JP5733328B2

JP5733328B2 - Semiconductor device and electric motor

Info

Publication number: JP5733328B2
Application number: JP2013057874A
Authority: JP
Inventors: 竹内　啓佐敏; 啓佐敏竹内; 勇 ▲瀬▼下; 鈴木　孝文; 孝文鈴木
Original assignee: Seiko Epson Corp
Current assignee: Seiko Epson Corp
Priority date: 2007-07-03
Filing date: 2013-03-21
Publication date: 2015-06-10
Anticipated expiration: 2028-05-14
Also published as: CN102801374A; TW200922103A; ATE458299T1; CN101383545A; JP2009178016A; CN101383545B; JP2013146187A; JP5733329B2; JP2013118816A; DE602008000651D1

Description

本発明は、半導体装置に関するものである。 The present invention relates to a semiconductor device.

電動機の駆動信号にマスクをかけ、消費電力の低減等を目的とした技術としては以下のものがある（例えば、特許文献１参照。）。 As a technique for masking the drive signal of the electric motor and reducing power consumption, there is the following (for example, refer to Patent Document 1).

この技術では、抵抗を用いたアナログ回路を用いることによって駆動信号の励磁区間を定めている。したがって、温度変化等によって抵抗値が変化してしまう場合には、それに伴って励磁区間も変化してしまうという問題があった。また、電動機の省電力化を実現したいという要望もあった。 In this technique, the excitation interval of the drive signal is determined by using an analog circuit using a resistor. Therefore, when the resistance value changes due to a temperature change or the like, there is a problem that the excitation interval also changes accordingly. There was also a demand to realize electric power saving of the electric motor.

国際公開番号ＷＯ２００５／１１２２３０Ａ１International Publication Number WO2005 / 112230 A1

本発明は、上述した従来の課題を解決するためになされたものであり、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することのできる技術を提供する。また、電動機の省電力化を実現することのできる技術を提供する。 The present invention has been made to solve the above-described conventional problems, and provides a technique capable of arbitrarily forming an excitation interval of a drive signal of an electric motor by a digital circuit. Moreover, the technique which can implement | achieve the power saving of an electric motor is provided.

本発明は、上述の課題の少なくとも一部を解決するために、以下の形態を取ることが可能である。
本発明の形態によれば、半導体装置が提供される。この半導体装置は、永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路と、前記駆動信号の励磁区間を設定する励磁区間設定回路と、を備え、前記励磁区間設定回路は、前記電動機の第１の駆動部材と第２の駆動部材との相対的位置を示す位置信号に同期したタイミング信号が所定の信号レベルを示しているレベル期間をカウントする期間計測部と、前記励磁区間を設定するタイミング情報および前記レベル期間の第１のカウント値を記憶する記憶部と、前記タイミング情報および前記レベル期間の第１のカウント値に基づく所定の演算結果と、前記期間計測部の第２のカウント値とを比較することにより前記励磁区間を制御する励磁区間制御部と、を含み、前記駆動制御回路は、前記励磁区間に基づいて、前記駆動信号を生成し、前記励磁区間以外の非励磁区間において、前記駆動信号の信号レベルを、第１の電圧レベルとし、前記励磁区間において、前記駆動信号の信号レベルとして、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルと、前記第１の電圧レベルとを交互にとり、前記非励磁区間において、前記電動機のコイルに対して電流を供給しないこと、を特徴とする。この形態によれば、励磁区間の幅を任意に設定することができる。 In order to solve at least a part of the above-described problems, the present invention can take the following forms.
According to an embodiment of the present invention, a semiconductor device is provided. The semiconductor device includes a drive control circuit that generates a drive signal for driving an electric motor including a permanent magnet and a coil, and an excitation interval setting circuit that sets an excitation interval of the drive signal, and the excitation interval The setting circuit includes a period measuring unit that counts a level period in which a timing signal synchronized with a position signal indicating a relative position between the first driving member and the second driving member of the electric motor indicates a predetermined signal level; A storage unit that stores timing information for setting the excitation interval and a first count value of the level period, a predetermined calculation result based on the timing information and the first count value of the level period , and the period measurement wherein the excitation interval controller that controls the excitation interval by comparing the second count value of the part, and the drive control circuit, based on the excitation interval Generating the driving signal, the non-excitation intervals other than the excitation interval, a signal level of the drive signal, the first voltage level, in the excitation interval, a signal level of the drive signal, the first The second voltage level different from the voltage level and the first voltage level are alternately taken, and no current is supplied to the coil of the motor in the non-excitation section. According to this embodiment, the width of the excitation interval can be set arbitrarily.

［形態１］
半導体装置であって
永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路を備え、
前記駆動制御回路は、
第１の駆動部材と第２の駆動部材との位置を示す位置信号に基づいて、前記駆動信号を生成し、
第１の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、第１の電圧レベルとなり、
第２の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルとなり、
前記第１の期間において、前記電動機のコイルに対して電流は供給されないこと、
を特徴とする半導体装置。 [Form 1]
A semiconductor device comprising a drive control circuit for generating a drive signal for driving an electric motor comprising a permanent magnet and a coil;
The drive control circuit includes:
Based on the position signal indicating the position of the first drive member and the second drive member, the drive signal is generated,
In the first period, the signal level of the drive signal becomes the first voltage level,
In the second period, the signal level of the drive signal is a second voltage level different from the first voltage level,
No current is supplied to the coil of the motor in the first period;
A semiconductor device characterized by the above.

形態１記載の半導体装置によれば、第１の期間において、コイルに対して電流が供給されないので、電動機の省電力化を実現することができる。 According to the semiconductor device described in Mode 1, since no current is supplied to the coil in the first period, it is possible to realize power saving of the electric motor.

［形態２］
半導体装置であって
永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路を備え、
前記駆動制御回路は、
第１の駆動部材と第２の駆動部材との位置を示す位置信号に基づいて、前記駆動信号を生成し、
第１の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、第１の電圧レベルとなり、
第２の期間において、前記駆動信号の信号レベルは、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルと、前記第１の電圧レベルとを交互にとり、
前記第１の期間において、前記電動機のコイルに対して電流は供給されないこと、
を特徴とする半導体装置。 [Form 2]
A semiconductor device comprising a drive control circuit for generating a drive signal for driving an electric motor comprising a permanent magnet and a coil;
The drive control circuit includes:
Based on the position signal indicating the position of the first drive member and the second drive member, the drive signal is generated,
In the first period, the signal level of the drive signal becomes the first voltage level,
In the second period, the signal level of the drive signal alternately takes a second voltage level different from the first voltage level and the first voltage level,
No current is supplied to the coil of the motor in the first period;
A semiconductor device characterized by the above.

形態２記載の半導体装置によれば、第２の期間において、駆動信号の信号レベルが第２の電圧レベルと第１の電圧レベルとを交互にとるため、電動機の省電力化を実現することができる。 According to the semiconductor device described in Mode 2, since the signal level of the drive signal alternately takes the second voltage level and the first voltage level in the second period, power saving of the motor can be realized. it can.

［形態３］
形態１または２記載の半導体装置であって、
前記第２の期間の長さは、前記位置信号に基づいて生成したタイミング信号の信号レベルが第３のレベルから第４のレベルに変化してから前記第３のレベルに変化するまでの期間の長さより短いこと、
を特徴とする半導体装置。 [Form 3]
A semiconductor device according to Form 1 or 2, wherein
The length of the second period is the period from when the signal level of the timing signal generated based on the position signal changes from the third level to the fourth level until it changes to the third level. Shorter than length,
A semiconductor device characterized by the above.

形態３の半導体装置によれば、第２の期間の長さが、タイミング信号の信号レベルが第３のレベルから第４のレベルに変化してから第３のレベルに変化するまでの期間の長さより短いため、電動機の省電力化を実現することができる。 According to the semiconductor device of aspect 3, the length of the second period is the length of the period from when the signal level of the timing signal changes from the third level to the fourth level until it changes to the third level. Therefore, power saving of the electric motor can be realized.

［形態４］
電動機を駆動するための半導体装置であって、
原駆動信号を生成する原駆動信号生成部と、
前記原駆動信号の２πの励磁周期のうちのそれぞれπの長さの半周期ごとに、前記電動機のコイルを励磁すべき励磁区間を、各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とのうちの少なくとも一方を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能な励磁区間設定部と、
前記原駆動信号を前記励磁区間において有効とし、前記励磁区間以外の非励磁区間において無効とすることによって前記電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号成形回路と、
を備える半導体装置。 [Form 4]
A semiconductor device for driving an electric motor,
An original drive signal generator for generating an original drive signal;
For each half cycle of the length of π of the excitation cycle of 2π of the original drive signal, an excitation interval in which the coil of the motor is to be excited is asymmetric with respect to a symmetric interval around the center of each half cycle. An excitation interval setting unit that can be arbitrarily set in any of a plurality of intervals including at least one of the intervals;
A drive signal shaping circuit for generating a drive signal for driving the electric motor by making the original drive signal valid in the excitation interval and invalidating in the non-excitation interval other than the excitation interval;
A semiconductor device comprising:

形態４の半導体装置によれば、原駆動信号の励磁周期のうちのそれぞれπの長さの半周期ごとに、前記電動機のコイルを励磁すべき励磁区間を、各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とのうちの少なくとも一方を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能である。こうすれば、電動機の省電力化や、電動機の進角制御、遅角制御を実現することができる。 According to the semiconductor device of aspect 4, the excitation interval in which the coil of the motor is to be excited is centered at the center of each half cycle for each half cycle of the length π of the excitation cycle of the original drive signal. Any of a plurality of sections including at least one of a symmetric section and an asymmetric section can be arbitrarily set. In this way, it is possible to realize power saving of the motor, advance angle control, and retard angle control of the motor.

［形態５］
形態４記載の半導体装置であって、さらに、
クロック信号を生成するクロック信号生成部を備え、
前記励磁区間設定部は、前記クロック信号を利用することにより前記励磁区間を設定する、半導体装置。 [Form 5]
A semiconductor device according to Aspect 4, further comprising:
A clock signal generator for generating a clock signal;
The said excitation area setting part is a semiconductor device which sets the said excitation area by utilizing the said clock signal.

形態５記載の半導体装置のように、１チップの半導体装置の中にクロック信号生成部を設けることもできる。こうすれば、１チップの半導体装置で、電動機を駆動させることができる。 As in the semiconductor device described in Mode 5, the clock signal generation unit may be provided in a one-chip semiconductor device. In this way, the electric motor can be driven by a one-chip semiconductor device.

［形態６］
形態４または５記載の半導体装置であって、さらに、
前記位置信号をデジタル値に変換するアナログ−デジタル変換回路を備え、
前記原駆動信号生成部は、前記デジタル値に変換された位置信号に基づいて、前記原駆動信号を生成する、半導体装置。 [Form 6]
A semiconductor device according to Form 4 or 5, further comprising:
Comprising an analog-digital conversion circuit for converting the position signal into a digital value;
The original drive signal generation unit is a semiconductor device that generates the original drive signal based on the position signal converted into the digital value.

形態６記載の半導体装置のように、１チップの半導体装置の中に、アナログ−デジタル変換回路を設けることもできる。こうすれば、１チップの半導体装置で、電動機を駆動させることができる。 As in the semiconductor device described in Mode 6, an analog-digital conversion circuit can be provided in a one-chip semiconductor device. In this way, the electric motor can be driven by a one-chip semiconductor device.

［形態７］
形態６記載の半導体装置であって、さらに、
前記位置信号を増幅する増幅回路を備え、
前記アナログ−デジタル変換回路は、前記増幅された位置信号をデジタル値に変換する、半導体装置。 [Form 7]
A semiconductor device according to Aspect 6, further comprising:
An amplification circuit for amplifying the position signal;
The analog-digital conversion circuit is a semiconductor device that converts the amplified position signal into a digital value.

形態７記載の半導体装置のように、１チップの半導体装置の中に、増幅回路を設けることもできる。こうすれば、１チップの半導体装置で、電動機を駆動させることができる。 As in the semiconductor device described in Mode 7, an amplifier circuit can be provided in a one-chip semiconductor device. In this way, the electric motor can be driven by a one-chip semiconductor device.

［形態８］
電動機の駆動制御回路であって、
原駆動信号を生成する原駆動信号生成部と、
前記原駆動信号の２πの励磁周期のうちのそれぞれπの長さの半周期ごとに、前記電動機のコイルを励磁すべき励磁区間を、各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とのうちの少なくとも一方を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能な励磁区間設定部と、
前記原駆動信号を前記励磁区間において有効とし、前記励磁区間以外の非励磁区間において無効とすることによって前記電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動信号成形回路と、
を備える駆動制御回路。 [Form 8]
A drive control circuit for an electric motor,
An original drive signal generator for generating an original drive signal;
For each half cycle of the length of π of the excitation cycle of 2π of the original drive signal, an excitation interval in which the coil of the motor is to be excited is asymmetric with respect to a symmetric interval around the center of each half cycle. An excitation interval setting unit that can be arbitrarily set in any of a plurality of intervals including at least one of the intervals;
A drive signal shaping circuit for generating a drive signal for driving the electric motor by making the original drive signal valid in the excitation interval and invalidating in the non-excitation interval other than the excitation interval;
A drive control circuit comprising:

［形態９］
形態８記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間設定部は、前記励磁区間を、前記対称な区間と前記非対称な区間とのうち少なくとも前記非対称な区間を含む複数の区間のいずれかに任意に設定可能である、駆動制御回路。 [Form 9]
A drive control circuit according to mode 8,
The drive control circuit, wherein the excitation section setting unit can arbitrarily set the excitation section to any one of a plurality of sections including at least the asymmetric section among the symmetric section and the asymmetric section.

形態８および形態９の駆動制御回路によれば、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することができる。また、このように励磁区間を設定すれば、電動機の進角制御や遅角制御も実現することができる。 According to the drive control circuits of Embodiments 8 and 9, the excitation interval of the drive signal of the electric motor can be arbitrarily formed by the digital circuit. Further, if the excitation interval is set in this way, the advance angle control and the retard angle control of the motor can be realized.

[形態１０]
形態８または９記載の駆動制御回路であって、
前記原駆動信号生成部は、電動機の第１と第２の駆動部材の相対的位置を示す位置信号に基づいて前記原駆動信号を生成し、
前記励磁区間設定部は、
前記位置信号に同期した周期的なタイミング信号が第１のレベルを示している時間的長さである第１レベル期間を計測する期間計測部と、
前記第１レベル期間と、１未満の正の値である第１の演算値と、を乗じて第１の期間を得る開始時期設定部と、
前記第１レベル期間と、前記第１の演算値よりも大きい１未満の値である第２の演算値と、を乗じて第２の期間を得る終了時期設定部と、
前記タイミング信号が第２のレベルから前記第１のレベルに移行してからの経過期間である第１レベル経過期間と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第１レベル経過期間と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する励磁区間制御部と、
を備える、電動機の駆動制御回路。 [Form 10]
The drive control circuit according to Form 8 or 9,
The original drive signal generation unit generates the original drive signal based on a position signal indicating a relative position of the first and second drive members of the electric motor,
The excitation interval setting unit
A period measuring unit that measures a first level period that is a length of time in which a periodic timing signal synchronized with the position signal indicates a first level;
A start time setting unit that obtains a first period by multiplying the first level period and a first calculation value that is a positive value less than one;
An end time setting unit that obtains a second period by multiplying the first level period and a second calculated value that is less than 1 greater than the first calculated value;
The first level elapsed period, which is an elapsed period after the timing signal has shifted from the second level to the first level, is compared with the first period, and the excitation interval is determined at a timing when both coincide with each other. An excitation interval control unit that starts and compares the first level elapsed period and the second period and controls the excitation interval so as to start the non-excitation interval at a timing when both coincide with each other;
An electric motor drive control circuit.

形態１０の駆動制御回路によれば、タイミング信号の第１レベル期間を計測し、計測した第１レベル期間に基づいて、励磁区間の開始時期および終了時期を決定する。したがって、周期的なタイミング信号に基づいて、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することができる。 According to the drive control circuit of aspect 10, the first level period of the timing signal is measured, and the start timing and end timing of the excitation interval are determined based on the measured first level period. Therefore, the excitation interval of the drive signal for the electric motor can be arbitrarily formed by the digital circuit based on the periodic timing signal.

[形態１１]
形態１０記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間制御部は、さらに
前記タイミング信号が前記第１のレベルから前記第２のレベルに移行してからの経過期間である第２レベル経過期間と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第２レベル経過期間と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する、駆動制御回路。 [Form 11]
A drive control circuit according to the tenth aspect,
The excitation interval control unit further compares a second level elapsed period, which is an elapsed period after the timing signal has shifted from the first level to the second level, and the first period. The excitation interval is started at the timing when the two coincide with each other, the second level elapsed period is compared with the second period, and the non-excitation interval is controlled at the timing when the two coincide with each other. Drive control circuit.

形態１１の駆動制御回路によれば、タイミング信号が第２のレベルを示している期間においても、計測した第１レベル期間に基づくことによって、励磁区間の開始時期および終了時期を決定することができる。 According to the drive control circuit of aspect 11, the start timing and end timing of the excitation interval can be determined based on the measured first level period even in the period in which the timing signal indicates the second level. .

[形態１２]
形態１０または１１記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間制御部は、
前記比較を行う直前における前記タイミング信号の前記第１レベル期間に基づいて得られた前記第１の期間および前記第２の期間を用いて、前記比較を行う、駆動制御回路。 [Form 12]
A drive control circuit according to Form 10 or 11,
The excitation interval control unit
A drive control circuit that performs the comparison using the first period and the second period obtained based on the first level period of the timing signal immediately before the comparison.

形態１２の駆動制御回路によれば、励磁区間信号を生成する直前の周期におけるタイミング信号の第１レベル期間に基づいて励磁区間を設定するので、より周期による誤差の少ない励磁区間を設定することができる。 According to the drive control circuit of the twelfth aspect, since the excitation interval is set based on the first level period of the timing signal in the cycle immediately before generating the excitation interval signal, it is possible to set the excitation interval with less error due to the cycle. it can.

[形態１３]
形態８または９記載の駆動制御回路であって、
前記原駆動信号生成部は、電動機の第１と第２の駆動部材の相対的位置を示す位置信号に基づいて前記原駆動信号を生成し、
前記励磁区間設定部は、
前記位置信号に同期した周期的なタイミング信号が第１のレベルを示している時間的長さである第１レベル期間と、前記タイミング信号が第２のレベルを示している時間的長さである第２レベル期間と、を計測する期間計測部と、
前記第１レベル期間と１未満の正の値である第１の演算値とを乗じた第１の期間と、前記第２レベル期間と前記第１の演算値とを乗じた第３の期間と、を得る開始時期設定部と、
前記第１レベル期間と前記第１の演算値よりも大きい１未満の値である第２の演算値とを乗じた第２の期間と、前記第２レベル期間と前記第２の演算値とを乗じた第４の期間と、を得る終了時期設定部と、
前記タイミング信号が前記第２のレベルから前記第１のレベルに移行してからの経過期間である第１レベル経過期間と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第１レベル経過期間と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始し、前記タイミング信号が第１のレベルから第２のレベルに移行してからの経過期間である第２レベル経過期間と前記第３の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、前記第２レベル経過期間と前記第４の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する励磁区間制御部と、
を備える、駆動制御回路。 [Form 13]
The drive control circuit according to Form 8 or 9,
The original drive signal generation unit generates the original drive signal based on a position signal indicating a relative position of the first and second drive members of the electric motor,
The excitation interval setting unit
A first level period in which a periodic timing signal synchronized with the position signal indicates a first level and a time length in which the timing signal indicates a second level. A period measuring unit for measuring a second level period;
A first period obtained by multiplying the first level period by a first calculated value which is a positive value less than 1, and a third period obtained by multiplying the second level period and the first calculated value. , To obtain a start time setting unit,
A second period obtained by multiplying the first level period by a second calculated value that is less than 1 greater than the first calculated value; and the second level period and the second calculated value. A fourth period multiplied by an end time setting unit for obtaining,
A first level elapsed period that is an elapsed period after the timing signal has transitioned from the second level to the first level is compared with the first period, and the excitation interval is at a timing at which both coincide with each other. The first level elapsed period and the second period are compared, and the non-excitation period is started at a timing when both coincide with each other, and the timing signal shifts from the first level to the second level. The second level elapsed period and the third period, which are elapsed periods from the beginning, and start the excitation interval at a timing when both coincide with each other, and the second level elapsed period and the fourth period And an excitation interval control unit that controls the excitation interval so as to start the non-excitation interval at a timing when both coincide with each other,
A drive control circuit comprising:

形態１３の駆動制御回路によれば、タイミング信号の第１レベル期間および第２レベル期間を計測し、計測した第１レベル期間または第２レベル期間に基づいて、励磁区間の開始時期および終了時期を決定する。したがって、周期的なタイミング信号に基づいて、電動機の駆動信号の励磁区間をデジタル回路によって任意に形成することができる。 According to the drive control circuit of aspect 13, the first level period and the second level period of the timing signal are measured, and the start timing and end timing of the excitation interval are determined based on the measured first level period or second level period. decide. Therefore, the excitation interval of the drive signal for the electric motor can be arbitrarily formed by the digital circuit based on the periodic timing signal.

[形態１４]
形態１３記載の駆動制御回路であって、
前記励磁区間制御部は、
前記比較を行う直前における前記タイミング信号の前記第１レベル期間または前記第２レベル期間に基づいて得られた前記第１ないし第４の期間を用いて、前記比較を行う、駆動制御回路。 [Form 14]
A drive control circuit according to the thirteenth aspect,
The excitation interval control unit
A drive control circuit that performs the comparison using the first to fourth periods obtained based on the first level period or the second level period of the timing signal immediately before the comparison.

形態１４の駆動制御回路によれば、励磁区間信号を生成する直前の周期におけるタイミング信号の第１レベル期間または第２レベル期間に基づいて励磁区間を設定するので、より周期による誤差の少ない励磁区間を設定することができる。 According to the drive control circuit of the fourteenth aspect, since the excitation interval is set based on the first level period or the second level period of the timing signal in the cycle immediately before generating the excitation interval signal, the excitation interval with less error due to the cycle. Can be set.

[形態１５]
形態１０ないし１４のいずれかに記載の駆動制御回路であって、
前記第１の演算値と、前記第２の演算値と、の和が１である、
駆動制御回路。 [Form 15]
The drive control circuit according to any one of Forms 10 to 14,
The sum of the first calculated value and the second calculated value is 1.
Drive control circuit.

形態１５の駆動制御回路によれば、タイミング信号の第１レベル期間および第２レベル期間の中点を中心とする領域期間をコイルの励磁区間とすることができる。 According to the drive control circuit of the fifteenth aspect, the region period centering on the middle point of the first level period and the second level period of the timing signal can be set as the excitation period of the coil.

[形態１６]
形態８ないし１５のいずれかに記載の駆動制御回路であって、
前記原駆動信号生成部は、前記位置信号に基づいてＰＷＭ信号を前記原駆動信号として生成するＰＷＭ信号生成部を含む、駆動制御回路。
形態１６の駆動制御回路によれば、原駆動信号としてＰＷＭ信号を用いるので、電動機の駆動に最適な駆動信号を生成することができる。 [Form 16]
The drive control circuit according to any one of Forms 8 to 15,
The original drive signal generation unit includes a PWM signal generation unit that generates a PWM signal as the original drive signal based on the position signal.
According to the drive control circuit of aspect 16, since the PWM signal is used as the original drive signal, it is possible to generate an optimum drive signal for driving the electric motor.

なお、本発明は、種々の態様で実現することが可能である。例えば、電動機の駆動制御方法および装置、駆動制御半導体装置、駆動制御システム、それらの方法または装置の機能を実現するためのコンピュータプログラム、そのコンピュータプログラムを記録した記録媒体、そのコンピュータプログラムを含み搬送波内に具現化されたデータ信号、駆動制御回路を備えた電動機、その電動機を備えたプロジェクタ、携帯機器、ロボット、移動体等の形態で実現することができる。 Note that the present invention can be realized in various modes. For example, a drive control method and apparatus for an electric motor, a drive control semiconductor device, a drive control system, a computer program for realizing the functions of the method or apparatus, a recording medium storing the computer program, and a carrier including the computer program It can be realized in the form of a data signal embodied in the above, an electric motor provided with a drive control circuit, a projector equipped with the electric motor, a portable device, a robot, a moving body, and the like.

本発明の一実施例としての単相ブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structure of the motor main body of the single phase brushless motor as one Example of this invention. 磁石列とコイル列の位置関係及び磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the positional relationship of a magnet row | line | column and a coil row | line | column, and the relationship between a magnetic sensor output and the counter electromotive force waveform of a coil. コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。It is a schematic diagram which shows the relationship between the applied voltage of a coil, and a counter electromotive force. モータ本体の正転動作の様子を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the mode of the normal rotation operation | movement of a motor main body. モータ本体の逆転動作の様子を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the mode of reverse rotation operation | movement of a motor main body. モータの移動方向の制御手順を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows the control procedure of the moving direction of a motor. 本実施例のブラシレスモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control circuit of the brushless motor of a present Example. ドライバ回路の内部構成を示している。The internal structure of a driver circuit is shown. ドライバ回路の他の構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the other structure of a driver circuit. 電磁コイルの各種の巻き方を示している。Various winding methods of the electromagnetic coil are shown. 駆動信号生成部の内部構成と動作を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the internal structure and operation | movement of a drive signal production | generation part. センサ出力の波形とＰＷＭ部で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the correspondence of the waveform of a sensor output, and the waveform of the drive signal produced | generated by a PWM part. ＰＷＭ部の内部構成の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of an internal structure of a PWM part. モータ正転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the PWM part at the time of motor forward rotation. モータ逆転時のＰＷＭ部の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the PWM part at the time of motor reverse rotation. 励磁区間信号生成部の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of an excitation area signal generation part. 励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of an excitation area signal generation part. 励磁区間を変化させた場合における効果を示すグラフである。It is a graph which shows the effect at the time of changing an excitation area. 第２実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structure of the excitation area signal generation part in 2nd Example. 第２実施例における励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the excitation area signal generation part in 2nd Example. 第３実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structure of the excitation area signal generation part in 3rd Example. 第３実施例における励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the excitation area signal generation part in 3rd Example. 第４実施例における駆動信号生成部の内部構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the internal structure of the drive signal generation part in 4th Example. 磁石列とコイル列の位置関係及びコイルの逆起電力波形と磁気センサ出力と正弦波発生回路の出力との関係を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the positional relationship of a magnet row | line | column and a coil row | line | column, and the relationship between the back electromotive force waveform of a coil, a magnetic sensor output, and the output of a sine wave generation circuit. 正弦波発生回路の内部構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the internal structure of a sine wave generation circuit. 第５実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structure of the excitation area signal generation part in 5th Example. 第５実施例における励磁区間信号生成部の動作を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows operation | movement of the excitation area signal generation part in 5th Example. 第５実施例における励磁区間信号生成部の動作の他の例を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the other example of operation | movement of the excitation area signal generation part in 5th Example. モータの回転数と進角制御を行う場合における進角値との関係を示すグラフである。It is a graph which shows the relationship between the rotation speed of a motor, and the advance value in the case of performing advance angle control. 第６実施例における励磁区間信号生成部の構成を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the structure of the excitation area signal generation part in 6th Example. 本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the projector using the motor by the Example of this invention. 本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the fuel cell type mobile telephone using the motor by the Example of this invention. 本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the electric bicycle (electric assisted bicycle) as an example of the moving body using the motor / generator by the Example of this invention. 本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the robot using the motor by the Example of this invention. 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control semiconductor device of the brushless motor of another Example, and a motor main body. 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control semiconductor device of the brushless motor of another Example, and a motor main body. 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control semiconductor device of the brushless motor of another Example, and a motor main body. 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control semiconductor device of the brushless motor of another Example, and a motor main body. 他の実施例の駆動信号生成部の内部構成と動作を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows the internal structure and operation | movement of the drive signal generation part of another Example. 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control semiconductor device of the brushless motor of another Example, and a motor main body. 他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置とモータ本体の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the drive control semiconductor device of the brushless motor of another Example, and a motor main body. ＰＷＭ制御を行なわない場合における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。4 is a timing chart showing waveforms of various signals when PWM control is not performed. ＰＷＭ制御時における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。It is a timing chart which shows the waveform of various signals at the time of PWM control.

次に、本発明の実施の形態を実施例に基づいて以下の順序で説明する。
Ａ．第１実施例
Ａ１．モータの構成と動作の概要：
Ａ２．駆動制御回路の構成：
Ｂ．第２実施例
Ｃ．第３実施例
Ｄ．第４実施例
Ｅ．第５実施例
Ｆ．第６実施例
Ｇ．変形例：
Ｈ．他の実施例： Next, embodiments of the present invention will be described in the following order based on examples.
A. First Example A1. Overview of motor configuration and operation:
A2. Configuration of drive control circuit:
B. Second Embodiment C. Third Embodiment D. Example 4 Fifth Embodiment F.F. Sixth Embodiment G. Variation:
H. Other examples:

Ａ．第１実施例：
Ａ１．モータの構成と動作の概要：
図１（Ａ），１（Ｂ）は、本発明の一実施例としての単相ブラシレスモータのモータ本体の構成を示す断面図である。このモータ本体１００は、外形がそれぞれ略円筒状のステータ部１０及びロータ部３０を有している。ステータ部１０は、略十字状に配列された４つのコイル１１〜１４と、２つのコイル１１，１２の間の中央の位置に配置された磁気センサ４０とを有している。磁気センサ４０は、ロータ部３０の位置（すなわちモータの位相）を検出するためのものである。各コイル１１〜１４には、磁性体材料で形成された磁気ヨーク２０が設けられている。コイル１１〜１４と磁気センサ４０は、回路基板１２０（図１（Ｂ））の上に固定されている。回路基板１２０は、ケーシング１０２に固定されている。なお、ケーシング１０２の蓋は図示が省略されている。 A. First embodiment:
A1. Overview of motor configuration and operation:
1A and 1B are cross-sectional views showing the configuration of a motor body of a single-phase brushless motor as an embodiment of the present invention. The motor body 100 includes a stator portion 10 and a rotor portion 30 whose outer shapes are substantially cylindrical. The stator unit 10 includes four coils 11 to 14 arranged in a substantially cross shape and a magnetic sensor 40 disposed at a central position between the two coils 11 and 12. The magnetic sensor 40 is for detecting the position of the rotor unit 30 (that is, the phase of the motor). Each of the coils 11 to 14 is provided with a magnetic yoke 20 made of a magnetic material. The coils 11 to 14 and the magnetic sensor 40 are fixed on the circuit board 120 (FIG. 1B). The circuit board 120 is fixed to the casing 102. Note that the lid of the casing 102 is not shown.

ロータ部３０は、４つの永久磁石３１〜３４を有しており、ロータ部３０の中心軸が回転軸１１２を構成している。この回転軸１１２は、軸受け部１１４（図１（Ｂ））で支持されている。各磁石の磁化方向は、回転軸１１２から外側に放射状に向かう方向である。磁石３１〜３４の外周には、磁気ヨーク３６が設けられている。但し、この磁気ヨーク３６は省略してもよい。 The rotor unit 30 has four permanent magnets 31 to 34, and the central axis of the rotor unit 30 constitutes the rotation shaft 112. The rotating shaft 112 is supported by a bearing portion 114 (FIG. 1B). The magnetization direction of each magnet is a direction radially outward from the rotating shaft 112. A magnetic yoke 36 is provided on the outer periphery of the magnets 31 to 34. However, this magnetic yoke 36 may be omitted.

図２は、磁石列とコイル列の位置関係、及び、磁気センサ出力とコイルの逆起電力波形との関係を示す説明図である。図２（Ａ）に示すように、４つの磁石３１〜３４は、一定の磁極ピッチＰｍで配置されており、隣接する磁石同士が逆方向に磁化されている。また、コイル１１〜１４は、一定のピッチＰｃで配置されており、隣接するコイル同士が逆向きに励磁される。この例では、磁極ピッチＰｍはコイルピッチＰｃに等しく、電気角でπに相当する。なお、電気角の２πは、駆動信号の位相が２πだけ変化したときに移動する機械的な角度又は距離に対応づけられる。本実施例では、駆動信号の位相が２πだけ変化すると、ロータ部３０が磁極ピッチＰｍの２倍だけ移動する。 FIG. 2 is an explanatory diagram showing the positional relationship between the magnet array and the coil array, and the relationship between the magnetic sensor output and the back electromotive force waveform of the coil. As shown in FIG. 2A, the four magnets 31 to 34 are arranged at a constant magnetic pole pitch Pm, and adjacent magnets are magnetized in opposite directions. Moreover, the coils 11-14 are arrange | positioned with the fixed pitch Pc, and adjacent coils are excited by the reverse direction. In this example, the magnetic pole pitch Pm is equal to the coil pitch Pc and corresponds to π in electrical angle. The electrical angle 2π is associated with a mechanical angle or distance that moves when the phase of the drive signal changes by 2π. In this embodiment, when the phase of the drive signal changes by 2π, the rotor unit 30 moves by twice the magnetic pole pitch Pm.

４つのコイル１１〜１４のうち、第１、第３のコイル１１，１３は同一の位相の駆動信号で駆動され、第２、第４のコイル１２，１４は第１及び第３のコイル１１，１３の駆動信号から１８０度（＝π）だけ位相がずれた駆動信号で駆動される。通常の二相駆動は２つの相（Ａ相とＢ相）の駆動信号の位相が９０度（＝π／２）ずれており、位相のずれが１８０度（＝π）の場合は無い。また、モータの駆動方法において、位相が１８０度（＝π）ずれた２つの駆動信号は、同じ位相であると見なされる場合が多い。従って、本実施例のモータにおける駆動方法は、単相駆動であると考えることができる。 Of the four coils 11 to 14, the first and third coils 11 and 13 are driven by drive signals having the same phase, and the second and fourth coils 12 and 14 are driven by the first and third coils 11 and 14. Driven by a drive signal whose phase is shifted by 180 degrees (= π) from the 13 drive signals. In normal two-phase driving, the phases of the drive signals of the two phases (A phase and B phase) are shifted by 90 degrees (= π / 2), and there is no case where the phase shift is 180 degrees (= π). In the motor driving method, two drive signals whose phases are shifted by 180 degrees (= π) are often regarded as having the same phase. Therefore, it can be considered that the driving method in the motor of this embodiment is single-phase driving.

図２（Ａ）は、モータ停止時における磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示している。本実施例のモータでは、各コイル１１〜１４に設けられた磁気ヨーク２０が、各コイルの中心よりもロータ部３０の正転方向に若干ずれた位置に設けられている。従って、モータ停止時には、各コイルの磁気ヨーク２０が磁石３１〜３４によって引きつけられ、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４の中心と向かい合う位置でロータ部３０が停止する。この結果、各コイル１１〜１４の中心が、各磁石３１〜３４の中心からずれた位置でモータが停止することになる。また、この時、磁気センサ４０も、隣接する磁石の境界から若干ずれた位置にある。この停止位置における位相はαである。位相αはゼロでは無いが、ゼロに近い小さな値（例えば約５度〜１０度）である。 FIG. 2A shows the positional relationship between the magnets 31 to 34 and the coils 11 to 14 when the motor is stopped. In the motor of the present embodiment, the magnetic yoke 20 provided in each of the coils 11 to 14 is provided at a position slightly shifted in the forward rotation direction of the rotor portion 30 from the center of each coil. Therefore, when the motor is stopped, the magnetic yoke 20 of each coil is attracted by the magnets 31 to 34, and the rotor unit 30 stops at a position where the magnetic yoke 20 faces the center of each of the magnets 31 to 34. As a result, the motor stops at the position where the centers of the coils 11 to 14 are shifted from the centers of the magnets 31 to 34. At this time, the magnetic sensor 40 is also slightly displaced from the boundary between adjacent magnets. The phase at this stop position is α. The phase α is not zero, but is a small value close to zero (for example, about 5 to 10 degrees).

図２（Ｂ）は、コイルに発生する逆起電力の波形の例を示しており、図２（Ｃ）は、磁気センサ４０の出力波形の例を示している。磁気センサ４０は、モータ運転時のコイルの逆起電力とほぼ相似形状のセンサ出力ＳＳＡを発生することができる。但し、磁気センサ４０の出力ＳＳＡは、モータの停止時にも０でない値を示す（位相がπの整数倍のときは除く）。なお、コイルの逆起電力は、モータの回転数とともに上昇する傾向にあるが、波形形状（正弦波）はほぼ相似形状に保たれる。磁気センサ４０としては、例えばホール効果を利用したホールＩＣを採用することができる。この例では、センサ出力ＳＳＡと逆起電力Ｅｃは、いずれも正弦波か、正弦波に近い波形である。後述するように、このモータの駆動制御回路は、センサ出力ＳＳＡを利用して、逆起電力Ｅｃとほぼ相似波形の電圧を各コイル１１〜１４に印加する。 2B shows an example of the waveform of the counter electromotive force generated in the coil, and FIG. 2C shows an example of the output waveform of the magnetic sensor 40. The magnetic sensor 40 can generate a sensor output SSA having a shape substantially similar to the counter electromotive force of the coil during motor operation. However, the output SSA of the magnetic sensor 40 shows a non-zero value even when the motor is stopped (except when the phase is an integral multiple of π). Note that the counter electromotive force of the coil tends to increase with the number of rotations of the motor, but the waveform shape (sine wave) is kept substantially similar. As the magnetic sensor 40, for example, a Hall IC using the Hall effect can be employed. In this example, the sensor output SSA and the back electromotive force Ec are both sine waves or waveforms close to a sine wave. As will be described later, the motor drive control circuit applies a voltage having a waveform substantially similar to the back electromotive force Ec to each of the coils 11 to 14 using the sensor output SSA.

ところで、電動モータは、機械的エネルギと電気的エネルギとを相互に変換するエネルギ変換装置として機能するものである。そして、コイルの逆起電力は、電動モータの機械的エネルギが電気的エネルギに変換されたものである。従って、コイルに印加する電気的エネルギを機械的エネルギに変換する場合（すなわちモータを駆動する場合）には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、以下に説明するように、「逆起電力と相似波形の電圧」は、逆起電力と逆向きの電流を発生する電圧を意味している。 By the way, the electric motor functions as an energy conversion device that mutually converts mechanical energy and electrical energy. The back electromotive force of the coil is obtained by converting the mechanical energy of the electric motor into electrical energy. Therefore, when the electrical energy applied to the coil is converted into mechanical energy (that is, when the motor is driven), the motor is driven most efficiently by applying a voltage having a waveform similar to the counter electromotive force. Is possible. As described below, “a voltage having a waveform similar to that of the back electromotive force” means a voltage that generates a current in the opposite direction to the back electromotive force.

図３は、コイルの印加電圧と逆起電力との関係を示す模式図である。ここで、コイルは逆起電力Ｅｃと抵抗とで模擬されている。また、この回路では、印加電圧Ｅ１及びコイルと並列に電圧計Ｖが接続されている。コイルに電圧Ｅ１を印加してモータを駆動すると、印加電圧Ｅ１と逆の電流を流す方向に逆起電力Ｅｃが発生する。モータが回転している状態でスイッチＳＷを開放すると、電圧計Ｖで逆起電力Ｅｃを測定することができる。スイッチＳＷを開放した状態で測定される逆起電力Ｅｃの極性は、スイッチＳＷを閉じた状態で測定される印加電圧Ｅ１と同じ極性である。上述の説明において「逆起電力とほぼ相似波形の電圧を印加する」という文言は、このような電圧計Ｖで測定された逆起電力Ｅｃと同じ極性を有するほぼ相似形状の波形を有する電圧を印加することを意味している。 FIG. 3 is a schematic diagram showing the relationship between the applied voltage of the coil and the back electromotive force. Here, the coil is simulated by a back electromotive force Ec and a resistance. In this circuit, a voltmeter V is connected in parallel with the applied voltage E1 and the coil. When the voltage E1 is applied to the coil to drive the motor, a back electromotive force Ec is generated in a direction in which a current opposite to the applied voltage E1 flows. When the switch SW is opened while the motor is rotating, the back electromotive force Ec can be measured by the voltmeter V. The polarity of the back electromotive force Ec measured with the switch SW opened is the same polarity as the applied voltage E1 measured with the switch SW closed. In the above description, the phrase “applying a voltage having a waveform similar to that of the back electromotive force” refers to a voltage having a waveform having a substantially similar shape having the same polarity as the back electromotive force Ec measured by the voltmeter V. It means to apply.

上述したように、モータを駆動する場合には、逆起電力と相似波形の電圧を印加することによって、最も効率良くモータを駆動することが可能である。なお、正弦波状の逆起電力波形の中位点近傍（電圧０の近傍）ではエネルギ変換効率が比較的低く、反対に、逆起電力波形のピーク近傍ではエネルギ変換効率が比較的高いことが理解できる。逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、エネルギ変換効率の高い期間において比較的高い電圧を印加することになるので、モータ効率が向上する。一方、例えば単純な矩形波でモータを駆動すると、逆起電力がほぼ０となる位置（中位点）の近傍においてもかなりの電圧が印加されるので、モータ効率が低下する。また、このようにエネルギ変換効率の低い期間において電圧を印加すると、渦電流により回転方向以外の方向の振動が生じ、これによって騒音が発生するという問題も生じる。 As described above, when the motor is driven, the motor can be driven most efficiently by applying a voltage having a waveform similar to that of the counter electromotive force. Note that the energy conversion efficiency is relatively low near the middle point of the sinusoidal back electromotive force waveform (near voltage 0), and conversely, the energy conversion efficiency is relatively high near the peak of the back electromotive force waveform. it can. When the motor is driven by applying a voltage having a waveform similar to the counter electromotive force, a relatively high voltage is applied during a period of high energy conversion efficiency, so that the motor efficiency is improved. On the other hand, for example, when the motor is driven with a simple rectangular wave, a considerable voltage is applied even in the vicinity of the position where the back electromotive force is almost zero (middle point), so that the motor efficiency is lowered. In addition, when a voltage is applied in such a period with low energy conversion efficiency, vibration in a direction other than the rotation direction is caused by an eddy current, thereby causing a problem that noise is generated.

上述の説明から理解できるように、逆起電力と相似波形の電圧を印加してモータを駆動すると、モータ効率を向上させることができ、また、振動や騒音を低減することができるという利点がある。 As can be understood from the above description, when the motor is driven by applying a voltage having a waveform similar to that of the back electromotive force, the motor efficiency can be improved, and vibration and noise can be reduced. .

図４（Ａ）〜（Ｅ）は、モータ本体１００の正転動作の様子を示す説明図である。図４（Ａ）は、停止時の磁石３１〜３４とコイル１１〜１４の位置関係を示しており、図２（Ａ）と同じ図である。図４（Ａ）の状態においてコイル１１〜１４を励磁すると、破線の矢印で示す反発力がコイル１１〜１４と磁石３１〜３４との間に生じる。この結果、ロータ部３０は、正転方向（図の右方向）に始動される。 FIGS. 4A to 4E are explanatory views showing a state of the forward rotation operation of the motor main body 100. FIG. FIG. 4A shows the positional relationship between the magnets 31 to 34 and the coils 11 to 14 when stopped, and is the same diagram as FIG. When the coils 11 to 14 are excited in the state of FIG. 4A, repulsive forces indicated by broken arrows are generated between the coils 11 to 14 and the magnets 31 to 34. As a result, the rotor unit 30 is started in the forward rotation direction (right direction in the figure).

図４（Ｂ）は、位相がπ／２まで進んだ状態を示している。この状態では、吸引力（実線の矢印）と反発力（破線の矢印）とが発生して、大きな駆動力が発生する。図４（Ｃ）は、位相が（π−α）まで進んだ状態を示している。位相がπとなるタイミングでコイルの励磁方向が逆転して、図４（Ｄ）の状態となる。図４（Ｄ）の状態の近傍でモータが停止すると、図４（Ｅ）に示すように、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４に引きつけられた位置でロータ部３０が停止する。この位置は、位相が（π＋α）の位置となる。このように、本実施例のモータは、位相がα±ｎπ（ｎは整数）の位置で停止することが理解できる。 FIG. 4B shows a state where the phase has advanced to π / 2. In this state, a suction force (solid arrow) and a repulsive force (broken arrow) are generated to generate a large driving force. FIG. 4C shows a state where the phase has advanced to (π−α). At the timing when the phase becomes π, the excitation direction of the coil is reversed, and the state shown in FIG. When the motor stops in the vicinity of the state of FIG. 4D, the rotor unit 30 stops at the position where the magnetic yoke 20 is attracted to each of the magnets 31 to 34 as shown in FIG. This position is a position where the phase is (π + α). Thus, it can be understood that the motor of this embodiment stops at a position where the phase is α ± nπ (n is an integer).

図５（Ａ）〜（Ｅ）は、モータ本体１００の逆転動作の様子を示す説明図である。図５（Ａ）は、停止時の状態を示しており、図４（Ａ）と同じものである。この停止状態から逆転するために、仮に図４（Ａ）と逆方向にコイル１１〜１４を励磁すると、磁石３１〜３４とコイル１１〜１４との間に吸引力（図示せず）が働くことになる。この吸引力は、ロータ部３０を逆転させる方向に働く。しかしながら、この吸引力はかなり弱いため、磁石３１〜３４と磁気ヨーク２０との間の吸引力に打ち勝ってロータ部３０を逆転させることができない場合がある。 FIGS. 5A to 5E are explanatory views showing the reverse operation of the motor body 100. FIG. FIG. 5 (A) shows a state at the time of stop, which is the same as FIG. 4 (A). If the coils 11 to 14 are excited in the direction opposite to that shown in FIG. 4A in order to reverse the state from the stop state, an attractive force (not shown) acts between the magnets 31 to 34 and the coils 11 to 14. become. This suction force acts in a direction in which the rotor unit 30 is reversed. However, since this attractive force is quite weak, there is a case where the rotor unit 30 cannot be reversed by overcoming the attractive force between the magnets 31 to 34 and the magnetic yoke 20.

本実施例では、逆転動作を行う場合にも、始動時は図５（Ａ）に示すように正転方向に動作させる。そして、ロータ部３０が所定量だけ回転した後に（例えば位相が約π／２進んだところで）、図５（Ｂ）のように駆動信号を反転して逆転動作を開始させる。こうして、ロータ部３０が一旦逆転し始めると、その後、ロータ部３０の慣性によって最初の停止位置（位相＝α）を通過することができる（図５（Ｃ））。その後、位相が０となるタイミングでコイルの励磁方向が逆転する。図５（Ｄ）は位相が−π／２の状態を示しており、図５（Ｅ）は位相が−π＋αの状態を示している。図５（Ｅ）の状態の近傍でモータが停止すると、磁気ヨーク２０が各磁石３１〜３４に引きつけられた位置（位相＝−π＋α）でロータ部３０が停止する。 In the present embodiment, even when the reverse operation is performed, the motor is operated in the normal rotation direction as shown in FIG. Then, after the rotor unit 30 has rotated by a predetermined amount (for example, when the phase has advanced by about π / 2), the drive signal is inverted as shown in FIG. Thus, once the rotor unit 30 starts to reverse, the first stop position (phase = α) can be passed by the inertia of the rotor unit 30 (FIG. 5C). Thereafter, the excitation direction of the coil is reversed at the timing when the phase becomes zero. FIG. 5D shows a state where the phase is −π / 2, and FIG. 5E shows a state where the phase is −π + α. When the motor stops in the vicinity of the state of FIG. 5E, the rotor unit 30 stops at the position (phase = −π + α) where the magnetic yoke 20 is attracted to each of the magnets 31 to 34.

図６は、モータの移動方向の制御手順を示すフローチャートである。この手順は、後述する駆動制御回路によって実行される。ステップＳ１０では、まず正方向に駆動制御を開始する。ステップＳ２０では、目的とする移動方向が正方向であるか否かが判定される。なお、移動方向は、ステップＳ１０の前に操作員によって駆動制御回路に入力されている。目的とする移動方向が正方向の場合には、そのまま正方向の駆動制御が継続される。一方、目的とする移動方向が逆方向の場合には、ステップＳ３０において、逆転すべき所定のタイミングに達するまで待機する。そして、逆転すべきタイミングに達すると、ステップＳ４０において逆方向の駆動制御が開始される。 FIG. 6 is a flowchart showing a control procedure of the moving direction of the motor. This procedure is executed by a drive control circuit described later. In step S10, first, drive control is started in the positive direction. In step S20, it is determined whether or not the target moving direction is the positive direction. Note that the moving direction is input to the drive control circuit by the operator before step S10. When the target movement direction is the positive direction, the drive control in the positive direction is continued as it is. On the other hand, if the target moving direction is the reverse direction, the process waits at step S30 until a predetermined timing to be reversed is reached. When the timing to reverse is reached, reverse drive control is started in step S40.

以上のように、本実施例のモータでは、位相がα±ｎπ（αはゼロ及びｎπでない所定の値、ｎは整数）の位置でモータが停止するので、デッド・ロック・ポイントが発生しない。従って、始動コイルを必要とせずに、常に始動することが可能である。また、本実施例のモータでは、停止状態から所定量だけ正転させた後に逆転させることによって、逆転動作を実現することが可能である。 As described above, in the motor of the present embodiment, since the motor stops at a position where the phase is α ± nπ (α is a predetermined value other than zero and nπ, n is an integer), no dead lock point is generated. Therefore, it is possible to always start without requiring a starting coil. Further, in the motor of the present embodiment, it is possible to realize the reverse rotation operation by performing reverse rotation after forward rotation by a predetermined amount from the stopped state.

Ａ２．駆動制御回路の構成：
図７（Ａ）は、本実施例のブラシレスモータの駆動制御回路の構成を示すブロック図である。駆動制御回路２００は、ＣＰＵ２２０と、駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０とを備えている。駆動信号生成部２４０は、モータ本体１００内の磁気センサ４０の出力信号ＳＳＡに基づいて、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を生成する。ドライバ回路２５０は、この単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に従ってモータ本体１００内の電磁コイル１１〜１４を駆動する。 A2. Configuration of drive control circuit:
FIG. 7A is a block diagram showing the configuration of the drive control circuit of the brushless motor of this embodiment. The drive control circuit 200 includes a CPU 220, a drive signal generation unit 240, and a driver circuit 250. The drive signal generator 240 generates single-phase drive signals DRVA1 and DRVA2 based on the output signal SSA of the magnetic sensor 40 in the motor body 100. The driver circuit 250 drives the electromagnetic coils 11 to 14 in the motor main body 100 according to the single-phase drive signals DRVA1 and DRVA2.

図７（Ｂ）は、磁気センサ４０の内部構成の一例を示している。この磁気センサ４０は、ホール素子４２と、バイアス調整部４４と、ゲイン調整部４６とを有している。ホール素子４２は、磁束密度Ｘを測定する。バイアス調整部４４はホール素子４２の出力Ｘにバイアス値ｂを加算し、ゲイン調整部４６はゲイン値ａを乗ずる。磁気センサ４０の出力ＳＳＡ（＝Ｙ）は、例えば以下の式（１）又は式（２）で与えられる。 FIG. 7B shows an example of the internal configuration of the magnetic sensor 40. The magnetic sensor 40 includes a Hall element 42, a bias adjustment unit 44, and a gain adjustment unit 46. The Hall element 42 measures the magnetic flux density X. The bias adjustment unit 44 adds the bias value b to the output X of the Hall element 42, and the gain adjustment unit 46 multiplies the gain value a. The output SSA (= Y) of the magnetic sensor 40 is given by, for example, the following formula (1) or formula (2).

Ｙ＝ａ・Ｘ＋ｂ …（１）
Ｙ＝ａ（Ｘ＋ｂ） …（２） Y = a · X + b (1)
Y = a (X + b) (2)

磁気センサ４０のゲイン値ａとバイアス値ｂは、ＣＰＵ２２０によって磁気センサ４０内に設定される。ゲイン値ａとバイアス値ｂを適切な値に設定することによって、センサ出力ＳＳＡを好ましい波形形状に較正することが可能である。 The gain value a and the bias value b of the magnetic sensor 40 are set in the magnetic sensor 40 by the CPU 220. By setting the gain value a and the bias value b to appropriate values, the sensor output SSA can be calibrated to a preferable waveform shape.

図８は、ドライバ回路２５０の内部構成を示している。このドライバ回路２５０は、Ｈ型ブリッジ回路を構成する４つのトランジスタ２５１〜２５４を有している。上アームのトランジスタ２５１，２５３のゲート電極の前には、レベルシフタ３１１，３１３が設けられている。但し、レベルシフタは省略してもよい。ドライバ回路２５０のトランジスタ２５１〜２５４は、スイッチング信号として機能する駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２に応じてオン／オフし、この結果、電磁コイル１１〜１４に供給電圧ＶＳＵＰが断続的に供給される。符号ＩＡ１，ＩＡ２が付された矢印は、駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２がＨレベルの場合に流れる電流方向をそれぞれ示している。なお、ドライバ回路としては、複数のスイッチング素子で構成される種々の構成の回路を利用可能である。 FIG. 8 shows the internal configuration of the driver circuit 250. The driver circuit 250 includes four transistors 251 to 254 that constitute an H-type bridge circuit. Level shifters 311 and 313 are provided in front of the gate electrodes of the upper arm transistors 251 and 253. However, the level shifter may be omitted. The transistors 251 to 254 of the driver circuit 250 are turned on / off according to the drive signals DRVA1 and DRVA2 functioning as switching signals, and as a result, the supply voltage VSUP is intermittently supplied to the electromagnetic coils 11 to 14. Arrows denoted by reference signs IA1 and IA2 indicate directions of currents flowing when the drive signals DRVA1 and DRVA2 are at the H level, respectively. In addition, as a driver circuit, the circuit of the various structure comprised by a some switching element can be utilized.

図９は、ドライバ回路の他の構成を示す説明図である。このドライバ回路は、１組目の電磁コイル１１，１３用の第１のブリッジ回路２５０ａと、２組目の電磁コイル１２，１４用の第２のブリッジ回路２５０ｂとで構成されている。ブリッジ回路２５０ａ，２５０ｂのそれぞれは、４つのトランジスタ２５１〜２５４で構成されており、この構成は図８に示したものと同じである。トランジスタ２５１，２５３のゲート電極の前には、レベルシフタ３１１，３１３が設けられている。但し、レベルシフタは省略してもよい。第１のブリッジ回路２５０ａにおいては、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１がトランジスタ２５１，２５４に供給されており、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２が他のトランジスタ２５２，２５３に供給されている。一方、第２のブリッジ回路２５０ｂにおいては、逆に、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１がトランジスタ２５２，２５３に供給されており、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２がトランジスタ２５１，２５４に供給されている。この結果、図９（Ｂ），（Ｃ）に示すように、第１のブリッジ回路２５０ａと第２のブリッジ回路２５０ｂでは動作が逆転している。従って、第１のブリッジ回路２５０ａで駆動される１組目のコイル１１，１３と、第２のブリッジ回路２５０ｂで駆動される２組目のコイル１２，１４とは、互いに位相がπだけずれている。一方、図８に示した回路では、１組目のコイル１１，１３の巻き方と、２組目のコイル１２，１４の巻き方が逆になっており、この巻き方によって２組の位相をπだけずらしている。このように、図８のドライバ回路と図９のドライバ回路のいずれを用いても、２組のコイルの位相が互いにπだけずれる点は同じであり、両者共に１相モータを実現している点に変わりは無い。 FIG. 9 is an explanatory diagram showing another configuration of the driver circuit. The driver circuit includes a first bridge circuit 250 a for the first set of electromagnetic coils 11 and 13 and a second bridge circuit 250 b for the second set of electromagnetic coils 12 and 14. Each of the bridge circuits 250a and 250b includes four transistors 251 to 254, and this configuration is the same as that shown in FIG. Level shifters 311 and 313 are provided in front of the gate electrodes of the transistors 251 and 253. However, the level shifter may be omitted. In the first bridge circuit 250a, the first drive signal DRVA1 is supplied to the transistors 251 and 254, and the second drive signal DRVA2 is supplied to the other transistors 252 and 253. On the other hand, in the second bridge circuit 250b, the first drive signal DRVA1 is supplied to the transistors 252 and 253, and the second drive signal DRVA2 is supplied to the transistors 251 and 254. As a result, as shown in FIGS. 9B and 9C, the operations of the first bridge circuit 250a and the second bridge circuit 250b are reversed. Therefore, the first set of coils 11 and 13 driven by the first bridge circuit 250a and the second set of coils 12 and 14 driven by the second bridge circuit 250b are out of phase with each other by π. Yes. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 8, the winding method of the first set of coils 11 and 13 and the winding method of the second set of coils 12 and 14 are reversed. It is shifted by π. As described above, the use of either the driver circuit of FIG. 8 or the driver circuit of FIG. 9 is the same in that the phases of the two sets of coils are shifted from each other by π, and both realize a one-phase motor. There is no change.

図１０は、電磁コイル１１〜１４の各種の巻き方を示している。この例のように、巻き方を工夫することによって、隣接するコイルを常に逆方向に励磁させることが可能である。 FIG. 10 shows various winding methods of the electromagnetic coils 11 to 14. As in this example, it is possible to always excite adjacent coils in the reverse direction by devising the winding method.

図１１は、駆動信号生成部２４０（図７（Ａ））の内部構成と動作を示す説明図である。駆動信号生成部２４０は、基本クロック生成回路５１０と、１／Ｎ分周器５２０と、ＰＷＭ部５３０と、正逆方向指示値レジスタ５４０と、乗算器５５０と、符号化部５６０と、ＡＤ変換部５７０と、電圧指令値レジスタ５８０と、電圧比較器５８５と、励磁区間信号生成部５９０とを備えている。 FIG. 11 is an explanatory diagram showing the internal configuration and operation of the drive signal generator 240 (FIG. 7A). The drive signal generation unit 240 includes a basic clock generation circuit 510, a 1 / N frequency divider 520, a PWM unit 530, a forward / reverse direction instruction value register 540, a multiplier 550, an encoding unit 560, and an AD conversion. 570, voltage command value register 580, voltage comparator 585, and excitation interval signal generator 590.

基本クロック生成回路５１０は、所定の周波数を有するクロック信号ＰＣＬを発生する回路であり、例えばＰＬＬ回路で構成される。分周器５２０は、このクロック信号ＰＣＬの１／Ｎの周波数を有するクロック信号ＳＤＣを発生する。Ｎの値は所定の一定値に設定される。このＮの値は、予めＣＰＵ２２０によって分周器５２０に設定される。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算器５５０から供給される乗算値Ｍａと、正逆方向指示値レジスタ５４０から供給される正逆方向指示値ＲＩと、符号化部５６０から供給される正負符号信号Ｐａと、励磁区間信号生成部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａとに応じて、交流単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２（図７（Ａ））を生成する。この動作については後述する。 The basic clock generation circuit 510 is a circuit that generates a clock signal PCL having a predetermined frequency, and is composed of, for example, a PLL circuit. The frequency divider 520 generates a clock signal SDC having a frequency 1 / N of the clock signal PCL. The value of N is set to a predetermined constant value. The value of N is set in the frequency divider 520 by the CPU 220 in advance. The PWM unit 530 is supplied from the clock signals PCL and SDC, the multiplication value Ma supplied from the multiplier 550, the forward / reverse direction indication value RI supplied from the forward / reverse direction indication value register 540, and the encoding unit 560. AC single-phase drive signals DRVA1 and DRVA2 (FIG. 7A) are generated according to the positive / negative sign signal Pa and the excitation interval signal Ea supplied from the excitation interval signal generator 590. This operation will be described later.

正逆方向指示値レジスタ５４０内には、モータの回転方向を示す値ＲＩがＣＰＵ２２０によって設定される。本実施例では、正逆方向指示値ＲＩがローレベルのときにモータが正転し、ハイレベルのときに逆転する。ＰＷＭ部５３０に供給される他の信号Ｐａ，Ｍａ，Ｅａは以下のように決定される。 In the forward / reverse direction value register 540, a value RI indicating the rotation direction of the motor is set by the CPU 220. In the present embodiment, the motor rotates forward when the forward / reverse direction instruction value RI is at a low level, and reverses when it is at a high level. Other signals Pa, Ma, Ea supplied to the PWM unit 530 are determined as follows.

磁気センサ４０の出力ＳＳＡは、ＡＤ変換部５７０に供給される。このセンサ出力ＳＳＡのレンジは、例えばＧＮＤ（接地電位）からＶＤＤ（電源電圧）までであり、その中位点（＝ＶＤＤ／２）が出力波形の中位点（正弦波の原点を通る点）である。ＡＤ変換部５７０は、このセンサ出力ＳＳＡをＡＤ変換して、センサ出力のデジタル値を生成する。ＡＤ変換部５７０の出力のレンジは、例えばＦＦｈ〜０ｈ（語尾の”ｈ”は１６進数であることを示す）であり、中央値８０ｈがセンサ波形の中位点に相当する。 The output SSA of the magnetic sensor 40 is supplied to the AD converter 570. The range of the sensor output SSA is, for example, from GND (ground potential) to VDD (power supply voltage), and the middle point (= VDD / 2) is the middle point of the output waveform (point passing through the origin of the sine wave). It is. The AD conversion unit 570 performs AD conversion on the sensor output SSA to generate a digital value of the sensor output. The output range of the AD converter 570 is, for example, FFh to 0h (“h” at the end indicates a hexadecimal number), and the median value 80h corresponds to the middle point of the sensor waveform.

符号化部５６０は、ＡＤ変換後のセンサ出力値のレンジを変換するとともに、センサ出力値の中位点の値を０に設定する。この結果、符号化部５６０で生成されるセンサ出力値Ｘａは、正側の所定の範囲（例えば＋１２７〜０）と負側の所定の範囲（例えば０〜−１２７）の値を取る。但し、符号化部５６０から乗算器５５０に供給されるのは、センサ出力値Ｘａの絶対値であり、その正負符号は正負符号信号ＰａとしてＰＷＭ部５３０に供給される。 The encoding unit 560 converts the range of the sensor output value after AD conversion, and sets the middle value of the sensor output value to 0. As a result, the sensor output value Xa generated by the encoding unit 560 takes a value in a predetermined range on the positive side (for example, +127 to 0) and a predetermined range on the negative side (for example, 0 to -127). However, what is supplied from the encoding unit 560 to the multiplier 550 is the absolute value of the sensor output value Xa, and the sign of the sensor output value Xa is supplied to the PWM unit 530 as the sign signal Pa.

電圧指令値レジスタ５８０は、ＣＰＵ２２０によって設定された電圧指令値Ｙａを格納する。この電圧指令値Ｙａは、後述する励磁区間信号Ｅａとともに、モータの印加電圧を設定する値として機能するものであり、例えば０〜１．０の値を取る。仮に、非励磁区間を設けずに全区間を励磁区間とするように励磁区間信号Ｅａを設定した場合には、Ｙａ＝０は印加電圧をゼロとすることを意味し、Ｙａ＝１．０は印加電圧を最大値とすることを意味する。乗算器５５０は、符号化部５６０から出力されたセンサ出力値Ｘａと、電圧指令値Ｙａとを乗算して整数化し、その乗算値ＭａをＰＷＭ部５３０に供給する。 Voltage command value register 580 stores voltage command value Ya set by CPU 220. This voltage command value Ya functions as a value for setting the applied voltage of the motor together with an excitation interval signal Ea described later, and takes a value of 0 to 1.0, for example. If the excitation interval signal Ea is set so that the entire excitation interval is set without providing a non-excitation interval, Ya = 0 means that the applied voltage is zero, and Ya = 1.0 is This means that the applied voltage is the maximum value. Multiplier 550 multiplies sensor output value Xa output from encoding unit 560 and voltage command value Ya to produce an integer, and supplies the multiplied value Ma to PWM unit 530.

図１１（Ｂ）〜１１（Ｅ）は、乗算値Ｍａが種々の値を取る場合におけるＰＷＭ部５３０の動作を示している。ここでは、全期間が励磁区間であり非励磁区間が無いものと仮定している。ＰＷＭ部５３０は、クロック信号ＳＤＣの１周期の間に、デューティがＭａ／Ｎであるパルスを１つ発生させる回路である。すなわち、図１１（Ｂ）〜１１（Ｅ）に示すように、乗算値Ｍａが増加するに従って、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２のパルスのデューティが増加する。なお、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１は、正負符号信号Ｐａが正のときにのみパルスを発生する信号であり、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２は正負符号信号Ｐａが負のときにのみパルスを発生する信号であるが、図１１（Ｂ）〜１１（Ｅ）ではこれらを合わせて記載している。また、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。 11B to 11E show the operation of the PWM unit 530 when the multiplication value Ma takes various values. Here, it is assumed that the entire period is an excitation interval and there is no non-excitation interval. The PWM unit 530 is a circuit that generates one pulse with a duty of Ma / N during one cycle of the clock signal SDC. That is, as shown in FIGS. 11B to 11E, as the multiplication value Ma increases, the pulse duty of the single-phase drive signals DRVA1 and DRVA2 increases. The first drive signal DRVA1 is a signal that generates a pulse only when the sign signal Pa is positive, and the second drive signal DRVA2 is a signal that generates a pulse only when the sign signal Pa is negative. However, in FIGS. 11 (B) to 11 (E), these are described together. For convenience, the second drive signal DRVA2 is drawn as a negative pulse.

図１２（Ａ）〜１２（Ｃ）は、センサ出力の波形とＰＷＭ部５３０で生成される駆動信号の波形の対応関係を示す説明図である。図中、「Ｈｉｚ」は電磁コイルを未励磁状態としたハイインピーダンス状態を意味している。図１１で説明したように、単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２はセンサ出力ＳＳＡのアナログ波形を利用したＰＷＭ制御によって生成される。従って、これらの単相駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を用いて、各コイルに、センサ出力ＳＳＡの変化と対応するレベル変化を示す実効電圧を供給することが可能である。 12 (A) to 12 (C) are explanatory diagrams showing the correspondence between the waveform of the sensor output and the waveform of the drive signal generated by the PWM unit 530. FIG. In the figure, “Hiz” means a high impedance state in which the electromagnetic coil is in an unexcited state. As described in FIG. 11, the single-phase drive signals DRVA1 and DRVA2 are generated by PWM control using an analog waveform of the sensor output SSA. Therefore, using these single-phase drive signals DRVA1 and DRVA2, it is possible to supply each coil with an effective voltage indicating a level change corresponding to the change in the sensor output SSA.

ＰＷＭ部５３０は、さらに、励磁区間信号生成部５９０から供給される励磁区間信号Ｅａで示される励磁区間のみに駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を出力し、励磁区間以外の区間（非励磁区間）では駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２を出力しないように構成されている。図１２（Ｃ）は、励磁区間信号Ｅａによって励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定した場合の駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２の波形を示している。励磁区間ＥＰでは図１２（Ｂ）の駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２がそのまま発生し、非励磁区間ＮＥＰでは駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が発生しない。このように、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰを設定するようにすれば、逆起電力波形の中位点近傍（すなわち、センサ出力の中位点近傍）においてコイルに電圧を印加しないので、モータの効率をさらに向上させることが可能である。なお、励磁区間ＥＰは、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定されることが好ましく、非励磁区間ＮＥＰは、逆起電力波形の中位点（中心点）を中心とする対称な区間に設定されることが好ましい。 The PWM unit 530 further outputs the drive signals DRVA1 and DRVA2 only in the excitation interval indicated by the excitation interval signal Ea supplied from the excitation interval signal generation unit 590, and the drive signal in the intervals other than the excitation interval (non-excitation interval). It is configured not to output DRVA1 and DRVA2. FIG. 12C shows the waveforms of the drive signals DRVA1 and DRVA2 when the excitation interval EP and the non-excitation interval NEP are set by the excitation interval signal Ea. In the excitation interval EP, the drive signals DRVA1 and DRVA2 of FIG. 12B are generated as they are, and in the non-excitation interval NEP, the drive signals DRVA1 and DRVA2 are not generated. Thus, if the excitation interval EP and the non-excitation interval NEP are set, no voltage is applied to the coil in the vicinity of the middle point of the back electromotive force waveform (that is, in the vicinity of the middle point of the sensor output). It is possible to further improve the efficiency. The excitation interval EP is preferably set to a symmetrical interval centered on the peak of the back electromotive force waveform, and the non-excitation interval NEP is centered on the middle point (center point) of the back electromotive force waveform. It is preferable to set to a symmetrical section.

なお、前述したように、電圧指令値Ｙａを１未満の値に設定すれば、乗算値Ｍａが電圧指令値Ｙａに比例して小さくなる。従って、電圧指令値Ｙａによっても、実行的な印加電圧を調整することが可能である。 As described above, when the voltage command value Ya is set to a value less than 1, the multiplication value Ma becomes smaller in proportion to the voltage command value Ya. Therefore, the effective applied voltage can be adjusted also by the voltage command value Ya.

上述の説明から理解できるように、本実施例のモータでは、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとの両方を利用して印加電圧を調整することが可能である。望ましい印加電圧と、電圧指令値Ｙａ及び励磁区間信号Ｅａとの関係は、予め駆動制御回路２００（図７（Ａ））内のメモリにテーブルとして格納されていることが望ましい。こうすれば、駆動制御回路２００が、外部から望ましい印加電圧の目標値を受信したときに、ＣＰＵ２２０がその目標値に応じて、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａとを駆動信号生成部２４０に設定することが可能である。なお、印加電圧の調整には、電圧指令値Ｙａと、励磁区間信号Ｅａの両方を利用する必要はなく、いずれか一方のみを利用するようにしてもよい。 As can be understood from the above description, in the motor of this embodiment, it is possible to adjust the applied voltage using both the voltage command value Ya and the excitation interval signal Ea. The relationship between the desired applied voltage, the voltage command value Ya, and the excitation interval signal Ea is preferably stored in advance as a table in a memory in the drive control circuit 200 (FIG. 7A). In this way, when the drive control circuit 200 receives a target value of a desired applied voltage from the outside, the CPU 220 outputs the voltage command value Ya and the excitation interval signal Ea according to the target value, to the drive signal generation unit 240. Can be set. Note that it is not necessary to use both the voltage command value Ya and the excitation interval signal Ea to adjust the applied voltage, and only one of them may be used.

図１３は、ＰＷＭ部５３０（図１１）の内部構成の一例を示すブロック図である。ＰＷＭ部５３０は、カウンタ５３１と、ＥＸＯＲ回路５３３と、ＰＷＭ信号生成部５３５と、マスク回路５３７とを備えている。これらは以下のように動作する。 FIG. 13 is a block diagram illustrating an example of an internal configuration of the PWM unit 530 (FIG. 11). The PWM unit 530 includes a counter 531, an EXOR circuit 533, a PWM signal generation unit 535, and a mask circuit 537. These operate as follows.

図１４は、モータ正転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。この図１４には、２つのクロック信号ＰＣＬ，ＳＤＣと、乗算値Ｍａと、カウンタ５３１内のカウント値ＣＭ１と、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、正負符号信号Ｐａと、正逆方向指示値ＲＩと、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２と、ＰＷＭ信号生成部５３５の出力信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２と、励磁区間信号Ｅａと、マスク回路５３７の出力信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２とが示されている。カウンタ５３１は、クロック信号ＳＤＣの１期間毎に、クロック信号ＰＣＬに同期してカウント値ＣＭ１を０までダウンカウントする動作を繰り返す。カウント値ＣＭ１の初期値は乗算値Ｍａに設定される。なお、図１４では、図示の便宜上、乗算値Ｍａとして負の値も描かれているが、カウンタ５３１で使用されるのはその絶対値｜Ｍａ｜である。カウンタ５３１の出力Ｓ１は、カウント値ＣＭ１が０で無い場合にはハイレベルに設定され、カウント値ＣＭ１が０になるとローレベルに立ち下がる。 FIG. 14 is a timing chart showing the operation of the PWM unit 530 during normal rotation of the motor. In FIG. 14, two clock signals PCL and SDC, a multiplication value Ma, a count value CM1 in the counter 531, an output S1 of the counter 531, a positive / negative sign signal Pa, a forward / reverse direction instruction value RI, The output S2 of the EXOR circuit 533, the output signals PWM1 and PWM2 of the PWM signal generator 535, the excitation interval signal Ea, and the output signals DRVA1 and DRVA2 of the mask circuit 537 are shown. The counter 531 repeats the operation of down-counting the count value CM1 to 0 in synchronization with the clock signal PCL every period of the clock signal SDC. The initial value of the count value CM1 is set to the multiplication value Ma. In FIG. 14, a negative value is also drawn as the multiplication value Ma for convenience of illustration, but the counter 531 uses the absolute value | Ma |. The output S1 of the counter 531 is set to a high level when the count value CM1 is not 0, and falls to a low level when the count value CM1 becomes 0.

ＥＸＯＲ回路５３３は、正負符号信号Ｐａと正逆方向指示値ＲＩとの排他的論理和を示す信号Ｓ２を出力する。モータが正転する場合には、正逆方向指示値ＲＩがローレベルである。従って、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２は、正負符号信号Ｐａと同じ信号となる。ＰＷＭ信号生成部５３５は、カウンタ５３１の出力Ｓ１と、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２から、ＰＷＭ信号ＰＷＭ１，ＰＷＭ２を生成する。すなわち、カウンタ５３１の出力Ｓ１のうち、ＥＸＯＲ回路５３３の出力Ｓ２がローレベルの期間の信号を第１のＰＷＭ信号ＰＷＭ１として出力し、出力Ｓ２がハイレベルの期間の信号を第２のＰＷＭ信号ＰＷＭ２として出力する。マスク回路５３７は、２つのＡＮＤ回路を備えており、励磁区間信号ＥａとＰＷＭ信号ＰＷＭ１との論理積を示す駆動信号ＤＲＶＡ１を出力し、励磁区間信号ＥａとＰＷＭ信号ＰＷＭ２との論理積を示す駆動信号ＤＲＶＡ２を出力する。なお、図１４の右端部付近では、励磁区間信号Ｅａがローレベルに立ち下がり、これによって非励磁区間ＮＥＰが設定されている。従って、この非励磁区間ＮＥＰでは、いずれの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２も出力されず、ハイインピーダンス状態に維持される。 The EXOR circuit 533 outputs a signal S2 indicating an exclusive OR of the positive / negative sign signal Pa and the forward / reverse direction instruction value RI. When the motor rotates normally, the forward / reverse direction instruction value RI is at a low level. Therefore, the output S2 of the EXOR circuit 533 is the same signal as the positive / negative sign signal Pa. The PWM signal generation unit 535 generates PWM signals PWM1 and PWM2 from the output S1 of the counter 531 and the output S2 of the EXOR circuit 533. That is, of the output S1 of the counter 531, the signal during the period when the output S2 of the EXOR circuit 533 is at the low level is output as the first PWM signal PWM1, and the signal during the period when the output S2 is at the high level is output as the second PWM signal PWM2. Output as. The mask circuit 537 includes two AND circuits, outputs a drive signal DRVA1 indicating the logical product of the excitation interval signal Ea and the PWM signal PWM1, and drives indicating the logical product of the excitation interval signal Ea and the PWM signal PWM2. The signal DRVA2 is output. In the vicinity of the right end of FIG. 14, the excitation interval signal Ea falls to a low level, and thereby a non-excitation interval NEP is set. Accordingly, in this non-excitation interval NEP, none of the drive signals DRVA1, DRVA2 is output and the high impedance state is maintained.

なお、ＰＷＭ信号生成部５３５（図１３）は、本発明における原駆動信号生成部に相当し、マスク回路５３７（図１３）は、原駆動信号であるＰＷＭ信号ＰＷＭ１，２を、励磁区間信号Ｅａに応じて成形する駆動信号成形回路としての機能を有している。 Note that the PWM signal generation unit 535 (FIG. 13) corresponds to the original drive signal generation unit in the present invention, and the mask circuit 537 (FIG. 13) uses the PWM signals PWM1 and PWM2 that are the original drive signals as the excitation interval signal Ea. It functions as a drive signal shaping circuit for shaping according to the above.

図１５は、モータ逆転時のＰＷＭ部５３０の動作を示すタイミングチャートである。モータ逆転時には、正逆方向指示値ＲＩがハイレベルに設定される。この結果、２つの駆動信号ＤＲＶＡ１，ＤＲＶＡ２が図１４から入れ替わっており、この結果、モータが逆転することが理解できる。 FIG. 15 is a timing chart showing the operation of the PWM unit 530 during motor reverse rotation. During reverse rotation of the motor, the forward / reverse direction instruction value RI is set to a high level. As a result, it can be understood that the two drive signals DRVA1 and DRVA2 are interchanged from FIG. 14, and as a result, the motor reverses.

図１６は、励磁区間信号生成部５９０の構成を示すブロック図である。この図１６には、励磁区間信号生成部５９０の他に、磁気センサ４０と、電圧比較器５８５と、ＰＬＬ回路５１０と、ＣＰＵ２２０とが示されている（図１１（Ａ））。励磁区間信号生成部５９０は、制御部５９２と、第１カウンタ部５９４と、第２カウンタ部５９６と、カウンタ値記憶部５９８と、２つの演算値記憶部６００，６０２とを備えている。励磁区間信号生成部５９０は、さらに、２つの乗算回路６０４，６０５と、演算回路６０６と、２つの演算結果記憶部６０８，６１０と、比較回路６１２とを備えている。ＰＬＬ回路５１０は、励磁区間信号生成部５９０内で使用されるクロック信号ＰＣＬを生成する。制御部５９２は、このクロック信号ＰＣＬをカウンタ部５９４，５９６に供給するとともに、カウンタ値記憶部５９８や演算結果記憶部６０８，６１０に適切な保持タイミング（ラッチタイミング）を供給する。これらは以下のように動作する。 FIG. 16 is a block diagram illustrating a configuration of the excitation interval signal generation unit 590. FIG. 16 shows the magnetic sensor 40, the voltage comparator 585, the PLL circuit 510, and the CPU 220 in addition to the excitation interval signal generation unit 590 (FIG. 11A). The excitation interval signal generation unit 590 includes a control unit 592, a first counter unit 594, a second counter unit 596, a counter value storage unit 598, and two calculation value storage units 600 and 602. The excitation interval signal generation unit 590 further includes two multiplication circuits 604 and 605, an arithmetic circuit 606, two arithmetic result storage units 608 and 610, and a comparison circuit 612. The PLL circuit 510 generates a clock signal PCL used in the excitation interval signal generation unit 590. The control unit 592 supplies the clock signal PCL to the counter units 594 and 596 and supplies appropriate holding timing (latch timing) to the counter value storage unit 598 and the operation result storage units 608 and 610. These operate as follows.

図１７は、励磁区間信号生成部５９０の動作を示すタイミングチャートである。まず、電圧比較器５８５は、磁気センサ４０からの信号ＳＳＡ（アナログ）を基準信号（図示せず）と比較して、デジタル信号である電圧比較器信号ＳＣを生成する。この基準信号のレベルは、センサ信号ＳＳＡがとりうるレベルの中央値に設定されていることが好ましい。第１カウンタ部５９４は、制御部５９２から供給されるクロック信号ＰＣＬに基づき、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間におけるクロック数をカウントする。すなわち、第１カウンタ部５９４は、電圧比較器信号ＳＣがローレベルからハイレベルになったタイミングでカウントを開始し、電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎｉ（ｉは周期の番号）をカウンタ値記憶部５９８に記憶させる。第１カウンタ部５９４は、その後、次の周期において電圧比較器信号ＳＣが再びハイレベルを示したタイミングで、内部のカウンタ値Ｎｉを０にリセットし、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間におけるクロック数をカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）として再びカウントする。そして、第１カウンタ部５９４は、電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）をカウンタ値記憶部５９８に上書きする。 FIG. 17 is a timing chart showing the operation of the excitation interval signal generator 590. First, the voltage comparator 585 compares the signal SSA (analog) from the magnetic sensor 40 with a reference signal (not shown) to generate a voltage comparator signal SC that is a digital signal. The level of the reference signal is preferably set to a median value that can be taken by the sensor signal SSA. The first counter unit 594 counts the number of clocks during the period in which the voltage comparator signal SC is at a high level based on the clock signal PCL supplied from the control unit 592. That is, the first counter unit 594 starts counting at the timing when the voltage comparator signal SC changes from low level to high level, and at the timing when the voltage comparator signal SC indicates low level, the counter value Ni at that time (I is a cycle number) is stored in the counter value storage unit 598. The first counter unit 594 then resets the internal counter value Ni to 0 at the timing when the voltage comparator signal SC again shows a high level in the next cycle, and the voltage comparator signal SC shows a high level. The number of clocks in a certain period is counted again as the counter value N (i + 1). Then, the first counter unit 594 overwrites the counter value storage unit 598 with the counter value N (i + 1) at that time when the voltage comparator signal SC shows a low level.

第１の演算値記憶部６００（図１６）は、ＣＰＵ２２０により設定された演算値ＳＴを記憶する。図１６および図１７の例では、演算値ＳＴ＝０．２である。演算回路６０６は、演算値ＳＴ記憶部６００に記憶された演算値ＳＴを１から減算し、得られた演算結果（演算値ＥＤ＝１−ＳＴ）を第２の演算値記憶部６０２に記憶させる。第１の乗算回路６０４は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第１の演算値記憶部６００に記憶された演算値ＳＴと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＳＴ）を第１の演算結果記憶部６０８に記憶させる。第２の乗算回路６０５は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第２の演算値記憶部６０２に記憶された演算値ＥＤと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＥＤ）を第２の演算結果記憶部６１０に記憶させる。 First calculated value storage unit 600 (FIG. 16) stores calculated value ST set by CPU 220. In the examples of FIGS. 16 and 17, the calculation value ST = 0.2. The arithmetic circuit 606 subtracts the operation value ST stored in the operation value ST storage unit 600 from 1, and stores the obtained operation result (operation value ED = 1−ST) in the second operation value storage unit 602. . The first multiplication circuit 604 multiplies the counter value Ni stored in the counter value storage unit 598 and the calculation value ST stored in the first calculation value storage unit 600, and obtains the calculation result (= Ni × ST) is stored in the first calculation result storage unit 608. The second multiplication circuit 605 multiplies the counter value Ni stored in the counter value storage unit 598 and the operation value ED stored in the second operation value storage unit 602, and obtains an operation result (= Ni × ED) is stored in the second calculation result storage unit 610.

第２カウンタ部５９６は、制御部５９２から供給されるクロック信号ＰＣＬに基づき、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示したタイミングからクロック数のカウントを開始し、ローレベルを示したタイミングでカウントを終了する。そして、カウンタを０にリセットすると共に、電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示したタイミングからのクロック数のカウントを開始し、ハイレベルを示したタイミングでカウントを終了する。これらのカウンタ値Ｍは、比較回路６１２に順次入力される。 Based on the clock signal PCL supplied from the control unit 592, the second counter unit 596 starts counting the number of clocks from the timing at which the voltage comparator signal SC indicates a high level, and counts at the timing at which the voltage comparator signal SC indicates a low level. finish. Then, the counter is reset to 0, and counting of the number of clocks from the timing when the voltage comparator signal SC indicates the low level is started, and the counting is ended at the timing when the voltage comparator signal SC indicates the high level. These counter values M are sequentially input to the comparison circuit 612.

比較回路６１２は、励磁区間信号Ｅａを生成して出力するウインドウコンパレータである。すなわち、第１の演算結果記憶部６０８に記憶された演算結果（＝Ｎｉ×ＳＴ）と、第２カウンタ部５９６から順次入力される第２カウンタ値Ｍと、を比較し、これらが一致したタイミングで励磁区間信号Ｅａをハイレベルにする。そして、第２の演算結果記憶部６１０に記憶された演算結果（＝Ｎｉ×ＥＤ）と、第２カウンタ部５９６から順次入力される第２カウンタ値Ｍと、を比較し、これらが一致したタイミングで励磁区間信号Ｅａをローレベルにする。電圧比較器信号ＳＣがローレベルを示している期間においても、上記と同様の手法で励磁区間信号Ｅａを出力する。 The comparison circuit 612 is a window comparator that generates and outputs an excitation interval signal Ea. That is, the calculation result (= Ni × ST) stored in the first calculation result storage unit 608 is compared with the second counter value M sequentially input from the second counter unit 596, and the timing at which they match. To set the excitation interval signal Ea to the high level. Then, the calculation result (= Ni × ED) stored in the second calculation result storage unit 610 is compared with the second counter value M sequentially input from the second counter unit 596, and the timing at which they match. The excitation interval signal Ea is set to low level. Even during the period in which the voltage comparator signal SC shows a low level, the excitation interval signal Ea is output in the same manner as described above.

図１７からわかるように、励磁区間信号生成部５９０は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間をカウントし、そのハイレベル期間を基準として、次の周期において励磁区間信号Ｅａがハイレベルを示す開始時期と終了時期とを決定している。例えば、演算値ＳＴ＝０．２の場合では、励磁区間信号Ｅａがハイレベルになる開始点は、電圧比較器信号ＳＣの立ち上がりエッジおよび立ち下がりエッジのそれぞれから起算して、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間を０．２倍した分だけ経過した時点である。そして、励磁区間信号Ｅａがハイレベルからローレベルになる終了点は、電圧比較器信号ＳＣの立ち下りエッジおよび立ち上がりエッジのそれぞれから起算して、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間を０．８倍した分だけ経過した時点である。したがって、前の周期の電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の長さを１とすると、次の周期の励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間は０．６（＝０．８−０．２）となる。 As can be seen from FIG. 17, the excitation interval signal generation unit 590 counts the high level period of the voltage comparator signal SC, and the excitation interval signal Ea starts to show a high level in the next cycle with reference to the high level period. The time and end time are determined. For example, in the case of the calculation value ST = 0.2, the starting point at which the excitation interval signal Ea becomes high level is calculated from the rising edge and the falling edge of the voltage comparator signal SC, and the voltage of the previous period. This is the time when the high level period of the comparator signal SC has elapsed by 0.2. The end point at which the excitation interval signal Ea becomes the low level from the high level is calculated from the falling edge and the rising edge of the voltage comparator signal SC, and the high period of the voltage comparator signal SC in the previous cycle. Is the time when 0.8 times has passed. Therefore, if the length of the high level signal period of the voltage comparator signal SC of the previous period is 1, the high level signal period of the excitation period signal Ea of the next period is 0.6 (= 0.8−0.2). )

なお、励磁区間信号生成部５９０（図１６）は、本発明における励磁区間設定部に相当し、第１と第２のカウンタ部５９４，５９６は、本発明における期間計測部に相当する。そして、乗算回路６０４は、本発明における開始時期設定部に相当し、乗算回路６０５は、本発明における終了時期設定部に相当し、比較回路６１２は、本発明における励磁区間制御部に相当する。また、センサ信号ＳＳＡは、本発明における位置信号に相当し、電圧比較器信号ＳＣは、本発明におけるタイミング信号に相当する。 The excitation interval signal generator 590 (FIG. 16) corresponds to the excitation interval setting unit in the present invention, and the first and second counter units 594 and 596 correspond to the period measuring unit in the present invention. The multiplication circuit 604 corresponds to the start time setting unit in the present invention, the multiplication circuit 605 corresponds to the end time setting unit in the present invention, and the comparison circuit 612 corresponds to the excitation interval control unit in the present invention. The sensor signal SSA corresponds to the position signal in the present invention, and the voltage comparator signal SC corresponds to the timing signal in the present invention.

以上のように、電圧比較器信号ＳＣが正確に同一の周期でオン／オフを繰り返す場合は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置と、励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間の中心位置とはほぼ一致する。そして、電圧比較器信号ＳＣのローレベル信号期間の中心位置と、励磁区間信号Ｅａのハイレベル信号期間の中心位置ともほぼ一致することとなる。つまり、励磁区間ＥＰを、逆起電力波形のピークを中心とする対称な区間に設定することができ、非励磁区間ＮＥＰを、逆起電力波形の中位点を中心とする対称な区間に設定することができる。また、ＣＰＵ２２０によって演算値ＳＴの値を任意に設定すれば、励磁区間ＥＰの幅を任意に設定することができる。 As described above, when the voltage comparator signal SC is repeatedly turned on / off at exactly the same cycle, the center position of the high level signal period of the voltage comparator signal SC and the high level signal period of the excitation interval signal Ea. It almost coincides with the center position. Then, the center position of the low level signal period of the voltage comparator signal SC substantially coincides with the center position of the high level signal period of the excitation interval signal Ea. That is, the excitation interval EP can be set to a symmetrical interval centered on the peak of the back electromotive force waveform, and the non-excitation interval NEP can be set to a symmetrical interval centered on the middle point of the back electromotive force waveform. can do. Further, if the CPU 220 arbitrarily sets the calculated value ST, the width of the excitation interval EP can be arbitrarily set.

図１８は、励磁区間を変化させた場合における効果を示すグラフである。図中に示す励磁区間比とは、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間に対する励磁区間信号Ｅａのハイレベル期間の割合を意味する。例えば、上述した演算値ＳＴ＝０．２の場合は、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル期間に対して励磁区間信号がハイレベルとなっている期間は０．６倍であるため、励磁区間比は６０％となる。１５[Ｖ]時、１２[Ｖ]時、１０[Ｖ]時とは、コイルに印加されるＰＷＭ信号のピーク電圧（図８のドライバ回路２５０の電源電圧ＶＳＵＰ）を示している。また、図１８における各種の数値は、モータに同一負荷を掛け、トルク一定、回転数一定の定常状態で計測している。図１８（Ａ）は、励磁区間比と消費電力との関係を示している。励磁区間比を小さくしていくと、消費電力を小さくできることがわかる。図１８（Ｂ）は、励磁区間比と回転数との関係を示している。励磁区間比を小さくしていくと、定常状態での回転数も小さくなることがわかる。ただし、励磁区間比が７０％近傍までは、励磁区間比を小さくしても回転数を維持することができる。図１８（Ｃ）は、励磁区間信号生成部５９０を設けて励磁区間比を任意に設定したモータと、全区間を励磁区間としたモータとを回転数を同一とした場合において比較し、励磁区間比を設定したモータは、全区間を励磁区間としたモータに対してどの程度の電力削減効果があるのかを示している。この図１８（Ｃ）によると、励磁区間比が７０％から９０％の領域において電力削減率が高くなることがわかる。 FIG. 18 is a graph showing the effect when the excitation interval is changed. The excitation interval ratio shown in the figure means the ratio of the high level period of the excitation interval signal Ea to the high level period of the voltage comparator signal SC. For example, in the case of the above-described calculation value ST = 0.2, since the period during which the excitation interval signal is at the high level is 0.6 times the high level period of the voltage comparator signal SC, the excitation interval ratio is Is 60%. 15 [V], 12 [V], and 10 [V] indicate the peak voltage of the PWM signal applied to the coil (the power supply voltage VSUP of the driver circuit 250 in FIG. 8). Further, various numerical values in FIG. 18 are measured in a steady state in which the same load is applied to the motor and the torque is constant and the rotation speed is constant. FIG. 18A shows the relationship between the excitation interval ratio and power consumption. It can be seen that the power consumption can be reduced by reducing the excitation interval ratio. FIG. 18B shows the relationship between the excitation interval ratio and the rotational speed. It can be seen that as the excitation interval ratio is reduced, the rotational speed in the steady state is also reduced. However, the rotation speed can be maintained even if the excitation interval ratio is reduced until the excitation interval ratio is close to 70%. FIG. 18C shows a comparison between a motor in which an excitation interval signal generator 590 is provided and the excitation interval ratio is arbitrarily set, and a motor having all intervals as excitation intervals when the rotation speed is the same. The motor for which the ratio is set indicates how much power is reduced with respect to the motor having the entire interval as the excitation interval. As can be seen from FIG. 18C, the power reduction rate increases in the region where the excitation interval ratio is 70% to 90%.

このように、第１実施例では、デジタル回路である励磁区間信号生成部５９０によって、任意に励磁区間信号Ｅａを生成することができる。また、励磁区間信号生成部５９０をデジタル回路で実現しているため、ＩＣ化が容易である。 As described above, in the first embodiment, the excitation interval signal Ea can be arbitrarily generated by the excitation interval signal generation unit 590 which is a digital circuit. In addition, since the excitation interval signal generation unit 590 is realized by a digital circuit, it is easy to make an IC.

Ｂ．第２実施例：
図１９は、第２実施例における励磁区間信号生成部５９０ｂの構成を示す説明図である。図１６に示した第１実施例との違いは、第２カウンタ部５９６が省略されている点と、第１カウンタ部５９４ｂの動作が異なっている点と、カウンタ値記憶部５９８と２つの演算結果記憶部６０８，６１０のラッチタイミングが追加されているという点だけであり、他の構成は第１実施例と同じである。これらは以下のように動作する。 B. Second embodiment:
FIG. 19 is an explanatory diagram showing the configuration of the excitation interval signal generator 590b in the second embodiment. The difference from the first embodiment shown in FIG. 16 is that the second counter unit 596 is omitted, the operation of the first counter unit 594b is different, and the counter value storage unit 598 and two operations. The only difference is that the latch timings of the result storage units 608 and 610 are added, and the other configuration is the same as that of the first embodiment. These operate as follows.

図２０は、第２実施例における励磁区間信号生成部５９０ｂの動作を示すタイミングチャートである。第１カウンタ部５９４ｂは、制御部５９２から供給されるクロック信号ＰＣＬに基づき、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間におけるクロック数と、ローレベルを示している期間におけるクロック数とをカウントする。すなわち、第１カウンタ部５９４ｂは、電圧比較器信号ＥＣがローレベルからハイレベルになったタイミングでカウントを開始し、電圧比較器信号ＥＣがローレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎｉ（ｉは周期の番号）をカウンタ値記憶部５９８に記憶させる。第１カウンタ部５９４ｂは、その後、内部のカウンタ値Ｎｉを０にリセットし、電圧比較器信号がローレベルを示している期間におけるクロック数をカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）としてカウントする。そして、第１カウンタ部５９４ｂは、電圧比較器信号ＥＣがハイレベルを示したタイミングで、そのときのカウンタ値Ｎ（ｉ＋１）をカウンタ値記憶部５９８に上書きする。また、カウント中において変動しているカウンタ値Ｎは、比較回路６１２ｂに順次入力される。 FIG. 20 is a timing chart showing the operation of the excitation interval signal generator 590b in the second embodiment. Based on the clock signal PCL supplied from the control unit 592, the first counter unit 594 b calculates the number of clocks in the period in which the voltage comparator signal SC indicates a high level and the number of clocks in a period in which the voltage comparator signal SC indicates a low level. Count. That is, the first counter unit 594b starts counting at the timing when the voltage comparator signal EC changes from low level to high level, and at the timing when the voltage comparator signal EC shows low level, the counter value Ni at that time (I is a cycle number) is stored in the counter value storage unit 598. Thereafter, the first counter unit 594b resets the internal counter value Ni to 0, and counts the number of clocks during the period in which the voltage comparator signal indicates the low level as the counter value N (i + 1). Then, the first counter unit 594b overwrites the counter value storage unit 598 with the counter value N (i + 1) at that time when the voltage comparator signal EC indicates a high level. Further, the counter value N that is changing during the counting is sequentially input to the comparison circuit 612b.

第１の乗算回路６０４は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第１の演算値記憶部６００に記憶された演算値ＳＴと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＳＴ）を第１の演算結果記憶部６０８に記憶させる。第２の乗算回路６０５は、カウンタ値記憶部５９８に記憶されたカウンタ値Ｎｉと、第２の演算値記憶部６０２に記憶された演算値ＥＤと、を掛け合わせ、得られた演算結果（＝Ｎｉ×ＥＤ）を第２の演算結果記憶部６１０に記憶させる。この第２実施例では、２つの乗算回路６０４，６０５は、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルからローレベルになったタイミングだけでなく、ローレベルからハイレベルになったタイミングにおいても演算を行い、演算結果を演算結果記憶部６０８，６１０に記憶させる。 The first multiplication circuit 604 multiplies the counter value Ni stored in the counter value storage unit 598 and the calculation value ST stored in the first calculation value storage unit 600, and obtains the calculation result (= Ni × ST) is stored in the first calculation result storage unit 608. The second multiplication circuit 605 multiplies the counter value Ni stored in the counter value storage unit 598 and the operation value ED stored in the second operation value storage unit 602, and obtains an operation result (= Ni × ED) is stored in the second calculation result storage unit 610. In the second embodiment, the two multiplying circuits 604 and 605 perform calculations not only at the timing when the voltage comparator signal SC changes from the high level to the low level, but also at the timing when the voltage comparator signal SC changes from the low level to the high level. The calculation results are stored in the calculation result storage units 608 and 610.

比較回路６１２ｂは、第１カウンタ部５９４から順次入力される第１カウンタ値Ｎを、演算結果（Ｎｉ×ＳＴ，Ｎｉ×ＥＤ）との比較に用いている点が第１実施例と異なるだけであり、他の動作は第1実施例と同様である。 The comparison circuit 612b is different from the first embodiment only in that the first counter value N sequentially input from the first counter unit 594 is used for comparison with the calculation result (Ni × ST, Ni × ED). The other operations are the same as in the first embodiment.

このように、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間と、ローレベル信号期間とをカウントし、それらに基づいても、第１実施例と同様に、任意に励磁区間信号Ｅａを生成することができる。 As described above, the high level signal period and the low level signal period of the voltage comparator signal SC are counted, and based on them, the excitation interval signal Ea can be arbitrarily generated as in the first embodiment. it can.

Ｃ．第３実施例：
図２１は、第３実施例における励磁区間信号生成部５９０ｃの構成を示す説明図である。図１６に示した第１実施例との違いは、セレクタ６２０が追加されている点と、第２カウンタ部５９６が省略されている点だけであり、他の構成は第１実施例と同じである。セレクタ６２０は、モータの初動時には常に励磁区間信号Ｅａをハイレベル信号として出力する。そして、モータが所定の回転速度に達した時点あるいは所定の時間が経過した時点において、励磁区間信号Ｅａの出力を比較回路６１２からの信号に切り替える。この切り替えのタイミングは、あらかじめＣＰＵ２２０によってセレクタ６２０に設定される。これらは以下のように動作する。 C. Third embodiment:
FIG. 21 is an explanatory diagram showing the configuration of the excitation interval signal generator 590c in the third embodiment. The only difference from the first embodiment shown in FIG. 16 is that the selector 620 is added and the second counter unit 596 is omitted, and the other configuration is the same as that of the first embodiment. is there. The selector 620 always outputs the excitation interval signal Ea as a high level signal when the motor is initially operated. Then, when the motor reaches a predetermined rotation speed or when a predetermined time has elapsed, the output of the excitation interval signal Ea is switched to the signal from the comparison circuit 612. This switching timing is preset in the selector 620 by the CPU 220. These operate as follows.

図２２は、第３実施例における励磁区間信号生成部５９０ｃの動作を示すタイミングチャートである。図１７に示した第１実施例との違いは、比較回路６１２が、第１カウンタ部５９４から入力されるカウンタ値Ｎを用いて励磁区間信号Ｅａのハイレベル期間を設定している点と、電圧比較器信号ＳＣがハイレベルを示している期間にのみ、励磁区間信号Ｅａがハイレベルを示すという点だけであり、他の動作は第１実施例と同じである。 FIG. 22 is a timing chart showing the operation of the excitation interval signal generator 590c in the third embodiment. The difference from the first embodiment shown in FIG. 17 is that the comparison circuit 612 sets the high level period of the excitation interval signal Ea using the counter value N input from the first counter unit 594. Only in the period when the voltage comparator signal SC shows a high level, the excitation interval signal Ea shows a high level, and the other operations are the same as in the first embodiment.

このように、モータに負荷のかかる初動時等は全区間を励磁区間ＥＰとし、負荷の小さい安定時等では励磁区間信号生成部５９０ｃによって、励磁区間ＥＰと非励磁区間ＮＥＰとを設定するようにしてもよい。 In this way, the excitation interval EP is set to the excitation interval EP when the motor is initially loaded, and the excitation interval EP and the non-excitation interval NEP are set by the excitation interval signal generation unit 590c when the load is stable. May be.

Ｄ．第４実施例：
図２３は、第４実施例における駆動信号生成部２４０ｄの内部構成を示す説明図である。図１１で示した第１実施例との違いは、電圧比較器５８５が省略されている点と、磁気センサ４０ｄの出力ＳＳＤがデジタル信号となっている点と、磁気センサ出力ＳＳＤに基づいて正弦波を生成する正弦波発生回路７００が設けられている点であり、他の構成は第１実施例ないし第３実施例と同じである。 D. Fourth embodiment:
FIG. 23 is an explanatory diagram showing the internal configuration of the drive signal generator 240d in the fourth embodiment. The difference from the first embodiment shown in FIG. 11 is that the voltage comparator 585 is omitted, the output SSD of the magnetic sensor 40d is a digital signal, and the sine based on the magnetic sensor output SSD. A sine wave generation circuit 700 for generating a wave is provided, and other configurations are the same as those in the first to third embodiments.

励磁区間信号生成部５９０は、磁気センサ４０ｄの出力ＳＳＤ（デジタル２値信号）を入力とする。この磁気センサ出力ＳＳＤと、第１実施例ないし第３実施例で使用した電圧比較器信号ＳＣとは、いずれも電動機の動作に同期して発生する周期的なデジタル信号である点で共通している。この場合、磁気センサ出力ＳＳＤは、本発明における位置信号とタイミング信号とに相当することとなる。第４実施例における励磁区間信号生成部５９０としては、第１ないし第３実施例のいずれの構成を採用してもよい。 The excitation interval signal generator 590 receives the output SSD (digital binary signal) of the magnetic sensor 40d as an input. The magnetic sensor output SSD and the voltage comparator signal SC used in the first to third embodiments are common in that both are periodic digital signals generated in synchronization with the operation of the motor. Yes. In this case, the magnetic sensor output SSD corresponds to the position signal and the timing signal in the present invention. As the excitation interval signal generator 590 in the fourth embodiment, any configuration of the first to third embodiments may be adopted.

図２４は、磁石列とコイル列の位置関係、及び、コイルの逆起電力波形と磁気センサ出力と正弦波発生回路７００の出力との関係を示す説明図である。磁気センサ４０ｄは、図２４（Ｃ）に示すように、コイルの逆起電力に応じたデジタル信号を出力することができ、例えばデジタル出力のホールＩＣで実現することができる。正弦波発生回路７００は、図２４（Ｄ）に示すように、センサ出力ＳＳＤに同期したデジタルの正弦波を出力する。 FIG. 24 is an explanatory diagram showing the positional relationship between the magnet array and the coil array, and the relationship between the back electromotive force waveform of the coil, the magnetic sensor output, and the output of the sine wave generation circuit 700. As shown in FIG. 24C, the magnetic sensor 40d can output a digital signal corresponding to the counter electromotive force of the coil, and can be realized by, for example, a digital output Hall IC. As shown in FIG. 24D, the sine wave generating circuit 700 outputs a digital sine wave synchronized with the sensor output SSD.

図２５は、正弦波発生回路７００の内部構成を示す説明図である。正弦波発生回路７００は、ＰＬＬ回路７１０と、波形テーブル７２０とを備えている。ＰＬＬ回路７１０は、位相比較部７１２と、ループフィルタ７１４と、電圧制御発振器７１６と、分周器７１８とを備えている。分周器７１８は、分周値Ｎａを記憶している。センサ出力ＳＳＤは、位相比較部７１２に入力される。一方、分周器７１８によって生成される分周信号ＤＶＳＳＤは、位相比較部７１２に比較信号として入力される。位相比較部７１２は、これら２つの信号ＳＳＤ，ＤＶＳＳＤの位相差を示す誤差信号ＣＰＳを生成する。この誤差信号ＣＰＳは、チャージポンプ回路を内蔵するループフィルタ７１４に送られる。ループフィルタ７１４は、誤差信号ＣＰＳのパルスレベルとパルス数とに応じた電圧レベルを有する電圧制御信号ＬＰＳを生成して出力する。 FIG. 25 is an explanatory diagram showing the internal configuration of the sine wave generating circuit 700. As shown in FIG. The sine wave generation circuit 700 includes a PLL circuit 710 and a waveform table 720. The PLL circuit 710 includes a phase comparison unit 712, a loop filter 714, a voltage controlled oscillator 716, and a frequency divider 718. The frequency divider 718 stores a frequency division value Na. The sensor output SSD is input to the phase comparison unit 712. On the other hand, the divided signal DVSSD generated by the frequency divider 718 is input to the phase comparison unit 712 as a comparison signal. The phase comparison unit 712 generates an error signal CPS indicating the phase difference between these two signals SSD and DVSSD. This error signal CPS is sent to a loop filter 714 having a built-in charge pump circuit. The loop filter 714 generates and outputs a voltage control signal LPS having a voltage level corresponding to the pulse level and the number of pulses of the error signal CPS.

電圧制御信号ＬＰＳは、電圧制御発振器（ＶＣＯ）７１６に供給される。電圧制御発振器７１６は、電圧制御信号ＬＰＳの電圧レベルに応じた周波数を有する可変クロック信号ＶＳＳＤを出力する。この可変クロック信号ＶＳＳＤは、分周器７１８で１／Ｎａに分周されて、分周信号ＤＶＳＳＤが生成される。この分周信号ＤＶＳＳＤは、前述したように、位相比較部７１２に送られてセンサ出力ＳＳＤと位相比較される。この結果、２つの信号ＳＳＤ，ＤＶＳＳＤの位相差が０になるように、可変クロック信号ＶＳＳＤの周波数が収束する。収束後の可変クロック信号ＶＳＳＤの周波数は、センサ出力ＳＳＤの周波数に分周値Ｎａを乗じた値となる。 The voltage control signal LPS is supplied to a voltage controlled oscillator (VCO) 716. The voltage controlled oscillator 716 outputs a variable clock signal VSSD having a frequency corresponding to the voltage level of the voltage control signal LPS. The variable clock signal VSSD is divided by a frequency divider 718 to 1 / Na to generate a divided signal DVSSD. As described above, the frequency-divided signal DVSSD is sent to the phase comparison unit 712 and phase-compared with the sensor output SSD. As a result, the frequency of the variable clock signal VSSD converges so that the phase difference between the two signals SSD and DVSSD becomes zero. The frequency of the variable clock signal VSSD after convergence is a value obtained by multiplying the frequency of the sensor output SSD by the frequency division value Na.

波形テーブル７２０のアドレスは、分周信号ＤＶＳＳＤのパルスに応じて０から（Ｎａ−１）の範囲で循環的に変化し、個々のアドレスに記憶されている波形値信号ＷＤを順次出力する。この波形値は、パルスがＮａ個発生する間に１つの正弦波を生成するような値に設定されている。本実施例では、波形値のレンジは、＋１２７から−１２７となっている。符合化部５６０（図２３）は、波形値信号ＷＤを基に、乗算値Ｍａと正負符号信号Ｐａを生成する。 The address of the waveform table 720 changes cyclically in the range of 0 to (Na-1) according to the pulse of the frequency division signal DVSSD, and the waveform value signal WD stored in each address is sequentially output. This waveform value is set to a value that generates one sine wave while Na pulses are generated. In this embodiment, the waveform value range is from +127 to -127. Encoding section 560 (FIG. 23) generates multiplication value Ma and positive / negative sign signal Pa based on waveform value signal WD.

このように、アナログ信号を出力する磁気センサ４０の代わりに、デジタル信号を出力する磁気センサ４０ｄを用いても、第１実施例ないし第３実施例と同様に、任意に励磁区間信号Ｅａを生成することができる。 Thus, even if the magnetic sensor 40d that outputs a digital signal is used instead of the magnetic sensor 40 that outputs an analog signal, the excitation interval signal Ea is arbitrarily generated as in the first to third embodiments. can do.

Ｅ．第５実施例：
図２６は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの構成を示す説明図である。図１６に示した第１実施例との違いは、演算値記憶部６０２ｅに記憶される演算値ＥＤの値が、演算値ＳＴとは独立した値として設定されている点だけであり、他の構成は第１実施例と同様である。 E. Example 5:
FIG. 26 is an explanatory diagram showing the configuration of the excitation interval signal generator 590e in the fifth embodiment. The only difference from the first embodiment shown in FIG. 16 is that the value of the calculation value ED stored in the calculation value storage unit 602e is set as a value independent of the calculation value ST. The configuration is the same as in the first embodiment.

図２７は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの動作を示すタイミングチャートである。図１７に示した第１実施例との違いは、演算値ＥＤの値がＣＰＵ２２０によって０．６に設定されている点と、演算値ＥＤを０．６に設定したことにより、励磁区間信号Ｅａの励磁区間ＥＰの中心位置が、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置よりも時間的に早い位置となっている点だけであり、他の動作は第１実施例と同じである。 FIG. 27 is a timing chart showing the operation of the excitation interval signal generator 590e in the fifth embodiment. The difference from the first embodiment shown in FIG. 17 is that the value of the calculated value ED is set to 0.6 by the CPU 220 and that the calculated value ED is set to 0.6. The only difference is that the center position of the excitation interval EP is a position earlier in time than the center position of the high level signal period of the voltage comparator signal SC, and the other operations are the same as in the first embodiment. .

図２８は、第５実施例における励磁区間信号生成部５９０ｅの動作の他の例を示すタイミングチャートである。図２７との違いは、演算値ＳＴが０．４に設定され、演算値ＥＤが０．８に設定されている点と、励磁区間信号Ｅａの励磁区間ＥＰの中心位置が、電圧比較器信号ＳＣのハイレベル信号期間の中心位置よりも時間的に遅い位置となっている点だけであり、他の動作は図２７と同じである。 FIG. 28 is a timing chart showing another example of the operation of the excitation interval signal generator 590e in the fifth embodiment. The difference from FIG. 27 is that the calculation value ST is set to 0.4, the calculation value ED is set to 0.8, and the center position of the excitation interval EP of the excitation interval signal Ea is the voltage comparator signal. It is only a point that is later in time than the center position of the high level signal period of SC, and other operations are the same as those in FIG.

以上のように、演算値ＳＴの値と、演算値ＥＤの値と、をＣＰＵ２２０によって任意に設定すれば、励磁区間ＥＰの位相（時間的な幅と時間的な位置）を任意に設定することが可能となる。例えば、インダクタンスの影響によりモータの回転数に応じて電流位相に遅延が生じる場合には、この遅延を補正するために励磁区間ＥＰの中心位置が時間的に進んだ位置となるように演算値ＳＴの値および演算値ＥＤの値を設定することが好ましい。そうすれば、第１と第２のＰＷＭ信号ＰＷＭ１，２の位相を進めなくとも、励磁区間ＥＰの時間的位置を進めるだけで、第１と第２の駆動信号ＤＲＶＡ１，２の位相を進める進角制御を行うことができる。また、進角制御と同様に、遅角制御も実現することが可能である。 As described above, if the value of the calculation value ST and the value of the calculation value ED are arbitrarily set by the CPU 220, the phase (temporal width and temporal position) of the excitation interval EP can be arbitrarily set. Is possible. For example, when a delay occurs in the current phase according to the rotation speed of the motor due to the influence of the inductance, the calculated value ST is set so that the center position of the excitation interval EP becomes a position advanced in time in order to correct this delay. It is preferable to set the value of and the value of the calculation value ED. By doing so, it is possible to advance the phase of the first and second drive signals DRVA1, 2 only by advancing the temporal position of the excitation interval EP, without advancing the phase of the first and second PWM signals PWM1, 2. Angle control can be performed. Further, similarly to the advance angle control, it is possible to realize the retard angle control.

図２９は、モータの回転数と進角制御を行う場合における進角値との関係を示すグラフである。このように、ＣＰＵ２２０は、モータの回転数に応じて、励磁区間ＥＰの進角値を定め、その進角値を実現するように演算値ＳＴの値と演算値ＥＤの値とを設定することが好ましい。 FIG. 29 is a graph showing the relationship between the rotational speed of the motor and the advance value when the advance angle control is performed. As described above, the CPU 220 determines the advance value of the excitation interval EP according to the rotational speed of the motor, and sets the value of the calculation value ST and the value of the calculation value ED so as to realize the advance value. Is preferred.

Ｆ．第６実施例：
図３０は、第６実施例における励磁区間信号生成部５９０ｆの構成を示す説明図である。図２１に示した第３実施例との違いは、演算値記憶部６０２ｆに記憶される演算値ＥＤの値が、ＣＰＵ２２０によって設定されている点だけであり、その他の点は第３実施例と同様である。この第６実施例においても、第５実施例と同様に、励磁区間ＥＰの位相を任意に調整することが可能である。 F. Example 6:
FIG. 30 is an explanatory diagram showing the configuration of the excitation interval signal generator 590f in the sixth embodiment. The only difference from the third embodiment shown in FIG. 21 is that the value of the calculated value ED stored in the calculated value storage unit 602f is set by the CPU 220, and the other points are different from the third embodiment. It is the same. Also in the sixth embodiment, the phase of the excitation interval EP can be arbitrarily adjusted as in the fifth embodiment.

Ｇ．変形例：
なお、この発明は上記の実施例や実施形態に限られるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲において種々の態様において実施することが可能であり、例えば次のような変形も可能である。 G. Variation:
The present invention is not limited to the above-described examples and embodiments, and can be implemented in various modes without departing from the gist thereof. For example, the following modifications are possible.

Ｇ１．変形例１：
上記実施例では、電動機のコイルを励磁すべき励磁区間ＥＰは、演算値ＳＴの値および演算値ＥＤの値を変更することによって任意の区間に設定可能であるが、励磁周期の各半周期の中央を中心とした対称な区間と非対称な区間とを含む複数の区間のいずれかに設定可能であればよい。例えば、第１実施例ないし第６実施例における演算値ＳＴの値および演算値ＥＤの値は、固定値であってもよく、また予め定められた所定の値のみしか採用しないこととしてもよい。 G1. Modification 1:
In the above embodiment, the excitation interval EP in which the coil of the motor is to be excited can be set to any interval by changing the value of the calculation value ST and the value of the calculation value ED. It suffices if it can be set to any of a plurality of sections including a symmetric section centered on the center and an asymmetric section. For example, the value of the calculation value ST and the value of the calculation value ED in the first to sixth embodiments may be fixed values, or only predetermined predetermined values may be employed.

Ｇ２．変形例２：
上記実施例では、原駆動信号生成部として、ＰＷＭ信号生成部５３５を用い、原駆動信号としてＰＷＭ信号ＰＷＭ１，２を用いていたが、この代わりに、電動機の第１と第２の駆動部材の相対的位置を示す位置信号に基づいて矩形信号を生成する矩形信号生成部を用い、原駆動信号として矩形信号を用いることもできる。 G2. Modification 2:
In the above embodiment, the PWM signal generator 535 is used as the original drive signal generator, and the PWM signals PWM1 and PWM2 are used as the original drive signal. Instead, the first and second drive members of the electric motor are used. It is also possible to use a rectangular signal as an original drive signal by using a rectangular signal generation unit that generates a rectangular signal based on a position signal indicating a relative position.

Ｇ３．変形例３：
第２実施例では、演算値ＥＤの値は、演算回路６０６（図１９）によって設定されているが、この代わりに、第５実施例（図２６）および第６実施例（図３０）と同様に、演算回路６０６を省略し、演算値記憶部６０２とＣＰＵ２２０とを制御バスで接続することによって、演算値ＥＤの値をＣＰＵ２２０によって演算値ＳＴとは独立した値として設定することも可能である。なお、第４実施例では励磁区間信号生成部５９０（図２３）の内部構造についての説明図は省略しているが、この第４実施例においても、第５、第６実施例と同様の構成を採用することによって、演算値ＥＤの値を演算値ＳＴとは独立した値に設定することができる。 G3. Modification 3:
In the second embodiment, the value of the calculation value ED is set by the calculation circuit 606 (FIG. 19), but instead, the same as in the fifth embodiment (FIG. 26) and the sixth embodiment (FIG. 30). In addition, by omitting the arithmetic circuit 606 and connecting the arithmetic value storage unit 602 and the CPU 220 via a control bus, the CPU 220 can set the value of the arithmetic value ED as a value independent of the arithmetic value ST. . In the fourth embodiment, an illustration of the internal structure of the excitation interval signal generator 590 (FIG. 23) is omitted, but this fourth embodiment also has the same configuration as the fifth and sixth embodiments. By adopting, the value of the calculated value ED can be set to a value independent of the calculated value ST.

Ｇ４．変形例４：
第１実施例ないし第３実施例において、演算回路６０６（図１６，図１９，図２１）は、演算値ＳＴの値を１から減算することによって演算値ＥＤの値を求めていたが、この代わりに、演算値ＥＤの値が演算値ＳＴの値よりも大きくなり、かつ１．０以下となるような他の演算式を用いることも可能である。例えば、以下の（１）式を用いることができる。
ＥＤ＝ＳＴ＋０．２（０≦ＳＴ≦０．８） …（１）
この（１）式によれば、励磁区間ＥＰの時間幅を一定（この場合は０．２）に保ちながら、励磁区間ＥＰの時間位置を演算値ＳＴの値に応じてシフトさせることができる。したがって、この（１）式は、上述したようなモータの回転速度に応じて行う進角制御に用いることも可能である。なお、第４実施例では励磁区間信号生成部５９０（図２３）の内部構造についての説明図は省略しているが、この第４実施例においても、（１）式のような他の演算式を演算回路として採用することができる。 G4. Modification 4:
In the first to third embodiments, the arithmetic circuit 606 (FIGS. 16, 19, and 21) obtains the value of the arithmetic value ED by subtracting the value of the arithmetic value ST from 1. Instead, it is also possible to use another calculation formula in which the value of the calculation value ED is larger than the value of the calculation value ST and 1.0 or less. For example, the following equation (1) can be used.
ED = ST + 0.2 (0 ≦ ST ≦ 0.8) (1)
According to the equation (1), the time position of the excitation interval EP can be shifted according to the value of the calculation value ST while keeping the time width of the excitation interval EP constant (in this case, 0.2). Therefore, the equation (1) can also be used for the advance angle control performed according to the rotational speed of the motor as described above. In the fourth embodiment, an explanatory diagram of the internal structure of the excitation interval signal generator 590 (FIG. 23) is omitted. However, in this fourth embodiment, other arithmetic expressions such as the expression (1) are also used. Can be employed as an arithmetic circuit.

Ｇ５．変形例５：
上記実施例では、単相ブラシレスモータが励磁区間信号生成部５９０を備えていたが、この代わりに、２相または３相以上のブラシレスモータが励磁区間信号生成部５９０を備えることもできる。この場合、ある１つの相で得られた演算結果記憶部６０８，６１０（図１６）の結果を、他の相における比較部６１２において用いれば、他相における乗算回路６０４，６０５等を省略することも可能である。 G5. Modification 5:
In the above-described embodiment, the single-phase brushless motor includes the excitation interval signal generation unit 590. Alternatively, a two-phase or three-phase or more brushless motor may include the excitation interval signal generation unit 590. In this case, if the results of the calculation result storage units 608 and 610 (FIG. 16) obtained in one phase are used in the comparison unit 612 in another phase, the multiplication circuits 604 and 605 in the other phase are omitted. Is also possible.

Ｇ６．変形例６：
上記実施例では、回転式のモータが励磁区間信号生成部５９０を備えていたが、この代わりに、リニアモータが励磁区間信号生成部５９０を備えることもできる。 G6. Modification 6:
In the above-described embodiment, the rotary motor includes the excitation interval signal generation unit 590. Alternatively, the linear motor can include the excitation interval signal generation unit 590.

Ｇ７．変形例７：
上記実施例のハイレベルとローレベルとを逆にした回路として、励磁区間信号生成部５９０を構成することもできる。 G7. Modification 7:
The excitation interval signal generator 590 can be configured as a circuit in which the high level and the low level in the above embodiment are reversed.

Ｇ８．変形例８：
本発明は、各種の装置に適用可能である。例えば、本発明は、ファンモータ、時計（針駆動）、ドラム式洗濯機（単一回転）、ジェットコースタ、振動モータなどの種々の装置のモータに適用可能である。本発明をファンモータに適用した場合には、上述した種々の効果（低消費電力、低振動、低騒音、低回転ムラ、低発熱、高寿命）が特に顕著である。このようなファンモータは、例えば、デジタル表示装置や、車載機器、燃料電池式パソコン、燃料電池式デジタルカメラ、燃料電池式ビデオカメラ、燃料電池式携帯電話などの燃料電池使用機器、プロジェクタ等の各種装置のファンモータとして使用することができる。本発明のモータは、さらに、各種の家電機器や電子機器のモータとしても利用可能である。例えば、光記憶装置や、磁気記憶装置、ポリゴンミラー駆動装置等において、本発明によるモータをスピンドルモータとして使用することが可能である。また、本発明によるモータは、移動体やロボット用のモータとしても利用可能である。 G8. Modification 8:
The present invention is applicable to various devices. For example, the present invention can be applied to motors of various devices such as a fan motor, a clock (hand drive), a drum-type washing machine (single rotation), a roller coaster, and a vibration motor. When the present invention is applied to a fan motor, the various effects described above (low power consumption, low vibration, low noise, low rotation unevenness, low heat generation, long life) are particularly remarkable. Such fan motors are, for example, various devices such as digital display devices, in-vehicle devices, fuel cell computers, fuel cell digital cameras, fuel cell video cameras, fuel cell mobile phones, and other fuel cell equipment. It can be used as a fan motor for the device. The motor of the present invention can also be used as a motor for various home appliances and electronic devices. For example, the motor according to the present invention can be used as a spindle motor in an optical storage device, a magnetic storage device, a polygon mirror drive device, or the like. The motor according to the present invention can also be used as a motor for a moving body or a robot.

図３１は、本発明の実施例によるモータを利用したプロジェクタを示す説明図である。このプロジェクタ１１００は、赤、緑、青の３色の色光を発光する３つの光源１１１０Ｒ、１１１０Ｇ、１１１０Ｂと、これらの３色の色光をそれぞれ変調する３つの液晶ライトバルブ１１４０Ｒ、１１４０Ｇ、１１４０Ｂと、変調された３色の色光を合成するクロスダイクロイックプリズム１１５０と、合成された３色の色光をスクリーンＳＣに投写する投写レンズ系１１６０と、プロジェクタ内部を冷却するための冷却ファン１１７０と、プロジェクタ１１００の全体を制御する制御部１１８０と、を備えている。冷却ファン１１７０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。 FIG. 31 is an explanatory diagram showing a projector using a motor according to an embodiment of the present invention. The projector 1100 includes three light sources 1110R, 1110G, and 1110B that emit red, green, and blue color lights, and three liquid crystal light valves 1140R, 1140G, and 1140B that modulate these three color lights, respectively. A cross dichroic prism 1150 that synthesizes the modulated three color lights, a projection lens system 1160 that projects the synthesized three color lights onto the screen SC, a cooling fan 1170 that cools the inside of the projector, and a projector 1100 And a control unit 1180 for controlling the whole. As the motor for driving the cooling fan 1170, the various brushless motors described above can be used.

図３２（Ａ）〜（Ｃ）は、本発明の実施例によるモータを利用した燃料電池式携帯電話を示す説明図である。図３２（Ａ）は携帯電話１２００の外観を示しており、図３２（Ｂ）は、内部構成の例を示している。携帯電話１２００は、携帯電話１２００の動作を制御するＭＰＵ１２１０と、ファン１２２０と、燃料電池１２３０とを備えている。燃料電池１２３０は、ＭＰＵ１２１０やファン１２２０に電源を供給する。ファン１２２０は、燃料電池１２３０への空気供給のために携帯電話１２００の外から内部へ送風するため、或いは、燃料電池１２３０で生成される水分を携帯電話１２００の内部から外に排出するためのものである。なお、ファン１２２０を図３２（Ｃ）のようにＭＰＵ１２１０の上に配置して、ＭＰＵ１２１０を冷却するようにしてもよい。ファン１２２０を駆動するモータとしては、上述した各種のブラシレスモータを利用することができる。 32A to 32C are explanatory views showing a fuel cell type mobile phone using a motor according to an embodiment of the present invention. FIG. 32A shows the appearance of the mobile phone 1200, and FIG. 32B shows an example of the internal configuration. The mobile phone 1200 includes an MPU 1210 that controls the operation of the mobile phone 1200, a fan 1220, and a fuel cell 1230. The fuel cell 1230 supplies power to the MPU 1210 and the fan 1220. The fan 1220 blows air from the outside of the mobile phone 1200 to supply air to the fuel cell 1230 or discharges water generated by the fuel cell 1230 from the inside of the mobile phone 1200 to the outside. It is. Note that the fan 1220 may be disposed on the MPU 1210 as shown in FIG. 32C to cool the MPU 1210. As the motor for driving the fan 1220, the above-described various brushless motors can be used.

図３３は、本発明の実施例によるモータ／発電機を利用した移動体の一例としての電動自転車（電動アシスト自転車）を示す説明図である。この自転車１３００は、前輪にモータ１３１０が設けられており、サドルの下方のフレームに制御回路１３２０と充電池１３３０とが設けられている。モータ１３１０は、充電池１３３０からの電力を利用して前輪を駆動することによって、走行をアシストする。また、ブレーキ時にはモータ１３１０で回生された電力が充電池１３３０に充電される。制御回路１３２０は、モータの駆動と回生とを制御する回路である。このモータ１３１０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。 FIG. 33 is an explanatory diagram showing an electric bicycle (electric assisted bicycle) as an example of a moving body using a motor / generator according to an embodiment of the present invention. In this bicycle 1300, a motor 1310 is provided on the front wheel, and a control circuit 1320 and a rechargeable battery 1330 are provided on a frame below the saddle. The motor 1310 assists running by driving the front wheels using the power from the rechargeable battery 1330. In addition, the electric power regenerated by the motor 1310 is charged in the rechargeable battery 1330 during braking. The control circuit 1320 is a circuit that controls driving and regeneration of the motor. As the motor 1310, the various brushless motors described above can be used.

図３４は、本発明の実施例によるモータを利用したロボットの一例を示す説明図である。このロボット１４００は、第１と第２のアーム１４１０，１４２０と、モータ１４３０とを有している。このモータ１４３０は、被駆動部材としての第２のアーム１４２０を水平回転させる際に使用される。このモータ１４３０としては、上述した各種のブラシレスモータを利用することが可能である。 FIG. 34 is an explanatory diagram showing an example of a robot using a motor according to an embodiment of the present invention. The robot 1400 includes first and second arms 1410 and 1420 and a motor 1430. The motor 1430 is used when the second arm 1420 as a driven member is rotated horizontally. As the motor 1430, the various brushless motors described above can be used.

Ｈ．他の実施例：
図３５は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｂとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｂは、駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０と、保護回路２１０とを備えている。駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０は、図７で示した同一の符号のものと同じである。保護回路２１０は、駆動制御半導体装置２００ｂを用いた電動機の不具合を検知して保護するための回路である。保護回路２１０の例としては、パワー系の回路を保護するための過熱保護回路、過電圧保護回路、過電流保護回路等や、制御系の回路を保護するための低電圧動作保護回路等がある。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３５で示す駆動制御半導体装置２００ｂのように、駆動信号生成部２４０と、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０と、保護回路２１０とを含んだ構成とすることができる。ただし、保護回路２１０は省略することも可能である。 H. Other examples:
FIG. 35 is a block diagram showing the configuration of the brushless motor drive control semiconductor device 200b and the motor main body 100 of another embodiment. The drive control semiconductor device 200b includes a drive signal generation unit 240, a driver circuit 250, a CPU 220, and a protection circuit 210. The drive signal generation unit 240, the driver circuit 250, and the CPU 220 are the same as those having the same reference numerals shown in FIG. The protection circuit 210 is a circuit for detecting and protecting a malfunction of an electric motor using the drive control semiconductor device 200b. Examples of the protection circuit 210 include an overheat protection circuit, an overvoltage protection circuit, an overcurrent protection circuit, and the like for protecting a power system circuit, and a low voltage operation protection circuit for protecting a control system circuit. As described above, the semiconductor device for driving the brushless motor includes the drive signal generation unit 240, the driver circuit 250, the CPU 220, and the protection circuit 210 as in the drive control semiconductor device 200b shown in FIG. Can be configured. However, the protection circuit 210 can be omitted.

図３６は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｃとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｃと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、ＣＰＵ２２０が駆動制御半導体装置２００ｃには含まれていない点である。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３６で示す駆動制御半導体装置２００ｃのように、ＣＰＵ２２０を含まないような構成とすることも可能である。また、保護回路２１０は省略することも可能である。 FIG. 36 is a block diagram showing a configuration of a brushless motor drive control semiconductor device 200c and a motor body 100 of another embodiment. The difference between the drive control semiconductor device 200c and the drive control semiconductor device 200b shown in FIG. 35 is that the CPU 220 is not included in the drive control semiconductor device 200c. As described above, the semiconductor device for driving the brushless motor can be configured not to include the CPU 220 as in the drive control semiconductor device 200c shown in FIG. Further, the protection circuit 210 can be omitted.

図３７は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｄとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｄと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、ドライバ回路２５０が駆動制御半導体装置２００ｄには含まれていない点である。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３７で示す駆動制御半導体装置２００ｄのように、ドライバ回路２５０を含まないような構成とすることも可能である。この場合では、保護回路２１０は、低電圧動作保護回路などの制御系の回路を保護するもので構成することが好ましい。ただし、保護回路２１０は省略することも可能である。 FIG. 37 is a block diagram showing the configuration of the brushless motor drive control semiconductor device 200d and the motor body 100 of another embodiment. The difference between the drive control semiconductor device 200d and the drive control semiconductor device 200b shown in FIG. 35 is that the driver circuit 250 is not included in the drive control semiconductor device 200d. As described above, the semiconductor device for driving the brushless motor can be configured not to include the driver circuit 250 as in the drive control semiconductor device 200d shown in FIG. In this case, the protection circuit 210 is preferably configured to protect a control system circuit such as a low voltage operation protection circuit. However, the protection circuit 210 can be omitted.

図３８は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｅとモータ本体１００の構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｅと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、駆動制御半導体装置２００ｅ内にはＣＰＵ２２０とドライバ回路２５０とが含まれていない点である。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図３８で示す駆動制御半導体装置２００ｅのように、ＣＰＵ２２０とドライバ回路２５０とを含まないような構成とすることも可能である。すなわち、ドライバ回路２５０を別のＩＣとして構成することも可能である。この場合、ドライバ回路２５０の代わりに、汎用品のドライバＩＣを使用することができる。また、図３７の場合と同様に、保護回路２１０は、低電圧動作保護回路などの制御系の回路を保護するもので構成することが好ましい。ただし、保護回路２１０は省略することも可能である。 FIG. 38 is a block diagram showing the configuration of the brushless motor drive control semiconductor device 200e and the motor body 100 of another embodiment. The difference between the drive control semiconductor device 200e and the drive control semiconductor device 200b shown in FIG. 35 is that the CPU 220 and the driver circuit 250 are not included in the drive control semiconductor device 200e. As described above, the semiconductor device for driving the brushless motor can be configured so as not to include the CPU 220 and the driver circuit 250 like the drive control semiconductor device 200e shown in FIG. That is, the driver circuit 250 can be configured as another IC. In this case, a general-purpose driver IC can be used instead of the driver circuit 250. As in the case of FIG. 37, the protection circuit 210 is preferably configured to protect a control system circuit such as a low-voltage operation protection circuit. However, the protection circuit 210 can be omitted.

図３９（Ａ）〜（Ｅ）は、他の実施例の駆動信号生成部２４０ｆの内部構成と動作を示す説明図である。駆動信号生成部２４０ｆと、図１１で示した駆動信号生成部２４０との違いは、駆動信号生成部２４０ｆ内には基本クロック生成回路５１０（ＰＬＬ回路）の前段に、自走発振回路５０８が設けられている点である。自走発振回路５０８は、基本クロック生成回路５１０に供給される基礎クロック信号ＦＣＬＫを生成する。基本クロック生成回路５１０は、この基礎クロック信号ＦＣＬＫに基づいて、クロック信号ＰＣＬを生成する。自走発振回路５０８は、例えば、リングオシレータ等の種々の発振回路で実現することができる。以上のように、駆動信号生成部２４０（図１１）の代わりに、駆動信号生成部２４０ｆ（図３９）を使用することが可能である。すなわち、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置内に、自走発振回路５０８を設けることとしてもよい。 39A to 39E are explanatory diagrams showing the internal configuration and operation of the drive signal generation unit 240f of another embodiment. The difference between the drive signal generation unit 240f and the drive signal generation unit 240 shown in FIG. 11 is that a self-running oscillation circuit 508 is provided in the drive signal generation unit 240f before the basic clock generation circuit 510 (PLL circuit). This is the point. The free-running oscillation circuit 508 generates a basic clock signal FCLK that is supplied to the basic clock generation circuit 510. The basic clock generation circuit 510 generates a clock signal PCL based on the basic clock signal FCLK. The free-running oscillation circuit 508 can be realized by various oscillation circuits such as a ring oscillator, for example. As described above, the drive signal generator 240f (FIG. 39) can be used instead of the drive signal generator 240 (FIG. 11). That is, the free-running oscillation circuit 508 may be provided in the semiconductor device for driving the brushless motor.

図４０は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｇとモータ本体１００ｇの構成を示すブロック図である。この駆動制御半導体装置２００ｇと、図３５で示した駆動制御半導体装置２００ｂとの違いは、駆動制御半導体装置２００ｇ内には増幅回路２１２が設けられている点である。この場合、モータ本体１００ｇ内には、ホール素子４２が設けられている。ホール素子４２から出力される信号は、駆動制御半導体装置２００ｇ内の増幅回路２１２によって増幅され、センサ信号ＳＳＡとなる。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図４０で示す駆動制御半導体装置２００ｇのように、増幅回路２１２を含む構成とすることも可能である。 FIG. 40 is a block diagram illustrating the configuration of a brushless motor drive control semiconductor device 200g and a motor body 100g according to another embodiment. The difference between the drive control semiconductor device 200g and the drive control semiconductor device 200b shown in FIG. 35 is that an amplifier circuit 212 is provided in the drive control semiconductor device 200g. In this case, a hall element 42 is provided in the motor main body 100g. The signal output from the Hall element 42 is amplified by the amplifier circuit 212 in the drive control semiconductor device 200g and becomes the sensor signal SSA. As described above, the semiconductor device for driving the brushless motor can include the amplifier circuit 212 as in the drive control semiconductor device 200g shown in FIG.

図４１は、他の実施例のブラシレスモータの駆動制御半導体装置２００ｂとモータ本体１００ｇの構成を示すブロック図である。この図４１の構成では、増幅回路２１２は、駆動制御半導体装置２００ｂの外側に設けられている。以上のように、ブラシレスモータを駆動するための半導体装置は、図４１で示すように、増幅回路２１２を含まない構成とすることも可能である。 FIG. 41 is a block diagram showing the configuration of a brushless motor drive control semiconductor device 200b and a motor body 100g of another embodiment. In the configuration of FIG. 41, the amplifier circuit 212 is provided outside the drive control semiconductor device 200b. As described above, the semiconductor device for driving the brushless motor can be configured not to include the amplifier circuit 212 as shown in FIG.

なお、上述した各種の実施例における半導体装置の構成は、一例を示したものであり、半導体装置の構成としては、他の種々の構成を採用することができる。 The configuration of the semiconductor device in the various embodiments described above is merely an example, and various other configurations can be employed as the configuration of the semiconductor device.

例えば、半導体装置の構成として、図２３で示す駆動信号生成部２４０ｄと、ドライバ回路２５０と、ＣＰＵ２２０とのうちの少なくとも１つを含む構成を採用してもよい。この場合、デジタル出力の磁気センサ４０ｄを位置センサとして利用することができる。 For example, as a configuration of the semiconductor device, a configuration including at least one of the drive signal generation unit 240d, the driver circuit 250, and the CPU 220 illustrated in FIG. In this case, the digital output magnetic sensor 40d can be used as a position sensor.

図４２は、ＰＷＭ制御を行なわない場合における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。この図４２には、センサ信号ＳＳＡと、電圧比較器信号ＳＣと、ＰＷＭ制御を行なわない場合における駆動信号ＤＲＶＡ１，２とが描かれている。また、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１と、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２とを合わせた信号も描かれている。この場合、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。 FIG. 42 is a timing chart showing waveforms of various signals when PWM control is not performed. FIG. 42 shows sensor signal SSA, voltage comparator signal SC, and drive signals DRVA1 and 2 when PWM control is not performed. Further, a signal obtained by combining the first drive signal DRVA1 and the second drive signal DRVA2 is also drawn. In this case, for convenience, the second drive signal DRVA2 is drawn as a negative pulse.

電圧比較器信号ＳＣは、第３の電圧レベルと、第４の電圧レベルとを交互に示す２値のデジタル信号であり、センサ信号ＳＳＡに同期している。駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、第１の期間においては第１の電圧レベルとなり、第１の期間以外の第２の期間においては、第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルとなる。ここで、第１の期間は、非励磁区間ＮＥＰ（図１２）に相当し、第２の期間は、励磁区間ＥＰに相当する。第１の期間と第２の期間は、励磁区間信号生成部５９０（図１６）によって設定される。なお、ＰＷＭ制御を行なわない場合には、乗算値Ｍａ（図１１）は最大値（＝分周値Ｎ）に設定される。 The voltage comparator signal SC is a binary digital signal that alternately indicates the third voltage level and the fourth voltage level, and is synchronized with the sensor signal SSA. The drive signals DRVA1, 2 are at the first voltage level in the first period, and are at a second voltage level different from the first voltage level in the second period other than the first period. Here, the first period corresponds to the non-excitation interval NEP (FIG. 12), and the second period corresponds to the excitation interval EP. The first period and the second period are set by the excitation interval signal generator 590 (FIG. 16). When PWM control is not performed, the multiplication value Ma (FIG. 11) is set to the maximum value (= frequency division value N).

図４３は、ＰＷＭ制御時における各種の信号の波形を示すタイミングチャートである。この図４３には、センサ信号ＳＳＡと、電圧比較器信号ＳＣと、ＰＷＭ制御時における駆動信号ＤＲＶＡ１，２とが描かれている。また、第１の駆動信号ＤＲＶＡ１と、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２とを合わせた信号も描かれている。この場合、便宜上、第２の駆動信号ＤＲＶＡ２を負側のパルスとして描いている。 FIG. 43 is a timing chart showing waveforms of various signals during PWM control. In FIG. 43, the sensor signal SSA, the voltage comparator signal SC, and the drive signals DRVA1 and 2 at the time of PWM control are depicted. Further, a signal obtained by combining the first drive signal DRVA1 and the second drive signal DRVA2 is also drawn. In this case, for convenience, the second drive signal DRVA2 is drawn as a negative pulse.

ＰＷＭ制御時における駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、第１の期間においては第１の電圧レベルとなり、第１の期間以外の第２の期間においては、第１の電圧レベルと第２の電圧レベルとを交互にとる。このＰＷＭ制御は、ＰＷＭ部５３０（図１３）によって行なわれる。 The drive signals DRVA1 and 2 at the time of PWM control have the first voltage level in the first period, and the first voltage level and the second voltage level in the second period other than the first period. Take alternately. This PWM control is performed by the PWM unit 530 (FIG. 13).

なお、センサ信号ＳＳＡは、本発明における位置信号に相当し、電圧比較器信号ＳＣは、本発明におけるタイミング信号に相当し、駆動信号ＤＲＶＡ１，２は、本発明における駆動信号に相当する。 The sensor signal SSA corresponds to the position signal in the present invention, the voltage comparator signal SC corresponds to the timing signal in the present invention, and the drive signals DRVA1 and 2 correspond to the drive signal in the present invention.

１０…ステータ部
１１〜１４…電磁コイル
２０…磁気ヨーク（磁性部材）
２１…板状部分
２２…コア材部分
２３ｂ…板状部分
３０…ロータ部
３１〜３４…永久磁石
３６…磁気ヨーク（永久磁石用）
４０…磁気センサ
４０ｄ…磁気センサ
４２…ホール素子
４４…バイアス調整部
４６…ゲイン調整部
１００…モータ本体
１００ｇ…モータ本体
１０２…ケーシング
１１２…回転軸
１１４…軸受け部
１２０…回路基板
２００…駆動制御回路
２００ｂ…駆動制御半導体装置
２００ｃ…駆動制御半導体装置
２００ｄ…駆動制御半導体装置
２００ｅ…駆動制御半導体装置
２００ｇ…駆動制御半導体装置
２２０…ＣＰＵ
２４０…駆動信号生成部
２４０ｄ…駆動信号生成部
２４０ｆ…駆動信号生成部
２５０…ドライバ回路
２５０ａ…第１のブリッジ回路
２５０ｂ…第２のブリッジ回路
２５１…トランジスタ
２５２…トランジスタ
２５３…トランジスタ
２５４…トランジスタ
３１１…レベルシフタ
３１３…レベルシフタ
５１０…基本クロック生成回路
５２０…分周器
５３０…ＰＷＭ部
５３１…カウンタ
５３３…ＥＸＯＲ回路
５３５…駆動波形形成部
５４０…正逆方向指示値レジスタ
５５０…乗算器
５６０…符号化部
５７０…ＡＤ変換部
５７５…正弦波発生回路
５８０…電圧指令値レジスタ
５８５…電圧比較器
５９０…励磁区間信号生成部
５９０ｂ…励磁区間信号生成部
５９０ｃ…励磁区間信号生成部
５９０e…励磁区間信号生成部
５９０f…励磁区間信号生成部
５９２…制御部
５９４…第１カウンタ部
５９６…第２カウンタ部
５９８…カウンタ値記憶部
６００…演算値記憶部
６０２…演算値記憶部
６０２ｅ…演算値記憶部
６０４…乗算回路
６０５…乗算回路
６０６…演算回路
６０８…演算結果記憶部
６１０…演算結果記憶部
６１２…比較回路
６２０…セレクタ
７００…正弦波発生回路
７１２…位相比較部
７１４…ループフィルタ
７１６…電圧制御発振器
７１８…分周器
７２０…波形テーブル
１１００…プロジェクタ
１１１０Ｒ…光源
１１４０Ｒ…液晶ライトバルブ
１１５０…クロスダイクロイックプリズム
１１６０…投写レンズ系
１１７０…冷却ファン
１１８０…制御部
１２００…携帯電話
１２２０…ファン
１２３０…燃料電池
１３００…自転車
１３１０…モータ
１３２０…制御回路
１３３０…充電池
１４００…ロボット
１４１０…第１のアーム
１４２０…第２のアーム
１４３０…モータ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... Stator part 11-14 ... Electromagnetic coil 20 ... Magnetic yoke (magnetic member)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 21 ... Plate-shaped part 22 ... Core material part 23b ... Plate-shaped part 30 ... Rotor part 31-34 ... Permanent magnet 36 ... Magnetic yoke (for permanent magnets)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 40 ... Magnetic sensor 40d ... Magnetic sensor 42 ... Hall element 44 ... Bias adjustment part 46 ... Gain adjustment part 100 ... Motor main body 100g ... Motor main body 102 ... Casing 112 ... Rotating shaft 114 ... Bearing part 120 ... Circuit board 200 ... Drive control circuit 200b ... Drive control semiconductor device 200c ... Drive control semiconductor device 200d ... Drive control semiconductor device 200e ... Drive control semiconductor device 200g ... Drive control semiconductor device 220 ... CPU
240 ... drive signal generation unit 240d ... drive signal generation unit 240f ... drive signal generation unit 250 ... driver circuit 250a ... first bridge circuit 250b ... second bridge circuit 251 ... transistor 252 ... transistor 253 ... transistor 254 ... transistor 311 ... Level shifter 313 ... Level shifter 510 ... Basic clock generation circuit 520 ... Frequency divider 530 ... PWM part 531 ... Counter 533 ... EXOR circuit 535 ... Drive waveform forming part 540 ... Forward / reverse direction indication value register 550 ... Multiplier 560 ... Encoding part 570 ... AD converter 575 ... Sine wave generator 580 ... Voltage command value register 585 ... Voltage comparator 590 ... Excitation section signal generator 590b ... Excitation section signal generator 590c ... Excitation section signal generator 590e ... Excitation section signal generator 590f …excitation Section signal generation unit 592 ... control unit 594 ... first counter unit 596 ... second counter unit 598 ... counter value storage unit 600 ... calculation value storage unit 602 ... calculation value storage unit 602e ... calculation value storage unit 604 ... multiplication circuit 605 ... Multiplier circuit 606 ... arithmetic circuit 608 ... arithmetic result storage unit 610 ... arithmetic result storage unit 612 ... comparison circuit 620 ... selector 700 ... sine wave generation circuit 712 ... phase comparison unit 714 ... loop filter 716 ... voltage controlled oscillator 718 ... frequency divider 720 ... Waveform table 1100 ... Projector 1110R ... Light source 1140R ... Liquid crystal light valve 1150 ... Cross dichroic prism 1160 ... Projection lens system 1170 ... Cooling fan 1180 ... Control unit 1200 ... Mobile phone 1220 ... Fan 1230 ... Fuel cell 1300 ... Bicycle 1310 ... Mo 1320 ... control circuit 1330 ... Battery 1400 ... robot 1410 ... first arm 1420 ... second arms 1430 ... motor

Claims

半導体装置であって
永久磁石とコイルとを備えた電動機を駆動するための駆動信号を生成する駆動制御回路と、
前記駆動信号の励磁区間を設定する励磁区間設定回路と、
を備え、
前記励磁区間設定回路は、
前記電動機の第１の駆動部材と第２の駆動部材との相対的位置を示す位置信号に同期したタイミング信号が所定の信号レベルを示しているレベル期間をカウントする期間計測部と、
前記励磁区間を設定するタイミング情報および前記レベル期間の第１のカウント値を記憶する記憶部と、
前記タイミング情報および前記レベル期間の第１のカウント値に基づく所定の演算結果と、前記期間計測部の第２のカウント値とを比較することにより前記励磁区間を制御する励磁区間制御部と、を含み、
前記駆動制御回路は、
前記励磁区間に基づいて、前記駆動信号を生成し、
前記励磁区間以外の非励磁区間において、前記駆動信号の信号レベルを、第１の電圧レベルとし、
前記励磁区間において、前記駆動信号の信号レベルとして、前記第１の電圧レベルとは異なる第２の電圧レベルと、前記第１の電圧レベルとを交互にとり、
前記非励磁区間において、前記電動機のコイルに対して電流を供給しない、
ことを特徴とする半導体装置。 A drive control circuit for generating a drive signal for driving an electric motor including a permanent magnet and a coil, which is a semiconductor device;
An excitation interval setting circuit for setting the excitation interval of the drive signal;
With
The excitation interval setting circuit is
A period measuring unit that counts a level period in which a timing signal synchronized with a position signal indicating a relative position between the first driving member and the second driving member of the electric motor indicates a predetermined signal level;
A storage unit for storing timing information for setting the excitation interval and a first count value of the level period;
And a predetermined calculation result based on the first count value of said timing information and said level period, and a excitation interval controller that controls the excitation interval by comparing the second count value of the period measuring unit Including
The drive control circuit includes:
Based on the excitation interval, the drive signal is generated,
In a non-excitation section other than the excitation section, the signal level of the drive signal is a first voltage level,
In the excitation interval, as the signal level of the drive signal, a second voltage level different from the first voltage level and the first voltage level are alternately taken,
In the non-excitation section, no current is supplied to the coil of the motor.
A semiconductor device.

請求項１に記載の半導体装置であって、
前記励磁区間の長さは、前記タイミング信号の信号レベルが第３の電圧レベルから第４の電圧レベルに変化してから前記第３の電圧レベルに変化するまでの期間の長さより短いこと、
を特徴とする半導体装置。 The semiconductor device according to claim 1,
The length of the excitation interval is shorter than the length of the period from when the signal level of the timing signal changes from the third voltage level to the fourth voltage level until it changes to the third voltage level;
A semiconductor device characterized by the above.

請求項１に記載の半導体装置であって、
前記期間計測部は、前記タイミング信号が第４の電圧レベルを示している時間的長さである第４レベル期間をカウントし、前記記憶部が前記第４レベル期間の第３のカウント値を記憶し、
前記記憶部が前記タイミング情報として第１の演算値と第２の演算値を記憶し、
前記励磁区間制御部は、
前記第４レベル期間の第３のカウント値と、１未満の正の値である前記第１の演算値と、を乗じて第１の期間を得る開始時期設定部と、
前記第４レベル期間の第３のカウント値と、前記第１の演算値よりも大きい１未満の値である前記第２の演算値と、を乗じて第２の期間を得る終了時期設定部と、を含み、
前記励磁区間制御部は、
前記タイミング信号が第３の電圧レベルから前記第４の電圧レベルに移行してからの経過期間である第４レベル経過期間のカウント値と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、
前記第４レベル経過期間のカウント値と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する、
ことを特徴とする半導体装置。 The semiconductor device according to claim 1,
The period measuring unit counts a fourth level period in which the timing signal indicates a fourth voltage level, and the storage unit stores a third count value of the fourth level period . And
The storage unit stores a first calculation value and a second calculation value as the timing information,
The excitation interval control unit
A start time setting unit that obtains the first period by multiplying the third count value of the fourth level period and the first calculation value that is a positive value less than 1;
An end timing setting unit that obtains a second period by multiplying the third count value of the fourth level period and the second calculated value that is less than 1 greater than the first calculated value; Including,
The excitation interval control unit
A timing at which the count value of the fourth level elapsed period , which is an elapsed period from the transition of the timing signal from the third voltage level to the fourth voltage level, is compared with the first period, and they match. To start the excitation interval,
Comparing the count value of the fourth level elapsed period and the second period, and controlling the excitation interval so as to start the non-excitation interval at a timing when they match.
A semiconductor device.

請求項３に記載の半導体装置であって、
前記励磁区間制御部は、さらに
前記タイミング信号が前記第４のレベルから前記第３のレベルに移行してからの経過期間である第３レベル経過期間のカウント値と前記第１の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記励磁区間を開始し、
前記第３レベル経過期間のカウント値と前記第２の期間とを比較して両者が一致するタイミングで前記非励磁区間を開始するように前記励磁区間を制御する、
半導体装置。 The semiconductor device according to claim 3,
The excitation interval control unit further compares a count value of a third level elapsed period , which is an elapsed period after the timing signal shifts from the fourth level to the third level, with the first period. And start the excitation interval at the timing when both match,
Comparing the count value of the third level elapsed period and the second period, and controlling the excitation interval so as to start the non-excitation interval at a timing when they match.
Semiconductor device.

請求項３または請求項４に記載の半導体装置であって、
前記励磁区間制御部は、
前記比較を行う直前における前記タイミング信号の前記第４レベル期間に基づいて得られた前記第１の期間および前記第２の期間を用いて、前記比較を行う、半導体装置。 The semiconductor device according to claim 3 or 4, wherein
The excitation interval control unit
A semiconductor device that performs the comparison using the first period and the second period obtained based on the fourth level period of the timing signal immediately before the comparison.

請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の半導体装置であって、
ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部を含み、
前記駆動制御回路は、前記ＰＷＭ信号に基づいて前記第１の電圧レベルおよび前記第２の電圧レベルを有する前記駆動信号を生成する半導体装置。 A semiconductor device according to any one of claims 1 to 5,
Including a PWM signal generator for generating a PWM signal;
The drive control circuit generates the drive signal having the first voltage level and the second voltage level based on the PWM signal.

請求項１から請求項６のいずれか一項に記載の半導体装置を備える、電動機。 An electric motor comprising the semiconductor device according to any one of claims 1 to 6.