JP5753678B2 - 無線送信装置 - Google Patents

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Description

本発明は、無線送信装置に関する。
近年のデータ通信量の増加に伴い、より高い周波数利用効率を有する移動体通信システムの必要性が高まっており、全てのセルで同じ周波数帯域を使用する１セルリユース・セルラシステムに関する様々な検討が進められている。３ＧＰＰ（３ｒｄ Ｇｅｎｅｒａｔｉｏｎ Ｐａｒｔｎｅｒｓｈｉｐ Ｐｒｏｊｅｃｔ；第三世代パートナシッププロジェクト）を中心に標準化が進められているＥ−ＵＴＲＡ（Ｅｖｏｌｖｅｄ Ｕｎｉｖｅｒｓａｌ Ｔｅｒｒｅｓｔｒｉａｌ Ｒａｄｉｏ Ａｃｃｅｓｓ；高機能無線アクセス方式におけるエアインタフェース）システムでは、ＯＦＤＭＡ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ａｃｃｅｓｓ；直交周波数分割多重）方式を用いた１セルリユース・セルラシステムが、ダウンリンクの伝送方式として採用されている。また、ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ Ｓｐｒｅａｄ ＯＦＤＭ；周波数の非連続使用（ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）と周波数の連続使用（ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ）をサポートする離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ）方式がアップリンクの伝送方式の有力な候補として検討されている。
ダウンリンクの伝送方式であるＯＦＤＭＡ方式は、マルチパスフェージングに対する耐性に優れたＯＦＤＭ信号を用いて、時間及び周波数で分割されたリソースブロック（ＲＢ）単位でユーザがアクセスする方式である。しかし、ＯＦＤＭＡ方式は、高いＰＡＰＲ（Ｐｅａｋ−ｔｏ−Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ；最大出力電力と平均出力電力との比）特性を有するため、送信電力制限の厳しいアップリンクの伝送方式としては適していない。
一方ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式は、ＤＦＴで拡散した信号を、連続した周波数（ＲＢ）で使用することでＯＦＤＭ等のマルチキャリア方式に対してＰＡＰＲ特性を良好に保つことができ、広いカバレッジを確保できる。また、ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式は、周波数を非連続で使用することで柔軟に周波数を使用しながら、ある程度のＰＡＰＲ特性の劣化を抑えることができる。また、ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ／ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおいて、ｎｏｎ−ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓとｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓの切り替えは、送信電力に基づいて行われることが検討されている（例えば、特許文献１参照、以下ハイブリッド方式と称する）。このハイブリッド方式を用いれば、ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭのみを用いる方式のセルカバレッジを維持しながら、セル中央の端末に対するスループット改善できるため、セル全体のスループットを向上できる。
一方ｃｏｎｔｉｇｕｏｕｓ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式の一部の周波数スペクトルを送信しない周波数クリッピング技術も検討されている（以下Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭと称する）（例えば特許文献２）。
Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭをアップリンクの伝送に用いた場合の送信装置の構成の例を図２０に示す。図２０のように、まず、符号部１００１は、送信データの誤り訂正符号化を行う。次に、変調部１００２は、送信データの変調を行う。変調されたシンボルは、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）部１００３において離散フーリエ変換が施され、周波数領域の信号に変換する。ここで一度に変換されるシンボル数（ＤＦＴサイズ）ＮＤＦＴ０はクリッピング制御部１００４において送信装置に割り当てられた帯域幅とクリッピング量により決定される。
次に、クリッピング部１００５は、クリッピング制御部１００４から出力されるクリッピング情報に基づいて、ＤＦＴ部１００３の出力の一部をクリッピングし、残りの信号を出力する。ここでクリッピングするとは信号がなかったものとするということを意味し、本明細書ではクリッピング率Ｒｃｌｉｐを「Ｒｃｌｉｐ＝１−クリッピング部１００５の出力サブキャリア数（離散周波数ポイント数）／ＮＤＦＴ０」と定義する。ただし、クリッピング率が０の場合は、通常のＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ信号を意味する。クリッピングする信号の成分は予め決められた位置の成分でもよいし、次に示すマッピング情報と同様に通信機会毎に基地局等の制御局から通知するといった方法でもよい。同様にクリッピング率も予め決められた割合としても良いし、通信機会毎に基地局等の制御局から通知するといった方法でもよい。
マッピング部１００６は、クリッピング部１００５が出力した信号を、伝送に用いるサブキャリア（リソースブロック）に割り当てる。マッピング部１００６は、この割り当てを、マッピング情報に基づいて行い、伝送に用いられないサブキャリアにはゼロを挿入する。なお、このマッピング情報は、送信装置と受信装置において既知であるものが用いられ、送信装置における取得方法としては、例えば受信装置により決定されたマッピング情報を制御情報として受信したものを使用する。
送信信号を伝送に用いるサブキャリアに割り当てる手法は、連続的にサブキャリアを割り当てる方法と、不連続に割り当てる方法がある。クリッピング率が０で連続的にサブキャリアを使用した場合、生成される信号はシングルキャリア信号と同等となる。
ＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＤＦＴ；逆離散フーリエ変換）部１００７は、伝送に用いられるサブキャリア上に割り当てられた送信信号が入力され、入力された送信信号を逆フーリエ変換することで、周波数領域の信号から時間領域の信号へ変換する。参照信号生成部１００８は受信装置において伝搬路を推定する為に使用される参照信号（ＲＳ；Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ、パイロット信号とも称される）を生成する機能を有する。生成された参照信号は、参照信号多重部１００９においてＩＤＦＴ部１００７から出力されたデータ信号と多重され、送信処理部１０１０に出力される。
送信処理部１０１０は入力された送信信号に対し、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ；サイクリックプレフィックス（ＧＩ；Ｇｕａｒｄ ｉｎｔｅｒｖａｌ、ガードインターバルとも称される））の挿入、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換、および搬送波周波数帯へのアップコンバートを施し、送信アンテナ１０１１より受信装置へ信号を送信する。
同様に、Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭの受信装置の構成の例を図２１に示す。受信装置は、受信アンテナ２００１で送信装置からの信号を受信し、受信処理部２００２へ出力する。受信処理部２００２は、受信信号のベースバンド周波数帯へのダウンコンバート、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換、ＣＰの除去を順に行う機能を有し、処理後の信号を参照信号分離部２００３へ出力する。
参照信号分離部２００３は時間領域で多重されているデータ信号と参照信号の分離を行い、データ信号をＤＦＴ部２００６へ、参照信号を伝搬路推定部２００４へ出力する。
伝搬路推定部２００４は受信した参照信号を用いて送受信装置間での伝搬路を推定し、得られた伝搬路推定値を等価伝搬路算出部２００５へ出力する。
等価伝搬路算出部２００５では、入力された伝搬路推定値に対し、クリッピング位置に相当する帯域の伝搬路推定値をゼロとして等化部２０１０、および伝搬路乗算部２０１６へ出力する。これにより、当該帯域は実際には伝送に使用されていないが、クリッピング処理を行わずに送信された信号が劣悪な伝搬路を通過し、受信装置において受信電力ゼロとなった場合と等価な処理を行うことになる。
ＤＦＴ部２００６では入力されたデータ信号に対しＤＦＴにより周波数領域信号へ変換する機能を有する。デマッピング部２００７は受信信号から復号処理を行う送信装置の信号を抽出する。ただし、送信装置においてクリッピングされたスペクトルも伝送されたものとみなすため、ゼロ挿入部２００８では抽出された周波数信号に対し、クリッピング量に相当するゼロのデータが挿入される。
キャンセル部２００９には伝搬路乗算部２０１６から後述するレプリカ信号が入力され、受信信号からレプリカ信号の減算が行われる。等化部２０１０はキャンセル部２００９からの出力信号と等価伝搬路算出部２００５からの伝搬路推定値を用いて等化処理を行い、その後、ＩＤＦＴ部２０１１においてＩＤＦＴにより時間領域信号への変換が行われる。ＩＤＦＴ部２０１１からの出力は復調部２０１２において復調処理が施され、復号部２０１３へ入力される。復号部２０１３では誤り訂正復号が施された後、任意の非線形等化処理繰り返し回数に応じて、レプリカ生成部２０１４に軟推定値を出力する。繰り返し処理を終了する場合には、情報ビットの軟推定値が判定部２０１７に出力され、硬判定を行うことにより受信データが出力される。
繰り返し処理を続行する場合は、レプリカ生成部２０１４においてソフトレプリカが生成された後、ＤＦＴ部２０１５において周波数領域の信号に変換された後、伝搬路乗算部２０１６でクリッピングを考慮された伝搬路推定値が乗算されキャンセル部２００９に入力される。
以降、キャンセル部２００９におけるキャンセルを任意の回数繰り返すことにより、判定部２０１７において得られる情報ビットの信頼性を向上させることができる。
国際公開第ＷＯ２００８／０８１８７６号 特開２００８−２１９１４４
同じ変調方式と符号化率を用いたＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式とＣｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式とでは、後者の方がクリップすることにより、使用する周波数リソースが少なくなるため、他のユーザがその周波数リソースを使用できるというメリットがある半面、一部の情報（スペクトル）がクリップされるため誤り率特性が悪くなるといった問題がある。
本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式を使用する通信システムにおいて、誤り率特性の劣化を低減したり、システムにできるだけ影響を与えたりしないような、無線送信装置を提供することを目的としている。
（１）この発明は上述した課題を解決するためになされたもので、本発明の無線送信装置は、時間領域信号を時間周波数領域変換して、周波数領域信号を生成し、該周波数領域信号をサブキャリアに配置して送信する送信装置であって、前記時間領域の信号をグループ化し、該グループ毎に異なる通信パラメータを設定し、前記周波数領域信号をサブキャリアに配置する際、周波数領域信号の一部をクリッピングして送信することを特徴とする。
（２）また、本発明の無線送信装置は、上述の無線送信装置であって、前記グループ化は、誤り訂正符号におけるシステマティックビットとパリティビットによるグループ化であることを特徴とする。
（３）また、本発明の無線送信装置は、上述の無線送信装置であって、前記グループ化は、物理チャネルの種類によって行われることを特徴とする。
（４）また、本発明の無線送信装置は、上述の無線送信装置であって、前記通信パラメータは、電力であることを特徴とする。
（５）また、本発明の無線送信装置は、上述の無線送信装置であって、前記通信パラメータが電力である際、クリッピングする周波数領域信号の帯域幅を考慮して、グループ毎に割り当てる電力を決定することを特徴とする。
（６）また、本発明の無線送信装置は、上述の無線送信装置であって、前記通信パラメータは、クリッピング率であることを特徴とする。
（７）また、本発明の無線送信装置は、上述の無線送信装置であって、前記通信パラメータは、変調方式と符号化率の少なくとも一方であることを特徴とする。
（８）また、本発明の無線送信装置は、上述の無線送信装置であって、前記グループ毎に異なるアンテナから送信することを特徴とする。
この発明による通信装置を用いれば、Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式を使用する通信システムにおいて、より通信効率の高い無線通信システムを構築することができる。
第１の実施形態における発明の概念を示す図である。 本発明に係る無線通信システムの一例を示す図である。 第１の実施形態における送信装置のブロック構成の一例を示す図である。 同実施形態における受信装置のブロック構成の一例を示す図である。 第２の実施形態における送信装置のブロック構成の一例を示す図である。 同実施形態における送信信号の周波数スペクトルの一例を示す図である。 同実施形態における受信装置のブロック構成の一例を示す図である。 同実施形態におけるＭＩＭＯ分離部の内部構成の一例を示す図である。 第３の実施形態における発明の概念を示す図である。 同実施形態における送信装置のブロック構成の一例を示す図である。 同実施形態における送信電力再配分部の内部構成の一例を示す図である。 第４の実施形態における発明の概念を示す図である。 同実施形態における送信装置のブロック構成の一例を示す図である。 同実施形態における送信電力再配分部の内部構成の一例を示す図である。 同実施形態における受信装置のブロック構成の一例を示す図である。 第５の実施形態における送信装置のブロック構成の一例を示す図である。 異なる変調方式を用いた場合における信号点配置の違いを示す図である。 第５の実施形態におけるシステマティックシンボルとパリティシンボルの時間多重の順序の例を示す図である。 同実施形態における受信装置のブロック構成の一例を示す図である。 従来技術であるＣｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおける送信装置のブロック構成の一例を示す図である。 従来技術であるＣｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭにおける受信装置のブロック構成の一例を示す図である。
（第１の実施形態）
第１の実施形態では、優先度の異なる二つのグループの信号が時間領域で多重されている際に、優先度の高い信号に比べ優先度の低い信号に対し通信パラメータであるクリッピング率を高く設定することにより、高効率な伝送を行うことを実現する。
例えば、ターボ符号を一例とする誤り訂正符号化を用いた際、符号化後のビットとして情報データそのものであるシステマティックビットと誤り訂正の際に用いられるパリティビットが時間多重されて出力される。この場合、パリティビットが欠落した場合には符号化率が高くなるだけであるが、システマティックビットが欠落した場合には訂正すべき情報データそのものの特性が低下することからパリティビットを欠落させた場合に比べて特性の劣化が大きい。しかしながら従来技術であるＣｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭでは、時間多重された２つの信号を周波数変換した後にクリッピングするため、システマティックビットがパリティビットと区別なく削除され、誤り訂正による復元が困難となり特性が劣化する問題がある。よって以下では、システマティックビットとパリティビットに対し異なるクリッピング率を設定することにより特性の改善を図る例を示す。
図１に第１の実施形態における概念図を示す。図１（ａ）はクリッピングを用いず、符号化率１／３のターボ符号を用いた場合の周波数領域信号を示す。図示されるようにＤＦＴ区間内においてＤＦＴにより拡散されたシステマティックビットとパリティビットは比率１対２で含まれる。これに対し、従来のＣｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを用いて周波数利用効率を１．５倍にする為には、図１（ｂ）に示すようにＤＦＴ区間を１．５倍に拡張し、そのうち１／３の帯域をクリッピングすることにより実現していた。
しかしながら、上述のようなクリッピングを行った場合には、伝送すべき情報データが含まれるシステマティックビットについても１／３がクリッピングされる。特に、符号化率が高くなると情報データの復元が困難になり、クリッピングを適用しない場合に比べ受信装置における誤り率が劣化する。
それに対して、本実施形態においては図１（ｃ）に示すようにシステマティックビットとパリティビットに対して独立にＤＦＴ区間を用意し、パリティビットを１／２クリッピングすることにより、システマティックビットをクリッピングにより欠落させることなく、周波数利用効率１．５倍を実現することが可能となる。
ただし、図１（ｃ）では、パリティビットのみをクリッピング、つまりシステマティックビットに対するクリッピング率を０とする形態を示したが、システマティックビットに対してパリティビットより低いクリッピング率（＞０）によりクリッピングが行う形態をとっても良い。
本発明に係る無線通信システムの一例を図２に示す。一般的なものと同様に、１つのセルと呼ばれるエリアに移動局装置である第１の送信装置１１と、移動局装置である第２の送信装置１２と、基地局装置である受信装置１３とを備える。ここでは送信装置の数を２としているが、１、あるいは３以上の送信装置が存在する場合でも同様である。各送信装置および受信装置は１以上のアンテナを具備し、受信装置は第１の送信装置および第２の送信装置から送信される信号を受信する。
また、以下では送信装置を移動局装置とし、受信装置を基地局装置としたアップリンクにおけるブロック構成を示しているが、送信装置を基地局装置、受信装置を移動局装置としたダウンリンクにおいても同様の処理を行うことにより実現可能である。
図３は、本発明の第１の実施形態に係る第１の送信装置１１および第２の送信装置１２のブロック図の一例を示している。ただし、本発明を説明する為に必要な最小限のブロック図とし、システマティックビットに対するクリッピング率を０としている。
送信装置は、符号化部１０１、システマティックビット変調部１０２、パリティビット変調部１０３、ＤＦＴ部１０４−１、１０４−２、クリッピング制御部１０５、クリッピング部１０６、マッピング部１０７−１、１０７−２、ＩＤＦＴ部１０８−１、１０８−２、シンボル多重部１０９、参照信号生成部１１０、参照信号多重部１１１、送信処理部１１２、及び送信アンテナ１１３を備える。
送信装置では、データの送信を行う前に、伝送に使用される誤り訂正符号の符号化率、変調方式、マッピング情報、クリッピング情報、等の通信パラメータは既知であるものとする。これらの通信パラメータは受信装置から制御情報として通知されたものを使用しても良いし、送信装置内で決定されたものを使用しても良い。
送信データのビット系列は、符号化部１０１において、設定された符号化率に基づいて誤り訂正符号化が施される。ここで使用される誤り訂正符号を符号化率１／３のターボ符号として、Ｎｉｎｆｏビットのビット系列に対し符号化を行った場合、送信データの情報を保有するＮｉｎｆｏビットのシステマティックビット（組織ビットとも称される）と、誤り訂正の際に使用される２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビット（冗長ビットとも称される）が出力される。ただし、ここでは符号部１０１における符号化率を１／３としたため、システムビットに対し２倍のパリティビットが出力されたが、パリティビットの一部を削減（パンクチャリングとも称される）することにより異なる比率のシステマティックビットとパリティビットが出力されても良い。システマティックビットはシステマティックビット変調部１０２に、パリティビットはパリティビット変調部１０３に入力され、それぞれＱＰＳＫ（Ｑｕａｔｅｒｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）や１６ＱＡＭ（１６−ａｒｙ Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）等の変調方式の中から指定された方式を用いて変調処理が行われる。システマティックビットで構成される変調シンボル（システマティックシンボル）およびパリティビットから構成される変調シンボル（パリティシンボル）は各々ＤＦＴ部１０４−１、１０４−２に入力され、ＤＦＴ（Ｄｉｓｃｒｅｔｅ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；離散フーリエ変換）により時間領域から周波数領域の信号へと変換される。ここでシステマティックシンボルに対するＤＦＴのポイント数（ＤＦＴサイズ）ＮＤＦＴ Ｓは割当帯域幅と同値となるが、パリティシンボルにおいてはクリッピング制御部１０５により設定されたクリッピング率Ｒｃｌｉｐ（Ｒｃｌｉｐは０以上で１未満）により、割当帯域幅以上となるＤＦＴサイズＮＤＦＴ Ｐ＝ＮＤＦＴ Ｓ／（１−Ｒｃｌｉｐ）が用いられる。
クリッピング部１０６はＤＦＴ部１０４−２より出力される周波数領域のパリティシンボルに対し、スペクトルの一部を削除する機能を備える。削除する周波数ポイント数はＮＤＦＴ Ｐ×Ｒｃｌｉｐである。削除後のパリティシンボルはサイズがＮＤＦＴ Ｓとなるため、クリッピング部１０６からマッピング部１０７−２に入力されるパリティシンボルの部分スペクトルとＤＦＴ部１０４−１からマッピング部１０７−１に入力されるシステマティックシンボルの帯域幅は等しくなる。よってマッピング部１０７−１および１０７−２ではシステマティックシンボルとパリティシンボルを各々同一の割当帯域ＮＤＦＴ Ｓに対し割当を行い、ＩＤＦＴ部１０８−１および１０８−２にてＩＤＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ ＤＦＴ；逆離散フーリエ変換）により時間領域信号へと変換される。なおＩＤＦＴ部１０８−１および１０８−２において使用されるＤＦＴのサイズは伝送に使用されるフレーム長ＮＤＦＴ（≧ＮＤＦＴ Ｓ）の値を使用する。なお、ＤＦＴ部１０４−１、１０４−２およびＩＤＦＴ部１０８−１、１０８−２において適用されるＤＦＴは、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ；高速フーリエ変換）およびその逆変換であるＩＦＦＴが用いられても良い。
シンボル多重部１０９はＩＤＦＴ部１０８−１から入力されたシステマティックシンボルとＩＤＦＴ部１０８−２から入力されたパリティシンボルを時間的に多重する機能を有する。多重される順序はシステマティックシンボルとパリティシンボルが交互という形態でも良く、複数のシステマティックシンボルのグループとパリティシンボルのグループが一定の間隔で多重されても良い。
参照信号生成部１１０は受信装置において伝搬路を推定する為に使用される参照信号（ＲＳ；Ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ Ｓｉｇｎａｌ、パイロット信号とも称される）を生成する機能を有する。生成された参照信号は、参照信号多重部１１１においてシンボル多重部１０９から出力されたデータ信号と多重され、送信処理部１１２に出力される。
送信処理部１１２は入力された送信信号に対し、ＣＰ（Ｃｙｃｌｉｃ Ｐｒｅｆｉｘ；サイクリックプレフィックス（ＧＩ；Ｇｕａｒｄ Ｉｎｔｅｒｖａｌ、ガードインターバルとも称される））の挿入、Ｄ／Ａ（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ）変換、および搬送波周波数帯へのアップコンバートを施し、送信アンテナ１１３より受信装置へ信号を送信する。
ただし、図３に示した送信装置では、システマティックビット変調部１０２からＩＤＦＴ部１０８−１、およびパリティビット変調部１０３からＩＤＦＴ部１０８−２にわたりシステマティックビットとパリティビットに対し並列な処理が行われるよう２系統のブロックを用いたが、図３の示した送信装置と同様の処理が行われるのであれば１系統のブロックにより処理が行われても良い。
図４は、本発明の一実施形態に係る受信装置１３のブロック図である。受信装置は、受信アンテナ２０１、受信処理部２０２、参照信号分離部２０３、伝搬路推定部２０４、等価伝搬路算出部２０５、シンボル分離部２０６、ＤＦＴ部２０７−１、２０７−２、デマッピング部２０８−１、２０８−２、ゼロ挿入部２０９、キャンセル部２１０−１、２１０−２、等化部２１１−１、２１１−２、ＩＤＦＴ部２１２−１、２１２−２、システマティックビット復調部２１３、パリティビット復調部２１４、復号部２１５、システマティックレプリカ生成部２１６、パリティレプリカ生成部２１７、ＤＦＴ部２１８−１、２１８−２、伝搬路乗算部２１９−１、２１９−２、および判定部２２０を備える。
受信装置は、受信アンテナ２０１で１以上の送信装置からの送信信号が多重された信号を受信し、受信処理部２０２へ出力する。受信処理部２０２は、受信信号の搬送波周波数帯からベースバンド周波数帯へのダウンコンバート、Ａ／Ｄ（Ａｎａｌｏｇ ｔｏ Ｄｉｇｉｔａｌ）変換、ＣＰの除去を順に行う機能を有し、処理後の信号を参照信号分離部２０３へ出力する。
参照信号分離部２０３は時間領域で多重されているデータ信号と参照信号の分離を行い、データ信号をシンボル分離部２０６へ、参照信号を伝搬路推定部２０４へ出力する。
伝搬路推定部２０４に入力される参照信号は複数の送信装置からのものが多重されたものであるため、送信装置毎の参照信号に分離される。さらに、各送信装置と受信装置との間の伝搬路利得を推定し、得られた伝搬路推定値を等化部２１１−１、等価伝搬路算出部２０５、および伝搬路乗算部２１９−１へ出力する。ただし伝搬路推定値の出力以降の処理は各送信装置に対し並行して行われるが、本例では図３の送信装置に対応する１系統の処理として説明する。
等価伝搬路算出部２０５では、入力された伝搬路推定値に対し、送信装置においてパリティシンボルがクリッピングされた位置に相当する帯域の伝搬路推定値をゼロとして等化部２１１−２、および伝搬路乗算部２１９−２へ出力する。これにより、当該帯域は実際には伝送に使用されていないが、クリッピング処理を行わずに送信された信号が劣悪な伝搬路を通過し、受信装置において受信電力ゼロとなった場合と等価な処理を行うことになる。
シンボル分離部２０６は時間領域で多重されたシステマティックシンボルとパリティシンボルを分離する機能を有し、システマティックシンボルはＤＦＴ部２０７−１へ、パリティシンボルはＤＦＴ部２０７−２へ出力される。
ＤＦＴ部２０７−１および２０７−２では入力されたシステマティックシンボルあるいはパリティシンボルに対しＤＦＴにより周波数領域信号へ変換する機能を有する。ＤＦＴ部２０７−１および２０７−２で使用されるＤＦＴサイズは図３に示される送信装置におけるＩＤＦＴ部１０８−１および１０８−２と同じサイズ（ＮＤＦＴ）を使用する。デマッピング部２０８−１、２０８−２は複数の送信装置からの信号が周波数多重された受信信号から各送信装置が使用した帯域の信号を抽出する。以降の処理は多重された送信装置毎の信号に対して処理が行われるが、本例では図３の送信装置に対応する１系統の処理として説明する。ここで抽出される信号の帯域は、図３の送信装置のマッピング部１０７−１および１０７−２で割り当てられた帯域幅ＮＤＦＴ Ｓの帯域となる。ただし、パリティシンボルにおいては、送信装置においてクリッピングされたスペクトルも伝送されたものとみなすため、ゼロ挿入部２０９において抽出された周波数信号に対し、送信装置でクリッピングされた周波数に対しクリッピング量ＮＤＦＴ Ｐ×Ｒｃｌｉｐのゼロのデータが挿入され出力される。よって出力信号はサイズがＮＤＦＴ Ｐとなり、うちクリッピングされた周波数に対応するデータがゼロとなる。
伝搬路乗算部２１９−１、２１９−２では、ＤＦＴ部２１８−１、２１８−２より出力される周波数領域のレプリカ信号に対し、伝搬路推定値を乗算し、得られた信号をキャンセル部２１０−１、２１０−２に入力し、キャンセル部２１０−１、２１０−２において受信信号からレプリカ信号の減算が行われる。ここでレプリカ信号は後述する復号部２１５の出力から生成されるため、繰り返し処理の初回においてはキャンセル部２１０−１および２１０−２では減算処理を行わない。
等化部２１１−１、２１１−２はキャンセル部２１０−１、２１０−２からの出力されるキャンセル後の残留成分と伝搬路推定部２０４あるいは等価伝搬路算出部２０５からの伝搬路推定値を用いて等化処理を行った後、再度ＤＦＴ部２１８−１、２１８−２から入力されるレプリカ信号を加算し受信信号の復元を行う。その後、ＩＤＦＴ部２１２−１、２１２−２においてＩＤＦＴにより時間領域信号への変換が行われる。ＩＤＦＴ部２１２−１、２１２−２におけるＤＦＴサイズは各々図３の送信装置におけるＤＦＴ部１０４−１、１０４−２と同値であり、それぞれＮＤＦＴ Ｓ、ＮＤＦＴ Ｐである。ＩＤＦＴ部２１２−１からの出力はシステマティックビット復調部２１３において、ＩＤＦＴ部２１２−２からの出力はパリティビット復調部２１４において復調処理が施され、各々ＬＬＲ（Ｌｏｇ−ｌｉｋｅｌｉｈｏｏｄ Ｒａｔｉｏ；対数尤度比）が復号部２１５へ出力される。復号部２１５では、入力されたシステマティックビットのＬＬＲとパリティビットのＬＬＲを用いて誤り訂正復号を施した後、任意の非線形等化処理繰り返し回数に応じて、システマティックレプリカ生成部２１６に対し誤り訂正後のシステマティックビットのＬＬＲを、パリティレプリカ生成部２１７に誤り訂正後のパリティビットのＬＬＲをそれぞれ出力する。繰り返し処理を終了する場合には、情報ビットのＬＬＲが判定部２２０に出力され、硬判定を行うことにより受信データが出力される。
繰り返し処理を続行する場合、システマティックレプリカ生成部２１６では入力されたＬＬＲに基づきソフトレプリカが生成され、ＤＦＴ部２１８−１において周波数領域の信号に変換される。変換された周波数領域のレプリカ信号は等化部２１１−１へ入力され信号の復元に使用されると共に、伝搬路乗算部２１９−１で伝搬路推定値と乗算された後キャンセル部２１０−１においてキャンセルに使用される。同様に、パリティレプリカ生成部２１７では入力されたＬＬＲに基づきソフトレプリカが生成され、ＤＦＴ部２１８−２において周波数領域の信号に変換される。変換された周波数領域のレプリカ信号は等化部２１１−２および２１９伝搬路乗算部２１９−２に入力される。
以降、キャンセル部２１０−１ならびに２１０−２におけるキャンセルを任意の回数繰り返すことにより、判定部２２０に入力される情報ビットの信頼性を向上させることができる。
本実施形態の一例として、パリティビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルのみにクリッピング処理をする例を説明したが、システマティックビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルについてもパリティビットのスペクトルより低いクリッピング率でクリッピング処理を適用しても良い。例えば、パリティビットのスペクトルのクリッピング率０．２とし、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率を０．０５にするなどである。そのため、パリティビットのスペクトルのクリッピング率Ｒｃｌｉｐ Ｐ、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率Ｒｃｌｉｐ Ｓとすると、Ｒｃｌｉｐ Ｐ＞Ｒｃｌｉｐ Ｓを満たすクリッピング処理を適用すれば、本実施形態に含まれる。
ただし、本実施形態では、一般的な例として、システマティックシンボルとパリティシンボルの割当帯域が同一となるようにクリッピングが制御される形態を示したが、システマティックシンボルとパリティシンボルで異なるクリッピング率が設定される形態であればこれに限らない。すなわちクリッピング処理後のシステマティックシンボルとパリティシンボルが異なる周波数帯域幅を持ち、これらのシンボルが時間領域で多重される形態であっても本発明の趣旨を逸脱しない。
ただし、以上の説明では、優先度の異なる２つのグループの信号として、システマティックビットとパリティビットを例として説明したが、本発明における２つのグループの信号はこれに限らない。例えば優先度の異なる２種類以上の物理チャネルを使用する信号が時間多重されている場合において、物理チャネル毎に異なるクリッピング率が設定されても良い。
本実施形態によれば、Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭ方式を使用する通信システムにおいて、優先度の異なる二つのグループの信号が時間多重されている際に、優先度の高い信号に比べ優先度の低い信号に対し高いクリッピング率を設定することにより、高効率な伝送を行うことを実現することができる。
（第２の実施形態）
本実施形態では、システマティックビットとパリティビットにグループ化し、ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｉｎｐｕｔ Ｍｕｌｔｉｐｌｅ Ｏｕｔｐｕｔ） Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを行う例について説明する。本実施形態の一例として、送信装置のアンテナを２本、受信装置のアンテナを２本とするが、送受信装置のアンテナ構成は本例に限定されない。
図５に、本実施形態における送信装置の構成例を示す。送信装置では、第１の実施形態と同様に符号化部１０１より出力されるシステマティックビットとパリティビットをグループ化し、システマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３にそれぞれ出力する。システマティックビット変調部１０２からＩＤＦＴ部１０８−１、およびパリティビット変調部１０３からＩＤＦＴ部１０８−２までの処理は、第１の実施形態と同様のため、省略する。ＩＤＦＴ部１０８−１は、システマティックシンボルを参照信号多重部３０３−１に出力する。一方、参照信号生成部３０１は、クリッピングを適用しないデータ信号と多重する参照信号を生成するため、ＤＦＴ部１０４−１から出力される信号と同一の帯域幅の参照信号を生成し、参照信号多重部３０３−１に入力する。参照信号多重部３０３−１は、ＩＤＦＴ部１０８−１と参照信号生成部３０１から入力される時間領域のデータ信号、参照信号を多重し、送信処理部３０４−１に出力する。
参照信号多重部３０３−２には、同様にパリティシンボルと時間領域で多重する参照信号が入力される。ここで、参照信号多重部３０３−２に入力される参照信号は、参照信号生成部３０２によりクリッピング部１０６から出力される信号でクリッピング処理されなかった信号の帯域幅だけ生成される。入力された時間領域のデータ信号と参照信号は、参照信号多重部３０３−２で多重され、送信処理部３０４−２に入力される。
送信処理部３０４−１および３０４−２では、それぞれの時間領域の送信信号に対してＣＰ挿入とＤ／Ａ変換を施し、無線周波数帯域信号にアップコンバートする。送信処理部３０４−１および３０４−２より出力された信号は、それぞれ送信アンテナ３０５−１と送信アンテナ３０５−２から送信される。以上の処理により、図６に示す通り、システマティックビットとしてグループ化され、クリッピングが施されなかった送信信号とパリティビットとしてグループ化され、クリッピングを施した送信信号が空間多重される。
システマティックビットとパリティビットにそれぞれグループ化され、空間多重された信号は、図７の受信装置の構成で信号検出が行われる。ただし、本構成は一例であり、本実施形態と本質的に同様であれば、本発明に含まれるものとする。
受信装置では、受信アンテナ４０１−１と受信アンテナ４０１−２により信号を受信する。受信アンテナ４０１−１で受信された信号は、受信処理部４０２−１によりベースバンド周波数にダウンコンバートされ、Ａ／Ｄ変換を行うことでデジタル信号に変換された後、ＣＰを除去される。参照信号分離部４０３−１では、時間領域で多重されているデータ信号と参照信号を分離し、データ信号をＤＦＴ部４０５−１、参照信号を伝搬路推定部４０４−１に出力する。伝搬路推定部４０４−１では、参照信号により周波数応答を推定し、伝搬路乗算部４１７とＭＩＭＯ分離部４０８に出力する。一方、ＤＦＴ部４０５−１は時間領域のデータ信号を周波数領域の信号に変換し、デマッピング部４０６−１に出力する。ＤＦＴ部４０５−１より出力された周波数領域の信号は、デマッピング部４０６−１で送信装置がデータを割り当てた周波数より受信信号が抽出され、キャンセル部４０７−１では復号部４１２よりフィードバックされるソフトレプリカを用いて、減算処理が行われる。ただし、初回の減算処理では復号部４１２からのフィードバックがないため、何も減算しない。また、キャンセル部４０７−１での減算処理に用いるソフトレプリカの生成処理については、後述する。
キャンセル部４０７−１にて減算処理が施された信号は、ＭＩＭＯ分離部４０８に入力される。他方の受信アンテナ４０１−２の受信信号についてもキャンセル部４０７−２まで受信信号に対して同様の処理を施され、ＭＩＭＯ分離部４０８に出力される。ＭＩＭＯ分離部４０８は図８で構成され、信号分離部４２０で各々のアンテナの周波数応答と受信信号が入力され、ＺＦ（Ｚｅｒｏ Ｆｏｒｃｉｎｇ）やＭＭＳＥ（Ｍｉｎｉｍｕｍ Ｍｅａｎ Ｓｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒ、最小平均２乗誤差）等の空間分離法によって空間分離が行なわれる。空間分離によって得られたシステマティックシンボルとパリティシンボルの周波数信号は、それぞれ信号合成部４２２−１とゼロ挿入部４２１に入力される。ゼロ挿入部４２１は、送信装置でクリッピングした帯域幅分のゼロを付加し、信号合成部４２２−２に出力する。信号合成部４２２−１、４２２−２は、図７では省略されているが、ＤＦＴ部４１６−１、４１６−２の出力する周波数領域のソフトレプリカがそれぞれ入力され、入力された信号の加算が行われる。ＤＦＴ部４１６−１から出力されたシステマティックシンボルの周波数信号は、ＩＤＦＴ部４１０−１で時間領域のシステマティックシンボルに変換され、システマティックビット復調部４１１でシステマティックビットに復調される。その後、復号部４１３に入力される。一方、ＤＦＴ部４１６−２から出力されたパリティシンボルの周波数信号は、ＩＤＦＴ部４１０−２で時間領域のパリティシンボルに変換される。パリティシンボルは、パリティビット復調部４１２でパリティビットへの復調が施され、復号部４１３に入力される。復号部４１３は、入力されたシステマティックビットとパリティビットにより誤り訂正復号を施し、システマティックレプリカ生成部４１４とパリティレプリカ生成部４１５にそれぞれ出力する。
誤り訂正復号化されたシステマティックビットは、システマティックレプリカ生成部４１４により送信装置で施された変調多値数と同様の変調により時間領域のソフトレプリカに変換される。システマティックレプリカ生成部４１４より出力されたソフトレプリカは、ＤＦＴ部４１６−１により時間領域の信号から周波数領域の信号に変換され、伝搬路乗算部４１８に出力される。一方、復号部４１３より出力されたパリティビットは、パリティレプリカ生成部４１５より時間領域のソフトレプリカに変換され、ＤＦＴ部４１６−２で周波数領域のソフトレプリカに変換される。パリティビットの周波数領域のソフトレプリカは、クリッピング部４１７により図５の送信装置のクリッピング部１０６と同様のクリッピング処理が施され、伝搬路乗算部４１８に出力される。伝搬路乗算部４１８では、システマティックビットとパリティビットの周波数領域のソフトレプリカと各々の受信アンテナにおける周波数応答を乗算する処理により、各受信アンテナの受信信号からキャンセルするソフトレプリカを生成し、キャンセル部４０７−１とキャンセル部４０７−２に入力する。以上のキャンセル処理から復号までの処理を繰り返すことにより、空間多重されたシステマティックビットとクリッピングされたパリティビットの受信信号を分離し、復号処理を行う。
本実施形態の一例として、パリティビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルのみにクリッピング処理をする例を説明したが、システマティックビットに対して変調、ＤＦＴにより得られるスペクトルについてもパリティビットのスペクトルより低いクリッピング率でクリッピング処理を適用しても良い。例えば、パリティビットのスペクトルのクリッピング率０．２とし、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率を０．０５にするなどである。そのため、パリティビットのスペクトルのクリッピング率Ｒｃｌｉｐ Ｐ、システマティックビットのスペクトルのクリッピング率Ｒｃｌｉｐ Ｓとすると、Ｒｃｌｉｐ Ｐ＞Ｒｃｌｉｐ Ｓを満たすクリッピング処理を適用すれば、本実施形態に含まれる。
本実施形態を適用することにより、パリティビットのみクリッピング処理が施される、もしくはシステマティックビットより高いクリッピング率で処理が施されるため、システマティックビットの等化後のＳＩＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ ｔｏ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ ｐｌｕｓ Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ）はパリティビットより高くなる。よって、ＭＩＭＯ Ｃｌｉｐｐｅｄ ＤＦＴ−Ｓ−ＯＦＤＭを適用することに起因する復号部４１３の誤り訂正の効果の劣化が少なく、効率的なクリッピング技術の適用が可能となる。
（第３の実施形態）
図９は本発明の第３の実施形態における概念図を示す。Ｓ１０は、システマティックビットのみで構成される変調シンボル（システマティックシンボル）、Ｓ１１は、既に周波数領域においてクリッピング処理が施された後に時間軸に変換されたパリティビットのみで構成される変調シンボル（パリティシンボル）を表わしている。クリッピングでは送信装置でスペクトルの一部を送信しないため、スペクトルの削除を行なわない場合と比較して、送信電力（エネルギー）に余裕ができる。したがって、クリッピングにより削減した送信電力を、通信パラメータとして他のシンボルに割り当て使用可能である。この使用可能な送信電力をシステマティックシンボルの送信電力に再配分する。Ｓ１２は、電力の再配分が行われたシステマティックシンボルを表わしており、クリッピングにより減らした送信電力分を均等にシステマティックシンボルに再配分している。その後、Ｓ１３のように、システマティックシンボルとパリティシンボルを時間多重する。なお、ここではシステマティックシンボルとパリティシンボルを交互に時間多重しているが、これに限定されるものではなく、システマティックシンボルを連続的に多重し、その後方にパリティシンボルを多重してもよい。また、システマティックシンボルとパリティシンボルの数が異なったとしても、本発明に含まれる。
図９は、クリッピングにより削減する送信電力をシステマティックシンボルのみに再配分しているが、再配分する送信電力の２／３をシステマティックシンボルに、１／３をパリティシンボルに割り当てるなどといった方法を用いてもよい。これにより、誤り訂正において最も重要なファクタの１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによる周波数利用効率を向上できる。
ここから、具体的な送信装置の構成について説明する。図１０は送信装置を示す概略構成図である。同図の送信装置は、第１の実施形態と基本的には同じ構成であるが、送信電力再配分部５０１がある点が異なる。送信電力再配分部５０１では、上述したように、クリッピング制御部から入力されるクリッピング量（あるいはクリッピング率でもよい）に基づき、システマティックシンボルとパリティシンボルにパリティシンボルをクリッピングした分の送信電力を適切な量の再配分を行なう。
図１１は、送信電力再配分部５０１の構成例を示している。送信電力算出部５０１では、クリッピング量に基づいて再配分量算出部６０１において、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する電力の量を算出する。パリティシンボルにおけるＤＦＴのポイント数をＮＤＦＴ ｐとし、クリッピング率をＲｃｌｉｐとすると、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する送信電力Ｐｓｙｓ、Ｐｐａｒは、それぞれ数１、数２のように決定される。
ここで、αは任意に設定できるパラメータであり、α＝１の場合はＰｐａｒ＝０となることから、システマティックシンボルのみに再配分することを意味する。なお、α＝１とした場合のシステマティックシンボルのみに再配分する場合も本発明に含まれる。また、ＥＳは１変調シンボルに割り当てられる電力（エネルギー）である。このようにして計算された送信電力を、振幅乗算部６０２−１、６０２−２により割り当てる。システマティックシンボルのＤＦＴポイント数をＮＤＦＴ Ｓとすると、振幅乗算部６０２−１、６０２−２において乗算される振幅利得は、数３および数４のようになる。
ただし、Ｇｓｙｓ、Ｇｐａｒはそれぞれ、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに乗算する正の実数を表す。このように算出された振幅利得をそれぞれの変調シンボルに乗算し、マッピング部１０７−１および１０７−２に入力する。
本実施形態のような送信装置を用いることで、誤り訂正において最も重要なファクタの１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによる周波数利用効率を向上できる。
なお、受信装置は、特に変更する点はなく、電力の再配分を等価的な伝搬路特性とみなして復調を行う。
（第４の実施形態）
図１２は本発明の第４の実施形態における概念図である。第３の実施形態では、ＤＦＴブロック毎にシステマティックシンボルとパリティシンボルを時間多重していたが、本実施形態では、ＤＦＴブロック内でシステマティックシンボルとパリティシンボルを時間多重する。この場合、第１や第２の実施形態とは異なり、クリッピングは全ての送信シンボルに施される。これについては、送信装置の構成例を用いて後述する。同図において、Ｓ２０に示すように、システマティックシンボルとパリティシンボルは、ＤＦＴ区間内で時間多重され、ＤＦＴブロック毎にさらに時間多重される。次に、クリッピングが施されることを考慮すると、通信パラメータとしてクリッピングにより削減した送信電力が使用可能である。これを、システマティックシンボルとなっている変調シンボルのみに再配分したものがＳ２１であり、このようにクリッピングにより削減する送信電力をシステマティックシンボルに再配分することで、誤り訂正において最も重要なファクタの１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによって周波数利用効率を向上できる。なお、ここでもシステマティックシンボルとパリティシンボルの時間多重はどのような時間順で多重しても限定されることはない。
ここから、具体的な送信装置の構成について説明する。図１３は送信装置を示す概略構成図である。同図の送信装置は、第３の実施形態と基本的には同じ構成であるが、ＤＦＴ区間内で多重するため、送信電力再配分部７０１と、シンボル多重部７０２の位置が異なっている。なお、シンボル多重部では、第３の実施形態では時間多重する単位がＤＦＴブロック毎であったが、ここでは変調シンボル毎である。したがってＤＦＴ部７０３の前段にシンボル多重部７０２が存在する。また、ＤＦＴのポイント数は全て同一となるため、ＤＦＴ部７０３、クリッピング部７０４、マッピング部７０５、ＩＤＦＴ部７０６は１系統となっているが、機能はこれまでの実施形態と同一である。
送信データは、符号化部１０１により誤り訂正符号化される。誤り訂正符号化されたシステマティックビットとパリティビットは、それぞれ変調が行われ、送信電力再配分部７０１に入力される。その後、シンボル多重部７０２により、図１２のようにＤＦＴ区間内でシステマティックシンボルとパリティシンボルが時間多重され、ＤＦＴ部７０３により周波数信号に変換され、クリッピング部７０４によりクリッピングが施される。その後、第１〜第３の実施形態と同様の処理が行われ、送信される。
送信電力再配分部７０１の構成例を図１４に示す。同図の構成は、図１１と同一であるが、第３の実施形態ではＤＦＴブロック毎に制御しているのに対し、本実施形態では、変調シンボル毎に制御する。
送信電力算出部７０１では、クリッピング量に基づいて再配分量算出部６０１ａにおいて、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する電力の量を算出する。ＤＦＴのポイント数をＮＤＦＴとし、クリッピング率をＲｃｌｉｐとすると、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに再配分する送信電力Ｐｓｙｓ、Ｐｐａｒは、それぞれ数５、数６のように決定される。
ここで、αは任意に設定できるパラメータであり、α＝１の場合はＰｐａｒ＝０となることから、システマティックシンボルのみに再配分することを意味する。なお、α＝１とした場合のシステマティックシンボルのみに再配分する場合も本発明に含まれる。また、ＥＳは１変調シンボルに割り当てられる電力（エネルギー）である。このようにして計算された送信電力を、振幅乗算部６０２ａ−１、６０２ａ−２により割り当てる。ＤＦＴポイント数をＮＤＦＴとすると、振幅乗算部６０２ａ−１、６０２ａ−２において乗算される振幅利得は、数７および数８のようになる。
ただし、Ｇｓｙｓ、Ｇｐａｒはそれぞれ、システマティックシンボルおよびパリティシンボルに乗算する正の実数を表す。このように算出された振幅利得をそれぞれの変調シンボルに乗算し、マッピング部に入力する。
本実施形態のような送信装置を用いることで、誤り訂正において最も重要なファクタの１つであるシステマティックビットの精度を高めつつ、クリッピングによる周波数利用効率を向上できる。
受信装置構成を図１９に示す。
シンボル分離部９０７は、図１３の変調シンボル多重部８０１が行なった処理の逆の処理を行なう。つまり、入力されたシンボルをシステマティックシンボルとパリティシンボルに分離し、それぞれシステマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４に入力する。
システマティックビット復調部２１３では、図１３のシステマティックビット変調部１０２で行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調、つまりビットＬＬＲの算出が行なわれる。なおシステマティックビット復調部２１３でのビットへの分解は、ＬＬＲでなく、硬判定値でもよい。得られたビットＬＬＲは復号部２１５に入力される。また、パリティビット復調部２１４では、図１３のパリティビット変調部１０３で行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調を行ない、得られたビットＬＬＲは復号部２１５に入力される。
ここで、送信装置のシステマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３では、送信電力が異なるため、システマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４が出力するＬＬＲの平均値には差が生じることになる。復号部２１５での誤り訂正においてシステマティックビットのＬＬＲは、パリティビットのＬＬＲより伝送特性（ビット誤り率やブロック誤り率、スループット特性等）に寄与するため、同じ変調方式を用いた場合よりもクリッピングを行なうことによる劣化の影響を軽減できる。
復号部２１５が出力するシステマティックビットのＬＬＲはシステマティックレプリカ生成部２１６に入力され、復号部２１５が出力するパリティビットのＬＬＲはパリティレプリカ生成部２１７に入力される。システマティックレプリカ生成部２１６およびパリティレプリカ生成部２１７ではそれぞれ、図１３のシステマティックビット変調部１０２およびパリティビット変調部１０３における変調方式に基づいて、システマティックシンボルおよびパリティシンボルのレプリカを生成し、シンボル多重部９０８に出力する。
シンボル多重部９０８は、システマティックレプリカおよびパリティレプリカに対して、図１３の変調シンボル多重部７０２と同様の処理を行なうことで、変調シンボル系列を生成する。図１５の受信装置において図４の受信装置と同一の符号が付されているブロックについては実施形態１と同様であるため説明を省略する。
（第５の実施形態）
実施形態３、４では、システマティックビットから構成されるグループと、パリティビットから構成されるグループ間に関して、それぞれ異なる平均電力で送信を行なう例について説明を行なったが、本実施形態では、システマティックビットから構成されるグループと、パリティビットから構成されるグループで、同一の平均電力で送信を行ないつつ、システマティックビットの尤度を向上できる方法について説明する。
図１６に送信装置構成の一例を示す。Ｎｉｎｆｏビットの送信データ列は符号化部１０１に入力される。符号化部１０１では誤り訂正を行ない、システマティックビットはシステマティックビット変調部１０２に入力し、パリティビットはパリティビット変調部１０３ｂに入力する。例えば符号化率１／３のターボ符号の場合、Ｎｉｎｆｏビットのシステマティックビットがシステマティックビット変調部１０２に入力され、２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビットがパリティビット変調部１０３ｂに入力される。
システマティックビット変調部１０２では、入力されたシステマティックビットに対して変調が行なわれる。例えばＮｉｎｆｏビットのシステマティックビットが入力され、ＢＰＳＫ変調を行なう場合、Ｎｉｎｆｏシンボルのシステマティックシンボルが生成される。得られたＮｉｎｆｏシンボルのシステマティックシンボルは、シンボル多重部８０１に入力される。
一方パリティビット変調部１０３ｂでは、入力されたパリティビットに対して変調を行なう。このとき変調方式は、クリッピング制御部１０５ｂからのクリッピング情報を考慮して選択される。例えばクリッピング率が０、つまりクリッピングを行なわない場合はシステマティックビット変調部１０２と同じ変調方式が選択されるが、クリッピングが行なわれる場合、システマティックビット変調部１０２とは異なる変調方式が選択される。例えばクリッピングを行なわない場合、２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビットが入力され、ＢＰＳＫ変調を行なうため、２Ｎｉｎｆｏシンボルのパリティシンボルが生成される。一方クリッピングを行なう場合２Ｎｉｎｆｏビットのパリティビットが入力され、ＱＰＳＫ変調を行なうため、Ｎｉｎｆｏシンボルのパリティシンボルが生成される。どの変調方式を選択するかはクリッピング率によって選択される。得られたパリティシンボルは、シンボル多重部８０１に入力される。
このようにシステマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３ｂにおける変調方式を変更する。図１７に示すように、低い変調方式（図１７ではＢＰＳＫ）は多くのビットを送信できないが、高い変調方式（図１７ではＱＰＳＫ）に比べて信号点間距離が広くなるため、受信機における尤度（ビット尤度、ＬＬＲとも称する）が大きくすることができる。システマティックビット変調部１０２でＢＰＳＫを用いれば、シンボル毎の送信電力を一定に保ったまま、受信装置でのシステマティックビットの尤度を上げることができる。
システマティックビット変調部１０２およびパリティビット変調部１０３ｂの出力は、シンボル多重部８０１に入力される。シンボル多重部８０１では、入力されたシステマティックシンボルとパリティシンボルを多重し、シンボル系列を生成する。ここで多重方法としては、Ｎｉｎｆｏシンボルのシステマティックシンボルの後に、Ｎｉｎｆｏシンボルのパリティシンボルを多重してもよいし、図１８（ａ）に示すように、システマティックシンボルとパリティシンボルを１シンボルずつ交互に多重してもよい。また、パリティビットがパンクチャされている場合はパリティビット数が少ないため、必然的にパリティシンボル数も少なくなる。このような場合は図１８（ｂ）のようにシステマティックシンボルとパリティシンボルが多重されることになる。このようにして得られたシンボル系列はＤＦＴ部８０２に入力される。以降の送信処理は他の実施形態と同様であるため説明は省略する。
送信装置から送信された信号は無線伝搬路を経由し、受信装置の受信アンテナで受信される。受信装置構成を図１９に示す。受信アンテナ２０１からＩＤＦＴ部９０６までの処理は、実施形態４の受信装置構成である図１５と同様であるため説明を省略する。
シンボル分離部９０７は、図１６の変調シンボル多重部８０１が行なった処理の逆の処理を行なう。つまり、入力されたシンボルをシステマティックシンボルとパリティシンボルに分離し、それぞれシステマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４ｂに入力する。
システマティックビット復調部２１３では、図１６のシステマティックビット変調部１０２で行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調、つまりビットＬＬＲの算出が行なわれる。なおシステマティックビット復調部２１３でのビットへの分解は、ＬＬＲでなく、硬判定値でもよい。得られたビットＬＬＲは復号部２１５に入力される。また、パリティビット復調部２１４ｂでは、図１６のパリティビット変調部１０３ｂで行なった変調方式を基に、シンボルからビットへの復調を行ない、得られたビットＬＬＲは復号部２１５に入力される。
ここで、送信装置のシステマティックビット変調部１０２とパリティビット変調部１０３ｂでは、異なる変調方式によって変調を行なっているため、システマティックビット復調部２１３とパリティビット復調部２１４ｂが出力するＬＬＲの平均値には差が生じることになる。例えばシステマティックビット変調部１０２ではＢＰＳＫ、パリティビット変調部１０３ｂではＱＰＳＫを用いている場合、システマティックビット復調部２１３が出力するビットＬＬＲは、パリティビット復調部２１４ｂが出力するＬＬＲよりも信頼性が高くなる。復号部２１５での誤り訂正においてシステマティックビットのＬＬＲは、パリティビットのＬＬＲより伝送特性（ビット誤り率やブロック誤り率、スループット特性等）に寄与するため、同じ変調方式を用いた場合よりもクリッピングを行なうことによる劣化の影響を軽減できる。
復号部２１５が出力するシステマティックビットのＬＬＲはシステマティックレプリカ生成部２１６に入力され、復号部２１５が出力するパリティビットのＬＬＲはパリティレプリカ生成部２１７に入力される。システマティックレプリカ生成部２１６およびパリティレプリカ生成部２１７ではそれぞれ、図１６のシステマティックビット変調部１０２およびパリティビット変調部１０３ｂで行なった変調方式を基に、システマティックシンボルおよびパリティシンボルのレプリカを生成し、シンボル多重部９０８に出力する。
シンボル多重部９０８は、システマティックレプリカおよびパリティレプリカに対して、図１６の変調シンボル多重部８０１と同様の処理を行なうことで、変調シンボル系列を生成する。受信装置の他のブロック構成は実施形態４と同様であるため説明を省略する。
このように本実施形態によれば、システマティックビットから構成されるグループと、パリティビットから構成されるグループ間で、通信パラメータとして変調方式を変更することで、受信装置におけるシステマティックビットとパリティビットの尤度比を調整することができる。
本発明に関わる移動局装置および基地局装置で動作するプログラムは、本発明に関わる上記実施形態の機能を実現するように、ＣＰＵ等を制御するプログラム（コンピュータを機能させるプログラム）である。そして、これら装置で取り扱われる情報は、その処理時に一時的にＲＡＭに蓄積され、その後、各種ＲＯＭやＨＤＤに格納され、必要に応じてＣＰＵによって読み出し、修正・書き込みが行なわれる。プログラムを格納する記録媒体としては、半導体媒体（例えば、ROM、不揮発性メモリカード等）、光記録媒体（例えば、DVD、MO、MD、CD、BD等）、磁気記録媒体（例えば、磁気テープ、フレキシブルディスク等）等のいずれであってもよい。
また、ロードしたプログラムを実行することにより、上述した実施形態の機能が実現されるだけでなく、そのプログラムの指示に基づき、オペレーティングシステムあるいは他のアプリケーションプログラム等と共同して処理することにより、本発明の機能が実現される場合もある。また市場に流通させる場合には、可搬型の記録媒体にプログラムを格納して流通させたり、インターネット等のネットワークを介して接続されたサーバコンピュータに転送したりすることができる。この場合、サーバコンピュータの記憶装置も本発明に含まれる。
また、上述した実施形態における移動局装置および基地局装置の一部、または全部を典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現してもよい。移動局装置および基地局装置の各機能ブロックは個別にチップ化してもよいし、一部、または全部を集積してチップ化してもよい。また、集積回路化の手法はＬＳＩに限らず専用回路、または汎用プロセッサで実現しても良い。また、半導体技術の進歩によりＬＳＩに代替する集積回路化の技術が出現した場合、当該技術による集積回路を用いることも可能である。
以上、この発明の実施形態を、図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、この発明の要旨を逸脱しない範囲の設計等も特許請求の範囲に含まれる。例えば、本発明では実施の形態を５つに分割して記載したが、２以上の実施形態が組み合わされた構成をとってもよい。
本発明は、無線基地局装置や無線端末装置に用いて好適である。
１００１…符号化部、１００２…変調部、１００３…ＤＦＴ部、１００４…クリッピング制御部、１００５…クリッピング部、１００６…マッピング部、１００７…ＩＤＦＴ部、１００８…参照信号生成部、１００９…参照信号多重部、１０１０…送信処理部、１０１１…送信アンテナ、
２００１…受信アンテナ、２００２…受信処理部、２００３…参照信号分離部、２００４…伝搬路推定部、２００５…等価伝搬路算出部、２００６…ＤＦＴ部、２００７…デマッピング部、２００８…ゼロ挿入部、２００９…キャンセル部、２０１０…等化部、２０１１…ＩＤＦＴ部、２０１２…復調部、２０１３…復号部、２０１４…レプリカ生成部、２０１５…ＤＦＴ部、２０１６…伝搬路乗算部、２０１７…判定部、
１１…第１の送信装置、１２…第２の送信装置、１３…受信装置
１０１…符号化部、１０２…システマティックビット変調部、１０３…パリティビット変調部、１０４−１、１０４−２…ＤＦＴ部、１０５…クリッピング制御部、１０６…クリッピング部、１０７−１、１０７−２…マッピング部、１０８−１、１０８−２…ＩＤＦＴ部、１０９…シンボル多重部、１１０…参照信号生成部、１１１…参照信号多重部、１１２…送信処理部、１１３…送信アンテナ、
２０１…受信アンテナ、２０２…受信処理部、２０３…参照信号分離部、２０４…伝搬路推定部、２０５…等価伝搬路算出部、２０６…シンボル分離部、２０７−１、２０７−２…ＤＦＴ部、２０８−１、２０８−２…デマッピング部、２０９…ゼロ挿入部、２１０−１、２１０−２…キャンセル部、２１１−１、２１１−２…等化部、２１２−１、２１２−２…ＩＤＦＴ部、２１３…システマティックビット復調部、２１４…パリティビット復調部、２１５…復号部、２１６…システマティックレプリカ生成部、２１７…パリティレプリカ生成部、２１８−１、２１８−２…ＤＦＴ部、２１９−１、２１９−２…伝搬路乗算部、２２０…判定部、
３０１…参照信号生成部、３０２…参照信号生成部、３０３−１、３０３−２…参照信号多重部、３０４−１、３０４−２…送信処理部、３０５−１、３０５−２…送信アンテナ、
４０１−１、４０１−２…受信アンテナ、４０２−１、４０２−２…受信処理部、４０３−１、４０３−２…参照信号分離部、４０４−１、４０４−２…伝搬路推定部、４０５−１、４０５−２…ＤＦＴ部、４０６−１、４０６−２…デマッピング部、４０７−１、４０７−２…キャンセル部、４０８…ＭＩＭＯ分離部、４０９…ゼロ挿入部、４１０−１、４１０−２…ＩＤＦＴ部、４１１…システマティックビット復調部、４１２…パリティビット復調部、４１３…復号部、４１４…システマティックレプリカ生成部、４１５…パリティレプリカ生成部、４１６−１、４１６−２…ＤＦＴ部、４１７…クリッピング部、４１８…伝搬路乗算部、４１９…判定部、４２０…信号分離部、４２１…ゼロ挿入部、４２２−１、４２２−２…信号合成部、
５０１…送信電力配分部、１０５ａ…クリッピング制御部、
６０１…再配分量算出部、６０２−１、６０１−２…振幅乗算部、
７０１…送信電力再配分部、７０２…シンボル多重部、７０３…ＤＦＴ部、７０４…クリッピング部、７０５…マッピング部、７０６…ＩＤＦＴ部、
６０１ａ…再配分量算出部、６０２ａ−１，６０２ａ−２…振幅乗算部、
８０１…シンボル多重部、８０２…ＤＦＴ部、８０３…クリッピング部、８０４…マッピング部、８０５…ＩＤＦＴ部、
１０３ｂ…パリティビット変調部、１０５ｂ…クリッピング制御部、
９０１…ＤＦＴ部、９０２…デマッピング部、９０３…ゼロ挿入部、９０４…キャンセル部、９０５…等化部、９０６…ＩＤＦＴ部、９０７…シンボル分離部、９０８…シンボル多重部、９０９…ＤＦＴ部、９１０…伝搬路乗算部、
２１４ｂ…パリティビット復調部

Claims (7)

  1. 時間領域信号を時間周波数軸変換して、周波数領域信号を生成し、該周波数領域信号をサブキャリアに配置して送信する無線送信装置であって、
    前記時間周波数軸変換を行う前に前記時間領域信号を誤り訂正符号におけるシステマティックビットとパリティビットにグループ化し、前記グループ毎に異なるポイント数で、前記時間周波数軸変換を行い、
    前記周波数領域信号をサブキャリアに配置する際、一部のスペクトルをクリッピングして送信することを特徴とする無線送信装置。
  2. 前記グループ毎に異なる電力を設定することを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
  3. 前記電力は、前記グループにおいてクリッピングするスペクトルの帯域幅を考慮して決定することを特徴とする請求項２記載の無線送信装置。
  4. 前記グループ毎に前記一部の周波数信号をクリッピングする際のクリッピングするスペクトルの割合を異なる値に設定することを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
  5. 前記グループ毎に変調方式と符号化率の少なくとも一方を異なる値に設定することを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
  6. 前記グループ毎に異なるアンテナから送信することを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
  7. 前記パリティビットのグループの前記ポイント数は、前記システマティックビットのグループの前記ポイント数よりも大きいことを特徴とする請求項１記載の無線送信装置。
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Families Citing this family (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR102094726B1 (ko) 2013-05-24 2020-03-30 삼성전자주식회사 Ofdm 신호의 papr 저감 방법 및 장치, 송신 장치
TW201806349A (zh) * 2016-08-10 2018-02-16 Idac控股公司 具單載頻域多存取(sc-fdma)及ofdma彈性參考訊號傳輸方法
EP3504832B1 (en) * 2016-08-24 2020-10-07 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Methods for efficient signaling in v2x communications
JP7096156B2 (ja) * 2016-09-16 2022-07-05 株式会社Ｎｔｔドコモ 端末、無線通信方法及びシステム
US11310002B2 (en) 2017-03-04 2022-04-19 Microsoft Technology Licensing, Llc Interference mitigation for sensor panel
CN110326264B (zh) * 2017-04-21 2020-12-15 华为技术有限公司 信号质量控制方法及基站
CN112653643B (zh) * 2019-10-12 2022-07-05 大唐移动通信设备有限公司 一种信号处理方法及基站
JP7175434B2 (ja) * 2020-10-21 2022-11-18 三菱電機株式会社 送信符号処理装置、送信符号処理方法、及び光送信器

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3732830B2 (ja) * 2002-10-10 2006-01-11 松下電器産業株式会社 マルチキャリア送信装置及びマルチキャリア送信方法
WO2005109684A1 (ja) * 2004-05-06 2005-11-17 Nec Corporation 無線通信システム、移動局、基地局制御装置、及び無線通信方法
RU2007105496A (ru) * 2004-07-14 2008-08-20 Мацусита Электрик Индастриал Ко., Лтд. (Jp) Устройство радиопередачи и способ радиопередачи в системе связи с несколькими несущими
JP4926038B2 (ja) * 2005-01-25 2012-05-09 パナソニック株式会社 送信装置及び送信方法
WO2006083233A1 (en) * 2005-02-03 2006-08-10 Agency For Science, Technology And Research Method for transmitting data, method for receiving data, transmitter, receiver, and computer program products
EP3742655A1 (en) 2006-12-28 2020-11-25 Sharp Kabushiki Kaisha Radio transmission device, control device, radio communication system, and communication method
JP5028618B2 (ja) * 2007-02-28 2012-09-19 国立大学法人大阪大学 伝送方法、伝送システム、及び受信装置
CN101689951A (zh) * 2007-06-28 2010-03-31 松下电器产业株式会社 发送装置、发送方法、接收装置及接收方法
US8605839B2 (en) * 2010-09-21 2013-12-10 Qualcomm Incorporated System and method for reducing power consumption in a FLO-EV receiver

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