JP5740194B2 - Permanent magnet motor drive system - Google Patents

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Description

本発明は、永久磁石モータを駆動するシステムに関する。   The present invention relates to a system for driving a permanent magnet motor.

永久磁石同期電動機（ＰＭモータ）を正しく制御するためには、回転子に設けられた磁石の極性を正しく判定して、磁石磁束の方向を決定する必要がある。一般に、ＰＭモータのセンサレス制御において、停止又は低回転での運転領域では、回転位相角推定方法の原理上、推定された位相角は、０度又は１８０度のあいまいさを持っている。よって、磁石の位置θｍ（＋０度又は＋１８０度のどちらかの可能性を持った回転位相角）を決定することはできるが、磁石の極性（決定された回転位相角が＋０度か＋１８０度か）を判定することはできない。   In order to correctly control the permanent magnet synchronous motor (PM motor), it is necessary to correctly determine the polarity of the magnet provided in the rotor and to determine the direction of the magnet magnetic flux. In general, in the sensorless control of a PM motor, the estimated phase angle has an ambiguity of 0 degrees or 180 degrees in the operation region where the motor is stopped or operated at a low rotation, based on the principle of the rotational phase angle estimation method. Therefore, it is possible to determine the magnet position θm (rotational phase angle with the possibility of either +0 degrees or +180 degrees), but the polarity of the magnet (whether the determined rotational phase angle is +0 degrees or +180 degrees). ) Cannot be determined.

このため、通常の回転位相角推定法に加え、磁気飽和による磁極判別法を別途に実施することで、磁極を判定することが知られている（例えば、特許文献１参照）。   For this reason, it is known that a magnetic pole is determined by separately performing a magnetic pole discrimination method based on magnetic saturation in addition to a normal rotational phase angle estimation method (see, for example, Patent Document 1).

磁気飽和による磁極判別法は、予め推定された磁石位置θｍ（ｄ軸、但し方向未定）の位置に＋と−の大きな直流ｄ軸電流を印加する。ここで、ｄ軸は、回転子突方向、ｑ軸は、回転子突方向と直角方向である。この電流の作る磁束と磁石の磁束が同じ方向の場合は、モータの固定子（ステータ）に磁気飽和が発生して、コイルのインダクタンスが低下する。一方、逆方向の場合は、磁束が互いに打ち消しあうため、磁気飽和が発生せず、インダクタンスがほぼ変化しない。磁気飽和による磁極判別法では、この現象を利用して、磁極を判別する。   In the magnetic pole discrimination method based on magnetic saturation, a large DC and d-axis current of + and − is applied to a position of a previously estimated magnet position θm (d-axis, direction not yet determined). Here, the d-axis is the rotor protrusion direction, and the q-axis is the direction perpendicular to the rotor protrusion direction. When the magnetic flux generated by this current and the magnetic flux of the magnet are in the same direction, magnetic saturation occurs in the stator (stator) of the motor, and the inductance of the coil decreases. On the other hand, in the reverse direction, the magnetic fluxes cancel each other, so that magnetic saturation does not occur and the inductance does not change substantially. The magnetic pole discrimination method based on magnetic saturation uses this phenomenon to discriminate the magnetic pole.

インダクタンスの低下又は不変を検知するためには、直流電流を印加するのと同時に、ｄ軸方向に高周波電圧を印加する。この高周波電圧に対して流れた高周波電流の関係を用いて、インダクタンス（相当値）を得る。磁極判別法では、このインダクタンスが、直流電流を＋又は−のどちらに流した時に低下したかを判定する。これにより、磁気飽和の発生する方向を検知して、磁石磁束即ちｄ軸の方向を決定する。   In order to detect a decrease or no change in inductance, a high-frequency voltage is applied in the d-axis direction simultaneously with the application of a direct current. An inductance (equivalent value) is obtained by using the relationship of the high-frequency current that has flowed with respect to the high-frequency voltage. In the magnetic pole discriminating method, it is determined whether this inductance has decreased when a direct current is applied to + or −. Thereby, the direction in which magnetic saturation occurs is detected, and the magnetic flux, that is, the direction of the d axis is determined.

しかし、大きな直流ｄ軸電流は、ｄ軸方向の推定誤差などにより、トルク変動を招くことがある。このため、運転開始後では、トルクを印加しない状態でなければ、このような磁気飽和による磁極判別法を行うことができない。従って、このような磁気飽和による磁極判別法は、制御始動時にのみ行うのが一般的である。   However, a large DC d-axis current may cause torque fluctuation due to an estimation error in the d-axis direction. For this reason, after starting operation, the magnetic pole discrimination method based on magnetic saturation cannot be performed unless torque is not applied. Therefore, such a magnetic pole discrimination method based on magnetic saturation is generally performed only at the start of control.

また、この他の磁極判別法としては、ダイオードで単相短絡された界磁巻線を、電動機の回転子に挿入して行う方法が提案されている（例えば、非特許文献１参照）。   As another magnetic pole discriminating method, a method is proposed in which a field winding short-circuited by a diode is inserted into a rotor of an electric motor (for example, see Non-Patent Document 1).

特開２００１−３３９９９９号公報JP 2001-339999 A

阿部貴志、外２名，“半波整流ブラシなし同期電動機の位置センサレス始動位置検出法”，“電気学会論文誌Ｄ”，社団法人電気学会，２００４年，第１２４巻，第６号，ｐ５８９−５９８Takashi Abe, 2 others, “Position sensorless start position detection method for a half-wave rectifying brushless synchronous motor”, “Journal of the Institute of Electrical Engineers of Japan D”, The Institute of Electrical Engineers of Japan, 2004, Vol. 124, No. 6, p589- 598

しかしながら、インバータ再起動（回転位相角をリセット後、制御始動する場合）や脱調を検知した後に、回転位相角の推定をやり直す場合には、運転開始後であっても、磁極判別を行う必要がある。この場合、上述の磁気飽和による磁極判別法では、トルク変動を招く恐れがあるため、磁極判別中は、トルクを印加できない。このため、再起動等を行った場合、トルク印加までに数百ミリ秒の時間を要する。   However, when restarting the inverter (when starting control after resetting the rotation phase angle) or detecting step-out, it is necessary to determine the magnetic pole even after the start of operation when reestimating the rotation phase angle. There is. In this case, in the magnetic pole discrimination method based on magnetic saturation described above, torque fluctuation may be caused, so that torque cannot be applied during magnetic pole discrimination. For this reason, when restarting or the like, it takes several hundred milliseconds to apply torque.

また、非特許文献１に記載されている磁極判別法は、磁極判別そのものに重点が置かれたものである。従って、この磁極判別法を実用化するには、機器のコストなど、種々の課題がある。   In addition, the magnetic pole discrimination method described in Non-Patent Document 1 emphasizes the magnetic pole discrimination itself. Therefore, there are various problems such as the cost of equipment to put this magnetic pole discrimination method into practical use.

そこで、本発明の目的は、回転子に設けられた永久磁石の磁極を判別でき、実用性に適した永久磁石モータ駆動システムを提供することにある。   Accordingly, an object of the present invention is to provide a permanent magnet motor drive system suitable for practicality, which can determine the magnetic poles of a permanent magnet provided in a rotor.

本発明の観点に従った永久磁石モータ駆動システムは、回転子に設けられた永久磁石による磁石磁束と固定子に励磁される回転磁界により回転トルクを発生する永久磁石モータと、前記永久磁石モータの前記回転子に設けられ、コイルとダイオードが直列に接続された前記永久磁石の磁極を判別するための磁極判別用回路と、前記永久磁石モータを駆動するための電力を供給するインバータと、前記磁極判別用回路の前記コイルに鎖交する軸方向に磁束変化させる界磁電圧を発生させるための界磁電圧指令を生成する界磁電圧指令生成手段と、前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令に基づいて印加される界磁電圧及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記永久磁石の磁極を判別する磁極判別手段と、前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記磁極判別手段により判別される前記永久磁石の磁極に基づいて、前記インバータを制御する制御手段と
を備えている。 A permanent magnet motor drive system according to an aspect of the present invention includes a permanent magnet motor that generates a rotational torque by a magnetic flux generated by a permanent magnet provided in a rotor and a rotating magnetic field excited by a stator, and the permanent magnet motor. A magnetic pole discriminating circuit for discriminating a magnetic pole of the permanent magnet provided in the rotor and having a coil and a diode connected in series; an inverter for supplying electric power for driving the permanent magnet motor; and the magnetic pole A field voltage command generating means for generating a field voltage command for generating a field voltage for changing a magnetic flux in an axial direction interlinked with the coil of the discrimination circuit; and a current detecting means for detecting an output current of the inverter A field voltage applied based on the field voltage command generated by the field voltage command generation unit and an output current detected by the current detection unit Based on the magnetic pole discriminating means for discriminating the magnetic pole of the permanent magnet, the field voltage command generated by the field voltage command generating means and the magnetic pole of the permanent magnet discriminated by the magnetic pole discriminating means, Control means for controlling the inverter.

本発明によれば、回転子に設けられた永久磁石の磁極を判別でき、実用性に適した永久磁石モータ駆動システムを提供することができる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the magnetic pole of the permanent magnet provided in the rotor can be discriminate | determined and the permanent magnet motor drive system suitable for practical use can be provided.

本発明の第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システムの構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the permanent magnet motor drive system which concerns on the 1st Embodiment of this invention. 第１の実施形態に係るＰＭモータの構成を示す構成図。The lineblock diagram showing the composition of PM motor concerning a 1st embodiment. 第１の実施形態に係る磁束変化抑制回路の等価回路を示す電気回路図。The electric circuit diagram which shows the equivalent circuit of the magnetic flux change suppression circuit which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る磁束変化抑制回路のｄｑ軸座標モデルを示す概念図。The conceptual diagram which shows the dq-axis coordinate model of the magnetic flux change suppression circuit which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る界磁発生部によりＰＭモータに印加される界磁電圧指令を示す波形図。The wave form diagram which shows the field voltage command applied to PM motor by the field generation part which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る反転検知部により検出される非反転時のｄ軸電流応答を示す波形図。The wave form diagram which shows the d-axis current response at the time of non-inversion detected by the inversion detection part which concerns on 1st Embodiment. 第１の実施形態に係る反転検知部により検出される反転時のｄ軸電流応答を示す波形図。The wave form diagram which shows the d-axis current response at the time of inversion detected by the inversion detection part which concerns on 1st Embodiment. 本発明の第２の実施形態に係る磁束変化抑制回路の等価回路を示す電気回路図。The electric circuit diagram which shows the equivalent circuit of the magnetic flux change suppression circuit which concerns on the 2nd Embodiment of this invention. 第２の実施形態に係る反転検知部の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the inversion detection part which concerns on 2nd Embodiment. 本発明の第３の実施形態に係る磁束変化抑制回路の等価回路を示す電気回路図。The electric circuit diagram which shows the equivalent circuit of the magnetic flux change suppression circuit which concerns on the 3rd Embodiment of this invention. 第３の実施形態に係る反転検知部の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the inversion detection part which concerns on 3rd Embodiment. 本発明の第４の実施形態に係るＰＭモータの一部の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of a part of PM motor which concerns on the 4th Embodiment of this invention. 本発明の第５の実施形態に係るＰＭモータの一部の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of a part of PM motor which concerns on the 5th Embodiment of this invention. 本発明の第６の実施形態に係るＰＭモータの回転子の構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the rotor of PM motor which concerns on the 6th Embodiment of this invention. 第６の実施形態に係る磁束変化抑制回路のｄｑ軸座標モデルを示す概念図。The conceptual diagram which shows the dq-axis coordinate model of the magnetic flux change suppression circuit which concerns on 6th Embodiment. 本発明の第７の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システムの構成を示す構成図。The block diagram which shows the structure of the permanent magnet motor drive system which concerns on the 7th Embodiment of this invention. 第７の実施形態に係る界磁電圧指令を示す波形図。The wave form diagram which shows the field voltage command which concerns on 7th Embodiment. 第７の実施形態に係る回転子のＮＳ極が反転していないときのｄｑ軸座標モデルを示す概念図。The conceptual diagram which shows the dq-axis coordinate model when the NS pole of the rotor which concerns on 7th Embodiment is not reversed. 第７の実施形態に係る回転子のＮＳ極が反転しているときのｄｑ軸座標モデルを示す概念図。The conceptual diagram which shows the dq-axis coordinate model when the NS pole of the rotor which concerns on 7th Embodiment is reversed.

以下図面を参照して、本発明の実施形態を説明する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０の構成を示す構成図である。なお、以降の図における同一部分には同一符号を付してその詳しい説明を省略し、異なる部分について主に述べる。以降の実施形態も同様にして重複する説明を省略する。 (First embodiment)
FIG. 1 is a configuration diagram showing a configuration of a permanent magnet motor drive system 10 according to a first embodiment of the present invention. In addition, the same code | symbol is attached | subjected to the same part in subsequent figures, the detailed description is abbreviate | omitted, and a different part is mainly described. In the following embodiments, the same description is omitted.

永久磁石モータ駆動システム１０は、ＰＭモータ１と、インバータ２と、直流電源３と、交流電流検出器４と、制御装置５とを備えている。   The permanent magnet motor drive system 10 includes a PM motor 1, an inverter 2, a DC power supply 3, an AC current detector 4, and a control device 5.

ＰＭモータ１は、回転子に永久磁石が埋め込まれた同期電動機である。ＰＭモータ１は、インバータ２から供給される交流電力により駆動する。   The PM motor 1 is a synchronous motor in which a permanent magnet is embedded in a rotor. The PM motor 1 is driven by AC power supplied from the inverter 2.

インバータ２の直流側は、直流電源３が接続されている。インバータ２の交流側は、ＰＭモータ１が接続されている。インバータ２は、制御装置５から入力されるゲート信号ＧＳに応じて、電力変換部を構成するスイッチング素子がオン又はオフされる。これにより、インバータ２は、直流電源３から供給される直流電圧を三相交流電圧に変換する。インバータ２は、変換した三相交流電力をＰＭモータ１に供給する。   A DC power source 3 is connected to the DC side of the inverter 2. The PM motor 1 is connected to the AC side of the inverter 2. In the inverter 2, the switching element constituting the power conversion unit is turned on or off according to the gate signal GS input from the control device 5. Thereby, the inverter 2 converts the DC voltage supplied from the DC power source 3 into a three-phase AC voltage. The inverter 2 supplies the converted three-phase AC power to the PM motor 1.

交流電流検出器４は、インバータ２の交流側に設けられている。交流電流検出器４は、制御装置５の制御によりインバータ２から出力される三相電流応答Ｉｕｖｗを相毎に検出する。交流電流検出器４は、検出した三相電流応答Ｉｕｖｗを制御装置５に送信する。 The AC current detector 4 is provided on the AC side of the inverter 2. The alternating current detector 4 detects the three-phase current response Iuvw output from the inverter 2 under the control of the control device 5 for each phase. The alternating current detector 4 transmits the detected three-phase current response Iuvw to the control device 5.

制御装置５には、上位制御系から送信されたトルク指令Ｔｒｅｆ及び交流電流検出器４により検出された三相電流応答Ｉｕｖｗが入力される。トルク指令Ｔｒｅｆは、ＰＭモータ１のトルクを制御するための基準となる値である。制御装置５は、トルク指令Ｔｒｅｆ及び三相電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、ゲート信号ＧＳを生成する。制御装置５は、生成したゲート信号ＧＳをインバータ２に出力する。制御装置５は、ゲート信号ＧＳにより、インバータ２の出力電力を制御する。制御装置５は、インバータ２を制御することにより、ＰＭモータ１の駆動を制御する。   The control device 5 receives the torque command Tref transmitted from the host control system and the three-phase current response Iuvw detected by the AC current detector 4. The torque command Tref is a reference value for controlling the torque of the PM motor 1. The control device 5 generates the gate signal GS based on the torque command Tref and the three-phase current response Iuvw. The control device 5 outputs the generated gate signal GS to the inverter 2. The control device 5 controls the output power of the inverter 2 by the gate signal GS. The control device 5 controls the drive of the PM motor 1 by controlling the inverter 2.

図２は、本実施形態に係るＰＭモータ１の構成を示す構成図である。図３は、本実施形態に係る磁束変化抑制回路１４の等価回路を示す電気回路図である。   FIG. 2 is a configuration diagram showing the configuration of the PM motor 1 according to the present embodiment. FIG. 3 is an electric circuit diagram showing an equivalent circuit of the magnetic flux change suppression circuit 14 according to the present embodiment.

ＰＭモータ１は、固定子１１と、回転子１２とを備えている。   The PM motor 1 includes a stator 11 and a rotor 12.

回転子１２には、４つの永久磁石１３及び４つの磁束変化抑制回路１４が組み込まれている。４つの磁束変化抑制回路１４は、４つの永久磁石１３にそれぞれ対応して設けられている。磁束変化抑制回路１４は、永久磁石１３の磁束の軸方向（ｄ軸方向）と、コイルＣＬに鎖交する磁束の軸方向（ｄ軸方向）が一致するように配置されている。   The rotor 12 includes four permanent magnets 13 and four magnetic flux change suppression circuits 14. The four magnetic flux change suppression circuits 14 are provided corresponding to the four permanent magnets 13, respectively. The magnetic flux change suppression circuit 14 is arranged so that the axial direction (d-axis direction) of the magnetic flux of the permanent magnet 13 and the axial direction (d-axis direction) of the magnetic flux interlinked with the coil CL coincide.

磁束変化抑制回路１４は、ダイオードＤＩとコイルＣＬが直列に接続された閉回路である。磁束変化抑制回路１４は、回転子１２の中で閉じられた回路である。即ち、磁束変化抑制回路１４は、ブラシやスリップリングなどで、固定子側に回路を引き出すような機構は備えていない。ダイオードＤＩは、コイルＣＬ（ダイオードＤＩの順方向）に電流が流れると、永久磁石１３の磁束と同一方向にコイルＣＬから磁束が発生する向きに取り付けられている。   The magnetic flux change suppression circuit 14 is a closed circuit in which a diode DI and a coil CL are connected in series. The magnetic flux change suppression circuit 14 is a circuit closed in the rotor 12. That is, the magnetic flux change suppression circuit 14 is not provided with a mechanism that pulls out the circuit to the stator side by a brush or a slip ring. The diode DI is attached in a direction in which a magnetic flux is generated from the coil CL in the same direction as the magnetic flux of the permanent magnet 13 when a current flows in the coil CL (the forward direction of the diode DI).

制御装置５は、電流指令生成部５１と、電流制御部５２と、界磁発生部５３と、ＰＷＭ処理部５４と、回転位相角推定部５５と、反転検知部５６と、加算器５７とを備えている。   The control device 5 includes a current command generation unit 51, a current control unit 52, a field generation unit 53, a PWM processing unit 54, a rotational phase angle estimation unit 55, an inversion detection unit 56, and an adder 57. I have.

電流指令生成部５１は、入力されたトルク指令Ｔｒｅｆに基づいて、ｄｑ軸電流指令Ｉｒｅｆを生成する。ｄｑ軸電流指令Ｉｒｅｆは、ＰＭモータ１のｄｑ軸のそれぞれに流す電流を制御するための基準となる値である。電流指令生成部５１は、生成したｄｑ軸電流指令Ｉｒｅｆを電流制御部５２に出力する。電流指令生成部５１は、次式を用いて、ｄｑ軸電流指令Ｉｒｅｆを生成する。ここで、「Ｉｄｒｅｆ」はｄ軸電流指令、「Ｉｑｒｅｆ」はｑ軸電流指令、「ｋ」は定数、「θｉ」はｄｑ軸座標系におけるｄ軸を基準とした電流位相角である。

Figure 0005740194
The current command generator 51 generates a dq axis current command Iref based on the input torque command Tref. The dq axis current command Iref is a value serving as a reference for controlling the current flowing through each of the dq axes of the PM motor 1. The current command generation unit 51 outputs the generated dq axis current command Iref to the current control unit 52. The current command generator 51 generates a dq axis current command Iref using the following equation. Here, “Idref” is a d-axis current command, “Iqref” is a q-axis current command, “k” is a constant, and “θi” is a current phase angle with respect to the d-axis in the dq-axis coordinate system.
Figure 0005740194

回転位相角推定部５５は、交流電流検出器４により検出された三相電流応答Ｉｕｖｗ及びＰＷＭ処理部５４から出力されるゲート信号ＧＳに基づいて、重畳させた高周波電圧に対応する成分を、三相電流応答Ｉｕｖｗに含まれる高周波電流応答から検出する。回転位相角推定部５５は、検出した高周波電流応答の成分及びゲート信号ＧＳに基づいて、ＰＭモータ１の回転位相角θｅｓｔを推定する。回転位相角推定部５５は、推定した回転位相角θｅｓｔを電流制御部５２に出力する。   The rotation phase angle estimation unit 55 calculates a component corresponding to the superimposed high-frequency voltage based on the three-phase current response Iuvw detected by the AC current detector 4 and the gate signal GS output from the PWM processing unit 54. It detects from the high frequency current response contained in the phase current response Iuvw. The rotational phase angle estimation unit 55 estimates the rotational phase angle θest of the PM motor 1 based on the detected component of the high-frequency current response and the gate signal GS. The rotation phase angle estimation unit 55 outputs the estimated rotation phase angle θest to the current control unit 52.

界磁発生部５３は、ｄｑ軸座標系のｄ軸方向に界磁を発生させるための制御部である。即ち、界磁発生部５３は、磁束変化抑制回路１４（コイルＣＬ）の磁束鎖交方向の軸方向に界磁を発生させる。界磁発生部５３は、回転子１２に組み込まれた磁束変化抑制回路１４に磁束が鎖交する方向の軸方向に固定子界磁を発生させるための界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆを、三相交流電圧に換算して演算する。界磁発生部５３は、演算した界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆを反転検知部５６及び加算器５７に出力する。   The field generator 53 is a controller for generating a field in the d-axis direction of the dq-axis coordinate system. That is, the field generating unit 53 generates a field in the axial direction of the magnetic flux linkage direction of the magnetic flux change suppression circuit 14 (coil CL). The field generation unit 53 generates a field voltage command Vmref for generating a stator field in the axial direction in which the magnetic flux is linked to the magnetic flux change suppression circuit 14 incorporated in the rotor 12, as a three-phase AC voltage. Calculate by converting to. The field generator 53 outputs the calculated field voltage command Vmref to the inversion detector 56 and the adder 57.

反転検知部５６は、界磁発生部５３により演算された界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆ及び交流電流検出器４により検出された三相電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、永久磁石１３のＮ極及びＳ極の位置（磁極位置）の反転又は非反転を検知する（ＮＳ極判別）。反転検知部５６は、判別結果をＮＳ極判別結果信号ＤＴとして、電流制御部５２に出力する。   Based on the field voltage command Vmref calculated by the field generator 53 and the three-phase current response Iuvw detected by the AC current detector 4, the inversion detection unit 56 determines the positions of the N pole and S pole of the permanent magnet 13. Inversion or non-inversion of (magnetic pole position) is detected (NS pole discrimination). The inversion detection unit 56 outputs the determination result to the current control unit 52 as the NS pole determination result signal DT.

次に、反転検知部５６によるＮＳ極判別方法について説明する。なお、界磁電圧及び電流応答などの電気量は、主にｄｑ軸座標系で説明する。以降の実施形態においても同様である。   Next, the NS pole determination method by the inversion detection unit 56 will be described. Electric quantities such as field voltage and current response will be mainly described in the dq axis coordinate system. The same applies to the following embodiments.

図４は、本実施形態に係る磁束変化抑制回路１４のｄｑ軸座標モデルを示す概念図である。図５は、本実施形態に係る界磁発生部５３によりＰＭモータ１に印加される界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆを示す波形図である。図６は、本実施形態に係る反転検知部５６により検出される非反転時のｄ軸電流応答を示す波形図である。図７は、本実施形態に係る反転検知部５６により検出される反転時のｄ軸電流応答を示す波形図である。なお、図４から図７に示した波形は、ＮＳ極判別方法を説明するためのイメージ図である。また、図５に示す界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆは、界磁電圧に置き換えてもよい。   FIG. 4 is a conceptual diagram showing a dq-axis coordinate model of the magnetic flux change suppression circuit 14 according to the present embodiment. FIG. 5 is a waveform diagram showing the field voltage command Vmref applied to the PM motor 1 by the field generator 53 according to the present embodiment. FIG. 6 is a waveform diagram showing a d-axis current response during non-inversion detected by the inversion detection unit 56 according to the present embodiment. FIG. 7 is a waveform diagram showing a d-axis current response during inversion detected by the inversion detection unit 56 according to the present embodiment. The waveforms shown in FIG. 4 to FIG. 7 are image diagrams for explaining the NS pole discrimination method. Further, the field voltage command Vmref shown in FIG. 5 may be replaced with a field voltage.

磁束変化抑制回路１４の鎖交磁束方向Φｃは、図４に示すように、ｄ軸−方向である。鎖交磁束方向Φｃは、ダイオードＤＩの順方向に電流が流れた場合に発生するコイル磁束の方向である。   The interlinkage magnetic flux direction Φc of the magnetic flux change suppression circuit 14 is the d-axis minus direction as shown in FIG. The interlinkage magnetic flux direction Φc is the direction of the coil magnetic flux generated when a current flows in the forward direction of the diode DI.

まず、界磁発生部５３は、図５に示す界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆによる界磁電圧をＰＭモータ１のｄ軸の＋方向に印加する。界磁発生部５３は、図５に示すように、方形波状に界磁電圧（界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆ）を発生させる。ｄ軸＋方向に印加された界磁電圧により、ｄ軸＋方向に固定子磁束が増加する。   First, the field generator 53 applies a field voltage based on the field voltage command Vmref shown in FIG. 5 in the + direction of the d-axis of the PM motor 1. As shown in FIG. 5, the field generator 53 generates a field voltage (field voltage command Vmref) in a square wave shape. Due to the field voltage applied in the d-axis + direction, the stator magnetic flux increases in the d-axis + direction.

反転検知部５６は、界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆに基づいて、ＮＳ極判別する基準となる比較量ＴＨを演算する。   The inversion detection unit 56 calculates a comparison amount TH that serves as a reference for determining the NS pole, based on the field voltage command Vmref.

反転検知部５６は、検出された三相電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、ｄ軸電流応答Ｉｄを検出する。ｄ軸電流応答Ｉｄは、後述する電流制御部５２での三相電流応答Ｉｕｖｗをｄｑ軸電流応答Ｉｄ，Ｉｑに変換する演算方法で求まる。図６及び図７に示すように、方形波状に界磁電圧が印加されると、ｄ軸電流応答Ｉｄは、徐々に増加する。   The inversion detection unit 56 detects the d-axis current response Id based on the detected three-phase current response Iuvw. The d-axis current response Id is obtained by a calculation method that converts a three-phase current response Iuvw in a current control unit 52 described later into dq-axis current responses Id and Iq. As shown in FIGS. 6 and 7, when the field voltage is applied in a square wave shape, the d-axis current response Id gradually increases.

永久磁石１３のＮＳ極が反転していない場合（Ｎ極がｄ軸＋方向を向いている場合）、磁束変化抑制回路１４には、界磁電圧により発生した磁束を打ち消すように、ダイオードＤＩの順方向に電流が流れる。磁束変化抑制回路１４に流れる電流により、ｄ軸電流応答Ｉｄは増加する。この結果、図６に示すように、ｄ軸電流応答Ｉｄは、比較量ＴＨを超える。   When the NS pole of the permanent magnet 13 is not reversed (when the N pole faces the d-axis + direction), the magnetic flux change suppression circuit 14 has a diode DI of the diode DI so as to cancel the magnetic flux generated by the field voltage. Current flows in the forward direction. The d-axis current response Id increases due to the current flowing through the magnetic flux change suppression circuit 14. As a result, as shown in FIG. 6, the d-axis current response Id exceeds the comparison amount TH.

永久磁石１３のＮＳ極が反転している場合（Ｎ極がｄ軸−方向を向いている場合）、磁束変化抑制回路１４には、界磁電圧により発生した磁束を打ち消すように電流が流れようとする。しかし、この電流の向きは、ダイオードＤＩと逆方向に流れる向きであるため、磁束変化抑制回路１４には、電流が流れない。従って、ｄ軸電流応答は増加しない。この結果、図７に示すように、ｄ軸電流応答Ｉｄは、比較量ＴＨを下回る。   When the NS pole of the permanent magnet 13 is reversed (when the N pole is oriented in the d-axis direction), a current flows through the magnetic flux change suppression circuit 14 so as to cancel the magnetic flux generated by the field voltage. And However, since the current flows in the direction opposite to that of the diode DI, no current flows in the magnetic flux change suppression circuit 14. Therefore, the d-axis current response does not increase. As a result, as shown in FIG. 7, the d-axis current response Id is less than the comparison amount TH.

従って、反転検知部５６は、ｄ軸電流応答Ｉｄが比較量ＴＨを超えた場合は、ＮＳ極を非反転と判断する。反転検知部５６は、ｄ軸電流応答Ｉｄが比較量ＴＨを下回った場合は、ＮＳ極を反転と判断する。   Accordingly, when the d-axis current response Id exceeds the comparison amount TH, the inversion detection unit 56 determines that the NS pole is non-inverted. When the d-axis current response Id falls below the comparison amount TH, the inversion detection unit 56 determines that the NS pole is inversion.

電流制御部５２は、電流指令生成部５１から入力されたｄｑ軸電流指令Ｉｒｅｆ、交流電流検出器４により検出された三相電流応答Ｉｕｖｗ、回転位相角推定部５５により推定された回転位相角θｅｓｔ、及び反転検知部５６により検知されたＮＳ極判別結果信号ＤＴに基づいて、ＰＭモータ１の固定子１１に流す電流を制御する。   The current control unit 52 includes the dq-axis current command Iref input from the current command generation unit 51, the three-phase current response Iuvw detected by the AC current detector 4, and the rotation phase angle θest estimated by the rotation phase angle estimation unit 55. Based on the NS pole discrimination result signal DT detected by the reversal detection unit 56, the current flowing through the stator 11 of the PM motor 1 is controlled.

具体的には、電流制御部５２は、次のような制御処理を行う。電流制御部５２は、三相電流応答Ｉｕｖｗをｄｑ軸座標のｄｑ軸電流応答Ｉｄ，Ｉｑに変換する。電流制御部５２は、比例積分制御(PI: proportional-plus-integral control)により、ｄｑ軸電流指令Ｉｒｅｆとｄｑ軸電流応答Ｉｄ，Ｉｑとの偏差が減少するように、ｄｑ軸電圧を調整する演算をする。電流制御部５２は、演算したｄｑ軸電圧を、回転位相角θｅｓｔ及びＮＳ極判別結果信号ＤＴを用いて、三相電圧に変換する。電流制御部５２は、演算した三相電圧を三相電圧指令Ｖｉｒｅｆとして、加算器５７に出力する。三相電圧指令Ｖｉｒｅｆは、インバータ２の出力電圧を制御するための基準となる。   Specifically, the current control unit 52 performs the following control process. The current control unit 52 converts the three-phase current response Iuvw into dq-axis current responses Id and Iq in dq-axis coordinates. The current control unit 52 performs an operation for adjusting the dq-axis voltage so that the deviation between the dq-axis current command Iref and the dq-axis current responses Id and Iq is reduced by proportional-plus-integral control (PI). do. The current control unit 52 converts the calculated dq-axis voltage into a three-phase voltage using the rotation phase angle θest and the NS pole discrimination result signal DT. The current control unit 52 outputs the calculated three-phase voltage to the adder 57 as the three-phase voltage command Viref. The three-phase voltage command Viref is a reference for controlling the output voltage of the inverter 2.

次に、電流制御部５２による演算で用いる数式について説明する。   Next, mathematical formulas used for calculation by the current control unit 52 will be described.

ＰＭモータ１のｄｑ軸電圧とｄｑ軸電流の関係は、次式のようになる。ここで、「Ｖｄ」はｄ軸電圧、「Ｖｑ」はｑ軸電圧、「Ｉｄ」はｄ軸電流、「Ｉｑ」はｑ軸電流、「Ｒ」は抵抗、「Ｌｄ」はｄ軸インダクタンス、「Ｌｑ」はｑ軸インダクタンス、「Φ」は永久磁石磁束、「ω」は回転速度、「ｐ」は微分演算子である。

Figure 0005740194
The relationship between the dq axis voltage and the dq axis current of the PM motor 1 is expressed by the following equation. Here, “Vd” is d-axis voltage, “Vq” is q-axis voltage, “Id” is d-axis current, “Iq” is q-axis current, “R” is resistance, “Ld” is d-axis inductance, “ “Lq” is a q-axis inductance, “Φ” is a permanent magnet magnetic flux, “ω” is a rotational speed, and “p” is a differential operator.
Figure 0005740194

電流制御部５２は、次式を用いて、三相電流応答Ｉｕｖｗをｄｑ軸電流応答Ｉｄ，Ｉｑに変換する。ここで、「Ｉｕ」はＵ相電流応答、「Ｉｖ」はＶ相電流応答、「Ｉｗ」はＷ相電流応答、「Ｉｄ」はｄ軸電流応答、「Ｉｑ」はｑ軸電流応答である。

Figure 0005740194
The current control unit 52 converts the three-phase current response Iuvw into dq-axis current responses Id and Iq using the following equation. Here, “Iu” is a U-phase current response, “Iv” is a V-phase current response, “Iw” is a W-phase current response, “Id” is a d-axis current response, and “Iq” is a q-axis current response.
Figure 0005740194

なお、電流制御部５２は、三相のうち二相のみの電流応答を検出して制御することもできる。この場合は、次式を用いて、ｄｑ軸電流応答Ｉｄ，Ｉｑに変換する。ここでは、Ｕ相とＷ相の電流応答をｄｑ軸電流応答Ｉｄ，Ｉｑに変換する場合を示す。

Figure 0005740194
The current controller 52 can also detect and control the current response of only two phases of the three phases. In this case, it converts into dq axis current response Id and Iq using the following equation. Here, a case where the current responses of the U phase and the W phase are converted into dq axis current responses Id and Iq is shown.
Figure 0005740194

電流制御部５２は、次式を用いて、ｄｑ軸電流指令Ｉｒｅｆ及びｄｑ軸電流応答Ｉｄ，Ｉｑから三相電圧指令Ｖｉｒｅｆに相当するｄｑ軸座標系の電圧指令を演算する。ここで、「Ｖｄｒｅｆ」はｄ軸電圧指令、「Ｖｑｒｅｆ」はｑ軸電圧指令、「Ｋｐ」は比例ゲイン、「Ｋｉ」は積分ゲイン、「ｓ」はラプラス演算子である。

Figure 0005740194
The current control unit 52 calculates a voltage command in the dq axis coordinate system corresponding to the three-phase voltage command Viref from the dq axis current command Iref and the dq axis current responses Id and Iq using the following equation. Here, “Vdref” is a d-axis voltage command, “Vqref” is a q-axis voltage command, “Kp” is a proportional gain, “Ki” is an integral gain, and “s” is a Laplace operator.
Figure 0005740194

電流制御部５２は、次式を用いて、ｄｑ軸座標系の電圧指令を三相電圧指令Ｖｉｒｅｆに変換する。ここで、「Ｖｕｒｅｆ」はＵ相電圧指令、「Ｖｖｒｅｆ」はＶ相電圧指令、「Ｖｗｒｅｆ」はＷ相電圧指令である。

Figure 0005740194
The current control unit 52 converts the voltage command of the dq axis coordinate system into a three-phase voltage command Viref using the following equation. Here, “Vuref” is a U-phase voltage command, “Vvref” is a V-phase voltage command, and “Vwref” is a W-phase voltage command.
Figure 0005740194

加算器５７には、電流制御部５２により演算された三相電圧指令Ｖｉｒｅｆ及び界磁発生部５３により演算された界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆが入力される。加算器５７は、三相電圧指令Ｖｉｒｅｆと界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆを加算した電圧指令Ｖｒｅｆを演算する。電圧指令Ｖｒｅｆは、インバータ２から出力させる電圧を制御するための基準となる。加算器５７は、演算した電圧指令ＶｒｅｆをＰＷＭ処理部５４に出力する。   The adder 57 receives the three-phase voltage command Viref calculated by the current controller 52 and the field voltage command Vmref calculated by the field generator 53. The adder 57 calculates a voltage command Vref obtained by adding the three-phase voltage command Viref and the field voltage command Vmref. The voltage command Vref is a reference for controlling the voltage output from the inverter 2. The adder 57 outputs the calculated voltage command Vref to the PWM processing unit 54.

ＰＷＭ処理部５４は、三角波比較ＰＷＭ(Pulse Width Modulation)により、インバータ２のスイッチング素子をオン・オフするゲート信号ＧＳを生成する。具体的には、ＰＷＭ処理部５４は、加算器５７から入力された電圧指令Ｖｒｅｆと三角波キャリアを比較して、ゲート信号ＧＳを生成する。ＰＷＭ処理部５４は、ゲート信号ＧＳをインバータ２に出力する。これにより、制御装置５は、インバータ２の出力電圧を制御する。   The PWM processing unit 54 generates a gate signal GS for turning on / off the switching element of the inverter 2 by triangular wave comparison PWM (Pulse Width Modulation). Specifically, the PWM processing unit 54 compares the voltage command Vref input from the adder 57 with the triangular wave carrier to generate the gate signal GS. The PWM processing unit 54 outputs the gate signal GS to the inverter 2. Thereby, the control device 5 controls the output voltage of the inverter 2.

本実施形態によれば、以下の作用効果を得ることができる。   According to this embodiment, the following effects can be obtained.

固定子１１側からの磁束が磁束変化抑制回路１４のコイルＣＬに鎖交すると、コイルＣＬに電流が誘起される。コイルＣＬと直列に接続されたダイオードＤＩの整流作用により、ダイオードＤＩの順方向と逆方向で、磁束変化抑制回路１４の回路定数が変わる。この回路定数の変化の影響を受けて、固定子１１側の電流挙動が変化する。この時、制御軸からみて極性（Ｎ極、Ｓ極）が反転している場合、順方向回路定数と逆方向回路定数が反転する。界磁電圧Ｖｍｒｅｆに対応して固定子１１に流れる電流は、コイルＣＬに流れる電流の影響を受ける。このため、固定子１１に流れる電流は、順方向回路定数と逆方向回路定数が反転している影響を受け、極性が反転していない場合に比較して、異なる電流値となる。   When the magnetic flux from the stator 11 side is linked to the coil CL of the magnetic flux change suppression circuit 14, a current is induced in the coil CL. Due to the rectification action of the diode DI connected in series with the coil CL, the circuit constant of the magnetic flux change suppression circuit 14 changes in the forward direction and the reverse direction of the diode DI. Under the influence of the change in the circuit constant, the current behavior on the stator 11 side changes. At this time, when the polarity (N pole, S pole) is reversed as viewed from the control axis, the forward circuit constant and the backward circuit constant are reversed. The current flowing through the stator 11 corresponding to the field voltage Vmref is affected by the current flowing through the coil CL. For this reason, the current flowing through the stator 11 is affected by the inversion of the forward circuit constant and the reverse circuit constant, and has a different current value as compared with the case where the polarity is not inverted.

従って、磁束が磁束変化抑制回路１４に鎖交する軸方向に界磁電圧Ｖｍｒｅｆを供給した時に固定子１１に流れる電流の挙動を観測することにより、磁石の極性の反転／非反転を検知することができる。この原理を利用して、反転検知部５６は、ＮＳ極判別をする。これにより、磁気飽和を用いた判定方法のように、大きな直流電流を流す必要がない。このため、ＰＭモータ１は、ＮＳ極判別によるトルクの乱れが発生しない。よって、制御装置５は、ＰＭモータ１の運転時にも頻繁にＮＳ極判別を行うことができる。これにより、永久磁石モータ駆動システム１０は、制御の安定性と信頼性を向上させることができる。   Therefore, by observing the behavior of the current flowing through the stator 11 when the field voltage Vmref is supplied in the axial direction in which the magnetic flux is linked to the magnetic flux change suppression circuit 14, the reversal / non-reversal of the polarity of the magnet is detected. Can do. Using this principle, the inversion detection unit 56 performs NS pole discrimination. This eliminates the need for a large direct current to flow unlike the determination method using magnetic saturation. For this reason, in the PM motor 1, torque disturbance due to NS pole discrimination does not occur. Therefore, the control device 5 can frequently determine the NS pole even when the PM motor 1 is in operation. Thereby, the permanent magnet motor drive system 10 can improve the stability and reliability of control.

さらに、低速センサレス制御で一般的な高周波電圧重畳法で印加する高周波電圧に界磁電圧をかねることが可能である。この場合、回転位相角を推定しながらＮＳ極判別も同時に実施することができる。   Furthermore, it is possible to apply a field voltage to a high frequency voltage applied by a general high frequency voltage superposition method in low-speed sensorless control. In this case, NS pole discrimination can be performed simultaneously while estimating the rotational phase angle.

また、磁束変化抑制回路１４は、鎖交磁束方向Φｃが磁石磁束と同じ方向になる向きになるようにダイオードＤＩを入れている。これにより、磁束変化抑制回路１４から発生するコイル磁束は、磁石磁束を補助して、総磁束としてより大きな磁束を得ることができる。これにより、ＰＭモータ１は、より大きなトルクを得ることができる。   The magnetic flux change suppression circuit 14 includes a diode DI so that the interlinkage magnetic flux direction Φc is in the same direction as the magnetic flux. Thereby, the coil magnetic flux generated from the magnetic flux change suppression circuit 14 can assist the magnet magnetic flux and obtain a larger magnetic flux as the total magnetic flux. Thereby, the PM motor 1 can obtain a larger torque.

一方、磁束変化抑制回路１４の鎖交磁束方向Φｃが磁石磁束と反対向きになるようにダイオードＤＩを入れることで、高速回転域での磁石磁束による逆起電圧を打ち消すことができる。これにより、弱め磁束による制御が必要なくなるため、この制御による損失を抑制することができる。   On the other hand, by inserting the diode DI so that the interlinkage magnetic flux direction Φc of the magnetic flux change suppression circuit 14 is opposite to the magnet magnetic flux, the counter electromotive voltage due to the magnet magnetic flux in the high-speed rotation region can be canceled. Thereby, since the control by the weak magnetic flux becomes unnecessary, the loss by this control can be suppressed.

（第２の実施形態）
図８は、本発明の第２の実施形態に係る磁束変化抑制回路１４Ａの等価回路を示す電気回路図である。図９は、本実施形態に係る反転検知部５６Ａの構成を示す構成図である。 (Second Embodiment)
FIG. 8 is an electric circuit diagram showing an equivalent circuit of the magnetic flux change suppression circuit 14A according to the second embodiment of the present invention. FIG. 9 is a configuration diagram showing the configuration of the inversion detection unit 56A according to the present embodiment.

本実施形態に係る永久磁石モータ駆動システムは、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０において、ＰＭモータ１に実装されている磁束変化抑制回路１４を、磁束変化抑制回路１４Ａに代え、制御装置５の反転検知部５６を反転検知部５６Ａに代えたものである。その他の点は、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０と同様である。   The permanent magnet motor drive system according to the present embodiment replaces the magnetic flux change suppression circuit 14 mounted on the PM motor 1 with the magnetic flux change suppression circuit 14A in the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment. The reverse detection unit 56 of the control device 5 is replaced with a reverse detection unit 56A. The other points are the same as those of the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment.

磁束変化抑制回路１４Ａは、第１の実施形態に係る磁束変化抑制回路１４において、ダイオードＤＩと直列に抵抗Ｒｄを追加した構成である。   14 A of magnetic flux change suppression circuits are the structures which added resistance Rd in series with the diode DI in the magnetic flux change suppression circuit 14 which concerns on 1st Embodiment.

ダイオードＤＩの順方向に電流が流れた場合、回路抵抗は、抵抗Ｒｄによる抵抗値となる。ダイオードＤＩの逆方向に電流が流れた場合、回路抵抗は、ほぼ∞の抵抗値となる。   When a current flows in the forward direction of the diode DI, the circuit resistance has a resistance value due to the resistance Rd. When a current flows in the reverse direction of the diode DI, the circuit resistance has a resistance value of approximately ∞.

反転検知部５６Ａは、反転判断部５６１Ａと、インピーダンス演算部５６２Ａとを備えている。   The inversion detection unit 56A includes an inversion determination unit 561A and an impedance calculation unit 562A.

インピーダンス演算部５６２Ａは、界磁発生部５３により演算された界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆ及び交流電流検出器４により検出された三相電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、磁束変化抑制回路１４Ａのインピーダンス（回路抵抗）を演算する。インピーダンス演算部５６２Ａは、演算したインピーダンスを反転判断部５６１Ａに出力する。   Based on the field voltage command Vmref calculated by the field generator 53 and the three-phase current response Iuvw detected by the AC current detector 4, the impedance calculator 562A is the impedance (circuit resistance) of the magnetic flux change suppression circuit 14A. Is calculated. Impedance calculation unit 562A outputs the calculated impedance to inversion determination unit 561A.

反転判断部５６１Ａは、インピーダンス演算部５６２Ａにより演算されたインピーダンスに基づいて、ＮＳ極判別を行う。反転判断部５６１Ａは、インピーダンスが抵抗Ｒｄの抵抗値に近い値であれば、ＮＳ極は反転していない（ダイオードＤＩの順方向に電流が流れた）と判断する。反転判断部５６１Ａは、インピーダンスがほぼ∞であれば、ＮＳ極は反転している（ダイオードＤＩの逆方向に電流が流れた）と判断する。反転判断部５６１Ａは、判断した結果をＮＳ極判別結果信号ＤＴとして、電流制御部５２に出力する。   The inversion determination unit 561A performs NS pole determination based on the impedance calculated by the impedance calculation unit 562A. If the impedance is a value close to the resistance value of the resistor Rd, the inversion determination unit 561A determines that the NS pole is not inverted (current flows in the forward direction of the diode DI). If the impedance is approximately ∞, the inversion determination unit 561A determines that the NS pole is inverted (current flows in the reverse direction of the diode DI). The inversion determination unit 561A outputs the determined result to the current control unit 52 as the NS pole determination result signal DT.

本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。   According to the present embodiment, in addition to the operational effects of the first embodiment, the following operational effects can be obtained.

磁束変化抑制回路１４Ａは、抵抗ＲｄがダイオードＤＩと直列に挿入されていることで、ＮＳ極判別に、インダクタンスだけでなく抵抗も用いることができる。即ち、反転検知部５６Ａは、インピーダンスによるＮＳ極判別をすることができる。従って、反転検知部５６Ａは、磁束変化抑制回路１４のダイオードＤＩの順方向インピーダンスと逆方向インピーダンスを明確に区別することができる。これにより、反転検知部５６Ａは、ＮＳ極判別の検出精度を向上させることができる。   In the magnetic flux change suppression circuit 14A, the resistor Rd is inserted in series with the diode DI, so that not only the inductance but also the resistor can be used for NS pole discrimination. That is, the inversion detection unit 56A can determine the NS pole based on the impedance. Therefore, the inversion detection unit 56A can clearly distinguish the forward impedance and the reverse impedance of the diode DI of the magnetic flux change suppression circuit 14. Thereby, the inversion detection unit 56A can improve the detection accuracy of NS pole discrimination.

（第３の実施形態）
図１０は、本発明の第３の実施形態に係る磁束変化抑制回路１４Ｂの等価回路を示す電気回路図である。図１１は、本実施形態に係る反転検知部５６Ｂの構成を示す構成図である。 (Third embodiment)
FIG. 10 is an electric circuit diagram showing an equivalent circuit of the magnetic flux change suppression circuit 14B according to the third embodiment of the present invention. FIG. 11 is a configuration diagram illustrating a configuration of the inversion detection unit 56B according to the present embodiment.

本実施形態に係る永久磁石モータ駆動システムは、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０において、ＰＭモータ１に実装されている磁束変化抑制回路１４を、磁束変化抑制回路１４Ｂに代え、制御装置５の反転検知部５６を反転検知部５６Ｂに代えたものである。その他の点は、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０と同様である。   In the permanent magnet motor drive system 10 according to the present embodiment, in the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment, the magnetic flux change suppression circuit 14 mounted on the PM motor 1 is replaced with a magnetic flux change suppression circuit 14B. The inversion detection unit 56 of the control device 5 is replaced with an inversion detection unit 56B. The other points are the same as those of the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment.

磁束変化抑制回路１４Ｂは、第１の実施形態に係る磁束変化抑制回路１４において、２つの抵抗Ｒｄ，Ｒａを追加した構成である。抵抗Ｒｄは、ダイオードＤＩと直列に接続されている。抵抗Ｒａは、抵抗ＲｄとダイオードＤＩとが直列に接続された回路と並列に接続されている。即ち、抵抗Ｒａは、ダイオードＤＩを介さない閉回路を形成している。   The magnetic flux change suppression circuit 14B has a configuration in which two resistors Rd and Ra are added to the magnetic flux change suppression circuit 14 according to the first embodiment. The resistor Rd is connected in series with the diode DI. The resistor Ra is connected in parallel with a circuit in which the resistor Rd and the diode DI are connected in series. That is, the resistor Ra forms a closed circuit without the diode DI.

ダイオードＤＩの順方向に電流Ｉｆが流れた場合、抵抗Ｒｄの抵抗値をｒｄ、抵抗Ｒａの抵抗値をｒａとすると、回路抵抗は、ｒｄ×ｒａ／（ｒｄ＋ｒａ）となる。ダイオードＤＩの逆方向に電流Ｉｒが流れた場合、回路抵抗は、抵抗Ｒａの抵抗値ｒａとなる。   When the current If flows in the forward direction of the diode DI, when the resistance value of the resistor Rd is rd and the resistance value of the resistor Ra is ra, the circuit resistance is rd × ra / (rd + ra). When the current Ir flows in the reverse direction of the diode DI, the circuit resistance becomes the resistance value ra of the resistor Ra.

反転検知部５６Ｂは、反転判断部５６１Ｂと、順方向インピーダンス演算部５６２Ｂと、逆方向インピーダンス演算部５６３Ｂとを備えている。   The inversion detection unit 56B includes an inversion determination unit 561B, a forward impedance calculation unit 562B, and a reverse impedance calculation unit 563B.

順方向インピーダンス演算部５６２Ｂは、界磁発生部５３により演算された界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆ及び交流電流検出器４により検出された三相電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、ダイオードＤＩの順方向に電流が流れたと仮定した場合の磁束変化抑制回路１４Ｂの順方向インピーダンスを演算する。順方向インピーダンス演算部５６２Ｂは、演算した順方向インピーダンスを反転判断部５６１Ｂに出力する。   Based on the field voltage command Vmref calculated by the field generator 53 and the three-phase current response Iuvw detected by the AC current detector 4, the forward impedance calculator 562 </ b> B flows a current in the forward direction of the diode DI. The forward impedance of the magnetic flux change suppression circuit 14B is calculated. The forward impedance calculation unit 562B outputs the calculated forward impedance to the inversion determination unit 561B.

逆方向インピーダンス演算部５６３Ｂは、界磁発生部５３により演算された界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆ及び交流電流検出器４により検出された三相電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、ダイオードＤＩの逆方向に電流が流れたと仮定した場合の磁束変化抑制回路１４Ｂの逆方向インピーダンスを演算する。逆方向インピーダンス演算部５６３Ｂは、演算した逆方向インピーダンスを反転判断部５６１Ｂに出力する。   Based on the field voltage command Vmref calculated by the field generation unit 53 and the three-phase current response Iuvw detected by the AC current detector 4, the reverse impedance calculation unit 563B causes a current to flow in the reverse direction of the diode DI. The reverse direction impedance of the magnetic flux change suppression circuit 14B is calculated. The reverse impedance calculation unit 563B outputs the calculated reverse impedance to the inversion determination unit 561B.

反転判断部５６１Ｂは、順方向インピーダンス演算部５６２Ｂにより演算された順方向インピーダンスと逆方向インピーダンス演算部５６３Ｂにより演算された逆方向インピーダンスとの差異により、ＮＳ極が反転しているか否かを判断する。反転判断部５６１Ｂは、判断した結果をＮＳ極判別結果信号ＤＴとして、電流制御部５２に出力する。   The inversion determination unit 561B determines whether the NS pole is inverted based on the difference between the forward impedance calculated by the forward impedance calculation unit 562B and the reverse impedance calculated by the reverse impedance calculation unit 563B. . The inversion determination unit 561B outputs the determined result to the current control unit 52 as the NS pole determination result signal DT.

本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。   According to the present embodiment, in addition to the operational effects of the first embodiment, the following operational effects can be obtained.

磁束変化抑制回路１４Ｂは、抵抗ＲａがダイオードＤＩと並列に接続されていることで、変化抑制回路１４のダイオードＤＩの逆方向抵抗を∞でない値にすることができる。これにより、磁束変化抑制回路１４Ｂの順方向インピーダンスと逆方向インピーダンスを明確に区別することができる。   The magnetic flux change suppression circuit 14B can set the reverse resistance of the diode DI of the change suppression circuit 14 to a value other than ∞ by connecting the resistor Ra in parallel with the diode DI. Thereby, the forward impedance and the reverse impedance of the magnetic flux change suppression circuit 14B can be clearly distinguished.

また、反転検知部５６Ｂは、界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆと三相電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、順方向に流れたと仮定した場合の順方向インピーダンスと、逆方向に流れたと仮定した場合の逆方向インピーダンスとを演算する。反転検知部５６Ｂは、演算した順方向インピーダンスと逆方向インピーダンスとを比較することで、ＮＳ極判別の検出精度を向上させることができる。   Further, the reversal detection unit 56B is based on the field voltage command Vmref and the three-phase current response Iuvw, and the forward impedance when assuming that the current flows in the forward direction and the reverse impedance when assuming that the current flows in the reverse direction Is calculated. The inversion detection unit 56B can improve the detection accuracy of NS pole discrimination by comparing the calculated forward impedance and reverse impedance.

（第４の実施形態）
図１２は、本発明の第４の実施形態に係るＰＭモータ１Ｄの一部の構成を示す構成図である。 (Fourth embodiment)
FIG. 12 is a configuration diagram showing a partial configuration of a PM motor 1D according to the fourth embodiment of the present invention.

ＰＭモータ１Ｄは、第１の実施形態に係るＰＭモータ１において、磁束変化抑制回路１４を磁束変化抑制回路１４Ｄに代えた構成である。その他の点は、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０と同様である。   The PM motor 1D has a configuration in which the magnetic flux change suppression circuit 14 is replaced with a magnetic flux change suppression circuit 14D in the PM motor 1 according to the first embodiment. The other points are the same as those of the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment.

磁束変化抑制回路１４Ｄは、回転子１２Ｄにおいて、永久磁石１３よりも固定子１１側で、高周波磁束が減衰せずに鎖交する固定子１１の表面に近い領域Ｄ１に配置されている。その他の点は、第１の実施形態に係る磁束変化抑制回路１４と同様である。   In the rotor 12D, the magnetic flux change suppression circuit 14D is disposed on the stator 11 side with respect to the permanent magnet 13 and in a region D1 close to the surface of the stator 11 where the high-frequency magnetic flux is linked without being attenuated. The other points are the same as those of the magnetic flux change suppression circuit 14 according to the first embodiment.

本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。   According to the present embodiment, in addition to the operational effects of the first embodiment, the following operational effects can be obtained.

磁束変化抑制回路１４Ｄは、埋め込み磁石型であるＰＭモータ１Ｄの回転子１２Ｄにおいて、高周波磁束が減衰せずに鎖交する領域Ｄ１に配置されている。このため、磁束変化抑制回路１４Ｄに流れる電流は、直流成分ではなく高周波成分となる。従って、固定子１１のコイルと磁束変化抑制回路１４Ｄを近づけることで、磁気結合を高めることができる。これにより、磁束変化抑制回路１４Ｄに流れる電流の影響が固定子電流に現れやすくなるため、ＮＳ極判別の検出精度を向上させることができる。   The magnetic flux change suppression circuit 14D is arranged in a region D1 where the high-frequency magnetic flux is interlinked without being attenuated in the rotor 12D of the PM motor 1D which is an embedded magnet type. For this reason, the current flowing through the magnetic flux change suppression circuit 14D is not a direct current component but a high frequency component. Therefore, the magnetic coupling can be enhanced by bringing the coil of the stator 11 close to the magnetic flux change suppression circuit 14D. Thereby, since the influence of the current flowing through the magnetic flux change suppression circuit 14D is likely to appear in the stator current, the detection accuracy of NS pole discrimination can be improved.

（第５の実施形態）
図１３は、本発明の第５の実施形態に係るＰＭモータ１Ｅの一部の構成を示す構成図である。 (Fifth embodiment)
FIG. 13 is a configuration diagram showing a partial configuration of a PM motor 1E according to the fifth embodiment of the present invention.

本実施形態に係る永久磁石モータ駆動システムは、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０において、ＰＭモータ１をＰＭモータ１Ｅに代えたものである。その他の点は、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０と同様である。   The permanent magnet motor drive system according to this embodiment is obtained by replacing the PM motor 1 with a PM motor 1E in the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment. The other points are the same as those of the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment.

ＰＭモータ１Ｅは、永久磁石１３Ｅが回転子１２Ｅの表面に配置された表面磁石型モータである。磁束変化抑制回路１４Ｅは、回転子１２Ｅにおいて、高周波磁束が減衰せずに鎖交する固定子１１の表面に近い、永久磁石１３Ｅの内側に配置されている。その他の点は、第１の実施形態に係るＰＭモータ１と同様である。   The PM motor 1E is a surface magnet type motor in which a permanent magnet 13E is disposed on the surface of the rotor 12E. The magnetic flux change suppression circuit 14E is disposed inside the permanent magnet 13E near the surface of the stator 11 where the high-frequency magnetic flux is interlinked without being attenuated in the rotor 12E. Other points are the same as those of the PM motor 1 according to the first embodiment.

本実施形態によれば、表面磁石型モータであるＰＭモータ１Ｅを用いても、第４の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。   According to this embodiment, even if the PM motor 1E which is a surface magnet type motor is used, the same effect as the fourth embodiment can be obtained.

（第６の実施形態）
図１４は、本発明の第６の実施形態に係るＰＭモータの回転子１２Ｆの構成を示す構成図である。図１５は、本実施形態に係る磁束変化抑制回路１４Ｆのｄｑ軸座標モデルを示す概念図である。 (Sixth embodiment)
FIG. 14: is a block diagram which shows the structure of the rotor 12F of PM motor which concerns on the 6th Embodiment of this invention. FIG. 15 is a conceptual diagram showing a dq-axis coordinate model of the magnetic flux change suppression circuit 14F according to the present embodiment.

本実施形態に係るＰＭモータは、第１の実施形態に係るＰＭモータ１の回転子１２に配置されている磁束変化抑制回路１４の配置の位置を変えたものである。その他の点は、第１の実施形態に係るＰＭモータ１と同様である。   The PM motor according to the present embodiment is obtained by changing the position of the arrangement of the magnetic flux change suppression circuit 14 disposed in the rotor 12 of the PM motor 1 according to the first embodiment. Other points are the same as those of the PM motor 1 according to the first embodiment.

磁束変化抑制回路１４Ｆの鎖交磁束方向Φｃは、ｑ軸＋方向である。永久磁石１３の磁石磁束の方向は、ｄ軸＋方向である。即ち、磁束変化抑制回路１４Ｆは、鎖交磁束方向Φｃの軸方向が永久磁石１３の磁石磁束の軸方向と電気的に９０度の位相角をなすように、回転子１２Ｆに配置されている。   The interlinkage magnetic flux direction Φc of the magnetic flux change suppression circuit 14F is the q axis + direction. The direction of the magnet magnetic flux of the permanent magnet 13 is the d-axis + direction. That is, the magnetic flux change suppression circuit 14F is disposed on the rotor 12F so that the axial direction of the interlinkage magnetic flux direction Φc forms an electrical phase angle of 90 degrees with the axial direction of the magnet magnetic flux of the permanent magnet 13.

本実施形態によれば、磁束変化抑制回路１４Ｆは、鎖交磁束方向Φｃ（ｑ軸）に永久磁石１３の磁石磁束が通らないように配置されている。これにより、制御装置５は、ＮＳ極判別における磁石磁束の影響を受け難くすることができる。例えば、永久磁石磁束による磁気飽和が発生することで、ＮＳ極判別の検出精度が低下することを防止することができる。   According to the present embodiment, the magnetic flux change suppression circuit 14F is arranged so that the magnet magnetic flux of the permanent magnet 13 does not pass in the interlinkage magnetic flux direction Φc (q axis). Thereby, the control apparatus 5 can make it difficult to receive the influence of the magnet magnetic flux in NS pole discrimination | determination. For example, the occurrence of magnetic saturation due to the permanent magnet magnetic flux can prevent the detection accuracy of NS pole discrimination from deteriorating.

また、磁束変化抑制回路１４Ｆは、鎖交磁束方向Φｃがｑ軸＋方向になるようにダイオードＤＩを入れている。これにより、力行時におけるコイル磁束によるトルクが加算されることで、ＰＭモータは、より大きなトルクを得ることができる。例えば、電気自動車、エアーコンディショナーのコンプレッサー、又は産業用のファン・ポンプなどに用いるＰＭモータなどのように、力行トルクを大きくする場合にメリットがあるＰＭモータに適した構成とすることができる。   Further, the magnetic flux change suppression circuit 14F includes a diode DI so that the interlinkage magnetic flux direction Φc is in the q-axis + direction. Thereby, the torque by the coil magnetic flux at the time of power running is added, and PM motor can acquire a bigger torque. For example, a configuration suitable for a PM motor that has an advantage in increasing the power running torque, such as a PM motor used in an electric vehicle, a compressor of an air conditioner, an industrial fan or pump, or the like can be used.

一方、磁束変化抑制回路１４Ｆの鎖交磁束方向Φｃがｑ軸−方向になるようにダイオードＤＩを入れることで、回生トルクを大きくすることができる。例えば、発電用途（永久磁石発電機）として用いるＰＭモータに適した構成とすることができる。   On the other hand, the regenerative torque can be increased by inserting the diode DI so that the interlinkage magnetic flux direction Φc of the magnetic flux change suppression circuit 14F is in the q-axis direction. For example, it can be set as the structure suitable for PM motor used as a power generation use (permanent magnet generator).

（第７の実施形態）
図１６は、本発明の第７の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０Ｇの構成を示す構成図である。図１７は、本実施形態に係る界磁電圧指令ＶｍｒｅｆＧを示す波形図である。 (Seventh embodiment)
FIG. 16: is a block diagram which shows the structure of 10 G of permanent magnet motor drive systems which concern on the 7th Embodiment of this invention. FIG. 17 is a waveform diagram showing the field voltage command VmrefG according to the present embodiment.

永久磁石モータ駆動システム１０Ｇは、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０の制御装置５において、界磁発生部５３を界磁発生部５３Ｇに代えたものである。界磁発生部５３Ｇは、図１７に示す界磁電圧指令ＶｍｒｅｆＧを出力する。その他の点は、第１の実施形態に係る永久磁石モータ駆動システム１０と同様である。   The permanent magnet motor drive system 10G is obtained by replacing the field generator 53 with the field generator 53G in the control device 5 of the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment. The field generator 53G outputs a field voltage command VmrefG shown in FIG. The other points are the same as those of the permanent magnet motor drive system 10 according to the first embodiment.

界磁電圧指令ＶｍｒｅｆＧは、界磁電圧として矩形波交番電圧を印加するための指令である。これにより、ＰＭモータ１には、正負の交互に同一の振幅で矩形波が現れる波形の界磁電圧が印加される。   The field voltage command VmrefG is a command for applying a rectangular wave alternating voltage as the field voltage. As a result, a field voltage having a waveform in which a rectangular wave appears with the same amplitude alternately positive and negative is applied to the PM motor 1.

図１７に示す区間Ｔｐでは、界磁電圧指令ＶｍｒｅｆＧは、ｄ軸＋方向に界磁電圧を発生させる。区間Ｔｍでは、界磁電圧指令ＶｍｒｅｆＧは、ｄ軸−方向に界磁電圧を発生させる。   In the section Tp shown in FIG. 17, the field voltage command VmrefG generates a field voltage in the d-axis + direction. In the section Tm, the field voltage command VmrefG generates a field voltage in the d-axis minus direction.

図１８は、本実施形態に係る回転子１２のＮＳ極が反転していないときのｄｑ軸座標モデルを示す概念図である。図１９は、本実施形態に係る回転子１２のＮＳ極が反転しているときのｄｑ軸座標モデルを示す概念図である。   FIG. 18 is a conceptual diagram showing a dq axis coordinate model when the NS pole of the rotor 12 according to the present embodiment is not inverted. FIG. 19 is a conceptual diagram showing a dq axis coordinate model when the NS pole of the rotor 12 according to the present embodiment is inverted.

回転子１２が図１８に示す状態の位置にある場合、制御装置５Ｇは、図１７に示す区間Ｔｐでは、ダイオードＤＩの順方向のインピーダンスの影響を受けた電流応答Ｉｕｖｗを受信する。また、制御装置５Ｇは、図１７に示す区間Ｔｍでは、ダイオードＤＩの逆方向のインピーダンスの影響を受けた電流応答Ｉｕｖｗを受信する。   When the rotor 12 is in the position shown in FIG. 18, the control device 5G receives the current response Iuvw affected by the forward impedance of the diode DI in the section Tp shown in FIG. Further, the control device 5G receives the current response Iuvw influenced by the reverse impedance of the diode DI in the section Tm shown in FIG.

回転子１２が図１９に示す状態の位置にある場合、制御装置５Ｇは、図１７に示す区間Ｔｐでは、ダイオードＤＩの逆方向のインピーダンスの影響を受けた電流応答Ｉｕｖｗを受信する。また、制御装置５Ｇは、図１７に示す区間Ｔｍでは、ダイオードＤＩの順方向のインピーダンスの影響を受けた電流応答Ｉｕｖｗを受信する。   When the rotor 12 is in the position shown in FIG. 19, the control device 5G receives the current response Iuvw affected by the reverse impedance of the diode DI in the section Tp shown in FIG. Further, the control device 5G receives the current response Iuvw affected by the forward impedance of the diode DI in the section Tm shown in FIG.

本実施形態によれば、第１の実施形態による作用効果に加え、以下の作用効果を得ることができる。   According to the present embodiment, in addition to the operational effects of the first embodiment, the following operational effects can be obtained.

界磁発生部５３Ｇは、界磁電圧として矩形波交番電圧を印加することで、ＮＳ極判別による界磁電圧及び電流応答の平均値（直流分）をほぼ零にすることができる。モータ制御に用いるｄｑ軸座標系の電圧及び電流は、直流量である。従って、界磁発生部５３Ｇにより、界磁電圧として矩形波交番電圧を印加することで、モータ制御に用いる電気量への影響を抑制することができる。   The field generator 53G can apply the rectangular wave alternating voltage as the field voltage, thereby making the average value (DC component) of the field voltage and current response determined by the NS pole almost zero. The voltage and current in the dq axis coordinate system used for motor control are DC amounts. Therefore, by applying a rectangular wave alternating voltage as a field voltage by the field generator 53G, it is possible to suppress the influence on the amount of electricity used for motor control.

なお、各実施形態において、コイルＣＬの巻数は、一巻以上であれば、何回巻かれていてもよい。また、磁束変化抑制回路１４には、ダイオードＤＩ又はその他の電気回路要素をいくつ設けてもよい。さらに、４極のＰＭモータ１に対して、極数と同数の４個の磁束変化抑制回路１４を配置した構成を示したが、これに限らない。すべての磁束変化抑制回路１４を構成するコイルＣＬを直列に接続し、１個のダイオードＤＩをこの直列に接続されたコイルＣＬの回路に挿入するだけでもかまわない。この場合、複数の磁束変化抑制回路１４に相当する複数のコイルＣＬ間に、渡り配線を設けるだけで、ＰＭモータ１の全体の部品点数を削減することができる。これらのことは、他の実施形態においても同様である。   In each embodiment, the number of turns of the coil CL may be any number of turns as long as it is one turn or more. The magnetic flux change suppression circuit 14 may be provided with any number of diodes DI or other electric circuit elements. Furthermore, although the structure which has arrange | positioned the magnetic flux change suppression circuit 14 of the same number as a pole with respect to the 4-pole PM motor 1 was shown, it is not restricted to this. It is also possible to simply connect the coils CL constituting all the magnetic flux change suppression circuits 14 in series and insert one diode DI into the circuit of the coils CL connected in series. In this case, the total number of parts of the PM motor 1 can be reduced only by providing the jumper wires between the plurality of coils CL corresponding to the plurality of magnetic flux change suppression circuits 14. These are the same in other embodiments.

また、第２，３の実施形態において、磁束変化抑制回路１４Ａ，１４Ｂに追加する素子を抵抗で説明したが、これに限らない。磁束変化抑制回路１４には、抵抗の代わりに、コンデンサ、コイル、スイッチング素子、又はその他の電気回路要素を追加してもよい。これらの素子を用いても、磁束変化抑制回路１４のインピーダンスを変えることができる。   Moreover, in 2nd, 3rd embodiment, although the element added to the magnetic flux change suppression circuits 14A and 14B was demonstrated by resistance, it is not restricted to this. A capacitor, coil, switching element, or other electric circuit element may be added to the magnetic flux change suppression circuit 14 instead of the resistor. Even if these elements are used, the impedance of the magnetic flux change suppression circuit 14 can be changed.

さらに、第１の実施形態において、反転検知部５６は、界磁発生部５３により演算された界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆに基づいて、反転又は非反転を検知する構成としたが、これに限らない。界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆを受信する代わりに、ＰＷＭ処理部５４の出力であるゲート指令ＧＳを検出してもよいし、ＰＭモータ１の三相電力線に電圧センサを設置して線間電圧を直接計測してもよい。さらに、界磁発生部５３により発生させる界磁電圧を制御量として一定値であると決めている場合、その一定値が入力されたものとして、界磁電圧に関する検出そのものを省略してもよい。この場合、反転検知部５６に予め比較量ＴＨを設定しておくことで、比較量ＴＨの演算を省略することができる。即ち、印加する界磁電圧を把握できるのであれば、どのような構成でもよい。これらのことは、他の実施形態においても同様である。   Furthermore, in the first embodiment, the reversal detection unit 56 is configured to detect reversal or non-reversal based on the field voltage command Vmref calculated by the field generation unit 53, but is not limited thereto. Instead of receiving the field voltage command Vmref, the gate command GS that is the output of the PWM processing unit 54 may be detected, or a voltage sensor is installed on the three-phase power line of the PM motor 1 to directly measure the line voltage. May be. Furthermore, when the field voltage generated by the field generator 53 is determined to be a constant value as a control amount, the detection itself regarding the field voltage may be omitted assuming that the constant value is input. In this case, the calculation of the comparison amount TH can be omitted by setting the comparison amount TH in the inversion detection unit 56 in advance. That is, any configuration is possible as long as the applied field voltage can be grasped. These are the same in other embodiments.

また、第１の実施形態において、反転検知部５６は、界磁電圧指令Ｖｍｒｅｆと電流応答Ｉｕｖｗに基づいて、どのように反転・非反転を検知してもよい。ｄｑ軸座標系において、印加した界磁電圧を積分することにより、反転・非反転を検知する場合、反転検知部５６は、電流応答が到達した波高値を検出することで、反転・非反転を検知することができる。また、印加した界磁電圧を積分せずに、反転・非反転を検知する場合、反転検知部５６は、電流応答の変化分を検出することで、反転・非反転を検知することができる。これらのことは、他の実施形態においても同様である。   In the first embodiment, the inversion detection unit 56 may detect inversion / non-inversion based on the field voltage command Vmref and the current response Iuvw. In the dq-axis coordinate system, when reversal / non-reversal is detected by integrating the applied field voltage, the reversal detection unit 56 detects reversal / non-reversal by detecting the peak value that the current response has reached. Can be detected. In addition, when detecting inversion / non-inversion without integrating the applied field voltage, the inversion detection unit 56 can detect inversion / non-inversion by detecting the change in the current response. These are the same in other embodiments.

さらに、各実施形態では、ｄｑ軸座標系で界磁電圧及び電流応答などを示して説明したが、制御装置５で行う演算処理では、ｄｑ軸座標系で演算せずに、三相交流として演算してもよい。ｄｑ軸座標系で界磁電圧等を演算し、この演算結果を三相電圧に変換する構成の方が、制御上理解し易い。また、ｄｑ軸座標系の値であれば、直流量で考えられるため、人とコンピュータのどちらにおいても扱い易い。但し、コンピュータで演算させる場合には、ｄｑ軸座標系から三相交流に変換するための演算量が増加する。このため、制御装置５は、三相電圧で界磁電圧等を直接求めることで、演算量を減らすことができる。   Further, in each embodiment, the field voltage and current response are shown and described in the dq axis coordinate system. However, in the calculation process performed by the control device 5, the calculation is performed as a three-phase alternating current without calculating in the dq axis coordinate system. May be. The configuration in which the field voltage and the like are calculated in the dq axis coordinate system and the calculation result is converted into a three-phase voltage is easier to understand in terms of control. Moreover, since the value of the dq axis coordinate system can be considered as a direct current amount, it is easy to handle in both humans and computers. However, when computing with a computer, the amount of computation for converting from the dq-axis coordinate system to three-phase alternating current increases. For this reason, the control apparatus 5 can reduce the amount of calculations by calculating | requiring a field voltage etc. directly with a three-phase voltage.

また、第１の実施形態では、磁束変化抑制回路１４の鎖交磁束方向Φｃをｄ軸＋方向に一致させ、第６の実施形態では、磁束変化抑制回路１４Ｆの鎖交磁束方向Φｃをｑ軸＋方向に一致させたが、鎖交磁束方向Φｃがこれらと異なる方向であってもよい。例えば、鎖交磁束方向Φｃをｄ軸方向から４５度の軸方向になるように、磁束変化抑制回路１４等を配置することで、ｄ軸方向に一致させた場合の作用効果とｑ軸方向に一致させた場合の作用効果の中間の作用効果を得ることができる。従って、鎖交磁束方向Φｃを任意の向きに設定することで、ＰＭモータを使用する用途又は環境等に応じた構成とすることができる。   In the first embodiment, the interlinkage magnetic flux direction Φc of the magnetic flux change suppression circuit 14 is made to coincide with the d axis + direction, and in the sixth embodiment, the interlinkage magnetic flux direction Φc of the magnetic flux change suppression circuit 14F is set to the q axis. However, the flux linkage direction Φc may be different from these directions. For example, by arranging the magnetic flux change suppression circuit 14 or the like so that the interlinkage magnetic flux direction Φc is 45 degrees from the d-axis direction, the effect and effect when matched with the d-axis direction and the q-axis direction are obtained. It is possible to obtain an intermediate effect between the effects of matching. Therefore, by setting the interlinkage magnetic flux direction Φc to an arbitrary direction, a configuration according to the use or environment in which the PM motor is used can be obtained.

さらに、第７の実施形態では、界磁発生部５３Ｇから出力する界磁電圧指令ＶｍｒｅｆＧを矩形波交番電圧としたが、これに限らない。界磁電圧指令ＶｍｒｅｆＧは、正負のそれぞれに少なくとも１回ずつ界磁電圧を印加させる指令であるならば、正又は負のどちらか一方のみの界磁電圧を印加させた場合よりも、ＮＳ極判別のための界磁電圧及び応答電流の平均値を小さくすることができる。これにより、直流量であるモータ制御に用いるｄｑ軸座標系の電圧及び電流への影響を抑制することができる。   Furthermore, in the seventh embodiment, the field voltage command VmrefG output from the field generator 53G is a rectangular wave alternating voltage, but the present invention is not limited to this. If the field voltage command VmrefG is a command for applying a field voltage to each of positive and negative at least once, NS pole discrimination is more effective than a case where only one of positive and negative field voltages is applied. Therefore, the average value of the field voltage and the response current can be reduced. Thereby, it is possible to suppress the influence on the voltage and current of the dq axis coordinate system used for motor control which is a DC amount.

なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組合せにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。さらに、異なる実施形態にわたる構成要素を適宜組み合わせてもよい。   Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. Moreover, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment. Furthermore, constituent elements over different embodiments may be appropriately combined.

１…ＰＭモータ、２…インバータ、３…直流電源、４…交流電流検出器、５…制御装置、１０…永久磁石モータ駆動システム、５１…電流指令生成部、５２…電流制御部、５３…界磁発生部、５４…ＰＷＭ処理部、５５…回転位相角推定部、５６…反転検知部、５７…加算器。   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... PM motor, 2 ... Inverter, 3 ... DC power supply, 4 ... AC current detector, 5 ... Control device, 10 ... Permanent magnet motor drive system, 51 ... Current command generation part, 52 ... Current control part, 53 ... Field Magnetic generator 54... PWM processor 55. Rotational phase angle estimator 56. Inversion detector 57.

Claims (16)

回転子に設けられた永久磁石による磁石磁束と固定子に励磁される回転磁界により回転トルクを発生する永久磁石モータと、
前記永久磁石モータの前記回転子に設けられ、コイルとダイオードが直列に接続された前記永久磁石の磁極を判別するための磁極判別用回路と、
前記永久磁石モータを駆動するための電力を供給するインバータと、
前記磁極判別用回路の前記コイルに鎖交する軸方向に磁束変化させる界磁電圧を発生させるための界磁電圧指令を生成する界磁電圧指令生成手段と、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令に基づいて印加される界磁電圧及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記永久磁石の磁極を判別する磁極判別手段と、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記磁極判別手段により判別される前記永久磁石の磁極に基づいて、前記インバータを制御する制御手段とを備えたことを特徴とする永久磁石モータ駆動システム。 A permanent magnet motor that generates a rotational torque by a magnetic flux generated by a permanent magnet provided on the rotor and a rotating magnetic field excited by the stator;
A magnetic pole discriminating circuit for discriminating the magnetic pole of the permanent magnet provided in the rotor of the permanent magnet motor and having a coil and a diode connected in series;
An inverter for supplying electric power for driving the permanent magnet motor;
A field voltage command generating means for generating a field voltage command for generating a field voltage for changing a magnetic flux in an axial direction linked to the coil of the magnetic pole discrimination circuit;
Current detection means for detecting an output current of the inverter;
Magnetic pole discrimination for discriminating the magnetic pole of the permanent magnet based on the field voltage applied based on the field voltage command generated by the field voltage command generation means and the output current detected by the current detection means Means,
Control means for controlling the inverter based on the field voltage command generated by the field voltage command generation means and the magnetic pole of the permanent magnet determined by the magnetic pole determination means. Permanent magnet motor drive system. 前記磁極判別用回路は、前記コイルに鎖交する磁束の回転座標系における軸方向を前記磁石磁束の軸方向に設けたことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石モータ駆動システム。   2. The permanent magnet motor drive system according to claim 1, wherein the magnetic pole discriminating circuit has an axial direction in a rotational coordinate system of a magnetic flux interlinked with the coil in an axial direction of the magnet magnetic flux. 前記磁極判別用回路は、前記コイルに鎖交する磁束の回転座標系における軸方向を前記磁石磁束の軸方向に対して電気角で９０度に設けたことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石モータ駆動システム。 2. The magnetic pole discrimination circuit according to claim 1, wherein an axial direction in a rotational coordinate system of a magnetic flux interlinking with the coil is provided at an electrical angle of 90 degrees with respect to an axial direction of the magnetic flux. Permanent magnet motor drive system. 前記磁極判別用回路は、前記コイルに鎖交する磁束の回転座標系における軸方向を前記磁石磁束の軸方向に対して電気角で４５度に設けたことを特徴とする請求項１に記載の永久磁石モータ駆動システム。 2. The magnetic pole discrimination circuit according to claim 1, wherein an axial direction in a rotational coordinate system of a magnetic flux linked to the coil is provided at an electrical angle of 45 degrees with respect to an axial direction of the magnetic flux. Permanent magnet motor drive system. 前記磁極判別用回路は、前記回転子の回転子表面と前記永久磁石の最も回転子中心に近い部分の内径との間の領域に配置されたことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか１項に記載の永久磁石モータ駆動システム。 5. The magnetic pole discriminating circuit is disposed in a region between a rotor surface of the rotor and an inner diameter of a portion of the permanent magnet closest to the rotor center . The permanent magnet motor drive system according to any one of claims. 前記磁極判別用回路は、前記ダイオードと直列に接続されたインピーダンスを有する素子を設けたことを特徴とする請求項１から請求項５のいずれか１項に記載の永久磁石モータ駆動システム。   6. The permanent magnet motor drive system according to claim 1, wherein the magnetic pole discrimination circuit includes an element having an impedance connected in series with the diode. 前記磁極判別用回路は、前記ダイオードと並列に接続されたインピーダンスを有する素子を設けたことを特徴とする請求項１から請求項６のいずれか１項に記載の永久磁石モータ駆動システム。   The permanent magnet motor drive system according to any one of claims 1 to 6, wherein the magnetic pole discrimination circuit includes an element having an impedance connected in parallel with the diode. 前記磁極判別手段は、前記電流検出手段により検出される出力電流と前記界磁電圧に基づく閾値とを比較して、前記永久磁石の磁極を判別することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の永久磁石モータ駆動システム。   8. The magnetic pole discrimination means discriminates the magnetic pole of the permanent magnet by comparing an output current detected by the current detection means with a threshold value based on the field voltage. The permanent magnet motor drive system according to any one of the above. 前記磁極判別手段は、前記電流検出手段により検出される出力電流の変化分と前記界磁電圧に基づく閾値とを比較して、前記永久磁石の磁極を判別することを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の永久磁石モータ駆動システム。   The magnetic pole determining means compares the change in the output current detected by the current detecting means with a threshold value based on the field voltage to determine the magnetic pole of the permanent magnet. The permanent magnet motor drive system according to claim 7. 前記磁極判別手段は、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記磁極判別用回路のインピーダンスを演算するインピーダンス演算手段と、
前記インピーダンス演算手段により演算された前記インピーダンスに基づいて、前記永久磁石の磁極を判別する判別手段とを備えたことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の永久磁石モータ駆動システム。 The magnetic pole discriminating means is
Impedance calculating means for calculating the impedance of the magnetic pole discriminating circuit based on the field voltage command generated by the field voltage command generating means and the output current detected by the current detecting means;
8. The permanent magnet according to claim 1, further comprising: a determination unit configured to determine a magnetic pole of the permanent magnet based on the impedance calculated by the impedance calculation unit. Motor drive system. 前記磁極判別手段は、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記ダイオードの順方向に電流が流れた場合の前記磁極判別用回路のインピーダンスを演算する順方向インピーダンス演算手段と、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記ダイオードの逆方向に電流が流れた場合の前記磁極判別用回路のインピーダンスを演算する逆方向インピーダンス演算手段と、
前記順方向インピーダンス演算手段により演算された前記順方向インピーダンスと前記逆方向インピーダンス演算手段により演算された前記逆方向インピーダンスとを比較して、前記永久磁石の磁極を判別する判別手段とを備えたことを特徴とする請求項１から請求項７のいずれか１項に記載の永久磁石モータ駆動システム。 The magnetic pole discriminating means is
Based on the field voltage command generated by the field voltage command generation unit and the output current detected by the current detection unit, the impedance of the magnetic pole discrimination circuit when a current flows in the forward direction of the diode Forward impedance calculation means for calculating
Based on the field voltage command generated by the field voltage command generation unit and the output current detected by the current detection unit, the impedance of the magnetic pole discrimination circuit when a current flows in the reverse direction of the diode Reverse impedance calculation means for calculating
A discriminator for discriminating a magnetic pole of the permanent magnet by comparing the forward impedance calculated by the forward impedance calculator with the reverse impedance calculated by the reverse impedance calculator; The permanent magnet motor drive system according to any one of claims 1 to 7, wherein: 回転子に設けられた永久磁石による磁石磁束と固定子に励磁される回転磁界により回転トルクを発生する永久磁石モータの前記回転子に、コイルとダイオードが直列に接続された前記永久磁石の磁極を判別するための磁極判別用回路が設けられ、前記永久磁石モータを駆動するための電力を供給するインバータを制御するインバータ制御装置であって、
前記磁極判別用回路の前記コイルに鎖交する軸方向に磁束変化させる界磁電圧を発生させるための界磁電圧指令を生成する界磁電圧指令生成手段と、
前記インバータの出力電流を検出する電流検出手段と、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令に基づいて印加される界磁電圧及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記永久磁石の磁極を判別する磁極判別手段と、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記磁極判別手段により判別される前記永久磁石の磁極に基づいて、前記インバータを制御する制御手段とを備えたことを特徴とするインバータ制御装置。 A magnetic pole of the permanent magnet, in which a coil and a diode are connected in series, is provided on the rotor of a permanent magnet motor that generates a rotational torque by a magnetic flux generated by a permanent magnet provided on the rotor and a rotating magnetic field excited by a stator. An inverter control device for controlling an inverter that is provided with a magnetic pole discriminating circuit for discriminating and that supplies electric power for driving the permanent magnet motor,
A field voltage command generating means for generating a field voltage command for generating a field voltage for changing a magnetic flux in an axial direction linked to the coil of the magnetic pole discrimination circuit;
Current detection means for detecting an output current of the inverter;
Magnetic pole discrimination for discriminating the magnetic pole of the permanent magnet based on the field voltage applied based on the field voltage command generated by the field voltage command generation means and the output current detected by the current detection means Means,
Control means for controlling the inverter based on the field voltage command generated by the field voltage command generation means and the magnetic pole of the permanent magnet determined by the magnetic pole determination means. Inverter control device. 前記磁極判別手段は、前記電流検出手段により検出される出力電流と前記界磁電圧に基づく閾値とを比較して、前記永久磁石の磁極を判別することを特徴とする請求項１２に記載のインバータ制御装置。 The inverter according to claim 12 , wherein the magnetic pole determining means determines the magnetic pole of the permanent magnet by comparing an output current detected by the current detecting means with a threshold value based on the field voltage. Control device. 前記磁極判別手段は、前記電流検出手段により検出される出力電流の変化分と前記界磁電圧に基づく閾値とを比較して、前記永久磁石の磁極を判別することを特徴とする請求項１２に記載のインバータ制御装置。 The magnetic pole determination means compares the threshold value based on the field voltage and the change of the output current detected by said current detecting means, to claim 12, characterized in that to determine the magnetic pole of the permanent magnet The inverter control device described. 前記磁極判別手段は、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記磁極判別用回路のインピーダンスを演算するインピーダンス演算手段と、
前記インピーダンス演算手段により演算された前記インピーダンスに基づいて、前記永久磁石の磁極を判別する判別手段とを備えたことを特徴とする請求項１２に記載のインバータ制御装置。 The magnetic pole discriminating means is
Impedance calculating means for calculating the impedance of the magnetic pole discriminating circuit based on the field voltage command generated by the field voltage command generating means and the output current detected by the current detecting means;
13. The inverter control device according to claim 12 , further comprising a determination unit that determines a magnetic pole of the permanent magnet based on the impedance calculated by the impedance calculation unit. 前記磁極判別手段は、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記ダイオードの順方向に電流が流れた場合の前記磁極判別用回路のインピーダンスを演算する順方向インピーダンス演算手段と、
前記界磁電圧指令生成手段により生成される前記界磁電圧指令及び前記電流検出手段により検出される出力電流に基づいて、前記ダイオードの逆方向に電流が流れた場合の前記磁極判別用回路のインピーダンスを演算する逆方向インピーダンス演算手段と、
前記順方向インピーダンス演算手段により演算された前記順方向インピーダンスと前記逆方向インピーダンス演算手段により演算された前記逆方向インピーダンスとを比較して、前記永久磁石の磁極を判別する判別手段とを備えたことを特徴とする請求項１２に記載のインバータ制御装置。 The magnetic pole discriminating means is
Based on the field voltage command generated by the field voltage command generation unit and the output current detected by the current detection unit, the impedance of the magnetic pole discrimination circuit when a current flows in the forward direction of the diode Forward impedance calculation means for calculating
Based on the field voltage command generated by the field voltage command generation unit and the output current detected by the current detection unit, the impedance of the magnetic pole discrimination circuit when a current flows in the reverse direction of the diode Reverse impedance calculation means for calculating
A discriminator for discriminating a magnetic pole of the permanent magnet by comparing the forward impedance calculated by the forward impedance calculator with the reverse impedance calculated by the reverse impedance calculator; The inverter control device according to claim 12 .
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