JP5760814B2 - Receiver - Google Patents

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Description

本発明は，受信装置に関する。   The present invention relates to a receiving device.

OFDM（Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重），OFDMA（Orthogonal Frequency Division Multiple Access：直交周波数分割多元）通信方式は，地上波デジタル放送やWiMAXなど広く利用されている。OFDMやOFDMA通信方式では，送信装置は，周波数が互いに直交関係にある複数のサブキャリアを送信データで変調し，そのOFDM周波数領域信号をIFFTしてOFDM時間領域信号に変換し，高周波信号にアップコンバートして空間上に送出する。一方，これを受信する受信装置は，受信した高周波信号をダウンコンバートしOFDM時間領域信号をFFTしてOFDM周波数領域信号に変換し，複数のサブキャリアを復調して受信データを抽出する。このようにOFDMまたはOFDMA通信方式では，マルチキャリアを用いて送受信される。   OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) and OFDMA (Orthogonal Frequency Division Multiple Access) communication systems are widely used such as terrestrial digital broadcasting and WiMAX. In the OFDM and OFDMA communication systems, the transmitter modulates multiple subcarriers whose frequencies are orthogonal to each other with transmission data, and converts the OFDM frequency domain signal into an OFDM time domain signal by IFFT. Convert and send to space. On the other hand, a receiving apparatus that receives this down-converts the received high-frequency signal, FFT converts the OFDM time domain signal into an OFDM frequency domain signal, demodulates a plurality of subcarriers, and extracts received data. Thus, in the OFDM or OFDMA communication system, transmission / reception is performed using multicarrier.

これらの通信方式に加えて，単一キャリア周波数分割多重（SC-OFDM），単一キャリア周波数分割多元接続（SC-FDMA）方式も同様である。   In addition to these communication systems, the same applies to single carrier frequency division multiplexing (SC-OFDM) and single carrier frequency division multiple access (SC-FDMA) systems.

また，上記の通信方式では，マルチパスフェージング対策のために，シンボルの後端の一部の信号をシンボルの先頭にコピーしてガードインターバル（GI）区間を設けている。そして，マルチパスフェージングにより主波から遅延した遅延波や主波より先行する先行波を同時に受信しても，遅延波や先行波の遅延量がGI区間内であれば，先行波や遅延波から干渉を受けないようになっている。   Further, in the above communication method, a guard interval (GI) section is provided by copying a signal at the rear end of the symbol to the head of the symbol in order to prevent multipath fading. Even if a delayed wave delayed from the main wave by multipath fading or a preceding wave preceding the main wave is received at the same time, if the delay amount of the delayed wave or the preceding wave is within the GI interval, the preceding wave or delayed wave is detected. It is not affected by interference.

ただし，GI区間を越える遅延量で遅延波や先行波が発生すると，FFT窓内に隣接するシンボルが入り込み，隣接するシンボルからの干渉を受ける。すなわち，シンボル間干渉ISI(Inter-symbol Interference)が発生し，受信信号の劣化を招く。したがって，かかる干渉波を除去することが種々提案されている。   However, if a delayed wave or a preceding wave is generated with a delay amount exceeding the GI interval, adjacent symbols enter the FFT window and receive interference from adjacent symbols. That is, intersymbol interference ISI (Inter-symbol Interference) occurs, resulting in deterioration of the received signal. Therefore, various proposals have been made to remove such interference waves.

干渉波を除去または抑制する技術として，受信装置に複数のアンテナからなるアレーアンテナを用いる空間ダイバーシチが提案されている。例えば非特許文献１，２，３，４に記載されている。   As a technique for removing or suppressing interference waves, spatial diversity using an array antenna composed of a plurality of antennas in a receiving apparatus has been proposed. For example, it is described in Non-Patent Documents 1, 2, 3, and 4.

空間ダイバーシチでは，各アンテナで受信した受信信号に適切な重み付け処理を行った後，合成処理を行う。かかる構成にすることで，受信装置は，アンテナ全体の指向性を制御し，干渉波には指向性ヌル(ゼロ点)を向け，希望波に指向性ビーム（メインローブ）を向けることで，干渉波信号を抑圧しつつ希望波信号のみを受信する。   In space diversity, an appropriate weighting process is performed on a received signal received by each antenna, and then a combining process is performed. With this configuration, the receiver controls the directivity of the entire antenna, directs the directivity null (zero point) to the interference wave, and directs the directivity beam (main lobe) to the desired wave. Only the desired wave signal is received while suppressing the wave signal.

この空間ダイバーシチによる干渉波抑圧技術は，前述した長遅延波対策としても有効である。すなわち，ＧＩ区分を越える遅延波を干渉波と想定し，それを空間ダイバーシチにより抑圧することで，受信性能を向上することができる。   This interference wave suppression technique using space diversity is also effective as a countermeasure against the long delay wave described above. That is, it is possible to improve the reception performance by assuming that the delayed wave exceeding the GI section is an interference wave and suppressing it by space diversity.

ところが，空間ダイバーシチ方式はアンテナの指向性制御により，空間的に干渉波抑圧を行うので，干渉波の到来角が希望波の到来角に近いほど，その干渉波抑圧性能が低下するという問題点を持つ。この空間分離性能は，アンテナ配置やアンテナ本数に大きく依存し，特にアンテナ本数が少ない場合，指向性ビームの分解能が荒くなるため，干渉波抑圧効果が弱くなる。   However, since the spatial diversity method spatially suppresses interference waves by controlling the antenna directivity, the interference wave suppression performance decreases as the arrival angle of the interference wave becomes closer to the arrival angle of the desired wave. Have. This spatial separation performance greatly depends on the antenna arrangement and the number of antennas. Particularly, when the number of antennas is small, the resolution of the directional beam becomes rough, and the interference wave suppression effect becomes weak.

上記のような空間ダイバーシチの問題点を解決する手段として，適応等化器と空間ダイバーシチ技術とを組み合わせる方法が提案されている。例えば，特許文献１，３では，複数のアンテナそれぞれに適応等化器を設け，適応等化器で長遅延波成分を等化し，さらに，適応等化器の出力信号の希望波以外を空間ダイバーシチで等化する。また，特許文献２では，複数のアンテナの受信信号の希望波以外を空間ダイバーシチで等化し，空間ダイバーシチの出力部に適応等化器を設け，適応等化器で長遅延波成分を等化する。   As a means for solving the above-described problems of space diversity, a method of combining an adaptive equalizer and space diversity technology has been proposed. For example, in Patent Documents 1 and 3, an adaptive equalizer is provided for each of a plurality of antennas, the long delay wave component is equalized by the adaptive equalizer, and the other than the desired wave of the output signal of the adaptive equalizer is spatial diversity. It is equalized with. In Patent Document 2, other than the desired wave of the reception signals of a plurality of antennas are equalized by space diversity, an adaptive equalizer is provided at the output portion of the space diversity, and the long delay wave component is equalized by the adaptive equalizer. .

適応等化器は，FIRフィルタもしくはIIRフィルタを有し，時空間において長遅延波である干渉波を抑圧する。適応等化器によれば，干渉波と希望波のそれぞれの到来角が近い場合など，空間ダイバーシチでは干渉波を抑圧できない環境下においても，干渉波を抑圧することができる。適応等化器を空間ダイバーシチ合成の前段または後段に設けることで，全到来角方向に対し干渉波を抑圧しようとしている。   The adaptive equalizer has an FIR filter or an IIR filter and suppresses interference waves that are long delay waves in space-time. According to the adaptive equalizer, it is possible to suppress the interference wave even in an environment where the interference wave cannot be suppressed by spatial diversity, such as when the arrival angles of the interference wave and the desired wave are close to each other. An adaptive equalizer is provided before or after spatial diversity combining to suppress interference waves in all directions of arrival angles.

特開２００７−６２６４号公報JP 2007-6264 A 特開２００２−２６１６６９号公報JP 2002-261669 A 特願２０１０−２８５２７８号公報Japanese Patent Application No. 2010-285278

S. Hara, M. Budsabathon and Y. Hara, “A pre-FFT OFDM adaptive antenna array with eigenvector combining”, IEEE International Conference on Communications 2004, vol.4, pp.2412-2416, June 2004.S. Hara, M. Budsabathon and Y. Hara, “A pre-FFT OFDM adaptive antenna array with eigenvector combining”, IEEE International Conference on Communications 2004, vol.4, pp.2412-2416, June 2004. 浦口 剛, 菊間 信良, 稲垣 直樹, “OFDM-CDMA通信方式へのDCMPアダプティブアレーの適用”, 電信学会論文誌，B, 通信, 83-B(2) pp.216-224, Feb 2000Takeshi Uraguchi, Nobuyoshi Kikuma, Naoki Inagaki, “Application of DCMP Adaptive Array to OFDM-CDMA Communication Systems”, IEICE Transactions, B, Communication, 83-B (2) pp.216-224, Feb 2000 K. Takeo, M. Fujita and T. Nishi “An Adaptive Antenna Array under Directional Constraint,” IEEE Trans. Antennas & Propag. Vol.AP-24, No5, pp.662-669 (Sept,1967)K. Takeo, M. Fujita and T. Nishi “An Adaptive Antenna Array under Directional Constraint,” IEEE Trans. Antennas & Propag. Vol.AP-24, No5, pp.662-669 (Sept, 1967) O. L. Frost. III, “An algorithm for linearly constrained adaptive array processing”, Proc IEEE. Vol 60 ,Issue:8 , pp.926-935 Aug. 1972O. L. Frost. III, “An algorithm for linearly constrained adaptive array processing”, Proc IEEE. Vol 60, Issue: 8, pp.926-935 Aug. 1972

しかしながら，単に空間ダイバーシチと適応等化器とを組み合わせただけでは，それぞれが独立して動作する。そのため，希望波の到来角に近い干渉波を等化する場合，空間ダイバーシチ合成処理がその干渉波を抑圧しようとし，同時に希望波も抑圧してしまい，全体の等化性能の劣化を招く場合がある。また，適応等化器が，空間ダイバーシチ合成処理で等化できる干渉波をも抑圧しようとし，干渉波を完全に抑圧できず，全体の等化性能の劣化を招く場合もある。   However, simply combining spatial diversity and adaptive equalizers will operate independently. Therefore, when an interference wave close to the arrival angle of the desired wave is equalized, the spatial diversity combining process tries to suppress the interference wave, and at the same time, suppresses the desired wave, resulting in deterioration of the overall equalization performance. is there. In addition, the adaptive equalizer tries to suppress the interference wave that can be equalized by the spatial diversity combining process, and the interference wave cannot be completely suppressed, and the overall equalization performance may be deteriorated.

そこで，本発明の目的は，等化性能を向上させた受信装置を提供することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a receiving apparatus with improved equalization performance.

受信装置の第１の側面は，マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する。 A first aspect of the receiving device is a receiving device that receives a received signal transmitted using a multicarrier.
An array antenna having a plurality of antennas for receiving the received signals;
An adaptive equalization circuit that is provided in each of the plurality of antennas and reduces a preceding wave or a delayed wave having a delay time exceeding a reference time with respect to a main wave in a reception signal of each antenna;
A spatial diversity combiner for multiplying and adding each output signal of the adaptive equalization circuit by a weighting factor;
A weight control unit that generates the weighting factor based on reception signals of the plurality of antennas, an output signal of the spatial diversity combining unit, and a constraint condition having a directivity direction of the spatial diversity;
The adaptive equalization circuit generates a replica signal by multiplying the reception signal by a coefficient and subtracts the replica signal from the reception signal, a reception signal of the plurality of antennas, and the spatial diversity combining unit And a coefficient calculation unit that calculates the coefficient based on the correlation value with the output signal.

受信装置の第２の側面は，マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する。 A second aspect of the receiving device is a receiving device that receives a received signal transmitted using a multicarrier.
An array antenna having a plurality of antennas for receiving the received signals;
A spatial diversity combining unit that multiplies the received signals of the plurality of antennas by a weighting factor and adds them;
An adaptive equalization circuit for reducing a preceding wave or a delayed wave having a delay time exceeding a reference time with respect to a main wave in an output signal of the space diversity combining unit;
A weight control unit that generates the weighting factor based on reception signals of the plurality of antennas, an output signal of the adaptive equalization circuit, and a constraint condition having a directivity direction of spatial diversity;
The adaptive equalization circuit generates an replica signal by multiplying an output signal of the spatial diversity combining unit by a coefficient, and subtracts the replica signal from the output signal; an output signal of the spatial diversity combining unit; A coefficient calculation unit that calculates the coefficient based on a correlation value with the output signal of the adaptive equalization circuit.

第１，第２の側面によれば，空間ダイバーシチ合成部と適応等化回路とが連携しあって動作するので，干渉波の等化性能を向上させることができる。   According to the first and second aspects, since the spatial diversity combining unit and the adaptive equalization circuit operate in cooperation with each other, the interference wave equalization performance can be improved.

ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。It is a figure which shows one transmission symbol of OFDM. マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。It is a figure explaining the interference between symbols in multi-fading. 空間ダイバーシチにおけるアダプティブアレイアンテナを説明する図である。It is a figure explaining the adaptive array antenna in space diversity. 空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第１の受信装置の構成図である。It is a block diagram of the 1st receiver which combined the space diversity synthetic | combination part and the adaptive equalization part. 空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第２の受信装置の構成図である。It is a block diagram of the 2nd receiver which combined the space diversity synthetic | combination part and the adaptive equalization part. 第１の実施の形態における受信装置の構成図である。It is a block diagram of the receiver in 1st Embodiment. 図４と図６の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。FIG. 7 is a diagram comparing interference wave suppression effects of the receiving apparatuses of FIG. 4 and FIG. 6. マルチパスのモデルを示す図である。It is a figure which shows the model of a multipath. 第２の実施の形態における受信装置の構成図である。It is a block diagram of the receiver in 2nd Embodiment. 図５と図９の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。FIG. 10 is a diagram comparing interference wave suppression effects of the receiving apparatuses of FIG. 5 and FIG. 9. 適応等化器の構成図である。It is a block diagram of an adaptive equalizer. 遅延波等化フィルタ３２の構成図である。3 is a configuration diagram of a delayed wave equalizing filter 32. FIG. 先行波等化フィルタ３０の構成図である。2 is a configuration diagram of a preceding wave equalizing filter 30. FIG. 係数演算部３３，３１の構成図である。It is a block diagram of the coefficient calculating parts 33 and 31. 遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of a delay wave equalization filter. 先行波等化フィルタの動作を説明する図である。It is a figure explaining operation | movement of a preceding wave equalization filter. 空間ダイバーシチ合成部のウエイト係数を演算するウエイト制御部の構成図である。It is a block diagram of the weight control part which calculates the weight coefficient of a space diversity synthetic | combination part. 等化パス設定ユニットの構成図である。It is a block diagram of an equalization path setting unit. 第３の実施の形態における等化パス設定ユニットの設定方法を示すフローチャート図である。It is a flowchart figure which shows the setting method of the equalization path | pass setting unit in 3rd Embodiment. 第４の実施の形態における受信装置の構成図である。It is a block diagram of the receiver in 4th Embodiment. 第１，第４の実施の形態（図６，図２０）の受信装置の性能と，図４の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。It is a figure of the simulation result which shows the performance of the receiver of 1st, 4th embodiment (FIG. 6, FIG. 20), the performance of the receiver of FIG. 4, and the performance of the receiver which has only spatial diversity. . 第２の実施の形態（図９）の受信装置の性能と，図５の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。It is a figure of the simulation result which shows the performance of the receiver of 2nd Embodiment (FIG. 9), the performance of the receiver of FIG. 5, and the performance of the receiver which has only space diversity.

図１は，ＯＦＤＭの１つの伝送シンボルを示す図である。ＯＦＤＭシンボルは，有効シンボルＳＹＭと，その有効シンボルＳＹＭの後部の一部の信号Ｔ−ＧＩを有効シンボルＳＹＭの先頭部にコピーしたガードインターバルＨ−ＧＩとで構成される。ＯＦＤＭシンボルの時間長は，有効シンボルＳＹＭの時間ＴとガードインターバルＨ−ＧＩの時間ＴＧＩとの合計時間になる。   FIG. 1 is a diagram illustrating one transmission symbol of OFDM. The OFDM symbol includes an effective symbol SYM and a guard interval H-GI obtained by copying a part of the signal T-GI at the rear of the effective symbol SYM to the head of the effective symbol SYM. The time length of the OFDM symbol is the total time of the time T of the effective symbol SYM and the time TGI of the guard interval H-GI.

ＯＦＤＭは，互いに周波数が直交関係する多数のサブキャリアを伝送するデータによって変調し，それらの変調波を多重して伝送する変調方式である。OFDMでは，直交性を利用して多数のサブキャリアを並列に送信することで, 伝送速度をあげることができるほか, 周波数選択性フェージングの影響を受けにくくすることができる。さらに，図１のように，有効シンボルＳＹＭの後部の信号Ｔ−ＧＩの複製をガードインターバル信号Ｈ−ＧＩとして有効シンボルＳＹＭの前に付加してＯＦＤＭシンボルを構成することにより，ガードインターバル区間の時間ＴＧＩ以下の遅延時間のマルチパス受信信号に対してシンボル間干渉を生じることなく，復調処理を行うことができる。   OFDM is a modulation method in which a plurality of subcarriers whose frequencies are orthogonal to each other are modulated by data transmitted, and these modulated waves are multiplexed and transmitted. In OFDM, by transmitting a large number of subcarriers in parallel using orthogonality, the transmission speed can be increased and the influence of frequency selective fading can be reduced. Further, as shown in FIG. 1, by duplicating a signal T-GI at the rear of the effective symbol SYM as a guard interval signal H-GI before the effective symbol SYM to form an OFDM symbol, the time of the guard interval section is obtained. Demodulation processing can be performed without causing intersymbol interference on a multipath received signal having a delay time of TGI or less.

ＯＦＤＭ以外の，前述したＯＦＤＭＡ，ＳＣ−ＯＦＤＭ，ＳＣ−ＦＤＭＡ方式も同様である。   The same applies to the above-described OFDMA, SC-OFDM, and SC-FDMA schemes other than OFDM.

しかし，現在の地上デジタル放送の前提となっている単一周波数ネットワーク（ＳＦＮ：Single Frequency Network）などの環境下において，このガードインターバルの時間ＴＧＩを超える遅延広がりが発生すると，受信性能が大きく劣化する。たとえば，地上波デジタル放送の場合，隣接エリアからの放送波を受信した場合には，シンボル間干渉を起こす干渉波として受信することがある。   However, in the environment such as a single frequency network (SFN) that is the premise of the current digital terrestrial broadcasting, if a delay spread exceeding the guard interval time TGI occurs, reception performance is greatly degraded. . For example, in the case of digital terrestrial broadcasting, when a broadcast wave from an adjacent area is received, it may be received as an interference wave that causes intersymbol interference.

図２は，マルチフェージングでのシンボル間干渉について説明する図である。図２では，ベースステーションＢＳからモバイルステーションＭＳに３つのパスで受信信号が届いている。３つのパスの受信信号のうち，最も電力が大きい受信信号が主波ＭＷであり，周りの建物などで反射して主波ＭＷとは異なるパスで遅延波ｄ１とｄ２とが移動局ＭＳに届いている。そして，主波ＭＷに対して，遅延波ｄ１は遅延時間Ｔｄ１だけ遅れて受信され，遅延波ｄ２は遅延時間Ｔｄ２だけ遅れて受信される。   FIG. 2 is a diagram for explaining intersymbol interference in multi-fading. In FIG. 2, the received signal arrives from the base station BS to the mobile station MS through three paths. Among the received signals of the three paths, the received signal with the highest power is the main wave MW, and the delayed waves d1 and d2 reach the mobile station MS through a path different from the main wave MW as reflected by surrounding buildings. ing. Then, the delayed wave d1 is received with a delay of the delay time Td1 and the delayed wave d2 is received with a delay of the delay time Td2 with respect to the main wave MW.

図２に示されるとおり，遅延波ｄ１は，遅延時間Ｔｄ１がガードインターバルの時間ＴＧＩ以内であるので，ＦＦＴウインドウ内に隣接するシンボルのデータが入らない。したがって，シンボル間干渉（ＩＳＩ：Inter-Symbol Interference）は発生しない。しかし，遅延波ｄ２は，遅延時間Ｔｄ２がガードインターバルの時間ＴＧＩを超えているので，シンボル#Nの主波ＭＷのＦＦＴウインドウ内に隣のシンボル＃Ｎ−１が含まれてしまい，シンボル間干渉が発生し，復調が困難になる。   As shown in FIG. 2, in the delayed wave d1, since the delay time Td1 is within the guard interval time TGI, the data of the adjacent symbol does not enter the FFT window. Therefore, no inter-symbol interference (ISI) occurs. However, since the delay time Td2 of the delay wave d2 exceeds the guard interval time TGI, the adjacent symbol # N-1 is included in the FFT window of the main wave MW of the symbol #N, and intersymbol interference. Occurs, making demodulation difficult.

図３は，空間ダイバーシチにおけるアダプティブアレイアンテナを説明する図である。アダプティブアレイアンテナは，複数のアンテナを空間的に，例えば１／２波長，離して設け，例えば２つのアンテナが受信した受信波の位相を可変減衰器や移相器によって同位相にすることで，その受信波のパスの方向に指向性を持たせることができ（ビームステアリング），逆に逆位相にすることでその受信波のパスの方向にヌル点（ヌルステアリング）を作り出すことができる。   FIG. 3 is a diagram for explaining an adaptive array antenna in space diversity. An adaptive array antenna is provided with a plurality of antennas spatially separated by, for example, ½ wavelength, for example, by making the phase of received waves received by two antennas the same phase by a variable attenuator or phase shifter, Directivity can be given to the direction of the path of the received wave (beam steering), and conversely, a null point (null steering) can be created in the direction of the path of the received wave.

図３（Ａ）に示すとおり，このビームステアリングによる指向性ビームを，図２の主波ＭＷと遅延波ｄ１の到来角に向けることで希望波を受信し，ヌルステアリングによる指向性ヌル点の方向を干渉波の到来角に向けることで干渉波を減衰させることができる。図３（Ａ）の例では，２つの希望波の到来角と１つの干渉波の到来角とが充分に離れているため，アンテナのビーム解像度で両者を分離することができる。つまり，アダプティブアレイアンテナの指向性ビームまたはヌル点の形成を各パスに対して適切に行うことで，マルチパスダイバーシティとすることができ，干渉波を除去することができる。   As shown in FIG. 3A, a desired wave is received by directing the directional beam by this beam steering toward the arrival angles of the main wave MW and the delayed wave d1 in FIG. 2, and the direction of the directional null point by null steering By directing to the arrival angle of the interference wave, the interference wave can be attenuated. In the example of FIG. 3A, since the arrival angle of two desired waves and the arrival angle of one interference wave are sufficiently separated from each other, they can be separated by the beam resolution of the antenna. That is, by appropriately forming the directional beam or null point of the adaptive array antenna for each path, multipath diversity can be achieved and interference waves can be removed.

ただし，図３（Ｂ）のように，希望波の到来角と干渉波の到来角とが近接してアンテナのビーム解像度で分離できない場合がある。このようにアレイアンテナのビーム解像度未満の近接する角度で干渉波が到来する場合は，空間ダイバーシチ合成によっても干渉波を減衰させることができない。アダプティブアレイアンテナの空間分解能は，アンテナの配置や本数に依存し，アンテナ本数が多いほど指向性ビームの分解能が高まり干渉波の抑制効果が強まる傾向を有するが，アンテナ本数が増えると回路規模が増大してしまい，本数には自ずと限界がある。   However, as shown in FIG. 3B, the arrival angle of the desired wave and the arrival angle of the interference wave may be close to each other and cannot be separated by the beam resolution of the antenna. In this way, when an interference wave arrives at an angle closer than the beam resolution of the array antenna, the interference wave cannot be attenuated even by spatial diversity combining. The spatial resolution of an adaptive array antenna depends on the arrangement and number of antennas, and as the number of antennas increases, the resolution of directional beams tends to increase and the suppression effect of interference waves tends to increase, but the circuit scale increases as the number of antennas increases As a result, the number is naturally limited.

さらに，アダプティブアレイアンテナでは，ビームステアリングとヌルステアリングの合計数である自由度は，アンテナの数に依存している。上記のようにアンテナの数が限られている場合は，この自由度にも限界がある。そのため，アンテナの自由度を超えたパスから受信信号が到来する場合は，全てのパスの受信波に対してビームステアリングまたはヌルステアリングのいずれかを割り当てることができなくなり，干渉波を減衰させることが困難になる。   Furthermore, in an adaptive array antenna, the degree of freedom, which is the total number of beam steering and null steering, depends on the number of antennas. If the number of antennas is limited as described above, this degree of freedom is also limited. Therefore, if the received signal comes from a path that exceeds the degree of freedom of the antenna, either beam steering or null steering cannot be assigned to the received wave of all paths, and the interference wave can be attenuated. It becomes difficult.

図４は，空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第１の受信装置の構成図である。この受信装置は，N個のアンテナAT1-ATNを有し，各アンテナ毎に，受信波の周波数をダウンコンバートする高周波回路RFと，ベースバンド信号をアナログデジタル変換するAD変換器ADCと，受信信号x1(t)-xN(t)に含まれる希望波hD(t)からGI時間を超える遅延時間τを有する干渉波hI(t)を減衰させる適応等化器（適応等化回路）とを有する。さらに，受信装置は，適応等化部10内の各適応等化器の出力信号x1’(t)-xN’(t)に重み係数w1(t)-wN(t)を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と，その重み係数を生成するウエイト制御部14とを有する。空間ダイバーシチ合成部16の出力信号y(t)は，OFDM復調部18にて，FFT処理され，各サブキャリアが復調され送信データが抽出される。 FIG. 4 is a configuration diagram of a first receiving apparatus in which a space diversity combining unit and an adaptive equalization unit are combined. This receiving apparatus has N antennas AT1-ATN, and for each antenna, a high-frequency circuit RF that down-converts the frequency of a received wave, an AD converter ADC that converts a baseband signal from analog to digital, and a received signal an adaptive equalizer (adaptive equalization circuit) that attenuates an interference wave hI (t) having a delay time τ exceeding the GI time from a desired wave hD (t) included in x 1 (t) -x N (t); Have Further, the receiving apparatus multiplies the output signal x 1 ′ (t) −x N ′ (t) of each adaptive equalizer in the adaptive equalization unit 10 by the weight coefficient w 1 (t) −w N (t). And a space diversity combining unit 16 for adding and a weight control unit 14 for generating a weighting coefficient thereof. The output signal y (t) of the spatial diversity combining unit 16 is subjected to FFT processing in the OFDM demodulating unit 18, each subcarrier is demodulated, and transmission data is extracted.

適応等化部10内の各適応等化器では，複数個，例えば４個，の適応等化器が並列に設けられ，各適応等化器には異なる遅延時間τが設定される。この遅延時間τをガードインターバル時間を超えて均等に設定することで，様々な遅延時間を有する干渉波を同時に抑圧することができる。また，並列に設けられた複数の適応等化器に，干渉波の遅延時間を個別に設定することで，等化すべきパスの干渉波を有効に等化（抑圧）することができる。   In each adaptive equalizer in the adaptive equalizer 10, a plurality of, for example, four adaptive equalizers are provided in parallel, and different delay times τ are set in the respective adaptive equalizers. By setting the delay time τ evenly beyond the guard interval time, interference waves having various delay times can be suppressed simultaneously. Further, by setting the delay time of the interference wave individually to a plurality of adaptive equalizers provided in parallel, the interference wave of the path to be equalized can be effectively equalized (suppressed).

また，ウエイト制御部14は，指向性ビームを設定する角度情報などの拘束条件C,Hが与えられ，空間ダイバーシチ合成部16の入力信号x1’(t)-xN’(t)と，出力信号y(t)とから，ウエイト係数w1(t)-wN(t)を求める。空間ダイバーシチ合成部16は，このウエイト係数を入力信号x1’(t)-xN’(t)に乗算して，指向性ビーム以外の角度に存在する干渉波を効果的に抑圧する。 In addition, the weight control unit 14 is given constraint conditions C and H such as angle information for setting the directional beam, and the input signal x 1 ′ (t) −x N ′ (t) of the spatial diversity combining unit 16 and From the output signal y (t), the weight coefficient w 1 (t) -w N (t) is obtained. The space diversity combining unit 16 multiplies the input signal x 1 ′ (t) −x N ′ (t) by this weight coefficient, and effectively suppresses the interference wave existing at an angle other than the directional beam.

図４の受信装置では，各適応等化器10が，希望波hD(t)からGI時間を超える遅延時間τを有する干渉波hI(t)を抑圧し，空間ダイバーシチ合成部16が，適応等化器が抑圧できない干渉波を抑圧する。適応等化器10と空間ダイバーシチ合成部16とが適切に動作することで，互いのメリットを引き出して，干渉波を適切に抑圧することが望まれる。   In the receiving apparatus of FIG. 4, each adaptive equalizer 10 suppresses the interference wave hI (t) having a delay time τ exceeding the GI time from the desired wave hD (t), and the spatial diversity combining unit 16 The interference wave that cannot be suppressed by the generator is suppressed. It is desired that the adaptive equalizer 10 and the spatial diversity combining unit 16 operate appropriately to extract mutual merits and appropriately suppress interference waves.

図５は，空間ダイバーシチ合成部と適応等化部とを組み合わせた第２の受信装置の構成図である。この受信装置では，N個のアンテナAT1-ATN，高周波回路RF， AD変換器ADCを有し，さらに，受信信号x1(t)-xN(t)に重み係数w1(t)-wN(t)を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と，その重み係数を生成するウエイト制御部14と，空間ダイバーシチ合成部16の出力信号y(t)に含まれている遅延波や先行波を等化する適応等化器10Aと，OFDM復調部18とを有する。つまり，空間ダイバーシチ合成部16の後段に適応等化器10Aが設けられている。 FIG. 5 is a configuration diagram of a second receiving apparatus in which a space diversity combining unit and an adaptive equalization unit are combined. This receiving apparatus has N antennas AT1-ATN, a high-frequency circuit RF, and an AD converter ADC, and further adds a weight coefficient w 1 (t) -w to the received signal x 1 (t) -x N (t). Spatial diversity combining unit 16 that multiplies and adds N (t), weight control unit 14 that generates the weighting factor, and a delay wave or preceding signal included in output signal y (t) of spatial diversity combining unit 16 An adaptive equalizer 10A for equalizing waves and an OFDM demodulator 18 are provided. That is, the adaptive equalizer 10A is provided at the subsequent stage of the space diversity combining unit 16.

図５の受信装置でも，空間ダイバーシチ合成部16が，適応等化器が抑圧できない干渉波を抑圧し，互いのメリットを引き出して，干渉波を適切に抑圧することが望まれる。   In the receiving apparatus of FIG. 5 as well, it is desired that the spatial diversity combining unit 16 suppresses interference waves that cannot be suppressed by the adaptive equalizer, draws out merits of each other, and appropriately suppresses the interference waves.

［第１の実施の形態］
しかしながら，図４の受信装置では，各適応等化器10の制御は，適応等化器の入力信号x(t)と出力信号x’(t)に基づいて行われ，各適応等化器は入力信号x(t)に含まれるGI区間を超える遅延時間の干渉波を等化し，一方で，空間ダイバーシチ合成部16の制御は，空間ダイバーシチの入力信号(適応等化器の出力信号)x’(t)と出力信号ｙ(t)に基づいて行われ，空間ダイバーシチ合成部16は，希望波の角度情報などの拘束条件C,Hに基づく指向性ビームを設定され，希望波の角度から離れた角度の干渉波を等化する。 [First Embodiment]
However, in the receiving apparatus of FIG. 4, the control of each adaptive equalizer 10 is performed based on the input signal x (t) and the output signal x ′ (t) of the adaptive equalizer. The interference signal having a delay time exceeding the GI interval included in the input signal x (t) is equalized. On the other hand, the control of the spatial diversity combining unit 16 controls the spatial diversity input signal (the output signal of the adaptive equalizer) x ′. (t) and the output signal y (t), the spatial diversity combining unit 16 is set with a directional beam based on constraint conditions C and H such as angle information of the desired wave, and moves away from the angle of the desired wave. Equalizes interference waves with different angles.

そのため，適応等化器の制御に用いる信号x(t),x’(t)は，共に，空間ダイバーシチ合成部の処理後の情報を含まないため，適応等化器は，空間ダイバーシチの動作とは関係なく，全ての干渉波を除去するように制御される。一方，空間ダイバーシチの制御に使用する信号x’(t),y(t)は，両者ともに適応等化器を通過した後の信号であるので，適応等化器により等化できなかった信号を除去する。   Therefore, the signals x (t) and x '(t) used for the control of the adaptive equalizer do not include the information after processing by the spatial diversity combining unit. Regardless, the control is performed so as to remove all interference waves. On the other hand, since the signals x ′ (t) and y (t) used for the control of spatial diversity are both signals after passing through the adaptive equalizer, the signals that could not be equalized by the adaptive equalizer Remove.

このように，図４の受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチ合成部はお互いに連携せず，適応等化器が先に優先して等化処理を行う。そのため，干渉波電力が大きい場合など適応等化器で干渉波抑圧効果が見込めない環境下では，適応等化器が干渉波を十分に等化できず，その適応等化器の出力信号に対して空間ダイバーシチ合成部が拘束条件に基づいて干渉波を等化すべく指向性ビームを設定するため，干渉波の抑圧性能が劣化するという問題がある。   As described above, in the receiving apparatus of FIG. 4, the adaptive equalizer and the spatial diversity combining unit do not cooperate with each other, and the adaptive equalizer performs the equalization process first. For this reason, the adaptive equalizer cannot sufficiently equalize the interference wave in an environment where the interference suppression effect cannot be expected by the adaptive equalizer, such as when the interference wave power is large, and the output signal of the adaptive equalizer cannot be equalized. Therefore, since the spatial diversity combining unit sets a directional beam to equalize the interference wave based on the constraint condition, there is a problem that the suppression performance of the interference wave deteriorates.

図６は，第１の実施の形態における受信装置の構成図である。この受信装置は，図４と同様に，N個のアンテナAT1-ATN，高周波回路RF，AD変換器ADCを有し，さらに，各ADCが出力する受信信号x1(t)-xN(t)それぞれに含まれる長遅延時間の干渉波を抑圧する複数の適応等化器を有する適応等化部10と,適応等化部10内の各適応等化器の出力信号x1’(t)-xN’(t)に重み係数w1(t)-wN(t)を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部16と，その重み係数を生成するウエイト制御部14とを有する。 FIG. 6 is a configuration diagram of the receiving apparatus according to the first embodiment. As in FIG. 4, this receiver has N antennas AT1-ATN, a high-frequency circuit RF, and an AD converter ADC, and further receives signals x 1 (t) -x N (t ) Adaptive equalizer 10 having a plurality of adaptive equalizers that suppress long delay time interference waves included in each, and output signal x 1 ′ (t) of each adaptive equalizer in adaptive equalizer 10 It has a space diversity combining unit 16 that multiplies -x N '(t) by a weight coefficient w 1 (t) -w N (t) and adds, and a weight control unit 14 that generates the weight coefficient.

また，図６の受信装置は，受信信号x1(t)-xN(t)から希望波である主波の到来角やGI区間を超える干渉波の遅延情報などを推定する等化パス設定ユニット12を有する。等化パス設定ユニット12は，主波や干渉波の到来角に基づきウエイト拘束条件C,Hをウエイト演算部14に設定する。拘束条件Cは，指向性を固定したい方向を示す方向行列，拘束条件Hは，その方向のゲインを示す拘束ベクトルである。 In addition, the receiving apparatus in FIG. 6 sets an equalization path for estimating the arrival angle of the main wave, which is the desired wave, the delay information of the interference wave exceeding the GI interval, from the received signal x 1 (t) -x N (t). It has a unit 12. The equalization path setting unit 12 sets the weight constraint conditions C and H in the weight calculation unit 14 based on the arrival angles of the main wave and the interference wave. The constraint condition C is a direction matrix indicating the direction in which the directivity is to be fixed, and the constraint condition H is a constraint vector indicating the gain in that direction.

さらに，図６の受信装置では，適応等化器10は，アンテナAT1-ATNによる受信信号，つまり適応等化器の入力信号x(t)と，空間ダイバーシチ合成部の出力信号ｙ(t)とにより制御され，一方，空間ダイバーシチ合成部16は，アンテナAT1-ATNによる受信信号，つまり適応等化器の入力信号x(t)と，空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)とにより制御される。   Furthermore, in the receiving apparatus of FIG. 6, the adaptive equalizer 10 receives the signal received by the antenna AT1-ATN, that is, the input signal x (t) of the adaptive equalizer and the output signal y (t) of the spatial diversity combining unit. On the other hand, the spatial diversity combining unit 16 is controlled by the signal received by the antenna AT1-ATN, that is, the input signal x (t) of the adaptive equalizer and the output signal y (t) of the spatial diversity combining unit. The

すなわち，適応等化器の制御に用いるレファレンス信号として，空間ダイバーシチ後の情報を含む空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)を使用するため，適応等化器では空間ダイバーシチで抑圧されない干渉波を優先的に抑圧する。一方，空間ダイバーシチ合成部の制御に用いる信号としてアンテナの受信信号x(t)を使用するため，受信信号x(t)に含まれる全干渉波の中から空間ダイバーシチで抑圧効果が十分見込める干渉波を優先的に抑圧する。このように，図６の受信装置は，図４の受信装置と比較すると，空間ダイバーシチ制御の優先度が強まり，図４では適応等化器と空間ダイバーシチとで等化できず，希望波を適切に取得することができなかったマルチパスモデルにおいても，十分な干渉波抑圧効果を得ることができる。   In other words, since the output signal y (t) of the spatial diversity combining unit including the information after spatial diversity is used as the reference signal used for the control of the adaptive equalizer, the adaptive equalizer generates an interference wave that is not suppressed by the spatial diversity. Suppress with priority. On the other hand, since the received signal x (t) of the antenna is used as a signal used for control of the spatial diversity combining unit, an interference wave in which the suppression effect can be sufficiently expected by spatial diversity among all the interference waves included in the received signal x (t). Is suppressed preferentially. As described above, the receiving apparatus of FIG. 6 has a higher priority of spatial diversity control than the receiving apparatus of FIG. 4, and in FIG. 4, the adaptive equalizer and the spatial diversity cannot be equalized, and the desired wave is appropriately selected. Even in a multipath model that could not be obtained in a short time, a sufficient interference wave suppression effect can be obtained.

図７は，図４と図６の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。図８は，マルチパスのモデルを示す図である。ここで例示するマルチパスのモデルは，希望波である主波と3波の干渉波#1〜#3が存在する４パスモデルであり， 3波の干渉波の等化が行われる。図８中に示されるとおり，干渉波3波の前提として，干渉波#1,#3は希望波の到来角に近い方向から到来するため空間ダイバーシチによる等化は不可であり，一方，干渉波#2は希望波の到来角から遠い方向から到来するため空間ダイバーシチによる等化は可能とする。   FIG. 7 is a diagram comparing the interference wave suppression effects of the receiving apparatuses of FIG. 4 and FIG. FIG. 8 is a diagram illustrating a multipath model. The multipath model exemplified here is a four-path model in which a main wave that is a desired wave and three interference waves # 1 to # 3 exist, and equalization of three interference waves is performed. As shown in FIG. 8, as the premise of three interference waves, interference waves # 1 and # 3 arrive from a direction close to the arrival angle of the desired wave, so equalization by spatial diversity is impossible. Since # 2 arrives from a direction far from the arrival angle of the desired wave, equalization by spatial diversity is possible.

まず，図４では適応等化器の制御はその入力信号x(t)と出力信号x’(t)を用いて行い，その制御が適応等化器で閉じている。そのため，各適応等化器では，前述のとおり並列に設けられた適応等化器が干渉波#1〜#3を全て等化しようとする。ところが，干渉波3波の合計電力が適応等化器の等化許容値を超えている場合，等化誤差が発生する場合がある。等化誤差が発生した場合，干渉波#1,#2,#3を全て等化することができない。その結果，空間ダイバーシチは出力信号x’(t)内に残っている干渉波#1〜#3の抑圧を行うことになる。しかし，空間ダイバーシチは希望波である主波の到来角方向に指向性ビーム（メインローブ）が設定されているため，干渉波#2は抑圧されるものの，主波と到来角が近い干渉波#1,#3は抑圧されず，それらの干渉波が残ってしまう。このように，図４では全干渉波が抑圧できない場合がある。   First, in FIG. 4, the adaptive equalizer is controlled using the input signal x (t) and the output signal x ′ (t), and the control is closed by the adaptive equalizer. Therefore, in each adaptive equalizer, the adaptive equalizers provided in parallel as described above try to equalize all the interference waves # 1 to # 3. However, if the total power of the three interference waves exceeds the equalization tolerance of the adaptive equalizer, an equalization error may occur. When an equalization error occurs, it is not possible to equalize all the interference waves # 1, # 2, and # 3. As a result, spatial diversity suppresses the interference waves # 1 to # 3 remaining in the output signal x ′ (t). However, in the case of spatial diversity, a directional beam (main lobe) is set in the direction of the arrival angle of the main wave, which is the desired wave. 1 and # 3 are not suppressed, and those interference waves remain. As described above, in FIG. 4, there are cases where all interference waves cannot be suppressed.

これに対して，本実施の形態の図６の受信装置では，各適応等化器が空間ダイバーシチ後の出力信号y(t)を使用して適応等化フィルタのタップ係数を演算するため，空間ダイバーシチで抑圧することが難しい干渉波#1と干渉波#3を優先的に等化する。一方，空間ダイバーシチでは，適応等化前のアンテナの受信信号x(t)と空間ダイバーシチ後の信号y(t)を使用してウエイト係数を演算するため，適応等化前のアンテナの受信信号x(t)に含まれ空間ダイバーシチで等化可能な（等化が十分見込まれる）大電力の干渉波#2を優先的に等化する。そして，適応等化器10は，空間ダイバーシチにより干渉波#2が等化された信号y(t)を使用してフィルタの係数を演算することで，残った干渉波#1,#3を優先して等化する。   On the other hand, in the receiving apparatus of FIG. 6 according to the present embodiment, each adaptive equalizer uses the output signal y (t) after spatial diversity to calculate the tap coefficient of the adaptive equalization filter. Interference wave # 1 and interference wave # 3 that are difficult to suppress due to diversity are preferentially equalized. On the other hand, in space diversity, since the weight coefficient is calculated using the received signal x (t) of the antenna before adaptive equalization and the signal y (t) after the spatial diversity, the received signal x of the antenna before adaptive equalization is calculated. Preferentially equalize the high-power interference wave # 2 included in (t) that can be equalized by space diversity (where equalization is sufficiently expected). The adaptive equalizer 10 calculates the filter coefficient using the signal y (t) obtained by equalizing the interference wave # 2 due to space diversity, and gives priority to the remaining interference waves # 1 and # 3. And equalize.

後述するとおり，空間ダイバーシチのウエイト係数演算部では，希望波の到来角方向に指向性を有する複数組のメインローブのウエイト係数のうち，干渉波抑制により電力低下が大きいメインローブを生成するウエイト係数が演算される。したがって，空間ダイバーシチが大電力の干渉波#2が含まれている受信信号x(t)を参照して制御されることで，干渉波#2が効果的に抑圧される。   As will be described later, the space coefficient weight coefficient calculation unit generates a main lobe that generates a main lobe with a large power reduction due to interference wave suppression among the weight coefficients of a plurality of main lobes having directivity in the direction of the arrival angle of the desired wave. Is calculated. Therefore, the interference wave # 2 is effectively suppressed by controlling the spatial diversity with reference to the received signal x (t) including the high-power interference wave # 2.

このように，図６の受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチとが互いに連携しあって，それぞれで効果的に抑圧等化できる干渉波をそれぞれ選択して抑圧する。その結果，図６の受信装置は，干渉波抑圧性能が図４の受信装置より向上している。   As described above, in the receiving apparatus of FIG. 6, the adaptive equalizer and the spatial diversity cooperate with each other to select and suppress the interference waves that can be effectively suppressed and equalized respectively. As a result, the receiving apparatus in FIG. 6 has improved interference wave suppression performance over the receiving apparatus in FIG.

［第２の実施の形態］
図５の受信装置では，空間ダイバーシチの制御は，空間ダイバーシチの入力信号x1(t)-xN(t)と出力信号y(t)を用いて行われる。この入力信号x1(t)-xN(t)はアンテナの受信信号である。一方，適応等化器の制御は，適応等化器の入力信号，つまり空間ダイバーシチの出力信号y(t)と適応等化器の出力信号y‘(t)を用いて行われる。 [Second Embodiment]
In the receiving apparatus of FIG. 5, the control of space diversity is performed using the space diversity input signal x 1 (t) -x N (t) and the output signal y (t). This input signal x 1 (t) -x N (t) is an antenna reception signal. On the other hand, the adaptive equalizer is controlled by using an input signal of the adaptive equalizer, that is, an output signal y (t) of spatial diversity and an output signal y ′ (t) of the adaptive equalizer.

空間ダイバーシチの制御に用いる信号x(t),y(t)は，共に，適応等化器の処理後の情報を含まないため，空間ダイバーシチは適応等化器の動作と関係なく干渉波の等化を行う。一方，適応等化器の制御に用いる信号y(t),y'(t)は，共に，空間ダイバーシチ後の信号であるので，適応等化器では空間ダイバーシチで抑圧できなかった干渉波を除去する。   Since both the signals x (t) and y (t) used for spatial diversity control do not include information after the processing of the adaptive equalizer, spatial diversity is not related to the operation of the adaptive equalizer. To do. On the other hand, since the signals y (t) and y '(t) used for the control of the adaptive equalizer are both signals after spatial diversity, the adaptive equalizer removes the interference wave that could not be suppressed by spatial diversity. To do.

このように，図５の受信装置では，空間ダイバーシチと適応等化器とはお互いに連携せず，空間ダイバーシチが先行して干渉波を抑圧する制御を行う。そのため，空間ダイバーシチで抑圧効果が見込めない干渉波を含むマルチパスのモデル，例えば希望波と干渉波の到来角が近い環境下などでは，干渉波抑圧性能が劣化する。   As described above, in the receiving apparatus of FIG. 5, the spatial diversity and the adaptive equalizer do not cooperate with each other, and the spatial diversity precedes and performs control to suppress the interference wave. For this reason, interference wave suppression performance deteriorates in a multipath model including an interference wave that cannot be suppressed by space diversity, for example, in an environment where the arrival angle of the desired wave and the interference wave is close.

図９は，第２の実施の形態における受信装置の構成図である。この受信装置では，空間ダイバーシチのウエイト係数の演算に空間ダイバーシチの入力信号x(t)と適応等化器の出力信号y’(t)を用い，一方，適応等化器のフィルタ係数の演算に適応等化器の入力信号y(t)と出力信号y’(t)を用い，それぞれの制御を行う。空間ダイバーシチに用いるレファレンス信号y(t)は適応等化器10の処理後の情報を含むため，空間ダイバーシチ合成部16は，適応等化器で抑圧できなかった干渉波を優先的に抑圧する。一方，適応等化器10では，空間ダイバーシチで等化できなかった干渉波を抑圧する。   FIG. 9 is a configuration diagram of a receiving device according to the second embodiment. In this receiver, the spatial diversity weight coefficient is calculated using the spatial diversity input signal x (t) and the adaptive equalizer output signal y '(t), while the adaptive equalizer filter coefficient is calculated. Each control is performed using the input signal y (t) and output signal y ′ (t) of the adaptive equalizer. Since the reference signal y (t) used for space diversity includes information after processing by the adaptive equalizer 10, the space diversity combining unit 16 preferentially suppresses interference waves that could not be suppressed by the adaptive equalizer. On the other hand, the adaptive equalizer 10 suppresses interference waves that could not be equalized by space diversity.

このように，空間ダイバーシチの制御は適応等化後の信号y’(t)を用いるため，適応等化器10で等化されない干渉波を空間ダイバーシチ16で優先的に等化する。一方で，空間ダイバーシチ後の信号y(t)により制御される適応等化器10では，空間ダイバーシチで抑圧されなかった干渉波を優先的に等化する。すなわち，制御信号の配置を変えることで，空間ダイバーシチ及び適応等化器のそれぞれが，効果的に抑圧できる干渉波を選択し干渉波の抑圧するようになる。   As described above, since the spatial diversity control uses the signal y ′ (t) after the adaptive equalization, the interference wave that is not equalized by the adaptive equalizer 10 is preferentially equalized by the spatial diversity 16. On the other hand, the adaptive equalizer 10 controlled by the signal y (t) after the spatial diversity preferentially equalizes the interference wave that has not been suppressed by the spatial diversity. That is, by changing the arrangement of the control signals, each of the spatial diversity and the adaptive equalizer selects an interference wave that can be effectively suppressed, and suppresses the interference wave.

図１０は，図５と図９の受信装置の干渉波抑圧効果を比較する図である。ここで例示するマルチパスのモデルも，図８のモデルである。   FIG. 10 is a diagram comparing the interference wave suppression effects of the receiving apparatuses of FIG. 5 and FIG. The multipath model exemplified here is also the model shown in FIG.

まず，図５の受信装置では，空間ダイバーシチの制御は，その入力信号x(t)と出力信号y(t)に基づいて行われ，空間ダイバーシチで閉じている。そのため，空間ダイバーシチは全ての干渉波#1,#2,#3を抑圧しようとする。干渉波#1,#3は希望波である主波と到来角が近く，空間ダイバーシチによる希望波（主波）の方向を指向するメインローブでは，それらの干渉波#1,#3を完全に等化することができない。さらに，空間ダイバーシチが希望波（主波）に近い干渉波#1,#3を抑圧しようとした影響で，希望波（主波）自身も抑圧してしまう。そのため，適応等化器が，空間ダイバーシチで抑圧しきれなかった干渉波#1,#3を等化したとしても，希望波（主波）が抑圧された分だけ受信装置としての性能が劣化してしまう。   First, in the receiving apparatus of FIG. 5, the control of space diversity is performed based on the input signal x (t) and the output signal y (t), and is closed by space diversity. Therefore, space diversity tries to suppress all interference waves # 1, # 2, and # 3. Interference waves # 1 and # 3 are close in arrival angle to the main wave that is the desired wave, and in the main lobe that directs the direction of the desired wave (main wave) due to spatial diversity, these interference waves # 1 and # 3 are completely It cannot be equalized. Furthermore, the desired wave (main wave) itself is also suppressed due to the effect of the spatial diversity to suppress the interference waves # 1 and # 3 close to the desired wave (main wave). Therefore, even if the adaptive equalizer equalizes the interference waves # 1 and # 3 that could not be suppressed by space diversity, the performance as a receiver deteriorates by the amount of suppression of the desired wave (main wave). End up.

それに対して，図９の本実施の形態の受信装置では，まず適応等化器10が，空間ダイバーシチ後の信号y(t)を用いて等化の制御を行うため，空間ダイバーシチで抑圧できない干渉波#1,#3を優先的に抑圧するように動作する。一方で，空間ダイバーシチ16は，適応等化後の信号y’(t)を用いて等化の制御をするため，適応等化器で抑圧していない干渉波#2を優先的に等化する。つまり，適応等化後の信号y’(t)では，干渉波#1,#3が優先的に抑圧されているので，空間ダイバーシチ合成部は大電力の干渉波#2を効果的に抑圧する。しかも，空間ダイバーシチでは，適応等化器で抑圧された小電力の干渉波#1,#3に対しては抑圧しようとせず，希望波である主波に指向するメインローブが干渉波#1,#3を除外する歪んだ形状にはならず，主波の電力が抑圧されることはない。言い換えると，空間ダイバーシチ合成部16は，干渉波#1,#3が適度に抑制された信号y’(t)を参照してウエイト係数w(t)を演算するので，大電力の干渉波#2を主として抑圧するメインローブを生成するので，希望波（主波）の電力が抑圧されることはない。   On the other hand, in the receiving apparatus of this embodiment shown in FIG. 9, first, the adaptive equalizer 10 performs equalization control using the signal y (t) after spatial diversity, and therefore interference that cannot be suppressed by spatial diversity. It operates to preferentially suppress waves # 1 and # 3. On the other hand, the spatial diversity 16 preferentially equalizes the interference wave # 2 that is not suppressed by the adaptive equalizer because the equalization is controlled using the signal y ′ (t) after adaptive equalization. . In other words, in the signal y ′ (t) after adaptive equalization, the interference waves # 1 and # 3 are preferentially suppressed, so the spatial diversity combining unit effectively suppresses the high-power interference wave # 2. . Moreover, in space diversity, the main lobe directed to the main wave, which is the desired wave, does not suppress the low power interference waves # 1 and # 3 suppressed by the adaptive equalizer. It does not have a distorted shape that excludes # 3, and the power of the main wave is not suppressed. In other words, the space diversity combining unit 16 calculates the weight coefficient w (t) with reference to the signal y ′ (t) in which the interference waves # 1 and # 3 are moderately suppressed. Since the main lobe that mainly suppresses 2 is generated, the power of the desired wave (main wave) is not suppressed.

このように，第２の実施の形態の受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチがそれぞれ効果的に抑圧等化できる干渉波をそれぞれ選択し，選択した干渉波を抑圧するため，図５の受信装置より干渉波抑圧性能が向上する。   As described above, in the receiving apparatus according to the second embodiment, the adaptive equalizer and the spatial diversity respectively select interference waves that can be effectively suppressed and equalized, and suppress the selected interference waves. Interference wave suppression performance is improved over the receiver.

［実施の形態における適応等化器］
次に，第１，第２の実施の形態の受信装置内の適応等化器の構成について説明する。 [Adaptive equalizer in the embodiment]
Next, the configuration of the adaptive equalizer in the receiving apparatus according to the first and second embodiments will be described.

図１１は，適応等化器の構成図である。適応等化器１０は，先行波を等化する先行波等化フィルタ３０とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３１と，遅延波を等化する遅延波等化フィルタ３２とそれにTAP係数W(t)を与えるTAP係数演算部３３とを有する。そして，先行波等化フィルタ３０とTAP係数演算部３１に先行波の遅延量である先行波TAP位置情報τpreが設定され，同様に，等化波等化フィルタ３２とTAP係数演算部３３に遅延波TAP位置情報τpostが設定される。   FIG. 11 is a configuration diagram of the adaptive equalizer. The adaptive equalizer 10 includes a preceding wave equalizing filter 30 that equalizes the preceding wave, a TAP coefficient calculating unit 31 that gives the TAP coefficient W (t) thereto, a delayed wave equalizing filter 32 that equalizes the delayed wave, and A TAP coefficient calculation unit 33 for providing a TAP coefficient W (t). Then, the preceding wave TAP position information τpre, which is a delay amount of the preceding wave, is set in the preceding wave equalizing filter 30 and the TAP coefficient calculating unit 31, and similarly, the delay is sent to the equalizing wave equalizing filter 32 and the TAP coefficient calculating unit 33. Wave TAP position information τpost is set.

これにより，等化前信号X1(t)は，先行波等化フィルタ３０により，設定された遅延量を有する先行波である干渉波が等化され信号E1(t)＝X2(t)が出力される。さらに，この信号X2(t)は，遅延波等化フィルタ３２により，設定された遅延量を有する遅延する遅延波である干渉波が等化され信号E2(t)が出力される。   As a result, the pre-equalization signal X1 (t) is equalized by the preceding wave equalization filter 30 and the interference wave, which is the preceding wave having the set delay amount, and the signal E1 (t) = X2 (t) is output. Is done. Further, the signal X2 (t) is equalized by the delay wave equalizing filter 32 and an interference wave, which is a delayed delay wave having a set delay amount, and a signal E2 (t) is output.

図１１のTAP係数演算部31は，等化前信号X1(t)とレファレンス信号R(t)とに基づいて後述する演算を行い先行波等化フィルタ30のTAP係数を演算する。同様に，TAP係数演算部33は，等化前信号X2(t)とレファレンス信号R(t)とに基づいて遅延波等化フィルタ32のTAP係数を演算する。   The TAP coefficient calculation unit 31 in FIG. 11 calculates the TAP coefficient of the preceding wave equalization filter 30 by performing a calculation described later based on the pre-equalization signal X1 (t) and the reference signal R (t). Similarly, the TAP coefficient calculation unit 33 calculates the TAP coefficient of the delay wave equalization filter 32 based on the pre-equalization signal X2 (t) and the reference signal R (t).

図６の第１の実施の形態では，レファレンス信号R(t)は空間ダイバーシチ合成部16の出力信号y(t)であり，等化前信号X1(t)は受信信号x(t)である。一方，図９の第２の実施の形態では，レファレンス信号R(t)は等化器10の出力信号y’(t)であり，等化前信号X1(t)は受信信号x(t)である。   In the first embodiment of FIG. 6, the reference signal R (t) is the output signal y (t) of the spatial diversity combining unit 16, and the pre-equalization signal X1 (t) is the received signal x (t). . On the other hand, in the second embodiment of FIG. 9, the reference signal R (t) is the output signal y ′ (t) of the equalizer 10, and the pre-equalization signal X1 (t) is the received signal x (t). It is.

図１２は，遅延波等化フィルタ３２の構成図である。図１３は，先行波等化フィルタ３０の構成図である。そして，図１４は，係数演算部３３，３１の構成図である。係数演算部３１，３３の構成は同等であり，入力される信号が異なるだけである。以下，これらのフィルタの動作について順に説明する。   FIG. 12 is a configuration diagram of the delayed wave equalizing filter 32. FIG. 13 is a configuration diagram of the preceding wave equalization filter 30. FIG. 14 is a configuration diagram of the coefficient calculation units 33 and 31. The configuration of the coefficient calculation units 31 and 33 is the same and only the input signals are different. Hereinafter, the operation of these filters will be described in order.

図１２の遅延波等化フィルタ３２は，等化前信号X2(t)から遅延波レプリカ信号Y(t)を生成し，減算器３２０によりX2(t)-Y(t)の演算を行って等化前信号X2(t)に存在する遅延波を除去する。主波に対する遅延波の遅延量である遅延波位置情報τpostは，可変遅延量設定レジスタ３２５に設定される。そして，可変遅延回路３２１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３２２と，５つのタップ信号にTAP係数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３２３と，乗算結果を累積する加算器３２４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３２５には，シフトレジスタ３２２の中央タップまでの遅延時間N/2が遅延量τpostから減算された遅延量（τpost-N/2）が設定される。   The delay wave equalizing filter 32 in FIG. 12 generates a delayed wave replica signal Y (t) from the pre-equalization signal X2 (t), and the subtracter 320 performs an operation of X2 (t) −Y (t). The delayed wave existing in the pre-equalization signal X2 (t) is removed. Delay wave position information τpost, which is the delay amount of the delay wave with respect to the main wave, is set in the variable delay amount setting register 325. A variable delay circuit 321, a shift register 322 having four delay circuits, a multiplier 323 that multiplies five tap signals by a TAP coefficient value W (t), respectively, and an adder 324 that accumulates multiplication results. , A replica signal generation unit is configured. In the variable delay amount setting unit 325, a delay amount (τpost−N / 2) obtained by subtracting the delay time N / 2 from the delay amount τpost to the center tap of the shift register 322 is set.

遅延波等化フィルタ３２は，フィードバック系のIIR（Infinite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWから遅延波のレプリカ信号を生成し，そのレプリカ信号からさらに遅延波のレプリカ信号を生成し，それが永遠に行われる。   The delayed wave equalizing filter 32 has a feedback IIR (Infinite Impulse Response) configuration. As described below, the replica signal generating unit generates a delayed wave replica signal from the main wave MW, and the replica A replica signal of a delayed wave is further generated from the signal, and this is performed forever.

図１５は，遅延波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X2(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpostだけ遅れた遅延波d1が含まれているとする。この遅延波d1が干渉波の場合に等化されるべき遅延波として選択される。   FIG. 15 is a diagram for explaining the operation of the delay wave equalizing filter. It is assumed that the pre-equalization signal X2 (t) includes a main wave MW having the maximum power and a delayed wave d1 delayed by a delay time τpost. When this delayed wave d1 is an interference wave, it is selected as a delayed wave to be equalized.

まず，等化前信号X2(t)は，可変遅延回路３２１により遅延量（τpost-N/2）だけ遅延されて，シフトレジスタ３２２に入力される。このタップ数Nは，例えばインパルス応答の主波MWなどが有する所定の時間幅に対応する。したがって，中央のタップの遅延時間がτpostに合致する。そして，遅延された等化前信号X2(t)にTAP係数値W(t)が乗算器３２３により乗算され，加算器３２４により合成されて遅延波レプリカ信号Y(t)が生成される。   First, the pre-equalization signal X2 (t) is delayed by the delay amount (τpost-N / 2) by the variable delay circuit 321 and input to the shift register 322. The tap number N corresponds to a predetermined time width of the main wave MW of the impulse response, for example. Therefore, the delay time of the center tap matches τpost. Then, the delayed pre-equalization signal X2 (t) is multiplied by the TAP coefficient value W (t) by the multiplier 323 and synthesized by the adder 324 to generate a delayed wave replica signal Y (t).

この遅延波レプリカ信号Y(t)は，図１５に示されるとおり，等化前信号X2(t)の主波MWと遅延波d1をそれぞれτpost遅延させ TAP係数を乗算して生成された２つの信号MW-R,d1-Rとを有する。ここで，レプリカ信号Y(t)のMW-Rとその遅延波d1は同相/同振幅の関係であり，減算器３２０により等化前信号X2(t)からレプリカ信号Y(t)を減算することにより遅延波ｄ１を除去することができる。減算処理後の等化後信号E2(t)は，図１５に示されるとおり，主波MWと主波から2τpostだけ遅延した信号d1-Rで構成される。   As shown in FIG. 15, the delayed wave replica signal Y (t) is generated by multiplying the main wave MW and the delayed wave d1 of the pre-equalization signal X2 (t) by τpost and multiplying by the TAP coefficient. It has signals MW-R and d1-R. Here, the MW-R of the replica signal Y (t) and its delayed wave d1 have the same phase / same amplitude relationship, and the subtractor 320 subtracts the replica signal Y (t) from the pre-equalization signal X2 (t). Thus, the delayed wave d1 can be removed. The equalized signal E2 (t) after the subtraction process is composed of the main wave MW and the signal d1-R delayed from the main wave by 2τpost as shown in FIG.

ただし，減算器３２０で減算されたレプリカ信号Y(t)から，レプリカ生成ユニットのフィードバック処理により更にレプリカ信号のレプリカ信号MW-R2,d1-R2を有する２次のレプリカ信号Y(t)-2が生成され，このレプリカ信号Y(t)-2を減算することで等化後信号E2(t)に含まれていた信号d1-Rが除去される。   However, from the replica signal Y (t) subtracted by the subtractor 320, the replica signal Y (t) -2 having the replica signal MW-R2, d1-R2 of the replica signal is further fed by the feedback processing of the replica generation unit. Is generated, and the signal d1-R included in the equalized signal E2 (t) is removed by subtracting the replica signal Y (t) -2.

上記のように，レプリカ信号の生成と減算とが永遠に繰り返されることにより，等化後信号E2(t)には主波MWのみが残ることになる。   As described above, the generation and subtraction of the replica signal is repeated forever, so that only the main wave MW remains in the equalized signal E2 (t).

なお，等化すべき遅延波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３２５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３２１とシフトレジスタ３２２と乗算器３２３と積分器３２４とを，等化すべき遅延波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき遅延波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X2(t)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３２０により減算すればよい。   In order to make a plurality of delay waves to be equalized, the variable delay amount setting register 325, the variable delay circuit 321, the shift register 322, the multiplier 323, and the integrator 324 constituting the replica signal generation unit are equalized. The number of delay waves to be converted is provided in parallel. Then, the replica signal generation units provided in parallel generate replica signals for removing the delayed waves to be equalized, and the replica signals generated from the pre-equalization signal X2 (t) are subtracted by the subtractor 320. Subtract by

この場合，並列に設けられた複数の回路にそれぞれ設定する複数の遅延時間τpostを，等間隔の異なる時間に設定することで，GI区間を超える遅延波全てを等化することができる。   In this case, all the delay waves exceeding the GI interval can be equalized by setting a plurality of delay times τpost respectively set in a plurality of circuits provided in parallel at different intervals.

図１３の先行波等化フィルタ３０は，等化前信号X1(t)を可変遅延回路３０１で時間（DMAX-τ-N/2）だけ遅延させた信号から先行波レプリカ信号Y(t-DMAX)を生成し，一方，等化前信号X1(t)を固定遅延回路３０６でDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)を生成し，減算器３００によりD(t-DMAX)-Y(t-DMAX)の演算を行って等化前信号X1(t)の遅延信号D(t-DMAX)に存在する先行波A1を除去する。主波に対する先行波の遅延量である先行波位置情報τpreは，可変遅延量設定部３０５に設定される。そして，可変遅延回路３０１と，４つの遅延回路を有するシフトレジスタ３０２と，５つのタップ信号にTAP計数値W(t)をそれぞれ乗算する乗算器３０３と，乗算結果を累積する加算器３０４とによって，レプリカ信号生成ユニットが構成される。可変遅延量設定部３０５では，固定遅延量DMAXから先行波位置情報τpreを減じ，さらにシフトレジスタ３０２の中央タップまでの遅延時間N/2が減算された遅延量（DMAX-τpre-N/2）が設定される。   The preceding wave equalization filter 30 in FIG. 13 uses the preceding wave replica signal Y (t-DMAX) from the signal obtained by delaying the pre-equalization signal X1 (t) by the time (DMAX-τ-N / 2) by the variable delay circuit 301. On the other hand, a delayed signal D (t-DMAX) is generated by DMAX delaying the pre-equalization signal X1 (t) by the fixed delay circuit 306, and D (t-DMAX) -Y ( t-DMAX) is calculated to remove the preceding wave A1 present in the delayed signal D (t-DMAX) of the pre-equalization signal X1 (t). The preceding wave position information τpre, which is the delay amount of the preceding wave with respect to the main wave, is set in the variable delay amount setting unit 305. A variable delay circuit 301, a shift register 302 having four delay circuits, a multiplier 303 that multiplies five tap signals by a TAP count value W (t), respectively, and an adder 304 that accumulates multiplication results. , A replica signal generation unit is configured. The variable delay amount setting unit 305 subtracts the preceding wave position information τpre from the fixed delay amount DMAX and further subtracts the delay time N / 2 to the center tap of the shift register 302 (DMAX-τpre-N / 2). Is set.

先行波等化フィルタ３０は，フィードフォワード系のFIR（Finite Impulse Response）の構成を有し，以下に説明するように，レプリカ信号生成ユニットが主波MWをDMAX-τpre遅延させて生成した先行波のレプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)を生成し，等化前信号X1(t)をDMAX遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそのレプリカ信号を減算する。FIRでは有限長のインパルス応答しか実現できないため，遅延波等化器のIIRのように先行波成分を完全に等化することができない。   The preceding wave equalization filter 30 has a feed forward FIR (Finite Impulse Response) configuration, and as described below, the preceding wave generated by the replica signal generation unit delaying the main wave MW by DMAX-τpre. Replica signal Y (t-DMAX + τpre) is generated, and the replica signal is subtracted from the delayed signal D (t-DMAX) obtained by delaying the pre-equalization signal X1 (t) by DMAX. Since FIR can only realize a finite-length impulse response, the preceding wave component cannot be completely equalized like the delay wave equalizer IIR.

図１６は，先行波等化フィルタの動作を説明する図である。等化前信号X1(t)には，最大電力の主波MWと，それから遅延時間τpreだけ先行した先行波A1が含まれているとする。この先行波A1が干渉波の場合に等化されるべき先行波として選択される。   FIG. 16 is a diagram for explaining the operation of the preceding wave equalization filter. It is assumed that the pre-equalization signal X1 (t) includes the main wave MW with the maximum power and the preceding wave A1 that precedes it by the delay time τpre. The preceding wave A1 is selected as a preceding wave to be equalized when it is an interference wave.

まず最大遅延量DMAXは，先行波A1がとりうる遅延量τpreの最大値に設定される。つまりDMAX>τpreである。そして，等化前信号X1(t)には，先行波A1と主波MWとが含まれている。レプリカ信号生成ユニットは，可変遅延回路３０１と，シフトレジスタ３０２と，乗算器３０３と，加算器３０４で構成される。可変遅延回路３０１により等化前信号X1(t)が（DMAX-τpre）だけ遅延されてシフトレジスタ３０２に入力される。シフトレジスタ３０２の５つのタップの信号にＴＡＰ係数値W(t)が乗算器３０３にて乗算され，合成される。これにより，等化前信号X1(t)に含まれていた主波MWと先行波A1とをそれぞれDMAX-τpreだけ遅延してTAP係数値により波形整形された信号A1-R,MW-Rを有する先行波レプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)が生成される。   First, the maximum delay amount DMAX is set to the maximum value of the delay amount τpre that the preceding wave A1 can take. That is, DMAX> τpre. The pre-equalization signal X1 (t) includes the preceding wave A1 and the main wave MW. The replica signal generation unit includes a variable delay circuit 301, a shift register 302, a multiplier 303, and an adder 304. The pre-equalization signal X1 (t) is delayed by (DMAX−τpre) by the variable delay circuit 301 and input to the shift register 302. A multiplier 303 multiplies the TAP coefficient value W (t) by the five tap signals of the shift register 302 and synthesizes them. As a result, the main wave MW and the preceding wave A1 included in the pre-equalization signal X1 (t) are delayed by DMAX-τpre, respectively, and the signals A1-R and MW-R that have been shaped by the TAP coefficient value are obtained. The preceding wave replica signal Y (t-DMAX + τpre) having the same is generated.

一方，固定遅延回路３０６が等化前信号X2(t)をDMAX遅延させて遅延信号D(t-DMAX)を生成される。ここで，この遅延信号D(t-DMAX)の先行波A1とレプリカ信号Y(t-DMAX+τpre)のMW-Rとが同じ時間となっており，MW-Rが先行波A1と同相/同振幅になるような，TAP係数値を設定することにより，減算器３００により先行波A1はレプリカ信号MW-Rの減算により除去される。ただし，先行波レプリカ信号内の先行波A1から生成されたレプリカ信号A1-Rも，減算器３００により減算されるため，等化後信号E1(t-DMAX)に含まれたままとなる。よって，等化後信号E1(t-DMAX)には，主波MWとレプリカ信号A1-Rとが含まれ，レプリカ信号A1-Rは除去されない。   On the other hand, the fixed delay circuit 306 delays the pre-equalization signal X2 (t) by DMAX to generate a delayed signal D (t-DMAX). Here, the preceding wave A1 of the delayed signal D (t-DMAX) and the MW-R of the replica signal Y (t-DMAX + τpre) have the same time, and MW-R is in phase / By setting the TAP coefficient value so as to have the same amplitude, the preceding wave A1 is removed by the subtracter 300 by subtraction of the replica signal MW-R. However, since the replica signal A1-R generated from the preceding wave A1 in the preceding wave replica signal is also subtracted by the subtractor 300, it remains included in the equalized signal E1 (t-DMAX). Therefore, the equalized signal E1 (t-DMAX) includes the main wave MW and the replica signal A1-R, and the replica signal A1-R is not removed.

なお，等化すべき先行波を複数にするためには，可変遅延量設定レジスタ３０５と，レプリカ信号生成ユニットを構成する可変遅延回路３０１とシフトレジスタ３０２と乗算器３０３と積分器３０４とを，等化すべき先行波の数だけ，並列に設ける。そして，並列に設けられたレプリカ信号生成ユニットが，それぞれの等化すべき先行波を除去するためのレプリカ信号を生成し，等化前信号X1(t)を遅延させた遅延信号D(t-DMAX)からそれぞれが生成したレプリカ信号を減算器３００により減算すればよい。この場合，最大遅延量DMAXは，全ての先行波の遅延時間の最大値に設定される。   In order to make a plurality of preceding waves to be equalized, a variable delay amount setting register 305, a variable delay circuit 301, a shift register 302, a multiplier 303, and an integrator 304 that constitute a replica signal generation unit are equalized. The number of preceding waves to be converted is provided in parallel. A replica signal generation unit provided in parallel generates a replica signal for removing the preceding wave to be equalized, and a delayed signal D (t-DMAX) obtained by delaying the pre-equalization signal X1 (t) The subtractor 300 may subtract the replica signal generated from In this case, the maximum delay amount DMAX is set to the maximum value of the delay times of all preceding waves.

この場合，並列に設けられた複数の回路にそれぞれ設定する複数の遅延時間τpreを，等間隔の異なる時間に設定することで，GI区間を超える先行波全てを等化することができる。   In this case, it is possible to equalize all the preceding waves exceeding the GI interval by setting a plurality of delay times τpre respectively set in a plurality of circuits provided in parallel at different intervals.

図１４の係数演算部３１（３３）は，等化前信号X(t)を可変遅延量（先行波ならDMAX-τpre，遅延波ならτpost）遅延させる可変遅延回路３１０と，シフトレジスタ３１１と，等化後信号E(t)の複素共役を生成する複素共役生成回路３１２と，５つの乗算器３１３と，５つの減算器３１４と，５つの積分回路３１５とを有する。この係数演算には，最小２乗平均誤差（MMSE）を基準としたLMS(Least Mean Square)アルゴリズムが使用されており，下記のような処理によりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。   The coefficient calculation unit 31 (33) in FIG. 14 includes a variable delay circuit 310 that delays the pre-equalization signal X (t) by a variable delay amount (DMAX-τpre for the preceding wave and τpost for the delay wave), a shift register 311, A complex conjugate generating circuit 312 that generates a complex conjugate of the equalized signal E (t), five multipliers 313, five subtractors 314, and five integrating circuits 315 are included. In this coefficient calculation, an LMS (Least Mean Square) algorithm based on a minimum mean square error (MMSE) is used, and a TAP coefficient value W (t) is generated by the following processing.

入力信号X(t)の希望波（主波）とリファレンス信号R(t)の遅延波(先行波)のタイミングを可変遅延回路３１０で同期させたあと，乗算器３１３で積算を行い，減衰器３１４にて一定量（β）減衰させ，積分回路３１５にて積分し，TAP係数w(t)の更新を行う。この処理を式で書くと下記のようになる。
遅延波の場合：W(t) = W(t-Δｔ)+β*X(t-τpost)*R(t)
先行波の場合：W(t) = W(t-Δｔ)+β*X(t-DMAX+τpre)*R(t)
ここで，βは減衰量である。上記式は，MMSE基準のLMS(Least Mean square)アルゴリズムの式であり，上式を元にTAP係数W(t)を更新させることで，レファレンス信号R(t)の干渉波成分を徐々に小さくできる。 The timing of the desired wave (main wave) of the input signal X (t) and the delay wave (preceding wave) of the reference signal R (t) is synchronized by the variable delay circuit 310, and then integrated by the multiplier 313, and the attenuator A constant amount (β) is attenuated in 314, integrated in the integrating circuit 315, and the TAP coefficient w (t) is updated. This process is written as an expression as follows.
For delayed wave: W (t) = W (t-Δt) + β * X (t-τpost) * R (t)
For the preceding wave: W (t) = W (t-Δt) + β * X (t-DMAX + τpre) * R (t)
Here, β is an attenuation amount. The above equation is the LMS (Least Mean Square) algorithm based on the MMSE standard. By updating the TAP coefficient W (t) based on the above equation, the interference wave component of the reference signal R (t) is gradually reduced. it can.

図１１の適応等化器の構成から明らかな通り，先行波等化フィルタ30の等化前信号X1(t)は等化器を通過していないので遅延はなく，一方，レファレンス信号R(t)は先行波等化フィルタ30により固定遅延DMAXだけ遅延している。したがって，先行波等化回路側のTAP係数演算部31では，等化前信号X1(t)の主波とレファレンス信号R(t)の先行波との遅延時間を合わせるために，可変遅延回路310に遅延量DMAX-τpreを設定して，等化前信号X1(t)の主波をDMAX-τpre遅延する。   As is apparent from the configuration of the adaptive equalizer in FIG. 11, the pre-equalization signal X1 (t) of the preceding wave equalization filter 30 does not pass through the equalizer, so there is no delay, while the reference signal R (t ) Is delayed by a fixed delay DMAX by the preceding wave equalizing filter 30. Therefore, the TAP coefficient calculation unit 31 on the preceding wave equalization circuit side adjusts the delay time between the main wave of the pre-equalization signal X1 (t) and the preceding wave of the reference signal R (t), so that the variable delay circuit 310 Is set to the delay amount DMAX-τpre, and the main wave of the pre-equalization signal X1 (t) is delayed by DMAX-τpre.

一方，遅延波等化回路側のTAP係数演算部33については，等化前信号X2(t)もレファレンス信号R(t)も両方とも固定遅延DMAXだけ遅延している。したがって，遅延波等化回路側のTAP係数演算部33では，等化前信号X2(t)の主波とレファレンス信号R(t)の遅延波との遅延時間を合わせるために，可変遅延回路310に遅延量τpostを設定して，等化前信号X2(t)の主波をτpost遅延する。   On the other hand, for the TAP coefficient calculation unit 33 on the delayed wave equalization circuit side, both the pre-equalization signal X2 (t) and the reference signal R (t) are delayed by a fixed delay DMAX. Therefore, in the TAP coefficient calculation unit 33 on the delayed wave equalization circuit side, the variable delay circuit 310 is used to match the delay times of the main wave of the pre-equalization signal X2 (t) and the delayed wave of the reference signal R (t). Is set to the delay amount τpost, and the main wave of the pre-equalization signal X2 (t) is delayed by τpost.

なお，レファレンス信号R(t)は，適応等化器による等化後の信号であれば良く，等化器通過後の信号であれば，他の処理が入っていても良い。   The reference signal R (t) may be a signal after equalization by an adaptive equalizer, and may include other processing as long as the signal has passed through the equalizer.

係数演算部３１（３３）は，遅延波等化フィルタの場合は，可変遅延回路３１０には（τpost）の遅延量が設定され，等化前信号X(t)が遅延される。また，等化後信号E(t)（レファレンス信号R(t)）の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１の遅延された等化前信号X(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４において，相関値とステップ幅である減衰量βとの乗算が行われ，その乗算結果が積分回路３１５に出力される。積分回路３１５では乗算結果を積分することによりＴＡＰ係数値W(t)が生成される。なお，減衰器３１４のステップ幅はできるだけ小さくすることで係数の発散を回避できるが，その分係数が収束するまでの時間が長くなる。   In the case of a delay wave equalization filter, the coefficient calculation unit 31 (33) sets a delay amount (τpost) in the variable delay circuit 310, and delays the pre-equalization signal X (t). In addition, the complex conjugate signal of the equalized signal E (t) (reference signal R (t)) and the delayed pre-equalization signal X (t) of the shift register 311 are multiplied by the multiplier 313 and the correlation value is obtained. Is required. The attenuator 314 multiplies the correlation value by the attenuation amount β, which is the step width, and outputs the multiplication result to the integration circuit 315. The integration circuit 315 generates a TAP coefficient value W (t) by integrating the multiplication result. Note that the divergence of the coefficient can be avoided by making the step width of the attenuator 314 as small as possible, but the time until the coefficient converges increases accordingly.

積分回路３１５では，等化前信号X(t)と等化後信号E(t)であるレファレンス信号R(t)の相関値を打ち消す方向にＴＡＰ係数値W(t)が生成される。例えば，この等化前信号X(t)の遅延信号は，図１２中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E(t) （レファレンス信号R(t)）内の未だ等化されていない遅延波信号ｄ１も図１２中に破線で示されている。つまり，係数演算部３３では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号ｄ１との相関値がとられ，積分回路３１５で減衰された相関値が積分されて，未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の遅延波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。したがって，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。   In the integrating circuit 315, a TAP coefficient value W (t) is generated in a direction that cancels the correlation value of the reference signal R (t) that is the pre-equalization signal X (t) and the post-equalization signal E (t). For example, the delayed signal of the pre-equalization signal X (t) is indicated by a broken line MW-d in FIG. Further, the delayed wave signal d1 that has not been equalized in the equalized signal E (t) (reference signal R (t)) is also indicated by a broken line in FIG. That is, the coefficient calculation unit 33 obtains a correlation value between the delayed main wave MW-d and the delayed wave signal d1 that has not been equalized, and the correlation value attenuated by the integration circuit 315 is integrated. The TAP coefficient is formed so that the equalized delayed wave signal d1 becomes zero. When the unequalized delayed wave signal d1 becomes zero, the correlation value becomes zero and the TAP coefficient converges to an ideal value. Therefore, it takes a certain time to form an ideal TAP coefficient.

係数演算部３１（３３）は，先行波等化フィルタの場合は，可変遅延回路３１０には（DMAX-τpre）の遅延量が設定され，等化前信号X(t)が遅延される。また，等化後信号E(t) （レファレンス信号R(t)）の複素共役信号と，シフトレジスタ３１１の遅延された等化前信号X(t)とが，乗算器３１３で乗算され相関値が求められる。そして，減衰器３１４で一定量減衰された相関値が積分回路３１５に蓄積される。   In the case of the preceding wave equalization filter, the coefficient calculation unit 31 (33) sets a delay amount of (DMAX-τpre) in the variable delay circuit 310, and delays the pre-equalization signal X (t). Also, the complex conjugate signal of the equalized signal E (t) (reference signal R (t)) and the delayed pre-equalization signal X (t) of the shift register 311 are multiplied by the multiplier 313, and the correlation value is obtained. Is required. The correlation value attenuated by a fixed amount by the attenuator 314 is accumulated in the integrating circuit 315.

この等化前信号X(t)の遅延信号は，図１６中に破線MW-dで示されている。また，等化後信号E(t-DMAX)内の未だ等化されていない先行波信号A1も図１６中に破線で示されている。つまり，係数演算部３１では，遅延された主波MW-dと未だ等化されていない遅延波信号A1との相関値がとられ，積分回路３１５で減衰された相関値が積分されて，未等化の先行波信号A1がゼロになるようにTAP係数が形成される。未等化の先行波信号ｄ１がゼロになると，相関値もゼロになりTAP係数は理想値に収束する。同様に，理想的なTAP係数が形成されるためには，一定の時間を要する。   The delayed signal of the pre-equalization signal X (t) is indicated by a broken line MW-d in FIG. Further, the preceding wave signal A1 which has not yet been equalized in the equalized signal E (t-DMAX) is also indicated by a broken line in FIG. That is, the coefficient calculation unit 31 obtains a correlation value between the delayed main wave MW-d and the delayed wave signal A1 that has not been equalized, and the correlation value attenuated by the integration circuit 315 is integrated and is not yet obtained. The TAP coefficient is formed so that the equalization preceding wave signal A1 becomes zero. When the unequalized preceding wave signal d1 becomes zero, the correlation value becomes zero and the TAP coefficient converges to an ideal value. Similarly, a certain amount of time is required for an ideal TAP coefficient to be formed.

前述のとおり，先行波等化フィルタ３０，遅延波等化フィルタ３２が，複数の先行波または遅延波を等化する場合は，前述のとおり複数のレプリカ生成ユニットが並列に設けられるので，この係数演算部もそれに対応して複数設けられ，それぞれに対応するレプリカ生成ユニットにTAP係数が与えられる。   As described above, when the preceding wave equalizing filter 30 and the delayed wave equalizing filter 32 equalize a plurality of preceding waves or delayed waves, a plurality of replica generation units are provided in parallel as described above. Correspondingly, a plurality of arithmetic units are provided, and a TAP coefficient is given to a replica generation unit corresponding to each.

［実施の形態における空間ダイバーシチ合成部のウエイト制御部］
図１７は，空間ダイバーシチ合成部のウエイト係数を演算するウエイト制御部の構成図である。空間ダイバーシチのウエイト演算アルゴリズムには様々な方法が考えられる。本実施の形態では，ウエイト制御部14は，指向性ビームであるメインローブの形状を指定できる方向拘束付き最小化法（DCMP: Directionally Constrained Minimization of Power）によりウエイト係数を演算する。DCMP法については，非特許文献１，２，３，４に記載されている。 [Weight control unit of space diversity combining unit in embodiment]
FIG. 17 is a configuration diagram of a weight control unit that calculates the weight coefficient of the space diversity combining unit. Various methods can be considered for the weight calculation algorithm of space diversity. In this embodiment, the weight control unit 14 calculates the weight coefficient by a directionally constrained minimization of power (DCMP) that can specify the shape of the main lobe that is a directional beam. The DCMP method is described in Non-Patent Documents 1, 2, 3, and 4.

等化パス設定ユニット12が，受信信号x1(t)-xN(t)から希望波である主波の到来角やGI区間を超える干渉波の遅延情報などを推定する。主波の到来角の方向に指向性を持つメインローブの方向が設定され，且つ，空間ダイバーシチ合成部の出力電力が最小になるメインローブを設定するウエイト係数が演算される。 The equalization path setting unit 12 estimates the arrival angle of the main wave, which is the desired wave, the delay information of the interference wave exceeding the GI interval, and the like from the received signal x 1 (t) -x N (t). The direction of the main lobe having directivity is set in the direction of the arrival angle of the main wave, and the weight coefficient for setting the main lobe that minimizes the output power of the space diversity combining unit is calculated.

ウエイト制御部14には，等化パス設定ユニット12により指向性を固定したい方向を示す方向行列Cと，その方向のゲインを示す拘束ベクトル行列Hとが設定される。そして，DCMP法では，CTw=Hを満たす複数のウエイト係数wのうち，出力電力Pが最小化するウエイトベクトルwを演算する。つまり，主波の到来角の方向に指向性を有するビームのうち，等化後の合計出力電力が最小になるビームを設定するウエイト係数が演算される。なお，CTはCの転置行列である。 In the weight control unit 14, a direction matrix C indicating a direction in which directivity is desired to be fixed and a constraint vector matrix H indicating a gain in the direction are set by the equalization path setting unit 12. In the DCMP method, a weight vector w that minimizes the output power P is calculated from among a plurality of weight coefficients w satisfying C T w = H. That is, the weight coefficient for setting the beam having the minimum total output power after equalization among the beams having directivity in the direction of the arrival angle of the main wave is calculated. C T is a transposed matrix of C.

このことは，図８において，破線のメインローブが，主波のみを含むようにするか，主波に到来角が近接する干渉波#1,#3も含むようにするかにより，空間ダイバーシチ後に残る干渉波に違いが生じることを示唆している。   In FIG. 8, this depends on whether the broken main lobe includes only the main wave or includes the interference waves # 1 and # 3 whose arrival angles are close to the main wave. This suggests a difference in the remaining interference wave.

上記のDCMP法によるウエイトベクトルw(t)を導出する式は，次の通りである。
w(t+1) = G [w(t)-μX(t)y(t)]+F 式１
ここで，GとFは次式のとおりである。
G = E-C(CTC)-1CT
F = C(CTC)-1H
w(t)：ウエイトベクトル
X(t)：入力信号
y(t)：レファレンス信号（出力信号）
μ：ステップサイズ（減衰量１より十分小さな値）
E：単位行列
C：方向行列
H：拘束ベクトル
である。 The equation for deriving the weight vector w (t) by the above DCMP method is as follows.
w (t + 1) = G [w (t) -μX (t) y (t)] + F Equation 1
Here, G and F are as follows.
G = EC (C T C) -1 C T
F = C (C T C) -1 H
w (t): Weight vector
X (t): Input signal
y (t): Reference signal (output signal)
μ: Step size (a value sufficiently smaller than attenuation 1)
E: identity matrix
C: Direction matrix
H: A constraint vector.

図１７のウエイト制御部14は，ベクトルF演算回路１４１，行列P演算回路１４２，乗算器１４３，１４４，１４６，減算器１４５，加算器１４７，レジスタ１４８を有する。まず，乗算器１４３が，入力信号ベクトルX(t)とレファレンス信号y(t)（図６の場合）とを積算して相互相関ベクトルr(t)=X(t)y(t)を求める。そして，乗算器１４４が相互相関ベクトルr(t)にステップサイズμを積算し，減算器１４４が現在のウエイトベクトルw（t）との差J(t)を次の通り求める。
J(t) = w(t)-μX(t)y(t)
一方，等化パス設定ユニット12から供給された方向行列Cと拘束ベクトルHから，ベクトルF演算回路１４１と行列P演算回路１４２が，ベクトルFと行列Gとを次のように演算する。
G = E-C(CTC)-1CT
F = C(CTC)-1H
この行列PとベクトルFには，方向行列C及び拘束ベクトルHの拘束条件が含まれている。そこで，乗算器１４６と加算器１４７により以下の演算が行われて，ウエイトベクトルw(t+1)が求められる。これは，前述の式１と同じである。
w(t+1) = GJ(t)+F = G[w(t)-μX(t)y(t)]+F
上記の入力信号X(t)は，空間ダイバーシチ合成前の各アンテナの信号であり，アンテナと空間ダイバーシチ合成部との間に他の処理が行われていてもよい。同様に，レファレンス信号（出力信号）y(t)は，空間ダイバーシチ合成後の信号であり，他の処理が行われていても良い。 The weight control unit 14 of FIG. 17 includes a vector F operation circuit 141, a matrix P operation circuit 142, multipliers 143, 144, 146, a subtracter 145, an adder 147, and a register 148. First, the multiplier 143 integrates the input signal vector X (t) and the reference signal y (t) (in the case of FIG. 6) to obtain a cross correlation vector r (t) = X (t) y (t). . Then, the multiplier 144 adds the step size μ to the cross-correlation vector r (t), and the subtractor 144 obtains the difference J (t) from the current weight vector w (t) as follows.
J (t) = w (t) -μX (t) y (t)
On the other hand, from the direction matrix C and the constraint vector H supplied from the equalization path setting unit 12, the vector F calculation circuit 141 and the matrix P calculation circuit 142 calculate the vector F and the matrix G as follows.
G = EC (C T C) -1 C T
F = C (C T C) -1 H
The matrix P and the vector F include constraint conditions for the direction matrix C and the constraint vector H. Therefore, the following calculation is performed by the multiplier 146 and the adder 147 to obtain the weight vector w (t + 1). This is the same as Equation 1 described above.
w (t + 1) = GJ (t) + F = G [w (t) -μX (t) y (t)] + F
The input signal X (t) is a signal of each antenna before space diversity combining, and other processing may be performed between the antenna and the space diversity combining unit. Similarly, the reference signal (output signal) y (t) is a signal after spatial diversity combining, and other processing may be performed.

第１の実施の形態の受信装置の場合なら，入力信号X(t)は適応等化器の各出力信号x’(t)であり，レファレンス信号y(t)は空間ダイバーシチ合成部の出力信号である。一方，第２の実施の形態の受信装置なら，入力信号X(t)はアンテナの各受信信号x(t)であり，レファレンス信号y(t)は適応等化器の出力信号y’(t)である。   In the case of the receiving apparatus of the first embodiment, the input signal X (t) is each output signal x ′ (t) of the adaptive equalizer, and the reference signal y (t) is the output signal of the spatial diversity combining unit. It is. On the other hand, in the receiving apparatus of the second embodiment, the input signal X (t) is each received signal x (t) of the antenna, and the reference signal y (t) is the output signal y ′ (t of the adaptive equalizer. ).

［等化パス設定ユニット］
図１８は，等化パス設定ユニットの構成図である。等化パス設定ユニット12は，適応等化器で透過する干渉波の設定や，空間ダイバーシチの拘束条件である方向行列Cと拘束ベクトルHの設定を行う。等化パス設定ユニット12は，各アンテナの受信信号x1(y)-xN(t)から各アンテナの遅延プロファイルを推定する遅延プロファイル推定部121と，各アンテナの遅延プロファイルから主波と先行波や遅延波などの干渉波の各パスを推定するパス推定部122と，遅延プロファイル推定部121が検出した位相情報から各パスの到来角を推定する到来方向推定部123と，パス推定部122からの各パスの遅延量τや各パスの電力と，到来方向推定部123からの各パスの到来角情報とから拘束条件（C,H）や適応等化器の遅延量τなどを設定する等化パス設定部124とを有する。 [Equalization path setting unit]
FIG. 18 is a configuration diagram of the equalization path setting unit. The equalization path setting unit 12 sets an interference wave transmitted through the adaptive equalizer, and sets a direction matrix C and a constraint vector H, which are constraint conditions for space diversity. The equalization path setting unit 12 includes a delay profile estimation unit 121 that estimates the delay profile of each antenna from the received signal x 1 (y) -x N (t) of each antenna, and the main wave and the preceding signal from the delay profile of each antenna. A path estimation unit 122 that estimates each path of an interference wave such as a wave or a delay wave, an arrival direction estimation unit 123 that estimates an arrival angle of each path from the phase information detected by the delay profile estimation unit 121, and a path estimation unit 122 The constraint condition (C, H), the delay amount τ of the adaptive equalizer, etc. are set from the delay amount τ of each path and the power of each path and the arrival angle information of each path from the arrival direction estimation unit 123. And an equalization path setting unit 124.

第１，第２の実施の形態の受信装置では，適応等化器10はGI区分を超える複数の異なる遅延時間τpost,τpreが並列に設けられた等化フィルタと係数演算部とに設定されて，GI区分を超える遅延時間を持つ干渉波を一律に等化する。そして，等化パス設定ユニット12は，拘束条件（C,H）を空間ダイバーシチ合成部のウエイト制御部14に設定する。そして，図６の実施の形態では，適応等化器10が，空間ダイバーシチ合成部16により等化された信号y(t)をレファレンス信号R(t)として使用するので，大電力の干渉波#2を除く干渉波#1,#3を適応等化器10が適切に等化する。一方，図９の実施の形態では，適応等化器10が，空間ダイバーシチ合成部16により等化された信号y(t)をレファレンス信号R(t)として使用するので，大電力の干渉波#2を除く干渉波#1,#3を適応等化器10が適切に等化し，さらに，空間ダイバーシチ合成部16のウエイト制御部14が適応等化器10の出力y’(t)をレファレンス信号R(t)として使用するので，適応等化器で等化されていない干渉波#2を適切に等化する。   In the receiving apparatuses of the first and second embodiments, the adaptive equalizer 10 is set to an equalization filter and a coefficient calculation unit in which a plurality of different delay times τpost and τpre exceeding the GI section are provided in parallel. , Equalizes interference waves with delay times exceeding the GI category. Then, the equalization path setting unit 12 sets the constraint condition (C, H) in the weight control unit 14 of the space diversity combining unit. In the embodiment shown in FIG. 6, the adaptive equalizer 10 uses the signal y (t) equalized by the space diversity combining unit 16 as the reference signal R (t). The adaptive equalizer 10 appropriately equalizes the interference waves # 1 and # 3 except for 2. On the other hand, in the embodiment of FIG. 9, since the adaptive equalizer 10 uses the signal y (t) equalized by the spatial diversity combining unit 16 as the reference signal R (t), a high-power interference wave # The adaptive equalizer 10 appropriately equalizes the interference waves # 1 and # 3 except 2 and the weight control unit 14 of the spatial diversity combining unit 16 uses the output y ′ (t) of the adaptive equalizer 10 as a reference signal. Since it is used as R (t), the interference wave # 2 that has not been equalized by the adaptive equalizer is appropriately equalized.

［第３の実施の形態の等化パス設定ユニット］
ただし，干渉波の電力が大きい場合，適応等化器ではその大電力の干渉波を適切に等化できない場合がある。そこで，第３の実施の形態における受信装置では，受信信号x(t)から推定したパス遅延量，パス電力，各パスの到来角などから，空間ダイバーシチ合成部や適応等化器それぞれで抑圧すべき干渉波を予め選択し，遅延時間τ，拘束条件によりそれぞれに設定する。 [Equalization path setting unit of the third embodiment]
However, when the power of the interference wave is large, the adaptive equalizer may not properly equalize the high-power interference wave. Therefore, in the receiving apparatus according to the third embodiment, the spatial diversity combining unit and the adaptive equalizer suppress the path delay amount estimated from the received signal x (t), the path power, the arrival angle of each path, and the like. The power interference wave is selected in advance, and set according to the delay time τ and the constraint conditions.

たとえば，各パスの到来角情報から希望波に近い干渉波を選択し，その干渉波を適応等化器に割り当てる。また，各パスの電力値から適応等化器では等化できないほどのパス電力の場合は，希望波から離れた到来角の干渉波は空間ダイバーシチで等化するように割り当てる。   For example, an interference wave close to the desired wave is selected from the arrival angle information of each path, and the interference wave is assigned to the adaptive equalizer. In addition, when the path power is such that the adaptive equalizer cannot equalize the power value of each path, the interference wave at the arrival angle far from the desired wave is allocated so as to be equalized by space diversity.

図８に示したパスモデルの場合であれば，希望波である主波と到来角が近い干渉波#1,#3は適応等化器にそれらの遅延時間τを設定し，大電力の干渉波#2は空間ダイバーシチ側で等化するようにする。図６，図９のように適応等化器と空間ダイバーシチ合成部のレファレンス信号を互いに干渉し連携し合うようにした構成において，このような事前の設定を行うことで，互いの連携動作がより相乗される。また，主波と到来角が近い干渉波#1,#3の合計電力が適応等化器で等化できないほど大きい場合は，より主波に近い干渉波#1だけを適応等化器10に設定し，残った干渉波#2,#3は空間ダイバーシチ合成部で等化するようにする。   In the case of the path model shown in FIG. 8, interference waves # 1 and # 3 whose arrival angles are close to the main wave, which is the desired wave, set their delay time τ in the adaptive equalizer, Wave # 2 is equalized on the space diversity side. In the configuration in which the reference signals of the adaptive equalizer and the spatial diversity combining unit interfere with each other and cooperate with each other as shown in FIGS. Synergized. Also, if the total power of interference waves # 1 and # 3 whose arrival angles are close to the main wave is so large that the adaptive equalizer cannot equalize, only the interference wave # 1 closer to the main wave is sent to the adaptive equalizer 10. The remaining interference waves # 2 and # 3 are equalized by the spatial diversity combining unit.

図１９は，第３の実施の形態における等化パス設定ユニットの設定方法を示すフローチャート図である。等化パス設定部124は，パス推定部122と到来方向推定部123からパス遅延量τi，パスの電力Pi，パスの到来角θiを取得する（S1）。そして，パス電力値から最も大きい電力をもつ入力信号を主波に選択し，主波のパス電力Pd，到来角θdを設定する（S2）。主波からGI区分以上遅延又は先行する波は等化すべき干渉波である。   FIG. 19 is a flowchart showing a setting method of the equalization path setting unit in the third embodiment. The equalization path setting unit 124 acquires the path delay amount τi, the path power Pi, and the path arrival angle θi from the path estimation unit 122 and the arrival direction estimation unit 123 (S1). Then, the input signal having the largest power is selected as the main wave from the path power value, and the main path power Pd and the arrival angle θd are set (S2). A wave delayed or preceded by a GI section from the main wave is an interference wave to be equalized.

そこで，等化パス設定部124は，主波の到来角θdから基準角θ未満の近い到来角θiを有する干渉波を検出し（S3），主波と基準角θ未満の近い到来角を有する干渉波の遅延量τi，パス電力Pi，到来角θiを，適応等化器で等化すべき干渉波の遅延量τe，パス電力Pe，到来角θeとして記録する（S4）。また，基準値θより遠い到来角を有するパスは，空間ダイバーシチで等化する干渉波となる（S5）。   Therefore, the equalization path setting unit 124 detects an interference wave having a near arrival angle θi that is less than the reference angle θ from the arrival angle θd of the main wave (S3), and has a near arrival angle that is less than the reference angle θ. The interference wave delay amount τi, path power Pi, and arrival angle θi are recorded as interference wave delay amount τe, path power Pe, and arrival angle θe to be equalized by the adaptive equalizer (S4). A path having an angle of arrival farther than the reference value θ becomes an interference wave that is equalized by space diversity (S5).

図８の例で説明すると，主波に近い到来角を有する干渉波#1,#3は適応等化器により等化すべき干渉波に設定され，主波から遠い到来角を有する干渉波#2は，適応等化器に設定されず，もっぱら空間ダイバーシチ合成部により等化される。   In the example of FIG. 8, the interference waves # 1 and # 3 having an arrival angle close to the main wave are set as interference waves to be equalized by the adaptive equalizer, and the interference wave # 2 having an arrival angle far from the main wave is set. Are not set in the adaptive equalizer and are equalized exclusively by the spatial diversity combining unit.

しかし，適応等化器で等化するように設定された干渉波#1,#3の合計電力が，適応等化器の能力を超える場合は，基準角度θをより小さく再設定して，工程S3から繰り返される（S6）。その結果，図８の例では，主波により近い到来角を有する干渉波#1だけが適応等化器により等化すべき干渉波に設定され，主波から遠い到来角を有する干渉波#2に加えて比較的遠い到来角を有する干渉波#3は，適応等化器に設定されず，もっぱら空間ダイバーシチ合成部により等化される。   However, if the total power of interference waves # 1 and # 3 set to equalize by the adaptive equalizer exceeds the capacity of the adaptive equalizer, the reference angle θ is reset to a smaller value and the process Repeated from S3 (S6). As a result, in the example of FIG. 8, only the interference wave # 1 having the arrival angle closer to the main wave is set as the interference wave to be equalized by the adaptive equalizer, and the interference wave # 2 having the arrival angle far from the main wave is set. In addition, the interference wave # 3 having a relatively far angle of arrival is not set in the adaptive equalizer but is equalized exclusively by the spatial diversity combining unit.

工程S6で，適応等化器で等化するように設定された干渉波のパス電力量Peの合計が，適応等化器の能力を超えない場合は，等化パス設定部124は，主波の方向及び等化器で等化するように設定された干渉波の方向θeにメインローブが設定されるように，空間ダイバーシチのウエイト制御部への拘束条件C,Hを演算する（S7）。さらに，適応等化器で等化する干渉波の遅延量τeと主波の遅延量τdとの差をとり，適応等化器のTAP遅延量τpre,τpostを求め，適応等化器のTAP係数演算回路に設定する（S8）。これにより，空間ダイバーシチ合成部16は，主波の方向のメインローブを設定し，干渉波#2,#3を等化する。干渉波#3がメインローブに含まれるようにするか否かは，受信装置の任意である。   In step S6, if the sum of the path power amounts Pe of the interference waves set so as to be equalized by the adaptive equalizer does not exceed the capacity of the adaptive equalizer, the equalization path setting unit 124 selects the main wave. The constraint conditions C and H to the weight control unit of the spatial diversity are calculated so that the main lobe is set in the direction of the interference wave and the direction θe of the interference wave set so as to be equalized by the equalizer (S7). Further, the difference between the delay amount τe of the interference wave equalized by the adaptive equalizer and the delay amount τd of the main wave is obtained to obtain the TAP delay amounts τpre and τpost of the adaptive equalizer, and the TAP coefficient of the adaptive equalizer Set to the arithmetic circuit (S8). Thereby, the space diversity combining unit 16 sets the main lobe in the direction of the main wave, and equalizes the interference waves # 2 and # 3. Whether or not the interference wave # 3 is included in the main lobe is arbitrary in the receiving apparatus.

適応等化器は，前述するとおり複数組の等化フィルタと係数演算部を有する。第３の実施の形態では，適応等化器で等化すべき干渉波の遅延時間が，各組の等化フィルタと係数演算部に設定される。等化すべき干渉波の数が組数より少ない場合は，遅延時間が設定されなかった等化フィルタと係数演算部は，非動作状態に制御される。   As described above, the adaptive equalizer has a plurality of equalization filters and a coefficient calculation unit. In the third embodiment, the delay time of the interference wave to be equalized by the adaptive equalizer is set in each equalization filter and coefficient calculation unit. When the number of interference waves to be equalized is less than the number of pairs, the equalization filter and coefficient calculation unit for which no delay time has been set are controlled to be inactive.

［第４の実施の形態における受信装置］
図２０は，第４の実施の形態における受信装置の構成図である。適応等化器10と空間ダイバーシチ合成部16は，図６の第１の実施の形態の受信装置と同じである。そして，適応等化器10の制御に各アンテナの受信信号x(t)と空間ダイバーシチ合成部の出力信号y(t)とを利用することも，第１の実施の形態と同じである。ただし，空間ダイバーシチ合成部16のウエイト制御部14が参照する信号は，各アンテナの受信信号x(t)と適応等化器10の出力信号x’(t)のいずれかに切り替え制御される。適応等化器で等化するよう設定された干渉波の到来角が主波の到来角から基準角以内に近接している場合は，第１の実施の形態と同様に，各アンテナの受信信号x(t)が選択され，近接していない場合は適応等化器10の出力信号x’(t)が選択される。 [Reception device in the fourth embodiment]
FIG. 20 is a configuration diagram of a receiving device according to the fourth embodiment. The adaptive equalizer 10 and the spatial diversity combining unit 16 are the same as those of the receiving apparatus according to the first embodiment shown in FIG. The use of the received signal x (t) of each antenna and the output signal y (t) of the spatial diversity combining unit for the control of the adaptive equalizer 10 is the same as in the first embodiment. However, the signal referred to by the weight control unit 14 of the space diversity combining unit 16 is controlled to be switched between the reception signal x (t) of each antenna and the output signal x ′ (t) of the adaptive equalizer 10. When the arrival angle of the interference wave set to be equalized by the adaptive equalizer is close to the reference angle from the arrival angle of the main wave, the received signal of each antenna is the same as in the first embodiment. When x (t) is selected and not close, the output signal x ′ (t) of the adaptive equalizer 10 is selected.

そのために，レファレンス信号選択部15が，等化パス設定ユニット12からの切替信号に応じて，各アンテナの受信信号x(t)または適応等化器10の出力信号x’(t)を，ウエイト制御部14に供給する。   For this purpose, the reference signal selection unit 15 waits for the received signal x (t) of each antenna or the output signal x ′ (t) of the adaptive equalizer 10 according to the switching signal from the equalization path setting unit 12. This is supplied to the control unit 14.

後述するシミュレーション結果から明らかな通り，主波の到来角に近接する干渉波は，空間ダイバーシチのレファレンス信号として各アンテナの受信信号x(t)を選択する構成のほうがより抑圧することができ，逆に，主波の到来角に近接しない干渉波は，適応等化器10の出力信号x’(t)を選択する構成のほうがより抑圧することができる。したがって，上記のように空間ダイバーシチへの入力側のレファレンス信号を切り替えることにより，干渉波を等化する性能を向上させることができる。   As is clear from the simulation results described below, interference waves close to the arrival angle of the main wave can be suppressed more effectively by selecting the received signal x (t) of each antenna as the spatial diversity reference signal. In addition, interference waves that are not close to the arrival angle of the main wave can be further suppressed by the configuration in which the output signal x ′ (t) of the adaptive equalizer 10 is selected. Therefore, by switching the reference signal on the input side to the space diversity as described above, the performance of equalizing the interference wave can be improved.

［シミュレーション結果］
シミュレーションにより，地上波デジタル放送のISDB-Tモード３，いわゆるフルセグに対する受信性能を比較した。シミュレーションの伝搬路モデルは，希望波１波，干渉波１波の２パスモデルであり，希望波到来角は60°に固定し，干渉波到来角θは横軸方向に振っている。縦軸は所要CNRであり，所要CNRはBER=10-4を達成するときのCNR値で定義している。 [simulation result]
Through simulation, the reception performance of ISDB-T mode 3, so-called full-segment broadcasting, was compared. The simulation propagation path model is a two-path model of one desired wave and one interference wave, the desired wave arrival angle is fixed at 60 °, and the interference wave arrival angle θ is swung in the horizontal axis direction. The vertical axis is the required CNR, and the required CNR is defined as the CNR value when BER = 10 -4 is achieved.

図２１は，第１，第４の実施の形態（図６，図２０）の受信装置の性能と，図４の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。図２１では，まず，希望波到来角に近い60°付近を比較すると，空間ダイバーシチのみでは所用CNRが上昇していることが分かる。これは，希望波の到来角に近い干渉波は空間ダイバーシチで抑圧できないためである。一方，空間ダイバーシチと適応等化器を使用する図４の受信装置では希望波の到来角θ=６０°では干渉波が除去できているが，希望波に近い到来角が50°,70°では逆に所用CNR値が上がっていることが分かる。これは，適応等化器と空間ダイバーシチがうまく連携していないためである。   FIG. 21 is a simulation result showing the performance of the receiving apparatus of the first and fourth embodiments (FIGS. 6 and 20), the performance of the receiving apparatus of FIG. 4, and the performance of the receiving apparatus having only spatial diversity. FIG. In FIG. 21, first, comparing the vicinity of 60 ° close to the desired wave arrival angle, it can be seen that the required CNR is increased only by space diversity. This is because an interference wave close to the arrival angle of the desired wave cannot be suppressed by space diversity. On the other hand, in the receiver of FIG. 4 using spatial diversity and an adaptive equalizer, the interference wave can be removed at the arrival angle θ = 60 ° of the desired wave, but when the arrival angle close to the desired wave is 50 °, 70 °. Conversely, it can be seen that the required CNR value has increased. This is because the adaptive equalizer and spatial diversity are not well coordinated.

それに対して，図６，図２０の受信装置の場合は，希望波の到来角近傍を除く到来角の干渉波が，図４の受信装置よりも十分に抑圧されて，所要CNRは３ｄＢ程度改善していることが分かる。これは，適応等化器と空間ダイバーシチとがうまく連携しているからである。   On the other hand, in the case of the receiving apparatus of FIGS. 6 and 20, the interference wave of the arrival angle excluding the vicinity of the arrival angle of the desired wave is sufficiently suppressed as compared with the receiving apparatus of FIG. 4, and the required CNR is improved by about 3 dB. You can see that This is because the adaptive equalizer and spatial diversity are well coordinated.

図２２は，第２の実施の形態（図９）の受信装置の性能と，図５の受信装置の性能と，空間ダイバーシチのみを有する受信装置の性能とを示すシミュレーション結果の図である。図２１と同様に，図９の受信装置は，空間ダイバーシチのみの受信装置や図５の受信装置に比較すると，希望波の到来角60°近傍の干渉波が効果的に抑圧されている。特に第２の実施の形態の受信装置では，到来角50°，70°の干渉波の所要CNRが，図５の受信装置よりも５ｄＢ程度向上している。   FIG. 22 is a diagram of simulation results showing the performance of the receiving apparatus according to the second embodiment (FIG. 9), the performance of the receiving apparatus of FIG. 5, and the performance of the receiving apparatus having only spatial diversity. Similarly to FIG. 21, the receiving apparatus of FIG. 9 effectively suppresses the interference wave near the arrival angle of 60 ° of the desired wave as compared with the receiving apparatus of only spatial diversity and the receiving apparatus of FIG. In particular, in the receiving apparatus according to the second embodiment, the required CNR of interference waves with arrival angles of 50 ° and 70 ° is improved by about 5 dB compared to the receiving apparatus of FIG.

なお，図２１のシミュレーション結果によれば，希望波の到来角60°の近傍の到来角50°，70°の干渉波については，図６の第１の実施の形態の受信装置のほうが，図２０の第４の実施の形態の受信装置（レファレンス信号に適応等化器の出力x’(t)を利用する例）よりもより等化できているが，希望波の到来角から遠い到来角10°などの干渉波については，逆に，図２０の第４の実施の形態の受信装置（レファレンス信号に適応等化器の出力x’(t)を利用する例）のほうが，図６の第１の実施の形態の受信装置よりもより等化できている。   According to the simulation results of FIG. 21, for the interference waves with the arrival angles of 50 ° and 70 ° in the vicinity of the arrival angle of the desired wave of 60 °, the receiving apparatus of the first embodiment in FIG. Although it is possible to equalize more than 20 receivers of the fourth embodiment (an example of using the output x ′ (t) of the adaptive equalizer for the reference signal), the arrival angle far from the arrival angle of the desired wave For the interference wave of 10 ° or the like, conversely, the receiving apparatus of the fourth embodiment in FIG. 20 (an example in which the output x ′ (t) of the adaptive equalizer is used for the reference signal) is better in FIG. More equalization is possible than in the receiving apparatus of the first embodiment.

以上の通り，本実施の形態における受信装置では，適応等化器と空間ダイバーシチ合成部とが互いに連携しながらそれぞれで等化できる干渉波を選択して等化しているので，干渉波をより抑圧することができる。   As described above, in the receiving apparatus according to the present embodiment, the adaptive equalizer and the spatial diversity combining unit select and equalize the interference waves that can be equalized while cooperating with each other. can do.

以上の実施の形態をまとめると，次の付記のとおりである。   The above embodiment is summarized as follows.

（付記１）
マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。 (Appendix 1)
In a receiving apparatus that receives a received signal transmitted using a multicarrier,
An array antenna having a plurality of antennas for receiving the received signals;
An adaptive equalization circuit that is provided in each of the plurality of antennas and reduces a preceding wave or a delayed wave having a delay time exceeding a reference time with respect to a main wave in a reception signal of each antenna;
A spatial diversity combiner for multiplying and adding each output signal of the adaptive equalization circuit by a weighting factor;
A weight control unit that generates the weighting factor based on reception signals of the plurality of antennas, an output signal of the spatial diversity combining unit, and a constraint condition having a directivity direction of the spatial diversity;
The adaptive equalization circuit generates a replica signal by multiplying the reception signal by a coefficient and subtracts the replica signal from the reception signal, a reception signal of the plurality of antennas, and the spatial diversity combining unit And a coefficient calculation unit that calculates the coefficient based on the correlation value with the output signal.

（付記２）
付記１において，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。 (Appendix 2)
In Appendix 1,
Further, based on the reception signals of the plurality of antennas, the arrival angle and power of the path of the reception signal are estimated, and information on the arrival angle direction of the main wave is supplied to the weight control unit as the constraint condition A receiving apparatus having a path setting unit.

（付記３）
付記２において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。 (Appendix 3)
In Appendix 2,
The equalization path setting unit further estimates a delay time of a preceding wave or a delayed wave with respect to a main wave of the reception signal based on reception signals of the plurality of antennas, and sends the delay time to the adaptive equalization circuit. The receiving device to set.

（付記４）
付記３において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。 (Appendix 4)
In Appendix 3,
The equalization path setting unit sets a direction including the arrival angle of the main wave and the arrival angle of a preceding wave or delay wave having a delay time set in the adaptive equalization circuit as the constraint condition to the weight control unit. Receiving device to supply.

（付記５）
付記４において，
前記等化パス設定ユニットは，前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が，前記適応等化回路の等化能力を超えないように，前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。 (Appendix 5)
In Appendix 4,
The equalization path setting unit is configured so that the total power of the preceding wave or the delayed wave corresponding to the delay time set in the adaptive equalization circuit does not exceed the equalization capability of the adaptive equalization circuit. A receiving device that selects a preceding wave or a delayed wave to be set in a circuit.

（付記６）
付記１において，
前記遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角が，前記主波の到来角と基準角度以上異なる場合は，前記ウエイト制御部は，前記複数のアンテナの受信信号に代えて，前記複数の適応等化回路の出力信号に基づいて，前記重み係数を生成する受信装置。 (Appendix 6)
In Appendix 1,
When the arrival angle of the preceding wave or delay wave having the delay time is different from the arrival angle of the main wave by a reference angle or more, the weight control unit replaces the received signals of the plurality of antennas with the plurality of adaptive signals. A receiving device that generates the weighting factor based on an output signal of an equalization circuit.

（付記７）
マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。 (Appendix 7)
In a receiving apparatus that receives a received signal transmitted using a multicarrier,
An array antenna having a plurality of antennas for receiving the received signals;
A spatial diversity combining unit that multiplies the received signals of the plurality of antennas by a weighting factor and adds them;
An adaptive equalization circuit for reducing a preceding wave or a delayed wave having a delay time exceeding a reference time with respect to a main wave in an output signal of the space diversity combining unit;
A weight control unit that generates the weighting factor based on reception signals of the plurality of antennas, an output signal of the adaptive equalization circuit, and a constraint condition having a directivity direction of spatial diversity;
The adaptive equalization circuit generates an replica signal by multiplying an output signal of the spatial diversity combining unit by a coefficient, and subtracts the replica signal from the output signal; an output signal of the spatial diversity combining unit; A receiving apparatus comprising: a coefficient calculation unit that calculates the coefficient based on a correlation value with an output signal of an adaptive equalization circuit.

（付記８）
付記７において，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。 (Appendix 8)
In Appendix 7,
Further, based on the reception signals of the plurality of antennas, the arrival angle and power of the path of the reception signal are estimated, and information on the arrival angle direction of the main wave is supplied to the weight control unit as the constraint condition A receiving apparatus having a path setting unit.

（付記９）
付記８において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。 (Appendix 9)
In Appendix 8,
The equalization path setting unit further estimates a delay time of a preceding wave or a delayed wave with respect to a main wave of the reception signal based on reception signals of the plurality of antennas, and sends the delay time to the adaptive equalization circuit. The receiving device to set.

（付記１０）
付記９において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。 (Appendix 10)
In Appendix 9,
The equalization path setting unit sets a direction including the arrival angle of the main wave and the arrival angle of a preceding wave or delay wave having a delay time set in the adaptive equalization circuit as the constraint condition to the weight control unit. Receiving device to supply.

（付記１１）
付記１０において，
前記等化パス設定ユニットは，前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が，前記適応等化回路の等化能力を超えないように，前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。 (Appendix 11)
In Appendix 10,
The equalization path setting unit is configured so that the total power of the preceding wave or the delayed wave corresponding to the delay time set in the adaptive equalization circuit does not exceed the equalization capability of the adaptive equalization circuit. A receiving device that selects a preceding wave or a delayed wave to be set in a circuit.

（付記１２）
付記１または７において，
前記適応等化回路は，異なる遅延時間がそれぞれ設定された複数組の等化フィルタと係数演算部を有する受信装置。 (Appendix 12)
In Appendix 1 or 7,
The adaptive equalizer includes a plurality of equalization filters each having different delay times and a coefficient calculation unit.

（付記１３）
付記３または９において，
前記適応等化回路は，複数組の等化フィルタと係数演算部を有し，前記推定した遅延時間が前記複数組の等化フィルタと係数演算部のいずれかに設定され，前記遅延時間が設定されていない等化フィルタと係数演算部は動作を停止する受信装置。 (Appendix 13)
In Appendix 3 or 9,
The adaptive equalization circuit includes a plurality of sets of equalization filters and a coefficient calculation unit, the estimated delay time is set in one of the plurality of sets of equalization filters and a coefficient calculation unit, and the delay time is set. Unequalized filter and coefficient calculation unit that stops operation.

AT1-ATN：アンテナ １０：適応等化回路
１２：等化パス設定ユニット １４：ウエイト制御部
１６：空間ダイバーシチ合成部 τpre,τpost：遅延時間 AT1-ATN: Antenna 10: Adaptive equalization circuit 12: Equalization path setting unit 14: Weight control unit 16: Spatial diversity combining unit τpre, τpost: Delay time

Claims (9)

マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有し，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。 In a receiving apparatus that receives a received signal transmitted using a multicarrier,
An array antenna having a plurality of antennas for receiving the received signals;
An adaptive equalization circuit that is provided in each of the plurality of antennas and reduces a preceding wave or a delayed wave having a delay time exceeding a reference time with respect to a main wave in a reception signal of each antenna;
A spatial diversity combiner for multiplying and adding each output signal of the adaptive equalization circuit by a weighting factor;
A weight control unit that generates the weighting factor based on reception signals of the plurality of antennas, an output signal of the spatial diversity combining unit, and a constraint condition having a directivity direction of the spatial diversity;
The adaptive equalization circuit generates a replica signal by multiplying the reception signal by a coefficient and subtracts the replica signal from the reception signal, a reception signal of the plurality of antennas, and the spatial diversity combining unit and a coefficient calculator for calculating said coefficient based on the correlation value between the output signal of,
Further, the arrival angle and power of the path of the reception signal are estimated based on the reception signals of the plurality of antennas, and information on the arrival angle direction of the main wave is supplied to the weight control unit as the constraint condition. Receiving apparatus having an integrated path setting unit. 請求項１において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。 In claim 1 ,
The equalization path setting unit further estimates a delay time of a preceding wave or a delayed wave with respect to a main wave of the reception signal based on reception signals of the plurality of antennas, and sends the delay time to the adaptive equalization circuit. The receiving device to set. 請求項２において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。 In claim 2 ,
The equalization path setting unit sets a direction including the arrival angle of the main wave and the arrival angle of a preceding wave or delay wave having a delay time set in the adaptive equalization circuit as the constraint condition to the weight control unit. Receiving device to supply. 請求項３において，
前記等化パス設定ユニットは，前記適応等化回路に設定する遅延時間に対応する先行波または遅延波の合計電力が，前記適応等化回路の等化能力を超えないように，前記適応等化回路に設定する先行波または遅延波を選択する受信装置。 In claim 3 ,
The equalization path setting unit is configured so that the total power of the preceding wave or the delayed wave corresponding to the delay time set in the adaptive equalization circuit does not exceed the equalization capability of the adaptive equalization circuit. A receiving device that selects a preceding wave or a delayed wave to be set in a circuit. マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナにそれぞれ設けられ，各アンテナの受信信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記適応等化回路の各出力信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記受信信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記受信信号から前記レプリカ信号を減ずる遅延波等化フィルタと，前記複数のアンテナの受信信号と前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有し、
前記遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角が，前記主波の到来角と基準角以内に近接していない場合は，前記ウエイト制御部は，前記複数のアンテナの受信信号に代えて，前記複数の適応等化回路の出力信号に基づいて，前記重み係数を生成する受信装置。 In a receiving apparatus that receives a received signal transmitted using a multicarrier,
An array antenna having a plurality of antennas for receiving the received signals;
An adaptive equalization circuit that is provided in each of the plurality of antennas and reduces a preceding wave or a delayed wave having a delay time exceeding a reference time with respect to a main wave in a reception signal of each antenna;
A spatial diversity combiner for multiplying and adding each output signal of the adaptive equalization circuit by a weighting factor;
A weight control unit that generates the weighting factor based on reception signals of the plurality of antennas, an output signal of the spatial diversity combining unit, and a constraint condition having a directivity direction of the spatial diversity;
The adaptive equalization circuit generates a replica signal by multiplying the reception signal by a coefficient and subtracts the replica signal from the reception signal, a reception signal of the plurality of antennas, and the spatial diversity combining unit A coefficient calculation unit that calculates the coefficient based on the correlation value with the output signal of
When the arrival angle of the preceding wave or delay wave having the delay time is not close to the arrival angle of the main wave within the reference angle, the weight control unit replaces the reception signals of the plurality of antennas, A receiving device that generates the weighting factor based on output signals of the plurality of adaptive equalization circuits. マルチキャリアを用いて送信される受信信号を受信する受信装置において，
前記受信信号を受信する複数のアンテナを有するアレイアンテナと，
前記複数のアンテナの受信信号に重み係数を乗算して加算する空間ダイバーシチ合成部と，
前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号において主波に対して基準時間を超える遅延時間を有する先行波または遅延波を低減する適応等化回路と，
前記複数のアンテナの受信信号と前記適応等化回路の出力信号と空間ダイバーシチの指向性方向を有する拘束条件とに基づいて，前記重み係数を生成するウエイト制御部とを有し，
前記適応等化回路は，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号に係数を乗算してレプリカ信号を生成し前記出力信号から前記レプリカ信号を減ずる等化フィルタと，前記空間ダイバーシチ合成部の出力信号と前記適応等化回路の出力信号との相関値に基づいて前記係数を演算する係数演算部とを有する受信装置。 In a receiving apparatus that receives a received signal transmitted using a multicarrier,
An array antenna having a plurality of antennas for receiving the received signals;
A spatial diversity combining unit that multiplies the received signals of the plurality of antennas by a weighting factor and adds them;
An adaptive equalization circuit for reducing a preceding wave or a delayed wave having a delay time exceeding a reference time with respect to a main wave in an output signal of the space diversity combining unit;
A weight control unit that generates the weighting factor based on reception signals of the plurality of antennas, an output signal of the adaptive equalization circuit, and a constraint condition having a directivity direction of spatial diversity;
The adaptive equalization circuit generates an replica signal by multiplying an output signal of the spatial diversity combining unit by a coefficient, and subtracts the replica signal from the output signal; an output signal of the spatial diversity combining unit; A receiving apparatus comprising: a coefficient calculation unit that calculates the coefficient based on a correlation value with an output signal of an adaptive equalization circuit. 請求項６において，
さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号のパスの到来角と電力とを推定し，前記主波の到来角方向の情報を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する等化パス設定ユニットを有する受信装置。 In claim 6 ,
Furthermore, on the basis of the signals received by the plurality of antennas, estimating the arrival angle and the power of the path of the received signal, for supplying the arrival angle direction information of the main wave to the weight control unit as the constraint Receiving apparatus having an integrated path setting unit. 請求項７において，
前記等化パス設定ユニットは，さらに，前記複数のアンテナの受信信号に基づいて，前記受信信号の主波に対する先行波または遅延波の遅延時間を推定し，前記遅延時間を前記適応等化回路に設定する受信装置。 In claim 7 ,
The equalization path setting unit further estimates a delay time of a preceding wave or a delayed wave with respect to a main wave of the reception signal based on reception signals of the plurality of antennas, and sends the delay time to the adaptive equalization circuit. The receiving device to set. 請求項８において，
前記等化パス設定ユニットは，前記主波の到来角と，前記適応等化回路に設定した遅延時間を有する先行波または遅延波の到来角とを含む方向を前記拘束条件として前記ウエイト制御部に供給する受信装置。 In claim 8 ,
The equalization path setting unit sets a direction including the arrival angle of the main wave and the arrival angle of a preceding wave or delay wave having a delay time set in the adaptive equalization circuit as the constraint condition to the weight control unit. Receiving device to supply.
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