JP5777288B2 - Method for calibrating evaluation circuit and evaluation circuit - Google Patents

Description

本発明は、電気的な発振回路の共振周波数を検出する評価回路を較正する方法であって、評価回路は評価コイルと、トランスコンダクタンス増幅器と、補償回路とを有し、評価コイルは誘導的に電気的な発振回路と結合可能であり、トランスコンダクタンス増幅器の出力側はフィードバック分岐を介してトランスコンダクタンス増幅器の入力側と接続されており、評価コイルはトランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐内に配置されており、補償回路はトランスコンダクタンス増幅器および評価コイルに並列に配置されている、評価回路を較正する方法に関する。   The present invention relates to a method for calibrating an evaluation circuit that detects a resonance frequency of an electrical oscillation circuit, the evaluation circuit including an evaluation coil, a transconductance amplifier, and a compensation circuit, the evaluation coil being inductively. The output side of the transconductance amplifier is connected to the input side of the transconductance amplifier via a feedback branch, and the evaluation coil is arranged in the feedback branch of the transconductance amplifier. The compensation circuit is arranged in parallel with the transconductance amplifier and the evaluation coil, and relates to a method for calibrating the evaluation circuit.

さらに本発明は、電気的な発振回路の共振周波数を検出する評価回路であって、評価回路は評価コイルと、トランスコンダクタンス増幅器と、補償回路と、電圧増幅器とを有し、評価コイルは誘導的に電気的な発振回路と結合可能であり、トランスコンダクタンス増幅器の出力側はフィードバック分岐を介してトランスコンダクタンス増幅器の入力側と接続されており、評価コイルはトランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐内に配置されており、補償回路はトランスコンダクタンス増幅器および評価コイルに並列に配置されており、電圧増幅器はトランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐において評価コイルに直列に配置されている、評価回路に関する。   Furthermore, the present invention is an evaluation circuit for detecting a resonance frequency of an electrical oscillation circuit, and the evaluation circuit includes an evaluation coil, a transconductance amplifier, a compensation circuit, and a voltage amplifier, and the evaluation coil is inductive. The output side of the transconductance amplifier is connected to the input side of the transconductance amplifier via a feedback branch, and the evaluation coil is arranged in the feedback branch of the transconductance amplifier. The compensation circuit is arranged in parallel with the transconductance amplifier and the evaluation coil, and the voltage amplifier is in series with the evaluation coil in the feedback branch of the transconductance amplifier.

圧力、力、湿度および温度のような物理的な測定量を検出するために、その都度の測定量に依存して共振周波数が変化するＬＣ発振回路を使用することが公知である。この種の受動的なセンサ発振回路は固有の給電部を必要とせず、また無接触の読み取りを実現する。共振周波数と物理的な測定量との関係は、例えば、物理的な測定量の影響下で電気キャパシタンス、電気インダクタンスまたは電気抵抗が変化する、ＬＣ発振回路内の容量性、誘導性または抵抗性の電子素子を使用することによって確立される。この種のセンサは例えばJ. C. Butler等によって（John C. Butler, Anthony J. Vigliotti, Fred W. VerdiおよびShawn M. Waish: Wireless, passive, resonant-circuit, inductively coupled, inductive strain sensor. Sensors and Actuators A: Physical, Vol. 102, Issues 1-2, pp. 61-66, 2002）またP. J. Chen等によって（Po-Jui Chen, Damien C. Rodger, Saloomeh Saati, Mark S. HumayunおよびYu-Chong Tai: Implantable Parylene-Based Wireless Intraocular Pressure Sensor. 21st IEEE Int. Conf. On MEMS 2008, pp. 58-61, 2008）説明されている。   In order to detect physical measurement quantities such as pressure, force, humidity and temperature, it is known to use an LC oscillation circuit whose resonance frequency changes depending on the measurement quantity each time. This type of passive sensor oscillation circuit does not require a specific power supply section and realizes contactless reading. The relationship between the resonant frequency and the physical measurement quantity is, for example, capacitive, inductive or resistive in the LC oscillation circuit where the electrical capacitance, electrical inductance or resistance changes under the influence of the physical measurement quantity. Established by using electronic elements. This type of sensor is described, for example, by JC Butler et al. (John C. Butler, Anthony J. Vigliotti, Fred W. Verdi and Shawn M. Waish: Wireless, passive, resonant-circuit, inductively coupled, inductive strain sensor. Sensors and Actuators A : Physical, Vol. 102, Issues 1-2, pp. 61-66, 2002) and by PJ Chen et al. (Po-Jui Chen, Damien C. Rodger, Saloomeh Saati, Mark S. Humayun and Yu-Chong Tai: Implantable Parylene-Based Wireless Intraocular Pressure Sensor. 21st IEEE Int. Conf. On MEMS 2008, pp. 58-61, 2008).

その種のＬＣ発振回路を読み取るために、ＬＣ発振回路の共振周波数が求められなければならない。この共振周波数の変化から、対応する物理的な測定量の変化を推量することができる。ＬＣ発振回路の共振周波数をディップメータにより検出することが公知である。その種のディップメータは同調可能な発振器および外部から接近可能なコイルを有する。コイルは誘導結合を確立するために、読み取るべきＬＣ発振回路に近付けられる。コイルを駆動させる発振器の周波数は所定の値範囲にわたり変化する。ディップメータの発振周波数とセンサ発振回路の共振周波数が一致すると、センサ発振回路はディップメータの発振器の振動エネルギを吸収し、これによりディップメータの発振器の振動エネルギの測定可能な低下が生じ、このようにしてＬＣセンサ発振回路の共振周波数を決定することができる。その種のディップメータの欠点は周波数領域を一通り通過させなければならないことであり、これは最大限に考えられる測定速度を制限することになる。別の欠点は、ディップメータのコイルとＬＣ発振回路の誘導結合の結合が強いとＬＣ発振回路の固有周波数に誤差が生じてしまうため、結合は弱いものでなければならないことである。   In order to read such an LC oscillator circuit, the resonant frequency of the LC oscillator circuit must be determined. From this change in resonance frequency, a corresponding change in physical measurement can be inferred. It is known to detect the resonance frequency of an LC oscillation circuit with a dip meter. Such dipmeters have a tunable oscillator and an externally accessible coil. The coil is brought close to the LC oscillator circuit to be read to establish inductive coupling. The frequency of the oscillator that drives the coil varies over a range of values. When the oscillation frequency of the dip meter and the resonance frequency of the sensor oscillation circuit match, the sensor oscillation circuit absorbs the vibration energy of the dip meter oscillator, resulting in a measurable decrease in the vibration energy of the dip meter oscillator. Thus, the resonance frequency of the LC sensor oscillation circuit can be determined. The disadvantage of such a dip meter is that it must pass through the frequency domain, which limits the maximum possible measurement speed. Another drawback is that strong coupling between the dip meter coil and the LC oscillator circuit causes an error in the natural frequency of the LC oscillator circuit, so the coupling must be weak.

M. Nowak等によって(M. Nowak, N. Delorme, F. Conseil, G. Jacquemod: A novel architecture for remote interrogation of wireless battery-free capacitive sensors. 13th IEEE Conf. on Electronics, Circuits and Systems 2006, pp. 1236-1239, 2006)、誘導結合されたＬＣセンサ発振回路を増幅器のフィードバックにおける周波数検出共振素子として使用する発振器回路の使用が提案されている。この回路の利点は測定量を電気的な振動の周波数に直接的に変換できる点にある。続いて、例えば水晶振動子の既知の共振振動により周波数を簡単且つ精確に検出することができる。もっともその種の評価系は、この評価系とＬＣ発振回路の強い誘導結合を前提としている。誘導結合が過度に弱い場合には、評価コイルの周波数応答によってフィードバック分岐の実効インピーダンスが支配的になり、発振は生じない。したがってNowak等は、評価コイルの周波数応答を補償する能動的な補償回路の使用を提案している。回路を正確に機能させるためには補償回路の精確な寸法設計が必要とされる。この結果、製造公差、また寿命および温度に起因するパラメータの変化が回路の機能を著しく損なわせることになる。   (M. Nowak, N. Delorme, F. Conseil, G. Jacquemod: A novel architecture for remote interrogation of wireless battery-free capacitive sensors.13th IEEE Conf. On Electronics, Circuits and Systems 2006, pp. 1236-1239, 2006), it has been proposed to use an oscillator circuit that uses an inductively coupled LC sensor oscillation circuit as a frequency detection resonant element in amplifier feedback. The advantage of this circuit is that the measured quantity can be converted directly into the frequency of electrical vibration. Subsequently, for example, the frequency can be detected easily and accurately by the known resonance vibration of the crystal resonator. However, such an evaluation system is premised on a strong inductive coupling between the evaluation system and the LC oscillation circuit. When the inductive coupling is excessively weak, the effective impedance of the feedback branch is dominant due to the frequency response of the evaluation coil, and no oscillation occurs. Nowak et al. Therefore propose the use of an active compensation circuit that compensates for the frequency response of the evaluation coil. In order for the circuit to function correctly, precise dimensional design of the compensation circuit is required. As a result, manufacturing tolerances, as well as changes in parameters due to lifetime and temperature, can significantly impair circuit functionality.

John C. Butler, Anthony J. Vigliotti, Fred W. VerdiおよびShawn M. Waish: Wireless, passive, resonant-circuit, inductively coupled, inductive strain sensor. Sensors and Actuators A: Physical, Vol. 102, Issues 1-2, pp. 61-66, 2002John C. Butler, Anthony J. Vigliotti, Fred W. Verdi and Shawn M. Waish: Wireless, passive, resonant-circuit, inductively coupled, inductive strain sensor.Sensors and Actuators A: Physical, Vol. 102, Issues 1-2 , pp. 61-66, 2002 Po-Jui Chen, Damien C. Rodger, Saloomeh Saati, Mark S. HumayunおよびYu-Chong Tai: Implantable Parylene-Based Wireless Intraocular Pressure Sensor. 21st IEEE Int. Conf. On MEMS 2008, pp. 58-61, 2008Po-Jui Chen, Damien C. Rodger, Saloomeh Saati, Mark S. Humayun and Yu-Chong Tai: Implantable Parylene-Based Wireless Intraocular Pressure Sensor. 21st IEEE Int. Conf. On MEMS 2008, pp. 58-61, 2008 M. Nowak, N. Delorme, F. Conseil, G. Jacquemod: A novel architecture for remote interrogation of wireless battery-free capacitive sensors. 13th IEEE Conf. on Electronics, Circuits and Systems 2006, pp. 1236-1239, 2006M. Nowak, N. Delorme, F. Conseil, G. Jacquemod: A novel architecture for remote interrogation of wireless battery-free capacitive sensors.13th IEEE Conf. On Electronics, Circuits and Systems 2006, pp. 1236-1239, 2006

本発明の課題は、評価回路を較正する方法を提供することである。本発明の別の課題は、電気的な発振回路の共振周波数を検出するための改善された評価回路を提供することである。   An object of the present invention is to provide a method for calibrating an evaluation circuit. Another object of the present invention is to provide an improved evaluation circuit for detecting the resonant frequency of an electrical oscillator circuit.

評価回路を較正する方法に関する課題は、方法が、評価回路のフィードバック分岐を遮断するステップ、トランスコンダクタンス増幅器の入力側に交流電圧を印加するステップ、電圧増幅器の出力側に印加される出力電圧を求めるステップ、トランスコンダクタンス増幅器の増幅係数を、電圧増幅器の出力側に印加される出力電圧が最小振幅を有するように選定された値に調整するステップ、評価回路のフィードバック分岐を閉じるステップを有することによって解決される。   A problem relating to a method for calibrating an evaluation circuit is that the method includes the steps of blocking a feedback branch of the evaluation circuit, applying an alternating voltage to the input side of the transconductance amplifier, and determining an output voltage applied to the output side of the voltage amplifier. Solving by having the step of adjusting the amplification factor of the transconductance amplifier to a value selected so that the output voltage applied to the output side of the voltage amplifier has a minimum amplitude, and closing the feedback branch of the evaluation circuit Is done.

評価回路に関する課題は、トランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐内に該フィードバック分岐を切り離すスイッチが設けられており、トランスコンダクタンス増幅器の入力側は交流電圧源と接続可能であり、電圧増幅器の出力側は電圧測定器と接続可能であることによって解決される。   The problem with the evaluation circuit is that a switch for separating the feedback branch is provided in the feedback branch of the transconductance amplifier, the input side of the transconductance amplifier can be connected to an AC voltage source, and the output side of the voltage amplifier is voltage measurement It is solved by being able to connect with a vessel.

電気的な発振回路の共振周波数を検出するための評価回路を較正するための本発明による方法は、評価コイル、トランスコンダクタンス増幅器および補償回路を備えた評価回路に関する。評価コイルを電気的な発振回路と誘導結合させることができ、トランスコンダクタンス増幅器の出力側はフィードバック分岐を介してトランスコンダクタンス増幅器の入力側と接続されており、評価コイルはトランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐内に配置されており、補償回路はトランスコンダクタンス増幅器および評価コイルに並列に配置されている。本方法は、評価回路のフィードバック分岐を遮断するステップと、交流電圧をトランスコンダクタンス増幅器の入力側に印加するステップと、電圧増幅器の出力側に印加された出力電圧を求めるステップと、電圧増幅器の出力側に印加された出力電圧が最小振幅を有するように選定された値にトランスコンダクタンス増幅器の増幅係数を調整するステップと、評価回路のフィードバック分岐を閉じるステップとを有する。有利にはこの方法により、評価回路の起動前の補償回路の煩雑な較正を省略することができる。別の利点は、温度および寿命に起因する構成素子の値の変化に関する評価系の十分な安定性が保証される点にある。   The method according to the invention for calibrating an evaluation circuit for detecting the resonant frequency of an electrical oscillation circuit relates to an evaluation circuit comprising an evaluation coil, a transconductance amplifier and a compensation circuit. The evaluation coil can be inductively coupled to an electrical oscillation circuit, and the output side of the transconductance amplifier is connected to the input side of the transconductance amplifier via a feedback branch, and the evaluation coil is connected to the feedback branch of the transconductance amplifier. The compensation circuit is arranged in parallel with the transconductance amplifier and the evaluation coil. The method includes the steps of blocking the feedback branch of the evaluation circuit, applying an alternating voltage to the input side of the transconductance amplifier, determining an output voltage applied to the output side of the voltage amplifier, and outputting the voltage amplifier Adjusting the amplification factor of the transconductance amplifier to a value selected such that the output voltage applied to the side has a minimum amplitude and closing the feedback branch of the evaluation circuit. Advantageously, this method makes it possible to dispense with complicated calibration of the compensation circuit before the start-up of the evaluation circuit. Another advantage resides in ensuring sufficient stability of the evaluation system with respect to changes in component values due to temperature and lifetime.

有利には、トランスコンダクタンス増幅器の増幅係数は制御ループによって、電圧増幅器の出力側に印加される出力電圧が所定の閾値を下回る値、殊に最小値を有するように調整される。有利には、増幅係数の調整を制御ループによって自動化することができる。さらには、制御ループの使用は提案される方法の高雑音余裕度を高める。   Advantageously, the amplification factor of the transconductance amplifier is adjusted by the control loop so that the output voltage applied to the output side of the voltage amplifier has a value below a predetermined threshold, in particular a minimum value. Advantageously, the adjustment of the amplification factor can be automated by means of a control loop. Furthermore, the use of a control loop increases the high noise margin of the proposed method.

本方法の別の実施形態においては、評価回路がさらに、トランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐内で評価コイルに直列に配置されている電圧増幅器を有し、本方法は前述のステップの後に実施される別のステップ、すなわち、評価回路において時間的に一定の振幅を有する発振が生じるように選定された値に電圧増幅器の増幅係数を調整するステップを有する。有利にはこの方法ステップによって、開かれた発振器ループのループ増幅率はセンサ共振周波数において同一でなくてはならないというバルクハウゼン条件を評価回路が満たしていることが保証される。これによって、評価回路内ではセンサ共振周波数における安定した発振が生じることが保証されている。   In another embodiment of the method, the evaluation circuit further comprises a voltage amplifier disposed in series with the evaluation coil in the feedback branch of the transconductance amplifier, the method being implemented after the previous steps. In other words, adjusting the amplification factor of the voltage amplifier to a value selected so that oscillation having a constant amplitude in time occurs in the evaluation circuit. This method step advantageously ensures that the evaluation circuit satisfies the Barkhausen condition that the loop gain of the opened oscillator loop must be the same at the sensor resonance frequency. This ensures that stable oscillation at the sensor resonance frequency occurs in the evaluation circuit.

有利には、電圧増幅器の増幅係数が制御ループによって、評価回路内では時間的に一定の振幅を有する発振が生じるように調整される。制御ループの使用は増幅係数の調整を自動化でき、また妨害的な影響に対して鈍感になるという利点を有する。   Advantageously, the amplification factor of the voltage amplifier is adjusted by the control loop so that an oscillation with a constant amplitude in time occurs in the evaluation circuit. The use of a control loop has the advantage that the adjustment of the amplification factor can be automated and is insensitive to disturbing effects.

好適には、交流電圧の周波数は、電気的な発振回路のＱ値によって除算された電気的な発振回路の共振周波数の少なくとも３倍は電気的な発振回路の共振周波数から偏差する。このことは、電気的な発振回路がトランスコンダクタンス増幅器の周波数応答に及ぼす影響を無視できるという利点を有する。   Preferably, the frequency of the AC voltage deviates from the resonance frequency of the electrical oscillation circuit by at least three times the resonance frequency of the electrical oscillation circuit divided by the Q value of the electrical oscillation circuit. This has the advantage that the influence of the electrical oscillation circuit on the frequency response of the transconductance amplifier can be ignored.

電気的な発振回路の共振周波数を検出するための本発明による評価回路は評価コイル、トランスコンダクタンス増幅器、補償回路および電圧増幅器を有する。評価コイルは誘導的に電気的な発振回路に結合可能であり、トランスコンダクタンス増幅器の出力側はフィードバック分岐を介してトランスコンダクタンス増幅器の入力側と接続されており、評価コイルはトランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐内に配置されており、補償回路はトランスコンダクタンス増幅器および評価コイルに並列に配置されており、電圧増幅器はトランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐において評価コイルに直列に配置されており、トランスコンダクタンス増幅器のフィードバック分岐内にはフィードバック分岐を切り離すためのスイッチが設けられており、トランスコンダクタンス増幅器の入力側は交流電圧源と接続可能であり、電圧増幅器の出力側は電圧測定器と接続可能である。有利には、この評価回路は経年劣化に起因する影響および温度に依存する影響を補償するために較正される。   The evaluation circuit according to the invention for detecting the resonant frequency of an electrical oscillation circuit comprises an evaluation coil, a transconductance amplifier, a compensation circuit and a voltage amplifier. The evaluation coil can be inductively coupled to an electrical oscillation circuit, and the output side of the transconductance amplifier is connected to the input side of the transconductance amplifier via a feedback branch, and the evaluation coil is a feedback branch of the transconductance amplifier. The compensation circuit is arranged in parallel with the transconductance amplifier and the evaluation coil, the voltage amplifier is arranged in series with the evaluation coil in the feedback branch of the transconductance amplifier, and the feedback branch of the transconductance amplifier A switch for disconnecting the feedback branch is provided therein. The input side of the transconductance amplifier can be connected to an AC voltage source, and the output side of the voltage amplifier can be connected to a voltage measuring instrument. Advantageously, the evaluation circuit is calibrated to compensate for aging effects and temperature dependent effects.

評価回路の有利な実施形態においては、電圧測定器およびトランスコンダクタンス増幅器が制御装置と接続され、この制御装置はトランスコンダクタンス増幅器の増幅係数を、電圧測定器によって検出された出力電圧が所定の閾値を下回る振幅、殊に最小振幅を有するように調整するよう構成されている。その種の制御装置は、トランスコンダクタンス増幅器の増幅係数を自動的で妨害に対して鈍感になるように調整できるという利点を有する。   In an advantageous embodiment of the evaluation circuit, a voltage measuring device and a transconductance amplifier are connected to the control device, which controls the amplification factor of the transconductance amplifier and that the output voltage detected by the voltage measuring device has a predetermined threshold value. It is arranged to be adjusted to have a lower amplitude, in particular a minimum amplitude. Such a control device has the advantage that the amplification factor of the transconductance amplifier can be automatically adjusted to be insensitive to disturbances.

好適には、補償回路はオーム巻線抵抗を備えたコイルの負ないし否定（negated）の周波数応答を有する。有利には、補償回路は評価コイルの周波数応答を補償し、トランスコンダクタンス増幅器の実効負荷インピーダンスが電気的な発振回路の共振周波数において０°の位相位置および最大値を有するようにする。   Preferably, the compensation circuit has a negative or negated frequency response of a coil with an ohmic winding resistance. Advantageously, the compensation circuit compensates the frequency response of the evaluation coil so that the effective load impedance of the transconductance amplifier has a phase position of 0 ° and a maximum at the resonance frequency of the electrical oscillation circuit.

評価回路の実施形態によれば、補償回路が、反転入力側と非反転入力側と補償回路の出力側と接続されている出力側とを備えた演算増幅器と、補償回路の入力側と演算増幅器の反転入力側との間に配置されている補償抵抗と、補償抵抗に並列に接続されている補償コンデンサと、補償回路の出力側と演算増幅器の反転入力側との間に配置されているネガティブフィードバック抵抗とを有する。   According to the embodiment of the evaluation circuit, the compensation circuit includes an inverting input side, a non-inverting input side, and an output side connected to the output side of the compensation circuit, and the input side of the compensation circuit and the operational amplifier Compensation resistor placed between the inverting input side, compensation capacitor connected in parallel to the compensation resistor, and negative placement between the output side of the compensation circuit and the inverting input side of the operational amplifier A feedback resistor.

評価回路の別の実施形態によれば、補償回路が、反転入力側と非反転入力側と補償回路の出力側と接続されている出力側とを備えた演算増幅器と、補償回路の入力側と演算増幅器の反転入力側との間に配置されている補償抵抗とを有し、補償回路の出力側と演算増幅器の反転入力側との間にはネガティブフィードバック抵抗およびネガティブフィードバックコイルが直列に配置されて設けられている。   According to another embodiment of the evaluation circuit, the compensation circuit comprises an operational amplifier comprising an inverting input side, a non-inverting input side and an output side connected to the output side of the compensation circuit, and an input side of the compensation circuit; Compensation resistor arranged between the inverting input side of the operational amplifier and a negative feedback resistor and a negative feedback coil are arranged in series between the output side of the compensation circuit and the inverting input side of the operational amplifier. Is provided.

好適には、評価回路内にこの評価回路における発振の振幅を求める回路技術的な手段が設けられている。   Preferably, circuit technical means for obtaining the oscillation amplitude in the evaluation circuit is provided in the evaluation circuit.

有利には、評価回路がこの評価回路内の発振の周波数を求めるためのディジタルカウンタも有する。   Advantageously, the evaluation circuit also has a digital counter for determining the frequency of oscillation in the evaluation circuit.

以下では添付の図面を参照しながら本発明を詳細に説明する。   Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

電気的な発振回路の概略図である。It is the schematic of an electrical oscillation circuit. 評価回路の概略図である。It is the schematic of an evaluation circuit. 補償回路のブロック回路図である。It is a block circuit diagram of a compensation circuit. 較正プロセス中の評価回路の概略図である。FIG. 6 is a schematic diagram of an evaluation circuit during a calibration process.

図１は、発振回路１００のブロック回路図の概略図を示す。発振回路１００は圧力、力、湿度または温度のような物理的な測定量のための受動的なセンサとしての使用に適しており、以下ではＬＣ発振回路またはセンサ発振回路とも称する。   FIG. 1 is a schematic diagram of a block circuit diagram of the oscillation circuit 100. The oscillator circuit 100 is suitable for use as a passive sensor for physical measurements such as pressure, force, humidity or temperature, and is also referred to below as an LC oscillator circuit or sensor oscillator circuit.

発振回路１００はセンサインダクタンス１１０、センサキャパシタンス１２０およびセンサ抵抗１３０を有し、これらは発振回路１００内で直列に配置されている。センサインダクタンス１１０はコイルでよい。センサキャパシタンス１２０はコンデンサでよい。センサ抵抗は、センサインダクタンス１１０を形成するコイルの電気的な抵抗でよく、抵抗は構成素子１１０，１２０，１３０を結ぶ線路である。センサインダクタンス１１０および／またはセンサキャパシタンス１２０は外部の物理的な測定量に依存して変化する。例えば、センサキャパシタンス１２０はコンデンサであり、その容量は外部圧力に依存して変化する。   The oscillation circuit 100 has a sensor inductance 110, a sensor capacitance 120, and a sensor resistance 130, which are arranged in series in the oscillation circuit 100. The sensor inductance 110 may be a coil. The sensor capacitance 120 may be a capacitor. The sensor resistance may be an electrical resistance of a coil that forms the sensor inductance 110, and the resistance is a line connecting the constituent elements 110, 120, and 130. The sensor inductance 110 and / or sensor capacitance 120 will vary depending on the external physical measurement. For example, the sensor capacitance 120 is a capacitor whose capacitance varies depending on the external pressure.

発振回路１００は共振周波数ｆ０を有し、この共振周波数ｆ０はセンサインダクタンス１１０およびセンサキャパシタンス１２０の大きさに依存する。共振周波数ｆ０は固有周波数とも称される。センサインダクタンス１１０および／またはセンサキャパシタンス１２０が外部の物理的な測定量に依存する場合、共振周波数ｆ０も外部の物理的な測定量に依存する。   The oscillation circuit 100 has a resonance frequency f 0, and this resonance frequency f 0 depends on the size of the sensor inductance 110 and the sensor capacitance 120. The resonance frequency f0 is also referred to as a natural frequency. When the sensor inductance 110 and / or the sensor capacitance 120 depend on an external physical measurement, the resonance frequency f0 also depends on the external physical measurement.

図２は、発振回路１００の共振周波数ｆ０を求めることに適している評価回路２００の概略的なブロック回路図を示す。評価回路２００はトランスコンダクタンス増幅器２１０、評価コイル２２０、補償回路２３０および電圧増幅器２４０を有する。トランスコンダクタンス増幅器２１０は電圧制御式の電流源でよい。トランスコンダクタンス増幅器２１０の出力側はフィードバック分岐２６０を介してトランスコンダクタンス増幅器２１０の入力側と接続されている。評価コイル２２０および電圧増幅器２４０は並んで直列にフィードバック分岐２６０内に配置されている。補償回路２３０はトランスコンダクタンス増幅器２１０および評価コイル２２０に並列に接続されている。補償回路２３０の入力側は電圧増幅器２４０の出力側と接続されており、一方、補償回路２３０の出力側は加算点２５０と接続されており、この接続点２５０はフィードバック分岐２６０において評価コイル２２０と電圧増幅器２４０との間に位置する。   FIG. 2 shows a schematic block circuit diagram of an evaluation circuit 200 suitable for obtaining the resonance frequency f0 of the oscillation circuit 100. The evaluation circuit 200 includes a transconductance amplifier 210, an evaluation coil 220, a compensation circuit 230, and a voltage amplifier 240. Transconductance amplifier 210 may be a voltage controlled current source. The output side of transconductance amplifier 210 is connected to the input side of transconductance amplifier 210 via feedback branch 260. Evaluation coil 220 and voltage amplifier 240 are arranged side by side in feedback branch 260 in series. Compensation circuit 230 is connected in parallel to transconductance amplifier 210 and evaluation coil 220. The input side of the compensation circuit 230 is connected to the output side of the voltage amplifier 240, while the output side of the compensation circuit 230 is connected to the addition point 250, and this connection point 250 is connected to the evaluation coil 220 in the feedback branch 260. It is located between the voltage amplifier 240.

評価コイル２２０を誘導的に、または変圧作用式にセンサ発振回路１００のセンサインダクタンス１１０と結合させることができる。このために、センサインダクタンス１１０および評価コイル２２０は、センサインダクタンス１１０が評価コイル２２０によって形成される電磁界の近接場内に存在するように相互に近付けられる。評価回路２００は発振器回路を形成し、この発振器回路は変圧作用式に結合されたセンサ発振回路１００をトランスコンダクタンス増幅器２１０のフィードバック分岐２６０内の周波数検出共振素子として使用する。この回路は、センサ発振回路１００によって検出された物理的な測定量を評価回路２００における振動の周波数に直接的に変換できるという利点を有する。続いて測定量を求めるために、この周波数を既知の共振振動により簡単且つ精確に検出することができる。   The evaluation coil 220 can be coupled to the sensor inductance 110 of the sensor oscillation circuit 100 inductively or in a transforming manner. For this purpose, the sensor inductance 110 and the evaluation coil 220 are brought close together so that the sensor inductance 110 exists in the near field of the electromagnetic field formed by the evaluation coil 220. The evaluation circuit 200 forms an oscillator circuit that uses the transformer coupled sensor oscillator circuit 100 as a frequency detection resonant element in the feedback branch 260 of the transconductance amplifier 210. This circuit has an advantage that the physical measurement amount detected by the sensor oscillation circuit 100 can be directly converted into the vibration frequency in the evaluation circuit 200. This frequency can then be easily and accurately detected by means of known resonance vibrations in order to determine the measured quantity.

評価コイル２２０とセンサインダクタンス１１０の誘導結合によってフィードバック分岐２６０の実効インピーダンスが生じ、この実効インピーダンスの大きさはセンサインダクタンス１１０、センサキャパシタンス１２０およびセンサ抵抗１３０に依存する。しかしながら、評価コイル２２０とセンサインダクタンス１１０の誘導結合が弱いものに過ぎなければ、フィードバック分岐２６０の実効インピーダンスは評価コイル２２０の周波数応答によってのみ支配される。この場合には、トランスコンダクタンス増幅器２１０の入力電圧は全ての周波数についてトランスコンダクタンス増幅器２１０の出力電流よりもおよそ９０°先行するので、評価回路２００において発振は生じない。評価回路２００においてセンサ発振回路１００の固有周波数ｆ０を有する発振を生じさせるためには、フィードバック分岐２６０の実効インピーダンスが共振周波数ｆ０では０°の位相を有していなければならない。したがって評価回路２００は補償回路２３０を有する。この補償回路２３０は評価コイル２２０の周波数応答を補償するので、トランスコンダクタンス増幅器２１０の実効負荷インピーダンスは発振回路１００の共振周波数ｆ０では０°の位相位置および最大絶対値を有する。トランスコンダクタンス増幅器２１０の実効負荷インピーダンスは質的にＬＣ並列発振回路の周波数応答に対応する。補償回路２３０としては原則的に、コイルの逆周波数応答を有するあらゆる回路が適している。例えば、補償回路２３０を負のインピーダンス変換器として構成することができる。   The effective impedance of the feedback branch 260 is generated by inductive coupling between the evaluation coil 220 and the sensor inductance 110, and the magnitude of this effective impedance depends on the sensor inductance 110, the sensor capacitance 120, and the sensor resistance 130. However, if the inductive coupling between the evaluation coil 220 and the sensor inductance 110 is only weak, the effective impedance of the feedback branch 260 is governed only by the frequency response of the evaluation coil 220. In this case, since the input voltage of the transconductance amplifier 210 precedes the output current of the transconductance amplifier 210 for all frequencies by approximately 90 °, no oscillation occurs in the evaluation circuit 200. In order for the evaluation circuit 200 to oscillate with the natural frequency f0 of the sensor oscillation circuit 100, the effective impedance of the feedback branch 260 must have a phase of 0 ° at the resonance frequency f0. Therefore, the evaluation circuit 200 has a compensation circuit 230. Since the compensation circuit 230 compensates the frequency response of the evaluation coil 220, the effective load impedance of the transconductance amplifier 210 has a phase position of 0 ° and a maximum absolute value at the resonance frequency f0 of the oscillation circuit 100. The effective load impedance of the transconductance amplifier 210 qualitatively corresponds to the frequency response of the LC parallel oscillation circuit. In principle, any circuit having an inverse frequency response of the coil is suitable as the compensation circuit 230. For example, the compensation circuit 230 can be configured as a negative impedance converter.

図３には、補償回路の考えられる１つの実施形態が概略的に示されている。図３の補償回路２３０は、反転入力側３１０および非反転入力側３２０を備えた演算増幅器３００を有する。演算増幅器３００の出力側は補償回路２３０の出力側３７０と接続されている。さらに演算増幅器３００の出力側はネガティブフィードバック抵抗３５０を介して演算増幅器３００の反転入力側３１０と接続されている。演算増幅器３００の非反転有力側３２０はアース端子と接続されている。演算増幅器３００の反転入力側３１０は補償抵抗３３０を介して補償回路２３０の入力側３６０と接続されている。補償抵抗３３０に並列に補償コンデンサ３４０が接続されている。   FIG. 3 schematically shows one possible embodiment of the compensation circuit. The compensation circuit 230 of FIG. 3 has an operational amplifier 300 with an inverting input side 310 and a non-inverting input side 320. The output side of the operational amplifier 300 is connected to the output side 370 of the compensation circuit 230. Further, the output side of the operational amplifier 300 is connected to the inverting input side 310 of the operational amplifier 300 via a negative feedback resistor 350. The non-inverting dominant side 320 of the operational amplifier 300 is connected to a ground terminal. The inverting input side 310 of the operational amplifier 300 is connected to the input side 360 of the compensation circuit 230 via the compensation resistor 330. A compensation capacitor 340 is connected in parallel with the compensation resistor 330.

図示していない択一的な実施形態においては、補償回路２３０が、反転入力側と、非反転入力側と、補償回路２３０の出力側と接続されている出力側とを備えた演算増幅器を有する。さらにこの実施形態においては、補償回路２３０の入力側と演算増幅器の反転入力側との間に配置されている補償抵抗が設けられている。さらに補償回路２３０の出力側と演算増幅器の反転入力側との間に直列に配置されているネガティブフィードバック抵抗およびネガティブフィードバックコイルが設けられている。   In an alternative embodiment not shown, the compensation circuit 230 has an operational amplifier with an inverting input side, a non-inverting input side, and an output side connected to the output side of the compensation circuit 230. . Furthermore, in this embodiment, a compensation resistor is provided between the input side of the compensation circuit 230 and the inverting input side of the operational amplifier. Further, a negative feedback resistor and a negative feedback coil arranged in series are provided between the output side of the compensation circuit 230 and the inverting input side of the operational amplifier.

補償回路２３０は評価コイル２２０の周波数応答を補償するタスクを有する。もっともそのためには補償回路２３０の精確な寸法設計が必要となる。図３に示されている補償回路２３０の実施形態においては、例えば、補償抵抗３３０、補償コンデンサ３４０およびネガティブフィードバック抵抗３５０の精確な寸法設計が必要であり、これらの構成素子は評価コイル２２０の電気的な特性値に依存して算定されなければならない。補償回路２３０の寸法設計が十分に精確でない場合には、評価回路２００および発振回路１００からなる結合系が付加的な直列共振周波数を有し、並列共振器の周波数が変化するか、それどころか完全に消失してしまう。補償回路２３０の精確な寸法設計は評価回路２００において使用される構成素子の製造公差ならびに寿命依存性および温度依存性によって困難になる。しかしながら、トランスコンダクタンス増幅器２１０の増幅係数Ｇを変更することによっても補償回路２３０を較正できることが分かった。これを以下において説明する。   Compensation circuit 230 has the task of compensating the frequency response of evaluation coil 220. However, for this purpose, an accurate dimensional design of the compensation circuit 230 is required. In the embodiment of the compensation circuit 230 shown in FIG. 3, for example, precise dimensional design of the compensation resistor 330, the compensation capacitor 340, and the negative feedback resistor 350 is required, and these components are the electrical components of the evaluation coil 220. Must be calculated depending on the characteristic value. If the dimensional design of the compensation circuit 230 is not sufficiently accurate, the coupling system consisting of the evaluation circuit 200 and the oscillation circuit 100 has an additional series resonance frequency, and the frequency of the parallel resonator changes or even completely. It will disappear. Accurate dimensional design of the compensation circuit 230 is difficult due to manufacturing tolerances, lifetime dependence and temperature dependence of the components used in the evaluation circuit 200. However, it has been found that the compensation circuit 230 can also be calibrated by changing the amplification factor G of the transconductance amplifier 210. This will be described below.

センサ発振回路１００が結合されている評価コイル２２０の周波数依存性インピーダンスの分析により、図３に示されている補償回路２３０の実施形態は、ネガティブフィードバック抵抗３５０と補償抵抗３３０の商がトランスコンダクタンス増幅器２１０の増幅係数Ｇと評価コイル２２０の巻線抵抗の積に等しい場合に最適に適合されていることが分かった。さらに、ネガティブフィードバック抵抗３５０と補償コンデンサ２４０のキャパシタンスの積は、トランスコンダクタンス増幅器２１０の増幅係数Ｇと評価コイル２２０のインダクタンスの積に等しくなければならない。補償回路２３０を正確に機能させるためには、後者の条件を満たしていることが殊に重要である。トランスコンダクタンス増幅器２１０の増幅係数Ｇは、評価コイル２２０のインダクタンスで除算された補償コンデンサ３４０のキャパシタンスが乗算されたネガティブフィードバック抵抗３５０の値に調整されなければならない。増幅係数Ｇの適切な値を発見するための方法を以下では図４に基づき説明する。   By analyzing the frequency dependent impedance of the evaluation coil 220 to which the sensor oscillator circuit 100 is coupled, the embodiment of the compensation circuit 230 shown in FIG. 3 determines that the quotient of the negative feedback resistor 350 and the compensation resistor 330 is a transconductance amplifier. It has been found that an optimum fit is achieved when the amplification factor G of 210 is equal to the product of the winding resistance of the evaluation coil 220. In addition, the product of the negative feedback resistor 350 and the capacitance of the compensation capacitor 240 must be equal to the product of the amplification factor G of the transconductance amplifier 210 and the inductance of the evaluation coil 220. In order for the compensation circuit 230 to function correctly, it is particularly important to satisfy the latter condition. The amplification factor G of the transconductance amplifier 210 must be adjusted to the value of the negative feedback resistor 350 multiplied by the capacitance of the compensation capacitor 340 divided by the inductance of the evaluation coil 220. A method for finding an appropriate value for the amplification factor G will be described below with reference to FIG.

評価コイル２２０の周波数応答を補償する以外にも、評価回路２００によって形成される発振器は、評価回路２００内で安定した発振を生じさせることができるようにするために、いわゆるバルクハウゼン条件を満たしていなければならない。バルクハウゼン条件は、開かれた発振器ループのループ増幅率が発振回路１００の共振周波数ｆ０において値１を有していなければならないというものである。ループ増幅率が過度に低い場合には減衰して次第に弱まる振動振幅しか生じないが、その一方でループ増幅率が過度に高い場合には上昇し続ける振動振幅が生じることになる。電圧増幅器２４０は可変の増幅係数Ｇを有し、バルクハウゼン条件が満たされているように評価回路２００の発振器ループのループ増幅率を調整するために使用される。   In addition to compensating the frequency response of the evaluation coil 220, the oscillator formed by the evaluation circuit 200 satisfies the so-called Barkhausen condition so that stable oscillation can be generated in the evaluation circuit 200. There must be. The Barkhausen condition is that the loop gain of the opened oscillator loop must have a value of 1 at the resonance frequency f0 of the oscillation circuit 100. If the loop gain is excessively low, only the vibration amplitude that attenuates and gradually weakens is generated. On the other hand, if the loop gain is excessively high, a vibration amplitude that continues to rise is generated. The voltage amplifier 240 has a variable amplification factor G and is used to adjust the loop gain of the oscillator loop of the evaluation circuit 200 so that the Barkhausen condition is satisfied.

図４は、較正プロセス中の評価回路４００の概略図を示す。図２の評価回路２００とは異なり、図４においてはフィードバック分岐２６０が図示していないスイッチによって遮断されている。これによって図４においては、図２とは異なり、電圧増幅器２４０の出力側はトランスコンダクタンス増幅器２１０の入力側とは接続されていない。その代わり、電圧増幅器２４０の出力側は電圧測定器４１０と接続されており、この電圧測定器４１０は電圧増幅器２４０によって出力される出力電圧４１５を測定する。トランスコンダクタンス増幅器２１０の入力側は交流電圧源４２０と接続されており、この交流電圧源４２０により交流電圧４２５をトランスコンダクタンス増幅器２１０の入力側に印加することができる。交流電圧４２５の周波数はセンサ発振回路１００の共振周波数ｆ０とは可能な限り大きく異なるように選定される。交流電圧４２５の周波数が、発振回路１００のＱ値Ｑで除算された発振回路１００の共振周波数ｆ０の少なくとも３倍は発振回路１００の共振周波数ｆ０から偏差している場合に有利であることが分かった。例えば、交流電圧４２５の周波数を発振回路１００の共振周波数ｆ０の半分の大きさになるように選定することができる。これによって、評価コイル２２０と結合された発振回路１００が評価回路２００の開かれた発振器ループの伝達関数の周波数応答に及ぼす影響を無視できることが保証されている。   FIG. 4 shows a schematic diagram of the evaluation circuit 400 during the calibration process. Unlike the evaluation circuit 200 of FIG. 2, the feedback branch 260 is blocked by a switch not shown in FIG. Accordingly, in FIG. 4, unlike FIG. 2, the output side of the voltage amplifier 240 is not connected to the input side of the transconductance amplifier 210. Instead, the output side of the voltage amplifier 240 is connected to a voltage measuring device 410, which measures the output voltage 415 output by the voltage amplifier 240. The input side of the transconductance amplifier 210 is connected to the AC voltage source 420, and the AC voltage 425 can be applied to the input side of the transconductance amplifier 210 by the AC voltage source 420. The frequency of the AC voltage 425 is selected so as to differ as much as possible from the resonance frequency f0 of the sensor oscillation circuit 100. It turns out that it is advantageous when the frequency of the AC voltage 425 is at least three times the resonance frequency f0 of the oscillation circuit 100 divided by the Q value Q of the oscillation circuit 100 deviates from the resonance frequency f0 of the oscillation circuit 100. It was. For example, the frequency of the AC voltage 425 can be selected to be half the resonance frequency f0 of the oscillation circuit 100. This ensures that the influence of the oscillation circuit 100 coupled to the evaluation coil 220 on the frequency response of the transfer function of the open oscillator loop of the evaluation circuit 200 can be ignored.

後続のステップにおいてトランスコンダクタンス増幅器２１０の増幅係数Ｇは、電圧増幅器２４０の出力側において測定された交流電圧４２５が所定の閾値を下回る振幅または可能な限り僅かな振幅、理想的には消失する振幅を有するように調整される。殊に有利には、増幅係数Ｇの調整が制御ループを用いて行われる。制御ループは増幅係数Ｇを、例えば、測定された交流電圧４２５の振幅が最小値を取るか、この振幅が最小値を中心とした閾値領域内にあるように調整される。このことは、人間による介入操作は必要ないという利点を有する。   In a subsequent step, the amplification factor G of the transconductance amplifier 210 is such that the AC voltage 425 measured on the output side of the voltage amplifier 240 is less than a predetermined threshold or as small as possible, ideally disappearing. Adjusted to have. The adjustment of the amplification factor G is particularly preferably performed using a control loop. The control loop adjusts the amplification factor G so that, for example, the amplitude of the measured AC voltage 425 takes a minimum value, or the amplitude is within a threshold region centered on the minimum value. This has the advantage that no human intervention is required.

トランスコンダクタンス増幅器２１０の増幅係数Ｇの調整が行われた後に、評価回路２００の制御ループは再び閉じられる。このために、電圧測定器４１０は電圧増幅器２４０の出力側から切り離され、また交流電圧源４２０はトランスコンダクタンス増幅器２１０の入力側から切り離される。続いて、電圧増幅器２４０の出力側は図示していないスイッチによってトランスコンダクタンス増幅器２１０の入力側に再び接続される。   After the adjustment of the amplification factor G of the transconductance amplifier 210, the control loop of the evaluation circuit 200 is closed again. For this purpose, the voltage measuring device 410 is disconnected from the output side of the voltage amplifier 240, and the AC voltage source 420 is disconnected from the input side of the transconductance amplifier 210. Subsequently, the output side of the voltage amplifier 240 is connected again to the input side of the transconductance amplifier 210 by a switch (not shown).

トランスコンダクタンス増幅器２１０の増幅係数Ｇおよび補償回路２３０は、補償回路２３０が評価コイル２２０の周波数応答を補償するように較正されている。バルクハウゼン条件が満たされていることも保証するために、電圧増幅器２４０の増幅係数ｇの適合をさらに行うこともできる。このために、電圧増幅器２４０の増幅係数ｇは、評価回路２００において時間的に一定の振幅を有する発振が生じるように調整される。このために、評価回路２００は発振器の振幅を求めるための図示していない手段を有することができる。殊に有利には、電圧増幅器２４０の増幅係数ｇの調整が制御ループを用いて行われる。このことは、電圧増幅器２４０の増幅係数ｇを調整するためにも人間による介入操作は必要されないという利点を有する。   The amplification factor G of the transconductance amplifier 210 and the compensation circuit 230 are calibrated so that the compensation circuit 230 compensates for the frequency response of the evaluation coil 220. In order to ensure that the Barkhausen condition is also fulfilled, the amplification factor g of the voltage amplifier 240 can be further adapted. For this purpose, the amplification factor g of the voltage amplifier 240 is adjusted in the evaluation circuit 200 so that oscillation having a constant amplitude in time occurs. For this purpose, the evaluation circuit 200 can have means not shown for determining the amplitude of the oscillator. Particularly preferably, the adjustment of the amplification factor g of the voltage amplifier 240 is performed using a control loop. This has the advantage that no human intervention is required to adjust the amplification factor g of the voltage amplifier 240.

評価回路２００は、この評価回路２００内の発振の周波数を求めるための図示していない手段も有することができる。発振の周波数を求めるための手段は例えばディジタルカウンタでよい。この場合、基準時間または基準周波数（例えば振動結晶）が必要となる。   The evaluation circuit 200 can also have means (not shown) for obtaining the oscillation frequency in the evaluation circuit 200. The means for obtaining the oscillation frequency may be a digital counter, for example. In this case, a reference time or a reference frequency (for example, a vibrating crystal) is required.

上述の評価回路２００によって求められた発振回路１００の共振周波数ｆ０は例えば数ｋＨｚ〜数１０ＭＨｚの範囲にある。   The resonance frequency f0 of the oscillation circuit 100 obtained by the evaluation circuit 200 described above is in the range of several kHz to several tens of MHz, for example.

Claims (9)

電気的な発振回路（１００）の共振周波数（ｆ０）を検出する評価回路（２００）を較正する方法であって、
前記評価回路（２００）は評価コイル（２２０）と、トランスコンダクタンス増幅器（２１０）と、補償回路（２３０）と、電圧増幅器（２４０）とを有し、
前記評価コイル（２２０）は誘導的に前記電気的な発振回路（１００）と結合可能であり、
前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の出力側から前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側までフィードバック分岐（２６０）が延在しており、
前記フィードバック分岐（２６０）内に前記電圧増幅器（２４０）が配置されており、
前記評価コイル（２２０）は前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の前記フィードバック分岐（２６０）内に配置されており、
前記補償回路（２３０）は前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）に並列に配置されており、
ここで、前記補償回路（２３０）の出力側と前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の出力側の両方が、前記電圧増幅器（２４０）の入力側に接続されており、前記フィードバック分岐（２６０）が遮断されていないときには、前記電圧増幅器（２４０）の出力側は、前記補償回路（２３０）の入力側および前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側の両方に接続されており、前記フィードバック分岐（２６０）が遮断されているときには、前記電圧増幅器（２４０）の出力側は、電圧測定器（４１０）に接続されており、且つ、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側および前記補償回路（２３０）の入力側は交流電圧源（４２０）と接続されており、
前記フィードバック分岐（２６０）において、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の出力側と、前記電圧増幅器（２４０）の入力側との間に、前記評価コイル（２２０）の一端が接続されており、前記評価コイル（２２０）の他端がアースに接続されている、
評価回路（２００）を較正する方法において、
前記電圧増幅器（２４０）の出力側と前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側との間において前記フィードバック分岐（２６０）を遮断するステップ、
前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側に前記交流電圧源（４２０）を接続し、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側に交流電圧（４２５）を印加するステップであって、前記交流電圧（４２５）の周波数を、前記電気的な発振回路（１００）のＱ値（Ｑ）で除算された前記電気的な発振回路（１００）の前記共振周波数（ｆ０）の少なくとも３倍は前記電気的な発振回路（１００）の前記共振周波数（ｆ０）から偏差させるステップ、
前記電圧増幅器（２４０）の出力側を前記電圧測定器（４１０）に接続し、前記電圧増幅器（２４０）によって出力される出力電圧（４１５）を求めるステップ、
前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の増幅係数（Ｇ）を、前記電圧増幅器（２４０）の入力側に入力される入力電圧の振幅に基づいて、前記電圧増幅器（２４０）によって出力される出力電圧（４１５）が最小振幅を有するように選定された値に調整するステップ、
前記評価回路（２００）の前記フィードバック分岐（２６０）を閉じるステップ、
を有することを特徴とする、評価回路（２００）を較正する方法。 A method for calibrating an evaluation circuit (200) for detecting a resonance frequency (f0) of an electrical oscillation circuit (100), comprising:
The evaluation circuit (200) includes an evaluation coil (220), a transconductance amplifier (210), a compensation circuit (230), and a voltage amplifier (240).
The evaluation coil (220) can be inductively coupled to the electrical oscillation circuit (100);
The extends feedback branch (260) until the input side of the front Symbol transconductance amplifier (210) from the output side of the transconductance amplifier (210),
The voltage amplifier (240) is disposed in the feedback branch (260);
The evaluation coil (220) is disposed in the feedback branch (260) of the transconductance amplifier (210);
The compensation circuit (230) is arranged in parallel with the transconductance amplifier (210 ) ,
Here, both the output side of the compensation circuit (230) and the output side of the transconductance amplifier (210) are connected to the input side of the voltage amplifier (240), and the feedback branch (260) is cut off. when not, the output side of the front SL voltage amplifier (240) is connected to both the input side of the input side and the transconductance amplifier of the compensation circuit (230) (210), wherein the feedback branch (260 ) Is cut off, the output side of the voltage amplifier (240) is connected to the voltage measuring device (410), and the input side of the transconductance amplifier (210) and the compensation circuit (230) Is connected to an AC voltage source (420).
In the feedback branch (260), wherein an output side of the transconductance amplifier (210), between the input side of said voltage amplifier (240), one end is connected to the evaluation coil (220), the evaluation The other end of the coil (220) is connected to ground,
In a method for calibrating an evaluation circuit (200),
The step of blocking prior Symbol feedback branch (260) between the input side of the output side of said voltage amplifier (240) transconductance amplifier (210),
The connected transformer the alternating voltage source on the input side of the transconductance amplifier (210) to (420), a steps of applying a ac voltage (425) to the input side of the transconductance amplifier (210), the AC The frequency of the voltage (425) divided by the Q value (Q) of the electrical oscillation circuit (100) is at least three times the resonance frequency (f0) of the electrical oscillation circuit (100). Deviating from the resonant frequency (f0) of a typical oscillator circuit (100);
Wherein the output side of the voltage amplifier (240) connected to said voltage measuring device (410), determining an output voltage (415) output by the previous SL voltage amplifier (240),
Based on the amplitude of the input voltage input to the input side of the voltage amplifier (240), the output coefficient (415) output by the voltage amplifier (240) is determined based on the amplification coefficient (G) of the transconductance amplifier (210). ) To a value selected to have a minimum amplitude,
Closing the feedback branch (260) of the evaluation circuit (200);
A method for calibrating the evaluation circuit (200), characterized in that: 請求項１に記載のステップの実施後に実施されるさらなるステップ、すなわち、
前記評価回路（２００）において時間的に一定の振幅を有する発振が生じるように選定された値に前記電圧増幅器（２４０）の増幅係数（ｇ）を調整するステップ、
を有する、請求項１記載の方法。 Further steps carried out after performing the steps according to claim 1 , i.e.
Adjusting the amplification factor (g) of the voltage amplifier (240) to a value selected so that oscillation having a constant amplitude in time occurs in the evaluation circuit (200);
The method of claim 1 , comprising: 前記電圧増幅器（２４０）の増幅係数（ｇ）を、前記評価回路（２００）において時間的に一定の振幅を有する発振が生じるように調整する、請求項２記載の方法。 The method according to claim 2 , wherein the amplification factor (g) of the voltage amplifier (240) is adjusted so that an oscillation with a constant amplitude in time occurs in the evaluation circuit (200). 電気的な発振回路（１００）の共振周波数（ｆ０）を検出する評価回路（２００）であって、
前記評価回路（２００）は評価コイル（２２０）と、トランスコンダクタンス増幅器（２１０）と、補償回路（２３０）と、電圧増幅器（２４０）とを有し、
前記評価コイル（２２０）は誘導的に前記電気的な発振回路（１００）と結合可能であり、
前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の出力側から前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側までフィードバック分岐（２６０）が延在しており、
前記フィードバック分岐（２６０）内に前記電圧増幅器（２４０）が配置されており、
前記評価コイル（２２０）は前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の前記フィードバック分岐（２６０）内に配置されており、
前記補償回路（２３０）は前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）に並列に配置されており、
ここで、前記補償回路（２３０）の出力側と前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の出力側の両方が、前記電圧増幅器（２４０）の入力側に接続されており、前記フィードバック分岐（２６０）が遮断されていないときには、前記電圧増幅器（２４０）の出力側は、前記補償回路（２３０）の入力側および前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側の両方に接続されており、前記フィードバック分岐（２６０）が遮断されているときには、前記電圧増幅器（２４０）の出力側は、電圧測定器（４１０）に接続されており、且つ、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側および前記補償回路（２３０）の入力側は交流電圧源（４２０）と接続されており、
前記フィードバック分岐（２６０）において、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の出力側と、前記電圧増幅器（２４０）の入力側との間に、前記評価コイル（２２０）の一端が接続されており、前記評価コイル（２２０）の他端がアースに接続されている、
評価回路（２００）において、
前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の前記フィードバック分岐（２６０）内に、前記電圧増幅器（２４０）の出力側と前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側との間において該フィードバック分岐（２６０）を遮断するスイッチが設けられており、
前記遮断時に、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側は前記交流電圧源（４２０）と接続され、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の入力側に交流電圧（４２５）が印加され、但し、前記交流電圧（４２５）の周波数は、前記電気的な発振回路（１００）のＱ値（Ｑ）で除算された前記電気的な発振回路（１００）の前記共振周波数（ｆ０）の少なくとも３倍は前記電気的な発振回路（１００）の前記共振周波数（ｆ０）から偏差されており、
前記遮断時に、前記電圧増幅器（２４０）の出力側は前記電圧測定器（４１０）と接続され、前記電圧増幅器（２４０）によって出力される出力電圧（４１５）が求められ、
前記電圧測定器（４１０）および前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）は制御装置と接続可能であり、該制御装置は、前記トランスコンダクタンス増幅器（２１０）の増幅係数（Ｇ）を、前記電圧増幅器（２４０）の入力側に入力される入力電圧の振幅に基づいて、前記電圧測定器（４１０）によって検出された出力電圧（４１５）が最小振幅を有するように調整するよう構成されていることを特徴とする、評価回路（２００）。 An evaluation circuit (200) for detecting a resonance frequency (f0) of an electrical oscillation circuit (100),
The evaluation circuit (200) includes an evaluation coil (220), a transconductance amplifier (210), a compensation circuit (230), and a voltage amplifier (240).
The evaluation coil (220) can be inductively coupled to the electrical oscillation circuit (100);
The extends feedback branch (260) until the input side of the front Symbol transconductance amplifier (210) from the output side of the transconductance amplifier (210),
The voltage amplifier (240) is disposed in the feedback branch (260);
The evaluation coil (220) is disposed in the feedback branch (260) of the transconductance amplifier (210);
The compensation circuit (230) is arranged in parallel with the transconductance amplifier (210 ) ,
Here, both the output side of the compensation circuit (230) and the output side of the transconductance amplifier (210) are connected to the input side of the voltage amplifier (240), and the feedback branch (260) is cut off. when not, the output side of the front SL voltage amplifier (240) is connected to both the input side of the input side and the transconductance amplifier of the compensation circuit (230) (210), wherein the feedback branch (260 ) Is cut off, the output side of the voltage amplifier (240) is connected to the voltage measuring device (410), and the input side of the transconductance amplifier (210) and the compensation circuit (230) Is connected to an AC voltage source (420).
In the feedback branch (260), wherein an output side of the transconductance amplifier (210), between the input side of said voltage amplifier (240), one end is connected to the evaluation coil (220), the evaluation The other end of the coil (220) is connected to ground,
In the evaluation circuit (200),
In the feedback branch (260) of the transconductance amplifier (210), the feedback branch (260) is interrupted between the output side of the voltage amplifier (240) and the input side of the transconductance amplifier (210). A switch is provided,
The time to cut off the front SL input of the transconductance amplifier (210) is Connect to the ac voltage source (420), the input side to the AC voltage of the transconductance amplifier (210) (425) is applied, provided that The frequency of the AC voltage (425) is at least three times the resonance frequency (f0) of the electrical oscillation circuit (100) divided by the Q value (Q) of the electrical oscillation circuit (100). Is deviated from the resonance frequency (f0) of the electrical oscillation circuit (100),
At the time of the shut-off, the output side of the voltage amplifier (240) is connected to the voltage measuring device (410), and the output voltage (415) output by the voltage amplifier (240) is obtained,
The voltage measuring device (410) and the transconductance amplifier (210) can be connected to a control device, and the control device converts the amplification coefficient (G) of the transconductance amplifier (210) to the voltage amplifier (240). The output voltage (415) detected by the voltage measuring device (410) is adjusted to have a minimum amplitude based on the amplitude of the input voltage input to the input side. Evaluation circuit (200). 前記補償回路（２３０）はオーム巻線抵抗を備えたコイルの逆周波数応答を有し、該逆周波数応答は前記評価コイル（２２０）に対する周波数応答である、請求項４記載の評価回路（２００）。 The evaluation circuit (200) of claim 4 , wherein the compensation circuit (230) has a reverse frequency response of a coil with an ohmic winding resistance, the reverse frequency response being a frequency response to the evaluation coil (220 ). . 前記補償回路（２３０）は、反転入力側（３１０）と非反転入力側（３２０）と前記補償回路（２３０）の出力側（３７０）と接続されている出力側とを備えた演算増幅器（３００）と、前記補償回路（２３０）の入力側（３６０）と前記演算増幅器（３００）の前記反転入力側（３１０）との間に配置されている補償抵抗（３３０）と、該補償抵抗（３３０）に並列に接続されている補償コンデンサ（３４０）と、前記補償回路（２３０）の前記出力側（３７０）と前記演算増幅器（３００）の前記反転入力側（３１０）との間に配置されているネガティブフィードバック抵抗（３５０）とを有する、請求項４または５項記載の評価回路（２００）。 The compensation circuit (230) includes an inverting input side (310), a non-inverting input side (320), and an output side connected to the output side (370) of the compensation circuit (230). ), A compensation resistor (330) disposed between the input side (360) of the compensation circuit (230) and the inverting input side (310) of the operational amplifier (300), and the compensation resistor (330) ) Between the compensation capacitor (340) connected in parallel to the output circuit (230), the output side (370) of the compensation circuit (230), and the inverting input side (310) of the operational amplifier (300). The evaluation circuit (200) according to claim 4 or 5 , comprising a negative feedback resistor (350). 前記補償回路（２３０）は、反転入力側と非反転入力側と前記補償回路（２３０）の出力側と接続されている出力側とを備えた演算増幅器と、前記補償回路（２３０）の入力側と前記演算増幅器の反転入力側との間に配置されている補償抵抗とを有し、前記補償回路（２３０）の前記出力側と前記演算増幅器の前記反転入力側との間にはネガティブフィードバック抵抗およびネガティブフィードバックコイルが直列に配置されて設けられている、請求項４または５記載の評価回路（２００）。 The compensation circuit (230) includes an operational amplifier having an inverting input side, a non-inverting input side, and an output side connected to the output side of the compensation circuit (230), and an input side of the compensation circuit (230). And a compensation resistor disposed between the inverting input side of the operational amplifier and a negative feedback resistor between the output side of the compensation circuit (230) and the inverting input side of the operational amplifier. The evaluation circuit (200) according to claim 4 or 5 , wherein the negative feedback coil is provided in series. 評価回路（２００）内の発振の振幅を求める手段が設けられている、請求項４から７までのいずれか１項記載の評価回路（２００）。 The evaluation circuit (200) according to any one of claims 4 to 7 , wherein means for determining the amplitude of oscillation in the evaluation circuit (200) are provided. 評価回路（２００）内の発振の周波数を求めるディジタルカウンタが設けられている、請求項４から８までのいずれか１項記載の評価回路（２００）。 The evaluation circuit (200) according to any one of claims 4 to 8 , further comprising a digital counter for obtaining an oscillation frequency in the evaluation circuit (200).

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