を受信する。乗算部は、サブキャリア変調に用いたサブキャリアの少なくとも１つと拡散コードとを用いて得られる相関信号を無線信号に乗ずる。 In order to achieve the above object, a receiving device of the disclosure is provided. This receiving apparatus has a receiving unit and a multiplying unit.
The receiving unit receives a radio signal transmitted by performing subcarrier modulation on a transmission data signal, at least one of which is code-spread, modulated to a radio frequency. The multiplication unit multiplies the radio signal by a correlation signal obtained by using at least one of the subcarriers used for subcarrier modulation and the spreading code.

１態様では、電力の消費を抑えることができる。   In one aspect, power consumption can be reduced.

第１の実施の形態の受信装置を示す図である。It is a figure which shows the receiver of 1st Embodiment. 第２の実施の形態の受信装置を示す図である。It is a figure which shows the receiver of 2nd Embodiment. 第２の実施の形態の受信装置の動作を説明するタイミングチャートである。6 is a timing chart for explaining the operation of the receiving apparatus according to the second embodiment. 比較例の受信装置を示す図である。It is a figure which shows the receiver of a comparative example. 第３の実施の形態の送信装置を示す図である。It is a figure which shows the transmitter of 3rd Embodiment. 第３の実施の形態の受信装置を示す図である。It is a figure which shows the receiver of 3rd Embodiment. コード拡散方式における受信装置の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the receiver in a code spreading system.

以下、実施の形態の受信装置を、図面を参照して詳細に説明する。
＜第１の実施の形態＞
図１は、第１の実施の形態の受信装置を示す図である。 Hereinafter, a receiver according to an embodiment will be described in detail with reference to the drawings.
<First Embodiment>
FIG. 1 is a diagram illustrating a receiving device according to the first embodiment.

受信装置１は、アンテナ２により受信されたＲＦ信号を、バンドパスフィルタ３を通過させることで通信チャネルの周波数帯の信号を取り出す。このＲＦ信号は、少なくとも１つのサブチャネルがコード拡散された送信データ信号に対し、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）方式でサブキャリア変調され、無線周波数に変調されて送信された無線信号である。   The receiving device 1 extracts the signal in the frequency band of the communication channel by passing the RF signal received by the antenna 2 through the band-pass filter 3. This RF signal is a radio signal that is transmitted after subcarrier modulation is performed by an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) method on a transmission data signal in which at least one subchannel is code-spread, and is modulated to a radio frequency.

また、受信装置１は、サブキャリア変調に用いたサブキャリアｓｃ１、ｓｃ２のうち（サブキャリアｓｃ１、ｓｃ２は直交している）、サブキャリアｓｃ１との相関を示す拡散コードｃｓ１を乗算器（ミキサ）４で乗算することによりＲＦ相関信号ｒｆｃ１を得る。なお、乗算器４は、相関信号生成部の一例である。   In addition, the reception apparatus 1 uses a multiplier (mixer) for spreading code cs1 indicating a correlation with subcarrier sc1 out of subcarriers sc1 and sc2 used for subcarrier modulation (subcarriers sc1 and sc2 are orthogonal). By multiplying by 4, the RF correlation signal rfc1 is obtained. The multiplier 4 is an example of a correlation signal generation unit.

その後、受信装置１は、取り出した通信チャネルの周波数帯の信号と、ＲＦ相関信号ｒｆｃ１とを乗算器５で乗算することによってＲＦ相関をとる積分器６は、乗算器５からの出力信号を積分処理して、該出力信号を電圧信号に変換し、不要な周波数成分を抑制して、信号ｒｘ２を出力する。   Thereafter, the receiver 1 multiplies the extracted signal in the frequency band of the communication channel by the RF correlation signal rfc1 by the multiplier 5 to obtain the RF correlation. The integrator 6 integrates the output signal from the multiplier 5. Processing is performed to convert the output signal into a voltage signal, and unnecessary frequency components are suppressed to output a signal rx2.

また、受信装置１は、取り出した通信チャネルの周波数帯の信号とサブキャリアｓｃ２とを乗算器７で乗算することにより信号ｒｘ１を得る。図１の例では、信号ｒｘ１の生成にはＲＦ相関信号の乗算を施していない。   The receiving apparatus 1 obtains a signal rx1 by multiplying the extracted signal in the frequency band of the communication channel and the subcarrier sc2 by the multiplier 7. In the example of FIG. 1, the signal rx1 is not multiplied by the RF correlation signal.

このように、受信装置１では、受信機の前段部で検波処理を行う構成した。これにより、検波器の一部を構成する乗算器５の出力側に接続された積分器６で相関利得が得られるので、例えばＬＮＡ等が省略または簡素化できる。また、検波器以降のダイナミックレンジを小さくすることができるので、消費電力を小さくすることができる。   As described above, the receiving apparatus 1 is configured to perform detection processing at the front stage of the receiver. Thereby, since the correlation gain is obtained by the integrator 6 connected to the output side of the multiplier 5 constituting a part of the detector, for example, LNA or the like can be omitted or simplified. Moreover, since the dynamic range after the detector can be reduced, the power consumption can be reduced.

以下、第２の実施の形態において、開示の受信装置をより具体的に説明する。
＜第２の実施の形態＞
図２は、第２の実施の形態の受信装置を示す図である。 Hereinafter, in the second embodiment, the disclosed receiving apparatus will be described more specifically.
<Second Embodiment>
FIG. 2 is a diagram illustrating a receiving apparatus according to the second embodiment.

受信装置１０は、逆拡散コードｃｓｓ１、ｃｓｓ２を時分割した信号とサブキャリアｓｃ１とを乗算器１１で乗算することによりサブキャリアｓｃ１を変調したＲＦ相関信号ｒｆｃ１１を生成する。   The receiving device 10 generates an RF correlation signal rfc11 obtained by modulating the subcarrier sc1 by multiplying the subcarrier sc1 by a signal obtained by time-division of the despreading codes css1 and css2 and the subcarrier sc1.

また、受信装置１０は、逆拡散コードｃｓｓ３とサブキャリアｓｃ２とを乗算器１２で乗算することにより、サブキャリアｓｃ２を変調したＲＦ相関信号ｒｆｃ１２を生成する。生成したＲＦ相関信号ｒｆｃ１１、ｒｆｃ１２は、１つのサブチャネルを用いて送信されたコード拡散多重された２つの信号を受信側で時分割して受信するために用いられる。   The receiving apparatus 10 multiplies the despreading code css3 and the subcarrier sc2 by the multiplier 12 to generate an RF correlation signal rfc12 obtained by modulating the subcarrier sc2. The generated RF correlation signals rfc11 and rfc12 are used to receive two code spread multiplexed signals transmitted using one subchannel in a time division manner on the reception side.

また、受信装置１０は、アンテナ１３により受信されたＲＦ信号を、バンドパスフィルタ１４を通過させることで通信チャネルの周波数帯の信号を取り出す。
図３は、第２の実施の形態の受信装置の動作を説明するタイミングチャートである。 In addition, the receiving apparatus 10 extracts the signal in the frequency band of the communication channel by passing the RF signal received by the antenna 13 through the band-pass filter 14.
FIG. 3 is a timing chart for explaining the operation of the receiving apparatus according to the second embodiment.

図３では、１データあたり、４チップ時間または３チップ時間で通信する様子を示している。なお、チップは、拡散に用いるデータのビットを示している。また、図３の斜線部は、値が不定である区間を示している。   FIG. 3 shows a state where communication is performed in 4 chip time or 3 chip time per data. The chip indicates a bit of data used for diffusion. Also, the hatched portion in FIG. 3 indicates a section whose value is indefinite.

受信装置１０は、タイミングクロックｔ１、Ｌ１およびタイミングクロックｔ２、Ｌ２で積分器１５、１６と同期化回路１７、１８を駆動する。
具体的には、受信装置１０は、取り出した通信チャネルの周波数帯の信号とＲＦ相関信号ｒｆｃ１１とを乗算器１９で乗算することによってＲＦ相関をとり、積分器１５で相関値をタイミングクロックｔ１が立ち上がる時間（図３では４チップ時間）分積分することにより信号（積分された相関値）ｒｘ１１ａを得る。同期化回路１７は、タイミングクロックＬ１が立ち上がる時間に積分器１５の信号ｒｘ１１ａの正負を判別して信号ｒｘ１１を得る。すなわち、同期化回路１７は、信号ｒｘ１１ａが正である場合、１を出力する。また、信号ｒｘ１１ａが負である場合、−１を出力する。 The receiving apparatus 10 drives the integrators 15 and 16 and the synchronization circuits 17 and 18 with the timing clocks t1 and L1 and the timing clocks t2 and L2.
Specifically, the receiving apparatus 10 multiplies the extracted signal in the frequency band of the communication channel by the RF correlation signal rfc11 by the multiplier 19 to obtain the RF correlation, and the integrator 15 obtains the correlation value by the timing clock t1. The signal (integrated correlation value) rx11a is obtained by integrating for the rising time (4 chip time in FIG. 3). The synchronization circuit 17 determines whether the signal rx11a of the integrator 15 is positive or negative at the time when the timing clock L1 rises to obtain the signal rx11. That is, the synchronization circuit 17 outputs 1 when the signal rx11a is positive. When the signal rx11a is negative, -1 is output.

また、受信装置１０は、取り出した通信チャネルの周波数帯の信号とＲＦ相関信号ｒｆｃ１２とを乗算器２０で乗算することによってＲＦ相関をとり、積分器１６で相関値を３チップ分時間分積分することにより信号ｒｘ１２ａを得る。同期化回路１８は、タイミングクロックＬ２が立ち上がる時間に積分器１６の信号ｒｘ１２ａの正負を判別して信号ｒｘ１２を得る。すなわち、同期化回路１８は、信号ｒｘ１２ａが正である場合、１を出力する。また、信号ｒｘ１２ａが負である場合、−１を出力する。   The receiving apparatus 10 multiplies the extracted signal in the frequency band of the communication channel and the RF correlation signal rfc12 by the multiplier 20 to obtain an RF correlation, and the integrator 16 integrates the correlation value by a time corresponding to three chips. As a result, the signal rx12a is obtained. The synchronization circuit 18 determines whether the signal rx12a of the integrator 16 is positive or negative at the time when the timing clock L2 rises to obtain the signal rx12. That is, the synchronization circuit 18 outputs 1 when the signal rx12a is positive. When the signal rx12a is negative, -1 is output.

ＤＳＰ２１は、信号ｒｘ１１、ｒｘ１２の強度や電力を計算する。
次に、受信されたＲＦ信号が、直交位相変調信号である場合の信号ｒｘ１２を詳しく説明する。アンテナ１３により受信されるＲＦ信号ｘrは、次式（１）で表すことができる。 The DSP 21 calculates the strength and power of the signals rx11 and rx12.
Next, the signal rx12 in the case where the received RF signal is a quadrature phase modulation signal will be described in detail. The RF signal x r received by the antenna 13 can be expressed by the following equation (1).

Figure 0005786657
Figure 0005786657

ここで、ｎは、サブキャリア数を示す。Ｃａkはサブキャリア周波数を示す。
また、ＲＦ相関信号ｒｆｃ１２は、次式（２）で表すことができる。 Here, n indicates the number of subcarriers. Cak represents a subcarrier frequency.
The RF correlation signal rfc12 can be expressed by the following equation (2).

Figure 0005786657
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ここで、Ｃａは、キャリアを示す。ｍは、受信したいサブキャリア番号を示す。
信号ｒｘ１２ａは、ＲＦ信号ｘrにＲＦ相関信号ｒｆｃ１２を乗じ、シンボル期間Ｔだけ積分したものであるから次式（３）で表すことができる。 Here, Ca indicates a carrier. m indicates a subcarrier number to be received.
Signal rx12a multiplies the RF correlation signal rfc12 the RF signal x r, since it is the integral only the symbol period T can be expressed by the following equation (3).

Figure 0005786657
Figure 0005786657

式（３）を計算すると、信号ｒｘ１２ａは、式（４）で表すことができる。   When equation (3) is calculated, the signal rx12a can be expressed by equation (4).

Figure 0005786657
Figure 0005786657

ここでＡは、振幅を示す。
また、例えば信号ｒｘ１２の電力Ｐｒは、次式（５）で表すことができる。 Here, A indicates the amplitude.
For example, the power Pr of the signal rx12 can be expressed by the following equation (5).

Figure 0005786657
Figure 0005786657

また、例えば信号ｒｘ１２の強度Ｉｒは、次式（６）で表すことができる。ここで式（５）におけるｒｘ１２ａ*は、信号ｒｘ１２の複素共役である。 For example, the intensity Ir of the signal rx12 can be expressed by the following equation (6). Here, rx12a * in Equation (5) is a complex conjugate of the signal rx12.

Figure 0005786657
Figure 0005786657

受信装置１０によれば、乗算器１９、２０で乗算した信号が積分器１５、１６によって積分されることにより、相関利得が早い段階で得られる。従って、消費電力を抑制することができる。   According to the receiving apparatus 10, the signals multiplied by the multipliers 19 and 20 are integrated by the integrators 15 and 16, so that the correlation gain can be obtained at an early stage. Therefore, power consumption can be suppressed.

また、サブキャリアｓｃ１、逆拡散コードｃｓｓ１〜ｃｓｓ３を与えることにより、通信方式からＦＤＭＡ（Frequency Division Multiple Access）、ＣＤＭＡ、ＴＭＤＡ（Time Division Multiple Access）を適宜選択し、また、これらを組み合わせて受信することができる。   Also, by giving subcarrier sc1 and despreading codes css1 to css3, FDMA (Frequency Division Multiple Access), CDMA, and TMDA (Time Division Multiple Access) are appropriately selected from the communication methods, and these are received in combination. be able to.

また、ＲＦ相関信号ｒｆｃ１１は、ソフトハンドオフまたはｒａｋｅ受信に用いることができる。
図４は、比較例の受信装置を示す図である。 The RF correlation signal rfc11 can be used for soft handoff or rake reception.
FIG. 4 is a diagram illustrating a receiving device of a comparative example.

図４に示す受信装置９０は、アンテナ９１により受信されたＲＦ信号を、バンドパスフィルタ９２を通過させることで通信チャネルの周波数帯の信号を取り出す。そして、受信装置９０は、乗算器９３にて取り出した信号と相関信号を乗算することによってコード逆拡散を行う。その後、受信装置９０は、乗算器９４にてローカル信号と乗算することにより検波を行い、積分器９５にて積分処理を施すことにより相関利得を取得している。しかしながら、受信装置９０においては、乗算器９３から積分器９５に至る経路の信号は、リニア・ダイナミックレンジとなる。また、バンドパスフィルタ９２から積分器９５に至る経路には２つの乗算器９３、９４が存在するため、雑音の付加が大きい。   4 extracts the signal in the frequency band of the communication channel by allowing the RF signal received by the antenna 91 to pass through the band-pass filter 92. Then, the receiving apparatus 90 performs code despreading by multiplying the signal extracted by the multiplier 93 and the correlation signal. After that, the receiving device 90 performs detection by multiplying the local signal by the multiplier 94 and acquires the correlation gain by performing integration processing by the integrator 95. However, in the receiving device 90, the signal on the path from the multiplier 93 to the integrator 95 has a linear dynamic range. Further, since two multipliers 93 and 94 exist in the path from the bandpass filter 92 to the integrator 95, the addition of noise is large.

受信装置１０は、この受信装置９０と比較して、消費電力および雑音の付加を抑制することができる。
＜第３の実施の形態＞
次に、第３の実施の形態の受信装置について説明する。 The receiving device 10 can suppress power consumption and addition of noise compared to the receiving device 90.
<Third Embodiment>
Next, a receiving apparatus according to the third embodiment will be described.

以下、第３の実施の形態の受信装置について、前述した第２の実施の形態との相違点を中心に説明し、同様の事項については、その説明を省略する。
まず、第３の実施の形態の受信装置に信号を送信する送信装置を説明する。 Hereinafter, the receiving apparatus according to the third embodiment will be described with a focus on differences from the second embodiment described above, and description of similar matters will be omitted.
First, a transmission apparatus that transmits a signal to the reception apparatus of the third embodiment will be described.

図５は、第３の実施の形態の送信装置を示す図である。
図５（ａ）〜（ｃ）に示す送信装置２０ａ〜２０ｃは、ＯＦＤＭまたはＯＦＤＭＡ（Orthogonal Frequency Division Multiple Access）のサブチャネルの一部または全部を送信する送信装置である。以下、ＯＦＤＭのサブチャネルを送信する場合を例に説明する。第３の実施の形態の受信装置を含む通信システムには、３種類の送信装置２０ａ〜２０ｃが混在することができる。 FIG. 5 illustrates a transmission device according to the third embodiment.
Transmitting apparatuses 20a to 20c shown in FIGS. 5A to 5C are transmitting apparatuses that transmit part or all of OFDM or OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) subchannels. Hereinafter, a case where an OFDM subchannel is transmitted will be described as an example. In the communication system including the receiving apparatus according to the third embodiment, three types of transmitting apparatuses 20a to 20c can be mixed.

送信装置２０ａは、ＯＦＤＭのサブチャネルのうち、コード拡散されていないサブチャネルｄｃ１〜ｄｃＬと、コード拡散多重化することにより得られるサブチャネルｃｄｍａ１−１〜ｃｄｍａ１−ｍを逆フーリエ変換器（ｉＦＦＴ）２１ａにより逆フーリエ変換することによりＯＦＤＭ相関信号を得る。送信装置２０ａは、得られたＯＦＤＭ相関信号に乗算器２２ａを用いてキャリアのｉ成分を乗じる。また、送信装置２０ａは、得られたＯＦＤＭ相関信号に乗算器２３ａを用いてキャリアのｑ成分を乗じる。送信装置２０ａは、得られた信号を加算してバンドパスフィルタ２４ａに通す。バンドパスフィルタ２４ａに通して得られた信号を増幅器２５ａにより増幅してアンテナ２６ａから出力する。   The transmitter 20a uses an inverse Fourier transform (iFFT) of subchannels dc1 to dcL, which are not code-spread out of OFDM subchannels, and subchannels cdma1-1 to cdma1-m obtained by code spreading multiplexing. An OFDM correlation signal is obtained by performing inverse Fourier transform by 21a. The transmitter 20a multiplies the obtained OFDM correlation signal by the i component of the carrier using the multiplier 22a. Also, the transmitter 20a multiplies the obtained OFDM correlation signal by the q component of the carrier using the multiplier 23a. The transmitter 20a adds the obtained signals and passes them through the band-pass filter 24a. The signal obtained through the bandpass filter 24a is amplified by the amplifier 25a and output from the antenna 26a.

また、送信装置２０ｂは、サブチャネルのすべてをコード拡散多重化することにより得られるサブチャネルｃｄｍａ２−１〜ｃｄｍａ２−ｎを逆フーリエ変換器（ｉＦＦＴ）２１ｂにより逆フーリエ変換することによりＯＦＤＭ相関信号を得る。送信装置２０ｂは、得られたＯＦＤＭ相関信号に乗算器２２ｂを用いてキャリアのｉ成分を乗じる。また、送信装置２０ｂは、得られたＯＦＤＭ相関信号に乗算器２３ｂを用いてキャリアのｑ成分を乗じる。送信装置２０ｂは、得られた信号を加算してバンドパスフィルタ２４ｂに通す。バンドパスフィルタ２４ｂに通して得られた信号を増幅器２５ｂにより増幅してアンテナ２６ｂから出力する。   Further, the transmission apparatus 20b performs sub-Fourier transform (iFFT) 21b on sub-channels cdma2-1 to cdma2-n obtained by code spreading multiplexing all of the sub-channels, thereby converting the OFDM correlation signal. obtain. The transmitter 20b multiplies the obtained OFDM correlation signal by the i component of the carrier using the multiplier 22b. In addition, the transmission device 20b multiplies the obtained OFDM correlation signal by the q component of the carrier using the multiplier 23b. The transmitter 20b adds the obtained signals and passes them through the bandpass filter 24b. The signal obtained through the band pass filter 24b is amplified by the amplifier 25b and output from the antenna 26b.

図５（ｃ）に示す送信装置２０ｃは、サブチャネルの１つを使用する相関送信機の１つを示している。送信装置２０ｃは、サブチャネルｃｄｍａ３に乗算器２１ｃを用いてキャリア成分を乗じる。送信装置２０ｃは、得られた信号をバンドパスフィルタ２２ｃに通す。バンドパスフィルタ２２ｃに通して得られた信号を増幅器２３ｃにより増幅してアンテナ２４ｃから出力する。   A transmission apparatus 20c illustrated in FIG. 5C illustrates one of the correlation transmitters that use one of the subchannels. The transmission device 20c multiplies the subchannel cdma3 by the carrier component using the multiplier 21c. The transmission device 20c passes the obtained signal through the bandpass filter 22c. The signal obtained through the bandpass filter 22c is amplified by the amplifier 23c and output from the antenna 24c.

ＣＤＭＡのチップレートはＯＦＤＭのデータレートに等しいのでサブチャネルの周波数占有帯域幅が広がることはない。
図６は、第３の実施の形態の受信装置を示す図である。 Since the CDMA chip rate is equal to the OFDM data rate, the frequency occupancy bandwidth of the subchannel does not increase.
FIG. 6 illustrates a receiving device according to the third embodiment.

選択部１１ａは、受信するＯＦＤＭのサブチャネル１〜（ｎ）毎に活性化する逆拡散コードｃｓｓ１〜ｃｓｓ（ｎ）を選択する。選択部１１ａは、ｋ番目の逆拡散コードｃｓｓを示す逆拡散コードｃｓｓ（ｋ）に１を与えることでサブチャネル（ｋ）を活性化してそのサブチャネルの情報を受信または検知することができる。また、選択部１１ａは、サブチャネル（ｋ）を使わない場合、逆拡散コードｃｓｓ（ｋ）に０を与えてこのサブチャネルを不活性とする。選択部１１ａにより選択された逆拡散コードは、逆フーリエ変換器１２ａにより逆フーリエ変換される。これにより、ＯＦＤＭ相関信号が得られる。   The selection unit 11a selects despreading codes css1 to css (n) to be activated for each subchannel 1 to (n) of the received OFDM. The selection unit 11a can activate the subchannel (k) by giving 1 to the despreading code css (k) indicating the kth despreading code css, and can receive or detect information on the subchannel. When the subchannel (k) is not used, the selection unit 11a gives 0 to the despreading code css (k) to deactivate this subchannel. The despread code selected by the selector 11a is inverse Fourier transformed by the inverse Fourier transformer 12a. Thereby, an OFDM correlation signal is obtained.

受信装置１０ａは、得られたＯＦＤＭ相関信号に乗算器１３ａ、１４ａを用いてキャリアのｉ成分およびｑ成分を乗じることにより周波数変換（アップコンバージョン）してＲＦ相関信号ｒｆｃ３を得る。   The receiving device 10a performs frequency conversion (up-conversion) by multiplying the obtained OFDM correlation signal by the i and q components of the carrier using the multipliers 13a and 14a to obtain the RF correlation signal rfc3.

また、受信装置１０ａは、アンテナ１５ａにより受信されたＲＦ信号を、バンドパスフィルタ１６ａを通過させることで通信チャネルの周波数帯の信号を取り出し、増幅器１７ａで増幅する。受信装置１０ａは、乗算器１８ａ、１９ａを用いて得られたＲＦ相関信号ｒｆｃ３と、増幅器から出力された信号とを乗算する。その後、得られた乗算値を、積分器３０ａ、３１ａを用いて一定期間積分する。積分器３０ａ、３１ａから出力された各信号は、ＡＤコンバータ３２ａ、３３ａによりデジタル信号に変換される。その後、位相回転補正部（ＲＯＴ）３４ａにより、送信側と受信側のサブキャリア位相差の分を回転して位相補正が施される。これにより信号ｒｘ３が得られる。   The receiving device 10a passes the RF signal received by the antenna 15a through the band-pass filter 16a, extracts a signal in the frequency band of the communication channel, and amplifies the signal by the amplifier 17a. The receiving device 10a multiplies the RF correlation signal rfc3 obtained by using the multipliers 18a and 19a and the signal output from the amplifier. Thereafter, the obtained multiplication value is integrated for a certain period using the integrators 30a and 31a. The signals output from the integrators 30a and 31a are converted into digital signals by the AD converters 32a and 33a. Thereafter, the phase rotation correction unit (ROT) 34a rotates the amount of the subcarrier phase difference between the transmission side and the reception side to perform phase correction. As a result, a signal rx3 is obtained.

この位相補正が施された信号ｒｘ３は、積分器３０ａ、３１ａから出力された信号をｒｘ１２ａとすると、前述した式（４）を用いて次式（７）で表すことができる。   The signal rx3 subjected to the phase correction can be expressed by the following equation (7) using the equation (4) described above, assuming that the signal output from the integrators 30a and 31a is rx12a.

Figure 0005786657
Figure 0005786657

第３の実施の形態の受信装置１０ａによれば、第２の実施の形態の受信装置１０と同様の効果が得られる。
また、受信装置１０ａによれば、逆拡散コードｃｓｓ（ｋ）に１を与えてサブチャネル（ｋ）毎の電力を測定することができる。また、選択部１１ａにより、活性化する逆拡散コードｃｓｓ（ｋ）をベースバンド（復号直後の信号）で任意に選択することができる。また、サブキャリアも自由に選択することができる。 According to the receiving device 10a of the third embodiment, the same effect as the receiving device 10 of the second embodiment can be obtained.
Further, according to the receiving device 10a, 1 can be given to the despreading code css (k) to measure the power for each subchannel (k). Further, the despreading code css (k) to be activated can be arbitrarily selected by the baseband (the signal immediately after decoding) by the selection unit 11a. Also, subcarriers can be freely selected.

また、第３の実施の形態の受信装置１０ａによれば、ＲＦＩＤ（Radio Frequency Identification）、センサーネット、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Management）通信に適用して収容ノードを増やすことができる。また、ＯＦＤＭ／ＯＦＤＭＡのサブチャネル間を受信側で自在に分割したり統合したりできる。従来の受信回路のダイナミックレンジで制限されていた収容ノード数を超えて適宜増やすことができるため、通信の即時性が向上する。他方、通信チャネル／サブチャネルの獲得のためのトランザクションが減るため高速な通信が要求されるノード間の通信には広い帯域幅を提供できる。   Further, according to the receiving device 10a of the third embodiment, the number of accommodating nodes can be increased by applying to RFID (Radio Frequency Identification), sensor network, and M2M (Machine-to-Management) communication. In addition, OFDM / OFDMA subchannels can be freely divided or integrated on the receiving side. Since the number of accommodating nodes, which is limited by the dynamic range of the conventional receiving circuit, can be increased as appropriate, the immediacy of communication is improved. On the other hand, since transactions for acquiring a communication channel / subchannel are reduced, a wide bandwidth can be provided for communication between nodes that require high-speed communication.

以上、本発明の受信装置を、図示の実施の形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではなく、各部の構成は、同様の機能を有する任意の構成のものに置換することができる。また、本発明に、他の任意の構成物や工程が付加されていてもよい。   Although the receiving apparatus of the present invention has been described based on the illustrated embodiment, the present invention is not limited to this, and the configuration of each part is replaced with an arbitrary configuration having the same function. can do. Moreover, other arbitrary structures and processes may be added to the present invention.

また、本発明は、前述した各実施の形態のうちの、任意の２以上の構成（特徴）を組み合わせたものであってもよい。
以上の第１〜第３の実施の形態に関し、さらに以下の付記を開示する。 Further, the present invention may be a combination of any two or more configurations (features) of the above-described embodiments.
Regarding the above first to third embodiments, the following supplementary notes are further disclosed.

（付記１） 少なくとも１つがコード拡散された送信データ信号に対し、サブキャリア変調され、無線周波数に変調されて送信された無線信号を受信する受信部と、
前記サブキャリア変調に用いたサブキャリアの少なくとも１つと拡散コードとを用いて得られる相関信号を前記無線信号に乗ずる乗算部と、
を有することを特徴とする受信装置。 (Supplementary Note 1) A reception unit that receives a radio signal that is subcarrier-modulated and modulated to a radio frequency with respect to a transmission data signal in which at least one is code spread,
A multiplier for multiplying the radio signal by a correlation signal obtained by using at least one of the subcarriers used for the subcarrier modulation and a spreading code;
A receiving apparatus comprising:

（付記２） 前記サブキャリアの少なくとも１つと前記拡散コードとを乗算して前記相関信号を生成する相関信号生成部をさらに有することを特徴とする付記１記載の受信装置。   (Supplementary note 2) The receiving apparatus according to supplementary note 1, further comprising a correlation signal generation unit that generates the correlation signal by multiplying at least one of the subcarriers and the spreading code.

（付記３） 前記相関信号生成部で得られた信号を直交位相変調することを特徴とする付記２記載の受信装置。
（付記４） 前記乗算部から出力された信号をシンボル期間積分する積分部をさらに有することを特徴とする付記１記載の受信装置。 (Additional remark 3) The receiver of Additional remark 2 characterized by carrying out quadrature phase modulation of the signal obtained by the said correlation signal generation part.
(Additional remark 4) The receiver of Additional remark 1 characterized by further having an integration part which integrates the signal output from the said multiplication part for a symbol period.

（付記５） 前記積分部から出力された信号の電力または強度を計算する計算部を備えることを特徴とする付記４記載の受信装置。
（付記６）少なくとも１つがコード拡散された送信データ信号に対し、サブキャリア変調され、無線周波数に変調されて送信された無線信号を受信する受信部と、
前記サブキャリア変調に用いたサブキャリアに対応する拡散コードを逆フーリエ変換する変換部と、
前記変換部が出力する信号と前記無線信号とを乗算する乗算部と、
を有することを特徴とする受信装置。 (Additional remark 5) The receiving apparatus of Additional remark 4 characterized by including the calculation part which calculates the electric power or intensity | strength of the signal output from the said integration part.
(Supplementary Note 6) A reception unit that receives a radio signal that is subcarrier modulated and modulated to a radio frequency with respect to a transmission data signal in which at least one is code spread,
A transform unit that performs inverse Fourier transform on a spreading code corresponding to the subcarrier used in the subcarrier modulation;
A multiplier for multiplying the signal output from the converter by the radio signal;
A receiving apparatus comprising:

（付記７） 選択された前記拡散コードを前記変換部に出力する選択部をさらに有することを特徴とする付記６記載の受信装置。
（付記８） 前記サブキャリアの少なくとも一部を使用することを特徴とする付記６または７に記載の受信装置。 (Supplementary note 7) The receiving apparatus according to supplementary note 6, further comprising a selection unit that outputs the selected spreading code to the conversion unit.
(Supplementary note 8) The reception apparatus according to supplementary note 6 or 7, wherein at least a part of the subcarrier is used.

１、１０、１０ａ 受信装置
２、１３ アンテナ
３、１４ バンドパスフィルタ
４、５、７、１１、１２、１３ａ、１４ａ、１８ａ、１９、１９ａ、２０、２１ｃ、２２ａ、２２ｂ、２３ａ、２３ｂ 乗算器
６、１５、１６ 積分器
１１ａ 選択部
１２ａ、２１ａ、２１ｂ 逆フーリエ変換器
１７、１８ 同期化回路
２０ａ〜２０ｃ 送信装置
ｄｃ１〜ｄｃＬ、ｃｄｍａ１−１〜ｃｄｍａ１−ｍ、ｃｄｍａ２−１〜ｃｄｍａ２−ｎ、ｃｄｍａ３ サブチャネル
ｃｓ１ 拡散コード
ｃｓｓ１、ｃｓｓ２ 逆拡散コード
ｓｃ１、ｓｃ２ サブキャリア
ｒｆｃ１、ｒｆｃ１１、ｒｆｃ１２ ＲＦ相関信号
ｒｘ１、ｒｘ２、ｒｘ３ 信号 1, 10, 10a Receiving device 2, 13 Antenna 3, 14 Bandpass filter 4, 5, 7, 11, 12, 13a, 14a, 18a, 19, 19a, 20, 21c, 22a, 22b, 23a, 23b Multiplier 6, 15, 16 Integrator 11a Selection unit 12a, 21a, 21b Inverse Fourier transformer 17, 18 Synchronization circuit 20a-20c Transmitter dc1 to dcL, cdma1-1 to cdma1-m, cdma2-1 to cdma2-n, cdma3 subchannel cs1 spreading code css1, css2 despreading code sc1, sc2 subcarrier rfc1, rfc11, rfc12 RF correlation signal rx1, rx2, rx3 signal

Claims (5)

少なくとも１つがコード拡散された送信データ信号に対し、サブキャリア変調され、無線周波数に変調されて送信された無線信号を受信する受信部と、
前記サブキャリア変調に用いたサブキャリアの少なくとも１つと拡散コードとを用いて得られる相関信号を前記無線信号に乗ずる第１の乗算部と、当該サブキャリアの少なくとも１つ以外のサブキャリアを前記無線信号に乗ずる第２の乗算部と
を有する
ことを特徴とする受信装置。 A reception unit that receives a radio signal that is subcarrier modulated and modulated to a radio frequency with respect to a transmission data signal in which at least one is code spread;
A first multiplier for multiplying the radio signal by a correlation signal obtained by using at least one of the subcarriers used for the subcarrier modulation and a spreading code; and a subcarrier other than at least one of the subcarriers for the radio And a second multiplication unit that multiplies the signal . 前記サブキャリアの少なくとも１つと前記拡散コードとを乗算して前記相関信号を生成する相関信号生成部をさらに有する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1 , further comprising a correlation signal generation unit that generates the correlation signal by multiplying at least one of the subcarriers and the spreading code. 前記相関信号生成部で得られた信号を直交位相変調する
ことを特徴とする請求項２に記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 2 , wherein the signal obtained by the correlation signal generation unit is subjected to quadrature phase modulation. 前記第１の乗算部から出力された信号をシンボル期間積分する積分部をさらに有する
ことを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 The receiving apparatus according to claim 1 , further comprising an integrating unit that integrates a signal output from the first multiplying unit for a symbol period. 少なくとも１つがコード拡散された送信データ信号に対し、サブキャリア変調され、無線周波数に変調されて送信された無線信号を受信する受信部と、
前記サブキャリア変調に用いたサブキャリアに対応する拡散コードを逆フーリエ変換する変換部と、
前記変換部が出力する信号と前記無線信号とを乗算する乗算部と、
前記送信データ信号の送信に利用されるサブキャリアに対応する前記拡散コードを選択し、選択した前記拡散コードだけを前記変換部に出力する選択部と
を有する
ことを特徴とする受信装置。
A reception unit that receives a radio signal that is subcarrier modulated and modulated to a radio frequency with respect to a transmission data signal in which at least one is code spread;
A transform unit that performs inverse Fourier transform on a spreading code corresponding to the subcarrier used in the subcarrier modulation;
A multiplier for multiplying the signal output from the converter by the radio signal;
And a selection unit that selects the spreading code corresponding to a subcarrier used for transmission of the transmission data signal and outputs only the selected spreading code to the conversion unit .
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