JP5708417B2

JP5708417B2 - Amplifier

Info

Publication number: JP5708417B2
Application number: JP2011214233A
Authority: JP
Inventors: 義信志澤; 宏明前田; 洋介岡▲崎▼; 弘毅本田
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 2011-09-29
Filing date: 2011-09-29
Publication date: 2015-04-30
Anticipated expiration: 2031-09-29
Also published as: JP2013074595A

Description

本件は、無線送信する信号を増幅する増幅装置に関する。 The present case relates to an amplifying apparatus that amplifies a signal to be wirelessly transmitted.

無線通信に用いられる増幅装置は、無線送信する信号のスペクトラム特性や信号歪に起因する伝送特性劣化を抑えるために、増幅特性（入出力特性）に高い線形性が求められる。また、無線通信に用いられる増幅装置は、高い電力効率も求められる。線形性と電力効率は、相反する特性であるため、両特性を備えるために、歪補償機能を備えた増幅装置がある。 Amplifying devices used for wireless communication are required to have high linearity in amplification characteristics (input / output characteristics) in order to suppress transmission characteristic deterioration due to spectrum characteristics and signal distortion of signals transmitted wirelessly. Moreover, high power efficiency is also required for an amplifying device used for wireless communication. Since linearity and power efficiency are contradictory characteristics, there is an amplifying apparatus having a distortion compensation function in order to have both characteristics.

歪補償方式の１つとして、プリディストーション方式がある。プリディストーション方式は、増幅器の入力信号に対して歪補償係数を乗算し、増幅器の歪特性と逆の特性を予め付加する。これにより、増幅器は、歪を抑制した所望の信号を出力することができる。 One distortion compensation method is a predistortion method. In the predistortion method, the input signal of the amplifier is multiplied by a distortion compensation coefficient, and a characteristic opposite to the distortion characteristic of the amplifier is added in advance. Thereby, the amplifier can output a desired signal with suppressed distortion.

移動通信システムの基地局などで用いられる増幅装置では、高出力・高効率の増幅器として、窒化ガリウム（ＧａＮ）などを素材としたＦＥＴ（Field-Effect Transistor）の適用が進んでいる。ＧａＮ−ＦＥＴは、Ｉｄｑドリフトと呼ばれる、ドレインバイアス電流が低下する現象が発生することがある。 In an amplifying apparatus used in a base station of a mobile communication system, application of an FET (Field-Effect Transistor) made of gallium nitride (GaN) or the like is advancing as a high-power and high-efficiency amplifier. In the GaN-FET, there is a case where a phenomenon called “Idq drift” in which the drain bias current decreases.

なお、従来、コールド状態からの起動でも安定で精度の高い温度補償ができ、しかも周囲温度変化の影響を受けずに安定した特性が得られるようにした温度補償装置が提案されている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, there has been proposed a temperature compensation device that can perform stable and highly accurate temperature compensation even when starting from a cold state and that can obtain stable characteristics without being affected by changes in ambient temperature (for example, Patent Document 1).

特開２００７−０８２０１６号公報JP 2007-082016 A

しかし、従来の増幅装置は、起動後ＩｄｑドリフトによってＧａＮ−ＦＥＴの増幅特性に大きな変化が生じた場合、その変化の生じた増幅特性に応じた歪補償係数に収束するまで時間を要し、その間送信信号に歪が生じるという問題点があった。 However, when a large change occurs in the amplification characteristic of the GaN-FET due to the Idq drift after startup, the conventional amplification apparatus requires time until convergence to the distortion compensation coefficient corresponding to the amplification characteristic in which the change has occurred. There was a problem that distortion occurred in the transmission signal.

本件はこのような点に鑑みてなされたものであり、増幅装置の起動後、送信信号の歪の生じる時間を短縮する増幅装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of such a point, and an object thereof is to provide an amplifying apparatus that shortens the time during which distortion of a transmission signal occurs after the amplifying apparatus is activated.

上記課題を解決するために、信号を増幅する増幅装置が提供される。この増幅装置は、入力される信号とフィードバック信号とに基づいて歪補償係数を算出し、前記歪補償係数を用いて入力される信号に対し歪補償処理を行う処理部と、前記処理部から出力される信号を増幅し、アンテナに出力する第１の増幅部と、前記処理部から出力される信号を増幅する第２の増幅部と、当該増幅装置の起動後前記第２の増幅部から出力される信号を前記処理部にフィードバックし、前記アンテナを介して送信信号を無線送信するときに前記第１の増幅部から出力される信号を前記処理部にフィードバックする切替え部と、を有する。 In order to solve the above problems, an amplifying apparatus for amplifying a signal is provided. The amplifying apparatus calculates a distortion compensation coefficient based on an input signal and a feedback signal, performs a distortion compensation process on the input signal using the distortion compensation coefficient, and outputs from the processing unit A first amplifying unit for amplifying the signal to be output and outputting to the antenna; a second amplifying unit for amplifying the signal output from the processing unit; and output from the second amplifying unit after the amplifying device is activated A switching unit that feeds back a signal output from the first amplification unit to the processing unit when the transmitted signal is fed back to the processing unit and a transmission signal is wirelessly transmitted via the antenna.

開示の装置によれば、起動後、送信信号の歪の生じる時間を短縮できる。 According to the disclosed apparatus, it is possible to shorten the time during which transmission signal distortion occurs after activation.

第１の実施の形態に係る増幅装置のブロック図である。1 is a block diagram of an amplifying device according to a first embodiment. 第２の実施の形態に係る増幅装置のブロック図である。It is a block diagram of the amplification apparatus which concerns on 2nd Embodiment. 演算処理部のブロック図である。It is a block diagram of an arithmetic processing part. Ｉｄｑドリフトを示した図である。It is the figure which showed Idq drift. 歪補償係数を示した図である。It is the figure which showed the distortion compensation coefficient. Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数を説明する図である。It is a figure explaining the distortion compensation coefficient corresponding to Idq drift. 増幅装置の動作を示したフローチャートである。It is the flowchart which showed operation | movement of the amplifier.

以下、実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
［第１の実施の形態］
図１は、第１の実施の形態に係る増幅装置のブロック図である。図１に示すように、増幅装置は、処理部１、増幅部２、モニタ増幅部３、および切替え部４を有している。図１には、アンテナ５も示してある。 Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the drawings.
[First Embodiment]
FIG. 1 is a block diagram of an amplifying apparatus according to the first embodiment. As illustrated in FIG. 1, the amplification device includes a processing unit 1, an amplification unit 2, a monitor amplification unit 3, and a switching unit 4. In FIG. 1, an antenna 5 is also shown.

処理部１は、入力される信号と、切替え部４から出力されるフィードバック信号とに基づいて歪補償係数を算出し、算出した歪補償係数を用いて、入力される信号に対し歪補償処理を行う。処理部１には、増幅装置の起動後、モニタ増幅部３の歪補償係数を算出するためのトレーニング信号が入力される。トレーニング信号は、例えば、図示しないトレーニング信号生成部によって生成される。 The processing unit 1 calculates a distortion compensation coefficient based on the input signal and the feedback signal output from the switching unit 4, and performs distortion compensation processing on the input signal using the calculated distortion compensation coefficient. Do. A training signal for calculating a distortion compensation coefficient of the monitor amplifying unit 3 is input to the processing unit 1 after activation of the amplifying device. The training signal is generated by, for example, a training signal generation unit (not shown).

増幅部２は、処理部１から出力される信号を増幅する。増幅部２で増幅された信号は、アンテナ５に出力され、無線送信される。増幅部２は、例えば、ＧａＮ−ＦＥＴを使用した増幅器である。 The amplifying unit 2 amplifies the signal output from the processing unit 1. The signal amplified by the amplification unit 2 is output to the antenna 5 and wirelessly transmitted. The amplifying unit 2 is an amplifier using a GaN-FET, for example.

モニタ増幅部３は、処理部１から出力される信号を増幅する。モニタ増幅部３には、例えば、処理部１から出力される信号が、方向性結合器でその一部が分離されて入力される。モニタ増幅部３は、例えば、ＧａＮ−ＦＥＴであり、増幅部２と同様のＩｄｑドリフトの特性を有している。 The monitor amplification unit 3 amplifies the signal output from the processing unit 1. For example, a signal output from the processing unit 1 is input to the monitor amplifying unit 3 after being partially separated by a directional coupler. The monitor amplifying unit 3 is, for example, a GaN-FET and has the same Idq drift characteristics as the amplifying unit 2.

切替え部４は、増幅装置の起動後、モニタ増幅部３から出力されるトレーニング信号をフィードバックする。切替え部４は、その後アンテナ５を介して送信信号を無線送信するときに増幅部２から出力される信号を処理部１にフィードバックする。切替え部４には、例えば、増幅部２から出力される信号が、方向性結合器でその一部が分離されて入力される。 The switching unit 4 feeds back the training signal output from the monitor amplifying unit 3 after the amplification device is activated. The switching unit 4 then feeds back the signal output from the amplification unit 2 to the processing unit 1 when wirelessly transmitting the transmission signal via the antenna 5. For example, a signal output from the amplifying unit 2 is input to the switching unit 4 after being partially separated by a directional coupler.

ここで、増幅装置の起動後、ＩｄｑドリフトによってＧａＮ−ＦＥＴの増幅特性に大きな変化が生じた場合、歪補償係数は、その変化の生じた増幅特性に応じた値に収束するまで時間を要し、その間、無線送信する送信信号に歪が生じる。 Here, when the amplification characteristic of the GaN-FET greatly changes due to Idq drift after the amplifier is started, it takes time until the distortion compensation coefficient converges to a value corresponding to the amplification characteristic where the change has occurred. In the meantime, distortion occurs in the transmission signal transmitted wirelessly.

しかし、図１の増幅装置のモニタ増幅部３は、増幅部２と同様のＩｄｑドリフトの特性を有している。そして、図１の増幅装置は、起動後、トレーニング信号でモニタ増幅部３における歪補償係数を算出し、アンテナ５を介して送信信号を無線送信するときに増幅部２から出力される信号を処理部１にフィードバックする。これにより、図１の増幅装置では、起動後、送信信号を無線送信するとき、処理部１の算出する歪補償係数が、増幅部２の増幅特性に対応した値に近くなっており、歪補償係数の収束する時間が短くなる。そして、無線送信する送信信号の歪の生じる時間が短くなる。 However, the monitor amplification unit 3 of the amplification device in FIG. 1 has the same Idq drift characteristics as the amplification unit 2. 1 calculates a distortion compensation coefficient in the monitor amplification unit 3 from the training signal after activation, and processes a signal output from the amplification unit 2 when the transmission signal is wirelessly transmitted via the antenna 5. Feedback to part 1. 1, when the transmission signal is wirelessly transmitted after activation, the distortion compensation coefficient calculated by the processing unit 1 is close to a value corresponding to the amplification characteristic of the amplification unit 2, and distortion compensation is performed. The time for the coefficient to converge is shortened. And the time which distortion of the transmission signal transmitted by radio | wireless produces becomes short.

このように、増幅装置の切替え部４は、当該増幅装置の起動後、モニタ増幅部３から出力される信号を処理部１にフィードバックし、アンテナ５を介して送信信号を無線送信するときに増幅部２から出力される信号を処理部１にフィードバックするようにした。これにより、増幅装置は、起動後、Ｉｄｑドリフトによって増幅部２の増幅特性に大きな変化が生じても、無線送信する送信信号の歪の生じる時間を短縮できる。 As described above, the switching unit 4 of the amplification device feeds back the signal output from the monitor amplification unit 3 to the processing unit 1 after the amplification device is activated, and amplifies the transmission signal when wirelessly transmitted via the antenna 5. The signal output from the unit 2 is fed back to the processing unit 1. Thereby, after starting, even if the amplification device has a large change in the amplification characteristic due to Idq drift, the amplification device can shorten the time during which distortion of a transmission signal to be transmitted wirelessly occurs.

［第２の実施の形態］
次に、第２の実施の形態を、図面を参照して詳細に説明する。
図２は、第２の実施の形態に係る増幅装置のブロック図である。図２に示すように、増幅装置は、乗算器１１，２６、ＤＡＣ（Digital to Analog Converter）１２、発振器１３，２５、ＱＭＯＤ（Quadrature MODulator）１４、方向性結合器１５，１９、ＲＦ（Radio Frequency）スイッチ１６，２４、抵抗１７、増幅器１８、ＡＴＴ（ATTenuator）２１，２３、モニタ増幅器２２、ＡＤＣ（Analog to Digital Converter）２７、遅延部２８，２９、加算器３０、アドレス生成部３１、演算処理部３２、ＬＵＴ（Look Up Table）３３、およびＲＦスイッチ制御部３４を有している。図２には、アンテナ２０も示してある。図２に示す増幅装置は、例えば、移動通信システムの基地局に適用される。 [Second Embodiment]
Next, a second embodiment will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 2 is a block diagram of an amplifying apparatus according to the second embodiment. As shown in FIG. 2, the amplifying apparatus includes multipliers 11 and 26, DAC (Digital to Analog Converter) 12, oscillators 13 and 25, QMOD (Quadrature MODulator) 14, directional couplers 15 and 19, RF (Radio Frequency). ) Switches 16, 24, resistor 17, amplifier 18, ATT (ATTenuator) 21, 23, monitor amplifier 22, ADC (Analog to Digital Converter) 27, delay units 28, 29, adder 30, address generation unit 31, arithmetic processing A section 32, an LUT (Look Up Table) 33, and an RF switch control section 34. FIG. 2 also shows the antenna 20. The amplification device shown in FIG. 2 is applied to, for example, a base station of a mobile communication system.

乗算器１１には、増幅装置の起動時にトレーニング信号が入力され、その後、送信信号が入力される。トレーニング信号は、例えば、図示しないトレーニング信号生成部によって生成される。送信信号は、例えば、通信相手に無線送信するベースバンド信号であり、Ｉ信号およびＱ信号である。 The multiplier 11 receives a training signal when the amplification device is activated, and then receives a transmission signal. The training signal is generated by, for example, a training signal generation unit (not shown). The transmission signal is, for example, a baseband signal that is wirelessly transmitted to a communication partner, and is an I signal and a Q signal.

乗算器１１には、ＬＵＴ３３に記憶されている歪補償係数が入力される。乗算器１１は、トレーニング信号に歪補償係数を乗算する。また、乗算器１１は、送信信号に歪補償係数を乗算する。 The multiplier 11 receives the distortion compensation coefficient stored in the LUT 33. The multiplier 11 multiplies the training signal by a distortion compensation coefficient. The multiplier 11 multiplies the transmission signal by a distortion compensation coefficient.

ＤＡＣ１２は、乗算器１１から出力されるデジタル信号をアナログ信号に変換する。
発振器１３は、基準波の信号と、基準波の信号に対し位相が９０度ずれた信号とを出力する。 The DAC 12 converts the digital signal output from the multiplier 11 into an analog signal.
The oscillator 13 outputs a reference wave signal and a signal whose phase is shifted by 90 degrees with respect to the reference wave signal.

ＱＭＯＤ１４は、ＤＡＣ１２から出力される信号を、発振器１３から出力される信号で直交変調する。例えば、ＱＭＯＤ１４は、ＤＡＣ１２でアナログ信号に変換されたＩ信号を、発振器１３から出力される基準波の信号で変調する。また、ＱＭＯＤ１４は、ＤＡＣ１２でアナログ信号に変換されたＱ信号を、発振器１３から出力される基準波の信号と位相が９０度ずれた信号で変調する。 The QMOD 14 orthogonally modulates the signal output from the DAC 12 with the signal output from the oscillator 13. For example, the QMOD 14 modulates the I signal converted into the analog signal by the DAC 12 with the reference wave signal output from the oscillator 13. The QMOD 14 modulates the Q signal converted into an analog signal by the DAC 12 with a signal whose phase is shifted by 90 degrees from the reference wave signal output from the oscillator 13.

方向性結合器１５は、ＱＭＯＤ１４から出力される信号をＲＦスイッチ１６およびモニタ増幅器２２に出力する。方向性結合器１５は、ＱＭＯＤ１４から出力される信号の一部を分離して、モニタ増幅器２２へ出力する。方向性結合器１５は、モニタ増幅器２２がＩｄｑドリフトを生じるレベルとなるように、ＱＭＯＤ１４から出力される信号の一部を分離する。 The directional coupler 15 outputs a signal output from the QMOD 14 to the RF switch 16 and the monitor amplifier 22. The directional coupler 15 separates a part of the signal output from the QMOD 14 and outputs it to the monitor amplifier 22. The directional coupler 15 separates a part of the signal output from the QMOD 14 so that the monitor amplifier 22 has a level causing Idq drift.

ＲＦスイッチ１６は、方向性結合器１５から出力される信号を、増幅器１８または抵抗１７に出力する。ＲＦスイッチ１６は、例えば、図２に示す番号１の端子と番号２の端子とを接続し、方向性結合器１５から出力される信号を抵抗１７に出力する。また、ＲＦスイッチ１６は、例えば、図２に示す番号１の端子と番号３の端子とを接続し、方向性結合器１５から出力される信号を増幅器１８に出力する。ＲＦスイッチ１６は、例えば、送信信号の帯域において、低挿入損失特性および高アイソレーション特性を有しているものを用いるのが望ましい。 The RF switch 16 outputs a signal output from the directional coupler 15 to the amplifier 18 or the resistor 17. For example, the RF switch 16 connects the terminal number 1 and the terminal number 2 shown in FIG. 2, and outputs a signal output from the directional coupler 15 to the resistor 17. For example, the RF switch 16 connects the terminal number 1 and the terminal number 3 shown in FIG. 2, and outputs a signal output from the directional coupler 15 to the amplifier 18. For example, it is desirable to use the RF switch 16 having a low insertion loss characteristic and a high isolation characteristic in the band of the transmission signal.

抵抗１７は、一端がＲＦスイッチ１６に接続され、他端がグランドに接続されている。抵抗１７の抵抗値は、例えば、５０Ωである。抵抗１７は、ＲＦスイッチ１６が番号１の端子を番号２の端子に接続して、トレーニング信号を増幅器１８に出力しないようにしたとき、トレーニング信号が反射するのを防止する。 The resistor 17 has one end connected to the RF switch 16 and the other end connected to the ground. The resistance value of the resistor 17 is, for example, 50Ω. The resistor 17 prevents the training signal from being reflected when the RF switch 16 prevents the training signal from being output to the amplifier 18 by connecting the number 1 terminal to the number 2 terminal.

増幅器１８は、ＲＦスイッチ１６から出力される信号を増幅する。増幅器１８は、例えば、ＧａＮ−ＦＥＴである。増幅器１８は、ＧａＮ−ＦＥＴを２つ備えたドハティ増幅器であってもよい。 The amplifier 18 amplifies the signal output from the RF switch 16. The amplifier 18 is, for example, a GaN-FET. The amplifier 18 may be a Doherty amplifier including two GaN-FETs.

方向性結合器１９は、増幅器１８から出力される信号を、アンテナ２０およびＡＴＴ２１に出力する。方向性結合器１９は、増幅器１８から出力される信号の一部を分離して、ＡＴＴ２１へ出力する。 The directional coupler 19 outputs the signal output from the amplifier 18 to the antenna 20 and the ATT 21. The directional coupler 19 separates a part of the signal output from the amplifier 18 and outputs it to the ATT 21.

ＡＴＴ２１は、方向性結合器１９から出力される信号のレベルを所定のレベルに減衰し、ＲＦスイッチ２４へ出力する。
モニタ増幅器２２は、方向性結合器１５から出力される信号を増幅する。モニタ増幅器２２は、増幅器１８と同様のＩｄｑドリフトの特性を有している。モニタ増幅器２２は、例えば、増幅器１８と同じＧａＮ−ＦＥＴである。または、モニタ増幅器２２は、増幅器１８と同様のＩｄｑドリフトの特性を有していればよく、増幅器１８と異なる材料のデバイスであってもよい。また、モニタ増幅器２２は、増幅器１８と同様の増幅特性を有していてもよい。 The ATT 21 attenuates the level of the signal output from the directional coupler 19 to a predetermined level and outputs it to the RF switch 24.
The monitor amplifier 22 amplifies the signal output from the directional coupler 15. The monitor amplifier 22 has the same Idq drift characteristic as the amplifier 18. The monitor amplifier 22 is, for example, the same GaN-FET as the amplifier 18. Alternatively, the monitor amplifier 22 only needs to have the same Idq drift characteristics as the amplifier 18, and may be a device made of a material different from that of the amplifier 18. The monitor amplifier 22 may have the same amplification characteristics as the amplifier 18.

ＡＴＴ２３は、モニタ増幅器２２から出力される信号のレベルを所定のレベルに減衰し、ＲＦスイッチ２４へ出力する。
ＲＦスイッチ２４は、ＡＴＴ２１，２３から出力される信号のいずれかを、乗算器２６に出力する。ＲＦスイッチ２４は、例えば、図２に示す番号１の端子と番号２の端子とを接続し、ＡＴＴ２３から出力される信号を乗算器２６に出力する。また、ＲＦスイッチ２４は、例えば、図２に示す番号１の端子と番号３の端子とを接続し、ＡＴＴ２１から出力される信号を乗算器２６に出力する。ＲＦスイッチ２４は、例えば、トレーニング信号のフィードバック信号および送信信号のフィードバック信号の帯域において、低挿入損失特性および高アイソレーション特性を有しているものを用いるのが望ましい。 The ATT 23 attenuates the level of the signal output from the monitor amplifier 22 to a predetermined level and outputs it to the RF switch 24.
The RF switch 24 outputs one of the signals output from the ATTs 21 and 23 to the multiplier 26. For example, the RF switch 24 connects the terminal number 1 and the terminal number 2 shown in FIG. 2 and outputs the signal output from the ATT 23 to the multiplier 26. Further, for example, the RF switch 24 connects the terminal number 1 and the terminal number 3 shown in FIG. 2 and outputs a signal output from the ATT 21 to the multiplier 26. As the RF switch 24, for example, it is desirable to use a switch having a low insertion loss characteristic and a high isolation characteristic in the bands of the feedback signal of the training signal and the feedback signal of the transmission signal.

発振器２５は、基準波の信号と、基準波の信号に対し位相が９０度ずれた信号とを出力する。
乗算器２６は、ＲＦスイッチ２４から出力される信号に、発振器２５から出力される信号を乗算し、ＲＦスイッチ２４から出力される信号の周波数をダウンコンバートする。 The oscillator 25 outputs a reference wave signal and a signal whose phase is shifted by 90 degrees with respect to the reference wave signal.
The multiplier 26 multiplies the signal output from the RF switch 24 by the signal output from the oscillator 25, and down-converts the frequency of the signal output from the RF switch 24.

ＡＤＣ２７は、乗算器２６から出力される信号をデジタル信号に変換する。なお、図２には図示していないが、ＡＤＣ２７の出力には、デジタルのＩＱ直交復調器が設けられ、デジタルのＩ信号およびＱ信号が得られる。 The ADC 27 converts the signal output from the multiplier 26 into a digital signal. Although not shown in FIG. 2, a digital IQ quadrature demodulator is provided at the output of the ADC 27 to obtain digital I and Q signals.

遅延部２８は、ＡＤＣ２７から出力される信号を遅延する。遅延部２９は、乗算器１１に入力されるトレーニング信号または送信信号を遅延する。遅延部２８，２９は、乗算器１１に入力される信号と、その信号をフィードバックした信号とのタイミングを合わせる。 The delay unit 28 delays the signal output from the ADC 27. The delay unit 29 delays the training signal or transmission signal input to the multiplier 11. The delay units 28 and 29 synchronize the timing of the signal input to the multiplier 11 and the signal obtained by feeding back the signal.

加算器３０は、遅延部２８から出力される信号と、遅延部２９から出力される信号との差を算出する。
アドレス生成部３１には、乗算器１１に入力されるトレーニング信号または送信信号が入力される。アドレス生成部３１は、トレーニング信号または送信信号のエンベロープ信号を生成し、生成したエンベロープ信号の電力を、ＬＵＴ３３のアドレスとして生成する。アドレス信号は、例えば、エンベロープ信号のパワーに応じて定まる１０ビットの値である。 The adder 30 calculates the difference between the signal output from the delay unit 28 and the signal output from the delay unit 29.
A training signal or a transmission signal input to the multiplier 11 is input to the address generation unit 31. The address generation unit 31 generates an envelope signal of a training signal or a transmission signal, and generates the power of the generated envelope signal as an address of the LUT 33. The address signal is, for example, a 10-bit value determined according to the power of the envelope signal.

演算処理部３２は、ＬＭＳ（Least Mean Square）に基づいて、加算器３０から出力される信号の差がゼロとなるようにＬＵＴ３３の歪補償係数を更新していく。
図３は、演算処理部のブロック図である。図３に示すように、演算処理部３２は、乗算器４１，４２，４４、複素共役生成部４３、加算器４５、および遅延調整部４６を有している。図３には、図２に示す加算器３０も示してある。演算処理部３２は、例えば、記憶装置に記憶されたプログラムを実行するＤＳＰ（Digital Signal Processor）によってその機能を実現することができる。または、演算処理部３２は、例えば、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）によって実現することができる。 The arithmetic processing unit 32 updates the distortion compensation coefficient of the LUT 33 based on LMS (Least Mean Square) so that the difference between the signals output from the adder 30 becomes zero.
FIG. 3 is a block diagram of the arithmetic processing unit. As shown in FIG. 3, the arithmetic processing unit 32 includes multipliers 41, 42, 44, a complex conjugate generation unit 43, an adder 45, and a delay adjustment unit 46. FIG. 3 also shows the adder 30 shown in FIG. The arithmetic processing unit 32 can realize its function by, for example, a DSP (Digital Signal Processor) that executes a program stored in the storage device. Alternatively, the arithmetic processing unit 32 can be realized by, for example, an FPGA (Field Programmable Gate Array).

演算処理部３２は、すでに算出してＬＵＴ３３に記憶しているｎ番目の歪補償係数ｈ_n（ｐ）から、（ｎ＋１）番目の歪補償係数ｈ_n+1（ｐ）を算出する。以下、Ｉ信号およびＱ信号からなる入力信号を複素数表示でｘ（ｔ）と表し、入力信号ｘ（ｔ）に対するフィードバック信号を複素数表示でｙ（ｔ）と表す。また、入力信号ｘ（ｔ）とフィードバック信号ｙ（ｔ）との差分をｅ（ｔ）と表す。 The arithmetic processing unit 32 calculates the (n + 1) th distortion compensation coefficient h _{n + 1} (p) from the _nth distortion compensation coefficient h _n (p) already calculated and stored in the LUT 33. Hereinafter, an input signal composed of an I signal and a Q signal is represented as x (t) in a complex number display, and a feedback signal for the input signal x (t) is represented as y (t) in a complex number display. Further, the difference between the input signal x (t) and the feedback signal y (t) is represented as e (t).

加算器３０から出力される差分ｅ（ｔ）には、更新量のステップサイズパラメータを表すμが、乗算器４１を用いて乗算され、さらに、この乗算結果に、乗算器４２を用いて、ｈ_n（ｐ）・ｙ^*（ｔ）が乗算される。ｙ^*（ｔ）は、ｙ（ｔ）の複素共役である。 The difference e (t) output from the adder 30 is multiplied by μ representing the step size parameter of the update amount by using the multiplier 41. Further, the multiplication result is obtained by using the multiplier 42 and h. _n (p) · y ^* (t) is multiplied. y ^* (t) is a complex conjugate of y (t).

ｈ_n（ｐ）・ｙ^*（ｔ）は、複素共役生成部４３を用いて生成されたフィードバック信号ｙ（ｔ）の複素共役フィードバック信号ｙ^*（ｔ）と、歪補償係数ｈ_n（ｐ）とを、乗算器４４を用いて得られた信号である。さらに、乗算器４２で算出されたｈ_n（ｐ）・ｙ^*（ｔ）・μ・ｅ（ｔ）に、加算器４５を用いてｎ番目の歪補償係数ｈ_n（ｐ）が加算されることにより（ｎ＋１）番目の歪補償係数ｈ_n+1（ｐ）が算出される。なお、加算器４５や乗算器４４に用いるｎ番目の歪補償係数ｈ_n（ｐ）は、加算器４５による加算のために、遅延調整部４６によりタイミング調整される。 h _n (p) · y ^* (t) is a complex conjugate feedback signal y ^* (t) of the feedback signal y (t) generated using the complex conjugate generator 43, and a distortion compensation coefficient h _n (p). Are signals obtained by using the multiplier 44. Further, the nth distortion compensation coefficient h _n (p) is added to h _n (p) · y ^* (t) · μ · e (t) calculated by the multiplier 42 using the adder 45. Thus, the (n + 1) -th distortion compensation coefficient h _{n + 1} (p) is calculated. Note that the n-th distortion compensation coefficient h _n (p) used in the adder 45 and the multiplier 44 is timing-adjusted by the delay adjustment unit 46 for addition by the adder 45.

図２の説明に戻る。ＬＵＴ３３は、アドレス生成部３１で生成されるアドレスに対応した歪補償係数を乗算器１１に出力する。また、ＬＵＴ３３は、演算処理部３２によって更新される歪補償係数を、アドレス生成部３１で生成されたアドレスに記憶する。ＬＵＴ３３は、例えば、バックアップされたＲＡＭ（Random Access Memory）などの記憶装置である。 Returning to the description of FIG. The LUT 33 outputs a distortion compensation coefficient corresponding to the address generated by the address generator 31 to the multiplier 11. In addition, the LUT 33 stores the distortion compensation coefficient updated by the arithmetic processing unit 32 at the address generated by the address generation unit 31. The LUT 33 is a storage device such as a backed up RAM (Random Access Memory).

ＲＦスイッチ制御部３４は、ＲＦスイッチ１６，２４の切替えを制御する。例えば、ＲＦスイッチ制御部３４は、増幅装置の起動後、方向性結合器１５から出力される信号が増幅器１８に出力されないようにＲＦスイッチ１６を制御する。また、ＲＦスイッチ制御部３４は、増幅装置の起動後、モニタ増幅器２２で増幅された信号が演算処理部３２にフィードバックされるようにＲＦスイッチ２４を制御する。 The RF switch control unit 34 controls the switching of the RF switches 16 and 24. For example, the RF switch control unit 34 controls the RF switch 16 so that a signal output from the directional coupler 15 is not output to the amplifier 18 after activation of the amplification device. The RF switch control unit 34 controls the RF switch 24 so that the signal amplified by the monitor amplifier 22 is fed back to the arithmetic processing unit 32 after the amplification device is started.

ＲＦスイッチ制御部３４は、ＬＵＴ３３の歪補償係数が収束すると、方向性結合器１５から出力される信号が増幅器１８に出力されるようにＲＦスイッチ１６を制御する。また、ＲＦスイッチ制御部３４は、ＬＵＴ３３の歪補償係数が収束すると、増幅器１８で増幅された信号が演算処理部３２にフィードバックされるようにＲＦスイッチ２４を制御する。 The RF switch control unit 34 controls the RF switch 16 so that the signal output from the directional coupler 15 is output to the amplifier 18 when the distortion compensation coefficient of the LUT 33 converges. Further, the RF switch control unit 34 controls the RF switch 24 so that the signal amplified by the amplifier 18 is fed back to the arithmetic processing unit 32 when the distortion compensation coefficient of the LUT 33 converges.

ＲＦスイッチ制御部３４は、例えば、演算処理部３２を形成するＤＳＰまたはＦＰＧＡから、ＬＵＴ３３の歪補償係数が収束したことの信号を受信し、ＲＦスイッチ１６，２４のスイッチを切替える。ＤＳＰまたはＦＰＧＡは、例えば、ＬＵＴ３３の更新される歪補償係数の差分値が、所定時間、ある値の範囲内に収まったとき、ＬＵＴ３３の歪補償係数が収束したことの信号を出力する。 The RF switch control unit 34 receives, for example, a signal indicating that the distortion compensation coefficient of the LUT 33 has converged from a DSP or FPGA forming the arithmetic processing unit 32, and switches the switches of the RF switches 16 and 24. For example, when the difference value of the distortion compensation coefficient to be updated in the LUT 33 falls within a certain value range for a predetermined time, the DSP or FPGA outputs a signal indicating that the distortion compensation coefficient of the LUT 33 has converged.

すなわち、ＲＦスイッチ制御部３４は、増幅装置の起動後、モニタ増幅器２２から出力される信号がフィードバック信号として演算処理部３２に出力されるようにする。また、ＲＦスイッチ制御部３４は、その後、ＬＵＴ３３の歪補償係数が収束すると、増幅器１８から出力される信号がフィードバック信号として演算処理部３２に出力されるようにする。 In other words, the RF switch control unit 34 causes the signal output from the monitor amplifier 22 to be output to the arithmetic processing unit 32 as a feedback signal after the amplification device is activated. Further, after that, when the distortion compensation coefficient of the LUT 33 converges, the RF switch control unit 34 causes the signal output from the amplifier 18 to be output to the arithmetic processing unit 32 as a feedback signal.

なお、ＲＦスイッチ制御部３４は、例えば、ロジック回路で形成される。または、ＲＦスイッチ制御部３４は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）によってその機能を実現するようにしてもよい。 Note that the RF switch control unit 34 is formed of, for example, a logic circuit. Alternatively, the RF switch control unit 34 may realize its function by a CPU (Central Processing Unit).

Ｉｄｑドリフトと歪補償係数との関係について説明する。移動通信システムの基地局などで用いられる増幅装置では、ＧａＮデバイスの適用が進んでいる。ＧａＮデバイスは、広いバンドギャップや高移動度などの特徴により、ＬＤＭＯＳ（Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor）やＧａＡＳ系などのデバイスでは得られない、高周波において高効率高出力の特性を有する。 A relationship between the Idq drift and the distortion compensation coefficient will be described. In an amplifying apparatus used in a base station of a mobile communication system, application of a GaN device is progressing. A GaN device has characteristics such as a wide band gap and high mobility, and has high-efficiency and high-power characteristics at a high frequency that cannot be obtained with devices such as LDMOS (Laterally Diffused Metal Oxide Semiconductor) and GaAS.

ＭＯＳ−ＦＥＴのホットキャリア劣化は、ゲート酸化膜にホットキャリアが注入・蓄積していくことが要因となってＩｄｑが低下する現象で、比較的に長い時間応答で緩やかに変動していく。一方、ＧａＮ−ＦＥＴのＩｄｑドリフトは、半導体中の不純物順位にキャリアがトラップされることが要因となってＩｄｑが低下する現象で、比較的に短い時間応答で電流が変動し、その変動量も入力される信号等の条件によって大きく異なるという特徴がある。Ｉｄｑドリフトの特性は、例えば、温度などの環境変化によって変わる。また、Ｉｄｑドリフトの特性は、例えば、デバイスによってばらつきがある。 The hot carrier deterioration of the MOS-FET is a phenomenon in which Idq decreases due to hot carriers being injected and accumulated in the gate oxide film, and gradually changes with a relatively long time response. On the other hand, the Idq drift of the GaN-FET is a phenomenon in which Idq is lowered due to the trapping of carriers in the order of impurities in the semiconductor. The current fluctuates in a relatively short time response, and the fluctuation amount is also There is a feature that it varies greatly depending on conditions such as an input signal. The characteristic of Idq drift varies depending on environmental changes such as temperature. Further, the Idq drift characteristic varies depending on, for example, devices.

図４は、Ｉｄｑドリフトを示した図である。図４には、増幅器１８のドレイン−ソース間を流れる電流が示してある。図４の横軸は時間を示し、縦軸はドレイン−ソース間を流れる電流Ｉｄｓを示している。図４に示すＩｄｑ設定値は、増幅器１８のドレインに流すべきドレインバイアス電流を示している。 FIG. 4 is a diagram showing Idq drift. FIG. 4 shows the current flowing between the drain and source of the amplifier 18. The horizontal axis in FIG. 4 indicates time, and the vertical axis indicates the current Ids flowing between the drain and the source. The Idq set value shown in FIG. 4 indicates the drain bias current that should flow through the drain of the amplifier 18.

図４に示すＷ１１は、Ｉｄｑドリフトを示している。図４では、増幅装置を起動したとき、増幅器１８にＩｄｑドリフトが生じ、増幅器１８のドレインバイアス電流が低下している様子を示している。 W11 shown in FIG. 4 indicates Idq drift. FIG. 4 shows that when the amplifying device is started, Idq drift occurs in the amplifier 18 and the drain bias current of the amplifier 18 decreases.

図５は、歪補償係数を示した図である。図５には、Ｉｄｑドリフトが発生していない場合の歪補償係数と、Ｉｄｑドリフトが発生した場合の歪補償係数とを示している。図５の横軸は電力を示し、縦軸は歪補償係数を示している。 FIG. 5 is a diagram showing distortion compensation coefficients. FIG. 5 shows a distortion compensation coefficient when no Idq drift occurs and a distortion compensation coefficient when an Idq drift occurs. The horizontal axis in FIG. 5 represents power, and the vertical axis represents the distortion compensation coefficient.

波形Ｗ２１は、増幅器１８にＩｄｑ設定値のドレインバイアス電流が流れた場合のＬＵＴ３３に記憶される歪補償係数の例を示している。
波形Ｗ２２は、Ｉｄｑドリフトによってドレインバイアス電流が低下した場合のＬＵＴ３３に記憶される歪補償係数の例を示している。例えば、図４の波形Ｗ１１に示すドレインバイアス電流が増幅器１８に流れたときのＬＵＴ３３に記憶される歪補償係数の例を示している。 A waveform W21 shows an example of a distortion compensation coefficient stored in the LUT 33 when a drain bias current having an Idq set value flows through the amplifier 18.
A waveform W22 shows an example of a distortion compensation coefficient stored in the LUT 33 when the drain bias current is reduced due to Idq drift. For example, an example of the distortion compensation coefficient stored in the LUT 33 when the drain bias current indicated by the waveform W11 in FIG.

ここで、増幅器１８にＩｄｑドリフトが生じていないとき、増幅装置の電源を切ったとする。この場合、ＬＵＴ３３には、Ｉｄｑドリフトが生じていないときの増幅器１８の増幅特性に応じた歪補償係数が保存される。例えば、図５の波形Ｗ２１に示す歪補償係数がＬＵＴ３３に保存される。 Here, it is assumed that the amplifier is powered off when no Idq drift occurs in the amplifier 18. In this case, the LUT 33 stores a distortion compensation coefficient corresponding to the amplification characteristic of the amplifier 18 when no Idq drift occurs. For example, the distortion compensation coefficient indicated by the waveform W21 in FIG.

その後、増幅装置を起動したとする。このとき、増幅器１８にＩｄｑドリフトが生じたとする。この場合、増幅装置の起動後、ＬＵＴ３３に保存されている歪補償係数と、Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数（Ｉｄｑドリフトが生じたときに算出されるべき歪補償係数）との間に大きな差が生じる。 Thereafter, it is assumed that the amplification device is started. At this time, it is assumed that Idq drift occurs in the amplifier 18. In this case, a large difference between the distortion compensation coefficient stored in the LUT 33 and the distortion compensation coefficient corresponding to the Idq drift (distortion compensation coefficient to be calculated when the Idq drift occurs) after the amplification device is activated. Occurs.

例えば、増幅装置を起動したとき、ＬＵＴ３３には、波形Ｗ２１に示す歪補償係数が保存されているとする。また、増幅装置を起動したとき、増幅器１８にＩｄｑドリフトが生じたとする。この場合、ＬＵＴ３３に保存されている歪補償係数（波形Ｗ２１）と、Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数（波形Ｗ２２）との間に大きな差が生じる。 For example, assume that the distortion compensation coefficient indicated by the waveform W21 is stored in the LUT 33 when the amplifying apparatus is activated. Further, it is assumed that Idq drift occurs in the amplifier 18 when the amplifying device is activated. In this case, a large difference is generated between the distortion compensation coefficient (waveform W21) stored in the LUT 33 and the distortion compensation coefficient (waveform W22) corresponding to the Idq drift.

上記したように、演算処理部３２は、遅延部２８から出力されるフィードバック信号と、遅延部２９から出力される送信信号とに基づいて歪補償係数を算出し、ＬＵＴ３３の歪補償係数を更新していく。従って、ＬＵＴ３３に保存されている歪補償係数と、Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数との間に大きな差が生じていると、Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数に収束するまでの時間が長くなる。例えば、図５に示す波形Ｗ２１が波形Ｗ２２となるまでの時間が長くなる。このため、歪補償係数がＩｄｑドリフトに対応した値に収束するまでの間に送信信号を増幅器１８で増幅すると、歪補償係数が収束するまでの間、歪んだ送信信号が無線送信される。 As described above, the arithmetic processing unit 32 calculates the distortion compensation coefficient based on the feedback signal output from the delay unit 28 and the transmission signal output from the delay unit 29, and updates the distortion compensation coefficient of the LUT 33. To go. Therefore, if there is a large difference between the distortion compensation coefficient stored in the LUT 33 and the distortion compensation coefficient corresponding to the Idq drift, the time until convergence to the distortion compensation coefficient corresponding to the Idq drift becomes longer. . For example, the time until the waveform W21 shown in FIG. 5 becomes the waveform W22 becomes longer. For this reason, when the transmission signal is amplified by the amplifier 18 until the distortion compensation coefficient converges to a value corresponding to the Idq drift, the distorted transmission signal is wirelessly transmitted until the distortion compensation coefficient converges.

また、工場出荷時、Ｉｄｑ設定値のドレインバイアス電流が増幅器１８に流れたときの歪補償係数が、ＬＵＴ３３に初期値として記憶されている場合も同様である。例えば、工場出荷時、図５に示す波形Ｗ２１の歪補償係数が初期値としてＬＵＴ３３に記憶されているとする。 The same applies when the distortion compensation coefficient when the drain bias current of the Idq set value flows to the amplifier 18 is stored in the LUT 33 as an initial value at the time of factory shipment. For example, it is assumed that the distortion compensation coefficient of the waveform W21 shown in FIG. 5 is stored in the LUT 33 as an initial value at the time of factory shipment.

増幅装置の工場出荷後、起動したときにＩｄｑドリフトが生じると、ＬＵＴ３３に記憶されている歪補償係数と、Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数との差が大きく、歪補償係数の収束時間が長くなる。このため、歪補償係数がＩｄｑドリフトに対応した値に収束するまでの間に送信信号を増幅器１８で増幅すると、歪補償係数が収束するまでの間、歪んだ送信信号が無線送信される。 If Idq drift occurs when the amplifier is started after factory shipment, the difference between the distortion compensation coefficient stored in the LUT 33 and the distortion compensation coefficient corresponding to the Idq drift is large, and the convergence time of the distortion compensation coefficient is long. Become. For this reason, when the transmission signal is amplified by the amplifier 18 until the distortion compensation coefficient converges to a value corresponding to the Idq drift, the distorted transmission signal is wirelessly transmitted until the distortion compensation coefficient converges.

これに対し、図２のＲＦスイッチ１６は、増幅装置の起動後、トレーニング信号が無線送信されないように方向性結合器１５の出力を抵抗１７に接続する。また、ＲＦスイッチ２４は、増幅装置の起動後、トレーニング信号が入力されるモニタ増幅器２２から出力される信号をフィードバック信号として出力する。 On the other hand, the RF switch 16 in FIG. 2 connects the output of the directional coupler 15 to the resistor 17 so that the training signal is not transmitted wirelessly after the amplification device is activated. The RF switch 24 outputs a signal output from the monitor amplifier 22 to which the training signal is input as a feedback signal after the amplification device is activated.

その後、ＲＦスイッチ１６は、送信信号が無線送信されるように、方向性結合器１５の出力を増幅器１８の入力に接続する。また、ＲＦスイッチ２４は、増幅器１８から出力される信号をフィードバック信号として出力する。 Thereafter, the RF switch 16 connects the output of the directional coupler 15 to the input of the amplifier 18 so that the transmission signal is transmitted wirelessly. The RF switch 24 outputs the signal output from the amplifier 18 as a feedback signal.

これにより、増幅器１８が送信信号を増幅して出力するときには、モニタ増幅器２２のフィードバック信号によって、Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数がＬＵＴ３３に記憶されている。従って、増幅器１８の歪補償係数の収束時間が短縮され、送信信号の歪の生じる時間が短縮される。 Thereby, when the amplifier 18 amplifies and outputs the transmission signal, the distortion compensation coefficient corresponding to the Idq drift is stored in the LUT 33 by the feedback signal of the monitor amplifier 22. Therefore, the convergence time of the distortion compensation coefficient of the amplifier 18 is shortened, and the time for generating distortion of the transmission signal is shortened.

図６は、Ｉｄｑドリフトに対応した歪補償係数を説明する図である。図６の横軸は電力を示し、縦軸は歪補償係数を示している。
波形Ｗ３１は、あるＩｄｑドリフトＤが生じたときに算出されるべき増幅器１８の歪補償係数の例を示している。波形Ｗ３２は、モニタ増幅器２２にＩｄｑドリフトＤが生じたときの、モニタ増幅器２２の歪補償係数の例を示している。 FIG. 6 is a diagram illustrating a distortion compensation coefficient corresponding to Idq drift. The horizontal axis in FIG. 6 indicates power, and the vertical axis indicates the distortion compensation coefficient.
A waveform W31 shows an example of a distortion compensation coefficient of the amplifier 18 to be calculated when a certain Idq drift D occurs. A waveform W32 shows an example of the distortion compensation coefficient of the monitor amplifier 22 when the Idq drift D occurs in the monitor amplifier 22.

図２の増幅装置の演算処理部３２は、増幅装置の起動後、モニタ増幅器２２の歪補償係数を算出する。モニタ増幅器２２は、増幅器１８と同様のＩｄｑドリフトの特性を有している。従って、増幅装置の起動後、モニタ増幅器２２にＩｄｑドリフトが生じれば、増幅器１８にも同様のＩｄｑドリフトが生じている。よって、増幅装置の起動後、モニタ増幅器２２にＩｄｑドリフトが生じたときのモニタ増幅器２２の歪補償係数は、例えば、波形Ｗ３１，Ｗ３２に示すように、増幅器１８の歪補償係数に近いものとなる。 2 calculates the distortion compensation coefficient of the monitor amplifier 22 after the amplifier is activated. The monitor amplifier 22 has the same Idq drift characteristic as the amplifier 18. Therefore, if Idq drift occurs in the monitor amplifier 22 after the amplification device is started, the same Idq drift occurs in the amplifier 18. Therefore, the distortion compensation coefficient of the monitor amplifier 22 when the Idq drift occurs in the monitor amplifier 22 after the activation of the amplifying device is close to the distortion compensation coefficient of the amplifier 18 as shown by waveforms W31 and W32, for example. .

これにより、送信信号の送信を開始する直前のＬＵＴ３３に記憶されている歪補償係数と、送信開始後に算出される増幅器１８の歪補償係数は、ずれが小さく、増幅器１８の歪補償係数の収束時間が短くなる。よって、無線送信する送信信号の歪の生じる時間を短縮できる。 As a result, the distortion compensation coefficient stored in the LUT 33 immediately before starting transmission of the transmission signal and the distortion compensation coefficient of the amplifier 18 calculated after the start of transmission have a small difference, and the convergence time of the distortion compensation coefficient of the amplifier 18 is small. Becomes shorter. Therefore, it is possible to shorten the time during which distortion of a transmission signal transmitted by radio transmission occurs.

なお、上記した増幅装置の電源のオン・オフは、例えば、増幅装置の故障等でアラームが発生したときに行われる。例えば、増幅装置でアラームが発生したとき、遠隔操作で増幅装置をオフする場合がある。その後、アラーム要因が解消されたとき、遠隔操作で増幅装置をオンする。 The above-described power on / off of the amplifying apparatus is performed, for example, when an alarm is generated due to a malfunction of the amplifying apparatus. For example, when an alarm occurs in the amplification device, the amplification device may be turned off by remote control. Thereafter, when the alarm factor is resolved, the amplifier is turned on by remote control.

図７は、増幅装置の動作を示したフローチャートである。増幅装置は、電源が投入されると以下のステップに示す処理を実行する。
［ステップＳ１］ＲＦスイッチ制御部３４は、ＲＦスイッチ１６，２４のスイッチ制御をするための制御信号を出力する。 FIG. 7 is a flowchart showing the operation of the amplifying apparatus. When the power is turned on, the amplifying apparatus performs processing shown in the following steps.
[Step S1] The RF switch control unit 34 outputs a control signal for performing switch control of the RF switches 16 and 24.

［ステップＳ２］ＲＦスイッチ１６は、ＲＦスイッチ制御部３４からの制御信号を受けて、番号１の端子と番号２の端子とを接続するようにする。すなわち、ＲＦスイッチ１６は、方向性結合器１５の出力を抵抗１７に接続し、トレーニング信号が増幅器１８に出力されないようにする。 [Step S2] The RF switch 16 receives the control signal from the RF switch control unit 34 and connects the number 1 terminal and the number 2 terminal. That is, the RF switch 16 connects the output of the directional coupler 15 to the resistor 17 so that the training signal is not output to the amplifier 18.

また、ＲＦスイッチ２４は、ＲＦスイッチ制御部３４からの制御信号を受けて、番号１の端子と番号２の端子とを接続するようにする。すなわち、ＲＦスイッチ２４は、ＡＴＴ２３の出力を乗算器２６に接続し、モニタ増幅器２２を経由したフィードバックループを形成する。 Further, the RF switch 24 receives a control signal from the RF switch control unit 34 and connects the number 1 terminal and the number 2 terminal. That is, the RF switch 24 connects the output of the ATT 23 to the multiplier 26 to form a feedback loop via the monitor amplifier 22.

［ステップＳ３］トレーニング信号生成部は、乗算器１１にトレーニング信号を入力する。
［ステップＳ４］演算処理部３２は、モニタ増幅器２２を経由したフィードバックループによる歪補償係数を算出し、ＬＵＴ３３の歪補償係数を更新する。なお、モニタ増幅器２２にＩｄｑドリフトが生じていれば、ＬＵＴ３３には、Ｉｄｑドリフトに応じた歪補償係数が記憶される。 [Step S <b> 3] The training signal generation unit inputs a training signal to the multiplier 11.
[Step S <b> 4] The arithmetic processing unit 32 calculates a distortion compensation coefficient by a feedback loop via the monitor amplifier 22 and updates the distortion compensation coefficient of the LUT 33. If an Idq drift has occurred in the monitor amplifier 22, the LUT 33 stores a distortion compensation coefficient corresponding to the Idq drift.

［ステップＳ５］ＲＦスイッチ制御部３４は、演算処理部３２からＬＵＴ３３の歪補償係数が収束したことの信号（ＬＵＴ更新の完了信号）を受信する。
［ステップＳ６］ＲＦスイッチ制御部３４は、ＬＵＴ更新の完了信号を受信すると、ＲＦスイッチ１６，２４のスイッチ制御をするための制御信号を出力する。 [Step S5] The RF switch control unit 34 receives a signal (LUT update completion signal) indicating that the distortion compensation coefficient of the LUT 33 has converged from the arithmetic processing unit 32.
[Step S6] Upon receiving the LUT update completion signal, the RF switch control unit 34 outputs a control signal for controlling the switches of the RF switches 16 and 24.

［ステップＳ７］ＲＦスイッチ１６は、ＲＦスイッチ制御部３４からの制御信号を受けて、番号１の端子と番号３の端子とを接続するようにする。すなわち、ＲＦスイッチ１６は、方向性結合器１５の出力を増幅器１８に接続し、送信信号が増幅器１８で増幅されて、アンテナ２０を介して無線送信されるようにする。 [Step S7] The RF switch 16 receives the control signal from the RF switch control unit 34 and connects the number 1 terminal and the number 3 terminal. That is, the RF switch 16 connects the output of the directional coupler 15 to the amplifier 18 so that the transmission signal is amplified by the amplifier 18 and wirelessly transmitted via the antenna 20.

また、ＲＦスイッチ２４は、ＲＦスイッチ制御部３４からの制御信号を受けて、番号１の端子と番号３の端子とを接続するようにする。すなわち、ＲＦスイッチ２４は、ＡＴＴ２１の出力を乗算器２６に接続し、増幅器１８を経由したフィードバックループを形成する。 Further, the RF switch 24 receives a control signal from the RF switch control unit 34 and connects the number 1 terminal and the number 3 terminal. That is, the RF switch 24 connects the output of the ATT 21 to the multiplier 26 and forms a feedback loop via the amplifier 18.

［ステップＳ８］トレーニング信号生成部は、トレーニング信号の生成を停止し、増幅装置は、上位装置から受信した無線送信する送信信号を乗算器１１に出力する。
［ステップＳ９］演算処理部３２は、増幅器１８を経由したフィードバックループによる歪補償係数を算出し、ＬＵＴ３３の歪補償係数を更新する。 [Step S <b> 8] The training signal generation unit stops generating the training signal, and the amplifying apparatus outputs to the multiplier 11 the transmission signal received from the host apparatus and transmitted by radio.
[Step S <b> 9] The arithmetic processing unit 32 calculates a distortion compensation coefficient by a feedback loop via the amplifier 18 and updates the distortion compensation coefficient of the LUT 33.

このように、増幅装置のＲＦスイッチ１６，２４は、当該増幅装置の起動後、モニタ増幅器２２から出力される信号を演算処理部３２にフィードバックし、その後、増幅器１８から出力される信号を演算処理部３２にフィードバックするようにした。これにより、増幅装置は、起動後、Ｉｄｑドリフトによって増幅器１８の増幅特性に大きな変化が生じても、増幅する信号の歪の生じる時間を短縮することができる。 As described above, the RF switches 16 and 24 of the amplifying device feed back the signal output from the monitor amplifier 22 to the arithmetic processing unit 32 after the activation of the amplifying device, and then perform arithmetic processing on the signal output from the amplifier 18. Feedback was made to the unit 32. As a result, the amplification apparatus can shorten the time during which distortion of the amplified signal occurs even if the amplification characteristic of the amplifier 18 changes greatly due to Idq drift after startup.

また、増幅する信号の歪の生じる時間を短縮することにより、隣接チャネル漏洩電力の生じる時間を短縮できる。
なお、図２では、方向性結合器１５でＱＭＯＤ１４から出力される信号を分離して、モニタ増幅器２２に出力するようにしたが、ＲＦスイッチ１６でＱＭＯＤ１４から出力される信号をモニタ増幅器２２に出力するようにしてもよい。 In addition, by shortening the time during which distortion of the amplified signal occurs, the time during which adjacent channel leakage power occurs can be shortened.
In FIG. 2, the signal output from the QMOD 14 is separated by the directional coupler 15 and output to the monitor amplifier 22, but the signal output from the QMOD 14 is output to the monitor amplifier 22 by the RF switch 16. You may make it do.

例えば、図２において、方向性結合器１５を外し、ＱＭＯＤ１４の出力をＲＦスイッチ１６の番号１の端子に接続する。また、抵抗１７を外し、ＲＦスイッチ１６の番号２の端子を、モニタ増幅器２２の入力に接続するようにする。なお、ＲＦスイッチ１６からモニタ増幅器２２に出力される信号のレベルが高い場合、モニタ増幅器２２に最適な信号レベルの信号が入力されるように調整する。 For example, in FIG. 2, the directional coupler 15 is removed, and the output of the QMOD 14 is connected to the number 1 terminal of the RF switch 16. Further, the resistor 17 is removed, and the terminal of the number 2 of the RF switch 16 is connected to the input of the monitor amplifier 22. When the level of the signal output from the RF switch 16 to the monitor amplifier 22 is high, the monitor amplifier 22 is adjusted so that the signal having the optimum signal level is input.

１処理部
２増幅部
３モニタ増幅部
４切替え部
５アンテナ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Processing part 2 Amplification part 3 Monitor amplification part 4 Switching part 5 Antenna

Claims

無線送信する信号を増幅する増幅装置において、
入力される信号とフィードバック信号とに基づいて歪補償係数を算出し、前記歪補償係数を用いて入力される信号に対し歪補償処理を行う処理部と、
前記処理部から出力される信号を増幅し、アンテナに出力する第１の増幅部と、
前記処理部から出力される信号を増幅する第２の増幅部と、
当該増幅装置の起動後前記第２の増幅部から出力される信号を前記処理部にフィードバックし、前記アンテナを介して送信信号を無線送信するときに前記第１の増幅部から出力される信号を前記処理部にフィードバックする切替え部と、
を有することを特徴とする増幅装置。 In an amplification device for amplifying a signal to be transmitted wirelessly,
A processing unit that calculates a distortion compensation coefficient based on the input signal and the feedback signal, and performs a distortion compensation process on the input signal using the distortion compensation coefficient;
A first amplifying unit that amplifies the signal output from the processing unit and outputs the amplified signal to the antenna;
A second amplification unit for amplifying a signal output from the processing unit;
A signal output from the second amplifying unit after starting up the amplifying device is fed back to the processing unit, and a signal output from the first amplifying unit is transmitted when wirelessly transmitting a transmission signal via the antenna. A switching unit that feeds back to the processing unit;
An amplifying device comprising:

前記処理部には、当該増幅装置の起動後前記第２の増幅部の前記歪補償係数を算出するためのトレーニング信号が入力されることを特徴とする請求項１記載の増幅装置。 The amplification device according to claim 1, wherein a training signal for calculating the distortion compensation coefficient of the second amplification unit is input to the processing unit after the amplification device is activated.

当該増幅装置の起動後前記処理部から出力される前記トレーニング信号が前記第１の増幅部に出力されないようにする出力制御部を有することを特徴とする請求項２記載の増幅装置。 The amplification device according to claim 2, further comprising: an output control unit that prevents the training signal output from the processing unit from being output to the first amplification unit after the amplification device is activated.

前記処理部は、前記歪補償係数を記憶する記憶部の前記歪補償係数を更新し、
前記切替え部は、当該増幅装置の起動後前記記憶部の前記歪補償係数が収束し送信信号を無線送信するときに前記第１の増幅部から出力される信号を前記処理部にフィードバックすることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の増幅装置。 The processing unit updates the distortion compensation coefficient of a storage unit that stores the distortion compensation coefficient,
The switching unit feeds back a signal output from the first amplifying unit to the processing unit when the distortion compensation coefficient of the storage unit converges and the transmission signal is wirelessly transmitted after activation of the amplifying device. The amplifying apparatus according to claim 1, wherein the amplifying apparatus is characterized in that:

前記第２の増幅部は、前記第１の増幅部と同様のドリフト特性を有していることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の増幅装置。 The amplifying apparatus according to claim 1, wherein the second amplifying unit has a drift characteristic similar to that of the first amplifying unit.