JP5776945B2 - 電力変換制御装置および電力変換システム - Google Patents

Description

本発明は、複数相電力変換器の出力側に接続される回転電機に対して複数相で変調して力行状態と回生状態とを行う電力変換制御装置および電力変換システムに関する。

従来では、電圧の高い電動機を制御するのに、高圧のバッテリが必要なく、バッテリ交替時の安全性が高くなりメンテナンス性が向上し、省エネならびに小型軽量化が可能となることを目的とする電動機制御装置に関する技術の一例が開示されている（例えば特許文献１を参照）。この電動機制御装置は、制御部がＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御によりＩＧＢＴの各ゲートに対してゲート信号を与えて三相ＰＷＭ制御を実施する。電動機の速度によってＰＮ電圧指令を可変させる方法（低速時にＰＮ電圧を下げる）を用いると、双方向型チョッパ部のみならずインバータ部のスイッチング損失を低減できる。

特開２００１−２７５３６７号公報

しかし、三相ＰＷＭ制御を実施するに伴うトレードオフとして、かえってスイッチング損失が増加するという問題がある。また、インバータ部のスイッチング損失を低減するのは電動機の速度が低速である場合にとどまるという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなしたものであり、回転電機の回転速度にかかわらず、複数相電力変換器のスイッチング損失を従来よりも低減することができる電力変換制御装置および電力変換システムを提供することを目的とする。

上記課題を解決するためになされた第１の発明は、複数相電力変換器の出力側に接続される回転電機に対して複数相で変調して力行状態と回生状態とを切り替え可能な電力変換制御装置において、前記回生状態であり、かつ、前記回転電機の線間電圧が所定の電圧よりも大きい、または前記回転電機の回転数が所定の回転数よりも大きい第１制御条件を満たすと、前記複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行うことを特徴とする。

この構成によれば、第１制御条件を満たすと、回転電機の回転速度にかかわらず、複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行う。一相のみで変調を行うので、全相（複数相の全部）で変調を行うよりもスイッチング損失を低減することができる。

なお「複数相」は、二相以上で任意であるが、現実的には数十相が上限になる。「回転電機」は、例えば発電機，電動機，電動発電機等が該当する。「力行状態」は、複数相電力変換器によって得られた交流電圧を用いて回転電機を駆動させる状態である。「回生状態」は、回転電機によって発電された電力を電力源に戻す（充電を含む）状態である。「線間電圧」は相間電圧とも呼ぶ。「所定の電圧」は任意の数値を設定（変更を含む）することができ、単独値でもよく、数値の範囲（例えば上限値と下限値で規定される範囲）でもよい。「回転電機の線間電圧」は、複数相のうち二相にかかる電圧（電位差）である。「よりも大きい」には、境界値（すなわち所定の電圧，所定の回転数）を含まない場合に限らず、当該境界値を含めてもよい。

第２の発明は、前記電力源から供給される電圧が許容範囲外の電圧になるか、あるいは前記回転電機のトルクが許容範囲外のトルクになる第２制御条件を満たすと、前記第１制御条件を満たすか否かにかかわらず、前記複数相で変調する複数相変調制御を行うことを特徴とする。この構成によれば、第２制御条件を満たすと、複数相で変調する複数相変調制御を行う。過電圧やトルク変動が大きい場合に適用されて複数相変調制御を行うので、複数相電力変換器の作動を安定させることができる。なお、電圧およびトルクの許容範囲は、変調制御の相数・回転電機・バッテリ・インバータの定格等に応じて適切に設定してよい。

第３の発明は、電力変換システムにおいて、第１の発明および第２の発明を含む電力変換制御装置と、前記複数相電力変換器と、電力源の電圧を前記複数相電力変換器が必要とする電圧に昇圧するコンバータとを有することを特徴とする。この構成によれば、回転電機の回転速度にかかわらず、複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行うので、従来よりもスイッチング損失を低減できる電力変換システムを提供することができる。

電力変換システムの第１構成例を模式的に示す図である。 コンバータの構成例を模式的に示す図である。 相数切替制御処理の第１手続き例を示すフローチャートである。 出力電圧値や変調制御相等の経時的変化を示すタイムチャートである。 電力変換システムの第２構成例を模式的に示す図である。 一相変調制御時のインバータ入力電圧の経時的変化を示すタイムチャートである。 電力変換システムの第３構成例を模式的に示す図である。 相数切替制御処理の第２手続き例を示すフローチャートである。 電力変換システムの第４構成例を模式的に示す図である。 相数切替制御処理の第３手続き例を示すフローチャートである。 三相変調制御と一相変調制御が切り替わる例のタイムチャートである。

以下、本発明を実施するための形態について、図面に基づいて説明する。なお、特に明示しない限り、「接続する」という場合には電気的に接続することを意味する。各図は、本発明を説明するために必要な要素を図示し、実際の全要素を図示しているとは限らない。連続符号は記号「〜」を用いて簡略化する。例えば「スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６」は「スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４，Ｑ５，Ｑ６」を意味する。上下左右等の方向を言う場合には、図面の記載を基準とする。

〔実施の形態１〕
実施の形態１は、一定の条件を満たすと複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行う例であって、図１〜図４を参照しながら説明する。「複数相電力変換器」には三相の電力変換器を適用し、「回転電機」には電動発電機を適用する。

図１に示す電力変換システムは、コンバータ１０，電力変換器２０，電力変換制御装置５０などを有する。必要に応じて備えられるコンバータ１０は、電力源Ｅｂ（例えばバッテリや燃料電池等）から供給される直流電圧（電圧値ＶＬ；例えば３００[Ｖ]等）を、電力変換器２０で必要とする直流電圧（電圧値ＶＨ；例えば６６０[Ｖ]等）に変換して出力する機能を担う。電力源Ｅｂとコンバータ１０との間には、二点鎖線で示すように、必要に応じて平滑用のコンデンサＣ１を介在させてもよい。コンバータ１０の構成や作動等については後述する（図２を参照）。なお、コンバータ１０や電力変換器２０等で動作に必要とする電力（電圧や電流）は任意の電力源から受けてよい。すなわち電力源Ｅｂから受けてもよく、電力源Ｅｂとは別個の電力源から受けてもよい。電力源Ｅｂは、例えばバッテリ（蓄電池），燃料電池，電力系統等が該当する。

電力変換器２０は、供給される直流電圧（電圧値ＶＨ）を電力変換して回転電機４０に出力（伝達）する機能を担う。電力源Ｅｂと電力変換器２０との間には、コンバータ１０を介在させている。コンバータ１０と電力変換器２０との間には、平滑用のコンデンサＣ２が接続される。コンデンサＣ２は「第１コンデンサ」に相当し、コンバータ１０の出力電圧値（電圧値ＶＨ）の電位変動を低減する機能を担う。

電力変換器２０は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やダイオードＤ１〜Ｄ６などを有する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６には例えばＩＧＢＴが用いられ、電力変換制御装置５０から個別に伝達される制御信号Ｖinv^＊に従ってオン／オフが駆動される。ダイオードＤ１〜Ｄ６は、それぞれ対応するスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のコレクタ端子とエミッタ端子との間に並列接続される。これらのダイオードＤ１〜Ｄ６は、いずれもフリーホイールダイオードとして機能する。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ３やダイオードＤ１〜Ｄ３などは上アーム側に配置され、スイッチング素子Ｑ４〜Ｑ６やダイオードＤ４〜Ｄ６などは下アーム側に配置される。共通電位Ｇｃは電力変換器２０内で共通する電位（同電位グランド）であり、必要に応じて接地しても良い。接地される場合には０[Ｖ]になる。

電力変換器２０内の回路素子は、一点鎖線で囲って示すように三相（本例ではＵ相，Ｖ相，Ｗ相）に分けられ、電力変換制御装置５０によって相ごとに作動が制御される。Ｕ相は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ４やダイオードＤ１，Ｄ４などで構成される。Ｖ相は、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ５やダイオードＤ２，Ｄ５などで構成される。Ｗ相は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６やダイオードＤ３，Ｄ６などで構成される。Ｕ相のスイッチング素子Ｑ１，Ｑ４は、直列接続されてハーフブリッジを構成する。Ｖ相のスイッチング素子Ｑ２，Ｑ５と、Ｗ相のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６とについても同様に、直列接続されてハーフブリッジを構成する。ハーフブリッジの各接続点と回転電機４０の三相端子とは、線路Ｋｕ，Ｋｖ，Ｋｗによって相ごとに接続されている。線路ＫｕにはＵ相電流Ｉｕが流れ、線路ＫｖにはＶ相電流Ｉｖが流れ、線路ＫｗにはＷ相電流Ｉｗが流れる。

電力変換制御装置５０は、コンバータ１０や電力変換器２０等の動作を司る。本発明を実現するための電力変換制御装置５０の構成例については後述する（図１を参照）。電力変換制御装置５０が入力する信号には、例えば「外部装置」に相当するＥＣＵ６０から伝達されるトルク指令値Ｔ^＊や、電流センサ３０から伝達される電流Ｉ（すなわち相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）、電圧センサ４１から伝達される相電圧Ｖ（すなわちＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）、回転センサ４２から伝達される回転情報（すなわち回転角度θｅや回転速度等）などが該当する。電圧センサ４１は相電圧Ｖを検出できれば構成を問わず、必ずしも備える必要はない。回転センサ４２は回転情報を検出できれば構成を問わず、必ずしも備える必要はない。電力変換制御装置５０が出力する信号は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の制御端子Ｐ１〜Ｐ６に伝達する制御信号Ｖinv^＊や、図２に示すようにコンバータ１０に備えるスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの制御端子Ｐａ，Ｐｂに伝達する制御信号Ｖconv^＊などが該当する。

上記電力変換制御装置５０は、上述した機能を担うように構成されるほか、コンバータ制御部５１や状態判定部５３などを有する。コンバータ制御部５１は、電力源Ｅｂから供給される電圧値ＶＬを電力変換器２０で必要とする電圧値ＶＨに変換して出力するための上記制御信号Ｖconv^＊を生成して出力する。状態判定部５３は、回転電機４０の運転（稼働）状態が力行状態なのか回生状態なのかを判定する。本形態では、電流センサ３０から伝達される相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに基づいて判別を行う。電流センサは必ずしも３相分備える必要はなく、１相・２相のみ接続しても良い。なお二点鎖線で示すように、電流センサ３０から伝達される電流Ｉに基づいて相電圧Ｖに変換する電圧変換部５２を備えてもよい（具体例は後述する）。

回転電機４０は、例えば電動機能と発電機能とを兼ね備える三相の電動発電機（図１では「ＭＧ」と示す）を適用する。電流センサ３０には、回転電機４０を流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを個々に検出可能なセンサを用いる。例えば、磁気比例型センサ，電磁誘導型センサ，ファラデー効果型センサ，変流器型センサなどが該当する。回転センサ４２は、回転電機４０に備える回転部材（例えば主軸やロータ等）の回転に基づく回転信号を出力する。回転信号はデジタル信号やアナログ信号の種類を問わず、説明の都合により以下では単に「回転角度θｅ」と呼ぶことにする。

図２に示すコンバータ１０は、電力源Ｅｂから供給される電圧値ＶＬを、電力変換器２０で必要とする電圧値ＶＨに変換して出力する機能を担う。電力源Ｅｂには、例えばバッテリや燃料電池等を用いる。

上記コンバータ１０は、いわゆる「ＤＣ−ＤＣコンバータ」であって、スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂ、インダクタＬａ、ダイオードＤａ，Ｄｂなどを有する。スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは、ＥＣＵ６０から伝達される制御信号Ｖconv^*に従ってオン／オフが制御される。このスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂには、スイッチング機能を有する半導体素子（例えばＩＧＢＴやパワートランジスタ等）を用いる。本例のスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂは直列接続され、ハーフブリッジを構成する。ダイオードＤａ，Ｄｂは、それぞれスイッチング素子Ｑａ，Ｑｂに逆並列接続され、フリーホイールダイオードとして機能する。

スイッチング素子Ｑａ，Ｑｂの接続点は、さらにインダクタＬａを介して、電力源Ｅｂのプラス電極に接続する。このインダクタＬａには、例えばチョークコイルを用いる。コンバータ１０の出力側は、コンデンサＣ２を介して電力変換器２０の入力側に接続する。具体的には、スイッチング素子Ｑａの高電位側端子（図面上側端子）を電力変換器２０の高電位側に接続し、スイッチング素子Ｑｂの低電位側端子（図面下側端子）を電力変換器２０の低電位側に接続する。また、スイッチング素子Ｑｂの低電位側端子は電力源Ｅｂのマイナス電極に接続する。

上述のように構成された電力変換システムにおいて、電力変換制御装置５０で行われる処理の一つである相数切替制御処理について図３を参照しながら説明する。なお、相数切替制御処理は電力変換制御装置５０の作動中に繰り返し実行される。図３におけるステップＳ１０，Ｓ１１は「第１制御条件」に相当する。

まず、回転電機４０が回生状態か否かを判別する〔ステップＳ１０〕。もし回生状態であれば（ステップＳ１０でＹＥＳ）、電圧値ＶＬと出力電圧値Ｖoutとが第１式を満たすか否かを判別する〔ステップＳ１１〕。当該第１式は、例えば下記の式（１）が該当する。出力電圧値Ｖoutは、回転電機４０における各相の巻線やコイルに印加される相電圧Ｖ（すなわちＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）の実効値に相当する。

式（１）を変形すると式（２）になる。電圧センサ４１から伝達される相電圧Ｖ（すなわちＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）に基づいて出力電圧値Ｖoutを求め、当該出力電圧値Ｖoutが式（２）を満たすか否かを判別する。本形態では、インバータ入力電圧VHにはMG線間電圧が出力される。具体的には、線間電圧Ｖuv（Ｕ相電圧ＶｕとＶ相電圧Ｖｖとの電位差）、線間電圧Ｖvw（Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗとの電位差）、線間電圧Ｖwu（Ｗ相電圧ＶｗとＵ相電圧Ｖｕとの電位差）のいずれかである。後述する表１および図４の制御区間で示すように、線間電圧の対象となる相電圧Ｖは順次変化する。例えばＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗのうち最大電圧を示す相を特定できれば、線間電圧の対象となる相電圧Ｖを容易に特定できる。式（２）に示す閾値電圧Ｖthは「所定の電圧」に相当する。

また、式（１）（２）の代わりに下記式（３）の様に回転電機４０の回転数Ｎrpmから誘起電圧を求めた数式（ＫとＮrpmの積算）を判定に使しても良いし、式（４）の様に回転数Ｎrpmのみを条件式に適用してもよい。なお、式（３）中の「Ｋ」は誘起電圧係数である。

もしステップＳ１１において第１式を満たせば（ＹＥＳ）、一相変調制御を行い〔ステップＳ１４〕、相数切替制御処理をリターンする。一相変調制御は、回転電機４０を三相のうち一相でＰＷＭ制御を行う。ステップＳ１４で行う一相変調制御（ＰＷＭ制御）は、例えば下記の表１に従って行う。

上記表１は、図４に示すように三相のうち二相の相電圧が一致する時期ごとに１周期を区分し、制御区間Ｓy1，Ｓy2，Ｓy3，Ｓy4，Ｓy5，Ｓy6とする。制御区間Ｓy1では、Ｕ相電圧ＶｕのみＰＷＭ制御を行い、Ｖ相電圧Ｖｖに対応する上アームのスイッチング素子Ｑ２をオンする制御を行い、Ｗ相電圧Ｖｗに対応する下アームのスイッチング素子Ｑ６をオンする制御を行う。この制御により、Ｖ相電圧ＶｖとＷ相電圧Ｖｗとはそれぞれ無制御の電圧が出力される（例えば誘起電圧）。制御区間Ｓy2では、Ｖ相電圧ＶｖのみＰＷＭ制御を行い、Ｕ相電圧Ｖｕに対応する上アームのスイッチング素子Ｑ１をオンする制御を行い、Ｗ相電圧Ｖｗに対応する下アームのスイッチング素子Ｑ６をオンする制御を行う。この制御により、Ｕ相電圧ＶｕとＷ相電圧Ｖｗとはそれぞれ無制御の電圧が出力される（例えば誘起電圧）。制御区間Ｓy3〜Ｓy6についても同様である。

一方、ステップＳ１０で力行状態の場合や（ＮＯ）、ステップＳ１１で第１式を満たさない場合は（ＮＯ）、いずれも三相変調制御を行い〔ステップＳ１６〕、相数切替制御処理をリターンする。三相変調制御は、回転電機４０の三相全部でＰＷＭ制御を行う。

上述した相数切替制御処理が実行されると、出力電圧値Ｖout（Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）の変化は図４のようになる。図４は、横軸を回転電機４０の回転角度θｅとし、縦軸に出力電圧値Ｖout，制御区間，変調制御を行う相（変調制御相），制御する相数（制御相数）をそれぞれ示す。Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗはそれぞれ正弦波形であり、位相が１２０度ずつずれて変化する。

Ｕ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗのうちで二相が同電圧になる時期を基準として、１周期（図４の例ではＵ相電圧Ｖｕの１周期）が６つの制御区間Ｓy1〜Ｓy6に区画される。制御区間Ｓy1〜Ｓy6における線間電圧の対象となる相は変化する（表１を参照）。すなわち表１において、上アームのスイッチング素子をオンする相と、下アームのスイッチング素子をオンする相である。言い換えれば、一相変調制御を行わない相の相互間電位差でもある。回転電機４０が回生状態であれば、上記式（１）を満たすので、１周期の全部で一相変調制御を行う（図３のステップＳ１４）。

上述した実施の形態１によれば、以下に示す各効果を得ることができる。

（１）電力変換システムに含まれる電力変換制御装置５０において（図１を参照）、回生状態であり、かつ、回転電機４０の線間電圧（Ｖout）が所定の電圧（Ｖth）よりも大きい、または回転電機４０の回転数（Ｎrpm）が所定の回転数（Ｎth）よりも大きい第１制御条件を満たすと（図３のステップＳ１０，Ｓ１１でＹＥＳ）、複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行う構成とした（図３のステップＳ１４を参照）。この構成によれば、第１制御条件を満たすと、回転電機４０の回転速度にかかわらず一相のみで変調を行うので、全相（複数相の全部）で変調を行うよりもスイッチング損失を低減することができる。

（４）電力変換システムは、電力変換制御装置５０と、電力変換器２０と、電力源Ｅｂの電圧を電力変換器２０が必要とする電圧に昇圧するコンバータ１０とを有する構成とした（図１を参照）。この構成によれば、回転電機の回転速度にかかわらず、複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行うので、従来よりもスイッチング損失を低減できる電力変換システムを提供することができる。

〔実施の形態２〕
実施の形態２は、一定の条件を満たすとコンデンサの容量を変化させるとともに複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行う例であって、図５と図６を参照しながら説明する。なお、電力変換システムの構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態２では実施の形態１と異なる点について説明する。よって実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図５に示す電力変換システムは、図１と比べると次の２点で相違する。第１点は、スイッチング素子Ｑｃ，ダイオードＤａ，コンデンサＣｃをさらに有する。第２点は、コンデンサＣ２の＋端側をスイッチング素子Ｑｃのドレイン端子に接続し、他端側を電力変換器２０の低電位側入力端子（図面下側端子）に接続する。なお、スイッチング素子ＱｃおよびダイオードＤａは「切替部」に相当する。

スイッチング素子Ｑｃのソース端子は電力変換器２０の高電位側入力端子（図面上側端子）に接続する。スイッチング素子Ｑｃは、電力変換制御装置５０から伝達される制御信号Ｖc^＊に従ってオン／オフが駆動される。「第２コンデンサ」に相当するコンデンサＣｃは、電力変換器２０の高電位側入力端子と低電位側入力端子との間に接続する。コンデンサＣｃの静電容量は、コンデンサＣ２の静電容量の１０〜０．１％の範囲内となるように設定する。コンデンサＣ２の静電容量の１％が望ましい。ダイオードＤａは、カソード端子をスイッチング素子Ｑｃのドレイン端子に接続し、アノード端子をスイッチング素子Ｑｃのソース端子に接続する。ダイオードＤａもまた上述したダイオードＤ１〜Ｄ６やダイオードＤａ，Ｄｂと同様にフリーホイールダイオードとして機能する。

電力変換制御装置５０で実行される相数切替制御処理は実施の形態１と同様であるが（図３を参照）、電力変換器２０の入力側に接続されるコンデンサの静電容量を変化させる点が相違する。具体的には、制御信号Ｖc^＊に基づくスイッチング素子Ｑｃのオン／オフによって、コンデンサＣｃ（小容量）とコンデンサＣ２（大容量）とが切り替えられる。すなわち、スイッチング素子ＱｃがオンになるとコンデンサＣｃ，Ｃ２が並列接続され、オフになるとコンデンサＣｃのみが接続される。

図３では二点鎖線で示す処理を行う。すなわち第１制御条件を満たせば（ステップＳ１０，Ｓ１１でＹＥＳ）、小容量のコンデンサＣｃに切り替えたうえで〔ステップＳ１３〕、一相変調制御を行う〔ステップＳ１４〕。一方、第１制御条件を満たさなければ（ステップＳ１０，Ｓ１１のいずれかでＮＯ）、大容量のコンデンサＣｃ，Ｃ２に切り替えたうえで〔ステップＳ１５〕、三相変調制御を行う〔ステップＳ１６〕。

ステップＳ１４で一相変調制御が行われると、スイッチング素子Ｑｃがオフになり、図６に示すような１／６周期の電圧変動がコンデンサＣｃの両端に発生する。すなわちコンデンサＣｃに印加される電圧値ＶＨは、次の式（５）の範囲内で変動する。

上述した実施の形態２によれば、以下に示す各効果を得ることができる。その他については実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果が得られる。

（５）コンバータ１０と電力変換器２０との間に接続され、コンデンサＣ２（第１コンデンサ）と、コンデンサＣ２よりも静電容量が小さいコンデンサＣｃ（第２コンデンサ）とを有し、第１制御条件を満たすとコンデンサＣｃに接続するように切り替え、第１制御条件を満たさなければコンデンサＣ２に接続するように切り替えるスイッチング素子Ｑｃ（切替部）を有する構成とした（図５を参照）。この構成によれば、第１制御条件を満たすか否かでパワーバッファとして使用する静電容量が変化する。第１制御条件を満たさなければ回転電機４０に流れる電流Ｉ（各相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）をより正弦波形に近づけることができ、第１制御条件を満たせば回転電機４０で回生される電力を平滑化することができる（図６を参照）。

（６）切替部は、電力変換制御装置５０から伝達される信号に基づいてオン／オフを制御可能なスイッチング素子Ｑｃを含む構成とした（図５を参照）。この構成によれば、スイッチング素子ＱｃによるコンデンサＣ２，Ｃｃの切り替えが行えるので、機械的な切り替えよりも大幅に動作不良を無くすことができ、メンテナンスが不要になる。したがって、ランニングコストを大幅に抑えることができる。

（７）コンデンサＣｃの静電容量は、コンデンサＣ２の静電容量の１０〜０．１％の範囲である構成とした（図５を参照）。この構成によれば、コンデンサＣｃは静電容量が小さいので、コンデンサＣｃによる電力変動が小さく抑えられる。

〔実施の形態３〕
実施の形態３は、電力源と電力変換器とを直接的に接続する例であって、図７と図８を参照しながら説明する。なお、電力変換システムの構成等は実施の形態１と同様であり、図示および説明を簡単にするために実施の形態３では実施の形態１と異なる点について説明する。また実施の形態１で用いた要素と同一の要素には同一の符号を付して説明を省略する。

図７に示す電力変換システムは、図１と比べるとコンバータ１０を無くし、コンバータ１０に制御信号Ｖconv^＊を出力するコンバータ制御部５１を無くし、電力変換器２０の入力側に電力源Ｅｂを直接接続する点が相違する。コンバータ１０を無くすと、電圧値ＶＬと電圧値ＶＨが等しくなり（ＶＬ＝ＶＨ）、電力変換器２０は電力源Ｅｂから供給される電圧の変化の影響を受ける。そこで、電力変換制御装置５０は図８に示す相数切替制御処理を実行する。当該相数切替制御処理は、図３に示す同処理に代わる。

図８に示す相数切替制御処理は、図３のステップＳ１１に代えて、ステップＳ１２を実行する点が相違する。当該ステップＳ１２は、図８に示すステップＳ１０とともに「第２制御条件」に相当し、電圧値ＶＬと出力電圧値Ｖoutとが第２式を満たすか否かを判別する。第２式は、例えば下記の式（６）や式（８）が該当する。境界電圧値Ｖfailは、電力源Ｅｂに戻す印加する）ことが不能な過電圧値である。境界トルク値Ｎfailは、回転電機４０の定格トルクを上回る過トルク値である。

式（６）を変形すると式（７）になる。電圧センサ４１から伝達される相電圧Ｖ（すなわちＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）に基づいて出力電圧値Ｖoutを求め、当該出力電圧値Ｖoutが式（７）を満たすか否かを判別する。式（７）に示す閾値電圧Ｖthは「所定の電圧」に相当する。出力電圧値Ｖoutに代えて（あるいは加えて）、式（８）に示すように回転トルク値Ｎrが境界トルク値Ｎfail以下であるか否かを判別してもよい。もし第２式を満たせば（ＹＥＳ）、一相変調制御を行い〔ステップＳ１４〕、相数切替制御処理をリターンする。第２式を満たさなければ、三相変調制御を行い〔ステップＳ１６〕、相数切替制御処理をリターンする。

上述した実施の形態３によれば、以下に示す各効果を得ることができる。その他については実施の形態１と同様であるので、実施の形態１と同様の作用効果が得られる。

（２）電力変換器２０の入力側には電力源Ｅｂを直接接続する構成とした（図８を参照）。この構成によれば、従来よりスイッチング損失を低減しながらも、コンバータ１０が不要になる分だけコストを低減することができる。

（３）電力源Ｅｂから供給される電圧が許容範囲内の電圧になる。かつ、回転電機４０のトルクが許容範囲内のトルクになる第２制御条件を満たさないと、三相で変調する三相変調制御を行う構成とした（図８のステップＳ１２，Ｓ１６を参照）。この構成によれば、過電圧やトルク変動が大きい場合に適用されて三相変調制御を行うので、複数相電力変換器の作動を安定させることができる。

〔他の実施の形態〕
以上では本発明を実施するための形態について実施の形態１〜３に従って説明したが、本発明は当該形態に何ら限定されるものではない。言い換えれば、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施することもできる。例えば、次に示す各形態を実現してもよい。

上述した実施の形態３の電力変換システムは、コンバータ１０を無くし、電力変換器２０の入力側に電力源Ｅｂを直接接続する構成とした（図７を参照）。この形態に代えて、電力源Ｅｂと電力変換器２０との間にコンデンサＣｃをさらに備える構成としてもよく、その構成例を図９に示す。図９に示すスイッチング素子Ｑｃ，コンデンサＣｃおよびコンデンサＣ２は実施の形態２と同様に接続する（図５を参照）。この構成において、電力変換制御装置５０で実行する相数切替制御処理は図１０のようになる。図１０の相数切替制御処理では、図３に示すステップＳ１１と図８に示すステップＳ１２を併せて実行する。この構成例によれば、実施の形態２の作用効果と実施の形態３の作用効果が得られる。

上述した実施の形態１〜３では、回転電機４０が回生状態であれば、式（１）で示す第１式を満たし、一相変調制御を行う例を示した（図４を参照）。この形態に代えて（あるいは加えて）、回転電機４０における各相の巻線やコイルに印加される相電圧Ｖ（すなわちＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）と、三相のうち二相の相電圧が一致する電圧との間に、式３に示す閾値電圧Ｖthを設定してもよい。この場合における制御相数の変化は図１１のようになる。すなわち１周期の間に三相変調制御と一相変調制御が含まれる。一相変調制御が含まれるので、実施の形態１〜３と同様の作用効果が得られる。

上述した実施の形態２では、切替部としてスイッチング素子Ｑｃを適用した（図５を参照）。この形態に代えて、コンデンサＣｃとコンデンサＣ２とを切り替える他の切替部を適用してもよい。電力変換制御装置５０から伝達される制御信号Ｖc^＊に基づく他の切替部は、例えばトランジスタ，リレー（半導体リレーを含む），フォトカプラ，トランスなどが該当する。制御信号Ｖc^＊に基づかない他の切替部は、例えば式（２）を満たす出力電圧値Ｖoutでツェナー降伏が生じるように設定されたツェナーダイオードなどが該当する。他の切替部を適用する場合でもコンデンサＣｃとコンデンサＣ２とを切り替えられるので、実施の形態２と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１〜３では、三相の電動発電機である回転電機４０を適用した（図１，図５，図７を参照）。この形態に代えて（あるいは加えて）、三相以外の相数（単相，二相，四相以上）からなる電動発電機を適用してもよい。また、複数相の発電機や、複数相の電動機等にも適用してもよい。機器の相違に過ぎないので、実施の形態１〜３と同様の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１〜３では、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６やスイッチング素子Ｑａ〜ＱｃとしてＩＧＢＴを適用した（図１，図５，図７を参照）。この形態に代えて、他のスイッチング素子を適用してもよい。他のスイッチング素子としては、ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ，ＪＦＥＴ，ＭＥＳＦＥＴ等のＦＥＴ、ＧＴＯ、パワートランジスタなどが該当する。単に構成上の相違に過ぎず機能作用は同等であるので、実施の形態１〜３と同等の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１〜３では、電圧センサ４１から伝達される相電圧Ｖ（すなわちＵ相電圧Ｖｕ，Ｖ相電圧Ｖｖ，Ｗ相電圧Ｖｗ）に基づいて出力電圧値Ｖout（線間電圧）を求め、当該出力電圧値Ｖoutが式（２）や式（７）等を満たすか否かを判別する構成とした。この形態に代えて、電流センサ３０から伝達される電流Ｉ（すなわち相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ）に基づいて相電圧Ｖに変換する電圧変換部５２（図１，図５，図７，図９に二点鎖線で示す）により、出力電圧値Ｖout（線間電圧）を求め、当該出力電圧値Ｖoutが式（２）や式（７）等を満たすか否かを判別する構成としてもよい。さらに電圧変換部５２に出力電圧値Ｖoutを求める機能を含めてもよい。その他、電圧センサ４１に出力電圧値Ｖoutを求める機能を含めてもよい。さらに回転センサから出力電圧値Ｖoutを求め、式（３）を満たすか否かを判別する構成としても良い。要するに出力電圧値Ｖout（線間電圧）を取得できれば構成を問わない。これらの構成であっても出力電圧値Ｖout（線間電圧）が得られるので、実施の形態１〜３と同等の作用効果を得ることができる。

上述した実施の形態１〜３では、回転電機４０の回転数Ｎrpmが式（４）を満たすか否かを判定する構成としても良い。回転数Ｎrpmの算出にはレゾルバ等の回転センサを用いても良いし、用いなくても良い。回転数Ｎrpmを算出できれば構成は問わない。また、式（１）から式（８）までは等号を含む式で判別する構成としたが、等号を含まない不等号で表す式で判別する構成としてもよい。いずれの構成であっても判別対象や境界値が相違するに過ぎないので、実施の形態１〜３と同等の作用効果を得ることができる。

Ｅｂ 電力源
１０ コンバータ
２０ 電力変換器
４０ 回転電機
５０ 電力変換制御装置
Ｃ２ コンデンサ（第１コンデンサ）
Ｃｃ コンデンサ（第２コンデンサ）

Claims (7)

1. 複数相電力変換器の出力側に接続される回転電機に対して複数相で変調して力行状態と回生状態とを切り換え可能な電力変換制御装置において、
   前記回生状態であり、かつ、前記回転電機の線間電圧が所定の電圧よりも大きい、または前記回転電機の回転数が所定の回転数よりも大きい第１制御条件を満たすと、前記複数相のうち一相のみで変調する一相変調制御を行うことを特徴とする電力変換制御装置。
2. 前記複数相電力変換器の入力側には電力源を直接接続することを特徴とする請求項１に記載の電力変換制御装置。
3. 前記電力源から供給される電圧が許容範囲外の電圧になるか、あるいは前記回転電機のトルクが許容範囲外のトルクになる第２制御条件を満たすと、前記複数相で変調する複数相変調制御を行うことを特徴とする請求項１または２に記載の電力変換制御装置。
4. 請求項１から３のいずれか一項に記載の電力変換制御装置と、前記複数相電力変換器と、電力源の電圧を前記複数相電力変換器が必要とする電圧に昇圧するコンバータとを有することを特徴とする電力変換システム。
5. 前記コンバータと前記複数相電力変換器との間に接続され、第１コンデンサと、前記第１コンデンサよりも静電容量が小さい第２コンデンサとを有し、
   前記第１制御条件を満たすと前記第２コンデンサに接続するように切り替え、前記第１制御条件を満たさなければ前記第１コンデンサに接続するように切り替える切替部を有することを特徴とする請求項４に記載の電力変換システム。
6. 前記切替部は、前記電力変換制御装置から伝達される信号に基づいてオン／オフを制御可能なスイッチング素子を含むことを特徴とする請求項５に記載の電力変換システム。
7. 前記第２コンデンサの静電容量は、前記第１コンデンサの静電容量の１０〜０．１％の範囲であることを特徴とする請求項５または６に記載の電力変換システム。

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