JP5743909B2

JP5743909B2 - PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor and control method for ventilation fan

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Publication number: JP5743909B2
Application number: JP2012000203A
Authority: JP
Inventors: 啓宇川▲崎▼; 和彦堀田; 卓也佐伯; 菊地　仁; 仁菊地
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-01-27
Filing date: 2012-01-04
Publication date: 2015-07-01
Anticipated expiration: 2032-01-04
Also published as: JP6029708B2; JP2012170313A; JP2015133911A

Description

本発明は、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法に関するものである。 The present invention relates to a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor and a method for controlling a ventilation blower.

換気扇や送風機などでは、直接交流電源に接続される誘導モータが使用される場合が多いが、近年、広範囲の可変速制御や電力消費量の節約、または低騒音駆動のため、回転子に永久磁石を有する永久磁石式同期モータが採用されてきており、これをＰＷＭインバータによって駆動する方式が採用されている。この駆動方式の永久磁石式同期モータを、この明細書では、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータと称している。 Induction fans and blowers often use induction motors that are directly connected to an AC power supply. However, in recent years, permanent magnets have been used for rotors for a wide range of variable speed control, power consumption savings, and low noise drive. Permanent magnet type synchronous motors having the above have been adopted, and a system in which this is driven by a PWM inverter is adopted. This drive type permanent magnet synchronous motor is referred to as a PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor in this specification.

ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでは、一般に、永久磁石式同期モータの内部に、位置センサとして構成が簡単で最も安価であるホールＩＣが配置されている。このホールＩＣによって、永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出し、その検出した磁極位置情報に基づいてＰＷＭインバータにて永久磁石式同期モータの巻線に交流電圧を印加して駆動している。さらに、永久磁石式同期モータの巻線に流れる電流の極性を検出し、その検出した電流極性情報と、ホールＩＣから得られる磁極位置情報との位相差を用いて印加する交流電圧の位相を補正制御し、高効率化を図っている。 In a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor, generally, a Hall IC that is simple and inexpensive as a position sensor is disposed inside the permanent magnet synchronous motor. The Hall IC detects the magnetic pole position of the rotor of the permanent magnet type synchronous motor, and drives it by applying AC voltage to the winding of the permanent magnet type synchronous motor by the PWM inverter based on the detected magnetic pole position information. ing. Furthermore, the polarity of the current flowing through the winding of the permanent magnet synchronous motor is detected, and the phase of the AC voltage applied is corrected using the phase difference between the detected current polarity information and the magnetic pole position information obtained from the Hall IC. Control and increase efficiency.

この種のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータとしては、例えば特許文献１に開示されたものが知られている。 As this type of PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor, for example, the one disclosed in Patent Document 1 is known.

すなわち、従来のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、同期モータに可変電圧・可変周波数の交流を供給する３相インバータと、同期モータの巻線に発生する誘起電圧に関連した位置センサ信号を出力する位置センサと、同期モータの相電流の位相を検出する電流位相検出部と、同期モータの回転速度を演算し、この回転速度が速度指令に近づくような第１の電圧調整成分を出力する速度制御部と、位置センサ信号と電流位相との位相差が位相差目標値に近づくような第２の電圧調整成分を出力する位相制御部と、３相インバータの出力電圧の振幅と位相とを、それぞれ、第１および第２の電圧調整成分の両者に基いて決定する電圧決定部とを備え、この電圧決定部により決定された出力電圧の振幅と位相をもつように３相インバータを制御するようにしている。 That is, the conventional PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor outputs a position sensor signal related to the induced voltage generated in the synchronous motor winding and the three-phase inverter that supplies the synchronous motor with a variable voltage and variable frequency AC. Speed sensor, a current phase detector for detecting the phase of the phase current of the synchronous motor, a speed at which the rotational speed of the synchronous motor is calculated, and a first voltage adjustment component is output so that the rotational speed approaches the speed command A control unit, a phase control unit that outputs a second voltage adjustment component such that the phase difference between the position sensor signal and the current phase approaches the phase difference target value, and the amplitude and phase of the output voltage of the three-phase inverter, A voltage determining unit that determines based on both the first and second voltage adjustment components, and a three-phase inverter so as to have the amplitude and phase of the output voltage determined by the voltage determining unit. So as to control the data.

特開２００８−２１９９５４号公報JP 2008-219554 A

このように、従来のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、速度制御部と位相制御部とを分けて制御することにより、回転速度の安定性を図ろうとしているが、用途によっては、回転速度ではなく、発生トルクを高精度に制御することが望まれている。 As described above, the conventional PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor attempts to stabilize the rotational speed by separately controlling the speed control unit and the phase control unit. Instead, it is desired to control the generated torque with high accuracy.

例えば、誘導モータを用いた遠心式換気送風機のように、負荷トルクに応じて回転速度が変化することを利用して、静圧変動に対する風量変化を少なくしたような用途に従来のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを適用すると、回転速度が変化してくれないために、静圧変動に対して風量が大きく変化してしまい、利用者に不快感を与えるという問題があった。 For example, a conventional PWM inverter driven permanent motor is used for an application in which the change in the air flow with respect to the static pressure fluctuation is reduced by utilizing the fact that the rotational speed changes according to the load torque, such as a centrifugal ventilation fan using an induction motor. When the magnet type synchronous motor is applied, since the rotation speed does not change, the air volume greatly changes with respect to the static pressure fluctuation, and there is a problem that the user feels uncomfortable.

この問題に対処するため、永久磁石式同期モータの発生トルクを検出するために、モータ巻線へ流出入する電流をＣＴなどで検出して制御する方法を採用すると、高価となり、大きな収納スペースが必要になるという問題もあった。 In order to cope with this problem, if a method of detecting and controlling the current flowing in and out of the motor winding by CT or the like to detect the torque generated by the permanent magnet type synchronous motor is expensive, a large storage space is required. There was also a problem that it was necessary.

一方、近年では、交流から直流への変換損失を削減するために家庭内の直流配線化の検討も進められている。そのため、家庭内に直流配線が導入される際に、交流配線から直接電源供給を受ける誘導モータを使用している電気製品のモータに置き換えることができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータが必要になってきている。 On the other hand, in recent years, in order to reduce conversion loss from alternating current to direct current, studies are being made on direct current wiring in the home. Therefore, when a DC wiring is introduced into a home, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor that can be replaced with an electric motor using an induction motor that receives power supply directly from the AC wiring is required. It is coming.

本発明は、上記に鑑みてなされたものであり、モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることを目的とする。 The present invention has been made in view of the above, and an object of the present invention is to obtain a small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor capable of controlling motor generated torque with high accuracy.

また、本発明は、上記本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を実現できる制御方法を得ることを目的とする。 It is another object of the present invention to obtain a control method that can realize a ventilation fan with less air flow fluctuation with respect to static pressure fluctuation, using the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to the present invention.

上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明は、永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることで前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するＰＷＭインバータ主回路と、前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、前記モータトルク制御部は、前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、前記ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、前記平均電流を前記ＰＷＭインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、前記ＰＷＭインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第２の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、前記第１および第２の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記ＰＷＭインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するインバータ制御部とを備えていることを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problems and achieve the object, the present invention provides a permanent magnet type synchronous motor, a rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source to a DC power source, and switching an output voltage of the DC power source to A PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor comprising a PWM inverter main circuit for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to a permanent magnet type synchronous motor, and a motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit, The motor torque control unit calculates a rotational speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor that detects a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor; DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit to obtain the average current, and the average A motor current calculation unit that outputs a motor current feedback value obtained by dividing the current by a value corresponding to a modulation factor of the PWM inverter main circuit and a power factor of the permanent magnet type synchronous motor, and the permanent magnet Current deviation calculation unit for calculating a current deviation between a motor current command value that is a target value of a current to be passed through the winding of the synchronous motor and the motor current feedback value, and a first voltage adjustment that commands the current deviation to be eliminated Detects the phase difference between the phase of the phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and the corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal, with a motor current control unit having a current control amplifier that computes and outputs components And a phase control unit that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value. A voltage determination unit that determines an amplitude and a phase of an output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit, And an inverter control unit that controls the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet synchronous motor.

本発明によれば、位置センサ信号から得られる相誘起電圧の位相と該当モータ巻線に流れるモータ電流の位相との位相差を位相差目標値に近づけ、ほぼ一定にすることができるので、モータ電流を発生トルクに比例させることができる。モータ電流指令値とモータ電流フィードバック値との比較結果に基づき、第１の電圧調整成分（ｑ軸電流指令）の出力を調整することによりモータ電流を目標値に近づけることができる。これらの制御系は、小形で安価な部品で構成できる。したがって、発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを実現できるという効果を奏する。 According to the present invention, the phase difference between the phase induced voltage phase obtained from the position sensor signal and the phase of the motor current flowing through the motor winding can be brought close to the phase difference target value and can be made substantially constant. The current can be proportional to the generated torque. Based on the comparison result between the motor current command value and the motor current feedback value, the motor current can be brought close to the target value by adjusting the output of the first voltage adjustment component (q-axis current command). These control systems can be composed of small and inexpensive parts. Therefore, it is possible to realize a small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor capable of controlling the generated torque with high accuracy.

図１は、本発明の実施の形態１によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 1 of the present invention. 図２は、本発明の実施の形態２によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to the second embodiment of the present invention. 図３は、本発明の実施の形態３によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 3 of the present invention. 図４は、本発明の実施の形態４によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 4 of the present invention. 図５は、本発明の実施の形態５として、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、モータ回転速度に対して任意の発生トルクとなる制御特性を実現する構成例を示すブロック図である。FIG. 5 shows a control characteristic of an arbitrary generated torque with respect to the motor rotation speed by using the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor shown in the first to fourth embodiments as the fifth embodiment of the present invention. It is a block diagram which shows the example of a structure to do. 図６は、任意の発生トルクの一例として誘導モータの特性を模擬するのに使用するモータ回転速度とモータ発生トルクとの関係を示す特性図である。FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the motor generated torque used to simulate the characteristics of the induction motor as an example of arbitrary generated torque. 図７は、図５に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係特性の一例を示す特性図である。FIG. 7 is a characteristic diagram showing an example of a relational characteristic between the motor rotation speed generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 5 and the motor current command. 図８は、本発明の実施の形態６として、実施の形態５に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、モータ回転速度に対して複数の任意の発生トルクとなる制御特性を切替えることを実現する構成例を示すブロック図である。FIG. 8 shows, as the sixth embodiment of the present invention, using the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor shown in the fifth embodiment, and switching the control characteristics to be a plurality of arbitrary generated torques with respect to the motor rotation speed. It is a block diagram which shows the structural example which implement | achieves this. 図９は、本発明の実施の形態７として、図８に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す側面図である。FIG. 9 is a side view showing an external configuration example of a ventilation fan mounted with the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 8 as Embodiment 7 of the present invention. 図１０は、遠心式羽根車の翼部断面を示す図である。FIG. 10 is a view showing a cross section of a blade portion of a centrifugal impeller. 図１１は、図５や図８に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す図７とは別の例の特性図である。FIG. 11 is a characteristic diagram of another example different from FIG. 7 showing the relationship between the motor rotation speed generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 5 and FIG. 8 and the motor current command. 図１２は、図１１の制御指令の結果実現されるモータ回転速度とトルク特性との関係を示す特性図である。FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed and the torque characteristic realized as a result of the control command of FIG. 図１３は、図１１の制御指令の結果得られる風量と静圧との関係を示す特性図である。FIG. 13 is a characteristic diagram showing the relationship between the air volume obtained as a result of the control command in FIG. 11 and the static pressure. 図１４は、図５や図８に示すモータ電流指令生成部が圧力損失の高低領域に応じて生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す図７や図１１とは別の例の特性図である。FIG. 14 is an example different from FIG. 7 and FIG. 11 showing the relationship between the motor rotation speed generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 5 and FIG. 8 according to the high and low pressure loss region and the motor current command. FIG.

以下に、本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータおよび換気送風機の制御方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Embodiments of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor and a ventilation fan control method according to the present invention will be described below in detail with reference to the drawings. Note that the present invention is not limited to the embodiments.

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。図１において、実施の形態１によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、整流平滑回路２と、ＰＷＭインバータ主回路３と、永久磁石式同期モータ（以降、単に「同期モータ」と記す）５と、モータトルク制御部２０ａとを備えている。 Embodiment 1 FIG.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 1 of the present invention. 1, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 1 includes a rectifying / smoothing circuit 2, a PWM inverter main circuit 3, a permanent magnet synchronous motor (hereinafter simply referred to as “synchronous motor”) 5, The motor torque control unit 20a is provided.

まず、ＰＷＭインバータ主回路３について説明する。
交流電源１は、ダイオードブリッジの整流回路２ｄおよび平滑コンデンサ２ｃからなる整流平滑回路２にて直流電源に変換され、該直流電源の出力電圧（平滑コンデンサ２ｃの両端電圧）ＶｄｃがＰＷＭインバータ主回路３の正負直流母線に供給される。 First, the PWM inverter main circuit 3 will be described.
The AC power source 1 is converted into a DC power source by a rectifying / smoothing circuit 2 including a diode bridge rectifying circuit 2d and a smoothing capacitor 2c, and an output voltage (a voltage across the smoothing capacitor 2c) Vdc of the DC power source is converted into a PWM inverter main circuit 3 To the positive and negative DC buses.

ＰＷＭインバータ主回路３は、正負直流母線間に、各相２個のスイッチング素子（Ｔ１，Ｔ４）（Ｔ２，Ｔ５）（Ｔ３，Ｔ６）をそれぞれ直列接続し、それらの直列接続点を３相交流出力端子とする。各スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６は、それぞれ、逆並列に還流ダイオードＤ１〜Ｄ６が接続されている。 The PWM inverter main circuit 3 connects two switching elements (T1, T4) (T2, T5) (T3, T6) in series between positive and negative DC buses, and connects these series connection points to a three-phase AC. Output pin. The switching elements T1 to T6 are respectively connected to the free wheel diodes D1 to D6 in antiparallel.

このＰＷＭインバータ主回路３は、整流平滑回路２から供給される直流電圧Ｖｄｃを、モータトルク制御部２０ａ内のゲート駆動回路４からのゲート駆動信号に基づきパルス幅変調された可変電圧・可変周波数の３相交流電圧Ｖｍ（線間電圧）へ変換し、同期モータ５のモータ巻線５ｃ間に印加する。同期モータ５は、モータ巻線５ｃに流れるモータ電流Ｉｍと、回転子５ｒから発生しモータ巻線５ｃに鎖交する磁束との電磁気的作用により回転子５ｒに回転力を発生する。 The PWM inverter main circuit 3 is a variable voltage / variable frequency pulse-modulated DC voltage Vdc supplied from the rectifying and smoothing circuit 2 based on a gate drive signal from the gate drive circuit 4 in the motor torque control unit 20a. It is converted into a three-phase AC voltage Vm (line voltage) and applied between the motor windings 5 c of the synchronous motor 5. The synchronous motor 5 generates a rotational force in the rotor 5r by an electromagnetic action of the motor current Im flowing through the motor winding 5c and the magnetic flux generated from the rotor 5r and interlinked with the motor winding 5c.

同期モータ５の内部には、例えば、ホールＩＣからなる３個の位置センサ６が配置されている。３個の位置センサ６は、それぞれ、回転子５ｒの永久磁石から発生している磁束の極性を検知して回転子５ｒの磁極位置を示す位置センサ信号を出力する。位置センサ６がモータ巻線５ｃの中心の位置（角度）と同じ位置（角度）に配置されれば位置センサ信号の位相はモータ巻線５ｃに鎖交する磁束と同じ位相を検知できるが、回転方向にずれた位置（角度）に配置されれば、そのずれた角度分検知位相もずれる。また、回転子５ｒの回転に伴い、モータ巻線５ｃに鎖交する磁束が変化して、モータ巻線５ｃに誘起電圧が発生するが、鎖交磁束に対して誘起電圧の位相は電気角で９０度進んだ位相となり、位置センサ信号の位相と誘起電圧の位相もその分ずれる。図１では、この３個の位置センサ６の各センサ信号は、モータトルク制御部２０ａ内のモータ速度演算部１５と誘起電圧位相演算部１６とに並列に入力される。また、３個の位置センサ６のうちの１つのセンサ信号ＶＨＵは、モータトルク制御部２０ａ内の位相差検出部１２ｃに入力される。なお、位置センサ６の個数は３個に限定されるものではない。 Inside the synchronous motor 5, for example, three position sensors 6 made of a Hall IC are arranged. Each of the three position sensors 6 detects the polarity of the magnetic flux generated from the permanent magnet of the rotor 5r and outputs a position sensor signal indicating the magnetic pole position of the rotor 5r. If the position sensor 6 is arranged at the same position (angle) as the center position (angle) of the motor winding 5c, the position sensor signal can detect the same phase as the magnetic flux interlinked with the motor winding 5c. If it is arranged at a position (angle) shifted in the direction, the detection phase is also shifted by the shifted angle. Further, as the rotor 5r rotates, the magnetic flux interlinked with the motor winding 5c changes and an induced voltage is generated in the motor winding 5c. The phase of the induced voltage is an electrical angle with respect to the interlinked magnetic flux. The phase is advanced by 90 degrees, and the phase of the position sensor signal and the phase of the induced voltage are also shifted accordingly. In FIG. 1, the sensor signals of the three position sensors 6 are input in parallel to the motor speed calculation unit 15 and the induced voltage phase calculation unit 16 in the motor torque control unit 20a. Also, one sensor signal VHU among the three position sensors 6 is input to the phase difference detection unit 12c in the motor torque control unit 20a. The number of position sensors 6 is not limited to three.

次に、モータトルク制御部２０ａについて説明する。
モータトルク制御部２０ａは、ゲート駆動回路４と、インバータ制御部７と、モータ電流制御部８と、モータ電流演算部９と、電圧決定部１０と、直流母線平均電流検出回路１１と、電流位相検出部１２と、位相制御部１４と、モータ速度演算部１５と、誘起電圧位相演算部１６とを備えている。ここで、以下の説明で用いる電圧値および電流値は、特別な指定がない場合、実効値であるが、実効値を√２倍した振幅値としてもよい。 Next, the motor torque control unit 20a will be described.
The motor torque control unit 20a includes a gate drive circuit 4, an inverter control unit 7, a motor current control unit 8, a motor current calculation unit 9, a voltage determination unit 10, a DC bus average current detection circuit 11, and a current phase. The detector 12, the phase controller 14, the motor speed calculator 15, and the induced voltage phase calculator 16 are provided. Here, the voltage value and the current value used in the following description are effective values unless otherwise specified, but may be amplitude values obtained by multiplying the effective value by √2.

＜モータトルク制御部２０ａを構成する制御系の概要＞
直流母線平均電流検出回路１１、モータ電流演算部９およびモータ電流制御部８の制御系は、モータ巻線５ｃへ流すモータ電流Ｉｍを目標値であるモータ電流指令Ｉｍ＊に近づけるための操作量Ｉｑ＊（ｑ軸電流指令であり第１の電圧調整成分に対応する。）を生成するモータ電流制御ループを構成している。 <Outline of control system constituting motor torque control unit 20a>
The control system of the DC bus average current detection circuit 11, the motor current calculation unit 9 and the motor current control unit 8 operates the operation amount Iq for bringing the motor current Im flowing through the motor winding 5c closer to the target motor current command Im *. A motor current control loop for generating * (q-axis current command and corresponding to the first voltage adjustment component) is configured.

また、電流位相検出部１２および位相制御部１４の制御系は、モータ巻線５ｃに発生する誘起電圧の位相と、モータ巻線５ｃに流れるモータ電流Ｉｍの位相との位相差を位相差目標値θｉｈ＊に近づけるための操作量Ｉｄ＊（ｄ軸電流指令であり第２の電圧調整成分に対応する。）を生成する位相制御ループを構成している。 The control system of the current phase detection unit 12 and the phase control unit 14 determines the phase difference between the phase of the induced voltage generated in the motor winding 5c and the phase of the motor current Im flowing in the motor winding 5c as a phase difference target value. A phase control loop is generated that generates an operation amount Id * (d-axis current command corresponding to the second voltage adjustment component) for approaching θih *.

そして、モータ電流制御ループと位相制御ループとで生成された操作量Ｉｑ＊，Ｉｄ＊は、電圧決定部１０〜インバータ制御部７の制御系において、同期モータの等価モデルの電圧方程式に基づいた演算により３相電圧指令として合成され、ＰＷＭ変調されて、前記ゲート駆動回路４へ出力される。なお、制御の座標系は回転子５ｒと同期して回転する回転座標上で行い、電圧振幅と電圧位相差を決定後、静止座標の３相電圧指令を生成する。 The operation amounts Iq * and Id * generated in the motor current control loop and the phase control loop are calculated based on the voltage equation of the equivalent model of the synchronous motor in the control system of the voltage determination unit 10 to the inverter control unit 7. Are combined as a three-phase voltage command, subjected to PWM modulation, and output to the gate drive circuit 4. The control coordinate system is performed on rotating coordinates that rotate in synchronization with the rotor 5r, and after determining the voltage amplitude and the voltage phase difference, a three-phase voltage command of stationary coordinates is generated.

＜モータ電流指令Ｉｍ＊の設定方法について＞
発生トルクＴｍに対して必要なモータ電流Ｉｍは、永久磁石式非突極の同期モータをモータ巻線５ｃに生ずる誘起電圧の位相と巻線電流（モータ電流）Ｉｍの位相とが一定の位相差となるように制御した場合は、モータ電流Ｉｍにトルク定数Ｋｔを乗じ、係数倍したものがモータ発生トルクＴｍになるという比例関係を利用して求めている。すなわち、モータ電流指令Ｉｍ＊は、欲しいモータ発生トルクＴｍを係数倍して求めたものである。 <How to set the motor current command Im *>
The required motor current Im with respect to the generated torque Tm has a constant phase difference between the phase of the induced voltage generated in the motor winding 5c and the phase of the winding current (motor current) Im in the permanent magnet type nonsalient synchronous motor. When the control is performed, the motor current Im is multiplied by the torque constant Kt, and the coefficient multiplied is used to obtain the motor generated torque Tm. That is, the motor current command Im * is obtained by multiplying the desired motor generation torque Tm by a factor.

＜モータ電流制御ループについて＞
まず、直流母線平均電流検出回路１１は、ＰＷＭインバータ主回路３の正負直流母線の一方の直流母線に介在させたシャント抵抗器１１ｒと平均化回路１１ａとで構成される。シャント抵抗器１１ｒは、ＰＷＭインバータ主回路３のスイッチング時に直流母線に流れるパルス状の電流を、その電流に比例したパルス状電圧に変換し、平均化回路１１ａへ伝達する。平均化回路１１ａは、シャント抵抗器１１ｒから入力されるパルス状電圧を、ローパスフィルタに通してＰＷＭインバータ主回路３の直流母線に流れる電流の平均値（平均電流Ｉｄｃ）相当に変換し、それを直流母線の平均電流フィードバックＩｄｃｆとしてモータ電流演算部９へ伝達する。 <About motor current control loop>
First, the DC bus average current detection circuit 11 includes a shunt resistor 11r interposed in one DC bus of the positive and negative DC buses of the PWM inverter main circuit 3 and an averaging circuit 11a. The shunt resistor 11r converts a pulsed current flowing through the DC bus when the PWM inverter main circuit 3 is switched into a pulsed voltage proportional to the current and transmits the pulsed voltage to the averaging circuit 11a. The averaging circuit 11a converts the pulse voltage input from the shunt resistor 11r into a value equivalent to the average value (average current Idc) of the current flowing through the DC bus of the PWM inverter main circuit 3 through the low-pass filter, and converts it. The average current feedback Idcf of the DC bus is transmitted to the motor current calculation unit 9.

次に、モータ電流演算部９は、平均電流フィードバックＩｄｃｆと、電圧決定部１０内の振幅演算部１０ａが求めた振幅指令Ｖ１＊（所望の相電圧の振幅Ｖ１を巻線５ｃに印加するのに必要な印加電圧Ｖｍの振幅値に対する指令）と、電圧決定部１０内の位相差演算部１０ｐが求めた位相差指令φ＊とに基づき、モータ電流フィードバックＩｍｆを求め、モータ電流制御部８内の電流偏差算出部８ｄへ出力する。以下に、モータ電流フィードバックＩｍｆの算出方法について説明する。 Next, the motor current calculation unit 9 applies the average current feedback Idcf and the amplitude command V1 * (the amplitude V1 of the desired phase voltage) obtained by the amplitude calculation unit 10a in the voltage determination unit 10 to the winding 5c. The motor current feedback Imf is obtained on the basis of the phase difference command φ * obtained by the phase difference calculation unit 10p in the voltage determination unit 10 and the motor current control unit 8 in the motor current control unit 8 It outputs to the current deviation calculation part 8d. Hereinafter, a method for calculating the motor current feedback Imf will be described.

ＰＷＭインバータ主回路３から同期モータ５へ供給される電力は、モータ電圧Ｖｍ（線間電圧）とモータ電流Ｉｍ（線電流）とモータ力率ｃｏｓφとの積に係数√３を掛けて求まる。また、ＰＷＭインバータ主回路３の入力電力は、ＰＷＭインバータ主回路３の直流母線電圧Ｖｄｃと直流母線の平均電流Ｉｄｃとの積で求まる。そうすると、エネルギー保存の法則により、同期モータ５へ供給される電力は、ＰＷＭインバータ主回路３の入力電力からＰＷＭインバータ主回路３の損失Ｐｄを差し引いた分と等しくなり、下記式（１）の関係が成り立つ。
√３×Ｉｍ×Ｖｍ×ｃｏｓφ＝Ｉｄｃ×Ｖｄｃ−Ｐｄ
＝η×Ｉｄｃ×Ｖｄｃ・・・・・（１） The electric power supplied from the PWM inverter main circuit 3 to the synchronous motor 5 is obtained by multiplying the product of the motor voltage Vm (line voltage), the motor current Im (line current), and the motor power factor cosφ by a coefficient √3. The input power of the PWM inverter main circuit 3 is obtained by the product of the DC bus voltage Vdc of the PWM inverter main circuit 3 and the average current Idc of the DC bus. Then, according to the law of energy conservation, the power supplied to the synchronous motor 5 becomes equal to the input power of the PWM inverter main circuit 3 minus the loss Pd of the PWM inverter main circuit 3, and the relationship of the following formula (1) Holds.
√3 × Im × Vm × cos φ = Idc × Vdc−Pd
= Η × Idc × Vdc (1)

ここで、式（１）におけるηは、ＰＷＭインバータ主回路３の効率である。一般的にＰＷＭインバータ主回路３の損失Ｐｄは、入出力電力の数％と小さく設計される。また、ＰＷＭインバータ主回路３の損失Ｐｄは、入出力電力の増減に対し全く比例するわけではないが、増減する関係にあるので定数と近似することができる。すなわち、モータ電流Ｉｍは、
Ｉｍ＝η×Ｉｄｃ／（√３×Ｖｍ／Ｖｄｃ×ｃｏｓφ）
と求まる。 Here, η in Equation (1) is the efficiency of the PWM inverter main circuit 3. Generally, the loss Pd of the PWM inverter main circuit 3 is designed to be as small as several percent of input / output power. Further, the loss Pd of the PWM inverter main circuit 3 is not at all proportional to the increase / decrease in the input / output power, but can be approximated as a constant because of the increase / decrease relationship. That is, the motor current Im is
Im = η × Idc / (√3 × Vm / Vdc × cosφ)
It is obtained.

また、線間電圧Ｖｍ（印加電圧）と、相電圧の振幅Ｖ１との関係は、
Ｖ１＝Ｖｍ×√２／√３
となるので、モータ電流Ｉｍは、
Ｉｍ＝η×Ｉｄｃ／（３／√２×Ｖ１／Ｖｄｃ×ｃｏｓφ）
となり、ＰＷＭインバータ主回路３の変調率Ｄ（Ｄ＝Ｖ１／Ｖｄｃ）を用いて
Ｉｍ＝Ｉｄｃ／（Ｄ×ｃｏｓφ）×η×√２／３・・・・・（２）
と表される。 The relationship between the line voltage Vm (applied voltage) and the amplitude V1 of the phase voltage is
V1 = Vm × √2 / √3
Therefore, the motor current Im is
Im = η × Idc / (3 / √2 × V1 / Vdc × cosφ)
Using the modulation factor D (D = V1 / Vdc) of the PWM inverter main circuit 3, Im = Idc / (D × cos φ) × η × √2 / 3 (2)
It is expressed.

そこで、モータ電流演算部９は、モータ電流フィードバックＩｍｆを、直流母線の平均電流フィードバックＩｄｃｆを変調率指令Ｄ＊（Ｄ＊＝Ｖ１＊／Ｖｄｃ）と位相差指令φ＊が指定する位相差でのモータ力率指令ｃｏｓ（φ＊）との積で割ったものに係数を掛けて、
Ｉｍｆ＝Ｉｄｃｆ／（Ｄ＊×ｃｏｓ（φ＊））×η×√２／３・・・・（３）
と近似算出し、電流偏差算出部８ｄへ伝達する。 Therefore, the motor current calculation unit 9 calculates the motor current feedback Imf and the average current feedback Idcf of the DC bus at the phase difference specified by the modulation factor command D * (D * = V1 * / Vdc) and the phase difference command φ *. Multiply the product by the product of the motor power factor command cos (φ *) and multiply by the coefficient.
Imf = Idcf / (D * × cos (φ *)) × η × √2 / 3 (3)
Is approximated and transmitted to the current deviation calculator 8d.

そして、モータ電流制御部８は、電流偏差算出部８ｄと電流制御アンプ８ａとを備えている。電流偏差算出部８ｄは、外部から入力されるモータ電流指令Ｉｍ＊とモータ電流演算部９が求めたモータ電流フィードバックＩｍｆとの偏差ΔＩｍを求める。電流制御アンプ８ａは、偏差ΔＩｍに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部１０内の電圧演算部１０ｃへ回転座標上のｑ軸電流指令Ｉｑ＊として出力する。 The motor current control unit 8 includes a current deviation calculation unit 8d and a current control amplifier 8a. The current deviation calculation unit 8d obtains a deviation ΔIm between the motor current command Im * input from the outside and the motor current feedback Imf obtained by the motor current calculation unit 9. The current control amplifier 8a performs a calculation such as a proportional operation or an integration operation on the deviation ΔIm, and outputs the calculation result to the voltage calculation unit 10c in the voltage determination unit 10 as a q-axis current command Iq * on the rotation coordinates. To do.

要するに、モータ電流制御ループは、ＰＷＭインバータ主回路３の直流母線に挿入したシャント抵抗器１１ｒの電圧ドロップから求めたＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流Ｉｄｃを、ＰＷＭインバータ主回路３の変調率指令および同期モータ５の力率指令で除算して係数倍しモータ電流フィードバック値Ｉｍｆを求め、同期モータ５へ流す電流が目標値であるモータ電流指令Ｉｍ＊に近づくように制御する構成となっている。 In short, the motor current control loop uses the average current Idc flowing into and out of the PWM inverter main circuit 3 obtained from the voltage drop of the shunt resistor 11r inserted into the DC bus of the PWM inverter main circuit 3 to modulate the PWM inverter main circuit 3. The motor current feedback value Imf is obtained by dividing by the ratio command and the power factor command of the synchronous motor 5 to obtain a motor current feedback value Imf, and the control is performed so that the current flowing to the synchronous motor 5 approaches the target motor current command Im *. ing.

＜位相制御ループについて＞
まず、電流位相検出部１２は、同期モータ５の相電流位相検出手段であり、電流極性検出回路１２ｄと位相差検出部１２ｃとを備えている。電流極性検出回路１２ｄは、ＰＷＭインバータ主回路３の３相のスイッチング回路の１つの相での電流極性を検出する。図１では、Ｕ相電流の極性を検出し、極性信号ＶＵＰとして位相差検出部１２ｃへ出力する。位相差検出部１２ｃは、位置センサ６からの位置センサ信号ＶＨＵと、電流極性検出回路１２ｄからの相電流極性信号ＶＵＰとに基づいて、同期モータ５の誘起電圧と該当相電流Ｉｍとの位相差θｉｈを演算する。 <About the phase control loop>
First, the current phase detector 12 is a phase current phase detector of the synchronous motor 5, and includes a current polarity detector 12d and a phase difference detector 12c. The current polarity detection circuit 12d detects the current polarity in one phase of the three-phase switching circuit of the PWM inverter main circuit 3. In FIG. 1, the polarity of the U-phase current is detected and output to the phase difference detection unit 12c as the polarity signal VUP. The phase difference detection unit 12c is based on the position sensor signal VHU from the position sensor 6 and the phase current polarity signal VUP from the current polarity detection circuit 12d, and the phase difference between the induced voltage of the synchronous motor 5 and the corresponding phase current Im. θih is calculated.

次に、位相制御部１４は、位相偏差算出部１４ｄと位相制御アンプ１４ａとを備えている。位相偏差算出部１４ｄは、あらかじめ内部設定しておくか、外部から入力される位相差目標値θｉｈ＊と位相差検出部１２ｃからの位相差検出値θｉｈとの差分Δθｉｈを求める。位相制御アンプ１４ａは、差分Δθｉｈに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部１０内の電圧演算部１０ｃへ回転座標上のｄ軸電流指令Ｉｄ＊として出力する。 Next, the phase control unit 14 includes a phase deviation calculation unit 14d and a phase control amplifier 14a. The phase deviation calculation unit 14d obtains a difference Δθih between the phase difference target value θih * input from the outside or the phase difference detection value θih input from the phase difference detection unit 12c in advance. The phase control amplifier 14a performs an operation such as a proportional operation or an integration operation on the difference Δθih, and outputs the calculation result to the voltage calculation unit 10c in the voltage determination unit 10 as a d-axis current command Id * on the rotation coordinates. To do.

＜位相差目標値θｉｈ＊について＞
位相差目標値θｉｈ＊が、同期モータ５の相誘起電圧と該当相電流との位相差が零となる設定の場合に、同期モータ５のトルク定数Ｋｔが最も大きくなり、効率もよくなる。しかし、同時に最高回転数が最も低くなる。したがって、位相差目標値θｉｈ＊は、必ずしも零となる設定である必要はなく、例えば相電流の位相を進めて最大回転数を引き上げる設定とすることも可能であるが、その場合にはモータ電流フィードバックＩｍｆを求める式（３）のモータ力率指令の位相差指令φ＊を進み位相角度分減算してやる必要がある。位相差目標値θｉｈ＊は、そのようにして設定されている。 <Regarding phase difference target value θih *>
When the phase difference target value θih * is set such that the phase difference between the phase induced voltage of the synchronous motor 5 and the corresponding phase current becomes zero, the torque constant Kt of the synchronous motor 5 becomes the largest and the efficiency is improved. However, at the same time, the maximum rotational speed is the lowest. Therefore, the phase difference target value θih * does not necessarily have to be set to zero. For example, the phase difference target value θih * may be set to increase the maximum rotational speed by advancing the phase of the phase current. It is necessary to advance the phase difference command φ * of the motor power factor command of Equation (3) for obtaining the feedback Imf and subtract the phase angle command. The phase difference target value θih * is set in this way.

＜電圧設定部１０について＞
電圧設定部１０は、電圧演算部１０ｃと振幅演算部１０ａと位相差演算部１０ｐと電圧位相算出部１０ｂとを備えている。電圧演算部１０ｃには、ｄ軸電流指令Ｉｄ＊とｑ軸電流指令Ｉｑ＊との他に、モータ速度演算部１５から３つのセンサ信号の発生間隔を測定して求められたモータ回転速度ωｒがフィードバック信号として入力される。 <About the voltage setting unit 10>
The voltage setting unit 10 includes a voltage calculation unit 10c, an amplitude calculation unit 10a, a phase difference calculation unit 10p, and a voltage phase calculation unit 10b. In addition to the d-axis current command Id * and the q-axis current command Iq *, the voltage calculation unit 10c includes a motor rotation speed ωr obtained by measuring the generation intervals of three sensor signals from the motor speed calculation unit 15. Input as feedback signal.

電圧演算部１０ｃは、ｑ軸電流指令Ｉｑ＊とｄ軸電流指令Ｉｄ＊とモータ回転速度ωｒとを用いて、下記式（４），式（５）に示す電圧モデル式に従い、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを演算する。なお、式（４），式（５）において、ｒは巻線抵抗、Ｌは巻線のインダクタンス、Ｋｅは誘起電圧定数でモータ固有の定数である。誘起電圧定数Ｋｅは、同一単位系では、前記トルク定数Ｋｔと一致する。
Ｖｄ＊＝ｒ・Ｉｄ＊−ωｒ・Ｌ・Ｉｑ＊・・・・・・・（４）
Ｖｑ＊＝ｒ・Ｉｑ＊＋ωｒ・Ｌ・Ｉｄ＊＋ωｒ・Ｋｅ・・・・（５） The voltage calculation unit 10c uses the q-axis current command Iq *, the d-axis current command Id *, and the motor rotation speed ωr according to the voltage model formulas shown in the following formulas (4) and (5), Vq * and d-axis voltage command Vd * are calculated. In equations (4) and (5), r is the winding resistance, L is the inductance of the winding, and Ke is an induced voltage constant, which is a constant unique to the motor. The induced voltage constant Ke coincides with the torque constant Kt in the same unit system.
Vd * = r · Id * −ωr · L · Iq * (4)
Vq * = r · Iq * + ωr · L · Id * + ωr · Ke (5)

振幅演算部１０ａは、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを用いて、下記式（６）により、所望の相電圧の振幅Ｖ１を発生させるのに必要な印加電圧Ｖｍの振幅値を指令する振幅指令Ｖ１＊を求める。
Ｖ１＊＝√{（Ｖｄ＊）^２＋（Ｖｑ＊）^２} ・・・・・・・（６） The amplitude calculation unit 10a uses the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd *, and the amplitude of the applied voltage Vm necessary to generate the desired phase voltage amplitude V1 by the following equation (6). An amplitude command V1 * for commanding a value is obtained.
V1 * = √ {(Vd *) ² + (Vq *) ² } (6)

位相差演算部１０ｐは、ｑ軸電圧指令Ｖｑ＊とｄ軸電圧指令Ｖｄ＊とを用いて、下記式（７）により、所望の相電圧の振幅Ｖ１を発生させるのに必要な印加電圧Ｖｍの位相差指令φ＊を求める。
φ＊＝ｔａｎ−１（−Ｖｄ＊／Ｖｑ＊）・・・・・・・（７） The phase difference calculation unit 10p uses the q-axis voltage command Vq * and the d-axis voltage command Vd * to calculate the applied voltage Vm necessary for generating the desired phase voltage amplitude V1 according to the following equation (7). Find the phase difference command φ *.
φ * = tan−1 (−Vd * / Vq *) (7)

電圧位相算出部１０ｂは、印加電圧Ｖｍの位相差指令φ＊と誘起電圧位相演算部１６からの誘起電圧位相θｒとを用いて、下記式（８）により、印加電圧Ｖｍの位相指令θｖ＊を求める。
θｖ＊＝θｒ＋φ＊・・・・・・・・・・・・（８） The voltage phase calculation unit 10b uses the phase difference command φ * of the applied voltage Vm and the induced voltage phase θr from the induced voltage phase calculation unit 16 to calculate the phase command θv * of the applied voltage Vm by the following equation (8). Ask.
θv * = θr + φ * (8)

なお、誘起電圧位相演算部１６は、３つの位置センサ６からの３つの位置センサ信号にＰＬＬ（フェーズ・ロックド・ループ）をかけるか、３つの位置センサ信号をモータ速度演算部１５からのモータ回転速度ωｒの時間積分量で補正して、誘起電圧位相θｒを細かい角度で求める。 The induced voltage phase calculation unit 16 applies a PLL (phase locked loop) to the three position sensor signals from the three position sensors 6 or outputs the three position sensor signals to the motor rotation from the motor speed calculation unit 15. The induced voltage phase θr is obtained with a fine angle by correcting with the time integration amount of the speed ωr.

＜インバータ制御部７について＞
インバータ制御部７は、３相電圧演算部７ｃとＰＷＭ変調回路７ｍとを備えている。３相電圧演算部７ｃは、以上のように電圧決定部１０にて求められた印加電圧Ｖｍの振幅指令Ｖ１＊および位相指令θｖ＊を用いて、静止座標上の互いに１２０度の位相差を有する各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、ＰＷＭ変調回路７ｍへ出力する。ＰＷＭ変調回路７ｍは、各相印加電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じたパルス幅変調を行い、ＰＷＭインバータ主回路３を駆動するための駆動信号をゲート駆動回路４へ出力する。 <Inverter control unit 7>
The inverter control unit 7 includes a three-phase voltage calculation unit 7c and a PWM modulation circuit 7m. The three-phase voltage calculation unit 7c has a phase difference of 120 degrees on the stationary coordinates using the amplitude command V1 * and the phase command θv * of the applied voltage Vm obtained by the voltage determination unit 10 as described above. Each phase applied voltage command Vu, Vv, Vw is generated and output to the PWM modulation circuit 7m. The PWM modulation circuit 7m performs pulse width modulation according to the phase application voltage commands Vu, Vv, and Vw, and outputs a drive signal for driving the PWM inverter main circuit 3 to the gate drive circuit 4.

斯くして、実施の形態１によれば、位置センサ信号が示す相誘起電圧の位相と該当モータ巻線に流れるモータ電流の位相との位相差を位相差目標値に近づけ、ほぼ一定にすることができるので、モータ電流を発生トルクに比例させることができる。 Thus, according to the first embodiment, the phase difference between the phase induced voltage phase indicated by the position sensor signal and the phase of the motor current flowing through the motor winding is brought close to the phase difference target value and made substantially constant. Therefore, the motor current can be made proportional to the generated torque.

このとき、モータ電流は、ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に挿入したシャント抵抗器といった小形で安価な部品にて直流母線電流を検出し、平均化して求めた直流母線の平均電流を、ＰＷＭインバータ主回路の変調率および同期モータの力率で除算し、係数倍して求めるので、低コスト化が図れる。 At this time, the motor current is obtained by detecting and averaging the DC bus current with a small and inexpensive component such as a shunt resistor inserted in the DC bus of the PWM inverter main circuit, and calculating the average current of the DC bus to the PWM inverter main Dividing by the modulation factor of the circuit and the power factor of the synchronous motor and multiplying by the coefficient, the cost can be reduced.

また、モータ電流指令値とモータ電流フィードバック値との比較結果に基づいて、第１の電圧調整成分（ｑ軸電流指令）の出力を調整することによりモータ電流を目標値に近づけることができるので、発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。 Further, since the motor current can be brought close to the target value by adjusting the output of the first voltage adjustment component (q-axis current command) based on the comparison result between the motor current command value and the motor current feedback value, A small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor capable of controlling the generated torque with high accuracy can be obtained.

加えて、同期モータの巻線に流れる電流の大きさを直接検出することなく、同期モータの巻線に流れる電流の極性情報をＰＷＭインバータ主回路での相電流の極性を安価な構成の電流極性検出回路により取得する構成としたので、低コストで高効率を実現できる。 In addition, without directly detecting the magnitude of the current flowing through the synchronous motor winding, the polarity information of the current flowing through the synchronous motor winding is used to reduce the polarity of the phase current in the PWM inverter main circuit. Since the configuration is obtained by the detection circuit, high efficiency can be realized at low cost.

実施の形態２．
図２は、本発明の実施の形態２によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図２では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態２に関わる部分を中心に説明する。 Embodiment 2. FIG.
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to the second embodiment of the present invention. In FIG. 2, the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to the components shown in FIG. 1 (Embodiment 1). Here, the description will be focused on the portion related to the second embodiment.

図２に示すように、実施の形態２によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部２０ｂでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、モータ電流制御部８に代えて直流母線平均電流制御部１３が設けられ、モータ電流演算部９を削除して平均電流指令演算部１７が設けられている。 As shown in FIG. 2, in the motor torque control unit 20b in which the sign of the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to the second embodiment is changed, the motor current control is performed in the configuration shown in FIG. 1 (first embodiment). A DC bus average current control unit 13 is provided instead of the unit 8, and the motor current calculation unit 9 is deleted and an average current command calculation unit 17 is provided.

平均電流指令演算部１７は、外部からのモータ電流指令Ｉｍ＊と、振幅演算部１０ａが求めた振幅指令Ｖ１＊と、位相差演算部１０ｐが求めた位相差指令φ＊とが入力され、次のようにして、ＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流Ｉｄｃの目標値である平均電流指令Ｉｄｃ＊を演算する。 The average current command calculation unit 17 receives an external motor current command Im *, an amplitude command V1 * obtained by the amplitude calculation unit 10a, and a phase difference command φ * obtained by the phase difference calculation unit 10p. Thus, the average current command Idc *, which is the target value of the average current Idc flowing into and out of the PWM inverter main circuit 3, is calculated.

平均電流指令演算部１７は、振幅指令Ｖ１＊とＰＷＭインバータ主回路３の入力電圧ＶｄｃとからＰＷＭインバータ主回路３の変調率指令Ｄ＊（Ｄ＊＝Ｖ１＊／Ｖｄｃ）を求める。また、平均電流指令演算部１７は、位相差指令φ＊が指定する位相差でのモータ力率ｃｏｓ（φ＊）を求める。そして、平均電流指令演算部１７は、モータ電流指令Ｉｍ＊に、ＰＷＭインバータ主回路３の変調率指令Ｄ＊およびモータ力率指令ｃｏｓ（φ＊）を乗算し、係数倍することで、ＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流Ｉｄｃの目標値である平均電流指令Ｉｄｃ＊を導出する。 The average current command calculation unit 17 obtains the modulation rate command D * (D * = V1 * / Vdc) of the PWM inverter main circuit 3 from the amplitude command V1 * and the input voltage Vdc of the PWM inverter main circuit 3. Further, the average current command calculation unit 17 obtains the motor power factor cos (φ *) at the phase difference designated by the phase difference command φ *. Then, the average current command calculation unit 17 multiplies the motor current command Im * by the modulation factor command D * and the motor power factor command cos (φ *) of the PWM inverter main circuit 3 to multiply the coefficient, thereby multiplying the PWM inverter An average current command Idc * which is a target value of the average current Idc flowing into and out of the main circuit 3 is derived.

直流母線平均電流制御部１３は、電流偏差算出部８ｄと、電流制御アンプ８ａに代えた平均電流制御アンプ１３ａとで構成される。偏差算出部８ｄは、平均電流指令演算部１７が演算した平均電流指令Ｉｄｃ＊と、直流母線平均電流検出回路１１が求めたＰＷＭインバータ主回路３に流出入する平均電流フィードバックＩｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃを算出し、平均電流制御アンプ１３ａへ出力する。平均電流制御アンプ１３ａは、偏差ΔＩｄｃに対して比例動作や積分動作等の演算を実施し、その演算結果を電圧決定部１０内の電圧演算部１０ｃへ回転座標上のｑ軸電流指令Ｉｑ＊として出力する。 The DC bus average current control unit 13 includes a current deviation calculation unit 8d and an average current control amplifier 13a instead of the current control amplifier 8a. The deviation calculation unit 8d calculates a deviation ΔIdc between the average current command Idc * calculated by the average current command calculation unit 17 and the average current feedback Idcf flowing into and out of the PWM inverter main circuit 3 obtained by the DC bus average current detection circuit 11. Calculate and output to the average current control amplifier 13a. The average current control amplifier 13a performs a calculation such as a proportional operation and an integration operation on the deviation ΔIdc, and the calculation result is sent to the voltage calculation unit 10c in the voltage determination unit 10 as a q-axis current command Iq * on the rotation coordinates. Output.

これによっても、実施の形態１と同様に、同期モータ５へ流す電流（モータ電流Ｉｍ）を目標値であるモータ電流指令Ｉｍ＊に近づくように制御することができる。 Also by this, similarly to the first embodiment, the current (motor current Im) flowing to the synchronous motor 5 can be controlled so as to approach the motor current command Im * which is the target value.

この実施の形態２によれば、同期モータへ流す電流を目標値に近づくように指令する第１の電圧調整量（ｑ軸電流指令）を、除算処理ではなく乗算処理により求めるので、大出力から小出力までの平均電流をほぼ同一の分解能で制御することができ、制御動作が滑らかとなる。 According to the second embodiment, the first voltage adjustment amount (q-axis current command) for instructing the current flowing to the synchronous motor to approach the target value is obtained by the multiplication process instead of the division process. The average current up to a small output can be controlled with almost the same resolution, and the control operation becomes smooth.

また、乗算処理の場合には、ＰＷＭインバータ主回路の変調率や同期モータの力率が小さくても、マイコン等でデジタル処理する場合に演算結果がオーバーフローすることに対する処置を施す必要がなくなり、処理系の簡素化が図れる。 In addition, in the case of multiplication processing, even if the modulation rate of the PWM inverter main circuit and the power factor of the synchronous motor are small, there is no need to take measures against overflow of calculation results when digital processing is performed by a microcomputer, etc. The system can be simplified.

さらに、乗算処理の場合には、いろいろな方式のアナログ回路で構成することもできるため、アナログ集積回路化や、分解能を高めることが比較的容易となる。 Furthermore, in the case of multiplication processing, since it can be configured by various types of analog circuits, it is relatively easy to make an analog integrated circuit and to increase the resolution.

実施の形態３．
図３は、本発明の実施の形態３によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図３では、図１（実施の形態１）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態３に関わる部分を中心に説明する。 Embodiment 3 FIG.
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 3 of the present invention. In FIG. 3, the same reference numerals are given to components that are the same as or equivalent to those shown in FIG. 1 (Embodiment 1). Here, the description will be focused on the portion related to the third embodiment.

図３に示すように、実施の形態３によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部２０ｃでは、図１（実施の形態１）に示した構成において、モータ電流制御部８における電流制御アンプ８ａを、速度制御部１８に置き換えた構成になっている。 As shown in FIG. 3, the motor torque control unit 20c in which the sign in the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to the third embodiment is changed, in the configuration shown in FIG. 1 (the first embodiment), the motor current control is performed. The current control amplifier 8 a in the unit 8 is replaced with a speed control unit 18.

速度制御部１８は、速度指令生成部１８ｒと、速度偏差算出部１８ｄと、速度制御アンプ１８ａとを備えている。 The speed control unit 18 includes a speed command generation unit 18r, a speed deviation calculation unit 18d, and a speed control amplifier 18a.

速度指令生成部１８ｒは、電流偏差算出部８ｄが出力する、モータ電流指令Ｉｍ＊とモータ電流フィードバックＩｍｆとの偏差ΔＩｍに、例えば比例積分演算等を実施して、同期モータ５の目標回転速度を指令する速度指令ωｒ＊を生成する。 The speed command generation unit 18r performs, for example, a proportional integration calculation on the deviation ΔIm between the motor current command Im * and the motor current feedback Imf output from the current deviation calculation unit 8d to obtain the target rotational speed of the synchronous motor 5. A speed command ωr * to be commanded is generated.

速度偏差算出部１８ｄは、速度指令生成部１８ｒが求めた速度指令ωｒ＊と、モータ速度演算部１５が求めたモータ回転速度ωｒとの偏差Δωｒを算出する。 The speed deviation calculation unit 18d calculates a deviation Δωr between the speed command ωr * obtained by the speed command generation unit 18r and the motor rotation speed ωr obtained by the motor speed calculation unit 15.

速度制御アンプ１８ａは、速度偏差算出部１８ｄが求めた偏差Δωｒに対し比例動作や積分動作等の演算を実施し、それを電圧決定部１０へのｑ軸電流指令値Ｉｑ＊として出力する。 The speed control amplifier 18a performs an operation such as a proportional operation or an integral operation on the deviation Δωr obtained by the speed deviation calculation unit 18d, and outputs it as a q-axis current command value Iq * to the voltage determination unit 10.

実施の形態３によれば、実施の形態１においてモータ電流制御ループに速度制御部を加えたので、急激な負荷トルク変動が発生しても回転速度は緩やかに変化させることが可能となり、換気送風機などに搭載した場合に使用者が不快と感じるような回転速度の急変を抑制したトルク制御ができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。 According to the third embodiment, since the speed control unit is added to the motor current control loop in the first embodiment, the rotational speed can be gradually changed even when a sudden load torque fluctuation occurs. Thus, it is possible to obtain a PWM inverter-driven permanent magnet synchronous motor capable of torque control that suppresses a sudden change in rotational speed that makes the user feel uncomfortable.

実施の形態４．
図４は、本発明の実施の形態４によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの構成を示すブロック図である。なお、図４では、図２（実施の形態２）に示した構成要素と同一ないしは同等である構成要素には同一の符号が付されている。ここでは、この実施の形態４に関わる部分を中心に説明する。 Embodiment 4 FIG.
FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to Embodiment 4 of the present invention. In FIG. 4, the same or similar components as those shown in FIG. 2 (Embodiment 2) are denoted by the same reference numerals. Here, the description will be focused on the portion related to the fourth embodiment.

図４に示すように、実施の形態４によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでの符号を変えたモータトルク制御部２０ｄでは、図２（実施の形態２）に示した構成において、モータ電流制御部１３における平均電流制御アンプ８ｂを、速度制御部１８に置き換えた構成になっている。 As shown in FIG. 4, in the motor torque control unit 20d in which the sign of the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to the fourth embodiment is changed, the motor current control in the configuration shown in FIG. 2 (the second embodiment) is performed. The average current control amplifier 8 b in the unit 13 is replaced with a speed control unit 18.

速度指令生成部１８ｒは、電流偏差算出部８ｄが出力する、平均電流指令Ｉｄｃ＊と平均電流フィードバックＩｄｃｆとの偏差ΔＩｄｃに、例えば比例積分演算等を実施して速度指令ωｒ＊を生成する。 The speed command generation unit 18r generates a speed command ωr * by performing, for example, a proportional integration calculation on the deviation ΔIdc between the average current command Idc * and the average current feedback Idcf output from the current deviation calculation unit 8d.

実施の形態４によれば、実施の形態２においてモータ電流制御ループに速度制御部を加えたので、急激な負荷トルク変動が発生しても回転速度は緩やかに変化させることが可能となり、換気送風機などに搭載した場合に使用者が不快と感じるような回転速度の急変を抑制したトルク制御ができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。 According to the fourth embodiment, since the speed control unit is added to the motor current control loop in the second embodiment, the rotational speed can be gradually changed even if a sudden load torque fluctuation occurs. Thus, it is possible to obtain a PWM inverter-driven permanent magnet synchronous motor capable of torque control that suppresses a sudden change in rotational speed that makes the user feel uncomfortable.

実施の形態５．
図５は、本発明の実施の形態５として、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、負荷トルクに応じてモータ回転速度が変化する誘導モータのような制御特性を実現する構成例を示すブロック図である。 Embodiment 5 FIG.
FIG. 5 shows a fifth embodiment of the present invention such as an induction motor that uses the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor shown in the first to fourth embodiments and whose motor rotation speed changes according to the load torque. It is a block diagram which shows the structural example which implement | achieves a control characteristic.

すなわち、図５において、モータトルク制御部２０は、実施の形態１〜４に示したモータトルク制御部２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄのいずれかである。この実施の形態５では、このモータトルク制御部２０の外部に、モータ電流指令生成部１９ａが設けられている。 That is, in FIG. 5, the motor torque control unit 20 is any one of the motor torque control units 20a, 20b, 20c, and 20d shown in the first to fourth embodiments. In the fifth embodiment, a motor current command generation unit 19a is provided outside the motor torque control unit 20.

まず、図６を参照して、誘導モータの特性について説明する。図６は、誘導モータの特性を模擬するのに使用するモータ回転速度とモータ発生トルクとの関係を示す特性図である。 First, the characteristics of the induction motor will be described with reference to FIG. FIG. 6 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed used to simulate the characteristics of the induction motor and the motor generated torque.

図６において、横軸はモータ回転速度ωｒ［ｒ／ｍｉｎ］、縦軸はトルクＴ［ｍＮ・ｍ］である。図６では、モータ回転速度ωｒに応じて変化する３つのトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３が示されている。これらは誘導モータのトルク特性である。この特性は誘導モータ実機の特性を測定して得ることもできるし、実機が無くても誘導モータの構造で決まる巻線抵抗やインダクタンス等を用いて等価回路から計算により求めることもできる。また、図６では、例えば遠心式換気送風機に搭載した場合における圧力損失特性に対応した３つの負荷トルク特性２１ａ，２１ｂ，２１ｃが示されている。負荷トルク特性２１ａは圧力損失が無い時の特性、負荷トルク特性２１ｂは圧力損失が小さい場合の特性、負荷トルク特性２１ｃは圧力損失が大きい場合の特性であり、各圧力損失状態においてモータ回転速度はモータの発生トルク特性と負荷トルク特性の交点で釣り合い安定する。すなわち、図６では、換気送風機に搭載した誘導モータは、圧力損失に応じて発生トルクおよびモータ回転速度が変化することが示されている。さらに図６では、比較のために一定速度制御モータの特性２２が示されている。 In FIG. 6, the horizontal axis represents the motor rotation speed ωr [r / min], and the vertical axis represents the torque T [mN · m]. FIG. 6 shows three torque characteristics Tm1, Tm2, and Tm3 that change according to the motor rotation speed ωr. These are the torque characteristics of the induction motor. This characteristic can be obtained by measuring the characteristic of the actual induction motor, or can be obtained by calculation from an equivalent circuit using winding resistance, inductance, etc. determined by the structure of the induction motor without the actual machine. FIG. 6 shows three load torque characteristics 21a, 21b, and 21c corresponding to the pressure loss characteristics when mounted on, for example, a centrifugal ventilation fan. The load torque characteristic 21a is a characteristic when there is no pressure loss, the load torque characteristic 21b is a characteristic when the pressure loss is small, and the load torque characteristic 21c is a characteristic when the pressure loss is large. In each pressure loss state, the motor rotation speed is The balance is stable at the intersection of the generated torque characteristics and load torque characteristics of the motor. That is, FIG. 6 shows that the induction motor mounted on the ventilation fan changes the generated torque and the motor rotation speed according to the pressure loss. Further, in FIG. 6, a characteristic 22 of a constant speed control motor is shown for comparison.

特許文献１に開示される一定速度制御モータは、特性２２に示すように、圧力損失の変化により負荷トルクが変化しても、モータ回転速度ωｒは変化せず一定である。そのため、遠心式換気送風機に搭載した場合、静圧変動に対する風量変化が大きくなり、換気送風機としての性能が低下してしまうという問題があった。これに対し、誘導モータでは、図６に示すように、トルク特性およびモータ回転速度が圧力損失に応じて変化するので、静圧変動に対する風量変化が少なくなり、換気送風機としての性能低下を軽減できる。 In the constant speed control motor disclosed in Patent Document 1, even if the load torque changes due to a change in pressure loss, the motor rotational speed ωr does not change and is constant, as shown by the characteristic 22. For this reason, when mounted on a centrifugal ventilation fan, there is a problem that the change in the air volume with respect to the static pressure fluctuation is increased, and the performance as a ventilation fan is reduced. On the other hand, in the induction motor, as shown in FIG. 6, since the torque characteristics and the motor rotation speed change according to the pressure loss, the air volume change with respect to the static pressure fluctuation is reduced, and the performance deterioration as a ventilation fan can be reduced. .

この実施の形態５では、３つのトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３のうちのトルク特性Ｔｍ１を実現する場合を示す。後述する実施の形態６では、３つのトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３のうちの少なくとも２つを実現する場合を示す。 In the fifth embodiment, a case where the torque characteristic Tm1 among the three torque characteristics Tm1, Tm2, and Tm3 is realized is shown. In a sixth embodiment to be described later, a case where at least two of the three torque characteristics Tm1, Tm2, and Tm3 are realized will be described.

さて、図７は、図５に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ回転速度とモータ電流指令との関係を示す特性図である。図７では、モータ回転速度ωｒに応じて変化する２つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊の特性がモータ回転速度ωｒを変数とする関数ｆ１、ｆ２として示されている。モータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊，Ｉｍ３＊はそれぞれ、図６に示したトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２，Ｔｍ３を得るのに必要な特性として示されている。この実施の形態５では、そのうちのモータ電流指令Ｉｍ１＊を生成する場合を説明する。後述する実施の形態６では、３つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊，Ｉｍ３＊のうちの少なくとも２つを生成する場合を示す。 FIG. 7 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor rotation speed generated by the motor current command generator shown in FIG. 5 and the motor current command. In FIG. 7, the characteristics of the two motor current commands Im1 * and Im2 * that change according to the motor rotational speed ωr are shown as functions f1 and f2 with the motor rotational speed ωr as a variable. Motor current commands Im1 *, Im2 *, Im3 * are shown as characteristics necessary for obtaining the torque characteristics Tm1, Tm2, Tm3 shown in FIG. In the fifth embodiment, a case in which the motor current command Im1 * is generated will be described. In a sixth embodiment to be described later, a case where at least two of three motor current commands Im1 *, Im2 *, and Im3 * are generated is shown.

すなわち、この実施の形態５では、モータ回転速度ωｒに対するモータ発生トルクＴｍの特性が例えば図６に示すトルク特性Ｔｍ１の場合、モータ電流指令生成部１９ａは、モータ回転速度ωｒに対応して必要とされるモータ電流指令Ｉｍ１＊をもとめる手段として、モータ回転速度ωｒに対するモータ発生トルクＴｍ１を係数倍して求めたものをあらかじめテーブルとして持っておき、モータトルク制御部２０から得られるモータ回転速度ωｒのところのテーブルを参照して、そのモータ回転速度のときに必要とされるモータ電流指令Ｉｍ１＊としてモータトルク制御部２０へ出力する。 That is, in the fifth embodiment, when the characteristic of the motor generated torque Tm with respect to the motor rotational speed ωr is, for example, the torque characteristic Tm1 shown in FIG. 6, the motor current command generator 19a is required to correspond to the motor rotational speed ωr. As a means for determining the motor current command Im1 *, a table obtained beforehand by multiplying the motor generation torque Tm1 with respect to the motor rotation speed ωr by a coefficient is used, and the motor rotation speed ωr obtained from the motor torque control unit 20 is obtained. With reference to the table, the motor current command Im1 * required at the motor rotation speed is output to the motor torque control unit 20.

このように、モータ電流指令生成部１９ａは、テーブルを参照することで、モータトルク制御部２０内の速度演算部１５で求められるモータ回転速度ωｒに対応して発生したいトルクＴｍ１を発生させるのに必要なモータ電流Ｉｍを指令するモータ電流指令Ｉｍ＊を生成し、モータトルク制御部２０に伝える構成になっている。 As described above, the motor current command generation unit 19a refers to the table to generate the torque Tm1 that is desired to be generated corresponding to the motor rotation speed ωr obtained by the speed calculation unit 15 in the motor torque control unit 20. A motor current command Im * for commanding a necessary motor current Im is generated and transmitted to the motor torque control unit 20.

なお、モータ電流指令生成部１９ａにてモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流指令を導出する方法は、テーブル参照方式の他に、例えば関数式にて算出する方式などでも実現できる。 Note that the method of deriving the motor current command for obtaining the motor torque desired to be generated with respect to the motor rotation speed by the motor current command generation unit 19a can be realized by a method of calculating by a function formula, for example, in addition to the table reference method.

実施の形態５によれば、モータ回転速度ωｒに応じて順次モータ電流指令Ｉｍ＊を変化させるので、モータトルク制御部２０にてモータ発生トルクＴｍがモータ電流Ｉｍに高精度に比例して追従するように制御することになり、任意のモータ回転速度ー発生トルク特性となるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができる。 According to the fifth embodiment, since the motor current command Im * is sequentially changed according to the motor rotational speed ωr, the motor generated torque Tm follows the motor current Im in proportion to the motor current Im in the motor torque control unit 20. Thus, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor having an arbitrary motor rotation speed-generated torque characteristic can be obtained.

なお、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、同期モータ５内に、整流平滑回路２、インバータ主回路３およびモータトルク制御部２０（ａ，ｂ，ｃ，ｄ）の全体を組み込み一体化できるものであるが、この実施の形態５では、さらに電流指令生成部１９ａも同期モータ５内に組み込んだ構成を念頭にしている。 The PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor shown in the first to fourth embodiments includes a rectifying / smoothing circuit 2, an inverter main circuit 3, and a motor torque control unit 20 (a, b, c, d) in the synchronous motor 5. In the fifth embodiment, the current command generator 19a is also incorporated in the synchronous motor 5 in mind.

実施の形態６．
図８は、本発明の実施の形態６として、実施の形態１〜４に示したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、負荷トルクに応じてモータ回転速度が変化する誘導モータのような制御特性を実現する他の構成例を示すブロック図である。 Embodiment 6 FIG.
FIG. 8 shows a sixth embodiment of the present invention, such as an induction motor that uses the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor shown in the first to fourth embodiments and changes the motor rotation speed in accordance with the load torque. It is a block diagram which shows the other structural example which implement | achieves a control characteristic.

図８において、モータトルク制御部２０は、実施の形態５と同様に実施の形態１〜４に示したモータトルク制御部２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄのいずれかである。この実施の形態６では、このモータトルク制御部２０の外部に、モータ電流指令生成部１９ｂと、ノッチ指令生成部２３と、ノッチ切替スイッチ２４とが設けられている。モータ電流指令生成部１９ｂは図５に示した電流指令生成部１９ａに若干の機能追加をしたものである。 In FIG. 8, the motor torque control unit 20 is one of the motor torque control units 20a, 20b, 20c, and 20d shown in the first to fourth embodiments as in the fifth embodiment. In the sixth embodiment, a motor current command generation unit 19b, a notch command generation unit 23, and a notch changeover switch 24 are provided outside the motor torque control unit 20. The motor current command generator 19b is obtained by adding some functions to the current command generator 19a shown in FIG.

通常、交流電源１と整流回路２ｄとを接続する２線のうちの片側線に、電源スイッチ２５が挿入される。ノッチ切替スイッチ２４の一端は、電源スイッチ２５の整流回路２ｄ側端に接続されている。ノッチ指令生成部２３は、ノッチ切替スイッチ２４の他端とＰＷＭインバータ主回路３の直流母線との間に配置されている。 Normally, the power switch 25 is inserted into one of the two lines connecting the AC power supply 1 and the rectifier circuit 2d. One end of the notch switch 24 is connected to the end of the power switch 25 on the rectifier circuit 2d side. The notch command generator 23 is disposed between the other end of the notch changeover switch 24 and the DC bus of the PWM inverter main circuit 3.

ノッチ指令生成部２３は、アノード端子がノッチ切替スイッチ２４の他端に接続されるダイオード２３ａと、ダイオード２３ａのカソード端子とＰＷＭインバータ主回路３の直流母線との間に直列に接続配置される抵抗器２３ｂ，２３ｃとを備え、抵抗器２３ｂ，２３ｃの共通接続端（分圧出力端）からモータ電流指令生成部１９ｂへノッチ指令Ｎ＊を出力する構成である。 The notch command generator 23 is a resistor whose anode terminal is connected in series between the diode 23 a whose anode terminal is connected to the other end of the notch changeover switch 24, and the cathode terminal of the diode 23 a and the DC bus of the PWM inverter main circuit 3. And a notch command N * is output from the common connection end (voltage division output end) of the resistors 23b and 23c to the motor current command generation unit 19b.

この構成によれば、電源スイッチ２５がオンしている運転状態において、ノッチ切替スイッチ２４がオンしている場合とオフしている場合とで、ノッチ指令生成部２３からモータ電流指令生成部１９へ出力されるノッチ指令Ｎ＊は、２種類の電圧レベルを示すことになる。 According to this configuration, in the operation state in which the power switch 25 is on, the notch command generator 23 to the motor current command generator 19 depending on whether the notch switch 24 is on or off. The output notch command N * indicates two kinds of voltage levels.

よって、モータ電流指令生成部１９ｂは、例えば図７に示すモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊の２つのテーブルを備え、ノッチ指令Ｎ＊の状態に応じて参照するテーブルを選択し、対応するモータ電流指令Ｉｍ＊をモータトルク制御部２０に出力する。 Therefore, the motor current command generation unit 19b includes, for example, two tables of motor current commands Im1 * and Im2 * shown in FIG. 7, selects a table to be referred to according to the state of the notch command N *, and selects the corresponding motor current. The command Im * is output to the motor torque control unit 20.

これによって、モータトルク制御部２０では、速度演算部１５で求められるモータ回転速度ωｒに対し、発生させたいトルク特性の運転パターンを、図６に示すトルク特性Ｔｍ１の運転パターンとトルク特性Ｔｍ２の運転パターンとに切り替えることができる。 As a result, the motor torque control unit 20 uses the torque characteristic Tm1 operation pattern and the torque characteristic Tm2 operation pattern shown in FIG. 6 as the operation pattern of the torque characteristic to be generated with respect to the motor rotational speed ωr obtained by the speed calculation unit 15. You can switch to the pattern.

以上の説明から理解できるように、さらに、モータ電流指令生成部１９ｂに格納する運転パターンを増やして３種類を超える運転パターンを切り替える構成も実現できる。例えば、ノッチ切替スイッチ２４が１つであれば、ノッチ指令生成部２３に設ける分圧回路を２以上の分圧出力を行う構成としそれらを切り替えて１つのノッチ指令Ｎ＊とする。或いは、ノッチ切替スイッチ２４を２以上設けるとすれば、それぞれに、分圧出力が１つであるノッチ指令生成部２３を１対１に接続する、または、分圧出力が１つであるノッチ指令生成部２３を切り替えて接続するなど、各種の形態が可能である。 As can be understood from the above description, a configuration in which more than three types of operation patterns are switched by increasing the number of operation patterns stored in the motor current command generation unit 19b can be realized. For example, if there is only one notch changeover switch 24, the voltage dividing circuit provided in the notch command generating unit 23 is configured to output two or more divided voltages, and these are switched to form one notch command N *. Alternatively, if two or more notch changeover switches 24 are provided, the notch command generators 23 each having one partial pressure output are connected one-to-one, or the notch commands having one partial pressure output. Various forms such as switching the generation unit 23 and connecting them are possible.

このように、実施の形態６によれば、ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの外部に設けられたノッチ切替スイッチ２４のオン／オフ状態をノッチ指令生成部２３で検知して対応したノッチ指令を生成し、モータ回転速度に対する発生トルクの運転パターンを切り替える構成としたので、タップ切替等によるノッチ切替を行っている誘導モータを用いた電気製品のモータを、効率のいい実施の形態６によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータへ切り替えることが容易となる。 As described above, according to the sixth embodiment, the notch command generation unit 23 detects the on / off state of the notch changeover switch 24 provided outside the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor, and issues a corresponding notch command. Since the generated torque is generated and the operation pattern of the generated torque is switched with respect to the motor rotation speed, the electric motor using the induction motor that performs notch switching by tap switching or the like is used as the PWM inverter according to the sixth embodiment. It becomes easy to switch to the driving permanent magnet type synchronous motor.

そして、ノッチ切替スイッチ２４を除く、ノッチ指令生成部２３、モータ電流指令生成部１９ｂ、モータトルク制御部２０、整流平滑回路２およびインバータ主回路３の全体を同期モータ５内に収納したＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ２６とすることができるので、誘導モータと同一の取扱いができるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを得ることができ、誘導モータからの切り替えを一層容易にすることができる。 The PWM inverter drive in which the notch command generation unit 23, the motor current command generation unit 19b, the motor torque control unit 20, the rectifying / smoothing circuit 2 and the inverter main circuit 3 are housed in the synchronous motor 5 except for the notch changeover switch 24. Since the permanent magnet type synchronous motor 26 can be used, a PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor that can be handled in the same manner as the induction motor can be obtained, and switching from the induction motor can be further facilitated.

ここで、モータ電流指令生成部１９ｂは、生成したモータ電流指令Ｉｍ＊をそのままモータトルク制御部２０へ出力するのではなく、モータ回転速度ωｒに対して必要なモータ電流指令Ｉｍ＊を切り替える際に、切替前のモータ電流指令から切替後のモータ電流指令への移行を移動平均や１次遅れにより徐々に移行させる移行緩衝処理を行ってもよい。移行緩衝処理を行うと、ノッチ切替スイッチ２４の切り替えを高頻度で行うことにより、切替前と切替後との間のモータ電流指令を生成することが可能となる。 Here, the motor current command generation unit 19b does not output the generated motor current command Im * as it is to the motor torque control unit 20, but switches the necessary motor current command Im * to the motor rotation speed ωr. Further, a transition buffering process may be performed in which the transition from the motor current command before switching to the motor current command after switching is gradually shifted by a moving average or first-order delay. When the transition buffering process is performed, it is possible to generate a motor current command between before and after switching by frequently switching the notch switch 24.

例えば、図６に示すトルク特性Ｔｍ１とトルク特性Ｔｍ２とのちょうど中間のトルク特性Ｔｍ３の運転パターンが必要となる場合には、図７に示すモータ電流指令Ｉｍ１＊のノッチ指令Ｎ＊とモータ電流指令Ｉｍ２＊のノッチ指令Ｎ＊とを５０％ずつの頻度で繰り返して生成し、モータ電流指令生成部１９ｂへ与えることにより、中間のモータ電流指令Ｉｍ３＊を生成することができる。 For example, when an operation pattern having a torque characteristic Tm3 that is exactly intermediate between the torque characteristic Tm1 and the torque characteristic Tm2 shown in FIG. 6 is required, the notch command N * and the motor current command of the motor current command Im1 * shown in FIG. An intermediate motor current command Im3 * can be generated by repeatedly generating the Im2 * notch command N * at a frequency of 50% and supplying it to the motor current command generation unit 19b.

また、２種類の運転パターンを切り替える場合に、片方の運転パターンをモータ発生トルクがモータ回転速度によらず零となるように設定しておけば、ちょうど誘導モータで行われている、トライアックなどの半導体スイッチでオン／オフして通電時間の比率を任意に変化させて、発生トルクを平均的に任意に変化させる通電率制御と同じような制御が可能となる。誘導モータの通電率制御では、発生トルクが脈動して振動・騒音の原因となる場合があるが、この実施の形態６による方法では、発生トルクの脈動がなくなるといった効果も得ることができる。 In addition, when switching between two types of operation patterns, if one of the operation patterns is set so that the torque generated by the motor is zero regardless of the motor rotation speed, the triac etc. Control similar to energization rate control in which the generated torque is arbitrarily varied on average by arbitrarily changing the energization time ratio by turning on / off with the semiconductor switch is possible. In the energization rate control of the induction motor, the generated torque may pulsate and cause vibration and noise. However, with the method according to the sixth embodiment, an effect that the pulsation of the generated torque is eliminated can be obtained.

実施の形態７．
図９は、本発明の実施の形態７として、図８に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機の外観構成例を示す側面図である。なお、以下に説明する内容は、実施の形態１〜５に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載した換気送風機にも同様に適用できる内容である。 Embodiment 7 FIG.
FIG. 9 is a side view showing an external configuration example of a ventilation fan mounted with the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor shown in FIG. 8 as Embodiment 7 of the present invention. In addition, the content demonstrated below is the content applicable similarly to the ventilation air blower which mounts the PWM inverter drive permanent magnet type synchronous motor shown in Embodiment 1-5.

図９では、図８に示すＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ２６の回転軸５ａに遠心式羽根車２７を取り付け、ケーシング２８で風路を形成した換気送風機が示されている。ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ２６には、交流電源１からの２本の接続線とノッチ切替スイッチ２４からの１本の接続線とが接続される。 FIG. 9 shows a ventilation fan in which a centrifugal impeller 27 is attached to the rotating shaft 5a of the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor 26 shown in FIG. Two connection lines from the AC power source 1 and one connection line from the notch changeover switch 24 are connected to the PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor 26.

まず、図１０を用いて遠心式羽根車を用いた換気送風機の風量と負荷トルクとの関係について説明する。図１０は、遠心式羽根車の翼部断面を示す図である。図１０において、遠心式羽根車２７に作用する負荷トルクＴＬは、作動流体の密度ρと、体積風量Ｑと、羽根車の直径Ｄと、絶対風速の旋回速度成分ｃ_θとを用いて
ＴＬ＝ρ・Ｑ・Ｄ・ｃ_θ／２・・・・・（９）
と表される。 First, the relationship between the air volume of a ventilation fan using a centrifugal impeller and load torque will be described with reference to FIG. FIG. 10 is a view showing a cross section of a blade portion of a centrifugal impeller. In FIG. 10, the load torque TL acting on the centrifugal impeller 27 is obtained by using the density ρ of the working fluid, the volume air volume Q, the diameter D of the impeller, and the swirl velocity component c _θ of the absolute wind speed. ρ ・ Q ・ D ・ c _θ / 2 (9)
It is expressed.

ここで、羽根車出口の周速度ｕと、周速度ｕの方向と接線方向速度ｗの方向との間の相対流出角βと_、回転速度ωｒと、羽根車出口での径方向速度ｃ_ｒと_、羽根車の出口幅ｂとを用いて、絶対風速の旋回速度成分ｃ_θは式（１０）で表され、羽根車出口の周速度ｕは式（１１）で表され、羽根車出口での径方向速度ｃ_ｒは式（１２）で表されるから、式（９）に示す負荷トルクＴＬは式（１３）で表される。
ｃ_θ＝ｕ−ｃ_ｒ／ｔａｎβ ・・・・（１０）
ｕ＝π・Ｄ・ωｒ・・・・・（１１）
ｃ_ｒ＝Ｑ／（π・Ｄ・ｂ）・・・・・（１２）
ＴＬ＝ρ・（π・Ｄ^２・Ｑ・ωｒ―Ｑ^２／（π・ｂ・ｔａｎβ））／２・・（１３） Here, the peripheral speed u of the impeller outlet, and the relative outflow angle β between the direction of the direction and the tangential velocity w of the peripheral speed _u, and the rotational speed .omega.r, and the radial velocity c _r in the impeller exit _, The swirl velocity component c _θ of the absolute wind speed is expressed by Equation (10), and the peripheral velocity u of the impeller outlet is expressed by Equation (11). Since the radial speed _cr is expressed by Expression (12), the load torque TL shown in Expression (9) is expressed by Expression (13).
c _θ = u−c _r / tan β (10)
u = π · D · ωr (11)
c _r = Q / (π · D · b) (12)
TL = ρ · (π · D ² · Q · ωr−Q ² / (π · b · tan β)) / 2 ·· (13)

式（１３）に示すように、風量Ｑを一定としたときには、負荷トルクＴＬと回転速度ωｒとは一次関数の関係になる。そこで、モータ速度演算部１５で求められたモータ回転速度ωｒに対するモータ電流指令Ｉｍ＊を図１１に示すように一次関数とすることにより、モータ回転速度ωｒとモータ発生トルクＴｍとの関係も図１２に示すように一次関数となり、羽根車の負荷トルクＴＬと釣り合うときの風量Ｑは図１３に示すように静圧Ｐとは無関係に一定とすることができる。 As shown in Expression (13), when the air volume Q is constant, the load torque TL and the rotational speed ωr have a linear function relationship. Therefore, the motor current command Im * for the motor rotation speed ωr obtained by the motor speed calculation unit 15 is a linear function as shown in FIG. 11, so that the relationship between the motor rotation speed ωr and the motor generated torque Tm is also shown in FIG. As shown in FIG. 13, the air flow Q when balancing with the load torque TL of the impeller can be made constant irrespective of the static pressure P as shown in FIG.

図１１は、図８に示すモータ電流指令生成部が生成するモータ電流指令とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図１１では、４つの圧力損失特性２９ａ，２９ｂ，２９ｃ，２９ｄに対応したモータ回転速度ωｒに対するモータ電流指令Ｉｍ＊の特性が示されている。圧力損失はこの順に大きくなっている場合に、一次の項が正の一次関数で表される２つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊は、変極点３０ａ，３０ｂが共に同じ圧力損失特性２９ｃ上で変化するように設定される。 FIG. 11 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor current command generated by the motor current command generator shown in FIG. 8 and the motor rotation speed. FIG. 11 shows the characteristics of the motor current command Im * with respect to the motor rotation speed ωr corresponding to the four pressure loss characteristics 29a, 29b, 29c, and 29d. When the pressure loss increases in this order, the two motor current commands Im1 * and Im2 * whose first-order terms are expressed by positive linear functions have the same inflection points 30a and 30b on the pressure loss characteristic 29c. Set to change.

図１２は、実現されるトルク特性とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図１２では、４つの負荷トルク特性ＴＬ０，ＴＬ１，ＴＬ２，ＴＬ３が示されている。実現されるトルク特性Ｔｍ１，Ｔｍ２は、一次関数で表され、変極点３１ａ，３１ｂが共に同じ負荷トルク特性ＴＬ２上で変化するように設定される。 FIG. 12 is a characteristic diagram showing the relationship between the realized torque characteristic and the motor rotation speed. In FIG. 12, four load torque characteristics TL0, TL1, TL2, and TL3 are shown. The realized torque characteristics Tm1, Tm2 are expressed by linear functions, and are set so that the inflection points 31a, 31b both change on the same load torque characteristic TL2.

図１３は、風量と静圧との関係を示す特性図である。図１３において、横軸は風量Ｑ［ｍ^３／ｈ］であり、縦軸は静圧Ｐ［Ｐａ］である。図１３では、図１２に示した負荷トルク特性ＴＬ０，ＴＬ１，ＴＬ２に対応する圧力損失特性３２ａ、３２ｂ、３２ｃが示されている。圧力損失特性３２ｃ上に、モータ電流指令Ｉｍ１＊の場合の特性Ｑ１の変極点３３ｃとモータ電流指令Ｉｍ２＊の場合の特性Ｑ２の変極点３５ｃとが示されている。圧力損失特性３２ｃより圧力損失が小さい領域（図１３において圧力損失特性３２ｃより下の領域）では例えば３２ａや３２ｂの圧力損失に圧力損失が変動しても３３ａや３３ｂあるいは３５ａや３５ｂの動作点で送風特性と圧力損失が釣り合って、モータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊での各風量は圧力損失特性３２ａ，３２ｂと無関係に一定風量となることが示されている。 FIG. 13 is a characteristic diagram showing the relationship between air volume and static pressure. In FIG. 13, the horizontal axis represents the air volume Q [m ³ / h], and the vertical axis represents the static pressure P [Pa]. FIG. 13 shows pressure loss characteristics 32a, 32b, and 32c corresponding to the load torque characteristics TL0, TL1, and TL2 shown in FIG. On the pressure loss characteristic 32c, an inflection point 33c of the characteristic Q1 in the case of the motor current command Im1 * and an inflection point 35c of the characteristic Q2 in the case of the motor current command Im2 * are shown. In the region where the pressure loss is smaller than the pressure loss characteristic 32c (the region below the pressure loss characteristic 32c in FIG. 13), for example, even if the pressure loss fluctuates due to the pressure loss of 32a or 32b, the operating point of 33a or 33b or 35a or 35b It is shown that the airflow characteristics and the pressure loss are balanced, and the airflows at the motor current commands Im1 * and Im2 * are constant airflows regardless of the pressure loss characteristics 32a and 32b.

なお、式（１３）は理論値であるので実機との誤差があるが、それの影響を考慮して風量の絶対値を高精度で合わせこむ場合には、式（１３）の各項に補正係数を掛け合わせればよい。また、制御や回路構成をより簡素化する場合には、１次関数の１次の項の係数と０次の項の係数は、風量Ｑに対して夫々１乗および２乗に比例するために、風量が小さい場合や、羽根車の出口幅ｂやｔａｎβが大きい場合には０次の項を無視してもよい。したがって、モータ発生トルクＴｍを回転速度ωｒに対して比例の関係となるように制御してもよい。 Since equation (13) is a theoretical value, there is an error from the actual machine. However, if the absolute value of the air volume is adjusted with high accuracy in consideration of the influence, correction is made to each item of equation (13). Multiply the coefficients. Further, when the control and circuit configuration are further simplified, the coefficient of the first-order term and the coefficient of the zero-order term of the linear function are proportional to the first power and the second power with respect to the air volume Q, respectively. When the air volume is small or the exit width b or tan β of the impeller is large, the 0th order term may be ignored. Therefore, the motor generated torque Tm may be controlled so as to be proportional to the rotational speed ωr.

また、０次の項の係数が負の場合や、正の場合でも小さいとモータが起動しなくなる。また、圧力損失が低い領域では圧力損失が高い領域に比べて０次の項の係数を大きく、１次の項の係数は小さく補正したほうが風量が一定になりやすい場合がある。そのため、図１４に示すように、圧力損失の低い領域と高い領域とで係数が異なる２つの１次関数の関係となるように制御を行ってもよい。 Even if the coefficient of the 0th-order term is negative or positive, the motor will not start if it is small. Further, in a region where the pressure loss is low, it may be easier to make the air volume constant by correcting the coefficient of the 0th-order term to be larger than that of the region where the pressure loss is high. Therefore, as shown in FIG. 14, the control may be performed so that two linear functions have different coefficients between the low pressure loss region and the high pressure loss region.

図１４は、図８に示すモータ電流指令生成部が圧力損失の高低領域に応じて生成するモータ電流指令とモータ回転速度との関係を示す特性図である。図１４では、低い圧力損失特性２９ｂと高い圧力損失特性２９ｃとが示されている。２つのモータ電流指令Ｉｍ１＊，Ｉｍ２＊は、互いに相似の関係で並行して、圧力損失の低い領域（圧力損失特性２９ｂから左側の領域）と高い領域（圧力損失特性２９ｂと圧力損失特性２９ｃとの間の領域）とに跨って設定されるが、圧力損失特性２９ｂ上に変極点３４ａ，３４ｂがあり、圧力損失の低い領域と高い領域とで異なる傾きになっている。 FIG. 14 is a characteristic diagram showing the relationship between the motor current command generated by the motor current command generation unit shown in FIG. 8 according to the high and low pressure loss region and the motor rotation speed. In FIG. 14, a low pressure loss characteristic 29b and a high pressure loss characteristic 29c are shown. The two motor current commands Im1 * and Im2 * are parallel to each other in a similar relationship, and the low pressure loss region (the left region from the pressure loss property 29b) and the high region (the pressure loss property 29b and the pressure loss property 29c) However, there are inflection points 34a and 34b on the pressure loss characteristic 29b, and the slopes are different between the low pressure loss region and the high pressure loss region.

次に、風量の強弱を切り替えるようにした場合、図１１、図１２、図１４に示した変極点３０ａ、３０ｂ、３１ａ、３１ｂ等を設けずに、モータが出せる限界の回転速度までモータ回転速度に対するモータ発生トルクの関係を１次の項が正の一次関数で制御すると出力限界では制御から外れた特性となっていずれの風量設定においても同じモータ回転速度−モータ発生トルク特性となり、圧力損失が高い場合には強と弱とが同じ回転数となり、故障と間違われるおそれがある。また、強を弱に切り替える目的に風量を下げる以外に騒音を小さくしたい場合もある。そのため、図１１に示すように、モータ電流指令Ｉｍ＊を回転速度ωｒの１次関数となるように制御する回転速度の上限を違える。そうすると、どのような圧力損失上にて使用されても、強弱の違いが明確になり上記のような問題が解決できる。 Next, when the intensity of the airflow is switched, the motor rotation speed up to the limit rotation speed that the motor can output without providing the inflection points 30a, 30b, 31a, 31b, etc. shown in FIGS. If the primary term is controlled by a positive linear function with respect to the motor generated torque, the output limit will result in a characteristic that is out of control, and the same motor rotation speed-motor generated torque characteristic will be obtained at any air volume setting, and the pressure loss will be If it is high, strong and weak have the same number of revolutions, which may be mistaken for failure. In addition, there is a case where it is desired to reduce the noise other than lowering the air volume for the purpose of switching the strength to weak. Therefore, as shown in FIG. 11, the upper limit of the rotational speed for controlling the motor current command Im * to be a linear function of the rotational speed ωr is different. Then, no matter what pressure loss is used, the difference in strength becomes clear and the above-mentioned problems can be solved.

以上のように、実施の形態７によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いれば、現在誘導モータが用いられている電気製品のモータを同期モータへ置き替えて、省エネ化を図ることが容易となり、また、換気送風機に応用した場合には静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を得ることが可能となる。 As described above, if the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor according to the seventh embodiment is used, it becomes easy to save energy by replacing the motor of the electric product in which the induction motor is currently used with the synchronous motor. In addition, when applied to a ventilation blower, it is possible to obtain a ventilation blower with less air flow fluctuation with respect to static pressure fluctuation.

実施の形態８．
この実施の形態８では、以上説明した各実施の形態によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの負荷状態を外部でモニタする構成例について説明する。 Embodiment 8 FIG.
In the eighth embodiment, a configuration example for externally monitoring the load state of the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor according to each of the embodiments described above will be described.

図１〜５、図８に示すように、モータ回転速度ωｒと、モータ電流Ｉｍまたはモータ電流指令Ｉｍ＊とを外部出力してモニタできるように構成する。そうすると、モータ電流Ｉｍまたはモータ電流指令Ｉｍ＊は、モータ発生トルク（＝負荷トルク）と比例関係にあるので、負荷状態を外部でモニタすることができる。例えば換気送風機に用いた場合に防塵フィルタの目詰まり等による圧力損失状態などを回転速度と負荷トルクとの関係から知ることができる。これによって、防塵フィルタの清掃を促すアラームを出力する等、誘導モータでは得にくい機能を容易に実現することができる。 As shown in FIGS. 1 to 5 and 8, the motor rotational speed ωr and the motor current Im or the motor current command Im * are externally output and can be monitored. Then, since the motor current Im or the motor current command Im * is proportional to the motor generation torque (= load torque), the load state can be monitored externally. For example, when used in a ventilation fan, the pressure loss state due to clogging of the dustproof filter or the like can be known from the relationship between the rotational speed and the load torque. As a result, it is possible to easily realize functions that are difficult to obtain with an induction motor, such as outputting an alarm prompting cleaning of the dust filter.

なお、以上説明した各実施の形態では、電源が交流電源の場合を例に示したが、直流電源の場合でも同様の効果が得られる。誘導モータでは、直接直流電源を入力できず、家庭内へ直流配線を普及させる妨げとなるが、本発明の実施の形態によるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータおよびそれを搭載した換気送風機を用いることで直流でも交流でも使うことができる。なお、直流配線だけなら整流回路２ｄは不要であるから削除してもよい。 In each of the embodiments described above, the case where the power source is an AC power source is shown as an example, but the same effect can be obtained even when the power source is a DC power source. In an induction motor, a direct-current power supply cannot be directly input, which hinders the spread of direct-current wiring in the home. However, a PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to an embodiment of the present invention and a ventilation fan equipped with the same are used. It can be used with either direct current or alternating current. Note that the rectifier circuit 2d is unnecessary if it is only a DC wiring, and may be deleted.

図８に示したノッチ切替スイッチ２４とノッチ指令生成部２３は、直流配線用のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータでは、ノッチ切替スイッチ２４の一端が直流配線の正極配線に接続され、ノッチ指令生成部２３は、ノッチ切替スイッチ２４の他端とＰＷＭインバータ主回路３の負極母線との間に配置されることになる。 The notch changeover switch 24 and the notch command generation unit 23 shown in FIG. 8 are not connected to the positive electrode wiring of the DC wiring in the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor for DC wiring. The unit 23 is arranged between the other end of the notch changeover switch 24 and the negative electrode bus of the PWM inverter main circuit 3.

なお、図１、図２、図３、図４、図５、図８では、ＰＷＭインバータ主回路３を構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＩＧＢＴを用いる場合を示したが、ワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイト（ＳｉＣ）を使用したＭＯＳＦＥＴ（以下、「ＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴ」と記す。）も同様に用いることができる。 1, 2, 3, 4, 5, and 8, the case where the IGBT is used for the switching elements T <b> 1 to T <b> 6 that constitute the PWM inverter main circuit 3 is shown, but it is a wide gap semiconductor material. A MOSFET using silicon carbide (SiC) (hereinafter referred to as “SiC-MOSFET”) can also be used in the same manner.

ＰＷＭインバータ主回路３を構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることにより、まず、式（１）のＰＷＭインバータ主回路損失Ｐｄを構成するスイッチング損失および導通損失の両方を小さくすることができるので、式（１）以降において係数として取り扱っているＰＷＭインバータ効率ηのばらつきを小さくすることができる。また、式（２）および式（３）に用いている変調率Ｄおよび変調率指令Ｄ＊間の誤差を減らすことができる。 By using SiC-MOSFETs for the switching elements T1 to T6 constituting the PWM inverter main circuit 3, first, both the switching loss and the conduction loss constituting the PWM inverter main circuit loss Pd of the equation (1) can be reduced. Therefore, it is possible to reduce the variation in the PWM inverter efficiency η that is handled as a coefficient in the equation (1) and thereafter. Further, the error between the modulation rate D and the modulation rate command D * used in the equations (2) and (3) can be reduced.

ここで、式（２）および式（３）に用いている変調率Ｄおよび変調率指令Ｄ＊間の誤差について説明する。
ＰＷＭインバータ主回路３の上アームスイッチング素子（Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３）と下アームスイッチング素子素子（Ｔ４，Ｔ５，Ｔ６）とがスイッチング動作の遅れにより同時に導通して正極および負極の直流母線間を短絡するのを防ぐために、ゲート駆動回路４にて上アームと下アームとの導通を切り替えるときに、両方同時にオフする期間が設けられている。この期間は、一般にデッドタイムＴｄと呼ばれているが、このデッドタイムＴｄの期間中のモータへの印加電圧Ｖ１は、変調率指令Ｄ＊と無関係に、モータ電流がモータ巻線５ｃからＰＷＭインバータ主回路３へ流入している期間は上アームの還流ダイオード（Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３）が導通してモータ巻線５ｃには正極が印加される。逆に、モータ電流がＰＷＭインバータ主回路３からモータ巻線５ｃへ流出している期間は下アームの還流ダイオード（Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６）が導通してモータ巻線５ｃには負極が印加される。そのために、変調率指令Ｄ＊と実際の変調率Ｄとの間に誤差が生ずる。したがって、式（２）で算出されるモータ電流Ｉｍと、式（３）で算出されるモータ電流フィードバックＩｍｆとの間に誤差が生じ、結果としてモータトルクの制御精度が悪くなる。この誤差を減らすには、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６のスイッチング速度を早くしてデッドタイムＴｄを極力短くすればよい。つまり、スイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いることで、式（２）に用いている変調率Ｄの誤差を減らすことができる。 Here, an error between the modulation rate D and the modulation rate command D * used in the equations (2) and (3) will be described.
The upper arm switching elements (T1, T2, T3) and the lower arm switching element (T4, T5, T6) of the PWM inverter main circuit 3 are simultaneously turned on due to the delay of the switching operation, and the positive and negative DC buses are short-circuited. In order to prevent this, when the conduction between the upper arm and the lower arm is switched in the gate drive circuit 4, a period in which both are turned off simultaneously is provided. This period is generally referred to as dead time Td. The voltage V1 applied to the motor during this dead time Td is equal to the motor current from the motor winding 5c to the PWM inverter regardless of the modulation factor command D *. During the period of flowing into the main circuit 3, the upper arm free wheel diodes (D1, D2, D3) are turned on, and the positive electrode is applied to the motor winding 5c. Conversely, during the period in which the motor current flows from the PWM inverter main circuit 3 to the motor winding 5c, the lower arm freewheeling diodes (D4, D5, D6) conduct and the negative polarity is applied to the motor winding 5c. . For this reason, an error occurs between the modulation rate command D * and the actual modulation rate D. Therefore, an error occurs between the motor current Im calculated by the equation (2) and the motor current feedback Imf calculated by the equation (3), and as a result, the control accuracy of the motor torque is deteriorated. In order to reduce this error, the dead time Td may be shortened as much as possible by increasing the switching speed of the switching elements T1 to T6. That is, by using the SiC-MOSFET for the switching elements T1 to T6, the error of the modulation factor D used in the equation (2) can be reduced.

このように、ＰＷＭインバータ主回路３を構成するスイッチング素子Ｔ１〜Ｔ６にＳｉＣ−ＭＯＳＦＥＴを用いると、モータ電流算出の誤差要因であるＰＷＭインバータ効率ηおよび変調率Ｄの誤差を少なくすることができるので、モータ電流Ｉｍや発生トルクおよび風量Ｑの制御精度を上げることができる。 As described above, when SiC-MOSFETs are used for the switching elements T1 to T6 constituting the PWM inverter main circuit 3, errors in the PWM inverter efficiency η and the modulation factor D, which are error factors in motor current calculation, can be reduced. In addition, the control accuracy of the motor current Im, the generated torque, and the air volume Q can be increased.

以上のように、本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータは、モータ発生トルクを高精度に制御できる小形で安価なＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータとして有用である。 As described above, the PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor according to the present invention is useful as a small and inexpensive PWM inverter driven permanent magnet type synchronous motor capable of controlling the motor generated torque with high accuracy.

また、本発明にかかる換気送風機の制御方法は、本発明にかかるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを用いて、静圧変動に対する風量変動の少ない換気送風機を実現する制御方法として有用である。 Moreover, the control method of the ventilation blower concerning this invention is useful as a control method which implement | achieves a ventilation blower with little airflow fluctuation | variation with respect to a static pressure fluctuation | variation using the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor concerning this invention.

１交流電源
２整流平滑回路
３ＰＷＭインバータ主回路
４ゲート駆動回路
５永久磁石式同期モータ（同期モータ）
６位置センサ
７インバータ制御部
８モータ電流制御部
９モータ電流演算部
１０電圧決定部
１１直流母線平均電流検出回路
１２電流位相検出部
１３直流母線平均電流制御部
１４位相制御部
１５モータ速度演算部
１６誘起電圧位相演算部
１７平均電流指令演算部
１８速度制御部
１９ａ，１９ｂモータ電流指令生成部
２０，２０ａ，２０ｂ，２０ｃ，２０ｄモータトルク制御部
２３ノッチ指令生成部
２４ノッチ切替スイッチ
２５電源スイッチ
２６ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ
２７遠心式羽根車
２８ケーシング DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Rectification smoothing circuit 3 PWM inverter main circuit 4 Gate drive circuit 5 Permanent magnet type synchronous motor (synchronous motor)
6 Position Sensor 7 Inverter Control Unit 8 Motor Current Control Unit 9 Motor Current Calculation Unit 10 Voltage Determination Unit 11 DC Bus Average Current Detection Circuit 12 Current Phase Detection Unit 13 DC Bus Average Current Control Unit 14 Phase Control Unit 15 Motor Speed Calculation Unit 16 Induced voltage phase calculation unit 17 Average current command calculation unit 18 Speed control unit 19a, 19b Motor current command generation unit 20, 20a, 20b, 20c, 20d Motor torque control unit 23 Notch command generation unit 24 Notch switch 25 Power switch 26 PWM Inverter-driven permanent magnet synchronous motor 27 Centrifugal impeller 28 Casing

Claims

永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するＰＷＭインバータ主回路と、前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、
前記モータトルク制御部は、
前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、
前記ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、
前記平均電流を前記ＰＷＭインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値で除算し、係数倍して求めたモータ電流フィードバック値を出力するモータ電流演算部と、
前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値と前記モータ電流フィードバック値との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、
前記ＰＷＭインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、
前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第２の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、
前記第１および第２の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記ＰＷＭインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、
前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するインバータ制御部と
を備えていることを特徴とするＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 A permanent magnet type synchronous motor, a rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source into a DC power source, and a PWM for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source. A PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor comprising an inverter main circuit and a motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
The motor torque control unit
A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
Dividing the average current by a value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and outputting a motor current feedback value obtained by multiplying by a coefficient;
A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between a motor current command value that is a target value of a current that flows through the winding of the permanent magnet synchronous motor and the motor current feedback value, and a first command that eliminates the current deviation. A motor current control unit having a current control amplifier that calculates and outputs the voltage adjustment component of
A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet type synchronous motor. Drive permanent magnet type synchronous motor.

永久磁石式同期モータと、交流電源を直流電源へ変換する整流平滑回路と、前記直流電源の出力電圧をスイッチングすることにより前記永久磁石式同期モータに可変電圧・可変周波数の交流電力を供給するＰＷＭインバータ主回路と、前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するモータトルク制御部とを備えるＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータであって、
前記モータトルク制御部は、
前記永久磁石式同期モータの回転子の磁極位置を検出する位置センサからの位置センサ信号に基づき前記永久磁石式同期モータの回転速度を演算するモータ速度演算部と、
前記ＰＷＭインバータ主回路の直流母線に流出入する電流を検出し平均電流を求める直流母線平均電流検出回路と、
前記永久磁石式同期モータの巻線に流す電流の目標値であるモータ電流指令値に前記ＰＷＭインバータ主回路の変調率および前記永久磁石式同期モータの力率に相当する値を乗算し、係数倍して求めた平均電流指令値を出力する平均電流指令演算部と、
前記平均電流指令値と前記直流母線平均電流検出回路が検出した平均電流との電流偏差を算出する電流偏差算出部および前記電流偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する電流制御アンプを有するモータ電流制御部と、
前記ＰＷＭインバータ主回路のスイッチング回路を流れる相電流の位相と前記位置センサ信号から得られる該当相誘起電圧の位相との位相差を検出する電流位相検出部と、
前記位相差が位相差目標値に近づくように指令する第２の電圧調整成分を演算出力する位相制御部と、
前記第１および第２の電圧調整成分と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度とに基づいて、前記ＰＷＭインバータ主回路の出力電圧の振幅および位相をそれぞれ決定する電圧決定部と、
前記電圧決定部により決定された振幅および位相を有する出力電圧を前記永久磁石式同期モータへ供給するように前記ＰＷＭインバータ主回路を制御するインバータ制御部と
を備えていることを特徴とするＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 A permanent magnet type synchronous motor, a rectifying / smoothing circuit for converting an AC power source into a DC power source, and a PWM for supplying AC power of variable voltage / variable frequency to the permanent magnet type synchronous motor by switching the output voltage of the DC power source. A PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor comprising an inverter main circuit and a motor torque control unit for controlling the PWM inverter main circuit,
The motor torque control unit
A motor speed calculation unit for calculating a rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on a position sensor signal from a position sensor for detecting a magnetic pole position of a rotor of the permanent magnet type synchronous motor;
A DC bus average current detection circuit for detecting the current flowing into and out of the DC bus of the PWM inverter main circuit and obtaining an average current;
Multiply the motor current command value, which is the target value of the current flowing through the winding of the permanent magnet synchronous motor, by the value corresponding to the modulation factor of the PWM inverter main circuit and the power factor of the permanent magnet synchronous motor, and multiply the coefficient An average current command calculation unit that outputs the average current command value obtained by
A current deviation calculation unit that calculates a current deviation between the average current command value and the average current detected by the DC bus average current detection circuit, and a current that calculates and outputs a first voltage adjustment component that commands the current deviation to disappear. A motor current control unit having a control amplifier;
A current phase detector for detecting a phase difference between a phase of a phase current flowing through the switching circuit of the PWM inverter main circuit and a phase of a corresponding phase induced voltage obtained from the position sensor signal;
A phase controller that calculates and outputs a second voltage adjustment component that commands the phase difference to approach the phase difference target value;
A voltage determination unit that determines the amplitude and phase of the output voltage of the PWM inverter main circuit based on the first and second voltage adjustment components and the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit;
An inverter control unit for controlling the PWM inverter main circuit so as to supply an output voltage having an amplitude and a phase determined by the voltage determination unit to the permanent magnet type synchronous motor. Drive permanent magnet type synchronous motor.

前記モータ電流制御部は、前記電流制御アンプに代えて、
前記電流偏差に基づいて前記永久磁石式同期モータの回転速度の目標値である回転速度指令値を生成する速度指令演算部と、前記回転速度指令値と前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度との速度偏差を算出する速度偏差算出部と、速度偏差がなくなるように指令する第１の電圧調整成分を演算出力する速度制御アンプとを有する速度制御部
を備えたことを特徴とする請求項１また２に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 The motor current control unit, instead of the current control amplifier,
A speed command calculation unit that generates a rotation speed command value that is a target value of the rotation speed of the permanent magnet type synchronous motor based on the current deviation, and a motor rotation speed obtained by the rotation speed command value and the motor speed calculation unit And a speed control unit including a speed control amplifier that calculates and outputs a first voltage adjustment component that commands the speed deviation to be eliminated. 3. A PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to 1 or 2.

前記モータトルク制御部は、さらに前記モータ電流指令値を入力する手段として、
前記モータ速度演算部が求めたモータ回転速度に対し発生したいモータトルクを得るモータ電流を指令するモータ電流指令値を生成するモータ電流指令生成部
を備えていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 The motor torque control unit further includes means for inputting the motor current command value.
4. A motor current command generation unit for generating a motor current command value for commanding a motor current for obtaining a motor torque to be generated with respect to the motor rotation speed obtained by the motor speed calculation unit. The PWM inverter drive permanent magnet type synchronous motor according to any one of the above.

前記モータトルク制御部は、
前記交流電源と前記整流平滑回路とを接続する２線の片側線に一端が接続されるノッチ切替スイッチと、
前記ノッチ切替スイッチの他端と前記ＰＷＭインバータ主回路の直流母線との間に設けられ、電圧レベルが少なくとも２種類となるノッチ指令を生成するノッチ指令生成部と
を備え、
前記モータ電流指令生成部は、前記モータ回転速度に対し発生したいトルク特性を得るために生成する前記モータ電流指令値を、前記ノッチ指令に従って切り替える
ことを特徴とする請求項４に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 The motor torque control unit
A notch changeover switch having one end connected to one side of two lines connecting the AC power source and the rectifying and smoothing circuit;
A notch command generation unit that is provided between the other end of the notch changeover switch and a DC bus of the PWM inverter main circuit and generates a notch command having at least two voltage levels;
5. The PWM inverter drive according to claim 4, wherein the motor current command generation unit switches the motor current command value generated to obtain a torque characteristic desired to be generated with respect to the motor rotation speed in accordance with the notch command. Permanent magnet synchronous motor.

前記モータ電流指令生成部は、前記ノッチ指令が切り替った際に前記モータ回転速度に対するモータ電流指令値が徐々に移行する移行緩衝処理を行うことを特徴とする請求項５に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 6. The PWM inverter drive according to claim 5, wherein the motor current command generation unit performs a transition buffer process in which a motor current command value with respect to the motor rotation speed gradually shifts when the notch command is switched. Permanent magnet synchronous motor.

前記整流平滑回路と前記ＰＷＭインバータ主回路と前記モータトルク制御部とは、前記永久磁石式同期モータを収納する筐体の適宜箇所に配置されていることを特徴とする請求項１〜３のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 4. The rectifying / smoothing circuit, the PWM inverter main circuit, and the motor torque control unit are arranged at appropriate positions of a housing that houses the permanent magnet type synchronous motor. The PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor as described in any one of the above.

前記整流平滑回路と前記ＰＷＭインバータ主回路と前記モータトルク制御部と前記モータ電流指令生成部とは、前記永久磁石式同期モータを収納する筐体の適宜箇所に配置されていることを特徴とする請求項４または５に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 The rectifying / smoothing circuit, the PWM inverter main circuit, the motor torque control unit, and the motor current command generation unit are arranged at appropriate positions of a housing that houses the permanent magnet synchronous motor. The PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to claim 4 or 5.

前記モータ回転速度およびモータ電流フィードバック値もしくは前記モータ電流指令値を前記永久磁石式同期モータを収納する筐体の外部へ出力する構成を有している
ことを特徴とする請求項７または８に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 9. The configuration according to claim 7, wherein the motor rotation speed and the motor current feedback value or the motor current command value are output to the outside of the casing that houses the permanent magnet synchronous motor. PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor.

前記整流平滑回路と前記ＰＷＭインバータ主回路と前記モータトルク制御部と前記モータ電流指令生成部と前記ノッチ指令生成部とは、前記永久磁石式同期モータを収納する筐体の適宜箇所に配置され、前記ノッチ切替スイッチは、前記永久磁石式同期モータを収納する筐体の外部に設けられていることを特徴とする請求項５または６に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 The rectifying / smoothing circuit, the PWM inverter main circuit, the motor torque control unit, the motor current command generation unit, and the notch command generation unit are arranged at appropriate positions of a casing that houses the permanent magnet type synchronous motor, 7. The PWM inverter driven permanent magnet synchronous motor according to claim 5 or 6, wherein the notch changeover switch is provided outside a casing that houses the permanent magnet synchronous motor.

前記整流平滑回路の整流回路を削除し、外部の直流電源が残した平滑回路を介して前記ＰＷＭインバータ主回路の正負直流母線に接続されることを特徴とする請求項７または８に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 9. The PWM according to claim 7, wherein the rectifying circuit of the rectifying and smoothing circuit is deleted and connected to the positive and negative DC buses of the PWM inverter main circuit via a smoothing circuit left by an external DC power supply. Inverter-driven permanent magnet synchronous motor.

前記整流平滑回路の整流回路を削除し、外部の直流電源が残した平滑回路を介して前記ＰＷＭインバータ主回路の正負直流母線に接続され、前記ノッチ切替スイッチの一端は、前記外部の直流電源の正極出力端子に接続され、前記ノッチ指令生成部は、前記ノッチ切替スイッチの他端と前記ＰＷＭインバータ主回路の負極母線との間に配置されていることを特徴とする請求項１０に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 The rectifying circuit of the rectifying / smoothing circuit is deleted and connected to the positive / negative DC bus of the PWM inverter main circuit through the smoothing circuit left by the external DC power supply, and one end of the notch switch is connected to the external DC power supply. 11. The PWM according to claim 10, wherein the PWM notch command generation unit is connected to a positive output terminal, and is arranged between the other end of the notch changeover switch and a negative bus of the PWM inverter main circuit. Inverter-driven permanent magnet synchronous motor.

前記整流平滑回路が形成する直流電源と外部の直流電源とが切り替えて前記ＰＷＭインバータ主回路の正負直流母線に接続されることを特徴とする請求項７または８に記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 9. The PWM inverter driven permanent magnet type according to claim 7, wherein a DC power source formed by the rectifying / smoothing circuit and an external DC power source are switched and connected to the positive / negative DC bus of the PWM inverter main circuit. Synchronous motor.

前記ＰＷＭインバータ主回路を構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイトを使用したＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１〜１３のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータ。 14. The PWM inverter driving permanent magnet according to claim 1, wherein the switching element constituting the PWM inverter main circuit is a MOSFET using silicon carbide which is a wide gap semiconductor material. Type synchronous motor.

遠心式羽根車を備える換気送風機に請求項４〜１３のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータを搭載し、該ＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータの前記モータ電流指令生成部が、モータ回転速度に対するモータ電流指令値を１次関数として変化するように生成することを特徴とする換気送風機の制御方法。 A PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to any one of claims 4 to 13 is mounted on a ventilation blower including a centrifugal impeller, and the motor current command generation unit of the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor However, the motor current command value with respect to the motor rotation speed is generated so as to change as a linear function.

前記請求項４〜１３のいずれか一つに記載のＰＷＭインバータ駆動永久磁石式同期モータにおけるＰＷＭインバータ主回路を構成するスイッチング素子は、ワイドギャップ半導体素材であるシリコンカーバイトを使用したＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする請求項１５に記載の換気送風機の制御方法。 The switching element constituting the PWM inverter main circuit in the PWM inverter drive permanent magnet synchronous motor according to any one of claims 4 to 13 is a MOSFET using silicon carbide which is a wide gap semiconductor material. The method for controlling a ventilation fan according to claim 15.