JP5776794B2

JP5776794B2 - 増幅回路

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Description

本発明は、増幅回路に関する。

無線通信の送信機には、空中に電波を送信するために、パワーアンプが使用される。パワーアンプは、大電力の信号を出力する必要があるため、送信機の中でも、電力消費が大きいブロックである。そのため、パワーアンプの電力効率を上げ、消費電力を小さくすることが重要である。

入力信号の振幅信号に基づく電源電圧の供給を受けて入力信号を増幅するリニアモードパワーアンプと、入力信号の振幅信号に基づく電源電圧の供給を受けて入力信号の位相信号を増幅するパワーアンプが知られている（例えば、下記の非特許文献１参照）。

また、電界効果トランジスタのドレイン電圧を入力信号のエンベロープに従って制御する電圧制御電力増幅器に於いて、入力信号のエンベロープを検出するエンベロープ検出部と、ドレイン電圧を入力信号のエンベロープに従って制御する電圧制御部と、入力信号のエンベロープとドレイン電圧とを比較して誤差が零となるように電圧制御部を制御するフィードバック制御部とを備えた電圧制御電力増幅器が知られている（例えば、下記の特許文献１参照）。

特開２００３−１７９４４４号公報

Feipeng Wang, Annie Hueiching Yang, Donald F. Kimball, Lawrence E. Larson, and Peter M. Asbeck, "Design of Wide-Bandwidth Envelope-Tracking Power Amplifiers for OFDM Applications", IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL.53, NO.4, p 1244, APRIL 2005.

本発明の目的は、電源回路のローパスフィルタ特性に起因する歪みを低減することができる増幅回路を提供することである。

増幅回路は、入力信号の振幅情報を入力し、第１のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第１のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第１のフィルタと、第２のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得が前記第２のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有し、前記第１のフィルタにより出力される振幅情報を入力し、前記第１のフィルタにより出力される振幅情報に対応する電源電圧を生成する電源回路と、前記電源回路により生成される電源電圧の供給を受け、前記入力信号に基づく信号を増幅するアンプと、前記入力信号の振幅情報の信号強度及び前記電源回路により生成される電源電圧の信号強度を検出する強度検出器と、前記入力信号の振幅情報の信号強度及び前記電源電圧の信号強度の差分を出力する比較器とを有し、前記第１のフィルタは、前記比較器により出力される前記差分が小さくなる方向に前記第１のカットオフ周波数を変化させる。

第１のフィルタを設けることにより、電源回路のローパスフィルタ特性に起因する歪みを低減することができる。

図１は、増幅回路の構成例を示す図である。図２は、図１の増幅回路の課題を説明するための図である。図３Ａは、第１の実施形態による増幅回路の構成例を示す図である。図３Ｂは、図３Ａの増幅回路の周波数特性の例を示す図である。図４Ａは、図１及び図２の増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。図４Ｂは、図３Ａの増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。図５は、第２の実施形態による増幅回路の構成例を示す図である。図６は、第１のフィルタの第１のカットオフ周波数及び電源回路の第２のカットオフ周波数にずれが生じた場合のシミュレーション結果を示す図である。図７は、第２の実施形態による増幅回路の構成例を示す図である。図８は、図７の増幅回路の動作を説明するための図である。図９は、図７の増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。図１０は、図７の強度検出器及び比較積分部の構成例を示す回路図である。図１１は、図７の第１のフィルタの構成例を示す図である。

（第１の実施形態）
図１は、増幅回路の構成例を示す図である。増幅回路は、振幅生成部１０１、電源回路１０２、位相生成部１０３及びスイッチモードパワーアンプ１０４を有し、入力信号Ｓ１１１を入力し、入力信号Ｓ１１１を増幅した出力信号Ｓ１１４を出力する。

振幅生成部１０１は、入力信号Ｓ１１１を入力し、入力信号Ｓ１１１の振幅情報Ｓ１１２を生成する。振幅情報Ｓ１１２は、入力信号Ｓ１１１を整流した信号のエンベロープ波形に相当する。電源回路１０２は、振幅情報Ｓ１１２を入力し、振幅情報Ｓ１１２に対応する電源電圧Ｓ１１５を生成する。位相生成部１０３は、入力信号Ｓ１１１を入力し、入力信号Ｓ１１１の位相情報Ｓ１１３を生成する。入力信号Ｓ１１１は、振幅情報Ｓ１１２及び位相情報Ｓ１１３に分解される。スイッチモードパワーアンプ１０４は、電源回路１０２により生成される電源電圧Ｓ１１５の供給を受け、トランジスタのスイッチング動作により、位相情報Ｓ１１３を増幅し、増幅した出力信号Ｓ１１４を出力する。

以上のように、スイッチモードパワーアンプ１０４は、トランジスタをスイッチング動作させるため、位相情報Ｓ１１３のみ増幅可能であり、振幅情報Ｓ１１２を増幅するためには振幅生成部１０１及び電源回路１０２が必要である。入力信号Ｓ１１１は、振幅情報Ｓ１１２及び位相情報Ｓ１１３に分解される。電源回路１０２は、振幅情報Ｓ１１２を基に電源電圧Ｓ１１５を変調する。スイッチモードパワーアンプ１０４は、電源電圧Ｓ１１５の供給を受け、位相情報Ｓ１１３を増幅する。

図２は、図１の増幅回路の課題を説明するための図である。電源回路１０２は、カットオフ周波数より低い周波数成分の利得がカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有する。そのローパスフィルタ特性の影響により、電源電圧Ｓ１１５には歪みが生じる。電源電圧Ｓ１１５の歪みを減らすためには、カットオフ周波数が高い高速な電源回路１０２が必要である。しかし、電源回路１０２は、速度が高速なほど、その電源電圧生成効率が下がるため、増幅回路のトータルの効率が下がってしまう。したがって、高効率化のために低速な電源回路１０２を使用しつつ、電源電圧Ｓ１１５の歪みを低減することができる増幅回路が望まれる。

以下、電源回路１０２のローパスフィルタ特性に起因する電源電圧Ｓ１１５の歪みを低減することができる実施形態を説明する。

図３Ａは第１の実施形態による増幅回路の構成例を示す図であり、図３Ｂは図３Ａの増幅回路の周波数特性の例を示す図である。図３Ａの増幅回路は、図１及び図２の増幅回路に対して、第１のフィルタ３０１を追加したものである。増幅回路は、振幅生成部１０１、歪み補償電源部３００、位相生成部１０３及びスイッチモードパワーアンプ１０４を有し、入力信号Ｓ１１１を入力し、入力信号Ｓ１１１を増幅した出力信号Ｓ１１４を出力する。歪み補償電源部３００は、第１のフィルタ３０１及び電源回路１０２を有する。

振幅生成部１０１は、入力信号Ｓ１１１を入力し、入力信号Ｓ１１１の振幅情報Ｓ１１２を生成する。振幅情報Ｓ１１２は、入力信号Ｓ１１１を整流した信号のエンベロープ波形に相当する。

第１のフィルタ３０１は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、入力信号の振幅情報Ｓ１１２を入力し、図３Ｂの周波数特性３１２に示すように、第１のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が第１のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う。例えば、第１のフィルタ３０１は、第１のカットオフ周波数以上で利得が増加するハイパスフィルタ特性を有する。図３Ｂの周波数特性３１２において、高周波数側で利得が一定になっているのは、例えば第１のフィルタ３０１を構成する演算増幅器などが有する有限の帯域のためである。第１のフィルタ３０１は、ハイパスフィルタが好ましい。しかし、実際のハイパスフィルタは、理想的なハイパスフィルタを実現することが困難であり、バンドパスフィルタと同様の特性を有する。したがって、第１のフィルタ３０１は、バンドパスフィルタでもよい。

電源回路１０２は、第２のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得が第２のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有し、第１のフィルタ３０１により出力される振幅情報を入力し、第１のフィルタ３０１により出力される振幅情報に対応する電源電圧Ｓ１１５を生成する。例えば、電源回路１０２は、第２のカットオフ周波数以上で利得が減少するローパスフィルタ特性３１１（図３Ｂ）を有する。

第１のフィルタ３０１は、電源回路１０２のローパスフィルタ特性に起因する電源電圧Ｓ１１５の歪みを低減するための歪み補償回路である。以下、第１のフィルタ３０１が電源電圧Ｓ１１５の歪みを低減することができる理由を説明する。第１のフィルタ３０１の周波数特性３１２の第１のカットオフ周波数は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数と同一又は略同一である。また、第１のフィルタ３０１の周波数に対する利得の特性は、電源回路１０２の周波数に対する利得の特性に対して、正負符号が逆であって絶対値が略同じ傾きを有することが好ましい。第１のフィルタ３０１の周波数特性３１２及び電源回路１０２の周波数特性３１１の合成により、電源電圧Ｓ１１５の周波数特性３１３（図３Ｂ）は、電源回路１０２の周波数特性３１１に比べ、カットオフ周波数が高くなり、高利得の周波数帯域が高周波数側に拡張される。これにより、電源電圧Ｓ１１５の歪みを低減することができる。

なお、周波数特性３１１及び３１２の低周波数領域の利得が相互に同じ場合を図３Ｂに示したが、これらの利得は必ずしも同じでなくてもよい。

位相生成部１０３は、例えばリミッタ回路及び遅延回路を有し、入力信号Ｓ１１１を入力し、入力信号Ｓ１１１の位相情報Ｓ１１３を生成する。入力信号Ｓ１１１は、振幅情報Ｓ１１２及び位相情報Ｓ１１３に分解される。スイッチモードパワーアンプ１０４は、電源回路１０２により生成される電源電圧Ｓ１１５の供給を受け、トランジスタのスイッチング動作により、位相情報Ｓ１１３を増幅し、増幅した出力信号Ｓ１１４を出力する。

スイッチモードパワーアンプ１０４は、トランジスタをスイッチング動作させるため、位相情報Ｓ１１３のみ増幅可能であり、振幅情報Ｓ１１２を増幅するためには振幅生成部１０１及び歪み補償電源部３００が必要である。入力信号Ｓ１１１は、振幅情報Ｓ１１２及び位相情報Ｓ１１３に分解される。歪み補償電源部３００は、振幅情報Ｓ１１２を基に電源電圧Ｓ１１５を変調する。スイッチモードパワーアンプ１０４は、電源電圧Ｓ１１５の供給を受け、位相情報Ｓ１１３を増幅する。

図４Ａは、図１及び図２の増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号Ｓ１１４のパワーを示し、左縦軸は出力信号Ｓ１１４の利得を示し、右縦軸は出力信号Ｓ１１４の３次歪み量を示している。利得特性４００は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する利得（左縦軸）を示す。３次歪み量特性４０１〜４０３は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する３次歪み量（右縦軸）を示す。３次歪み量特性４０１は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が５ＭＨｚの場合の特性である。３次歪み量特性４０２は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が１０ＭＨｚの場合の特性である。３次歪み量特性４０３は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が１５ＭＨｚの場合の特性である。電源回路１０２の第２のカットオフ周波数（５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ、１５ＭＨｚ）が低いほど、３次歪み量が大きくなっている。

図４Ｂは、図３Ａの増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号Ｓ１１４のパワーを示し、左縦軸は出力信号Ｓ１１４の利得を示し、右縦軸は出力信号Ｓ１１４の３次歪み量を示している。利得特性４１０は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する利得（左縦軸）を示す。３次歪み量特性４１１は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する３次歪み量（右縦軸）を示し、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が５ＭＨｚ、１０ＭＨｚ及び１５ＭＨｚの場合の特性であり、略同じ特性である。電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が５ＭＨｚの場合には、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数も５ＭＨｚに設定した。電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が１０ＭＨｚの場合には、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数も１０ＭＨｚに設定した。電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が１５ＭＨｚの場合には、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数も１５ＭＨｚに設定した。第１のカットオフ周波数及び第２のカットオフ周波数を同一にすることにより、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が低くなっても、歪み量が小さく、良好な歪み特性４１１を示している。

図３Ａの増幅回路の歪み特性４１１（図４Ｂ）は、図１及び図２の増幅回路の歪み特性４０１〜４０３（図４Ａ）に比べ、歪み量が低減している。本実施形態によれば、高効率化のために低速な電源回路１０２を使用しつつ、電源電圧Ｓ１１５の歪みを低減することができる。

（第２の実施形態）
図５は、第２の実施形態による増幅回路の構成例を示す図である。第１の実施形態（図３Ａ）では、スイッチモードパワーアンプ１０４を用いた増幅回路を説明した。これに対して、第２の実施形態（図５）では、リニアモードパワーアンプ１０４を用いた増幅回路を説明する。以下、本実施形態が第１の実施形態と異なる点を説明する。遅延回路５０１は、図３Ａの位相生成部１０３の代わりに設けられる。遅延回路５０１は、入力信号Ｓ１１１を入力し、入力信号Ｓ１１１を遅延させ、遅延した信号Ｓ１１３を出力する。リニアモードパワーアンプ１０４は、電源回路１０２により生成される電源電圧Ｓ１１５の供給を受け、遅延回路５０１により遅延させられた入力信号Ｓ１１３をリニアに増幅し、その増幅した出力信号Ｓ１１４を出力する。遅延回路５０１により、遅延信号Ｓ１１３と電源電圧Ｓ１１５のタイミングを調整することができる。

第１の実施形態のスイッチモードパワーアンプ１０４は、第２の実施形態のリニアモードパワーアンプ１０４に比べ、理想的には電力効率が高い。これは、理想的には、スイッチモードパワーアンプ１０４中のトランジスタのドレインに電圧がかかっている期間にはドレイン電流が流れず、逆にドレイン電流が流れる期間にはドレイン電圧がかからなく、消費電力＝ドレイン電圧×ドレイン電流＝０になるためである。

（第３の実施形態）
図３Ａの増幅回路において、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数及び電源回路１０２の第２のカットオフ周波数は、製造ばらつき、温度変動などにより独立に変化する。その結果、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数及び電源回路１０２の第２のカットオフ周波数にずれが生じると、電源電圧Ｓ１１５の歪みを低減する効果が弱まる。

図６は、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数及び電源回路１０２の第２のカットオフ周波数にずれが生じた場合のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号Ｓ１１４のパワーを示し、左縦軸は出力信号Ｓ１１４の利得を示し、右縦軸は出力信号Ｓ１１４の３次歪み量を示している。利得特性６００は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する利得（左縦軸）を示す。３次歪み量特性６０１〜６０３は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する３次歪み量（右縦軸）を示す。３次歪み量特性６０１は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が５ＭＨｚであり、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数が１０ＭＨｚの場合の特性である。３次歪み量特性６０２は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が１５ＭＨｚであり、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数が１０ＭＨｚの場合の特性である。３次歪み量特性６０３は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が１０ＭＨｚであり、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数が１０ＭＨｚの場合の特性である。第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数及び電源回路１０２の第２のカットオフ周波数にずれが生じると、電源電圧Ｓ１１５の歪み量は増加することが分かる。

図７は、第２の実施形態による増幅回路の構成例を示す図である。本実施形態の増幅回路は、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数及び電源回路１０２の第２のカットオフ周波数のずれが減少するように制御することができる。本実施形態（図７）は、第１の実施形態（図３Ａ）及び第２の実施形態（図５）に対して、制御部７００を追加したものである。以下、本実施形態が第１及び第２の実施形態と異なる点を説明する。

制御部７００は、第３のフィルタ７０１、第４のフィルタ７０２、強度検出器７０３，７０４及び比較積分部７０７を有する。比較積分部７０７は、比較器７０８及び積分器７０９を有する。

第３のフィルタ７０１は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、第３のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が第３のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う。第３のフィルタ７０１は、低周波数帯域の信号の利得を小さくし、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数近傍の信号の利得が大きくなるようにフィルタリングを行う。強度検出器７０３は、第３のフィルタ７０１の出力信号（振幅情報）Ａ１の信号強度Ａ３を検出する。例えば、強度検出器７０３は、乗算器７０５により振幅情報Ａ１を２乗することにより、振幅情報Ａ１の信号強度Ａ３を検出する。

第４のフィルタ７０２は、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであり、第４のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が第４のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う。第４のフィルタ７０２は、低周波数帯域の信号の利得を小さくし、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数近傍の信号の利得が大きくなるようにフィルタリングを行う。第４のフィルタ７０２は、電源回路１０２により生成される電源電圧Ｓ１１５を入力し、電源電圧Ａ２を出力する。強度検出器７０４は、第４のフィルタ７０２の出力信号（電源電圧）Ａ２の信号強度Ａ４を検出する。例えば、強度検出器７０４は、乗算器７０６により電源電圧Ａ２を２乗することにより、電源電圧Ａ２の信号強度Ａ４を検出する。

比較器７０８は、振幅情報の信号強度Ａ３及び電源電圧の信号強度Ａ４を比較し、振幅情報の信号強度Ａ３及び電源電圧の信号強度Ａ４の差分Ａ５を出力する。積分器７０９は、比較器７０８により出力される差分Ａ５を積分し、積分した差分Ａ６を出力する。

第１のフィルタ３０１は、積分器７０９により積分される差分Ａ６が小さくなる方向に第１のカットオフ周波数を変化させる。これにより、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数を電源回路１０２の第２のカットオフ周波数と同一又は略同一にすることができる。制御部７００は、第１のフィルタ３０１が最適な歪み補償を行うように、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数を制御することができる。また、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が変動した場合にも、制御部７００は、第１のフィルタ３０１が最適な歪み補償を行うように、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数を制御することができる。

図８は、図７の増幅回路の動作を説明するための図である。振幅情報Ａ１は、第３のフィルタ７０１により、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数近傍の信号が強調されて抽出される。その後、強度検出器７０３の乗算器７０５は、第３のフィルタ７０１の出力信号（振幅情報）Ａ１の信号強度Ａ３を検出する。

電源電圧Ａ２は、第４のフィルタ７０２により、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数近傍の信号が強調されて抽出される。その後、強度検出器７０４の乗算器７０６は、第４のフィルタ７０２の出力信号（電源電圧）Ａ２の信号強度Ａ４を検出する。

比較積分部７０７は、信号強度Ａ３と信号強度Ａ４を比較及び積分し、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃをフィードバック制御する。このフィードバック制御は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数と第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃをほぼ一致させる機能を有する。その原理を下記に説明する。

もし、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数より、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数の方が低かった場合、電源電圧Ａ２は高い電源電圧Ｂ１になり、電源電圧の信号強度Ａ４は大きい信号強度Ｂ１１になる。振幅情報Ａ１と電源電圧Ａ２は、低周波数成分がほぼ一致するが、周波数が高くなるに従って、電源電圧の信号強度Ｂ１１が大きくなる。これは、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃが低いため、第１のフィルタ３０１では第１のカットオフ周波数近傍の信号が増幅されるが、その第１のカット周波数近傍は電源回路１０２では利得が大きくて減衰しないためである。その結果、比較積分部７０７は、電源電圧の信号強度Ａ４が振幅情報の信号強度Ａ３より大きいと判断し、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃが高周波数側へ変化するように、第１のフィルタ３０１をフィードバック制御する。

また、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数より、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃの方が高かった場合、電源電圧Ａ２は低い電源電圧Ｂ３になり、電源電圧の信号強度Ａ４は小さい信号強度Ｂ１３になる。振幅情報Ａ１と電源電圧Ａ２は、低周波成分がほぼ一致するが、周波数が高くなるに従って、電源電圧の信号強度Ｂ１３が小さくなる。これは、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃが高いため、電源回路１０２では第２のカットオフ周波数近傍の信号が減衰されるが、その第２のカットオフ周波数近傍は第１のフィルタ３０１では利得が小さくて増幅しないためである。その結果、比較積分部７０７は、電源電圧の信号強度Ａ４が振幅情報の信号強度Ａ３より小さいと判断し、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃが低周波数側に変化するように、第１のフィルタ３０１をフィードバック制御する。

また、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数と第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃとが同じ場合、電源電圧Ａ２は電源電圧Ｂ２になり、電源電圧の信号強度Ａ４は信号強度Ｂ１２になる。この場合、比較積分部７０７は、電源電圧の信号強度Ａ４と振幅情報の信号強度Ａ３とが同じと判断し、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃを変化させずに維持するように、第１のフィルタ３０１をフィードバック制御する。

上記のように、制御部７００は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数と第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数ｆｃとが略一致するように、第１のフィルタ３０１をフィードバック制御する。その結果、電源回路１０２が第２のカットオフ周波数近辺で信号を減衰するのに対し、第１のフィルタ３０１が第１のカットオフ周波数近辺で信号増幅し、上記の減衰を補うことで、第１のフィルタ３０１の特性及び電源回路１０２のローパスフィルタ特性の合成により、電源電圧Ｓ１１５の周波数特性が拡張された特性となる。

本実施形態によれば、制御部７００を設けることにより、第１のフィルタ３０１による歪み補償を自動的に最適化することができる。

なお、第３のフィルタ７０１及び第４のフィルタ７０２は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数近辺の信号の強度を比較するために、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数近辺の信号を抽出するものである。特に、低周波数成分の信号レベルは大きいことが多いため、低周波数成分は電源回路１０２の第２のカットオフ周波数近辺の信号強度の比較の妨げになり易い。そのため、第３のフィルタ７０１及び第４のフィルタ７０２により、低周波数成分の信号を減衰させることが好ましい。ただし、低周波数成分の信号が信号強度の比較の妨げにならない場合には、第３のフィルタ７０１及び第４のフィルタ７０２を削除してもよい。

また、第３のフィルタ７０１及び第４のフィルタ７０２は、フィードバックの精度または安定性を確保するために、そのＤＣ利得は、増幅又は減衰してもよい。

また、同様に、積分器７０９がなくても、信号強度の比較が可能である場合には、積分器７０９を削除してもよい。第１のフィルタ３０１は、比較器７０８により出力される差分が小さくなる方向に第１のカットオフ周波数を変化させるようにすればよい。

図９は、図７の増幅回路のシミュレーション結果を示す図である。横軸は出力信号Ｓ１１４のパワーを示し、左縦軸は出力信号Ｓ１１４の利得を示し、右縦軸は出力信号Ｓ１１４の３次歪み量を示している。利得特性９００及び９０２は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する利得（左縦軸）を示す。３次歪み量特性９０１及び９０３は、出力信号Ｓ１１４のパワーに対する３次歪み量（右縦軸）を示す。

利得特性９００及び３次歪み量特性９０１は、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が１５ＭＨｚの場合に、制御部７００により第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数が１５ＭＨｚに一致するように制御した場合の特性である。

利得特性９０２及び３次歪み量特性９０３は、出力信号Ｓ１１４のパワー（横軸）が２８．６４５［ｄＢｍ］の場合に、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が５ＭＨｚ、７．５ＭＨｚ、１０ＭＨｚの場合に、制御部７００により第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数が電源回路１０２の第２のカットオフ周波数に一致するように制御した場合の特性である。

本実施形態（図９）によれば、電源回路１０２の第２のカットオフ周波数が製造ばらつき及び／又は温度変動などにより変動した場合、制御部７００は、第１のフィルタ３０１の第１のカットオフ周波数が電源回路１０２の第２のカットオフ周波数と略同一になるように制御することができるので、図６と比べて、電源電圧Ｓ１１５及び出力信号Ｓ１１４の歪みを低減できることがわかる。

図１０は、図７の強度検出器７０３，７０４及び比較積分部７０７の構成例を示す回路図である。強度検出器７０３及び７０４は、電界効果トランジスタ１０１１〜１０１４をクロス接続したパッシブミキサ回路（２乗回路）から構成される。強度検出器７０３及び７０４の出力信号Ａ３及びＡ４は、演算増幅器（比較器）１０２１と容量１０２２，１０２３で構成された比較積分部７０７に接続される。

強度検出器７０３及び７０４は、バッファ１００１，１００２、容量１００３，１００４，１００７〜１０１０、ｎチャネル電界効果トランジスタ１０１１〜１０１４及び抵抗１００５，１００６を有し、バイアス電圧Ｃ１〜Ｃ３を入力する。バッファ１００１は、第３のフィルタ７０１の出力信号（振幅情報）Ａ１をバッファリングして出力する。バッファ１００２は、第４のフィルタ７０２の出力信号（電源電圧）Ａ２をバッファリングして出力する。バッファ１００１の出力信号がバイアス電圧Ｃ１より大きくなると、トランジスタ１０１１がオンし、トランジスタ１０１３がオフする方向に動作する。バッファ１００１の出力信号がバイアス電圧Ｃ１より小さくなると、その逆方向に動作する。これに対し、バッファ１００２の出力信号がバイアス電圧Ｃ２より大きくなると、トランジスタ１０１２がオンし、トランジスタ１０１４がオフする方向に動作する。バッファ１００２の出力信号がバイアス電圧Ｃ２より小さくなると、その逆方向に動作する。これにより、信号強度Ａ３は振幅情報Ａ１を２乗した信号強度として出力され、信号強度Ａ４は電源電圧Ａ２を２乗した信号強度として出力される。

比較積分部７０７は、演算増幅器（比較器）１０２１及び容量１０２２，１０２３を有する。容量１０２２は、演算増幅器１０２１のプラス入力端子及び基準電位ノード間に接続される。容量１０２３は、演算増幅器１０２１のマイナス入力端子及び出力端子間に接続される。積分差分信号Ａ６は、電源電圧の信号強度Ａ４と振幅情報の信号強度Ａ３との差分を積分した信号として出力される。

なお、図１０の比較積分器７０７の構成例では、Ａ３,Ａ４の直流電位が決定しないため、別途直流電圧を決定するための回路が必要であるが、本実施形態の動作と直接的な関係がないため省略している。

図１１は、図７の第１のフィルタ３０１の構成例を示す図である。第１のフィルタ３０１は、容量１１０１，１１０２、ｎチャネルＭＯＳ電界効果トランジスタ１１０３，１１０４，１１０６，１１０７及び差動アンプ１１０５を有し、差動信号Ｓ１１２ｐ及びＳ１１２ｎを振幅生成部１０１から入力し、差動信号Ｓ１１６ｐ及びＳ１１６ｎを電源回路１０２に出力する。差動信号Ｓ１１２ｐ及びＳ１１２ｎは、図７の振幅情報Ｓ１１２に対応する。

第１のフィルタ３０１は、ＲＣアクティブフィルタの抵抗をＭＯＳトランジスタ１１０３，１１０４，１１０６，１１０７に置き換えたＭＯＳ−Ｃアクティブフィルタ（１次ハイパスフィルタ）である。第１のフィルタ３０１は、制御信号Ａ６によりＭＯＳトランジスタ１１０３，１１０４，１１０６，１１０７のゲート電圧を制御することで、ＭＯＳトランジスタ１１０３，１１０４，１１０６，１１０７のオン抵抗を可変とする。その結果、ＭＯＳトランジスタ１１０３，１１０４，１１０６，１１０７のオン抵抗と容量１１０１，１１０２で決定される第１のカットオフ周波数を可変とすることができる。ＭＯＳトランジスタ１１０３，１１０４，１１０６，１１０７のオン抵抗を大きくするほど、第１のカットオフ周波数を低くすることができる。図１１では、１次ハイパスフィルタを例に説明したが、これに限定されず、第１のフィルタ３０１のハイパスフィルタ特性の次数やその周波数特性は、電源回路１０２の周波数特性に従って、適した増幅回路の歪み補償特性が得られるように、選択するのがよい。

以上のように、第１及び第２の実施形態によれば、第１のフィルタ（歪み補償回路）３０１を設けることにより、電源効率の良い低速の電源回路１０２を使用しても、電源回路１０２のローパスフィルタ特性に起因する歪みを低減することができる。

なお、上記実施形態は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されてはならないものである。すなわち、本発明はその技術思想、又はその主要な特徴から逸脱することなく、様々な形で実施することができる。

Claims

入力信号の振幅情報を入力し、第１のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第１のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第１のフィルタと、
第２のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得が前記第２のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得より大きいローパスフィルタ特性を有し、前記第１のフィルタにより出力される振幅情報を入力し、前記第１のフィルタにより出力される振幅情報に対応する電源電圧を生成する電源回路と、
前記電源回路により生成される電源電圧の供給を受け、前記入力信号に基づく信号を増幅するアンプと、
前記入力信号の振幅情報の信号強度及び前記電源回路により生成される電源電圧の信号強度を検出する強度検出器と、
前記入力信号の振幅情報の信号強度及び前記電源電圧の信号強度の差分を出力する比較器とを有し、
前記第１のフィルタは、前記比較器により出力される前記差分が小さくなる方向に前記第１のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする増幅回路。
前記第１のフィルタは、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであることを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
前記第１のカットオフ周波数は、前記第２のカットオフ周波数と略同一であることを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
さらに、前記比較器により出力される差分を積分する積分器を有し、
前記第１のフィルタは、前記積分器により積分される差分が小さくなる方向に前記第１のカットオフ周波数を変化させることを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
さらに、前記入力信号の振幅情報を入力し、第３のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第３のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第３のフィルタと、
前記電源回路により生成される電源電圧を入力し、第４のカットオフ周波数より高い周波数成分の利得が前記第４のカットオフ周波数より低い周波数成分の利得より大きくなるようにフィルタリングを行う第４のフィルタとを有し、
前記強度検出器は、前記第３のフィルタの出力信号の信号強度及び前記第４のフィルタの出力信号の信号強度を検出することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
前記第３のフィルタ及び前記第４のフィルタは、ハイパスフィルタ又はバンドパスフィルタであることを特徴とする請求項５記載の増幅回路。
前記第１のフィルタの周波数に対する利得の特性は、前記電源回路の周波数に対する利得の特性に対して、正負符号が逆であって絶対値が略同じ傾きを有することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
さらに、前記入力信号を入力し、前記入力信号の振幅情報を生成する振幅生成部と、
前記入力信号を入力し、前記入力信号の位相情報を生成する位相生成部とを有し、
前記第１のフィルタは、前記振幅生成部により生成される前記入力信号の振幅情報を入力し、
前記アンプは、前記位相生成部により生成される前記入力信号の位相情報を増幅することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。
さらに、前記入力信号を入力し、前記入力信号の振幅情報を生成する振幅生成部と、
前記入力信号を入力し、前記入力信号を遅延させる遅延回路とを有し、
前記第１のフィルタは、前記振幅生成部により生成される前記入力信号の振幅情報を入力し、
前記アンプは、前記遅延回路により遅延させられた入力信号を増幅することを特徴とする請求項１記載の増幅回路。