JP5770691B2 - Wireless communication system and wireless communication method - Google Patents

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Description

本発明は、複数のアンテナ素子から構成されるアレーアンテナを備えた無線通信システムおよび無線通信方法に関する。   The present invention relates to a wireless communication system and a wireless communication method provided with an array antenna including a plurality of antenna elements.

近年、限られた周波数帯域でギガビット級の高速無線通信を実現することが求められている。その実現方法の一つに、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）伝送技術がある。ＭＩＭＯ伝送では、複数の送信アンテナから同一時間、同一周波数で異なる信号を送信し、送信機と受信機との間のマルチパス環境を利用することによって、受信機側で信号処理により各信号を分離し、復号する。これにより、使用周波数帯域を広げることなく、送受アンテナ素子数に応じて通信速度を向上させることができる。   In recent years, it has been required to realize gigabit-class high-speed wireless communication in a limited frequency band. One of the implementation methods is a MIMO (Multiple-Input Multiple-Output) transmission technology. In MIMO transmission, different signals are transmitted from multiple transmitting antennas at the same time and at the same frequency, and each signal is separated by signal processing on the receiver side by using a multipath environment between the transmitter and the receiver. And decrypt. Thereby, it is possible to improve the communication speed according to the number of transmitting / receiving antenna elements without expanding the use frequency band.

通常、ＭＩＭＯ伝送はマルチパス環境を前提としている。送信機と受信機との間の環境がマルチパス環境でない場合は、送受信される複数の信号の伝搬経路がほぼ等しくなり、空間相関が増加する。このため、信号分離が困難になり、チャネル容量が減少する。ところが、近年、例えば非特許文献１に示されているように、送信アンテナと受信アンテナが近接し、送信機と受信機との間の環境がマルチパス環境でない近距離通信においてもＭＩＭＯ伝送技術が適用可能であることが注目されている。以下、近距離通信におけるＭＩＭＯ伝送を近距離ＭＩＭＯ伝送と称する。   Normally, MIMO transmission assumes a multipath environment. When the environment between the transmitter and the receiver is not a multipath environment, the propagation paths of a plurality of signals transmitted and received are substantially equal, and the spatial correlation increases. For this reason, signal separation becomes difficult and the channel capacity decreases. However, in recent years, for example, as shown in Non-Patent Document 1, the MIMO transmission technology is also used in short-range communication in which the transmission antenna and the reception antenna are close to each other and the environment between the transmitter and the receiver is not a multipath environment. It has been noted that it can be applied. Hereinafter, MIMO transmission in near field communication is referred to as near field MIMO transmission.

非特許文献１の技術によれば、近距離ＭＩＭＯ伝送において、送信機と受信機との間の距離に応じてアレーアンテナの素子間隔を適切に設定することにより、マルチパス環境でない場合においてもアンテナ間の空間相関が低くなり、高いチャネル容量を達成することができる。また、非特許文献２では、コンクリート壁などの障害物内部を伝搬路として用いる近距離超高速無線中継システムが提案されている。この近距離超高速無線中継システムによれば、近距離であれば、壁などにより送受信アンテナの見通しが得られない環境においても、近距離ＭＩＭＯ伝送による高速通信が可能になる。   According to the technique of Non-Patent Document 1, in short-range MIMO transmission, the antenna spacing is appropriately set according to the distance between the transmitter and the receiver, so that the antenna can be used even in a multipath environment. The spatial correlation between them becomes low, and a high channel capacity can be achieved. Non-Patent Document 2 proposes a short-range ultrahigh-speed wireless relay system that uses the inside of an obstacle such as a concrete wall as a propagation path. According to this short-range ultrahigh-speed wireless relay system, high-speed communication by short-range MIMO transmission is possible even in an environment where a line-of-sight antenna cannot be obtained due to a wall or the like at a short distance.

また、非特許文献２では、近距離ＭＩＭＯ伝送においてチャネル容量を増大するための検討が行われている。しかしながら、実際のＭＩＭＯ伝送を実現するためには、チャネル容量を増大させる技術に加え、送受信機における信号処理技術が必要である。この信号処理技術について、非特許文献１では、ＭＩＭＯ伝送の最適送受信方法として知られている固有モード伝送（以下、ＥＭ−ＢＦと称する）の特性と、受信側のみで信号処理を行う方法として知られているゼロフォーシング（以下、ＺＦと称する）の特性とが比較されている。そして、非特許文献２には、アレーアンテナの最適な素子間隔によりＥＭ−ＢＦの特性とＺＦの特性とがほぼ一致することが示されている。   Further, in Non-Patent Document 2, studies for increasing the channel capacity in short-distance MIMO transmission are performed. However, in order to realize actual MIMO transmission, in addition to a technique for increasing the channel capacity, a signal processing technique in the transceiver is required. Regarding this signal processing technique, Non-Patent Document 1 is known as the characteristic of eigenmode transmission (hereinafter referred to as EM-BF), which is known as an optimal transmission / reception method for MIMO transmission, and a method for performing signal processing only on the receiving side. The characteristics of zero forcing (hereinafter referred to as ZF) are compared. Non-Patent Document 2 shows that the characteristics of the EM-BF and the characteristics of the ZF substantially coincide with each other due to the optimum element spacing of the array antenna.

図１２は、近距離ＭＩＭＯ伝送におけるアンテナ素子の配置例を示す説明図である。図１２において、送信側のアンテナ素子Ｔｘｊ（ｊは、１≦ｊ≦Ｍの正整数であり、Ｍは、Ｍ≧２の正整数である。）の数と受信側のアンテナ素子Ｒｘｉ（ｉは、１≦ｉ≦Ｍの正整数である。）の数は、いずれもＭである。また、送信側のアンテナ素子Ｔｘｊは平面ＰＴ上に配置されており、受信側のアンテナ素子Ｒｘｉは、平面ＰＴと平行をなす平面ＰＲ上に、送信側のアンテナ素子Ｔｘｊと伝搬空間ＦＳを挟んで対向するように配置されている。これら平面ＰＴと平面ＰＲとの間の距離はＤである。以下では、平面ＰＴと平面ＰＲとの距離Ｄを「送受信間隔Ｄ」と称する。また、送信機側および受信機側の双方において、隣接する任意の二つのアンテナ素子の間隔はｄである。以下では、説明の簡略化のため、Ｍ＝２の場合、すなわち２×２（２入力２出力）近距離ＭＩＭＯ伝送の場合について説明する。 FIG. 12 is an explanatory diagram illustrating an arrangement example of antenna elements in short-range MIMO transmission. In FIG. 12, the number of antenna elements Tx j on the transmission side (j is a positive integer satisfying 1 ≦ j ≦ M and M is a positive integer satisfying M ≧ 2) and the antenna element Rx i (reception side). i is a positive integer satisfying 1 ≦ i ≦ M. The antenna element Tx j on the transmission side is arranged on the plane PT, and the antenna element Rx i on the reception side is in the propagation space FS with the antenna element Tx j on the transmission side on the plane PR parallel to the plane PT. It is arrange | positioned so that it may oppose on both sides. The distance between the plane PT and the plane PR is D. Hereinafter, the distance D between the plane PT and the plane PR is referred to as “transmission / reception interval D”. In addition, on both the transmitter side and the receiver side, the distance between any two adjacent antenna elements is d. In the following, for simplification of description, the case of M = 2, that is, the case of 2 × 2 (two inputs and two outputs) near field MIMO transmission will be described.

図１３は、２×２近距離ＭＩＭＯ伝送のモデル図である。図１３に示す２×２近距離ＭＩＭＯ伝送において、チャネル行列Ｈを式（１）で表すと、受信信号は式（２）で表される。   FIG. 13 is a model diagram of 2 × 2 short-range MIMO transmission. In the 2 × 2 short-distance MIMO transmission shown in FIG. 13, when the channel matrix H is expressed by Equation (1), the received signal is expressed by Equation (2).

Figure 0005770691
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ここで、式（１）および式（２）において、要素ｈｉｊ（ｉ，ｊは、それぞれ２以下の正整数）は、送信アンテナ素子Ｔｘｊから受信アンテナ素子Ｒｘｉへのチャネルを伝搬した信号の位相および振幅の変化率を、例えば複素数表現により示す行列要素である。また、ｓｊは送信アンテナ素子Ｔｘｊから送信される信号を、ｒｉは受信アンテナ素子Ｒｘｉで受信される信号を表す行列要素であり、ｎｉは受信信号に付加される雑音を表す行列要素である。 Here, in the expressions (1) and (2), the element h ij (i and j are positive integers of 2 or less) is a signal propagated through the channel from the transmitting antenna element Tx j to the receiving antenna element Rx i . Is a matrix element that indicates the change rate of the phase and amplitude of, for example, by complex number expression. Further, s j is a signal transmitted from the transmitting antenna element Tx j, r i is a matrix element representing the signal received by the receiving antenna element Rx i, n i is a matrix representing the noise added to the received signal Is an element.

また、２×２ＭＩＭＯ伝送における信号分離のための受信ウェイト行列Ｗを、式（３）のように表すと、受信ウェイト演算後に各受信回路へ出力される信号は式（４）で表される。   In addition, when a reception weight matrix W for signal separation in 2 × 2 MIMO transmission is expressed as in Expression (3), a signal output to each receiving circuit after reception weight calculation is expressed in Expression (4).

Figure 0005770691
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式（３）および式（４）において、行列要素ｗｉｊ（ｉ，ｊは、それぞれ２以下の正整数である。）は、送信アンテナ素子Ｔｘｉが送信するデータ系列ｓ’に対応するデータ系列ｓ’ｉを抽出するために、受信アンテナ素子Ｒｘｊが受信した信号に乗算されるウェイトを示す。 In Expressions (3) and (4), matrix elements w ij (i and j are each a positive integer equal to or less than 2) are data series corresponding to the data series s ′ transmitted by the transmitting antenna element Tx i . In order to extract s ′ i , the weight multiplied by the signal received by the receiving antenna element Rx j is shown.

２×２近距離ＭＩＭＯ伝送では、各チャネルの位相差θＨ＝ｔａｎ−１（ｈ２１／ｈ１１）＝ｔａｎ−１（ｈ１２／ｈ２２）が９０度となるようにアンテナ素子の間隔ｄが設定された場合にチャネル容量が最大となる。以下では、チャネル容量が最大となるアンテナ素子の間隔ｄを「最適素子間隔ｄｏｐｔ」と称する。 In 2 × 2 short-range MIMO transmission, the antenna element spacing d is such that the phase difference θ H = tan −1 (h 21 / h 11 ) = tan −1 (h 12 / h 22 ) of each channel is 90 degrees. The channel capacity is maximized when is set. Hereinafter, the antenna element interval d that maximizes the channel capacity is referred to as “optimal element interval d opt ”.

アンテナ素子の間隔ｄを最適素子間隔ｄｏｐｔに設定した場合、２×２近距離ＭＩＭＯ伝送のチャネル行列Ｈは式（５）で近似される。ここで、式（５）において、ａは、送信アンテナ素子Ｔｘ１から受信アンテナ素子Ｒｘ１へのチャネルを伝搬した信号の振幅と、送信アンテナ素子Ｔｘ１から受信アンテナ素子Ｒｘ２へのチャネルを伝搬した信号の振幅との比率を表す。 When the antenna element interval d is set to the optimum element interval d opt , the channel matrix H of 2 × 2 short-distance MIMO transmission is approximated by Equation (5). Here, in Expression (5), a propagates the amplitude of the signal propagated through the channel from the transmission antenna element Tx 1 to the reception antenna element Rx 1 and the channel from the transmission antenna element Tx 1 to the reception antenna element Rx 2 . Represents the ratio to the amplitude of the measured signal.

Figure 0005770691
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このとき、ＺＦにおける受信ウェイト行列ＷＺＦは式（６）で近似される。 At this time, the reception weight matrix W ZF in ZF is approximated by Equation (6).

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式（５）および式（６）から、チャネル行列と受信ウェイト行列の積は、式（７）のように対角行列で表される。すなわち、各送信アンテナから送信された信号は、受信機内で受信ウェイトを乗算することにより分離され、互いに干渉を与えることなく受信される。   From Equation (5) and Equation (6), the product of the channel matrix and the reception weight matrix is represented by a diagonal matrix as shown in Equation (7). That is, the signals transmitted from the respective transmission antennas are separated by multiplying the reception weight in the receiver, and are received without causing interference.

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本間，西森，関，溝口，“近傍ＭＩＭＯ通信における伝送容量の評価” 信学技報，AP2008-125, Nov. 2008Honma, Nishimori, Seki, Mizoguchi, “Evaluation of Transmission Capacity in Near-field MIMO Communication” IEICE Technical Report, AP2008-125, Nov. 2008 関，西森，本間，西川，“近距離超高速中継システム” 信学技報，AP2008-124, Nov. 2008Seki, Nishimori, Honma, Nishikawa, “Short-range Ultra-high-speed Relay System” IEICE Technical Report, AP2008-124, Nov. 2008

前述のように、２×２近距離ＭＩＭＯ伝送では、各チャネルの位相差θＨ＝ｔａｎ−１（ｈ２１／ｈ１１）＝ｔａｎ−１（ｈ１２／ｈ２２）が９０度となるようにアンテナ素子の間隔ｄを設定した場合にチャネル容量が最大となる。
しかしながら、通常、図１２に示すような平面アレーアンテナの設計段階では、特定の送受信間隔Ｄが想定され、この送受信間隔Ｄに応じてアンテナ素子の間隔ｄが特定の値に設定される。そして、このアンテナの製造工程において、上述の設計段階で設定された特定の間隔ｄで１つの基板上にアンテナ素子が配列される。このため、設計段階で想定した送受信間隔Ｄ以外の送受信間隔では各チャネルの位相差θＨが９０度とならず、近距離ＭＩＭＯ伝送の特性が劣化するという問題がある。 As described above, in 2 × 2 short-distance MIMO transmission, the phase difference θ H = tan −1 (h 21 / h 11 ) = tan −1 (h 12 / h 22 ) of each channel is 90 degrees. The channel capacity is maximized when the distance d between the antenna elements is set.
However, normally, at the design stage of a planar array antenna as shown in FIG. 12, a specific transmission / reception interval D is assumed, and the interval d of the antenna elements is set to a specific value according to the transmission / reception interval D. In this antenna manufacturing process, antenna elements are arranged on one substrate at a specific interval d set in the above-described design stage. Therefore, not only the phase difference theta H of each channel 90 degrees and the transmission and reception intervals other than transmission and reception interval D assumed in the design stage, there is a problem that the characteristics of short-range MIMO transmission is deteriorated.

また、上記の問題は、非特許文献２でも提示されている、部屋間や屋内外間の壁を挟んで両側に送受信機を設置して近距離ＭＩＭＯ伝送を行うシステムのように、送受信間隔Ｄを任意の間隔に調整できない場合にいっそう顕著となる。   In addition, the above-described problem is caused by setting the transmission / reception interval D as shown in Non-Patent Document 2, as in a system that performs short-distance MIMO transmission by installing transmitters / receivers on both sides of a wall between rooms or indoors / outdoors. It becomes even more noticeable when it cannot be adjusted to an arbitrary interval.

本発明は上記の課題を解決するためになされたものであり、その目的は、実際の送受信間隔が平面アレーアンテナの設計段階で想定した送受信間隔からずれ、チャネルの位相差θＨが所望の値（例えば、９０度）からずれた場合においても、アンテナ素子の間隔を変えることなく、チャネルの位相差θＨを所望の値に近づけることが可能な無線通信システムおよび無線通信方法を提供することにある。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems, and an object of the present invention is to make the actual transmission / reception interval deviate from the transmission / reception interval assumed in the design stage of the planar array antenna, and the channel phase difference θ H is a desired value. To provide a wireless communication system and a wireless communication method capable of bringing the phase difference θ H of the channel close to a desired value without changing the interval between the antenna elements even when it deviates from (for example, 90 degrees). is there.

この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の一態様による無線通信システムは、複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される温度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記温度を印加するための発熱部とを有し、前記温度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記発熱部の発熱量を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部とを具備することを特徴とする。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and a wireless communication system according to an aspect of the present invention includes a transmission array antenna including a plurality of transmission antenna elements, and a plurality of transmission antenna elements facing each other. A radio communication system comprising a receiving array antenna composed of a plurality of receiving antenna elements that are arranged between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and have a relative permittivity according to an applied temperature A phase rotating unit that rotates a phase of a radio wave propagating in the dielectric layer according to the temperature, and a heat generating unit that applies the temperature to the dielectric layer. A phase for estimating a phase difference of a channel formed between each transmitting antenna element of the transmitting array antenna and each receiving antenna element of the receiving array antenna Based on the phase difference estimated by the estimation unit and the phase difference estimation unit, by controlling the heat generation amount of the heat generation unit of the phase rotation unit, the desired channel capacity can be obtained. And a phase difference adjusting unit that adjusts the phase difference.

また、本発明の一態様による無線通信システムは、複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される電界の強度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記電界を印加するための一対の電極とを有し、前記電界の強度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部と、を具備し、前記誘電体層は、相互に対向する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第１経路と、相互に斜め方向に位置する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第２経路とでは、当該誘電体層の厚さが異なる形状を有することを特徴とする。 A wireless communication system according to an aspect of the present invention includes a transmission array antenna configured by a plurality of transmission antenna elements, and a reception array antenna configured by a plurality of reception antenna elements respectively facing the plurality of transmission antenna elements. A dielectric communication system comprising: a dielectric layer disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and having a relative dielectric constant that changes according to an applied electric field strength; and the dielectric layer A pair of electrodes for applying the electric field, a phase rotating unit for rotating the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer according to the strength of the electric field, and each transmitting antenna of the transmitting array antenna A phase difference estimation unit for estimating a phase difference of a channel formed between an element and each reception antenna element of the reception array antenna, and the phase difference estimation unit. A phase difference adjustment unit that adjusts the phase difference of the channel so as to obtain a desired channel capacity by controlling a voltage between the pair of electrodes of the phase rotation unit based on the estimated phase difference. And the dielectric layer has a first path between the transmitting antenna element of the transmitting array antenna and the receiving antenna element of the receiving array antenna, which are in a mutually opposing arrangement relationship, and oblique directions with respect to each other. In the second path between the transmitting antenna element of the transmitting array antenna and the receiving antenna element of the receiving array antenna, which are in the arrangement relationship located in FIG. 1, the thickness of the dielectric layer is different. To do.

また、本発明の一態様による無線通信システムは、複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される電界の強度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記電界を印加するための一対の電極とを有し、前記電界の強度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部と、を具備し、前記誘電体層は、相互に対向する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第１経路に沿って空洞が形成されると共に、相互に斜め方向に位置する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第２経路に誘電体材料が位置する構造、または、前記第２経路に沿って空洞が形成されると共に前記第１経路に誘電体材料が位置する構造の何れかの構造を有することを特徴とする。 A wireless communication system according to an aspect of the present invention includes a transmission array antenna configured by a plurality of transmission antenna elements, and a reception array antenna configured by a plurality of reception antenna elements respectively facing the plurality of transmission antenna elements. A dielectric communication system comprising: a dielectric layer disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and having a relative dielectric constant that changes according to an applied electric field strength; and the dielectric layer A pair of electrodes for applying the electric field, a phase rotating unit for rotating the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer according to the strength of the electric field, and each transmitting antenna of the transmitting array antenna A phase difference estimation unit for estimating a phase difference of a channel formed between an element and each reception antenna element of the reception array antenna, and the phase difference estimation unit. A phase difference adjustment unit that adjusts the phase difference of the channel so as to obtain a desired channel capacity by controlling a voltage between the pair of electrodes of the phase rotation unit based on the estimated phase difference. And the dielectric layer has a cavity formed along a first path between the transmitting antenna elements of the transmitting array antenna and the receiving antenna elements of the receiving array antenna that are in a mutually opposing arrangement relationship. And a structure in which a dielectric material is located in a second path between the transmitting antenna elements of the transmitting array antenna and the receiving antenna elements of the receiving array antenna, which are arranged in an oblique direction relative to each other, or A cavity is formed along the second path and a dielectric material is located in the first path.

また、本発明の一態様による無線通信システムは、複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される電界の強度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記電界を印加するための一対の電極とを有し、前記電界の強度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部と、を具備し、前記誘電体層は、相互に対向する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第１経路と、相互に斜め方向に位置する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第２経路とでは、比誘電率が異なる種類の誘電体材料から構成されたことを特徴とする。 A wireless communication system according to an aspect of the present invention includes a transmission array antenna configured by a plurality of transmission antenna elements, and a reception array antenna configured by a plurality of reception antenna elements respectively facing the plurality of transmission antenna elements. A dielectric communication system comprising: a dielectric layer disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and having a relative dielectric constant that changes according to an applied electric field strength; and the dielectric layer A pair of electrodes for applying the electric field, a phase rotating unit for rotating the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer according to the strength of the electric field, and each transmitting antenna of the transmitting array antenna A phase difference estimation unit for estimating a phase difference of a channel formed between an element and each reception antenna element of the reception array antenna, and the phase difference estimation unit. A phase difference adjustment unit that adjusts the phase difference of the channel so as to obtain a desired channel capacity by controlling a voltage between the pair of electrodes of the phase rotation unit based on the estimated phase difference. And the dielectric layer has a first path between the transmitting antenna element of the transmitting array antenna and the receiving antenna element of the receiving array antenna, which are in a mutually opposing arrangement relationship, and oblique directions with respect to each other. The second path between the transmitting antenna element of the transmitting array antenna and the receiving antenna element of the receiving array antenna, which are in the arrangement relationship located in FIG. Features.

また、本発明の一態様による無線通信方法は、上記に記載の無線通信システムによる無線通信方法であって、前記位相差推定部が、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定段階と、前記位相差調整部が、前記位相差推定段階で推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧または前記発熱部の発熱量を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整段階と、を含むことを特徴とする。 A wireless communication method according to an aspect of the present invention is a wireless communication method using the wireless communication system described above, in which the phase difference estimation unit is configured to transmit each of the transmission antenna elements of the transmission array antenna and the reception array antenna. A phase difference estimation step for estimating a phase difference of a channel formed between each receiving antenna element; and the phase difference adjustment unit is configured to perform the phase rotation based on the phase difference estimated in the phase difference estimation step. A phase difference adjusting step of adjusting a phase difference of the channel so as to obtain a desired channel capacity by controlling a voltage between the pair of electrodes included in the unit or a heat generation amount of the heat generating unit. Features.

本発明によれば、送受信間隔が平面アレーアンテナの設計時に想定した送受信間隔からずれ、各チャネルの位相差が近距離ＭＩＭＯ伝送のチャネル容量が最大となるときの位相差からずれが生じた場合においても、アンテナ素子の間隔を変えることなく、各チャネルの位相差をチャネル容量が最大となるときの所望の位相差に近づけることができる。従って、チャネル容量の低下を抑制し、近距離ＭＩＭＯ伝送の特性の劣化を抑制することが可能になる。   According to the present invention, when the transmission / reception interval deviates from the transmission / reception interval assumed at the time of designing the planar array antenna and the phase difference of each channel deviates from the phase difference when the channel capacity of short-distance MIMO transmission is maximized. However, the phase difference of each channel can be brought close to a desired phase difference when the channel capacity is maximized without changing the spacing of the antenna elements. Therefore, it is possible to suppress a decrease in channel capacity and to suppress deterioration in characteristics of short-distance MIMO transmission.

本発明の第１の実施形態における無線通信システムの概略構成の一例を示す構成図である。It is a block diagram which shows an example of schematic structure of the radio | wireless communications system in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態におけるレドームの構成の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a structure of the radome in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態における各チャネルの誘電体層内における経路の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the path | route in the dielectric material layer of each channel in the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第１の実施形態の通信手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the communication procedure of the 1st Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態におけるレドームの構成の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a structure of the radome in the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第２の実施形態の通信手順の一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the communication procedure of the 2nd Embodiment of this invention. 本発明の第３の実施形態におけるレドームの構成の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a structure of the radome in the 3rd Embodiment of this invention. 本発明の第４の実施形態におけるレドームの構成の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a structure of the radome in the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態におけるレドームの構成の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a structure of the radome in the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施形態におけるレドームの構成の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a structure of the radome in the 6th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施形態における無線通信システムの概略構成の一例を示す構成図である。It is a block diagram which shows an example of schematic structure of the radio | wireless communications system in the 6th Embodiment of this invention. 近距離ＭＩＭＯ伝送におけるアンテナ素子の配置例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the example of arrangement | positioning of the antenna element in short distance MIMO transmission. ２×２近距離ＭＩＭＯ伝送のモデル図である。It is a model figure of 2x2 short distance MIMO transmission.

以下、図面を参照して、本発明の実施形態について詳しく説明する。
なお、以下に説明する全実施形態および全図面にわたって同一符号は同一要素を表す。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
In addition, the same code | symbol represents the same element over all embodiment and all drawings demonstrated below.

＜第１の実施形態＞
[構成の説明]
本発明の第１の実施形態による無線通信システム１の構成を説明する。
図１は、無線通信システム１の構成の一例を概略的に示す構成図である。無線通信システム１は、送信機として機能する通信装置１００と、受信機として機能する通信装置７００とを具備し、２×２ＭＩＭＯ（２入力２出力のＭＩＭＯ）伝送において、通信装置１００から通信装置７００への２系列（データ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２）のデータ通信を行うものである。ここで、通信装置１００は、データ系列Ｓ１，Ｓ２を送信するものであり、送信部１１１，１１２と、複数の送信アンテナ素子１３１，１３２と、レドーム１４０と、制御装置１５０とを具備する。 <First Embodiment>
[Description of configuration]
A configuration of the wireless communication system 1 according to the first embodiment of the present invention will be described.
FIG. 1 is a configuration diagram schematically showing an example of the configuration of the wireless communication system 1. The wireless communication system 1 includes a communication device 100 that functions as a transmitter and a communication device 700 that functions as a receiver. In 2 × 2 MIMO (two-input two-output MIMO) transmission, the communication device 100 communicates with the communication device 700. Data communication of two series (data series S1 and data series S2) is performed. Here, the communication device 100 transmits the data series S1 and S2, and includes transmission units 111 and 112, a plurality of transmission antenna elements 131 and 132, a radome 140, and a control device 150.

このうち、送信部１１１は、データ系列Ｓ１の送信信号を生成するものであり、送信部１１２は、データ系列Ｓ２の送信信号を生成するものである。送信アンテナ素子１３１は、データ系列Ｓ１の送信信号を無線信号として送信するものであり、送信アンテナ素子１３２は、データ系列Ｓ２の送信信号を無線信号として送信するものである。レドーム１４０は、送信アンテナ素子１３１，１３２を保護するためのカバーとしての機能に加え、送信アンテナ素子１３１，１３２から電波として送信された各無線信号のチャネルの位相を回転させる位相回転部としての機能を有し、その詳細については後述する。制御装置１５０は、レドーム１４０における無線信号のチャネルの位相差θＨを調整する位相差調整部として機能するものである。 Among these, the transmission part 111 produces | generates the transmission signal of data series S1, and the transmission part 112 produces | generates the transmission signal of data series S2. The transmission antenna element 131 transmits the transmission signal of the data series S1 as a radio signal, and the transmission antenna element 132 transmits the transmission signal of the data series S2 as a radio signal. The radome 140 functions as a cover for protecting the transmission antenna elements 131 and 132, and also functions as a phase rotation unit that rotates the phase of each radio signal channel transmitted as a radio wave from the transmission antenna elements 131 and 132. Details thereof will be described later. Controller 150 functions as a phase difference adjusting section for adjusting a phase difference theta H channel of the radio signal in the radome 140.

一方、通信装置７００は、データ系列Ｓ１，Ｓ２を受信するためのものであり、受信部７１１，７１２と、ウェイト演算回路７２０と、複数の受信アンテナ素子７３１，７３２と、レドーム７４０と、制御装置７５０と、位相差推定部７６０とを具備する。このうち、レドーム７４０は、上述のレドーム１４０と同様に、受信する無線信号のチャネルの位相を回転させる位相回転部として機能するものである。受信アンテナ素子７３１，７３２は、無線信号を受信するものである。ウェイト演算回路７２０は、無線信号を受信して得られる受信信号に受信ウェイトを乗算することにより信号分離を行うものである。受信部７１１，７１２は、受信信号に対し復調や復号等の処理を行うものである。制御装置７５０は、レドーム７４０におけるチャネルの位相差を制御するものである。位相差推定部７６０は、受信信号のチャネルの位相差θＨを推定して、この位相差θＨの情報を通信装置１００にフィードバックするものである。 On the other hand, the communication device 700 is for receiving the data series S1 and S2, and includes receiving units 711 and 712, a weight calculation circuit 720, a plurality of receiving antenna elements 731 and 732, a radome 740, and a control device. 750 and a phase difference estimator 760. Among these, the radome 740 functions as a phase rotation unit that rotates the phase of the channel of the received radio signal, like the radome 140 described above. The receiving antenna elements 731 and 732 receive radio signals. The weight calculation circuit 720 performs signal separation by multiplying a reception signal obtained by receiving a radio signal by a reception weight. The receiving units 711 and 712 perform processing such as demodulation and decoding on the received signal. The control device 750 controls the phase difference between channels in the radome 740. The phase difference estimator 760 estimates the phase difference θ H of the channel of the received signal and feeds back information about the phase difference θ H to the communication apparatus 100.

次に、送信アンテナ素子１３１，１３２および受信アンテナ素子７３１，７３２の構成を詳細に説明する。
本実施形態では、通信装置１００を構成する二つの送信アンテナ素子１３１，１３２は間隔ｄを隔てて同一平面上に配列されている。また、通信装置７００を構成する二つの受信アンテナ素子７３１，７３２も同じく間隔ｄを隔てて同一平面上に配列されている。これら送信アンテナ素子１３１，１３２が配列された平面と受信アンテナ素子７３１，７３２が配列された平面とは相互に平行面をなす。また、送信アンテナ素子１３１，１３２が配列された平面と、受信アンテナ素子７３１，７３２が配列された平面との間の距離、即ち送受信間隔はＤである。 Next, the configuration of the transmission antenna elements 131 and 132 and the reception antenna elements 731 and 732 will be described in detail.
In the present embodiment, the two transmission antenna elements 131 and 132 constituting the communication device 100 are arranged on the same plane with a distance d. Further, the two receiving antenna elements 731 and 732 constituting the communication device 700 are also arranged on the same plane with a distance d. The plane on which the transmission antenna elements 131 and 132 are arranged and the plane on which the reception antenna elements 731 and 732 are arranged are parallel to each other. The distance between the plane on which the transmitting antenna elements 131 and 132 are arranged and the plane on which the receiving antenna elements 731 and 732 are arranged, that is, the transmission / reception interval is D.

以下では、同一平面上に配置された複数のアンテナ素子を具備するアンテナをアレーアンテナと称する。本実施形態では、送信アンテナ素子１３１と送信アンテナ素子１３２は送信アレーアンテナ１３０を構成し、受信アンテナ素子７３１と受信アンテナ素子７３２は受信アレーアンテナ７３０を構成する。また、受信アンテナ素子７３１および受信アンテナ素子７３２は、送信アンテナ素子１３１および送信アンテナ素子１３２とそれぞれ対向する位置に配置されている。具体的には、受信アンテナ素子７３１は、送信アンテナ素子１３１と対向する位置に配置され、受信アンテナ素子７３２は、送信アンテナ素子１３２と対向する位置に配置されている。   Hereinafter, an antenna having a plurality of antenna elements arranged on the same plane is referred to as an array antenna. In the present embodiment, the transmission antenna element 131 and the transmission antenna element 132 constitute a transmission array antenna 130, and the reception antenna element 731 and the reception antenna element 732 constitute a reception array antenna 730. In addition, the reception antenna element 731 and the reception antenna element 732 are arranged at positions facing the transmission antenna element 131 and the transmission antenna element 132, respectively. Specifically, the reception antenna element 731 is disposed at a position facing the transmission antenna element 131, and the reception antenna element 732 is disposed at a position facing the transmission antenna element 132.

上述のように、本実施形態では、通信装置１００および通信装置７００のそれぞれは、二つのアンテナ素子を備えている。従って、無線通信システム１は、２×２ＭＩＭＯ（２入力２出力のＭＩＭＯ）伝送において、通信装置１から通信装置２への、２系列（データ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２）のデータ通信を行うものとして構成されている。
なお、上述の例に限定されず、送信アンテナ素子の数と、これに対応する受信アンテナ素子の数は任意である。 As described above, in the present embodiment, each of the communication device 100 and the communication device 700 includes two antenna elements. Therefore, the wireless communication system 1 performs data communication of two series (data series S1 and data series S2) from the communication apparatus 1 to the communication apparatus 2 in 2 × 2 MIMO (2-input 2-output MIMO) transmission. It is configured.
In addition, it is not limited to the above-mentioned example, The number of transmitting antenna elements and the number of receiving antenna elements corresponding to this are arbitrary.

続いて、図２を参照してレドーム（位相回転部）１４０，７４０の構成を説明する。
図２は、第１の実施形態における通信装置１００が備えるレドーム１４０の構成を示す説明図である。本実施形態では、位相回転部としての機能を有するレドーム１４０は、送信アレーアンテナ１３０と受信アレーアンテナ７３０との間に位置するように送信アレーアンテナ１３０の前方に配置される。レドーム１４０は、印加される電界の強度に応じて比誘電率が変化する液晶から構成された厚さＴの誘電体層１４０１と、この誘電体層１４０１に上記電界を印加するために誘電体層１４０１の両面に配置された一対の電極１４０２，１４０３とを有し、上記電界の強度に応じて、誘電体層１４０１内を伝搬する電波の位相を回転させる。送信アレーアンテナ１３０から送信された無線信号（電波）は、レドーム１４０を通過した後に伝搬空間に放射される。レドーム７４０もレドーム１４０と同様に構成される。
なお、この例に限定されず、誘電体層１４０１（７４０１）および電極１４０２，１４０３（７４０２，７４０３）は、レドーム本体とは別体に備えられてもよい。 Next, the configuration of the radomes (phase rotation units) 140 and 740 will be described with reference to FIG.
FIG. 2 is an explanatory diagram illustrating a configuration of the radome 140 included in the communication device 100 according to the first embodiment. In the present embodiment, the radome 140 having a function as a phase rotation unit is disposed in front of the transmission array antenna 130 so as to be positioned between the transmission array antenna 130 and the reception array antenna 730. The radome 140 includes a dielectric layer 1401 having a thickness T made of a liquid crystal whose relative dielectric constant changes according to the strength of the applied electric field, and a dielectric layer for applying the electric field to the dielectric layer 1401. A pair of electrodes 1402 and 1403 arranged on both surfaces of 1401 is provided, and the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer 1401 is rotated according to the strength of the electric field. A radio signal (radio wave) transmitted from the transmission array antenna 130 is radiated to the propagation space after passing through the radome 140. The radome 740 is configured similarly to the radome 140.
The dielectric layer 1401 (7401) and the electrodes 1402 and 1403 (7402 and 7403) may be provided separately from the radome body.

通信装置７００が備えるレドーム７４０も上述のレドーム１４０と同様に、液晶から構成された厚さＴの誘電体層７４０１と、この誘電体層７４０１の両面に配置された一対の電極７４０２，７４０３とから構成される。このレドーム７４０は、受信アレーアンテナ７３０の前方に配置され、通信装置１００から通信装置７００に到来した無線信号は、レドーム７４０内を通過した後に受信アレーアンテナ７３０で受信される。   Similarly to the radome 140 described above, the radome 740 included in the communication device 700 includes a dielectric layer 7401 having a thickness T made of liquid crystal and a pair of electrodes 7402 and 7403 disposed on both surfaces of the dielectric layer 7401. Composed. The radome 740 is disposed in front of the reception array antenna 730, and a radio signal that has arrived at the communication device 700 from the communication device 100 passes through the radome 740 and is received by the reception array antenna 730.

本実施形態では、送信アレーアンテナ１３０の各送信アンテナ素子から送信された無線信号が受信アレーアンテナ７３０の各受信アンテナに伝搬する過程で、この無線信号の伝搬に影響を与えないように、レドーム１４０（７４０）の誘電体層１４０１（７４０１）に電極１４０２，１４０３（７４０２，７４０３）を配置する。例えば、図２に示すように誘電体層１４０１（７４０１）の外周部に電極１４０２，１４０３（７４０２，７４０３）を配置する。ただし、この例に限定されず、位相回転部としての機能を阻害することなく、通信に必要とされる無線信号の信号強度が得られることを限度として、電極１４０２，１４０３（７４０２，７４０３）をどのように誘電体層１４０１（７４０１）に配置してもよい。   In the present embodiment, in the process in which the radio signal transmitted from each transmitting antenna element of the transmitting array antenna 130 is propagated to each receiving antenna of the receiving array antenna 730, the radome 140 is not affected. Electrodes 1402 and 1403 (7402 and 7403) are arranged on the dielectric layer 1401 (7401) of (740). For example, as shown in FIG. 2, electrodes 1402, 1403 (7402, 7403) are arranged on the outer periphery of the dielectric layer 1401 (7401). However, the present invention is not limited to this example, and the electrodes 1402 and 1403 (7402 and 7403) are limited to the extent that the signal strength of a radio signal required for communication can be obtained without hindering the function as the phase rotation unit. It may be arranged on the dielectric layer 1401 (7401) in any way.

[動作の説明]
次に、本実施形態による無線通信システム１の動作を説明する。
送信機として機能する通信装置１００において、送信部１１１は、データ系列Ｓ１を取得し、符号化や変調等の処理を行って、データ系列Ｓ１の送信信号を生成してアンテナ素子１３１に出力する。同様に、送信部１１２はデータ系列Ｓ２を取得し、符号化や変調等の処理を行って、データ系列Ｓ２の送信信号を生成してアンテナ素子１３２に出力する。ここで、データ系列Ｓ１とデータ系列Ｓ２とは、互いに独立した系列であってもよいし、相関を有する系列であってもよい。 [Description of operation]
Next, the operation of the wireless communication system 1 according to the present embodiment will be described.
In communication apparatus 100 functioning as a transmitter, transmission section 111 acquires data sequence S1, performs processing such as encoding and modulation, generates a transmission signal of data sequence S1, and outputs it to antenna element 131. Similarly, the transmission unit 112 acquires the data series S2, performs processing such as encoding and modulation, generates a transmission signal of the data series S2, and outputs the transmission signal to the antenna element 132. Here, the data series S1 and the data series S2 may be independent from each other or may be series having correlation.

続いて、送信アンテナ素子１３１は、送信部１１１から出力された送信信号を無線信号（電波）として送信する。同様に、送信アンテナ素子１３２は送信部１１２から出力された送信信号を無線信号（電波）として送信する。これらの無線信号はレドーム１４０に入射される。   Subsequently, the transmission antenna element 131 transmits the transmission signal output from the transmission unit 111 as a radio signal (radio wave). Similarly, the transmission antenna element 132 transmits the transmission signal output from the transmission unit 112 as a radio signal (radio wave). These radio signals are incident on the radome 140.

レドーム１４０では、位相差推定部７６０からフィードバックされる後述の位相差情報に基づいて実施される制御装置１５０の制御の下に誘電体層１４０１の電極１４０２と電極１４０３との間に電圧が印加される。この電圧により電極１４０２と電極１４０３との間の誘電体層１４０１の内部に形成される電界の強度に応じて、誘電体層１４０１の液晶の比誘電率εｒが変化する。誘電体層１４０１の液晶の比誘電率εｒが変化すると、この誘電体層１４０１の内部における電波の波長が変化する。ここで、無線通信システム１で使用する電波の周波数をｆ０とし、その自由空間波長をλ０とすると、誘電体層１４０１内では電波の波長が１／√εｒ倍に短縮される。以下では、誘電体層１４０１内における電波の波長を記号λで表す。即ち、λ＝λ０／√εｒなる関係が成り立つ。 In the radome 140, a voltage is applied between the electrode 1402 and the electrode 1403 of the dielectric layer 1401 under the control of the control device 150 that is performed based on phase difference information described later fed back from the phase difference estimation unit 760. The This voltage changes the relative dielectric constant ε r of the liquid crystal of the dielectric layer 1401 in accordance with the strength of the electric field formed in the dielectric layer 1401 between the electrode 1402 and the electrode 1403. When the relative dielectric constant ε r of the liquid crystal in the dielectric layer 1401 changes, the wavelength of the radio wave inside the dielectric layer 1401 changes. Here, assuming that the frequency of the radio wave used in the wireless communication system 1 is f 0 and the free space wavelength is λ 0 , the wavelength of the radio wave is reduced to 1 / √ε r times in the dielectric layer 1401. Hereinafter, the wavelength of the radio wave in the dielectric layer 1401 is represented by the symbol λ. That is, the relationship λ = λ 0 / √ε r holds.

誘電体層１４０１の液晶の比誘電率εｒに応じて波長λが変化すると、厚さＴの誘電体層１４０１の内部を伝搬する無線信号（電波）の位相回転量が変化する。従って、電極１４０２と電極１４０３との間に印加する電圧（電界強度）を制御し、誘電体層１４０１を構成する液晶の比誘電率εｒを変化させることにより、送信アレーアンテナ１３０と受信アレーアンテナ７３０との間における無線信号の位相回転量を変化させることができ、この無線信号のチャネルの位相差θＨを調整することができる。 When the wavelength λ changes according to the relative dielectric constant ε r of the liquid crystal of the dielectric layer 1401, the amount of phase rotation of a radio signal (radio wave) propagating through the thickness T of the dielectric layer 1401 changes. Therefore, by controlling the voltage (electric field strength) applied between the electrodes 1402 and 1403 and changing the relative permittivity ε r of the liquid crystal forming the dielectric layer 1401, the transmitting array antenna 130 and the receiving array antenna are changed. The amount of phase rotation of the radio signal with respect to 730 can be changed, and the phase difference θ H of the channel of the radio signal can be adjusted.

図３は、本実施形態における各チャネルの誘電体層内における経路の一例を示し、チャネルの位相差の調整を説明するための説明図である。
図３に示すように、送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ２１は、アンテナ素子１３１からアンテナ素子７３１への経路Ｐ１１に対して角度θをなし、誘電体層１４０１の内部の伝搬距離はＴ／ｃｏｓθ（ここで、０度＜θ＜９０度）である。従って、アンテナ素子１３１からアンテナ素子７３１への経路Ｐ１１における誘電体層１４０１の内部（距離Ｔ）を伝搬する間の無線信号の位相回転量と、アンテナ素子１３１からアンテナ素子７３２への経路Ｐ２１における誘電体層１４０１の内部（距離Ｔ／ｃｏｓθ）を伝搬する間の無線信号の位相回転量との差は、Ｔ（１／ｃｏｓθ−１）／λ×３６０度である。 FIG. 3 is an explanatory diagram illustrating an example of a path in the dielectric layer of each channel according to the present embodiment and illustrating adjustment of the phase difference of the channel.
As shown in FIG. 3, the path P21 from the transmitting antenna element 131 to the receiving antenna element 732 forms an angle θ with respect to the path P11 from the antenna element 131 to the antenna element 731, and the propagation distance inside the dielectric layer 1401. Is T / cos θ (where 0 ° <θ <90 °). Therefore, the amount of phase rotation of the radio signal while propagating inside the dielectric layer 1401 (distance T) in the path P11 from the antenna element 131 to the antenna element 731 and the dielectric in the path P21 from the antenna element 131 to the antenna element 732 The difference from the phase rotation amount of the radio signal while propagating inside the body layer 1401 (distance T / cos θ) is T (1 / cos θ−1) / λ × 360 degrees.

上述の誘電体層１４０１の内部における無線信号の波長λは、誘電体層１４０１の液晶の比誘電率εｒに応じて変化するため、この比誘電率εｒを変化させることにより、各経路を通って受信側に到来する無線信号の位相差θＨを制御することができる。即ち、送受信間隔Ｄが平面アレーアンテナの設計段階で想定された送受信間隔からずれ、チャネルの位相差θＨが、近距離ＭＩＭＯ伝送のチャネル容量が最大となる位相差θＨ＝９０度からずれた場合においても、アンテナ素子の間隔ｄを変えることなく、チャネルの位相差θＨを９０度に近づけることが可能になる。 Since the wavelength λ of the radio signal inside the dielectric layer 1401 changes according to the relative dielectric constant ε r of the liquid crystal of the dielectric layer 1401, each path can be changed by changing the relative dielectric constant ε r. It is possible to control the phase difference θ H of the radio signal that passes through and reaches the receiving side. That is, the transmission / reception interval D deviates from the transmission / reception interval assumed in the design stage of the planar array antenna, and the channel phase difference θ H deviates from the phase difference θ H = 90 degrees at which the channel capacity of short-distance MIMO transmission is maximized. Even in this case, the channel phase difference θ H can be brought close to 90 degrees without changing the distance d between the antenna elements.

一方、通信装置７００のレドーム７４０では、上述の通信装置１００のレドーム１４０と同様に、位相差推定部７６０からフィードバックされる後述の位相差情報に基づいて実施される制御装置７５０の制御の下に、電極７４０２と電極７４０３との間に印加する電圧（電界強度）を制御する。これにより、レドーム７４０を構成する誘電体層７４０１の液晶の比誘電率εｒを変化させ、受信アンテナアレー７３０に到来する無線信号のチャネルの位相差θＨを９０度に近づける。 On the other hand, in the radome 740 of the communication device 700, similarly to the radome 140 of the communication device 100 described above, under the control of the control device 750 performed based on phase difference information described later fed back from the phase difference estimation unit 760. The voltage (electric field strength) applied between the electrode 7402 and the electrode 7403 is controlled. As a result, the relative dielectric constant ε r of the liquid crystal of the dielectric layer 7401 constituting the radome 740 is changed, and the phase difference θ H of the channel of the radio signal arriving at the receiving antenna array 730 is brought close to 90 degrees.

次に、上述のチャネルの位相差θＨの調整に用いられる位相差情報のフィードバックについて説明する。
ここで、前述の図１３に示した送信アンテナ素子ＴＸＡ１，ＴＸＡ２と受信アンテナ素子ＲＸＡ１，ＲＸＡ２との間のチャネルの行列要素ｈｉｊを援用し、送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３１へのチャネルの行列要素をｈ１１、送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３２へのチャネルの行列要素をｈ２１、送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３１へのチャネルの行列要素をｈ１２、送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３２へのチャネルの行列要素をｈ２２と表す。 Next, a description will be given feedback of the phase difference information to be used for adjusting the phase difference theta H of the aforementioned channel.
Here, the channel matrix element h ij between the transmission antenna elements TXA1 and TXA2 and the reception antenna elements RXA1 and RXA2 shown in FIG. 13 is used, and the channel from the transmission antenna element 131 to the reception antenna element 731 is used. The matrix element is h 11 , the matrix element of the channel from the transmission antenna element 131 to the reception antenna element 732 is h 21 , the matrix element of the channel from the transmission antenna element 132 to the reception antenna element 731 is h 12 , and the reception is performed from the transmission antenna element 132. the matrix elements of the channel to the antenna element 732 is expressed as h 22.

通信装置７００の位相差推定部７６０は、送信アレーアンテナ１３０の各送信アンテナ素子と受信アレーアンテナ７３０の各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差θＨを推定する。本実施形態では、位相差推定部７６０は、θＨ＝ｔａｎ−１（ｈ２１／ｈ１１）＝ｔａｎ−１（ｈ１２／ｈ２２）なる関係式から位相差θＨを推定する。そして、位相差推定部７６０は、上記の推定した位相差θＨの情報を位相差情報として制御装置１５０および制御装置７５０にフィードバックする。 The phase difference estimation unit 760 of the communication apparatus 700 estimates a phase difference θ H of a channel formed between each transmission antenna element of the transmission array antenna 130 and each reception antenna element of the reception array antenna 730. In the present embodiment, the phase difference estimation unit 760 estimates the phase difference θ H from the relational expression θ H = tan −1 (h 21 / h 11 ) = tan −1 (h 12 / h 22 ). Then, the phase difference estimation unit 760 feeds back the information of the estimated phase difference θ H to the control device 150 and the control device 750 as phase difference information.

通信装置１００の制御装置１５０は、位相差推定部７６０により推定されたチャネルの位相差情報に基づいて、レドーム１４０が有する電極１４０２と電極１４０３との間に印加する電圧を制御する。同様に、制御装置７５０も位相差情報に基づいてレドーム７４０が有する電極７４０２と電極７４０３との間に印加する電圧を制御する。これにより、制御装置１５０および制御装置７５０は、それぞれ、誘電体層１４０１および誘電体層７４０１内の各電界強度を制御し、所望のチャネル容量が得られるようにチャネルの位相差θＨをフィードバック制御する。 The control device 150 of the communication device 100 controls the voltage applied between the electrode 1402 and the electrode 1403 included in the radome 140 based on the channel phase difference information estimated by the phase difference estimation unit 760. Similarly, the control device 750 controls the voltage applied between the electrode 7402 and the electrode 7403 included in the radome 740 based on the phase difference information. Thus, control device 150 and control device 750 control the electric field strengths in dielectric layer 1401 and dielectric layer 7401, respectively, and feedback control the phase difference θ H of the channel so that a desired channel capacity can be obtained. To do.

本実施形態では、通信装置１００は、データ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２を送信する前に、チャネルの位相差θＨを推定するためのトレーニング信号を送信する。そして、通信装置７００の位相差推定部７６０は、通信装置１００から送信されたトレーニング信号を用いて推定した位相差θＨの情報を上述の位相差情報として通信装置１００の制御装置１５０と通信装置７００の制御装置７５０にフィードバックする。制御装置１５０および制御装置７５０は、位相差推定部７６０からフィードバックされた位相差θＨの情報を基に、この位相差θＨが９０度に近づくように、レドーム１４０の電極１４０２と電極１４０３との間の電圧（電界強度）と、レドーム７４０の電極７４０２と電極７４０３との間の電圧（電界強度）の制御を行う。
なお、通信装置７００の位相差推定部７６０で推定した位相差情報を通信装置１００の制御装置１５０にフィードバックする手段および手法は、ＴＤＤ（時分割複信）やＦＤＤ（周波数分割複信）等、任意の手段および手法を用いることができ、特定の手段に限定されるものではない。 In the present embodiment, the communication device 100, before transmitting the data sequence S1 and data sequence S2, and transmits a training signal for estimating a phase difference theta H channel. Then, the phase difference estimation unit 760 of the communication device 700 uses the information of the phase difference θ H estimated using the training signal transmitted from the communication device 100 as the above-described phase difference information and the control device 150 of the communication device 100 and the communication device. Feedback is made to the control device 750 of 700. Based on the information on the phase difference θ H fed back from the phase difference estimation unit 760, the control device 150 and the control device 750 cause the electrode 1402 and the electrode 1403 of the radome 140 so that the phase difference θ H approaches 90 degrees. And the voltage (electric field strength) between the electrodes 7402 and 7403 of the radome 740 are controlled.
Note that means and a method for feeding back the phase difference information estimated by the phase difference estimating unit 760 of the communication device 700 to the control device 150 of the communication device 100 are TDD (time division duplex), FDD (frequency division duplex), and the like. Any means and techniques can be used and are not limited to any particular means.

続いて、通信装置７００は、次に説明するように、通信装置１００から受信された無線信号から各系列のデータを抽出する。
受信アンテナ素子７３１と、受信アンテナ素子７３２とは、いずれも、送信アンテナ素子１３１から送信された無線信号と、送信アンテナ素子１３２から送信された無線信号とを、両無線信号が合成された無線信号として受信し、ウェイト演算回路７２０に出力する。即ち、受信アンテナ素子７３１は、送信アンテナ素子１３１から送信された無線信号と、送信アンテナ素子１３２から送信された無線信号とが合成された無線信号を受信する。また、受信アンテナ素子７３２も、送信アンテナ素子１３１から送信された無線信号と、送信アンテナ素子１３２から送信された無線信号とが合成された無線信号を受信する。 Subsequently, the communication apparatus 700 extracts each series of data from the radio signal received from the communication apparatus 100 as described below.
Each of the reception antenna element 731 and the reception antenna element 732 is a radio signal obtained by combining a radio signal transmitted from the transmission antenna element 131 and a radio signal transmitted from the transmission antenna element 132 and both radio signals. And output to the weight calculation circuit 720. That is, the reception antenna element 731 receives a radio signal obtained by combining the radio signal transmitted from the transmission antenna element 131 and the radio signal transmitted from the transmission antenna element 132. The reception antenna element 732 also receives a radio signal obtained by combining the radio signal transmitted from the transmission antenna element 131 and the radio signal transmitted from the transmission antenna element 132.

ウェイト演算回路７２０は、受信アンテナ素子７３１が受信した信号と受信アンテナ素子７３２が受信した信号に対して受信ウェイトを乗算することにより信号分離を行う。そして、ウェイト演算回路７２０は、上記の信号分離により、送信アンテナ素子１３１が送信した系列Ｓ１の信号に対応する系列Ｓ１’の信号を取得し、この系列Ｓ１’の信号を受信部７１１に出力する。また、ウェイト演算回路７２０は、上記の信号分離により、送信アンテナ素子１３２が送信したデータ系列Ｓ２の信号に対応する系列Ｓ２’の信号を取得し、この系列Ｓ２’の信号を受信部７１２に出力する。   The weight calculation circuit 720 performs signal separation by multiplying the signal received by the reception antenna element 731 and the signal received by the reception antenna element 732 by the reception weight. Then, the weight calculation circuit 720 obtains a signal of the sequence S1 ′ corresponding to the signal of the sequence S1 transmitted by the transmitting antenna element 131 by the above signal separation, and outputs the signal of the sequence S1 ′ to the receiving unit 711. . Further, the weight calculation circuit 720 obtains a signal of the sequence S2 ′ corresponding to the signal of the data sequence S2 transmitted by the transmitting antenna element 132 by the signal separation described above, and outputs the signal of the sequence S2 ′ to the receiving unit 712. To do.

受信部７１１は、ウェイト演算回路７２０から出力された系列Ｓ１’の信号に対して復調や復号等の処理を行って、データ系列Ｓ１’を生成する。受信部７１２は、ウェイト演算回路７２０から出力される系列Ｓ２’の信号に対して復調や復号等の処理を行って、データ系列Ｓ２’を生成する。
以上により、送信側の通信装置１００から送信されたデータ系列Ｓ１，Ｓ２が、受信側の通信装置７００において、データ系列Ｓ１’，Ｓ２’として復元される。 The receiving unit 711 performs a process such as demodulation and decoding on the signal of the sequence S1 ′ output from the weight calculation circuit 720, and generates a data sequence S1 ′. The receiving unit 712 performs processing such as demodulation and decoding on the signal of the sequence S2 ′ output from the weight calculation circuit 720 to generate a data sequence S2 ′.
As described above, the data sequences S1 and S2 transmitted from the communication device 100 on the transmission side are restored as the data sequences S1 ′ and S2 ′ in the communication device 700 on the reception side.

次に、図４のフローチャートを参照して、上述の動作手順を総括的に説明する。
まず、ステップＳ１０１において、通信装置１００はデータ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２の無線信号を送信する前に、トレーニング信号を送信する。続いて、ステップＳ１０２において、通信装置７００は通信装置１００から送信されたトレーニング信号を受信し、位相差推定部７６０で、各チャネルの位相差θＨを推定した後、この位相差θＨの情報を位相差情報として制御装置１５０，７５０にフィードバックする。 Next, with reference to the flowchart of FIG.
First, in step S101, the communication apparatus 100 transmits a training signal before transmitting radio signals of the data series S1 and the data series S2. Subsequently, in step S102, the communication device 700 receives a training signal transmitted from the communication device 100, a phase difference estimation unit 760, after estimating the phase difference theta H of each channel, information of the phase difference theta H Is fed back to the control devices 150 and 750 as phase difference information.

続いて、ステップＳ１０３において、制御装置１５０，７５０は、フィードバックされた位相差情報を基に、レドーム１４０の電極１４０２と電極１４０３との間に印加する電圧（電界強度）と、レドーム７４０の電極７４０２と電極７４０３との間に印加する電圧（電界強度）とを制御し、各アンテナ素子間のチャネルの位相差θＨを９０度に近づけるように制御する。続いて、ステップＳ１０４において、上述の位相差θＨの調節の後、通信装置１００はデータ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２の無線信号の送信を開始する。 Subsequently, in step S103, the control devices 150 and 750, based on the fed back phase difference information, the voltage (electric field strength) applied between the electrode 1402 and the electrode 1403 of the radome 140 and the electrode 7402 of the radome 740. And the voltage (electric field strength) applied between the antenna 7403 and the electrode 7403 are controlled so that the channel phase difference θ H between the antenna elements approaches 90 degrees. Subsequently, in step S104, after the adjustment of the phase difference theta H above, the communication apparatus 100 starts transmission of a radio signal data series S1 and data sequence S2.

なお、図１の構成では、送信側の通信装置１００および受信側の通信装置７００がそれぞれレドーム１４０およびレドーム７４０を具備し、送信側と受信側が共にレドームを構成する誘電体層の比誘電率を制御するが、通信装置１００または通信装置７００の何れか一方のみがレドームを具備し、その誘電体層の比誘電率を制御する構成としてもよい。
また、本実施形態では、チャネルの位相差θＨを推定するためにトレーニング信号を用いて各チャネルの位相差θＨを推定する場合を説明したが、トレーニング信号を用いずに各チャネルの位相差θＨを推定する、いわゆるブラインド推定を用いてもよい。
更に、本実施形態では、チャネルの位相差θＨを９０度に近づけるものとしたが、これに限定されることなく、チャネルの位相差θＨを任意の所望の値に近づけるものとしてもよい。後述する他の実施形態でも同様である。 In the configuration of FIG. 1, the communication device 100 on the transmission side and the communication device 700 on the reception side are each provided with a radome 140 and a radome 740, and the relative permittivity of the dielectric layer constituting the radome on both the transmission side and the reception side is set. However, only one of the communication device 100 and the communication device 700 may include a radome, and the relative dielectric constant of the dielectric layer may be controlled.
Further, in the present embodiment has described the case of estimating the phase difference theta H of each channel using a training signal for estimating a phase difference theta H channel, the phase difference of each channel without using a training signal You may use what is called blind estimation which estimates (theta) H.
Furthermore, in the present embodiment, the channel phase difference θ H is close to 90 degrees, but the present invention is not limited to this, and the channel phase difference θ H may be close to any desired value. The same applies to other embodiments described later.

＜第２の実施形態＞
次に、本発明の第２の実施形態を説明する。
なお、説明の簡略化のため、第１の実施形態と装置構成と共通する要素については、図１に示す符号を援用して説明する。 <Second Embodiment>
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
For simplification of description, elements common to the first embodiment and the apparatus configuration will be described with reference to the reference numerals shown in FIG.

上述の第１の実施形態では、誘電体層１４０１および誘電体層７４０１を構成する液晶の比誘電率を印加電界強度により制御するものとしたが、この誘電体層の比誘電率は誘電体層の温度を変化させることによっても制御することができる。そこで、第２の実施形態では、レドームを構成する誘電体層の比誘電率を温度により制御する。そのために、本実施形態による無線通信システムは、上述の図１に示す第１の実施形態による無線通信システム１の構成において、レドーム１４０，７４０のそれぞれを、図５に示すレドーム２４０に置き替えた装置構成を有する。また、本実施形態では、制御部１５０，７５０は、発熱部２４０２の発熱量を制御する点で第１の実施形態と相違する。   In the first embodiment described above, the relative dielectric constant of the liquid crystal constituting the dielectric layer 1401 and the dielectric layer 7401 is controlled by the applied electric field strength. The relative dielectric constant of this dielectric layer is the dielectric layer. It can also be controlled by changing the temperature. Therefore, in the second embodiment, the relative dielectric constant of the dielectric layer constituting the radome is controlled by temperature. Therefore, the radio communication system according to the present embodiment replaces each of the radomes 140 and 740 with the radome 240 shown in FIG. 5 in the configuration of the radio communication system 1 according to the first embodiment shown in FIG. It has a device configuration. In the present embodiment, the control units 150 and 750 are different from the first embodiment in that the amount of heat generated by the heat generating unit 2402 is controlled.

具体的には、本実施形態による無線通信システムは、上述の図１に示す第１の実施形態の構成において、レドーム１４０，７４０のそれぞれに代えて、レドーム２４０を備える。このレドーム２４０は、送信アレーアンテナ１３０と受信アレーアンテナ７３０との間に配置され、印加される温度に応じて比誘電率が変化する誘電体層２４０１と、この誘電体層２４０１に温度を印加するための発熱部２４０２とを有し、発熱部２４０２の発熱温度に応じて、誘電体層２４０１の内部を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部として機能する。また、本実施形態において、制御装置１５０，７５０は、位相差推定部７６０により推定された位相差に基づいて、レドーム２４０が有する発熱部２４０２の発熱量を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるようにチャネルの位相差を調整する位相差調整部として機能する。その他の装置構成は第１の実施形態と同一である。   Specifically, the wireless communication system according to the present embodiment includes a radome 240 instead of each of the radomes 140 and 740 in the configuration of the first embodiment shown in FIG. The radome 240 is disposed between the transmitting array antenna 130 and the receiving array antenna 730, and applies a temperature to the dielectric layer 2401 whose relative dielectric constant changes according to the applied temperature, and the dielectric layer 2401. And a heat generating part 2402 for functioning as a phase rotating part for rotating the phase of the radio wave propagating through the dielectric layer 2401 in accordance with the heat generating temperature of the heat generating part 2402. Further, in the present embodiment, the control devices 150 and 750 control the heat generation amount of the heat generating unit 2402 included in the radome 240 based on the phase difference estimated by the phase difference estimating unit 760, thereby obtaining a desired channel capacity. It functions as a phase difference adjusting unit that adjusts the phase difference of the channel so as to be obtained. Other apparatus configurations are the same as those of the first embodiment.

図５は、第２の実施形態による無線通信システムを構成する各通信装置が備えるレドーム２４０の構成を示す説明図である。
送信側および受信側の各通信装置が備えるレドーム２４０は、誘電体層２４０１と、発熱温度が可変の発熱部（温度可変部）２４０２とから構成される。本実施形態では、発熱部２４０２は誘電体層２４０１の一面側に取り付けられている。ただし、この例に限定されず、誘電体層２４０１の両面に発熱部２４０２を取り付けてもよい。
なお、説明の簡略化のため、送信側の通信装置が備えるレドームと、受信側の通信装置が備えるレドームを符号２４０により表現するが、これら送信側および受信側の各通信装置が備えるレドームは別個の要素である。 FIG. 5 is an explanatory diagram illustrating the configuration of the radome 240 included in each communication device that configures the wireless communication system according to the second embodiment.
The radome 240 provided in each communication device on the transmission side and the reception side includes a dielectric layer 2401 and a heat generating portion (temperature variable portion) 2402 having a variable heat generation temperature. In the present embodiment, the heat generating portion 2402 is attached to one surface side of the dielectric layer 2401. However, the heat generating portion 2402 may be attached to both surfaces of the dielectric layer 2401 without being limited to this example.
For simplification of description, the radome included in the communication device on the transmission side and the radome included in the communication device on the reception side are represented by reference numeral 240, but the radomes included in the communication devices on the transmission side and the reception side are separated. Elements.

送信側の通信装置が備えるレドーム２４０は、図１の送信アレーアンテナ１３０の前方に配置される。送信アレーアンテナ１３０から送信された無線信号は、レドーム２４０の内部を通過した後に伝搬空間に放射される。同様に、受信側の通信装置が備えるレドーム２４０は、図１の受信アレーアンテナ７３０の前方に配置される。受信側の通信装置に到来した無線信号は、この受信側の通信装置のレドーム２４０の内部を通過した後に図１に示す受信アレーアンテナ７３０で受信される。   A radome 240 included in the transmission-side communication device is disposed in front of the transmission array antenna 130 of FIG. The radio signal transmitted from the transmission array antenna 130 is radiated to the propagation space after passing through the inside of the radome 240. Similarly, the radome 240 included in the communication device on the reception side is disposed in front of the reception array antenna 730 in FIG. A radio signal that has arrived at the communication device on the reception side passes through the inside of the radome 240 of the communication device on the reception side and is received by the reception array antenna 730 shown in FIG.

送信側のレドーム２４０では、制御装置１５０により設定される温度に応じて、誘電体層１の比誘電率εｒが変化する。第１の実施形態において述べたように、誘電体層２４０１の内部を伝搬する無線信号（電波）の位相回転量は比誘電率εｒに応じて変化する。従って、発熱部２４０２の発熱量を制御することにより、誘電体層２４０１の温度を制御し、誘電体層２４０１の比誘電率εｒを変化させる。これにより、各経路を通って受信側の通信装置に到来する無線信号のチャネルの位相差θＨを制御することができ、アンテナ素子の間隔ｄを変えることなく各チャネルの位相差θＨを９０度に近づけることが可能になる。 In the radome 240 on the transmission side, the relative dielectric constant ε r of the dielectric layer 1 changes according to the temperature set by the control device 150. As described in the first embodiment, the amount of phase rotation of a radio signal (radio wave) propagating in the dielectric layer 2401 changes according to the relative permittivity ε r . Therefore, by controlling the heat generation amount of the heat generating part 2402, the temperature of the dielectric layer 2401 is controlled and the relative dielectric constant ε r of the dielectric layer 2401 is changed. Thus, it is possible to control the phase difference theta H channel of the radio signal incoming to the communication apparatus on the receiving side through the respective paths, the phase difference theta H of each channel without changing the spacing d of the antenna elements 90 It becomes possible to approach the degree.

一方、受信側の通信装置が備えるレドーム２４０では、送信側の通信装置が備えるレドーム２４０と同様、発熱部２４０２の発熱量を制御することにより、誘電体層２４０１の温度を制御し、誘電体層２４０１の比誘電率εｒを変化させる。これにより、各チャネルの位相差θＨを９０度に近づける。 On the other hand, in the radome 240 included in the communication device on the reception side, the temperature of the dielectric layer 2401 is controlled by controlling the amount of heat generated by the heat generating portion 2402, as in the radome 240 included in the communication device on the transmission side. The relative dielectric constant ε r of 2401 is changed. Thus, approximating the phase difference theta H of each channel 90 degrees.

送信側の制御装置および受信側の制御装置は、それぞれ、各チャネルの位相差θＨ＝ｔａｎ−１（ｈ２１／ｈ１１）＝ｔａｎ−１（ｈ１２／ｈ２２）の情報を基に、送信側のレドーム２４０の誘電体層２４０１および受信側のレドーム２４０の誘電体層２４０１の温度の制御を行う。より具体的には、送信側の通信装置は、データ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２を送信する前に、チャネルの位相差θＨを推定するためのトレーニング信号を送信する。受信側の通信装置の位相差推定部７６０は、送信側の通信装置から送信されたトレーニング信号を用いてチャネルの位相差θＨを推定し、この推定した位相差θＨの情報を推定位相差情報として送信側の通信装置の制御装置１５０および受信側の通信装置の制御装置７５０にフィードバックする。送信側の制御装置１５０および受信側の制御装置７５０は、位相差推定部７６０からフィードバックされた位相差θＨの情報を基に、この位相差θＨが９０度に近づくように、発熱部２４０２の発熱量を制御し、誘電体層２４０１の温度の制御を行う。 Based on the information of the phase difference θ H = tan −1 (h 21 / h 11 ) = tan −1 (h 12 / h 22 ) of each channel, the transmission side control device and the reception side control device respectively. The temperature of the dielectric layer 2401 of the transmitting radome 240 and the temperature of the dielectric layer 2401 of the receiving radome 240 are controlled. More specifically, the transmission-side communication device transmits a training signal for estimating the channel phase difference θ H before transmitting the data sequence S1 and the data sequence S2. The phase difference estimation unit 760 of the reception side communication apparatus estimates the channel phase difference θ H using the training signal transmitted from the transmission side communication apparatus, and uses the estimated phase difference θ H as the estimated phase difference. Information is fed back to the control device 150 of the communication device on the transmission side and the control device 750 of the communication device on the reception side. Controller 750 of the control unit 150 and the reception side of the transmission side, based on the information of the feedback from the phase difference estimation unit 760 phase difference theta H, as the phase difference theta H approaches 90 degrees, the heat generating portion 2402 The amount of heat generated is controlled, and the temperature of the dielectric layer 2401 is controlled.

次に、図６のフローチャートを参照して、本実施形態の無線通信システムの動作手順を総括的に説明する。基本的には、送信側および受信側の各通信装置が備えるレドームを構成する誘電体層の比誘電率を温度により制御する点を除けば、上述の第１実施形態と同様である。   Next, with reference to the flowchart of FIG. 6, the operation procedure of the wireless communication system according to the present embodiment will be comprehensively described. Basically, the second embodiment is the same as the first embodiment except that the relative permittivity of the dielectric layer constituting the radome included in each communication device on the transmission side and the reception side is controlled by temperature.

まず、ステップＳ２０１において、送信側の通信装置は、データ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２の無線信号を送信する前に、トレーニング信号を送信する。続いて、ステップＳ２０２において、受信側の通信装置は、送信側の通信装置から送信されたトレーニング信号を受信し、位相差推定部７６０において、各チャネルの位相差θＨを推定した後、位相差θＨの情報を位相差情報として送信側の制御装置１５０と受信側の制御部７５０にフィードバックする。 First, in step S201, the communication device on the transmission side transmits a training signal before transmitting radio signals of the data series S1 and the data series S2. Subsequently, in step S202, the receiving-side communication device receives the training signal transmitted from the transmitting-side communication device, the phase difference estimation unit 760, after estimating the phase difference theta H of each channel, the phase difference information theta H is fed back to the control unit 750 of the transmitting side and the receiving side control unit 150 as a phase difference information.

続いて、ステップＳ２０３において、制御装置１５０，７５０は、フィードバックされた位相差情報を基に、受信側および送信側の通信装置が有する各レドーム２４０の発熱部２４０２の発熱量を制御し、各アンテナ素子間のチャネルの位相差θＨを９０度に近づける。続いて、ステップＳ２０４において、上述の位相差θＨの調整の後、送信側の通信装置は、データ系列Ｓ１およびデータ系列Ｓ２の無線信号の送信を開始する。 Subsequently, in step S203, the control devices 150 and 750 control the heat generation amount of the heat generating portion 2402 of each radome 240 included in the communication device on the reception side and the transmission side based on the fed back phase difference information, and each antenna The phase difference θ H of the channel between elements is brought close to 90 degrees. Subsequently, in step S204, after the adjustment of the phase difference theta H above, the communication apparatus on the transmission side starts the transmission of the wireless signal of the data sequence S1 and data sequence S2.

なお、第１の実施形態と同様、送信側の通信装置または受信側の通信装置の何れか一方のみがレドーム２４０を具備し、その誘電体層の比誘電率を制御する構成としてもよい。
また、第１の実施形態と同様、チャネルの位相差θＨを推定するアルゴリズムは、トレーニング信号を用いないブラインド推定であってもよい。 As in the first embodiment, only one of the communication device on the transmission side or the communication device on the reception side may include the radome 240 and control the relative dielectric constant of the dielectric layer.
Similarly to the first embodiment, the algorithm for estimating the phase difference θ H of the channel may be blind estimation that does not use a training signal.

＜第３の実施形態＞
次に、本発明の第３の実施形態を説明する。
上述の第１の実施形態および第２の実施形態では、レドーム１４０，７４０，２４０の形状を平板状とし、この平板状のレドームの誘電体層の比誘電率を制御するものとしたが、第３の実施形態では、レドームを構成する誘電体層の形状を平板状以外の形状に加工することにより、チャネルの位相差θＨを調整する。本実施形態では、アンテナ素子の正面方向に比べて斜め方向に、より厚さのある形状を有する誘電体層で構成されるレドームを使用する。このレドームを構成する誘電体層の形状に関する構成を除けば、本実施形態による無線通信システムの構成は、上述の第１または第２の実施形態と同様である。 <Third Embodiment>
Next, a third embodiment of the present invention will be described.
In the first embodiment and the second embodiment described above, the shape of the radomes 140, 740, 240 is a flat plate, and the relative dielectric constant of the dielectric layer of the flat radome is controlled. In the third embodiment, the phase difference θ H of the channel is adjusted by processing the shape of the dielectric layer constituting the radome into a shape other than the flat plate shape. In the present embodiment, a radome composed of a dielectric layer having a thicker shape in an oblique direction as compared to the front direction of the antenna element is used. Except for the configuration relating to the shape of the dielectric layer constituting the radome, the configuration of the wireless communication system according to the present embodiment is the same as that of the first or second embodiment described above.

図７は、第３の実施形態による無線通信システムが備えるレドーム３４０の構成を示す説明図である。図７に示すように、レドーム３４０を構成する誘電体層３４０１の厚さに関して、送信アンテナ素子１３１，１３２の正面方向に位置する部分３４０２，３４０３の厚さをＴａとし、正面方向以外の部分における誘電体層３４０１の厚さをＴとしたときに、Ｔ＞Ｔａの関係が成り立つ。即ち、誘電体層３４０１は、アンテナ素子の正面方向における厚さＴａが他の部分の厚さＴよりも小さく設定された形状を有している。   FIG. 7 is an explanatory diagram illustrating a configuration of a radome 340 included in the wireless communication system according to the third embodiment. As shown in FIG. 7, regarding the thickness of the dielectric layer 3401 constituting the radome 340, the thickness of the portions 3402, 3403 located in the front direction of the transmitting antenna elements 131, 132 is Ta, When the thickness of the dielectric layer 3401 is T, the relationship of T> Ta is established. That is, the dielectric layer 3401 has a shape in which the thickness Ta in the front direction of the antenna element is set smaller than the thickness T of other portions.

このような構成において、送信アンテナ素子の斜め方向に向かう経路、すなわち送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ２１または送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３１への経路１２における誘電体層３４０１の内部の伝搬距離は、Ｔ／ｃｏｓθである。ここで、θは、経路Ｐ１１と経路Ｐ２１との間の角度また、あ経路Ｐ２２と経路Ｐ１２との間の角度であり、０度＜θ＜９０度の範囲の値をとる。また、アンテナ素子の正面方向の経路、すなわち送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３１への経路Ｐ１１または送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ２２における誘電体層３４０１の内部の伝搬距離はＴａである。   In such a configuration, the dielectric layer 3401 in the path toward the oblique direction of the transmission antenna element, that is, the path P21 from the transmission antenna element 131 to the reception antenna element 732 or the path 12 from the transmission antenna element 132 to the reception antenna element 731. The internal propagation distance is T / cos θ. Here, θ is an angle between the route P11 and the route P21, or an angle between the route P22 and the route P12, and takes a value in a range of 0 ° <θ <90 °. Further, the propagation distance inside the dielectric layer 3401 in the path in the front direction of the antenna element, that is, the path P11 from the transmission antenna element 131 to the reception antenna element 731 or the path P22 from the transmission antenna element 132 to the reception antenna element 732 is Ta It is.

従って、送信アンテナ素子の正面方向の経路における誘電体層３４０１の内部を伝搬する無線信号の位相回転量と、送信アンテナ素子の斜め方向の経路における誘電体層３４０１の内部を伝搬する無線信号の位相回転量との差は、（Ｔ／ｃｏｓθ−Ｔａ）／λ×３６０度である。ここで、Ｔ＞Ｔａであるため、上述の第１の実施形態および第２の実施形態におけるレドーム１４０，２４０，７４０による位相回転量の差Ｔ（１／ｃｏｓθ−１）／λ×３６０度より大きな値となり、誘電体層３４０１の比誘電率εｒの変化による各経路の位相差θＨの変化も大きくなる。従って、本実施形態によれば、第１の実施形態および第２の実施形態における平板状のレドームを用いる場合よりも、位相差θＨをより９０度に近づけることができる。 Therefore, the phase rotation amount of the radio signal propagating through the dielectric layer 3401 in the path in the front direction of the transmitting antenna element and the phase of the radio signal propagating through the dielectric layer 3401 in the path in the oblique direction of the transmission antenna element The difference from the rotation amount is (T / cos θ−Ta) / λ × 360 degrees. Here, since T> Ta, the difference in phase rotation amount T (1 / cos θ−1) / λ × 360 degrees due to the radomes 140, 240, and 740 in the first and second embodiments described above. a large value, the greater the change in the phase difference theta H of each path due to the change in the relative dielectric constant epsilon r of the dielectric layer 3401. Therefore, according to the present embodiment, than the case of using a flat radome in the first embodiment and the second embodiment, it is possible to make the phase difference theta H more 90 degrees.

このように、本実施形態による誘電体層３４０１は、相互に対向する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第１経路（例えば経路Ｐ１１）と、相互に斜め方向に位置する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第２経路（例えば経路Ｐ２１）とでは、誘電体層３４０１の厚さが異なる形状を有している。   As described above, the dielectric layer 3401 according to the present embodiment is positioned obliquely with respect to the first path (for example, the path P11) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element that are in a mutually opposing arrangement relationship. In the second path (for example, path P21) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element in the arrangement relationship, the thickness of the dielectric layer 3401 is different.

なお、本実施形態では、図７に示すように、送信アンテナ素子の正面方向に比べて斜め方向に、より厚さのある形状の誘電体層３４０１から構成されるレドーム３４０を使用する場合について説明してきたが、この例に限定されることなく、チャネル容量の低下が抑制されるようにチャネルの位相差を調整することができることを限度として、送信アンテナ素子の斜め方向に比べて正面方向において厚さが大きい形状であってもよい。また、送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の位置関係に応じて、２種類の厚さ（ＴおよびＴａ）を有する形状の誘電体層３４０１から構成されたレドーム３４０について説明してきたが、アンテナ素子の正面方向の厚さと斜め方向の厚さに差異がある形状であれば、その厚さの種類の数は任意である。   In the present embodiment, as shown in FIG. 7, a case where a radome 340 composed of a dielectric layer 3401 having a thicker shape is used in an oblique direction as compared to the front direction of the transmitting antenna element will be described. However, the present invention is not limited to this example, and the thickness in the front direction compared to the oblique direction of the transmitting antenna element is limited, as long as the phase difference of the channel can be adjusted so as to suppress the decrease in channel capacity. The shape may be large. Further, the radome 340 formed of the dielectric layer 3401 having a shape having two types of thicknesses (T and Ta) according to the positional relationship between the transmitting antenna element and the receiving antenna element has been described. The number of types of the thickness is arbitrary as long as the thickness of the element has a difference between the thickness in the front direction and the thickness in the oblique direction.

＜第４の実施形態＞
次に、本発明の第４の実施形態を説明する。
上述の第１から第３の実施形態では、送信アンテナ素子の正面方向にも誘電体層が存在し、対向する受信アンテナ素子に無線信号が到来する過程で誘電体層の内部を無線信号が伝搬する構成であるが、第４の実施形態では、送信アンテナ素子（即ち、受信アンテナ素子）の正面方向のみにおいて誘電体材料が存在しない形状を有する誘電体層から構成されたレドームを使用する場合について説明する。その他の構成については、上述の第１から第３の実施形態と同様である。 <Fourth Embodiment>
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
In the first to third embodiments described above, the dielectric layer also exists in the front direction of the transmitting antenna element, and the radio signal propagates through the dielectric layer in the process of arrival of the radio signal at the opposing receiving antenna element. However, in the fourth embodiment, a radome composed of a dielectric layer having a shape in which no dielectric material exists only in the front direction of the transmitting antenna element (that is, the receiving antenna element) is used. explain. Other configurations are the same as those in the first to third embodiments.

図８は、第４の実施形態におけるレドーム４４０の構成を示す説明図である。
図８（ａ）に示すように、送信アンテナ素子１３１，１３２の正面方向、すなわちアンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３１への経路Ｐ１１と、送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ２２において、レドーム４４０を構成する誘電体層４４０１には空洞４４０２，４４０３が形成されている。この空洞４４０２，４４０３は、図８（ｂ）に示すように、誘電体層４４０１の一面から他面に貫通する貫通孔として形成されている。送信アンテナ素子１３１と送信アンテナ素子１３２から送信された無線信号は、それぞれ、誘電体層４４０１を形成する誘電体材料の内部を伝搬することなく、空洞内の空間を伝搬して受信アンテナ素子７３１および受信アンテナ素子７３２に到来する。 FIG. 8 is an explanatory diagram showing the configuration of the radome 440 in the fourth embodiment.
As shown in FIG. 8A, in the front direction of the transmission antenna elements 131 and 132, that is, the path P11 from the antenna element 131 to the reception antenna element 731 and the path P22 from the transmission antenna element 132 to the reception antenna element 732, Cavities 4402 and 4403 are formed in the dielectric layer 4401 constituting the radome 440. As shown in FIG. 8B, the cavities 4402 and 4403 are formed as through holes penetrating from one surface of the dielectric layer 4401 to the other surface. The radio signals transmitted from the transmitting antenna element 131 and the transmitting antenna element 132 propagate through the space in the cavity without propagating through the dielectric material forming the dielectric layer 4401, respectively, and receive antenna element 731 and Arrives at the receiving antenna element 732.

一方、上述の第１から第３の実施形態と同様に、送信アンテナ素子の斜め方向、すなわち送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ２１、または送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３１への経路Ｐ２２における誘電体層４４０１の内部の無線信号の伝搬距離はＴ／ｃｏｓθ（ここで、０度＜θ＜９０度）である。
従って、アンテナ素子の斜め方向でのみ、誘電体層４４０１の比誘電率εｒの変化によって無線信号の位相回転量が変化するため、第１から第３の実施形態におけるレドームを使用する場合よりも、各経路のチャネルの位相差θＨの変化も大きくなり、このチャネルの位相差θＨをいっそう９０度に近づけることができる。 On the other hand, similarly to the first to third embodiments described above, the oblique direction of the transmission antenna element, that is, the path P21 from the transmission antenna element 131 to the reception antenna element 732, or the transmission antenna element 132 to the reception antenna element 731. The propagation distance of the radio signal inside the dielectric layer 4401 in the path P22 is T / cos θ (where 0 degree <θ <90 degrees).
Accordingly, the amount of phase rotation of the radio signal changes only in the oblique direction of the antenna element due to the change in the relative dielectric constant ε r of the dielectric layer 4401, so that compared to the case where the radome in the first to third embodiments is used. , change in the phase difference theta H channels of each path is also increased, the phase difference theta H of the channel more can be close to 90 degrees.

このように、本実施形態による誘電体層４４０１は、相互に対向する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第１経路（例えば、経路Ｐ１１）に沿って空洞（例えば、空洞４４０２）が形成されると共に、相互に斜め方向に位置する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第２経路（例えば、経路Ｐ２１）に誘電体材料が位置する構造を有する。   As described above, the dielectric layer 4401 according to the present embodiment has a cavity (for example, a cavity) along the first path (for example, the path P11) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element that are in a mutually opposing arrangement relationship. 4402) and a structure in which the dielectric material is positioned in the second path (for example, path P21) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element that are disposed in an oblique direction relative to each other.

なお、本実施形態では、図８に示すように、送信アンテナ素子１３１，１３２の正面方向にのみ空洞が形成された形状を有する誘電体層４４０１を備えたレドーム４４０を使用する場合について説明してきたが、チャネル容量の低下が抑制されるようにチャネルの位相差を調整することができることを限度として、アンテナ素子の斜め方向にのみ空洞が形成された形状を有する誘電体層であってもよい。即ち、本実施形態による誘電体層４４０１は、相互に斜め方向に位置する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第２経路（例えば、経路Ｐ２１）に沿って空洞（図示なし）が形成されると共に、相互に対向する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第１経路（例えば、経路Ｐ１１）に誘電体材料が位置する構造を有してもよい。   In the present embodiment, as shown in FIG. 8, the case where a radome 440 including a dielectric layer 4401 having a shape in which a cavity is formed only in the front direction of the transmitting antenna elements 131 and 132 has been described. However, a dielectric layer having a shape in which a cavity is formed only in an oblique direction of the antenna element may be used as long as the phase difference of the channel can be adjusted so that a decrease in channel capacity is suppressed. That is, the dielectric layer 4401 according to the present embodiment has a cavity (not shown) along the second path (for example, path P21) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element that are disposed in an oblique direction with respect to each other. ) And a structure in which a dielectric material is located in a first path (for example, path P11) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element that are in a mutually opposing arrangement relationship.

＜第５の実施形態＞
次に、本発明の第５の実施形態を説明する。
前述の第３の実施形態では、送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との位置関係に応じて厚さが異なる形状を有する誘電体層３４０１を備えたレドーム３４０を使用する場合を説明し、第４の実施形態では、送信アンテナ素子の正面方向もしくは斜め方向の何れかのみに誘電体材料が存在しない空洞が形成された形状を有する誘電体層４４０１を備えたレドーム４４０を使用する場合を説明したが、第５の実施形態では、送信アンテナ素子の正面方向と斜め方向とで異なる種類の誘電体材料により構成される誘電体層を備えたレドームを使用する場合について説明する。その他の構成については、上述の第３または第４の実施形態と同様である。 <Fifth Embodiment>
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described.
In the third embodiment described above, the case where the radome 340 including the dielectric layer 3401 having a shape with different thicknesses according to the positional relationship between the transmitting antenna element and the receiving antenna element is described. In the embodiment, the case where the radome 440 including the dielectric layer 4401 having the shape in which the cavity where the dielectric material does not exist is formed only in either the front direction or the oblique direction of the transmitting antenna element has been described. In the fifth embodiment, a case will be described in which a radome having a dielectric layer composed of different types of dielectric materials is used in the front direction and the oblique direction of the transmitting antenna element. About another structure, it is the same as that of the above-mentioned 3rd or 4th embodiment.

図９は、第５の実施形態におけるレドーム５４０の構成を示す説明図である。
図９に示すように、レドーム５４０は、送信アンテナ素子の正面方向、すなわち送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３１への経路Ｐ２１において誘電体材料５４０２（比誘電率εｒ１）からなる誘電体層と、送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ２２において誘電体材料５４０３（比誘電率εｒ１）からなる誘電体層とを備える。加えて、レドーム５４０は、アンテナ素子の斜め方向、すなわち送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ２１および送信アンテナ素子１３２から受信アンテナ素子７３２への経路Ｐ１２において誘電体材料５４０１（比誘電率εｒ２）からなる誘電体層を備える。 FIG. 9 is an explanatory diagram illustrating a configuration of a radome 540 according to the fifth embodiment.
As shown in FIG. 9, the radome 540 includes a dielectric layer made of a dielectric material 5402 (relative permittivity ε r1 ) in the front direction of the transmitting antenna element, that is, in the path P21 from the transmitting antenna element 131 to the receiving antenna element 731. In the path P22 from the transmitting antenna element 132 to the receiving antenna element 732, a dielectric layer made of a dielectric material 5403 (relative permittivity ε r1 ) is provided. In addition, the radome 540 has a dielectric material 5401 (relative permittivity) in an oblique direction of the antenna element, that is, a path P21 from the transmitting antenna element 131 to the receiving antenna element 732 and a path P12 from the transmitting antenna element 132 to the receiving antenna element 732. a dielectric layer made of ε r2 ).

ここで、誘電体材料５４０２および誘電体材料５４０３は同一種類の誘電体材料であり、これら誘電体材料５４０２，５４０３は、誘電体材料５４０１とは種類の異なる誘電体材料（即ち、比誘電率が異なる材料）である。本実施形態では、送信アンテナ素子の正面方向と斜め方向とで異なる２種類の誘電体材料を使用し、これらの誘電体材料の比誘電率を変化させることで、各アンテナ素子間のチャネルの位相差θＨを９０度に近づけるように調整する。 Here, the dielectric material 5402 and the dielectric material 5403 are the same type of dielectric material, and these dielectric materials 5402 and 5403 are different in type from the dielectric material 5401 (that is, the relative dielectric constant is higher). Different materials). In this embodiment, two types of dielectric materials that are different between the front direction and the oblique direction of the transmitting antenna element are used, and the relative dielectric constant of these dielectric materials is changed, so that the channel position between the antenna elements is changed. the phase difference theta H adjusted to be closer to 90 degrees.

このように、本実施形態によるレドーム５４０が備える誘電体層は、相互に対向する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第１経路（例えば、経路Ｐ２１）と、相互に斜め方向に位置する配置関係にある送信アンテナ素子と受信アンテナ素子との間の第２経路（例えば、経路Ｐ２１）とでは比誘電率が異なる種類の誘電体材料から構成される。本実施形態によれば、各誘電体材料の比誘電率を選択すれば、上述の第３または第４の実施形態に比較して、よりいっそうチャネルの位相差θＨを９０度に近づけるように調整することが可能になる。 As described above, the dielectric layer included in the radome 540 according to the present embodiment is inclined with respect to the first path (for example, the path P21) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element that are in a mutually opposing arrangement relationship. The second path (for example, path P21) between the transmitting antenna element and the receiving antenna element in the arrangement relationship positioned in the direction is made of a dielectric material having a different relative dielectric constant. According to the present embodiment, if the relative dielectric constant of each dielectric material is selected, the channel phase difference θ H is made closer to 90 degrees compared to the third or fourth embodiment described above. It becomes possible to adjust.

＜第６の実施形態＞
次に、本発明の第６の実施形態を説明する。
上述の第１から第５の実施形態では、レドームを構成する誘電体層の比誘電率εｒを変化させることで、各アンテナ素子間のチャネルの位相差θＨを調整するものであったが、第６の実施形態では、送受信間隔Ｄが平面アレーアンテナの設計段階で想定した送受信間隔からずれた場合においても、誘電体層の比誘電率εｒを変えることなく、誘電体層の形状によりチャネルの位相差θＨを９０度からずれることを防ぐ。 <Sixth Embodiment>
Next, a sixth embodiment of the present invention will be described.
In the first to fifth embodiments described above, the phase difference θ H of the channel between the antenna elements is adjusted by changing the relative dielectric constant ε r of the dielectric layer constituting the radome. In the sixth embodiment, even when the transmission / reception interval D deviates from the transmission / reception interval assumed in the design stage of the planar array antenna, the dielectric layer does not change the relative permittivity ε r, and does not change. The phase difference θ H of the channel is prevented from deviating from 90 degrees.

図１０は、第６の実施形態におけるレドーム６４０の構成を示す説明図である。レドーム６４０を構成する誘電体層６４０１，６４０２は、送受信間隔Ｄと、素子間隔ｄと、電波の誘電体層の内部における波長λと、アンテナ素子からの角度θとの関係から決定される曲面を含む形状を有する。   FIG. 10 is an explanatory diagram showing the configuration of the radome 640 in the sixth embodiment. The dielectric layers 6401 and 6402 constituting the radome 640 have curved surfaces determined from the relationship among the transmission / reception interval D, the element interval d, the wavelength λ inside the dielectric layer of the radio wave, and the angle θ from the antenna element. It has a shape to include.

以下、誘電体層６４０１，６４０２が有する曲面の構成について説明する。
或るアンテナ素子の間隔ｄを有するアレーアンテナを使用する場合に、送受信間隔Ｄが変化すると、各アンテナ素子間のチャネルの位相差θＨがチャネル容量が最大となる最適な９０度からずれると共に、斜め方向に位置する送受アンテナ素子間の経路も変化する。すなわち、送信アンテナ素子から受信アンテナ素子を観たときの方向の角度が変化し、このため、誘電体層の内部の無線信号の伝搬経路が変化する。 Hereinafter, the configuration of the curved surface of the dielectric layers 6401 and 6402 will be described.
When an array antenna having a certain antenna element interval d is used, if the transmission / reception interval D changes, the phase difference θ H of the channel between the antenna elements deviates from the optimum 90 degrees at which the channel capacity becomes maximum, and The path between the transmitting and receiving antenna elements located in the oblique direction also changes. That is, the angle of the direction when viewing the receiving antenna element from the transmitting antenna element changes, and therefore, the propagation path of the radio signal inside the dielectric layer changes.

そこで、本実施形態では、レドーム６４０を構成する誘電体層６４０１，６４０２は、それぞれ、送受信間隔Ｄが変化しても、各チャネルの位相差θＨが９０度で一定となるよう、送信アンテナ素子から受信アンテナ素子を観た方向の角度θに応じて誘電体層内部の無線信号の伝搬距離が異なる曲面の形状を有している。これにより、送受信間隔Ｄが変化した場合においても、各チャネルの位相差θＨが９０度となる経路を通って無線信号が受信アンテナ素子に到来するため、第１から第５の実施形態とは異なり、誘電体層の比誘電率εｒを変えることなく、送受信間隔Ｄのずれに対応することができる。 Therefore, in this embodiment, the dielectric layers 6401 and 6402 constituting the radome 640 transmit antenna elements such that the phase difference θ H of each channel is constant at 90 degrees even when the transmission / reception interval D changes. The propagation distance of the radio signal inside the dielectric layer varies depending on the angle θ in the direction of viewing the receiving antenna element. As a result, even when the transmission / reception interval D changes, the radio signal arrives at the receiving antenna element through a path where the phase difference θ H of each channel is 90 degrees. Therefore, the first to fifth embodiments are different from the first to fifth embodiments. Unlike, without changing the relative dielectric constant epsilon r of the dielectric layer may correspond to a deviation of the reception interval D.

図１０に示す例では、送受信間隔Ｄが変化すると、例えば送信アンテナ素子１３１から受信アンテナ素子７３２を観た方向の角度θが変化する。この角度θの変化に応じて、例えば送信アンテナ素子１３１から斜め方向の受信アンテナ素子７３２へ向かう経路Ｐ２１上の誘電体層６４０１の内部の無線信号の伝搬経路長Ｔｘが、その曲面の形状により、各チャネルの位相差θＨが９０度となるように変化する。従って、送受信間隔Ｄが変化しても、チャネルの位相差θＨが９０度に維持され、チャネル容量の低下が防止される。 In the example shown in FIG. 10, when the transmission / reception interval D changes, for example, the angle θ in the direction of viewing the receiving antenna element 732 from the transmitting antenna element 131 changes. In accordance with the change in the angle θ, for example, the propagation path length Tx of the radio signal inside the dielectric layer 6401 on the path P21 from the transmitting antenna element 131 toward the receiving antenna element 732 in the oblique direction depends on the shape of the curved surface. The phase difference θ H of each channel changes so as to be 90 degrees. Thus, transmission and reception interval D be varied, the phase difference theta H channels are maintained at 90 degrees, a decrease in channel capacity can be prevented.

図１１は、本実施形態における無線通信システムの概略構成を示す構成図である。本実施形態における無線通信システムは、前述の図１に示す第１の実施形態の構成において、レドーム１４０，７４０に代えて、送信機として機能する通信装置１００が、図１０に示すレドーム６４０を備える。また、受信機として機能する通信装置７００はレドーム７６４を備えるが、このレドーム７６４は、基本的には、レドーム６４０と同様に、チャネルの位相差θＨが９０度に維持されるような曲面を有する誘電体層から構成されている。 FIG. 11 is a configuration diagram illustrating a schematic configuration of the wireless communication system according to the present embodiment. In the wireless communication system according to the present embodiment, in the configuration of the first embodiment illustrated in FIG. 1 described above, the communication device 100 functioning as a transmitter includes a radome 640 illustrated in FIG. 10 instead of the radomes 140 and 740. . The communication device 700 functioning as a receiver includes a radome 764. This radome 764 basically has a curved surface in which the channel phase difference θ H is maintained at 90 degrees, like the radome 640. It is comprised from the dielectric material layer which has.

このように、本実施形態による無線通信システムは、送信アレーアンテナと受信アレーアンテナとの間に配置された誘電体層からなるレドーム６４０，７６４を備え、この誘電体層は、送信アレーアンテナと受信アレーアンテナとの間の送受信間隔Ｄの変化に対して、送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差θＨを、チャネル容量を最大にする略一定の位相差（例えば、９０度）に保つように形成された曲面を含む形状を有する。 As described above, the radio communication system according to the present embodiment includes the radomes 640 and 764 made of the dielectric layer disposed between the transmission array antenna and the reception array antenna, and the dielectric layer is configured to be connected to the transmission array antenna and the reception array antenna. With respect to the change in the transmission / reception interval D with the array antenna, the channel phase difference θ H formed between each transmitting antenna element of the transmitting array antenna and each receiving antenna element of the receiving array antenna is expressed as the channel capacity. It has a shape including a curved surface formed so as to keep a substantially constant phase difference (for example, 90 degrees) to be maximized.

本実施形態によれば、レドーム６４０，７６４の比誘電率εｒを制御する必要がないので、図１に示されるような制御装置１５０，７５０や位相差推定部７６０を備える必要がなく、無線通信システムの構成を簡略化することができる。その他については、第１の実施形態と同様である。 According to the present embodiment, since it is not necessary to control the relative permittivity ε r of the radomes 640 and 764, it is not necessary to include the control devices 150 and 750 and the phase difference estimation unit 760 as shown in FIG. The configuration of the communication system can be simplified. About others, it is the same as that of 1st Embodiment.

上述の本発明の第１から第６の実施形態では、本発明を無線通信システムとして説明したが、本発明は無線通信方法として表現することもできる。この場合、本発明は、上述の第１から第５の実施形態の無線通信システムに対応する無線通信方法として、例えば、複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナと、前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される電界の強度または温度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記電界を印加するための一対の電極または前記誘電体層に前記温度を印加するための発熱部とを有し、前記電界の強度または前記温度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部とを備えた無線通信システムによる無線通信方法であって、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定段階と、前記位相差推定段階で推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧または前記発熱部の発熱量を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整段階と、を含むことを特徴とする無線通信方法として表現することができる。   In the first to sixth embodiments of the present invention described above, the present invention has been described as a wireless communication system, but the present invention can also be expressed as a wireless communication method. In this case, the present invention provides, as a wireless communication method corresponding to the wireless communication systems of the first to fifth embodiments described above, for example, a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antenna elements, and the plurality of transmission antennas. A receiving array antenna composed of a plurality of receiving antenna elements respectively facing the element, and disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna, and having a relative dielectric constant according to the strength or temperature of an applied electric field A dielectric layer that changes and a pair of electrodes for applying the electric field to the dielectric layer, or a heating part for applying the temperature to the dielectric layer, and depending on the strength of the electric field or the temperature A wireless communication method using a wireless communication system, comprising: a phase rotation unit that rotates a phase of a radio wave propagating in the dielectric layer, wherein the transmission array A phase difference estimation step for estimating a phase difference of a channel formed between each transmission antenna element of the tenor and each reception antenna element of the reception array antenna, and based on the phase difference estimated in the phase difference estimation step A phase difference adjusting step of adjusting a phase difference of the channel so as to obtain a desired channel capacity by controlling a voltage between the pair of electrodes included in the phase rotating unit or a heat generation amount of the heat generating unit; , And can be expressed as a wireless communication method.

また、本発明は、上述の第６の実施形態の無線通信システムに対応する無線通信方法として、例えば、複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナと、前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置された誘電体層を有し、前記誘電体層を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部とを備えた無線通信システムによる無線通信方法であって、前記位相回転部により、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を制御する段階を含み、前記誘電体層は、前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間の送受信間隔の変化に対して、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を、チャネル容量を最大にする略一定の位相差に保つ曲面を含む形状を有することを特徴とする無線通信方法として表現することができる。   In addition, the present invention provides, as a wireless communication method corresponding to the wireless communication system of the sixth embodiment described above, for example, a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antenna elements, and a plurality of transmission antenna elements facing each other. A receiving array antenna comprising a plurality of receiving antenna elements, and a dielectric layer disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna, and rotating a phase of a radio wave propagating through the dielectric layer A wireless communication method using a wireless communication system including a phase rotating unit to be formed between each transmitting antenna element of the transmitting array antenna and each receiving antenna element of the receiving array antenna by the phase rotating unit. Controlling the phase difference between channels, wherein the dielectric layer comprises the transmitting array antenna and the receiving array antenna. The phase difference between the channels formed between the transmitting antenna elements of the transmitting array antenna and the receiving antenna elements of the receiving array antenna is a measure for maximizing the channel capacity. It can be expressed as a wireless communication method characterized by having a shape including a curved surface that maintains a constant phase difference.

以上、本発明の実施形態を説明したが、本発明は上述の実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲で任意の変形や修正が可能である。
例えば、上述の実施形態では、誘電体層として液晶を用いる場合を説明したが、この例に限定されることなく、比誘電率を変化させて制御することができるものであれば、どのような誘電体材料を使用してもよい。
また、上述の実施形態では、通信装置１００を送信機とし、通信装置７００を受信機として説明したが、通信装置１００，７００のそれぞれを送信機能と受信機能の双方を有する送受信機として構成してもよい。 Although the embodiment of the present invention has been described above, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be arbitrarily modified or modified without departing from the gist of the present invention.
For example, in the above-described embodiment, the case where liquid crystal is used as the dielectric layer has been described. However, the present invention is not limited to this example, and any type can be used as long as it can be controlled by changing the relative dielectric constant. Dielectric materials may be used.
In the above-described embodiment, the communication device 100 is described as a transmitter and the communication device 700 is described as a receiver. However, each of the communication devices 100 and 700 is configured as a transceiver having both a transmission function and a reception function. Also good.

１…無線通信システム、１００，７００…通信装置、１１１，１１２…送信部、１３０…送信アレーアンテナ、１３１，１３２…送信アンテナ素子、１４０，２４０，３４０，４４０，５４０，６４０，７４０，７６４…レドーム、１５０，７５０…制御装置、７１１，７１２…受信部、７２０…ウェイト演算回路、７３０…受信アレーアンテナ、７３１，７３２…受信アンテナ素子、７６０…位相差推定部。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Wireless communication system, 100, 700 ... Communication apparatus, 111, 112 ... Transmission part, 130 ... Transmission array antenna, 131, 132 ... Transmission antenna element, 140, 240, 340, 440, 540, 640, 740, 764 ... Radome, 150, 750... Control device, 711, 712. Receiving unit, 720. Weight calculating circuit, 730. Receiving array antenna, 731, 732. Receiving antenna element, 760.

Claims (5)

複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、
前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される温度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記温度を印加するための発熱部とを有し、前記温度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、
前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、
前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記発熱部の発熱量を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部と
を具備することを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system comprising: a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antenna elements; and a reception array antenna composed of a plurality of reception antenna elements respectively facing the plurality of transmission antenna elements,
A dielectric layer that is disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and has a relative dielectric constant that changes according to an applied temperature, and a heat generating unit that applies the temperature to the dielectric layer. A phase rotation unit that rotates the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer according to the temperature;
A phase difference estimation unit that estimates a phase difference of a channel formed between each transmission antenna element of the transmission array antenna and each reception antenna element of the reception array antenna;
Based on the phase difference estimated by the phase difference estimation unit, the phase difference of the channel is adjusted to obtain a desired channel capacity by controlling the amount of heat generated by the heat generation unit of the phase rotation unit. And a phase difference adjustment unit. 複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、
前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される電界の強度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記電界を印加するための一対の電極とを有し、前記電界の強度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、
前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、
前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部と、
を具備し、
前記誘電体層は、
相互に対向する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第１経路と、相互に斜め方向に位置する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第２経路とでは、当該誘電体層の厚さが異なる形状を有することを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system comprising: a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antenna elements; and a reception array antenna composed of a plurality of reception antenna elements respectively facing the plurality of transmission antenna elements,
A dielectric layer disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and having a relative permittivity that changes in accordance with an applied electric field strength, and a pair of electrodes for applying the electric field to the dielectric layer A phase rotation unit that rotates the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer according to the strength of the electric field,
A phase difference estimation unit that estimates a phase difference of a channel formed between each transmission antenna element of the transmission array antenna and each reception antenna element of the reception array antenna;
Based on the phase difference estimated by the phase difference estimation unit, by controlling the voltage between the pair of electrodes of the phase rotation unit, the phase difference of the channel is adjusted so that a desired channel capacity is obtained. A phase difference adjustment unit to be adjusted;
Comprising
The dielectric layer is
A first path between a transmitting antenna element of the transmitting array antenna and a receiving antenna element of the receiving array antenna that are in a mutually opposing arrangement relationship, and the transmitting array antenna that is in an oblique relation to each other. in the second path between the receiving antenna elements of the transmitting antenna element and the receiving array antennas, radio communications systems that wherein the thickness of the dielectric layer have different shapes. 複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、
前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される電界の強度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記電界を印加するための一対の電極とを有し、前記電界の強度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、
前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、
前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部と、
を具備し、
前記誘電体層は、
相互に対向する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第１経路に沿って空洞が形成されると共に、相互に斜め方向に位置する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第２経路に誘電体材料が位置する構造、または、前記第２経路に沿って空洞が形成されると共に前記第１経路に誘電体材料が位置する構造の何れかの構造を有することを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system comprising: a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antenna elements; and a reception array antenna composed of a plurality of reception antenna elements respectively facing the plurality of transmission antenna elements,
A dielectric layer disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and having a relative permittivity that changes in accordance with an applied electric field strength, and a pair of electrodes for applying the electric field to the dielectric layer A phase rotation unit that rotates the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer according to the strength of the electric field,
A phase difference estimation unit that estimates a phase difference of a channel formed between each transmission antenna element of the transmission array antenna and each reception antenna element of the reception array antenna;
Based on the phase difference estimated by the phase difference estimation unit, by controlling the voltage between the pair of electrodes of the phase rotation unit, the phase difference of the channel is adjusted so that a desired channel capacity is obtained. A phase difference adjustment unit to be adjusted;
Comprising
The dielectric layer is
An arrangement in which a cavity is formed along a first path between the transmission antenna element of the transmission array antenna and the reception antenna element of the reception array antenna that are in an arrangement relationship facing each other, and is positioned obliquely to each other A structure in which a dielectric material is located in a second path between the transmitting antenna element of the transmitting array antenna and the receiving antenna element of the receiving array antenna, or a cavity is formed along the second path radio communications system that is characterized by having any of the structures of the structure dielectric material to said first path is positioned with. 複数の送信アンテナ素子から構成された送信アレーアンテナと、前記複数の送信アンテナ素子にそれぞれ対向する複数の受信アンテナ素子から構成された受信アレーアンテナとを備えた無線通信システムであって、
前記送信アレーアンテナと前記受信アレーアンテナとの間に配置され、印加される電界の強度に応じて比誘電率が変化する誘電体層と前記誘電体層に前記電界を印加するための一対の電極とを有し、前記電界の強度に応じて、前記誘電体層内を伝搬する電波の位相を回転させる位相回転部と、
前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定部と、
前記位相差推定部により推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整部と、
を具備し、
前記誘電体層は、
相互に対向する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第１経路と、相互に斜め方向に位置する配置関係にある前記送信アレーアンテナの送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの受信アンテナ素子との間の第２経路とでは、比誘電率が異なる種類の誘電体材料から構成されたことを特徴とする無線通信システム。 A wireless communication system comprising: a transmission array antenna composed of a plurality of transmission antenna elements; and a reception array antenna composed of a plurality of reception antenna elements respectively facing the plurality of transmission antenna elements,
A dielectric layer disposed between the transmitting array antenna and the receiving array antenna and having a relative permittivity that changes in accordance with an applied electric field strength, and a pair of electrodes for applying the electric field to the dielectric layer A phase rotation unit that rotates the phase of the radio wave propagating in the dielectric layer according to the strength of the electric field,
A phase difference estimation unit that estimates a phase difference of a channel formed between each transmission antenna element of the transmission array antenna and each reception antenna element of the reception array antenna;
Based on the phase difference estimated by the phase difference estimation unit, by controlling the voltage between the pair of electrodes of the phase rotation unit, the phase difference of the channel is adjusted so that a desired channel capacity is obtained. A phase difference adjustment unit to be adjusted;
Comprising
The dielectric layer is
A first path between a transmitting antenna element of the transmitting array antenna and a receiving antenna element of the receiving array antenna that are in a mutually opposing arrangement relationship, and the transmitting array antenna that is in an oblique relation to each other. the second and the route radio communications system that is characterized in that the dielectric constant is composed of different kinds of dielectric material between the transmitting antenna elements and receiving antenna elements of the receiving array antenna. 請求項１〜４のいずれか１項に記載の無線通信システムによる無線通信方法であって、
前記位相差推定部が、前記送信アレーアンテナの各送信アンテナ素子と前記受信アレーアンテナの各受信アンテナ素子との間に形成されるチャネルの位相差を推定する位相差推定段階と、
前記位相差調整部が、前記位相差推定段階で推定された前記位相差に基づいて、前記位相回転部が有する前記一対の電極間の電圧または前記発熱部の発熱量を制御することにより、所望のチャネル容量が得られるように前記チャネルの位相差を調整する位相差調整段階と、
を含むことを特徴とする無線通信方法。 A wireless communication method using the wireless communication system according to any one of claims 1 to 4 ,
Wherein the phase difference estimating section, a phase difference estimation step of estimating the phase difference between the channels formed between each receive antenna elements for each transmit antenna element and the receiving array antenna of the transmission array antenna,
The phase difference adjustment unit controls the voltage between the pair of electrodes of the phase rotation unit or the heat generation amount of the heat generation unit based on the phase difference estimated in the phase difference estimation step, A phase difference adjustment step of adjusting the phase difference of the channels so that a channel capacity of
A wireless communication method comprising:
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